JP2000235403A - サーボ制御装置及びサーボ制御方法 - Google Patents

サーボ制御装置及びサーボ制御方法

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡易な構成を有するオブザーバを用いて安価
且つ簡便にサーボ制御系を構成して外乱を抑圧しつつ制
御対象をフィードバック制御する場合でも、正確且つ迅
速に外乱を推定して正確にサーボ制御することが可能な
サーボ制御装置及び方法を提供する。 【解決手段】 フォーカスアクチュエータ等のバネマス
系の制御対象に対して外部から印加される外乱を推定し
外乱推定値を生成するオブザーバ５ｂを備え、当該外乱
推定値に基づいて外乱を補償しつつ制御対象をフィード
バック制御するサーボ制御装置において、オブザーバ５
ｂは、少なくとも上記制御対象の固有振動周波数以上の
周波数帯域において、当該制御対象を示す内部モデルと
して慣性系の内部モデルを用いて外乱を推定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、二次の項、一次の
項及び零次の項を少なくとも含む特性方程式により定義
される制御対象をフィードバック制御により制御するサ
ーボ制御装置の技術分野に属し、より詳細には、当該制
御対象に印加されることが予測される外乱を推定し、当
該推定された外乱を補償しつつフィードバック制御を行
うサーボ制御装置の技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】近年、制御対象をフィードバック制御す
る際に、当該制御対象に印加されることが予測される外
乱を予め推定し、当該推定された外乱を加味した操作量
を当該制御対象に印加することにより当該外乱を補償し
つつ制御対象をフィードバック制御することについての
研究が盛んに行われている。
【０００３】そして、当該外乱を予測するのに好適な方
法として近年注目されているのが、いわゆるオブザーバ
と称される状態観測器である。
【０００４】ここで、当該オブザーバについてその原理
等を説明する。
【０００５】オブザーバは、実際に検出することができ
ない状態（この場合は、外乱が印加された制御対象の状
態）を、測定可能な状態から推定するものであり、上述
したオブザーバを用いて外乱を推定し補償するフォード
バック制御においては、制御対象に印加されることが予
測される外乱をオブザーバにより推定し、当該外乱を抑
圧するべく当該推定した外乱量に基づいて補正すべき操
作量を演算し、その結果を上記フィードバック制御系に
おける操作量に加算しこれを補償するものである。
【０００６】次に、オブザーバにおける外乱推定のため
の処理について、図１２を用いて具体的に説明する。な
お、図１２は、ＣＤ（Compact Disk）プレーヤ等のい
わゆる光ディスク再生装置に含まれているフォーカスア
クチュエータを制御対象とするフォーカスサーボ制御系
に対してオブザーバを適用した場合における当該フォー
カスサーボ制御系内に形成されるフィードバックサーボ
ループを示すブロック線図である。
【０００７】ここで、上記フォーカスアクチュエータと
は、光ディスク上に記録されている情報を再生するため
の光ビームの焦点位置と当該光ディスク内の情報記録面
の位置とを一致させるべく、当該光ビームを集光するた
めの対物レンズを当該情報記録面に垂直な方向に駆動す
るためのアクチュエータである。
【０００８】また、当該制御対象としてのフォーカスア
クチュエータ（以下、従来の技術の欄において単にアク
チュエータと称する。）は、板バネ等の弾性体により当
該対物レンズを支持する構成となっており、このような
制御対象を示す特性方程式は、一般に、二次の項、一次
の項及び零次の項を少なくとも含んでいるもので、場合
によっては三次以上の項をも含むものである。なお、当
該制御対象を以下、バネマス系の制御対象と称する。
【０００９】今、図１２において、制御対象Ｕ（ｓ）を
アクチュエータとし、制御量ｙをアクチュエータにより
移動される対物レンズの光ディスクに垂直な方向の位置
とする。
【００１０】そして、当該アクチュエータの上記特性方
程式（伝達関数）を２次遅れ系として示すと、
【００１１】
【数１】 Ｕ（ｓ）＝Ａ×ｗa2／（ｓ2＋２×ｋa×ｗa×ｓ＋ｗa2） … （１） となる。ここで、Ａはアクチュエータのゲイン（m/Ampe
re）であり、ｋaはアクチュエータの粘性制動係数であ
り、ｗaはアクチュエータの固有振動周波数（rad/sec）
である。
【００１２】次に、当該アクチュエータにおけるフォー
カスエラー信号出力ための変換感度（すなわち、上記光
ディスク再生装置内のフォトディテクタの感度及びエラ
ー生成増幅器の増幅率により決定される変換感度）を位
置検出感度Ｋe（Volt/m）として考えると、
【００１３】
【数２】ref−ｙ×Ｋe＝er … （２） と考えることができる。ここで、refは対物レンズが位
置すべき目標値であり、erは上記フィードバック制御系
における制御偏差である。そして、図１２に示すよう
に、上記式（２）によって得られた制御偏差erは、オブ
ザーバの一方の入力端子へ入力される。
【００１４】一方、図１２において、操作量（電圧値）
ｕとアクチュエータを駆動するための駆動電流ｉとの関
係は、
【００１５】
【数３】ｉ＝Kdr×ｕ … （３） となる。ここで、Kdr（Ampere/Volt）は上記駆動電流ｉ
を生成するドライバ（操作量ｕにより制御される）の電
圧／電流変換感度である。そして、この駆動電流ｉは、
下記式（４）に示すように電流／電圧変換感度がKiv（V
olt/Ampere）である電流／電圧コンバータによって入力
電圧ｖに変換され、オブザーバの他方の入力端子へ入力
される。
【００１６】
【数４】ｖ＝Kiv×ｉ … （４） ここで、上記電流／電圧変換感度Kivは、駆動電流ｉを
オブザーバにフィードバックする上での変換感度に相当
するものであり、これはいわゆるリターン抵抗に相当す
るものである。
【００１７】次に、説明を単純化するために、アクチュ
エータに印加される可能性のある外乱をその位置に対す
る外乱のみと考える。そして、図１２に示すように、そ
の外乱量をｄとすると、
【００１８】
【数５】ｉ×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝ｙ … （５） となる。ここで、上記式（２）において、目標値refを
ゼロ（ref＝０）とすると、
【００１９】
【数６】ｙ×Ｋe＝−er となるので、上記式（４）より、
【００２０】
【数７】ｉ＝ｖ／Kiv だから、これらにより上記式（５）内のｉ及びｙを消去
すると、
【００２１】
【数８】（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝−er／Ｋe となる。この式を整理すると、外乱量ｄは、駆動電流ｉ
に対応してオブザーバに入力される入力電圧ｖと制御偏
差erとを用いて以下の式（６）に示すように表すことが
できる。
【００２２】
【数９】 ｄ＝−er／Ｋe−（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ） … （６） ここで、オブザーバの内部をモデル的に示すパラメータ
を規定値として表すものとし、実際の制御要素と区別す
るため表示上添え字ｎを添付して表す。すなわち、上記
位置検出感度Ｋeは位置検出感度規定値Ｋenとして表
し、電圧／電流変換感度Kdrは電圧／電流変換感度規定
値Kdrnとして表し、電流／電圧変換感度Kivは電流／電
圧変換感度規定値Kivnとして表し、制御対象Ｕ（ｓ）は
制御対象規定値（当該制御対象に対応する規定値を一般
にオブザーバの内部モデルと称することもある。）Ｕn
（ｓ）として表す。
【００２３】なお、規定値とは、具体的には、例えば光
ディスク再生装置内で当該光ディスクを回転させるスピ
ンドルモータのトルク定格値であり、当該光ディスク再
生装置の性能表示等に表示されている値を指す。予め当
該記載がないときは実験等により同定するか、又は理論
計算から算出する必要がある。このとき、当該同定が正
確でない場合や経年変化或いは温度変化等により当該規
定値と実際の制御要素とは必ずしも等しくはならないも
のである。
【００２４】上記式（６）より、各規定値を用いて外乱
ｄの推定量である推定外乱量dobsは、
【００２５】
【数１０】 dobs＝−ｅｒ／Ｋen−（ｖ／Kivn）×Ｕn（ｓ） … （７） となり、これにより、実際の外乱ｄを検出することなく
オブザーバを用いて入力電圧ｖと制御偏差ｅｒとから推
定外乱量dobsを推定算出できることが判る。
【００２６】なお、図１２においては、当該算出された
推定外乱量dobsに操作量ｕから制御量ｙまでの逆伝達特
性（１／｛Kdrn×Ｕn（ｓ）｝）を乗じ、更にロバスト
フィルタＲ（ｓ）により補正量ｈに変換し、制御偏差ｅ
ｒを位相補償器Ｃ（ｓ）により位相補償した量に対して
当該補正量ｈを加算することにより操作量ｕを生成して
