JPH0580810A - サーボ制御方法及び装置 - Google Patents
サーボ制御方法及び装置Info
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- JPH0580810A JPH0580810A JP3268777A JP26877791A JPH0580810A JP H0580810 A JPH0580810 A JP H0580810A JP 3268777 A JP3268777 A JP 3268777A JP 26877791 A JP26877791 A JP 26877791A JP H0580810 A JPH0580810 A JP H0580810A
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
- G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
- G05B13/04—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators
- G05B13/042—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators in which a parameter or coefficient is automatically adjusted to optimise the performance
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B17/00—Systems involving the use of models or simulators of said systems
- G05B17/02—Systems involving the use of models or simulators of said systems electric
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- Software Systems (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 制御対象の特性変動や外乱に対する感度を小
さくし、安定な制御を簡単な構成の回路により行う。 【構成】 特性変動及び外乱がないときの制御対象の数
式モデルＰｄｙとその逆関数を用いて、操作量Ｕからモ
デル制御量ＹＭを算出し、これと検出した制御量Ｙとの
差からＰｄｙの逆関数を用いて操作量の誤差Ｕｃを算出
し、これをＵＡから差し引いた操作量Ｕで制御対象を制
御する。 【効果】 数式モデルＰｄｙへの入力を操作量としたこ
とで、誤差Ｕｃの算出が簡単になる。
さくし、安定な制御を簡単な構成の回路により行う。 【構成】 特性変動及び外乱がないときの制御対象の数
式モデルＰｄｙとその逆関数を用いて、操作量Ｕからモ
デル制御量ＹＭを算出し、これと検出した制御量Ｙとの
差からＰｄｙの逆関数を用いて操作量の誤差Ｕｃを算出
し、これをＵＡから差し引いた操作量Ｕで制御対象を制
御する。 【効果】 数式モデルＰｄｙへの入力を操作量としたこ
とで、誤差Ｕｃの算出が簡単になる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はサーボ制御方法及び装置
に係わり、特に制御対象が変化したときでも安定かつ高
速に動作するサーボ制御方法及び装置に関する。
に係わり、特に制御対象が変化したときでも安定かつ高
速に動作するサーボ制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】プラント、工作機械、磁気テープやディ
スク装置などのサーボ制御系では、比較的高速でかつ精
密な応答が要求されるが、その要求を満たすように制御
系を設計すると、制御対象の特性変動や外乱に対しても
感度の高い制御系となり、安定性に問題が生じる。この
問題に対処するための従来技術として、特開昭６０ー２
１８１０６号に開示されたものがある。これは、図１１
に示すように、制御対象から検出した制御量Ｙとその目
標値Ｒとの差に応じて操作量ＵAを算出する制御演算器
３８の他に、ダイナミックモデル３６、出力誤差補償器
３７および減算器６５、６６を設けたものである。ダイ
ナミックモデル３６は目標値Ｒを入力とし、その出力Ｙ
Mは制御対象の特性に変動がなくかつ外乱も系に加わっ
ていないときの制御量であるような特性をもっている。
従ってこのモデル３６の出力ＹMと実際の制御対象から
出力される制御量Ｙとの差Ｅを減算器６６で求めると、
これは制御対象の特性変動と外乱による制御量の変動分
とみることができるから、これを出力誤差補償器３７で
操作量の上記特性変動や外乱による変動分ＵCに変換
し、これを減算器６５で操作量ＵAから差し引くことに
よって実際の操作量Ｕを求める。この操作量Ｕには制御
対象の特性変化や外乱によって生じた操作量の変化分Ｕ
Cが除去されているから、制御系の感度はこれらの特性
変化や外乱に対しては十分小さくなり、本来の目標値Ｒ
の変化には高感度で十分早く応答するが外乱などには低
感度であるという制御特性が得られ、制御系を安定化で
きる。同様な技術は特開平３ー６３７０４号にも示され
ており、特性変動や外乱に対してロバストな制御方法と
なっている。
スク装置などのサーボ制御系では、比較的高速でかつ精
密な応答が要求されるが、その要求を満たすように制御
系を設計すると、制御対象の特性変動や外乱に対しても
感度の高い制御系となり、安定性に問題が生じる。この
問題に対処するための従来技術として、特開昭６０ー２
１８１０６号に開示されたものがある。これは、図１１
に示すように、制御対象から検出した制御量Ｙとその目
標値Ｒとの差に応じて操作量ＵAを算出する制御演算器
３８の他に、ダイナミックモデル３６、出力誤差補償器
