JPS60142404A - 制御系の構成方法 - Google Patents
制御系の構成方法Info
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- JPS60142404A JPS60142404A JP24889583A JP24889583A JPS60142404A JP S60142404 A JPS60142404 A JP S60142404A JP 24889583 A JP24889583 A JP 24889583A JP 24889583 A JP24889583 A JP 24889583A JP S60142404 A JPS60142404 A JP S60142404A
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- JP
- Japan
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- control system
- input
- weighting coefficient
- feedback
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
- G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
本発明は、現代制御理論を用いた制御系の構成方法に関
する。
する。
従来技術と問題点
自動制御系は通常、入力目標値ｒと出力帰還量ｙとの差
ｕ−ｒ−ｙを制御対象に加え、該差Ｕが０になるように
制御する系として構成する。制御対象はその人力Ｕ、出
力ｙに着目して比ｙ／ｕ即ち伝達関数で表現し、差Ｕを
制御対象に加える部分には補償要素を挿入したりする。
ｕ−ｒ−ｙを制御対象に加え、該差Ｕが０になるように
制御する系として構成する。制御対象はその人力Ｕ、出
力ｙに着目して比ｙ／ｕ即ち伝達関数で表現し、差Ｕを
制御対象に加える部分には補償要素を挿入したりする。
これ６士現在では古典制御理論による制御系と呼ばれ、
制御対象を入出力の関係でしか見ていない点が特徴であ
る。
制御対象を入出力の関係でしか見ていない点が特徴であ
る。
これに対して制御対象の内部状態を検出もしくは演算し
てめ、この内部状態についても帰還を加える方式が開発
されており、この方式は現代制御理論による制御系と呼
ばれる。この方式では制御対象を状態方程式 で表わす。こ−でＸは状態変数ベクトル、Ｕは入力、Ａ
、ｂ、Ｃは定数行列である。またＣ′は行列またはベク
トルの転置を示す。直流モータを例にとるとパワーアン
プと結合したこのモータの状態方程式は 従って θ−ａθ＋ｂｕ となる。こ＼でＵは電機子電流、θは回転角、ａ。
てめ、この内部状態についても帰還を加える方式が開発
されており、この方式は現代制御理論による制御系と呼
ばれる。この方式では制御対象を状態方程式 で表わす。こ−でＸは状態変数ベクトル、Ｕは入力、Ａ
、ｂ、Ｃは定数行列である。またＣ′は行列またはベク
トルの転置を示す。直流モータを例にとるとパワーアン
プと結合したこのモータの状態方程式は 従って θ−ａθ＋ｂｕ となる。こ＼でＵは電機子電流、θは回転角、ａ。
ｂは定数である。
この状態方程式を解いて菫をめ又は実測してＸをめ、こ
れを帰還する、例えば変数ベクトルＸを１ｌ−（ｘ ｌ
、Ｘ、２．Ｘ３）とすると、フィードバック定数りをｌ
ｈ＝ （ｈ＋、ｈ２．ｈ３）としてｘ＋ｈ＋、ｘ２ｈ２
．ｘ：＋ｈ３を帰還するのが現代制御の手法で、これに
より制御系の極を任意に位置決めでき、動作の安定化、