外乱ｄを抑圧する構成となっている。
【００２７】ところで、上述したようなフォーカスアク
チュエータを含む光ディスク再生装置等をいわゆる民生
用に構成する場合には、当該オブザーバとしてもなるべ
く簡易に構成し、その結果として生産コストを下げて価
格を低減させることが望まれる。
【００２８】より具体的には、例えば、いわゆるＤＳＰ
（Digital Signal Processor）を用いてオブザーバを
構成する場合には、その語長については３２ビットのも
のよりも１６ビットのものを用いる方が、或いは、その
処理形式については浮動小数点型のものよりも固定小数
点型のものを用いる方が当該民生用としては好ましい。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、当該簡
易な構成のオブザーバにより上記バネマス系の制御対象
に対応する内部モデルを用いて外乱を推定しようとする
と、当該内部モデルを定義する特性方程式が上述したよ
うに二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含ん
でいることに起因してその処理に大幅な時間を必要と
し、応答周波数の高いアクチュエータが必要な光ディス
ク装置においては、外乱推定の処理がアクチュエータと
しての処理に追随できず効果的な外乱抑制ができない場
合があるという問題点があった。
【００３０】また、上記バネマス系の制御対象に対応す
る内部モデルをそのまま用いて簡易な構成のオブザーバ
により外乱を推定しようとすると、当該オブザーバ自体
の処理能力が低いことに起因して、誤差を多く含む推定
結果しか当該オブザーバから出力されず、この場合も結
果として正確性を欠いた外乱抑制しかできない場合があ
るという問題点もあった。
【００３１】そこで、本発明は、上記の各問題点に鑑み
て為されたもので、その課題は、簡易な構成を有するオ
ブザーバを用いて安価且つ簡便にサーボ制御系を構成
し、当該サーボ制御系を用いて外乱を抑圧しつつ制御対
象をフィードバック制御する場合でも、正確且つ迅速に
外乱を推定して正確に制御対象をサーボ制御することが
可能なサーボ制御装置及びサーボ制御方法を提供するこ
とにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、請求項１に記載の発明は、二次の項、一次の項及
び零次の項を少なくとも含む特性方程式により定義され
る制御対象に対して外部から印加される外乱を推定し外
乱推定値を生成するオブザーバ等の外乱推定手段を備
え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前
記制御対象をフィードバック制御するサーボ制御装置に
おいて、前記外乱推定手段は、少なくとも前記制御対象
の固有振動周波数以上の周波数帯域において、前記制御
対象を示す内部モデルとして２次の項のみを含む特性方
程式により定義される内部モデルを用いて前記外乱を推
定するように構成される。
【００３３】よって、少なくとも制御対象の固有振動周
波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性
方程式により定義される演算の簡単な内部モデルを用い
て外乱を推定するので、簡易な構成の外乱推定手段を用
いる場合に、二次の項以外の項を含む特性方程式により
定義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ
迅速に外乱を推定することができる。
【００３４】上記の課題を解決するために、請求項２に
記載の発明は、請求項１に記載のサーボ制御装置におい
て、前記内部モデルは少なくとも積分器等の二つの積分
手段により実現される内部モデルであると共に、当該各
積分手段が不完全積分型の積分手段であるように構成さ
れる。
【００３５】よって、積分手段として不完全積分型の積
分手段を用いるので、完全積分型の積分手段を用いる場
合に比してフィードバック制御系の過渡特性を更に向上
させることができ、より制御性能を向上させることが可
能となる。
【００３６】上記の課題を解決するために、請求項３に
記載の発明は、請求項１又は２に記載のサーボ制御装置
において、前記外乱推定手段は、二次以上のローパスフ
ィルタ特性を有するロバストフィルタ等のロバストフィ
ルタ手段を用いて前記外乱を推定するように構成され
る。
【００３７】よって、フォードバック制御系において当
該内部モデルの不完全性や推定ノイズ等が存在する場合
においても、より正確に外乱を推定することができる。
【００３８】上記の課題を解決するために、請求項４に
記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の
サーボ制御装置において、前記外乱推定手段は、ディジ
タル的に前記外乱を推定すると共に、当該外乱推定手段
は、前記制御対象をフィードバック制御するＤＳＰ等の
制御手段から出力される現サンプルタイミングにおいて
ディジタル化された操作量と、前記フィードバック制御
系における現サンプルタイミングにおいてディジタル化
された制御偏差と、前記外乱推定手段から出力される一
サンプルタイミング前の状態変数とに基づいて現サンプ
ルタイミングの前記外乱を推定するように構成される。
【００３９】よって、より正確に外乱を推定することが
できる。
【００４０】上記の課題を解決するために、請求項５に
記載の発明は、請求項１から４のいずれか一項に記載の
サーボ制御装置において、前記制御対象は、光ディスク
に対する情報の記録再生時におけるトラッキングサーボ
制御を行うトラッキングサーボ制御手段又は当該記録再
生時におけるフォーカスサーボ制御を行うフォーカスサ
ーボ制御手段のうち少なくともいずれか一方であるよう
に構成される。
【００４１】よって、簡易且つ安価な構成でより正確に
外乱を抑圧しつつ高精度でトラッキングサーボ制御又は
フォーカスサーボ制御におけるフィードバック制御を行
うことができる。
【００４２】上記の課題を解決するために、請求項６に
記載の発明は、二次の項、一次の項及び零次の項を少な
くとも含む特性方程式により定義される制御対象に対し
て外部から印加される外乱を推定し外乱推定値を生成す
る外乱推定工程を備え、前記外乱推定値に基づいて前記
外乱を補償しつつ前記制御対象をフィードバック制御す
るサーボ制御方法において、前記外乱推定工程において
は、少なくとも前記制御対象の固有振動周波数以上の周
波数帯域において、前記制御対象を示す内部モデルとし
て２次の項のみを含む特性方程式により定義される内部
モデルを用いて前記外乱を推定するように構成される。
【００４３】よって、少なくとも制御対象の固有振動周
波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性
方程式により定義される演算の簡単な内部モデルを用い
て外乱を推定するので、簡易な構成の外乱推定手段を用
いる場合に、二次の項以外の項を含む特性方程式により
定義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ
迅速に外乱を推定することができる。
【００４４】上記の課題を解決するために、請求項７に
記載の発明は、請求項６に記載のサーボ制御方法におい
て、前記内部モデルは少なくとも二つの積分工程により
実現される内部モデルであると共に、当該各積分工程に
おいては不完全積分処理が夫々に為されるように構成さ
れる。
【００４５】よって、積分工程において不完全積分型の
積分を行うので、完全積分型の積分を行う場合に比して
フィードバック制御系の過渡特性を更に向上させること
ができ、より制御性能を向上させることが可能となる。
【００４６】
【発明の実施の形態】次に、本発明に好適な実施形態に
ついて、図面に基づいて説明する。
【００４７】なお、以下に説明する各実施形態は、上述
したオブザーバを含むフィードバック制御系により当該
光ビームに対するフォーカスサーボ制御及びトラッキン
グサーボ制御を行いつつ光ディスク上に記録されている
情報を再生する情報再生装置に対して本発明を適用した
場合の実施形態である。 （Ｉ）本発明の原理 始めに、具体的な実施形態を説明する前に、本発明の原
理について、図１乃至図３を用いて説明する。
【００４８】なお、図１はバネマス系の制御対象及び本
発明に係る慣性系の制御対象の夫々について、それらの
伝達特性（利得の周波数特性（図１（ａ））及び位相の
周波数特性（図１（ｂ）））を示したグラフ図であり、
図２は制御対象及びオブザーバの内部モデルを共に慣性
系とした場合の、フィードバック制御系における当該制
御対象に印加されることが予測される外乱から制御偏差
までの間の伝達特性（利得の周波数特性（図２（ａ））
及び位相の周波数特性（図２（ｂ）））を示したグラフ
図であり、図３は制御対象をバネマス系としオブザーバ
の内部モデルを慣性系の内部モデルとした場合の、フィ
ードバック制御系における当該制御対象に印加されるこ