３７および減算器６５、６６を設けたものである。ダイ
ナミックモデル３６は目標値Ｒを入力とし、その出力Ｙ
Mは制御対象の特性に変動がなくかつ外乱も系に加わっ
ていないときの制御量であるような特性をもっている。
従ってこのモデル３６の出力ＹMと実際の制御対象から
出力される制御量Ｙとの差Ｅを減算器６６で求めると、
これは制御対象の特性変動と外乱による制御量の変動分
とみることができるから、これを出力誤差補償器３７で
操作量の上記特性変動や外乱による変動分ＵCに変換
し、これを減算器６５で操作量ＵAから差し引くことに
よって実際の操作量Ｕを求める。この操作量Ｕには制御
対象の特性変化や外乱によって生じた操作量の変化分Ｕ
Cが除去されているから、制御系の感度はこれらの特性
変化や外乱に対しては十分小さくなり、本来の目標値Ｒ
の変化には高感度で十分早く応答するが外乱などには低
感度であるという制御特性が得られ、制御系を安定化で
きる。同様な技術は特開平３ー６３７０４号にも示され
ており、特性変動や外乱に対してロバストな制御方法と
なっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、制
御対象の特性変動に対し必要十分な操作量の補償値を得
ようとすると、出力誤差補償器の構成が複雑になるとい
う問題があった。
御対象の特性変動に対し必要十分な操作量の補償値を得
ようとすると、出力誤差補償器の構成が複雑になるとい
う問題があった。
【０００４】本発明の目的は、比較的高速で且つ精密な
応答が要求されるサーボ系において、比較的構成が簡単
で実現しやすい制御手段を用いて制御対象の特性変動に
対する感度を低感度化し、安定な制御が可能なサーボ制
御方法を提供するにある。
応答が要求されるサーボ系において、比較的構成が簡単
で実現しやすい制御手段を用いて制御対象の特性変動に
対する感度を低感度化し、安定な制御が可能なサーボ制
御方法を提供するにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、制御対象から
検出された制御量と該制御量の目標値とから操作量を算
出し、上記制御量と目標値とが一致するように上記算出
した操作量により制御対象を制御するサーボ制御方法に
於て、制御対象へ入力する操作量を入力として、その特
性が設定された値でかつ外乱のないときの制御対象の入
力操作量に対する出力制御量の比を表すモデル伝達関数
によりモデル制御量を算出し、さらに該モデル制御量と
上記制御対象から検出された制御量との差を入力として
上記モデル伝達関数の逆関数により操作量誤差を算出す
るとともに、該操作量誤差を上記算出された操作量から
差し引いた値を上記制御対象への入力操作量とする。更
に本発明は、制御対象から検出された制御量と該制御量
の目標値とから操作量を算出し、上記制御量と目標値と
が一致するように上記算出した操作量により制御対象を
制御するサーボ制御方法に於て、上記制御対象から検出
された制御量を入力としてその特性が設定された値でか
つ外乱のないときの制御対象の入力操作量に対する出力
制御量の比を表すモデル伝達関数の逆関数を用いて、モ
デル操作量を算出し、該モデル操作量と制御対象へ入力
する操作量の差を操作量誤差として算出するとともに、
該操作量誤差を算出された操作量から差し引いた値を上
記制御対象への入力操作量とする。
検出された制御量と該制御量の目標値とから操作量を算
出し、上記制御量と目標値とが一致するように上記算出
した操作量により制御対象を制御するサーボ制御方法に
於て、制御対象へ入力する操作量を入力として、その特
性が設定された値でかつ外乱のないときの制御対象の入
力操作量に対する出力制御量の比を表すモデル伝達関数
によりモデル制御量を算出し、さらに該モデル制御量と
上記制御対象から検出された制御量との差を入力として
上記モデル伝達関数の逆関数により操作量誤差を算出す
るとともに、該操作量誤差を上記算出された操作量から
差し引いた値を上記制御対象への入力操作量とする。更
に本発明は、制御対象から検出された制御量と該制御量
の目標値とから操作量を算出し、上記制御量と目標値と
が一致するように上記算出した操作量により制御対象を
制御するサーボ制御方法に於て、上記制御対象から検出
された制御量を入力としてその特性が設定された値でか
つ外乱のないときの制御対象の入力操作量に対する出力
制御量の比を表すモデル伝達関数の逆関数を用いて、モ
デル操作量を算出し、該モデル操作量と制御対象へ入力
する操作量の差を操作量誤差として算出するとともに、
該操作量誤差を算出された操作量から差し引いた値を上
記制御対象への入力操作量とする。
【０００６】
【作用】数式モデルによる操作量誤差の算出を、操作量
を入力として行う構成としたことにより処理手段の構成
が簡単となる。また負荷の過剰な動作や高周波ノイズの
影響を除去して、制御系を安定化することができる。
を入力として行う構成としたことにより処理手段の構成
が簡単となる。また負荷の過剰な動作や高周波ノイズの
影響を除去して、制御系を安定化することができる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明を実施例により詳細に説明す
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック構成図で、
制御対象１は回転形の負荷１０とこれを駆動するモ−タ
１２、モータ１２の回転位置を検出するパルス発生器１
３（ロータリエンコーダ）、および電力増幅器１４とか
ら構成されている。負荷１０が直動式負荷のときはモー
タ１２に代わってボイスコイル式モータなどの直動式モ
ータを用い、パルス発生器１３は直線式の位置検出装置
を用いる。コントローラ６は、演算プロセッサ、メモ
リ、発信器およびＩ／Ｏ機能を有するディジタルコンピ
ュータで構成されている。但しこのコントローラ６は電