応答の迅速化または緩慢化などを任意に設定できる。
れを帰還する、例えば変数ベクトルＸを１ｌ−（ｘ ｌ
、Ｘ、２．Ｘ３）とすると、フィードバック定数りをｌ
ｈ＝ （ｈ＋、ｈ２．ｈ３）としてｘ＋ｈ＋、ｘ２ｈ２
．ｘ：＋ｈ３を帰還するのが現代制御の手法で、これに
より制御系の極を任意に位置決めでき、動作の安定化、
応答の迅速化または緩慢化などを任意に設定できる。
ところで帰還制御系を設計するに当ってはフィードバッ
ク定数の決め方が問題である。古典制御理論では明確な
指針がなかったので経験や勘でこれを決定していたが、
現代制御理論では２次形式の評価関数を与えて最適レギ
ュレータ問題に帰着させ、リカソチの方程式を解いてフ
ィードバック定数を決めるという方式が提案されている
。最適レギュレータ理論とは ｍｉｎ／ ＜ｘ Ｑｘ＋ｐｕ２） ｄ ｔ −＝−（３
１なる評価関数を用い Ｕ←ｈｘ ・・・・・・（４） なる帰還を施して前記（３）式が成立するようにフィー
ドハック定数ｋをめるという問題である。こ＼でＱは適
宜の行列で、Ｘは前記と同様３次とし、Ｑは とすると、（３）式の括弧内の第１項はであるからｘ
（２＋−Ｘ ２２＋ Ｘ ３２ となり、（３）式の括
弧内箱１項は２乗誤差を最小にすることを示し、同第２
項は投入エネルギを最小にすること、を意味する（投入
エネルギ最小でＯに落付かせることを意味する）。か−
る評価関数を与えるとフィードバンク定数を解析的に決
定することができる。
ク定数の決め方が問題である。古典制御理論では明確な
指針がなかったので経験や勘でこれを決定していたが、
現代制御理論では２次形式の評価関数を与えて最適レギ
ュレータ問題に帰着させ、リカソチの方程式を解いてフ
ィードバック定数を決めるという方式が提案されている
。最適レギュレータ理論とは ｍｉｎ／ ＜ｘ Ｑｘ＋ｐｕ２） ｄ ｔ −＝−（３
１なる評価関数を用い Ｕ←ｈｘ ・・・・・・（４） なる帰還を施して前記（３）式が成立するようにフィー
ドハック定数ｋをめるという問題である。こ＼でＱは適
宜の行列で、Ｘは前記と同様３次とし、Ｑは とすると、（３）式の括弧内の第１項はであるからｘ
（２＋−Ｘ ２２＋ Ｘ ３２ となり、（３）式の括
弧内箱１項は２乗誤差を最小にすることを示し、同第２
項は投入エネルギを最小にすること、を意味する（投入
エネルギ最小でＯに落付かせることを意味する）。か−
る評価関数を与えるとフィードバンク定数を解析的に決
定することができる。
ところがこの際にも２次形式の評価関数の与え方が明確
でなく、制御系の各種条件をどのような形の評価関数で
表現するかが問題となる。
でなく、制御系の各種条件をどのような形の評価関数で
表現するかが問題となる。
発明の目的
本発明はこの評価関数特にその重み係数を比較的容易に
決定することができ、これにより現代制御理論に基ずく
制御系を容易に構成可能にしようとするものである。
決定することができ、これにより現代制御理論に基ずく
制御系を容易に構成可能にしようとするものである。
発明の構成
本発明は、制御対象を状態方程式で表わし、その状態変
数にフィードバック定数を乗じて帰還する自動制御系を
組み、そして該帰還定数は、２次形式の評価関数を与え
て最適レギュレータ問題に帰着させ、リカソチの方程式
を解いて決定する、制御系の構成方法において、該評価
関数の重み係数を適宜に初期設定して制御系を構成し、
該制御系の変数の変化範囲の制限に従って該重み係数を
変更し、これを繰り返して、該重み係数が該変数の変化
範囲の」二限近傍にする値に収束したときその重み係数
の評価関数で制御系を構成することを特徴とするが、次