とが予測される外乱から制御偏差までの間の伝達特性
（利得の周波数特性（図３（ａ））及び位相の周波数特
性（図３（ｂ）））を示したグラフ図である。
【００４９】ここで、慣性系とは、その特性方程式が二
次の項のみを含んで定義される系をいう。
【００５０】バネマス系の制御対象（後述する各実施形
態においては、フォーカスアクチュエータ又はトラッキ
ングアクチュエータ（以下、これらを纏めてアクチュエ
ータと称する。））の伝達特性は、一般には、二次遅れ
系に近似して定義される。すなわち、バネマス系の制御
対象に対応する伝達関数は以下の式のようになる。
【００５１】
【数１１】 Ｕ（ｓ）＝Ａ×wa2／（ｓ2＋２×ｋ×wa×ｓ＋wa2） … （８） となる。ここで、Ａは例えばアクチュエータのゲイン
（m／Ampere）であり、ｋは例えばアクチュエータの粘
性制動係数であり、waは例えばアクチュエータの固有振
動周波数（rad/sec）である。
【００５２】一方、慣性系の制御対象の伝達特性を示す
伝達関数は、一般には、二次の項のみを用いて以下よう
に定義される。
【００５３】
【数１２】Ｕ（ｓ）＝Ａ×wa2／ｓ2 … （９） 次に、上記式（８）及び（９）により示されるバネマス
系の制御対象及び慣性系の制御対象夫々の伝達特性につ
いて検討する。
【００５４】図１に示すように、アクチュエータの固有
振動周波数waよりも高い周波数帯域において、バネマス
系の制御対象の伝達特性と慣性系の制御対象の伝達特性
とは良く一致していることが判る。これにより、当該固
有振動周波数waよりも高い周波数帯域においては、バネ
マス系の制御対象Ｕ（ｓ）に印加される可能性のある外
乱を慣性系の内部モデルを有するオブザーバにより推定
することができることとなる。
【００５５】更に、当該バネマス系の制御対象に対して
印加される外乱が加速度外乱のみであると仮定し、その
外乱disaから制御偏差erまての伝達特性について検討す
る。
【００５６】なお、当該伝達特性はオブザーバによる外
乱抑圧特性を示すものであり、図２（ａ）及び図３
（ａ）において０dB未満の各グラフ上の点から０dB線ま
での距離が外乱抑圧量を示しており、この距離が長いほ
ど外乱抑圧特性が優れていると言える。
【００５７】図２（ａ）及び図３（ａ）を相互に比較す
ると、アクチュエータの固有振動周波数waより低い周波
数帯域では両者に差があり、制御対象とオブザーバ内の
制御対象の内部モデルが完全に一致している場合（図２
の場合）の方が固有振動周波数waの近傍より低い周波数
帯域では抑圧特性が優れていることが判る。
【００５８】しかしながら、固有振動周波数waの近傍よ
り高い周波数帯域ては図２と図３との間でほとんど差が
ない。
【００５９】ここで、光（又は光磁気）ディスクのフォ
ーカスサーボ制御又はトラッキングサーボ制御における
外乱の主成分は、当該光ディスクの回転に起因する加速
度外乱であり、上記固有振動周波数waより高い周波数成
分を多く含んでいることが判っている。
【００６０】他方、固有振動周波数waより低い周波数成
分の外乱はフィードバック制御におけるループ内に通常
含まれている位相補償器によりサーボ制御動作に影響の
無い程度まで抑圧することか可能であり、問題とならな
い場合が多い。これに対して、固有振動周波数waより高
い周波数成分の外乱は上記位相補償器では十分に抑圧す
ることができず、実際の製品化に当たっても問題となる
場合が多い。
【００６１】以上の事実より、オブザーバ内の内部モデ
ルを単純化して慣性系の内部モデルを用いることにより
バネマス系の制御対象との間でそれらの特性方程式が一
致しなくなったとしても、アクチュエータの固有振動周
波数waより高い周波数成分の外乱抑圧特性を向上させる
ことが可能となるのである。
【００６２】そこで、本発明では、バネマス系の制御対
象であるアクチュエータに対する外乱をオブザーバを用
いて推定しこれを抑圧しつつ各アクチュエータをフォー
ドバック制御する場合に、当該オブザーバにおける外乱
推定のための内部モデルとして慣性系の内部モデルを用
いて当該推定処理を簡略化することにより、オブザーバ
として語長の短いものや固定小数点型のものを用いて
も、正確且つ迅速に外乱を推定することができるように
している。 （II）第１実施形態 次に、本発明に係る第１実施形態について、図４及び図
５を用いて説明する。ここで、以下に説明する第１実施
形態は、上記情報再生装置におけるピックアップ内のフ
ォーカスサーボ制御を行うピックアップ制御部における
処理に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
【００６３】始めに、第１実施形態に係る情報再生装置
の構成について、図４を用いて説明する。なお、図４は
第１実施形態に係る情報再生装置の概要構成を示すブロ
ック図である。
【００６４】図４に示すように、第１実施形態の情報再
生装置Ｓは、ピックアップ１と、ピックアップ制御部Ｐ
Ｃと、スピンドルモータ１０と、スピンドル制御部ＳＣ
と、により構成されている。
【００６５】また、ピックアップ制御部ＰＣは、フォー
カスエラー検出器２と、減算器３と、目標値発生器４
と、アナログ演算器群５と、ドライブ回路８と、Ｉ−Ｖ
（電流−電圧）変換器９と、により構成されている。
【００６６】このとき、アナログ演算器群５内には、位
相補償器５ａ及び外乱推定手段としてのオブザーバ５ｂ
が含まれているが、当該位相補償器５ａ及びオブザーバ
５ｂは、当該アナログ演算器５に含まれる複数の演算増
幅器及び抵抗並びにコンデンサ等が相互に動作すること
により当該アナログ演算器群５の機能として実現される
ものである。このとき、当該オブザーバ５ｂ及び位相補
償器５ａを夫々独立した回路として実現してもよい。
【００６７】なお、図４は、情報再生装置Ｓのうち本発
明に係るサーボ制御に関する部分のみを記載したもので
あり、実際の情報再生装置Ｓ内には、図４に示す各部材
の他に、ピックアップ１からの検出信号に基づいて光デ
ィスクＤＫ上に記録されている情報を再生する再生処理
部や、情報再生装置Ｓの動作状態を表示する表示部或い
は情報再生装置Ｓに実行させる処理を入力する操作部等
が含まれている。
【００６８】一方、ピックアップ１内には、図示しない
対物レンズを光ディスクＤＫの情報記録面に垂直な方向
に移動させて実際にフォーカスサーボ制御を行うアクチ
ュエータ１ａが含まれている。
【００６９】次に、概要動作を説明する。
【００７０】先ず、ピックアップ１は、上記トラッキン
グサーボ制御及び後述する駆動信号Ｓiに基づくフォー
カスサーボ制御を行いつつ光ディスクＤＫにおける情報
記録面に対して光ビームＢを照射し、その反射光を図示
しないフォトディテクタ等により受光して検出信号Ｓpp
を生成し、フォーカスエラー検出器２へ出力する。この
とき、当該アクチュエータ１ａが後述するブロック線図
における制御対象（バネマス系の制御対象）Ｕ（ｓ）に
相当する。
【００７１】次に、フォーカスエラー検出器２は、検出
信号Ｓppに基づいて当該光ビームＢの焦点位置と上記情
報記録面の位置との当該情報記録面に垂直な方向のずれ
を示すフォーカスエラー信号Ｓfeを生成し、減算器３の
一方の端子に出力する。このとき、当該フォーカスエラ
ー検出器２におけるエラー信号検出感度（すなわち、対
物レンズの位置が単位距離だけ移動したときに変化する
フォーカスエラー検出器２の出力電圧値）が後述するブ
ロック線図における位置検出感度Ｋe（Volt/m）に相当
する。
【００７２】また、フォーカスエラー検出器２における
フォーカスエラー検出方法としては、例えば、いわゆる
ＳＳＤ（Spot Size Detection）法又は非点収差法等
が用いられる。
【００７３】これと並行して、目標値発生器４は、対物
レンズが位置すべき位置（すなわち、光ビームＢの集光
位置が当該情報記録面上となるために対物レンズが位置
すべき情報記録面に垂直な方向の位置）を示す目標値信
号Ｓrefを生成して出力する。このとき、当該目標値信
号Ｓrefが後述するブロック線図における目標値refに相
当する。
【００７４】そして、減算器３は、目標値信号Ｓrefの
値からフォーカスエラー信号Ｓfeの値を減算して得られ
る光ビームＢの集光位置に関する位置偏差（この位置偏
差が後述するブロック線図における制御偏差erに相当す
る。）を示す偏差信号Ｓerを生成し、アナログ演算器群
５へ出力する。
【００７５】次に、アナログ演算器群５は、偏差信号Ｓ
er及び後述する駆動電圧信号Ｓivに基づいた後述する位
相補償器５ａ及びオブザーバ５ｂの動作により、ドライ
ブ回路８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してドラ
イブ回路８に出力する。このとき、当該アナログ演算器
群５は、ラプラス演算子（ｓ）に基づくその伝達特性に
従って上記位相補償器５ａ及びオブザーバ５ｂとしての
機能を発揮する。
【００７６】そして、ドライブ回路８は、電圧信号であ
る操作信号Ｓuを増幅すると共にその電圧値に対応する