子回路で各機能を実現するようにしてもよい。このコン
トローラ６内で算出された操作量Ｕは、フィルタ８１、
Ｉ／Ｏポート６１経由で出力され、Ｄ／Ａ変換器５１で
アナログ信号に変換されて制御対象１の電力増幅器１４
を経てモータ１２を駆動する。パルス発生器１３から
は、負荷あるいはモータ１２の回転に伴って離散的なパ
ルス信号ＸPが発生し、コントローラ６のＩ／Ｏポート
６１へ送られる。
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック構成図で、
制御対象１は回転形の負荷１０とこれを駆動するモ−タ
１２、モータ１２の回転位置を検出するパルス発生器１
３（ロータリエンコーダ）、および電力増幅器１４とか
ら構成されている。負荷１０が直動式負荷のときはモー
タ１２に代わってボイスコイル式モータなどの直動式モ
ータを用い、パルス発生器１３は直線式の位置検出装置
を用いる。コントローラ６は、演算プロセッサ、メモ
リ、発信器およびＩ／Ｏ機能を有するディジタルコンピ
ュータで構成されている。但しこのコントローラ６は電
子回路で各機能を実現するようにしてもよい。このコン
トローラ６内で算出された操作量Ｕは、フィルタ８１、
Ｉ／Ｏポート６１経由で出力され、Ｄ／Ａ変換器５１で
アナログ信号に変換されて制御対象１の電力増幅器１４
を経てモータ１２を駆動する。パルス発生器１３から
は、負荷あるいはモータ１２の回転に伴って離散的なパ
ルス信号ＸPが発生し、コントローラ６のＩ／Ｏポート
６１へ送られる。
【０００８】図２はコントローラ６における操作量Ｕの
演算過程を示すフローチャートである。まずステップＦ
１０では移動指令が出されるのを待ち、指令が出される
とステップＦ２０で操作量Ｕを演算するための目標値
Ｒ、制御定数および制御系の物理定数を予め記憶された
メモリから読み出す。また制御量の検出値Ｙ＝（Ｙ1，
Ｙ2）は検出器９１により以下のようにして求められ
る。すなわち検出器９１は、Ｉ／Ｏポート６１を経てコ
ントローラ６へ入力されたパルス信号ｘPを計数し、移
動指令がオンになってから現時点までの移動変位Ｙ1を
出力する。また、パルス信号ｘPのパルス周期をコント
ローラ６内の発信器から出力されるクロック信号で計数
し、上記パルス周期の逆数に比例する速度信号Ｙ2を
［数１］により演算して出力する。
演算過程を示すフローチャートである。まずステップＦ
１０では移動指令が出されるのを待ち、指令が出される
とステップＦ２０で操作量Ｕを演算するための目標値
Ｒ、制御定数および制御系の物理定数を予め記憶された
メモリから読み出す。また制御量の検出値Ｙ＝（Ｙ1，
Ｙ2）は検出器９１により以下のようにして求められ
る。すなわち検出器９１は、Ｉ／Ｏポート６１を経てコ
ントローラ６へ入力されたパルス信号ｘPを計数し、移
動指令がオンになってから現時点までの移動変位Ｙ1を
出力する。また、パルス信号ｘPのパルス周期をコント
ローラ６内の発信器から出力されるクロック信号で計数
し、上記パルス周期の逆数に比例する速度信号Ｙ2を
［数１］により演算して出力する。
【数１】Ｙ１＝２・π・ｒ／（Ｎ・Ｔd） ここに、ｒは負荷のリール半径、Ｎはパルス発生器１３
の１回転あたりに発生するパルス数、Ｔdはパルス周期 続いて、ステップＦ３０では、制御器２で目標値Ｒと制
御量の検出値Ｙ1，Ｙ2とを用いて、両者の誤差を減ずる
ための操作量ＵAを［数２］により求める；
の１回転あたりに発生するパルス数、Ｔdはパルス周期 続いて、ステップＦ３０では、制御器２で目標値Ｒと制
御量の検出値Ｙ1，Ｙ2とを用いて、両者の誤差を減ずる
ための操作量ＵAを［数２］により求める；
【数２】ＵA＝Ｋ・Ｒ−Ｆ2・Ｙ2−Ｆ1・Ｙ1 ただしＫ，Ｆ2，Ｆ1は制御定数である（物理定数を含む
場合もある）。
場合もある）。
【０００９】続いて、ステップＦ４０に進み、制御器３
で制御対象の特性変動と外乱が操作量の次元で推定演算
される。このためにまず、特性変動と外乱がないとした
理想的な制御対象の数式モデルＰを定める。このモデル
は操作量を入力とし、制御量を出力とする伝達関数で、
例えば［数３］のように与えられる；
で制御対象の特性変動と外乱が操作量の次元で推定演算
される。このためにまず、特性変動と外乱がないとした
理想的な制御対象の数式モデルＰを定める。このモデル
は操作量を入力とし、制御量を出力とする伝達関数で、
例えば［数３］のように与えられる；
【数３】Ｐ（Ｓ）＝ｒ・Ｋｔ／（ＪＳ2） ここにＪは負荷やモータなどの全慣性能率、Ｓは複素パ
ラメータ、ｒは負荷のリール半径、Ｋｔはモータトルク
定数である。従来技術が目標値を入力していたのとは異
なり、操作量を入力とすることにより、構成が簡単化さ
れる特徴がある。そして上記の数式モデルＰに実際の操
作量Ｕを入力して、制御量のモデル値ＹM（これも速度
と位置からなる二元量）を求め、これと実際に出力され
た制御量Ｙとの差を上記数式モデルＰの逆関数により再
び操作量の次元へ変換する。その結果得られた操作量誤
差は、実際の制御対象に含まれる特性変動と外乱のため
に生じた操作量の誤差を推定したものとなる。次のステ
ップＦ５０では、上記操作量誤差をフィルタＧへ通し、
その出力ＵCを制御器２の出力ＵAから減算器７１で差し
引き、操作量Ｕを出力する。この操作量Ｕは、従来例で
も述べたように、特性変化や外乱に対する応答が抑圧さ
れるので、安定な制御を可能とする。またフィルタＧは
直流ゲインが１の低域通過型フィルタであり、制御器３
で推定した操作量誤差信号の周波数成分を制御する役割
を果す。すなわち、操作量誤差算出の過程で該逆関数に
より、制御量の誤差を制御量の次元から操作量の次元へ
変換する際に、高周波ノイズが発生するが、フィルタＧ
の周波数帯域を広く設定するとそのノイズ成分が通過す
るため、モータ１２を高速動作させようとする力が働
き、補償動作に伴う比較的大きなエネルギーが投入され
る。特に、制御対象には機械的共振モードが幾つも存在