に実施例を参照しながらこれを詳細に説明する。
数にフィードバック定数を乗じて帰還する自動制御系を
組み、そして該帰還定数は、２次形式の評価関数を与え
て最適レギュレータ問題に帰着させ、リカソチの方程式
を解いて決定する、制御系の構成方法において、該評価
関数の重み係数を適宜に初期設定して制御系を構成し、
該制御系の変数の変化範囲の制限に従って該重み係数を
変更し、これを繰り返して、該重み係数が該変数の変化
範囲の」二限近傍にする値に収束したときその重み係数
の評価関数で制御系を構成することを特徴とするが、次
に実施例を参照しながらこれを詳細に説明する。
発明の実施例
本発明は、制御系の変数特に入力の制限に基すいて、こ
の制限を満たすような評価関数特にその重み係数の最適
値を繰り返し計算によってめるものであるが、直流モー
タを安定でできるだけ速く目標位置まで回転させる制御
系を構成する場合を例にとってこれを以下説明する。
の制限を満たすような評価関数特にその重み係数の最適
値を繰り返し計算によってめるものであるが、直流モー
タを安定でできるだけ速く目標位置まで回転させる制御
系を構成する場合を例にとってこれを以下説明する。
第１図は直流モータの自動制御系の概要を示し、１０は
直流モータ、１２は入力電圧に比例した電流を該モータ
に流すパワー了ンブで、これらを纏めて制御対象１４と
呼ぶ。ｒは目標値で、こ−ではステ、ブ入力を考える。
直流モータ、１２は入力電圧に比例した電流を該モータ
に流すパワー了ンブで、これらを纏めて制御対象１４と
呼ぶ。ｒは目標値で、こ−ではステ、ブ入力を考える。
θは出力で、モータ１０の回転角を示す。θは角速度で
あり、制御対象の状態方程式を解いて又は実測してめる
。１６はフィードバンク定数設定器、１日は補償回路で
ある。この制御対象１４の状態方程式は、前記（２）式
で示したように である。こ＼でａ、ｂはパワーアンプ１２と直流モータ
１０によって定まる定数であり、とおく。２次形式の評
価関数として、前述のように位置偏差と入力のエネルギ
をできるだけ小さくする Ｐ ・Ｉ −ｍｉｎ／Ｔ（θ２＋ ｐ ｕ２） ｄ ｔ
、 、・・−・ｔ８）を採用すると、最適レギュレータ
問題に帰着でき、フィードバック定数ｆ＋、ｆ２は以下
のリカソチの方程式を解くことによってめることができ
る。
あり、制御対象の状態方程式を解いて又は実測してめる
。１６はフィードバンク定数設定器、１日は補償回路で
ある。この制御対象１４の状態方程式は、前記（２）式
で示したように である。こ＼でａ、ｂはパワーアンプ１２と直流モータ
１０によって定まる定数であり、とおく。２次形式の評
価関数として、前述のように位置偏差と入力のエネルギ
をできるだけ小さくする Ｐ ・Ｉ −ｍｉｎ／Ｔ（θ２＋ ｐ ｕ２） ｄ ｔ
、 、・・−・ｔ８）を採用すると、最適レギュレータ
問題に帰着でき、フィードバック定数ｆ＋、ｆ２は以下
のリカソチの方程式を解くことによってめることができ
る。
ｆ＋、ｆ２がまればブロック１６．’１８の中味が定ま
り、第１図の制御系が決定される。
り、第１図の制御系が決定される。
このとき問題となるのが重み係数ρである。ρはθ２と
ｕ２とのトレードオフ関係を定めるものであり、ρを小
にすればこれはθ２を重視したことであって整定か速く
なり、しかしそれだけ所要パワーが大になる。第１図の
制御系が線型な理想的な系であって変数の取り得る範囲
に制限がなければ、ρ！＝Ｏとすると、目標値ｒがステ
ップ状に変化したとき入力電圧Ｕは著大なインパルス状
となり、回転角θは瞬間的に目標値ｒに整定されるが、
現実的には入力電圧が大でもパワーアンプ１２の出力電