電流値を有する駆動信号Ｓi（この駆動信号Ｓiが後述す
るブロック線図における駆動電流ｉとなる。）を生成
し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動して対物
レンズを移動させると共に、Ｉ−Ｖ変換器９へ出力す
る。このとき、当該ドライブ回路８の変換感度（すなわ
ち、操作信号Ｓuにおける単位電圧に対応する駆動信号
Ｓiの電流値）が後述するブロック線図におけるドライ
ブ回路１８の変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）となる。
【００７７】更に、Ｉ−Ｖ変換器９は、駆動信号Ｓiの
電流値を電圧値に変換し、上記駆動電圧信号Ｓivとして
アナログ演算器群５へ出力する。このとき、当該Ｉ−Ｖ
変換器９の変換感度（すなわち、駆動信号Ｓiにおける
単位電流に対応する駆動電圧信号Ｓivの電圧値）が後述
するブロック線図におけるＩ−Ｖ変換器９の変換感度Ｋ
iv（Volt / Ampere）となる。
【００７８】次に、上述した構成を有するピックアップ
制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系におけ
る本発明に係るフィードバック制御について、図５を用
いて説明する。
【００７９】なお、図５はオブザーバを示す内部ブロッ
ク線図を含むと共にピックアップ制御部ＰＣ及びアクチ
ュエータ１ａを含む制御系におけるフィードバック制御
の全体を示すブロック線図である。また、図５におい
て、図１２に示す従来のフォードバック制御系における
各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を
用いて細部の説明は省略する。
【００８０】先ず、第１実施形態においては、制御対象
Ｕ（ｓ）はアクチュエータ１ａであるので、制御量ｙは
当該アクチュエータ１ａにより移動される対物レンズの
情報記録面に垂直な方向の位置となる。
【００８１】今、当該アクチュエータ１ａの伝達関数は
上記式（８）のように２次遅れ系として近似できる。
【００８２】一方、上記フォーカスエラー検出器２にお
けるフォーカスエラー信号検出感度としての位置検出感
度を上述したようにＫe（Volt/m）とすると、
【００８３】
【数１３】ref−ｙ×Ｋe＝er … （１０） となる。ここで、erは上述したように制御偏差でありre
fは目標値である。そして、上記（１０）式により得ら
れた制御偏差erは、オブザーバ５ｂの一方の入力端子に
入力される。
【００８４】他方、操作量ｕと駆勤電流ｉの関係は、ド
ライブ回路８における電圧電流変換感度をＫdr（Ampere
/Volt）とすると、
【００８５】
【数１４】ｉ＝Ｋdr×ｕ … （１１） となる。そして、この駆動電流ｉは、電流／電圧変換感
度がKiv（Volt/Ampere）であるＩ−Ｖ変換器９によって
入力電圧ｖに対応する駆動電圧信号Ｓivに変換され、オ
ブザーバ５ｂの他方の入力端子へ入力される。すなわ
ち、
【００８６】
【数１５】ｖ＝Ｋiv×ｉ … （１２） ここで、第１実施形態のオブザーバの具体例としては、
図５にブロック線図で示すように、ｋ1乃至ｋ5の係数を
夫々発生する係数器と、積分手段としての第１及び第２
の二つの積分器と、三つの加減算器と、により構成され
るものが用いられており、上記制御偏差er及び上記入力
電圧ｖを入力とすることにより外乱を推定し、上記操作
量ｕに加算することにより当該操作量ｕを補正するため
の補正量ｈを生成する。
【００８７】より具体的には、先ず、入力電圧ｖに対し
て係数ｋ4を乗じたものから、第２積分器から出力され
る推定位置ynに係数ｋ3を乗じたものと制御偏差erとを
加算したものに係数ｋ1を乗じたものが減算され、その
減算結果が第１積分器に入力される。
【００８８】次に、第１積分器の出力から、第２積分器
から出力される推定位置ynに係数ｋ3を乗じたものと制
御偏差erとを加算したものに係数ｋ2を乗じたものが減
算され、その減算結果が第２積分器に入力される。
【００８９】そして、第２積分器の出力である上記推定
位置ynに係数ｋ3を乗じたものが上記制御偏差erとの加
算に供される。
【００９０】その後、上記推定位置ynに係数ｋ3を乗じ
たものと制御偏差erとの加算結果に係数ｋ5を加算した
ものが、加速度外乱disaを補償するオブザーバ５ｂの出
力である補正量ｈとして位相補償器の出力信号に加算さ
れる。
【００９１】次に、アクチュエータ１ａ（制御対象Ｕ
（ｓ））に加速度性外乱disaが加わったと仮定すると、
制御量ｙは、
【００９２】
【数１６】ｙ＝（ｉ＋disa）×Ｕ（ｓ） … （１３） となる。
【００９３】次に、各積分器を示す伝達特性を共に１／
ｓとし、図５に示す第２積分器の出力をアクチュエータ
１ａの推定位置yn（このとき、当該推定位置yn内に上記
加速度外乱disaが含まれていることとなる。）として、
本発明のオブザーバ５ｂの動作を実現するための上記各
係数ｋ1乃至ｋ5の値について検討する。
【００９４】今、図５のブロック線図で示されるオブザ
ーバ５ｂにおいて、
【００９５】
【数１７】 （er＋yn×ｋ3）×ｋ5＝ｈ … （１４） ［｛Kiv×ｉ×ｋ4−（er＋yn×ｋ3）×ｋ1｝×（１／ｓ）−（er＋yn×ｋ3） ×ｋ2］×（１／ｓ）＝yn … （１５） である。ここで、上記式（１１）及び（１３）より、
【００９６】
【数１８】 ｙ＝（Ｋdr×ｕ＋disa）×Ｕ（ｓ） … （１３ａ） 更に、目標値refを「０」とすると、上記式（１０）よ
り、 −ｙ×Ｋe＝er … （１０ａ） この式を上記式（１４）に代入すると、
【００９７】
【数１９】（−ｙ×Ｋe＋yn×ｋ3）×ｋ5＝ｈ この式を変形して、
【００９８】
【数２０】yn×ｋ3＝ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe … （１４ａ） そして、この式と上記式（１０ａ）を共に式（１５）に
代入すると、
【００９９】
【数２１】［｛Kiv×ｉ×ｋ4−（−ｙ×Ｋe＋ｈ／ｋ5＋
ｙ×Ｋe）×ｋ1｝×（１／ｓ）−（−ｙ×Ｋe ＋ｈ／ｋ
5＋ｙ×Ｋe ）×ｋ2］×（１／ｓ）＝（ｈ／ｋ5＋ｙ×
Ｋe）／ｋ3 上式の両辺をｓ2倍して整理すると、
【０１００】
【数２２】Kiv×ｉ×ｋ4−（ｈ／ｋ5）×ｋ1−（ｈ／ｋ
5）×ｋ2×ｓ＝（ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe）×ｓ2／ｋ3 この式と上記式（１１）を用いてｉを消去し整理する
と、
【０１０１】
【数２３】 Kiv×ｋ4× Kdr×ｕ＝（ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe）×ｓ2／ｋ3＋（ｈ／ｋ5）×ｋ2× ｓ＋（ｈ／ｋ5）×ｋ1 … （１５ａ） ここで、仮に位相補償器Ｃ（ｓ）のループをオフとし、
補正量ｈのみを用いて外乱disaを抑圧する場合を考え、
位相補償器Ｃ（ｓ）の出力ｅを零とすると、
【０１０２】
【数２４】ｅ＝er×Ｃ（ｓ） … （１６） であるので、
【０１０３】
【数２５】ｕ＝ｅ＋ｈ … （１７） この式（１７）より、ｅ＝０のときはｕ＝ｈとなるの
で、上記式（１５ａ）を１／ｕ倍すると、
【０１０４】
【数２６】 Kiv×ｋ4× Kdr＝｛１／（ｋ3×ｋ5）＋（Ｋe／ｋ3）×ｙ／ｕ｝×ｓ2＋ （ｋ2／ｋ5）×ｓ＋（k1／ｋ5） … （１５ｂ） この式と上記式（１３ａ）によりｙを消去して整理する
と、
【０１０５】
【数２７】 Kiv×ｋ4× Kdr＝ｓ2／（ｋ3×ｋ5）＋（Ｋe／ｋ3）×Ｋdr＋disa／ｕ）× Ｕ（ｓ）×ｓ2＋（ｋ2／ｋ5）×ｓ＋（k1／ｋ5） Kdr ×（Kiv×ｋ4−Ｕ（ｓ）×ｓ2×Ｋe／ｋ3）−（Ｋe／ｋ3）×（disa／ｕ ）×Ｕ（ｓ）×ｓ2＝（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1）／ｋ5 … （１５ｃ） ここで、式（１５ｃ）の左辺において、制御対象Ｕ
（ｓ）を示すオブザーバ５ｂ内の内部モデルＵn（ｓ）
をバネマス系から慣性系に変更して近似すると、
【０１０６】
【数２８】Ｕn（ｓ）＝Ａ×wa2／ｓ2 … （９ａ） とし、式（１５ｃ）においてＵ（ｓ）≒Ｕn（ｓ）とし
てＵ（ｓ）を消去すると、
【０１０７】
【数２９】 Kdr ×（Kiv×ｋ4−Ａ×wa2×Ｋe／ｋ3）−（Ｋe／ｋ3）×（disa／ｕ）×Ａ ×wa2＝（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1）／ｋ5 … （１５ｄ） 更に、式（１５ｄ）の左辺第１項において、
【０１０８】
【数３０】 Kiv×ｋ4−Ａ×wa2×Ｋe／ｋ3＝０ … （１８） ｋ4＝１／Ｋiv … （１９） とすると、
【０１０９】
【数３１】ｋ3＝Ａ×wa2×Ｋe … （２０） となり、結局、上記式（１５ｄ）は
【０１１０】
【数３２】−(Ｋe／ｋ3）×（disa／ｕ）×Ａ×wa2＝