し、それと共振現象を起こすと一度に大きなエネルギー
が投入され、制御系が不安定化する問題がある。また、
当然のことながらモータ１２、電力増幅器１４には物理
的なエネルギーの制限がある。以上の理由から、フィル
タＧの周波数帯域は制御系の実情にあわせて適正な値に
設定しておく。例えば、特性変動と外乱の時間的変化が
ゆっくりと起きるような制御系に対しては、フィルタＧ
の周波数帯域を適当に狭く設定して高周波ノイズ成分を
除去すれば、上記制御系を不安定化することなく、特性
変動と外乱の影響を確実に小さくできる。また、その補
償に要する物理的エネルギーも小さくできる。これは制
御系の安定化と低価格化に効果がある。以上のようにし
て演算された操作量Ｕはフィルタ８１経由で出力される
が、このフィルタ８１も前記のフィルタＧと同様直流ゲ
インが１の低域通過型フィルタであり、、制御系を安定
化させる目的を持つ。特に、コントローラ６がディジタ
ルコンピュータで構成される場合には、離散的信号を用
いて上記ステップＦ４０、Ｆ５０の演算を行う過程で量
子化ノイズが発生しやすい。このため、フィルタ８１は
そのカットオフ周波数がフィルタＧのカットオフ周波数
より高く、かつ制御対称の有する機械的共振周波数より
も低く設定すると制御系の安定化に効果がある。
ラメータ、ｒは負荷のリール半径、Ｋｔはモータトルク
定数である。従来技術が目標値を入力していたのとは異
なり、操作量を入力とすることにより、構成が簡単化さ
れる特徴がある。そして上記の数式モデルＰに実際の操
作量Ｕを入力して、制御量のモデル値ＹM（これも速度
と位置からなる二元量）を求め、これと実際に出力され
た制御量Ｙとの差を上記数式モデルＰの逆関数により再
び操作量の次元へ変換する。その結果得られた操作量誤
差は、実際の制御対象に含まれる特性変動と外乱のため
に生じた操作量の誤差を推定したものとなる。次のステ
ップＦ５０では、上記操作量誤差をフィルタＧへ通し、
その出力ＵCを制御器２の出力ＵAから減算器７１で差し
引き、操作量Ｕを出力する。この操作量Ｕは、従来例で
も述べたように、特性変化や外乱に対する応答が抑圧さ
れるので、安定な制御を可能とする。またフィルタＧは
直流ゲインが１の低域通過型フィルタであり、制御器３
で推定した操作量誤差信号の周波数成分を制御する役割
を果す。すなわち、操作量誤差算出の過程で該逆関数に
より、制御量の誤差を制御量の次元から操作量の次元へ
変換する際に、高周波ノイズが発生するが、フィルタＧ
の周波数帯域を広く設定するとそのノイズ成分が通過す
るため、モータ１２を高速動作させようとする力が働
き、補償動作に伴う比較的大きなエネルギーが投入され
る。特に、制御対象には機械的共振モードが幾つも存在
し、それと共振現象を起こすと一度に大きなエネルギー
が投入され、制御系が不安定化する問題がある。また、
当然のことながらモータ１２、電力増幅器１４には物理
的なエネルギーの制限がある。以上の理由から、フィル
タＧの周波数帯域は制御系の実情にあわせて適正な値に
設定しておく。例えば、特性変動と外乱の時間的変化が
ゆっくりと起きるような制御系に対しては、フィルタＧ
の周波数帯域を適当に狭く設定して高周波ノイズ成分を
除去すれば、上記制御系を不安定化することなく、特性
変動と外乱の影響を確実に小さくできる。また、その補
償に要する物理的エネルギーも小さくできる。これは制
御系の安定化と低価格化に効果がある。以上のようにし
て演算された操作量Ｕはフィルタ８１経由で出力される
が、このフィルタ８１も前記のフィルタＧと同様直流ゲ
インが１の低域通過型フィルタであり、、制御系を安定
化させる目的を持つ。特に、コントローラ６がディジタ
ルコンピュータで構成される場合には、離散的信号を用
いて上記ステップＦ４０、Ｆ５０の演算を行う過程で量
子化ノイズが発生しやすい。このため、フィルタ８１は
そのカットオフ周波数がフィルタＧのカットオフ周波数
より高く、かつ制御対称の有する機械的共振周波数より
も低く設定すると制御系の安定化に効果がある。
【００１０】最後にステップＦ６０に進み、制御系が所
定の移動動作を完了し、移動指令がオフされるまで、ス
テップＦ２０〜Ｆ５０の処理が繰り返し実行される。移
動指令がオフされると図２の一連の動作を終了する。
定の移動動作を完了し、移動指令がオフされるまで、ス
テップＦ２０〜Ｆ５０の処理が繰り返し実行される。移
動指令がオフされると図２の一連の動作を終了する。
【００１１】図３は、本発明の他の実施例を示すブロッ
ク構成図で、図１の実施例とはオブザーバ４を検出器９
１の出力側に付加した点のみが異り、他の構成は同一で
ある。パルス発生器１３のような位置検出器を介して検
出される検出値Ｙには時間遅れが避けられない。制御ル
ープ内の遅延の存在は制御系の不安定要因となるので、
オブザーバ４によって検出値Ｙに含まれる時間遅れを減
少させた推定値ＹSを用いて制御を行うことにより制御
系を安定化することができる。特にロータリエンコーダ
などパルス発生器１３から検出されるパルス信号Ｘpか
ら、時間遅れを減少させた推定値、あるいは時間的に連
続な信号に補間した推定値を求めるのに好適なオブザー
バ４の具体的構成は、たとえば特願平３−５６３３８号
（平成３年３月２０日出願）に示されている。
ク構成図で、図１の実施例とはオブザーバ４を検出器９
１の出力側に付加した点のみが異り、他の構成は同一で
ある。パルス発生器１３のような位置検出器を介して検
出される検出値Ｙには時間遅れが避けられない。制御ル
ープ内の遅延の存在は制御系の不安定要因となるので、
オブザーバ４によって検出値Ｙに含まれる時間遅れを減
少させた推定値ＹSを用いて制御を行うことにより制御
系を安定化することができる。特にロータリエンコーダ
などパルス発生器１３から検出されるパルス信号Ｘpか
ら、時間遅れを減少させた推定値、あるいは時間的に連
続な信号に補間した推定値を求めるのに好適なオブザー
バ４の具体的構成は、たとえば特願平３−５６３３８号