流は飽和してしまう（電流制限機構が付加されていると
その制限値に抑えられてしまう）のでそのようにはなら
ず、それどころか過大入力によるパワーアンプの損傷を
防ぐなどの目的で入力電圧の大きさはある範囲以下に抑
えなければならないから、ρには適切値がある。
ｕ２とのトレードオフ関係を定めるものであり、ρを小
にすればこれはθ２を重視したことであって整定か速く
なり、しかしそれだけ所要パワーが大になる。第１図の
制御系が線型な理想的な系であって変数の取り得る範囲
に制限がなければ、ρ！＝Ｏとすると、目標値ｒがステ
ップ状に変化したとき入力電圧Ｕは著大なインパルス状
となり、回転角θは瞬間的に目標値ｒに整定されるが、
現実的には入力電圧が大でもパワーアンプ１２の出力電
流は飽和してしまう（電流制限機構が付加されていると
その制限値に抑えられてしまう）のでそのようにはなら
ず、それどころか過大入力によるパワーアンプの損傷を
防ぐなどの目的で入力電圧の大きさはある範囲以下に抑
えなければならないから、ρには適切値がある。
本発明は、出力電流の飽和が生じない範囲（後述のよう
にこれは若干飽和してもよいケースもある）で可及的速
やかな整定を行なう、即ぢｕ２を許容限度内に収めなか
らθ２を最小にする重み係数ρの決定要領を提案するも
のであり、次のようにする。
にこれは若干飽和してもよいケースもある）で可及的速
やかな整定を行なう、即ぢｕ２を許容限度内に収めなか
らθ２を最小にする重み係数ρの決定要領を提案するも
のであり、次のようにする。
まず最初に適切なρを与えてフィードパ・７り定数ｆ＋
、ｆ２を計算し、制御系を構成する。次にこの制御系に
ステップ状の目標値ｒを加えた場合の入力（電圧）Ｕの
最大値ｕ ｍａｘを計算する。このｕ ｍａｘが入力Ｕ
の制限値ｕｌｉｍより大きければρを大に例えばｌ（倍
し、ｕ ｍａｘがｕｌｉｍより小さければρを小さく例
えば１／に倍し、こうして定めた新たなρに基ずいて再
びｆ＋、ｆ２を計算し直す。
、ｆ２を計算し、制御系を構成する。次にこの制御系に
ステップ状の目標値ｒを加えた場合の入力（電圧）Ｕの
最大値ｕ ｍａｘを計算する。このｕ ｍａｘが入力Ｕ
の制限値ｕｌｉｍより大きければρを大に例えばｌ（倍
し、ｕ ｍａｘがｕｌｉｍより小さければρを小さく例
えば１／に倍し、こうして定めた新たなρに基ずいて再
びｆ＋、ｆ２を計算し直す。
以上のことを繰り返し、ρが収束しくρをそれ以上大に
するとｕ ｍａｘがｔｌｌｉｍの制限にか＼す、それ以
下にするとＵに余裕がでてくる）ｕｍａｘがｕｌｉｍ近
いある範囲内に入ったら繰り返し計算を終了し請求まっ
たρを前記（９）式に入れて、か−るｐ、ｒを最適評価
関数とする。第２図はこの処理要領を示すフローチャー
トである。
するとｕ ｍａｘがｔｌｌｉｍの制限にか＼す、それ以
下にするとＵに余裕がでてくる）ｕｍａｘがｕｌｉｍ近
いある範囲内に入ったら繰り返し計算を終了し請求まっ
たρを前記（９）式に入れて、か−るｐ、ｒを最適評価
関数とする。第２図はこの処理要領を示すフローチャー
トである。
以上は入力（電圧）Ｕに制限がある直流モータの例であ
るが、角速度に制限のある、或いは他の変数に制限があ
る場合も同様手法を採用でき、また直流モータ以外の制
御対象についても同様手法を採用できる。次に数値例を
挙げながら以上を更に説明する。
るが、角速度に制限のある、或いは他の変数に制限があ
る場合も同様手法を採用でき、また直流モータ以外の制
御対象についても同様手法を採用できる。次に数値例を
挙げながら以上を更に説明する。
制御対象１４のパワーアンプ１２は３３４８２／（Ｓ＋
４７１）で、また直流モータ１０は１／Ｓで表され、パ