（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1）／ｋ5 となる。ゆえに、
【０１１１】
【数３３】−ｕ／disa＝（ｋ5×Ｋe×Ａ×wa2／ｋ3）／
（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1） となり、この式と上記式（２０）より、
【０１１２】
【数３４】 −ｕ／disa＝ｋ5／（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1） … （２１） となる。ここで、この式（２１）は、加速度外乱disaか
ら、操作量ｕ（換言すると、ｅ＝０としたときの補正量
ｈ）までの伝達特性を示しており、その右辺から当該伝
達特性が２次のローパスフィルタ特性であることが判
る。
【０１１３】一方、上記式（１３ａ）より、制御量ｙが
加速度外乱disaの影響を受けないようにするためには、
【０１１４】
【数３５】Ｋdr×ｕ＋disa＝０ … （２２） が成立すればよく、その場合には加速度外乱disaは完全
に抑圧されることとなる。すなわち、加速度外乱disaを
完全に抑圧するためには、上記式（２２）より、
【０１１５】
【数３６】−ｕ／disa＝１／Ｋｄｒ … （２２ａ） が成立すればよい。
【０１１６】しかしながら、実際のオブザーバ５ｂにお
いては、制御対象のモデル化の不完全性や観測ノイズ等
により、上記式（２２ａ）を完全に成立させることは不
可能である。
【０１１７】そこで、上記式（２１）に伝達特性を示す
ローパスフィルタであるいわゆるロバストフィルタＲ
（ｓ）（オブザーバ５ｂにおける推定の帯域を示してい
る。）を用いて近似的に上記式（２２ａ）を成立させ
る。
【０１１８】今、当該ロバストフィルタＲ（ｓ）の伝達
特性を、
【０１１９】
【数３７】 Ｒ（ｓ）＝wr2／（Ｓ2＋２×ｋｒ×ｗｒ＋ｗｒ2） … （２３） とする。このとき、ｋｒはロバストフィルタのダンピン
グファクタであり、ｗｒはそのカットオフ周波数（rad
／sec）である。これにより、ロバストフィルタを用い
て上記式（２２ａ）を近似すると、
【０１２０】
【数３８】 −ｕ／disa＝（１／Ｋdr）×Ｒ（ｓ） … （２２ｂ） となる。この式（２２ｂ）と式（２１）から、
【０１２１】
【数３９】 ｋ5×ｋ3／（ｓ2＋ｋ2×ｋ3×ｓ＋ｋ1×ｋ3）＝（１／Ｋdr）×Ｒ（ｓ） … （２４） そして、上記式（２３）と式（２４）より、
【０１２２】
【数４０】ｋ1×ｋ3＝ｗｒ2 … （２５） ｋ2×ｋ3＝２×ｋｒ×ｗｒ … （２６） ｋ3×ｋ5＝１／Ｋdr … （２７） よって、式（１８）を用いて、式（２５）乃至（２７）
のｋ3を消去すると、
【０１２３】
【数４１】 ｋ1＝ｗｒ2／（Ａ×wa2×Ｋe） … （２８） ｋ2＝２×ｋｒ×ｗｒ／（Ａ×wa2×Ｋe） … （２９） ｋ5＝１／（Ｋdr×Ａ×wa2×Ｋe） … （３０） 従って、これまでの検討を纏めると、制御対象Ｕ（ｓ）
を示すオブザーバ５ｂ内の内部モデルを、当該制御対象
に忠実なバネマス系から慣性系に近似し、二次のローパ
スフィルタ特性を持つロバストフィルタＲ（ｓ）を導入
し、更に係数ｋ1乃至ｋ5の値を夫々上記式（２８）、
（２９）、（１９）、（２０）及び（３０）に示すよう
な値とすることにより、特にその固有振動周波数waより
高い周波数範囲内で、簡易な構成でバネマス系の制御対
象であるアクチュエータ１ａに混入する加速度外乱disa
を正確に推定可能なオブザーバ５ｂを実現することが可
能となる。
【０１２４】そして、この後はオブザーバ５ｂから生成
された補正量ｈを操作量ｕに加算して上記操作信号Ｓu
を生成し、これによりドライブ回路８を駆動して上記駆
動信号Ｓiを生成し、アクチュエータ１ａに出力しこれ
を駆動することとなる。
【０１２５】これにより、通常のフィードバック制御の
みによりアクチュエータ１ａを制御する場合と比較して
加速度外乱が抑圧され、精度等の制御性能を向上させる
ことが可能となるのである。
【０１２６】なお、上記位相補償器Ｃ（ｓ）の具体例と
しては、例えば、その補償制御としていわゆるＰＩＤ制
御を用いるとすると、
【０１２７】
【数４２】Ｃ（ｓ）＝Ｋp＋Ｋi/ｓ＋Ｋd×ｓ となる。ここで、Ｋpは比例項であり、Ｋiは積分項であ
り、Ｋdは微分項である。このとき、アクチュエータ１
ａの固有振動周波数waより低い周波数成分の外乱は位相
補償器５ａによりサーボ制御動作に影響の無い程度まで
抑圧されることとなる。
【０１２８】以上説明したように、第１実施形態のオブ
ザーバ５ｂの動作によれば、バネマス系の制御対象にお
ける固有振動周波数wa以上の周波数帯域において慣性系
の内部モデルを用いて加速度外乱disaを推定するので、
簡易な構成のオブザーバ５ｂを用いる場合に、二次の項
以外の項をも含む特性方程式により定義される内部モデ
ルを使用する場合に比して正確且つ迅速に外乱を推定す
ることができる。
【０１２９】また、二次のローパスフィルタ特性を有す
るロバストフィルタを用いて加速度外乱disaを推定する
ので、フォードバック制御系において当該内部モデルの
不完全制や推定ノイズ等が存在する場合においても、よ
り正確に外乱を推定することができる。
【０１３０】更に、制御対象がフォーカスサーボ制御の
ためのアクチュエータ１ａであるので、簡易且つ安価な
構成でより正確に外乱を抑圧しつつ高精度でフォーカス
サーボ制御におけるフィードバック制御を行うことがで
きる。
【０１３１】更にまた、例えば、オブザーバ５ｂとし
て、その内部モデルの逆関数を発生させて外乱を推定す
る方式を用いる場合にも、本発明の構成によれば、制御
対象が二次遅れ系であることに起因する微分器の使用を
回避することができ、当該微分器の存在に起因するオブ
ザーバ５ｂへの入力信号の高Ｓ／Ｎ（Signal/Noise）比
化（具体的には、クロックノイズ、電源ノイズ又は情報
再生装置Ｓ内の他の部材からの干渉等の対策を十分施し
てからオブザーバ５ｂへ入力させること）を行う必要が
なく、当該ノイズ対策に必要なコストを削減でき、この
点でも製品化に対して有利なように構成を簡略化できる
こととなる。
【０１３２】なお、上述の第１実施形態の如くバネマス
系の制御対象に印加される可能性のある外乱を慣性系の
内部モデルを有するオブザーバ５ｂで推定して抑圧する
構成によれば、図３（ａ）に示すように、アクチュエー
タ１ａの固有振動周波数waより低い周波数帯域における
外乱も有効に抑圧できることが実験により判明してい
る。
【０１３３】また、上述の第１実施形態においては、ピ
ックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ
制御に対して本発明を適用した場合について説明した
が、これ以外に、当該対物レンズに対するトラッキング
サーボ制御（具体的には、ＤＰＤ（Differential Phas
e Detection）法や３ビーム法等を用いたトラッキング
サーボ制御）に対して本発明を適用することも、上述し
た構成と同様にすることで可能となることは言うまでも
ない。 （III）第２実施形態 次に、本発明に係る他の実施形態である第２実施形態に
ついて、図６乃至図８を用いて説明する。
【０１３４】なお、図６は第２実施形態のオブザーバを
示す内部ブロック線図を含むと共にピックアップ制御部
ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系におけるフィ
ードバック制御の全体を示すブロック線図であり、図７
は本実施形態に係る積分器の具体的な構成を示すブロッ
ク図であり、アナログ演算による構成を図７（ａ）に、
ディジタル演算による構成を図７（ｂ）に夫々示す。ま
た、図８は完全積分型の積分器の具体的な構成を示すブ
ロック図であり、アナログ演算による構成を図８（ａ）
に、ディジタル演算による構成を図８（ｂ）に夫々示
す。更に、図６において、図５に示す第１実施形態のフ
ォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要
素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略す
る。
【０１３５】上述の第１実施形態においては、オブザー
バ５ｂ内の各積分器を示す伝達関数を単純に１／ｓとし
た場合について説明したが、第２実施形態では、オブザ
ーバに含まれる各積分器の具体例として、当該各積分器
のうち少なくとも一方を不完全積分型の積分器により構
成している。
【０１３６】なお、図６に示すブロック線図は、各積分
器の具体的構成を示している点以外は図５に示すブロッ
ク線図と全く同一であり、第２実施形態のオブザーバと
してもその構成及び動作は第１実施形態のオブザーバ５
ｂと全く同様であるので、以下の説明では、積分器とし
ての構成及び動作のみ説明し、その他の説明は省略す
る。
【０１３７】第２実施形態のオブザーバにおける各積分
器は、上述のように不完全積分型とされているが、より
具体的には、アナログ演算により構成する場合には図７