（平成３年３月２０日出願）に示されている。
【００１２】図４は、本発明の他の実施例を示すブロッ
ク構成図で、図１の実施例にメモリ６２を付加したもの
である。制御器３の出力Ｕｃはメモリ６２へ一時記憶さ
れ、その出力は次回以降の制御系の移動動作において、
移動指令後の経過時間をメモリ６２へのアドレス信号と
して使い、メモリ６２へ記憶された該出力ＵCが呼び出
され、特性変動と外乱の影響を補償するために使用され
る。この様に構成すると、上記補償がフィードフォワー
ド補償となり、制御系が安定化する効果がある。ディジ
タル制御系では、操作量の出力と制御量の検出が離散的
な時系列で行われるから、各時点の操作量誤差ＵCをメ
モリ６２へ格納しておき、それを平均化した値を操作量
誤差として用いると、制御器３において、操作量誤差の
推定に伴う誤差を除去できる効果がある。但し本実施例
の場合は、制御対象の特性変動と外乱に対する即応的な
制御機能は失われるが、特性変動と外乱等の時間的変化
が比較的ゆっくりと起こる制御対象に対しては、制御系
の低感度化と同時に安定化の向上に効果がある。
ク構成図で、図１の実施例にメモリ６２を付加したもの
である。制御器３の出力Ｕｃはメモリ６２へ一時記憶さ
れ、その出力は次回以降の制御系の移動動作において、
移動指令後の経過時間をメモリ６２へのアドレス信号と
して使い、メモリ６２へ記憶された該出力ＵCが呼び出
され、特性変動と外乱の影響を補償するために使用され
る。この様に構成すると、上記補償がフィードフォワー
ド補償となり、制御系が安定化する効果がある。ディジ
タル制御系では、操作量の出力と制御量の検出が離散的
な時系列で行われるから、各時点の操作量誤差ＵCをメ
モリ６２へ格納しておき、それを平均化した値を操作量
誤差として用いると、制御器３において、操作量誤差の
推定に伴う誤差を除去できる効果がある。但し本実施例
の場合は、制御対象の特性変動と外乱に対する即応的な
制御機能は失われるが、特性変動と外乱等の時間的変化
が比較的ゆっくりと起こる制御対象に対しては、制御系
の低感度化と同時に安定化の向上に効果がある。
【００１３】図５は、本発明の他の実施例を示すブロッ
ク構成図で、図１の実施例とは、コントローラ６内のフ
ィルタ８１をコントローラ６外に設置したものである。
フィルタ８１は、そのカットオフ周波数がコントローラ
６内の他の制御器２、制御器３、及びフィルタＧに比べ
て最も高い、そして次数も高いため、コントローラ６を
デイジタルコンピュータで構成する場合、最も速い演算
速度、高い演算精度を要するのでフィルタ８１を外部で
単独に構成することにより、コントローラ６の演算速
度、演算精度に対する仕様を大幅に軽減できる効果があ
る。
ク構成図で、図１の実施例とは、コントローラ６内のフ
ィルタ８１をコントローラ６外に設置したものである。
フィルタ８１は、そのカットオフ周波数がコントローラ
６内の他の制御器２、制御器３、及びフィルタＧに比べ
て最も高い、そして次数も高いため、コントローラ６を
デイジタルコンピュータで構成する場合、最も速い演算
速度、高い演算精度を要するのでフィルタ８１を外部で
単独に構成することにより、コントローラ６の演算速
度、演算精度に対する仕様を大幅に軽減できる効果があ
る。
【００１４】図６は、本発明の他の実施例を示すブロッ
ク構成図で、本実施例の制御器３Ａが図１の実施例と異
なっている。即ち図１の実施例のように、制御量でモデ
ル値と検出値とを比較するのではなくて、制御量の検出
値Ｙを入力すると、この制御量Ｙを発生するための操作
量のモデル値Ｕ0が数式モデルＰの逆関数を用いて算出
され、さらに操作量Ｕと上記操作量のモデル値Ｕ0との
差をフィルタＧに通した値を操作量誤差Ｕｃとして出力
する。図２のステップＦ４０はここで述べた内容に変更
される。本実施例によると、コントローラ６における制
御器の演算量が図１の場合に比べて大幅に軽減できる。
特に、制御対象１が磁気テープ装置の場合（図９）のよ
うに、複雑な系になると大きな効果がある。
ク構成図で、本実施例の制御器３Ａが図１の実施例と異
なっている。即ち図１の実施例のように、制御量でモデ
ル値と検出値とを比較するのではなくて、制御量の検出
値Ｙを入力すると、この制御量Ｙを発生するための操作
量のモデル値Ｕ0が数式モデルＰの逆関数を用いて算出
され、さらに操作量Ｕと上記操作量のモデル値Ｕ0との
差をフィルタＧに通した値を操作量誤差Ｕｃとして出力
する。図２のステップＦ４０はここで述べた内容に変更
される。本実施例によると、コントローラ６における制
御器の演算量が図１の場合に比べて大幅に軽減できる。
特に、制御対象１が磁気テープ装置の場合（図９）のよ
うに、複雑な系になると大きな効果がある。
【００１５】図７は、本発明の他の実施例を示すブロッ
ク構成図で、図１の実施例とは、コントローラ６の制御
器３への入力を操作量Ｕから制御器２の出力ＵAへ変更
した点が異なり、図１と同様な効果が得られる。図１の
動作を示す図２のフローチャートは本実施例の場合も変
更はない。
ク構成図で、図１の実施例とは、コントローラ６の制御
器３への入力を操作量Ｕから制御器２の出力ＵAへ変更
した点が異なり、図１と同様な効果が得られる。図１の
動作を示す図２のフローチャートは本実施例の場合も変
更はない。
【００１６】図８は、本発明の他の実施例を示すブロッ
ク構成図で、図６の実施例とは、コントローラ６の制御
器３Ａへの入力を操作量Ｕから制御器２の出力ＵAへ変
更した点が異なるだけで、図６の実施例と同様の効果が
ある。図１の動作を示す図２のフローチャートは本実施
例の場合も変更はない。
ク構成図で、図６の実施例とは、コントローラ６の制御
器３Ａへの入力を操作量Ｕから制御器２の出力ＵAへ変
更した点が異なるだけで、図６の実施例と同様の効果が
ある。図１の動作を示す図２のフローチャートは本実施
例の場合も変更はない。
【００１７】図９は、図６において制御対象１を磁気テ