（ａ）に示すように夫々に演算増幅器１１とコンデンサ
１２と二つの抵抗１３及び１４により構成される。一
方、夫々の積分器をディジタル演算により構成する場合
のブロック線図は図７（ｂ）に示すものとなる。そし
て、夫々の場合の伝達関数Ｋ（ｚ）（アナログ演算の場
合）又はＫ（ｓ）（ディジタル演算の場合）は、
【０１３８】
【数４３】Ｋ（ｚ）＝Ｔ／（１−Ｋp×ｚ-1） Ｋ（ｓ）＝１／（１＋Ｔ1（又はＴ2）×ｓ） となる。ここで、Ｔはサンプリング周期であり、Ｋpは
各積分器内の乗算器の係数であり、ｚ-1は具体的には、
【０１３９】
【数４４】ｚ-1＝exp（−Ｔ×ｓ） により示される演算（すなわち、上記サンプリング周期
において一サンプルタイミング分遅延させる演算）を示
している。
【０１４０】次に、第２実施形態の如くオブザーバ内の
積分器として不完全積分型の積分器を用いる利点につい
て説明する。
【０１４１】一般に、図６に示すようなフィードバック
サーボループをオープン状態からクローズ状態に引き込
む際には、制御偏差er及び操作量ｕは定常状態と比較し
てレベルの大きな信号となり、そのレベルの大きな各信
号がオブザーバに入力されることとなる。この時、当該
オブザーバ内の積分器に完全積分型を用いると、特に低
周波数領域において当該完全積分型の積分器に用いられ
ている演算増幅器が飽和してしまうこととなる。
【０１４２】ここで、当該完全積分型の積分器として
は、具体的には、アナログ演算により構成する場合には
図８（ａ）に示すように夫々演算増幅器１５とコンデン
サ１６と抵抗１７により構成される。一方、夫々の積分
器をディジタル演算により構成する場合のブロック線図
は図８（ｂ）に示すものとなる。そして、夫々の場合の
伝達関数Ｋ’（ｚ）（アナログ演算の場合）又はＫ’
（ｓ）（ディジタル演算の場合）は、
【０１４３】
【数４５】Ｋ’（ｚ）＝Ｔ／（１−ｚ-1） Ｋ’（ｓ）＝１／（Ｔ1（又はＴ2）×ｓ） となるものが考えられる。
【０１４４】一方、近年、特に電池駆動の製品におい
て、電源の単電源化や低電圧化に対する要求があり、こ
れにより演算増幅器の出力信号におけるダイナミックレ
ンジを確保するのが困難になってきており、この場合も
演算増幅器の飽和を避けることが重要な課題となってい
る。
【０１４５】そこで、第２実施形態として示した如く、
オブザーバ内の積分器に不完全積分型を用いることで低
周波数領域における利得を制限することにより、当該演
算増幅器の飽和を避けることが可能となる。
【０１４６】他方、当該演算増幅器が飽和すると、一般
に正確な補正量ｈか得られなくなるという問題点があ
り、外乱抑圧特性が劣化するばかりでなく、最悪の場
合、オブザーバにより生成される不正確な補正量ｈに起
因してフォーカスサーボ制御そのものがその機能を停止
してしまう場合もあり得る。
【０１４７】この問題点を回避するために、フォーカス
サーボが安定した後にオブザーバからの補正量ｈを加算
する方法も考えられる。しかしながら、フォーカスサー
ボの引き込みのときこそ、外乱を抑圧して速やかにサー
ボ制御系を安定化させるべきであり、このときにオブザ
ーバによる外乱抑圧性能を発揮させるべきである。よっ
て、この矛盾する課題を共に解決するには、オブザーバ
内の積分器に不完全積分型の積分器を用いて演算増幅器
の飽和を避けることが必要となるのである。
【０１４８】以上説明したように、第２実施形態のオブ
ザーバの動作によれば、第１実施形態のオブザーバ５ｂ
の効果に加えて、オブザーバ内の内部モデルを構成する
二つの積分器として少なくとも一つの不完全積分型の積
分器を用いるので、完全積分型の積分器を用いる場合に
比してフィードバック制御系の過渡特性を更に向上させ
ることができる。 （IV）第３実施形態 次に、本発明に係る他の実施形態である第３実施形態に
ついて、図９乃至図１１を用いて説明する。
【０１４９】上述した第１及び第２実施形態において
は、オブザーバを含むアナログ演算器群をアナログ的に
動作させる場合について説明したが、第３実施形態で
は、上記アナログ演算器群に代えてディジタル的に処理
を行うＤＳＰ（Digital SignalProcessor）を用いてオ
ブザーバとしての処理を行わせる。
【０１５０】先ず、第３実施形態に係るピックアップ制
御部の構成について、図９を用いて説明する。
【０１５１】なお、図９は第３実施形態に係るピックア
ップ制御部の概要構成を示すブロック図である。
【０１５２】図９に示すように、第３実施形態の情報再
生装置におけるピックアップ制御部ＰＣ’は、上記第１
又は第２実施形態のピックアップ制御部ＰＣにおけるフ
ォーカスエラー検出器２、減算器３、目標値発生器４及
びドライブ回路８に加えて、Ａ／Ｄ変換器２０と、制御
手段としてのＤＳＰ２１と、ＲＡＭ２２と、ＲＯＭ２３
と、Ｄ／Ａ変換器２４と、により構成されている。
【０１５３】このとき、ＤＳＰ２１内には、位相補償器
２１ａ及び外乱推定手段としてのオブザーバ２１ｂが含
まれているが、当該位相補償器２１ａ及びオブザーバ２
１ｂは、ＲＯＭ２３内に格納されている制御プログラム
に基づいてＤＳＰ２１が動作することにより当該ＤＳＰ
２１の機能として実現されるものである。このとき、当
該オブザーバ２１ｂ及び位相補償器２１ａを夫々独立し
た回路として実現してもよい。
【０１５４】次に、概要動作を説明する。
【０１５５】先ず、ピックアップ１は、第１又は第２実
施形態の場合と同様に、トラッキングサーボ制御及び駆
動信号Ｓiに基づくフォーカスサーボ制御を行いつつ光
ディスクＤＫにおける情報記録面に対して光ビームＢを
照射し、その反射光に基づいて検出信号Ｓppを生成し、
フォーカスエラー検出器２へ出力する。このとき、当該
アクチュエータ１ａが後述するブロック線図における制
御対象Ｕ（ｓ）に相当する。
【０１５６】次に、フォーカスエラー検出器２は、検出
信号Ｓppに基づいてフォーカスエラー信号Ｓfeを生成
し、減算器３の一方の端子に出力する。
【０１５７】これと並行して、目標値発生器４は、上記
目標値信号Ｓrefを生成して出力する。
【０１５８】そして、減算器３は、目標値信号Ｓrefの
値からフォーカスエラー信号Ｓfeの値を減算して得られ
る光ビームＢの集光位置に関する位置偏差（制御偏差ｅ
ｒに相当する。）を示す偏差信号Ｓerを生成し、Ａ／Ｄ
変換器２０へ出力する。
【０１５９】これにより、Ａ／Ｄ変換器２０は、偏差信
号Ｓerをアナログ信号からディジタル信号に変換し、デ
ィジタル化偏差信号Ｓedig（このディジタル化偏差信号
Ｓedigが後述するブロック線図におけるディジタル化制
御偏差edigに相当する。）を生成してＤＳＰ２１へ出力
する。このとき、当該Ａ／Ｄ変換器２０の変換感度（す
なわち、位置偏差における単位偏差に対応するディジタ
ル値）が後述するブロック線図におけるＡ／Ｄ変換器２
０の変換感度Ｋad（digit/m）となる。
【０１６０】次に、ＤＳＰ２１は、ディジタル化偏差信
号Ｓedigに基づいた後述する位相補償器２１ａ及びオブ
ザーバ２１ｂのディジタル的な動作により、ドライブ回
路８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してＤ／Ａ変
換器２４へ出力する。このとき、当該ＤＳＰ２１は、Ｒ
ＯＭ２３内に予め格納されている制御プログラムをロム
信号Ｓroとして読み出しつつ当該制御プログラムに基づ
いて上記位相補償器２１ａ及びオブザーバ２１ｂとして
の機能を発揮する。更に、この機能発揮のために必要な
データは、ラム信号Ｓraとして一時的にＲＡＭ２２に格
納されつつ用いられる。
【０１６１】これにより、Ｄ／Ａ変換器２４は、操作信
号Ｓuをディジタル信号からアナログ信号に変換し、ア
ナログ操作信号Ｓauを生成してドライブ回路８に出力す
る。このとき、当該Ｄ／Ａ変換器２４の変換感度（すな
わち、一ディジタル値に対応する電圧値）が後述するブ
ロック線図におけるＤ／Ａ変換器２４の変換感度Ｋda
（Volt/digit）となる。
【０１６２】そして、ドライバ回路８は、電圧信号であ
るアナログ操作信号Ｓauを増幅すると共にその電圧値に
対応する電流値を有する駆動信号Ｓi（駆動電流ｉ）を
生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動して
対物レンズを移動させる。
【０１６３】次に、上述した構成を有するピックアップ
制御部ＰＣ’及びアクチュエータ１ａを含む制御系にお
ける本発明に係るフィードバック制御について、図１０
及び図１１を用いて説明する。
【０１６４】なお、図１０はオブザーバ２１ｂにおける
外乱推定処理を示すフローチャートであり、図１１はオ
ブザーバを示す内部ブロック線図を含むと共にピックア
ップ制御部ＰＣ’及びアクチュエータ１ａを含む制御系
におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図
である。また、図１１において、図５に示す第１実施形
態のフォードバック制御系における各制御要素と同一の
制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は
省略する。
【０１６５】先ず、第３実施形態においては、制御対象
Ｕ（ｓ）はアクチュエータ１ａであるので、制御量ｙは
当該アクチュエータ１ａにより移動される対物レンズの
情報記録面に垂直な方向の位置となる。
【０１６６】今、第１又は第２実施形態の場合と同様に
当該アクチュエータ１ａの伝達関数を２次遅れ系に近似
して求めると、
【０１６７】
【数４６】 Ｕ（ｓ）＝Ａ×wa2／（ｓ2＋２×ｋ×wa×ｓ＋wa2） … （８） となる。
【０１６８】次に、アクチュエータ１ａのゲイン定数を
Ｋgとし、アクチュエータ１ａの１次係数をＫ1とし、ア
クチュエータ１ａの２次係数をＫ2として当該アクチュ
エータ１ａの伝達関数をディジタル系に変換すると、
【０１６９】
【数４７】 Ｕｎ（ｚ）＝Ｋg／（１＋Ｋ1×ｚ-1＋Ｋ2×ｚ-2） となる。
【０１７０】一方、制御量ｙは、次式に従い、Ａ／Ｄ変
換器２０からディジタル化偏差信号Ｓedig（ディジタル
化制御偏差edig）として出力される。すなわち、上記フ
ォーカスエラー検出器２におけるエラー信号検出感度と
しての位置検出感度をＫeとし、更に、Ａ／Ｄ変換器２
０における変換感度をＫad（digit/Volt）とすると、
【０１７１】
【数４８】ref−ｙ×Ke＝er Ｋad×er＝edig となる。
【０１７２】次に、オブザーバ２１ｂの構成及び動作に
ついて図１０及び図１１を用いて説明する。
【０１７３】当該オブザーバ２１ｂにおいては、先ず、
現サンプルタイミングにおける補正量ｈを、ディジタル
化制御偏差edigと一サンプルタイミング前の状態変数eh
1とを用いて、以下のように演算する（ステップＳ１）
【０１７４】
【数４９】buf＝edig＋eh1 ｈ＝ｋ5ｄ×buf ここで、ｋ5ｄは第１又は第２実施形態における係数ｋ5
をディジタル化した係数であり、bufはステップＳ１の
演算に用いられる図示しないレジスタの値である。
【０１７５】このとき、当該補正量ｈ内に、上記加速度
外乱disaが含まれていることとなる。
【０１７６】次に、上記算出された現サンプルタイミン
グの補正量ｈと、ディジタル化制御偏差edigとを用い
て、以下の式により現サンプルタイミングにおけるディ
ジタル化操作量udを算出し、操作信号ＳuとしてＤ／Ａ
変換器２４へ出力する（ステップＳ２）。
【０１７７】
【数５０】ud＝edig×Ｃ（ｚ）＋ｈ ここで、Ｃ（ｚ）は位相補償器器２１ａの伝達関数であ
り、当該Ｃ（ｚ）の具体例としては、例えば、
【０１７８】
【数５１】Ｃ（ｚ）＝Ｋp＋Ｋi／（１−ｚ-1）＋Ｋd×
（１−ｚ-1） が考えられる。ここで、Ｋpは比例項であり、Ｋiは積分
項であり、Ｋdは微分項であり、「×ｚ-1」で示される
演算は一サンプルタイミング前の量を取得する演算（す
なわち、exp（−ｓ×Ｔ）（；Ｔはサンプリング周期）
で示される演算であり、上式の場合は、一サンプルタイ
ミング前の変数を利用して積分項又は微分項を取得する
ときに必要となる演算）である。
【０１７９】そして、最後に、ステップＳ１で取得した
レジスタの値bufと、現サンプルタイミングのディジタ
ル化操作量udとを用いて、現サンプルタイミングのオブ
ザーバ内部の上記状態変数を演算し、これをeh1として
次のサンプルタイミングにおける演算に用いるために保
存する（ステップＳ３）。
【０１８０】
【数５２】eh1＝［｛（ud×ｋ4ｄ−buf×ｋ1ｄ）×Ｔ／
（１−Ｋp1×ｚ-1）｝−buf×ｋ2ｄ］×ｋ3ｄ×Ｔ／
（１−Ｋp2×ｚ-1） ここで、ｋ1ｄ、ｋ2ｄ、ｋ4ｄ及びｋ3ｄは第１又は第２
実施形態における係数ｋ1、ｋ2、ｋ4及びｋ3を夫々ディ
ジタル化した係数であり、Ｄ／Ａ変換器２４における変
換感度をＫda（Volt/digit）とすると、
【０１８１】
【数５３】ｋ1ｄ＝ｗｒ2／（Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad） ｋ2ｄ＝２×ｋｒ×ｗｒ／（Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad） ｋ5ｄ＝１／（Ｘdr×Ｋda×Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad） ｋ4ｄ＝Ｋda×Ｋdr ｋ3ｄ＝Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad であり、更にＫp1及びＫp2は不完全積分のための極を指
定する係数（０＜Ｋp1、Ｋp2＜１）である。
【０１８２】この後は、上記ディジタル化操作量udをＤ
／Ａ変換器２４によりアナログ化してアナログ操作信号
Ｓauを生成し、これによりドライブ回路８を駆動して上
記駆動信号Ｓiを生成し、アクチュエータ１ａに出力し
てこれを駆動することとなる。
【０１８３】ここで、上記ステップＳ１として、現サン
プルタイミングの補正量ｈを一サンプルタイミング前の
状態変数eh1を用いて演算したが、この理由について次
に説明する。
【０１８４】正確な制御のためには、本来は現サンプル
タイミングの状態変数を用いて現サンプルタイミングの
補正量ｈを演算すべきであるが、この現サンプルタイミ
ングの状態変数は上記ステップＳ３まで演算が終了して
初めて得られる値であり、上記ステップＳ１の段階では
未決定数であるので補正量ｈの演算には用いることがで
きない。そこで、状態変数としては一サンプルタイミン
グ間では急激にその値が変化しないことを前提として一
サンプルタイミング前の状態変数eh1を現サンプルタイ
ミングの状態変数の代用として用いているのである。
【０１８５】換言すれば、サンプリング周波数がフィー
ドバック制御系のサーボ帯域と比較して十分に高ければ
一サンプルタイミングの遅れは問題とはならないことを
利用して一サンプルタイミング前における状態変数eh1
を現サンプルタイミングの状態変数の代用としているの
である。
【０１８６】なお、上述した第３実施形態においては、
上記目標値ｒｅｆをアナログ信号として印加する構成に
ついて説明したが、これ以外に、当該目標値ｒｅｆを予
めＡ／Ｄ変換した後にディジタル値として以下のように
印加しても良い。
【０１８７】
【数５４】ｙ×Ｋe＝er ref−Ｋad×er＝edig また、上述した第３実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器
２４により操作信号Ｓuをアナログ操作信号Ｓauに変換
する構成を示したが、これ以外に、ＰＷＭ（Pulse Wid
th Modulation）回路等により操作信号Ｓuからアナロ
グ操作信号Ｓauを生成するように構成することもでき
る。
【０１８８】更に、上述の第３実施形態においては、ピ
ックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ
制御に対して本発明を適用した場合について説明した
が、これ以外に、当該対物レンズに対するトラッキング
サーボ制御に対して本発明を適用することも、第３実施
形態の場合と同様にすることで可能となることは言うま
でもない。
【０１８９】更にまた、位相補償器を上記第１実施形態
の如くアナログ回路により構成し、一方オブザーバを上
記第３実施形態の如くディジタル回路により構成しても
よく、本発明は、アナログ回路又はディジタル回路に限
らず種々の変形が可能である。
【０１９０】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
発明によれば、二次の項、一次の項及び零次の項を少な
くとも含む制御対象における少なくとも固有振動周波数
以上の周波数帯域において二次の項のみを含む特性方程
式により定義される演算の簡単な内部モデルを用いて外
乱を推定するので、簡易な構成の外乱推定手段を用いる
場合に、二次の項以外の項をも含む特性方程式により定
義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ迅
速に外乱を推定することができる。
【０１９１】従って、簡易な構成を有する外乱推定手段
を用いて安価且つ簡便にサーボ制御装置を構成し、当該
サーボ制御装置を用いて外乱を抑圧しつつ上記した制御
対象をフィードバック制御する場合でも、正確且つ迅速
に外乱を推定して正確に制御対象をサーボ制御すること
ができる。
【０１９２】請求項２に記載の発明によれば、請求項１
に記載の発明の効果に加えて、外乱推定手段内の内部モ
デルを構成する積分手段として不完全積分型の積分手段
を用いるので、完全積分型の積分手段を用いる場合に比
してフィードバック制御系の過渡特性を更に向上させる
ことができる。
【０１９３】請求項３に記載の発明によれば、請求項１
又は２に記載の発明の効果に加えて、二次以上のローパ
スフィルタ特性を有するロバストフィルタ手段を用いて
外乱を推定するので、フォードバック制御系において当
該内部モデルの不完全性や推定ノイズ等が存在する場合
においても、より正確に外乱を推定することができる。