ープ装置とした場合の実施例を示すもので、負荷は二つ
のリール１０１、１０２と、このリール上に巻かれた磁
気テープ１００と、磁気テープ１００上にデータを記
録、再生する磁気ヘッド１０３とから構成される。磁気
ヘッド１０３は固定ヘッド方式であっても良いし、回転
ヘッド方式であっても良い。モータ１２１、１２２は２
つのリール１０１、１０２を駆動してリール上に巻かれ
た磁気テープ１００を、磁気ヘッド１０３上を移動する
ように走行させる。パルス発生器１３１、１３２はロー
タリエンコーダであり、磁気テープ１００の移動に伴い
リール１０１、１０２が所定の角度回転する度にパルス
信号ＸPを発生する。また、張力センサ１３３は磁気テ
ープ１００に働くテープ張力を検出し、この張力検出値
ＴはＡ／Ｄ変換器５３を介して、コントローラ６のＩ／
Ｏポート６１へ入力される。磁気テープ装置は２つのモ
ータ系から構成されており、これに対応してＤ／Ａ変換
器５１、５２、フィルタ８１、８２、電力増幅器１４
１、１４２がそれぞれのモータ対応に設けられている。
２つのモータを駆動する２つの操作量ＵM、ＵFはコント
ローラ６内で図２のフローチャートに従って以下のよう
に演算される。
ープ装置とした場合の実施例を示すもので、負荷は二つ
のリール１０１、１０２と、このリール上に巻かれた磁
気テープ１００と、磁気テープ１００上にデータを記
録、再生する磁気ヘッド１０３とから構成される。磁気
ヘッド１０３は固定ヘッド方式であっても良いし、回転
ヘッド方式であっても良い。モータ１２１、１２２は２
つのリール１０１、１０２を駆動してリール上に巻かれ
た磁気テープ１００を、磁気ヘッド１０３上を移動する
ように走行させる。パルス発生器１３１、１３２はロー
タリエンコーダであり、磁気テープ１００の移動に伴い
リール１０１、１０２が所定の角度回転する度にパルス
信号ＸPを発生する。また、張力センサ１３３は磁気テ
ープ１００に働くテープ張力を検出し、この張力検出値
ＴはＡ／Ｄ変換器５３を介して、コントローラ６のＩ／
Ｏポート６１へ入力される。磁気テープ装置は２つのモ
ータ系から構成されており、これに対応してＤ／Ａ変換
器５１、５２、フィルタ８１、８２、電力増幅器１４
１、１４２がそれぞれのモータ対応に設けられている。
２つのモータを駆動する２つの操作量ＵM、ＵFはコント
ローラ６内で図２のフローチャートに従って以下のよう
に演算される。
【００１８】図２において、負荷を磁気テープ装置とし
た場合のステップＦ２０、Ｆ３０の処理においては、検
出器９１が入力パルス信号Ｘｐからテープ速度Ｙ１と入
力張力検出値Ｔから検出張力Ｙ２とを出力するものと
し、これらの値を制御器２へ取り込んでモータ１４１、
１４２を駆動するための操作量ＵA＝（ＵAM，ＵAF）を
演算する。磁気テープ装置の場合、制御目的の制御量
は、テープ速度Ｙ1と張力Ｙ2の２つであり、目標値はテ
ープ速度と張力に関するＲ1、Ｒ2の２つである。これら
の処理の詳細は特願昭６１−９４５２９号（昭和６１年
４月２５日出願）に詳しく記述されている。ステップＦ
４０では、制御器３で実際の磁気テープ装置に含まれる
特性変動と外乱の影響を操作量の次元で推定演算する
が、磁気テープ装置は２つのモータ系から構成されるて
いるため、数式モデルＰは２つの入力操作量と２つの出
力制御量との比を表す下記の４ケのモデル伝達関数で表
される。
た場合のステップＦ２０、Ｆ３０の処理においては、検
出器９１が入力パルス信号Ｘｐからテープ速度Ｙ１と入
力張力検出値Ｔから検出張力Ｙ２とを出力するものと
し、これらの値を制御器２へ取り込んでモータ１４１、
１４２を駆動するための操作量ＵA＝（ＵAM，ＵAF）を
演算する。磁気テープ装置の場合、制御目的の制御量
は、テープ速度Ｙ1と張力Ｙ2の２つであり、目標値はテ
ープ速度と張力に関するＲ1、Ｒ2の２つである。これら
の処理の詳細は特願昭６１−９４５２９号（昭和６１年
４月２５日出願）に詳しく記述されている。ステップＦ
４０では、制御器３で実際の磁気テープ装置に含まれる
特性変動と外乱の影響を操作量の次元で推定演算する
が、磁気テープ装置は２つのモータ系から構成されるて
いるため、数式モデルＰは２つの入力操作量と２つの出
力制御量との比を表す下記の４ケのモデル伝達関数で表
される。
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
【００１９】これに対応して算出される特性変動と外乱
の操作量次元での推定値も（ＵCM，ＵCF）という二元量
として求められ、これらがそれぞれ制御器からの出力の
各対応値（ＵAM，ＵAF）と比較されて二元の特性量（Ｕ
M，ＵF）が求められる。
の操作量次元での推定値も（ＵCM，ＵCF）という二元量
として求められ、これらがそれぞれ制御器からの出力の
各対応値（ＵAM，ＵAF）と比較されて二元の特性量（Ｕ
M，ＵF）が求められる。
【００２０】続くステップＦ５０、Ｆ６０の処理内容は
図６の実施例と同じである。本実施例によれば、磁気テ
ープ装置を構成するモータ等の部品誤差、モータ軸受の
摩擦力、テープ走行に伴う摩擦力、テープ交換に伴う各
種テープのばらつき、コントローラ６における制御定数
等の演算誤差の影響に対して、磁気テープ装置を低感度
化し、制御量を安定化できる効果がある。
図６の実施例と同じである。本実施例によれば、磁気テ
ープ装置を構成するモータ等の部品誤差、モータ軸受の
摩擦力、テープ走行に伴う摩擦力、テープ交換に伴う各
種テープのばらつき、コントローラ６における制御定数
等の演算誤差の影響に対して、磁気テープ装置を低感度
化し、制御量を安定化できる効果がある。
【００２１】図１０は、図１において、制御対象１を磁
気ディスク装置とした場合の実施例を示すもので、負荷
１０は複数枚の磁気ディスクをスタックしたディスクス
タック１０５と、ディスクスタック１０５上の各ディス
クに同心円状に配置され、トラック信号を検出するため
の磁気ヘッド１０６と、磁気ヘッド１０６を支持するキ
ャリッジ１０７とから構成されている。本実施例のモー
タ１２は直線運動を行うボイスコイル式のモータであ
り、キャリッジ１０７を駆動して、磁気ヘッド１０６を
ディスクスタック１０５上の複数のトラック信号上へ位
置付ける。磁気ヘッド１０６の出力はパルス発生器１３
へ送られ、パルス発生器１３はトラック位置を示すパル
ス信号ＸPを出力する。また、磁気ヘッド１０６の出力
はＡ／Ｄ変換器５５を介してコントローラ６へ送られ
る。
気ディスク装置とした場合の実施例を示すもので、負荷
１０は複数枚の磁気ディスクをスタックしたディスクス
タック１０５と、ディスクスタック１０５上の各ディス
クに同心円状に配置され、トラック信号を検出するため
の磁気ヘッド１０６と、磁気ヘッド１０６を支持するキ
ャリッジ１０７とから構成されている。本実施例のモー
タ１２は直線運動を行うボイスコイル式のモータであ
り、キャリッジ１０７を駆動して、磁気ヘッド１０６を
ディスクスタック１０５上の複数のトラック信号上へ位
置付ける。磁気ヘッド１０６の出力はパルス発生器１３
へ送られ、パルス発生器１３はトラック位置を示すパル
ス信号ＸPを出力する。また、磁気ヘッド１０６の出力
はＡ／Ｄ変換器５５を介してコントローラ６へ送られ
る。
【００２２】モータ１２の操作量Ｕの演算は図２のフロ
ーチャートに従って行われる。ここでステップＦ１０〜
Ｆ３０の処理は図１の実施例と同一であるが、ステップ
Ｆ４０の処理においては、図１０の数式モデルＰは［数
８］で与えられる。
ーチャートに従って行われる。ここでステップＦ１０〜
Ｆ３０の処理は図１の実施例と同一であるが、ステップ
Ｆ４０の処理においては、図１０の数式モデルＰは［数
８］で与えられる。
【数８】Ｐ（Ｓ）＝Ｆ／（ＭＳ2） ただしＭは負荷の質量、Ｆはモータの力定数である。
【００２３】本実施例によれば、磁気ディスク装置を構
成するボイスコイル式モータの力定数のばらつき、キャ
リッジの摩擦力、外部で発生した外乱、コントローラ６
における制御定数等の演算誤差の影響に対する感度を低
くし、制御量を安定化できる効果がある。
成するボイスコイル式モータの力定数のばらつき、キャ
リッジの摩擦力、外部で発生した外乱、コントローラ６
における制御定数等の演算誤差の影響に対する感度を低
くし、制御量を安定化できる効果がある。
【００２４】
【発明の効果】本発明によれば、比較的高速で且つ精密
な応答が要求されるサーボ装置において、制御対象に生
じる特性変動、制御対象に加わる外乱の影響を抑制し、
安定な制御を実現できる。
な応答が要求されるサーボ装置において、制御対象に生
じる特性変動、制御対象に加わる外乱の影響を抑制し、
安定な制御を実現できる。
【図１】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図２】操作量の演算過程を示すフローチャートであ
る。
る。
【図３】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図４】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図５】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図６】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図７】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図８】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図９】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図１０】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図１１】従来技術のブロック構成図である。
１ 制御対象 ２ 制御器 ３ 制御器 ４ オブザーバ ６ コントローラ １０ 負荷 １２ モータ １２１ モータ １２２ モータ １３ パルス発生器 １３１ パルス発生器 １３２ パルス発生器 １５ フィルタ ８１ フィルタ ８２ フィルタ ６２ メモリ ９１ 検出器 １００ 磁気テープ １３３ 張力センサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石井 智和 茨城県土浦市神立町502番地 株式会社日 立製作所機械研究所内 (72)発明者 土岐 謙治 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所小田原工場内
Claims (11)
- 【請求項１】 制御対象から検出された制御量と該制御
量の目標値とから操作量を算出し、上記制御量と目標値
とが一致するように上記算出した操作量により制御対象
を制御するサーボ制御方法に於て、制御対象へ入力する
操作量を入力として、その特性が設定された値でかつ外
乱のないときの制御対象の入力操作量に対する出力制御
量の比を表すモデル伝達関数により、モデル制御量を算
出し、さらに該モデル制御量と上記制御対象から検出さ
れた制御量との差を入力として上記モデル伝達関数の逆
関数により操作量誤差を算出するとともに、該操作量誤
差を上記算出された操作量から差し引いた値を上記制御
対象への入力操作量とすることを特徴とするサーボ制御
方法。 - 【請求項２】 制御対象から検出された制御量と該制御
量の目標値とから操作量を算出し、上記制御量と目標値
とが一致するように上記算出した操作量により制御対象
を制御するサーボ制御方法に於て、上記制御対象から検
出された制御量を入力として、その特性が設定された値
でかつ外乱のないときの制御対象の入力操作量に対する
出力制御量の比を表すモデル伝達関数の逆関数を用い