【０１９４】請求項４に記載の発明によれば、請求項１
から３のいずれか一項に記載の発明の効果に加えて、デ
ィジタル的に外乱を推定するに当たり、現サンプルタイ
ミングにおいてディジタル化された操作量と、現サンプ
ルタイミングにおいてディジタル化された制御偏差と、
一サンプルタイミング前の状態変数とに基づいて現サン
プルタイミングの外乱を推定するので、より正確に外乱
を推定することができる。
【０１９５】請求項５に記載の発明によれば、請求項１
から４のいずれか一項に記載の発明の効果に加えて、制
御対象が、トラッキングサーボ制御手段又はフォーカス
サーボ制御手段のうち少なくともいずれか一方であるの
で、簡易且つ安価な構成でより正確に外乱を抑圧しつつ
高精度でトラッキングサーボ制御又はフォーカスサーボ
制御におけるフィードバック制御を行うことができる。
【０１９６】請求項６に記載の発明によれば、二次の
項、一次の項及び零次の項を少なくとも含む制御対象に
おける少なくとも固有振動周波数以上の周波数帯域にお
いて二次の項のみを含む特性方程式により定義される演
算の簡単な内部モデルを用いて外乱を推定するので、サ
ーボ制御方法内に簡易な構成の外乱推定工程を含む場合
に、二次の項以外の項をも含む特性方程式により定義さ
れる内部モデルを使用する場合に比して正確且つ迅速に
外乱を推定することができる。
【０１９７】従って、簡易な構成の外乱推定工程により
簡便にサーボ制御方法を構成し、当該サーボ制御方法を
用いて外乱を抑圧しつつ上記した制御対象をフィードバ
ック制御する場合でも、正確且つ迅速に外乱を推定して
正確に制御対象をサーボ制御することができる。
【０１９８】請求項７に記載の発明によれば、請求項６
に記載の発明の効果に加えて、外乱推定工程において用
いられる内部モデルを実現する二つの積分工程として不
完全積分型の積分工程を用いるので、完全積分型の積分
工程を用いる場合に比してフィードバック制御系の過渡
特性を更に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する図（Ｉ）であり、
（ａ）はバネマス系の制御対象及び慣性系の制御対象の
利得−周波数特性を示す図であり、（ｂ）はそれらの位
相−周波数特性を示す図である。
【図２】本発明の原理を説明する図（II）であり、
（ａ）は制御対象及びオブザーバの内部モデルを共に慣
性系とした場合の外乱から制御偏差までの間の利得−周
波数特性を示す図であり、（ｂ）はその位相−周波数特
性を示す図である。
【図３】本発明の原理を説明する図（III）であり、
（ａ）は制御対象をバネマス系としオブザーバの内部モ
デルを慣性系の内部モデルとした場合の外乱から制御偏
差までの間の利得−周波数特性を示す図であり、（ｂ）
はその位相−周波数特性を示す図である。
【図４】第１実施形態の情報再生装置の概要構成を示す
ブロック図である。
【図５】第１実施形態の制御系の構成を示すブロック線
図である。
【図６】第２実施形態の制御系の構成を示すブロック線
図である。
【図７】第２実施形態の積分器の構成を示す図であり、
（ａ）はアナログ演算による構成を示すブロック図であ
り、（ｂ）はディジタル演算による構成を示すブロック
線図である。
【図８】完全積分型の積分器の構成を示す図であり、
（ａ）はアナログ演算による構成を示すブロック図であ
り、（ｂ）はディジタル演算による構成を示すブロック
線図である。
【図９】第３実施形態の情報再生装置の概要構成を示す
ブロック図である。
【図１０】第３実施形態のオブザーバの処理を示すフロ
ーチャートである。
【図１１】第３実施形態の制御系の構成を示すブロック
線図である。
【図１２】従来のオブザーバを用いた制御系の構成を示
すブロック線図である。
【符号の説明】
１…ピックアップ １ａ…アクチュエータ ２…フォーカスエラー検出器 ３…減算器 ４…目標値発生器 ５…アナログ演算器群 ５ａ、２１ａ…位相補償器 ５ｂ、２１ｂ…オブザーバ ８…ドライブ回路 ９…Ｉ−Ｖ変換器 １０…スピンドルモータ １１、１５…演算増幅器 １２、１６…コンデンサ １３、１４、１７…抵抗 ２０…Ａ／Ｄ変換器 ２１…ＤＳＰ ２２…ＲＡＭ ２３…ＲＯＭ ２４…Ｄ／Ａ変換器 Ｓ…情報再生装置 Ｂ…光ビーム ＤＫ…光ディスク ＰＣ、ＰＣ’…ピックアップ制御部 ＳＣ…スピンドル制御部 Ｓer…偏差信号 Ｓpp…検出信号 Ｓref…目標値信号 Ｓfe…フォーカスエラー信号 Ｓu…操作信号 Ｓi…駆動信号 Ｓau…アナログ操作信号 Ｓedig…ディジタル化偏差信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｐ 5/00 Ｈ０２Ｐ 5/00 Ｘ Ｆターム(参考） 5D096 AA05 EE10 HH01 HH06 HH18 KK12 5D118 AA24 BA01 CA04 CA11 CA13 CD02 CD03 5H004 GA07 GB09 HA07 HB07 JB22 KB02 KB04 KB06 KB23 KB27 MA05 MA06 MA12 MA42 MA43 5H303 AA22 BB01 BB06 CC03 DD01 GG11 HH01 KK03 KK11 LL02 5H550 AA10 BB10 DD01 FF03 GG01 JJ02 JJ16 JJ22 JJ25

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 二次の項、一次の項及び零次の項を少な
    くとも含む特性方程式により定義される制御対象に対し
    て外部から印加される外乱を推定し外乱推定値を生成す
    る外乱推定手段を備え、前記外乱推定値に基づいて前記
    外乱を補償しつつ前記制御対象をフィードバック制御す
    るサーボ制御装置において、 前記外乱推定手段は、少なくとも前記制御対象の固有振
    動周波数以上の周波数帯域において、前記制御対象を示
    す内部モデルとして２次の項のみを含む特性方程式によ
    り定義される内部モデルを用いて前記外乱を推定するこ
    とを特徴とするサーボ制御装置。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載のサーボ制御装置におい
    て、 前記内部モデルは少なくとも二つの積分手段により実現
    される内部モデルであると共に、 当該各積分手段が不完全積分型の積分手段であることを
    特徴とするサーボ制御装置。
  3. 【請求項３】 請求項１又は２に記載のサーボ制御装置
    において、 前記外乱推定手段は、二次以上のローパスフィルタ特性
    を有するロバストフィルタ手段を用いて前記外乱を推定
    することを特徴とするサーボ制御装置。
  4. 【請求項４】 請求項１から３のいずれか一項に記載の
    サーボ制御装置において、 前記外乱推定手段は、ディジタル的に前記外乱を推定す
    ると共に、 当該外乱推定手段は、前記制御対象をフィードバック制
    御する制御手段から出力される現サンプルタイミングに
    おいてディジタル化された操作量と、前記フィードバッ
    ク制御系における現サンプルタイミングにおいてディジ
    タル化された制御偏差と、前記外乱推定手段から出力さ
    れる一サンプルタイミング前の状態変数とに基づいて現
    サンプルタイミングの前記外乱を推定することを特徴と
    するサーボ制御装置。
  5. 【請求項５】 請求項１から４のいずれか一項に記載の
    サーボ制御装置において、 前記制御対象は、光ディスクに対する情報の記録再生時
    におけるトラッキングサーボ制御を行うトラッキングサ
    ーボ制御手段又は当該記録再生時におけるフォーカスサ
    ーボ制御を行うフォーカスサーボ制御手段のうち少なく
    ともいずれか一方であることを特徴とするサーボ制御装
    置。
  6. 【請求項６】 二次の項、一次の項及び零次の項を少な
    くとも含む特性方程式により定義される制御対象に対し
    て外部から印加される外乱を推定し外乱推定値を生成す
    る外乱推定工程を備え、前記外乱推定値に基づいて前記
    外乱を補償しつつ前記制御対象をフィードバック制御す
    るサーボ制御方法において、 前記外乱推定工程においては、少なくとも前記制御対象
    の固有振動周波数以上の周波数帯域において、前記制御
    対象を示す内部モデルとして２次の項のみを含む特性方
    程式により定義される内部モデルを用いて前記外乱を推
    定することを特徴とするサーボ制御方法。
  7. 【請求項７】 請求項６に記載のサーボ制御方法におい
    て、 前記内部モデルは少なくとも二つの積分工程により実現
    される内部モデルであると共に、 当該各積分工程においては不完全積分処理が夫々に為さ
    れることを特徴とするサーボ制御装置。
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