て、モデル操作量を算出し、該モデル操作量と制御対象
へ入力する操作量の差を操作量誤差として算出するとと
もに、該操作量誤差を算出された操作量から差し引いた
値を上記制御対象への入力操作量とすることを特徴とす
るサーボ制御方法。 - 【請求項３】 制御対象から検出された制御量と該制御
量の目標値とから操作量を算出する第１の手段を備え、
上記制御量と目標値とが一致するように上記第１の手段
の出力する操作量により制御対象を制御するサーボ制御
装置に於て、制御対象へ入力する操作量を入力として、
その特性が設定された値でかつ外乱のないときの制御対
象の入力操作量に対する出力制御量の比を表すモデル伝
達関数により、モデル制御量を算出する第２の手段と、
該モデル制御量と上記制御対象から検出された制御量と
の差を入力として上記モデル伝達関数の逆関数により操
作量誤差を算出する第３の手段と、該操作量誤差を上記
第１の手段により算出された操作量から差し引いた値を
上記制御対象への入力操作量とする第４の手段と、より
成ることを特徴とするサーボ制御装置。 - 【請求項４】 制御対象から検出された制御量と該制御
量の目標値とから操作量を算出する第１の手段を備え、
上記制御量と目標値とが一致するように上記第１の手段
の出力する操作量により制御対象を制御するサーボ制御
装置に於て、上記制御対象から検出された制御量を入力
として、その特性が設定された値でかつ外乱のないとき
の制御対象の入力操作量に対する出力制御量の比を表す
モデル伝達関数の逆関数を用いて、モデル操作量を算出
する第２の手段と、、該モデル操作量と制御対象へ入力
する操作量の差を操作量誤差として算出する第３の手段
と、該操作量誤差を上記第１の手段により算出された操
作量から差し引いた値を上記制御対象への入力操作量と
する第４の手段と、より成ることを特徴とするサーボ制
御装置。 - 【請求項５】 上記第３の手段で前記算出した操作量誤
差は、その直流ゲインが１の低域通過形の第１フィルタ
を介して出力することを特徴とする請求項３または４記
載のサーボ制御装置。 - 【請求項６】 第４の手段での前記操作量の制御対象へ
の入力を、そのカットオフ周波数が前記第１フィルタの
カットオフ周波数より高くかつ制御対象の有する機械的
共振周波数よりも低く設定されたところの、直流ゲイン
が１で低域通過型の第２フィルタを介して行うことを特
徴とする請求項５記載のサーボ制御装置。 - 【請求項７】 前記制御対象から検出された制御量は、
該制御量の検出手段の出力を該出力に含まれる遅延時間
を補正するためのオブザーバにより処理したものである
ことを特徴とする請求項３または４記載のサーボ制御装
置。 - 【請求項８】 前記第３の手段は、算出操作量をそのま
ま出力せずに一定時間記憶させその平均値をもって前記
操作誤差量として出力することを特徴とする請求項３ま
たは４記載のサーボ制御装置。 - 【請求項９】 前記請求項３の第２の手段又は請求項４
の第３の手段への入力する操作量は、前記第１の手段か
らの出力とすることを特徴とするサーボ制御装置。 - 【請求項１０】 前記制御対象が磁気テープ装置である
場合に、前記制御量及びその目標値を磁気テープ装置の
テープ速度及びテープ張力に対するそれぞれの値とし、
前記第１の手段は上記テープ速度及びテープ張力を制御
する各操作量を算出し、前記第３の手段は上記テープ速
度及びテープ張力に対する各操作量誤差を算出すること
を特徴とする請求項３または４記載のサーボ制御装置。 - 【請求項１１】 前記制御対象が磁気ディスク装置であ
る場合に、前記制御量及びその目標値を磁気ディスク装
置のトラック位置に対する値とし、前記第１の手段は上
記トラック位置を制御する操作量を算出し、前記第３の
手段は上記トラック位置に対する操作量誤差を算出する
ことを特徴とする請求項３または４記載のサーボ制御装
置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3268777A JPH0580810A (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | サーボ制御方法及び装置 |
| US07/948,266 US5352961A (en) | 1991-09-20 | 1992-09-21 | Control method and apparatus for a servo-mechanism |
| US08/322,411 US5497059A (en) | 1991-09-20 | 1994-10-04 | Control method and apparatus for a servo- mechanism |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3268777A JPH0580810A (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | サーボ制御方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0580810A true JPH0580810A (ja) | 1993-04-02 |
Family
ID=17463150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3268777A Pending JPH0580810A (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | サーボ制御方法及び装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5352961A (ja) |
| JP (1) | JPH0580810A (ja) |
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