ワーアンプ１２の入力はｕ （ｔｌ、出力はｘ２（ｔ）
、〜モータ１０の出力はｘｌ（ｔ）−ｙとする。この制
御対象の状態方程式は と表現される。つまり前記（２）式のａは本例では４７
１、ｂは３３４．８２である。この制御対象にｒ＝１の
ステップ状目標値を与えると制御対象の出力Ｙ （ｔｌ
、入力ｕ （ｔｌは一般的には第３図の如くなる。
４７１）で、また直流モータ１０は１／Ｓで表され、パ
ワーアンプ１２の入力はｕ （ｔｌ、出力はｘ２（ｔ）
、〜モータ１０の出力はｘｌ（ｔ）−ｙとする。この制
御対象の状態方程式は と表現される。つまり前記（２）式のａは本例では４７
１、ｂは３３４．８２である。この制御対象にｒ＝１の
ステップ状目標値を与えると制御対象の出力Ｙ （ｔｌ
、入力ｕ （ｔｌは一般的には第３図の如くなる。
こ＼でｕ ｍａｘは最大入力、Ｏｖはオーバーシューｌ
・量、ｔｓは整定時間、ｔｒは立上り時間、ｔｄは遅れ
時間である。この制御対象の応答を計算機シミュレーシ
ョンでめた。この場合は離散系となるので、（１０）式
は例えば次のように表わされる。
・量、ｔｓは整定時間、ｔｒは立上り時間、ｔｄは遅れ
時間である。この制御対象の応答を計算機シミュレーシ
ョンでめた。この場合は離散系となるので、（１０）式
は例えば次のように表わされる。
係数ａ、ｂをめる（詳細は省略する）と、次の如くなる
。こ＼でＴはサンプリング時間で単位はｍＳ、またａｌ
ｌ ””’ ａ２＋ ””である。
。こ＼でＴはサンプリング時間で単位はｍＳ、またａｌ
ｌ ””’ ａ２＋ ””である。
系を誤差系にし、積分器を付加した場合評価関数Ｊは次
式を採用することができ、重み係数Ｒ（前記のρと同じ
）を適当に与えてフィートノ＼、７り定数に′をめた。
式を採用することができ、重み係数Ｒ（前記のρと同じ
）を適当に与えてフィートノ＼、７り定数に′をめた。
但し、Δｕ（ｋｌ＝ｕ（ｋｌ−ｕ（ｋ １）該定数に′
を用いて閉ルＬブ系を構成し、出力ｙ（ｋｌ、入力ｕ
（ｋｌの時間応答を調べた。シミュレーションは第４図
に示す手順で行なった。図の■は出力計算、■は積分量
計算、■は状態フィートバックによる入力の計算、■は
次ステツプの状態計算である。Ｔ＝０．００１．Ｒ＝１
〜０．００００１の場合の諸量を次表に示す。またこの
ときの出力ｙ（ｋ）と入力ｕ （ｋｌの時間応答を第４
図および第５図に表 １ これらの表およびグラフから分るようにＲが小さい程、
大きな制御人力Ｕ（１））で、短時間でｒ＝１に整定す
る。
を用いて閉ルＬブ系を構成し、出力ｙ（ｋｌ、入力ｕ
（ｋｌの時間応答を調べた。シミュレーションは第４図
に示す手順で行なった。図の■は出力計算、■は積分量
計算、■は状態フィートバックによる入力の計算、■は
次ステツプの状態計算である。Ｔ＝０．００１．Ｒ＝１
〜０．００００１の場合の諸量を次表に示す。またこの
ときの出力ｙ（ｋ）と入力ｕ （ｋｌの時間応答を第４
図および第５図に表 １ これらの表およびグラフから分るようにＲが小さい程、
大きな制御人力Ｕ（１））で、短時間でｒ＝１に整定す
る。
サンプリング時間Ｔが変るとＲは同じでも上記諸量は変
る。これは（１２）式では入力の変化分Δｕ ［ｋ）を
用いでおり、Ｔが短い程Δｕ （ｋｌは小さくなり、Δ
ｕ （ｋｌの重みが小さくなることによる。これば、Ｔ
をα倍するならＲは１／α２ すると、評価関数は同じ
意味になり、Ｏｖ、％ｓ、ｔｒ、ｔｄなどはは５不変に
なる。
る。これは（１２）式では入力の変化分Δｕ ［ｋ）を
用いでおり、Ｔが短い程Δｕ （ｋｌは小さくなり、Δ
ｕ （ｋｌの重みが小さくなることによる。これば、Ｔ
をα倍するならＲは１／α２ すると、評価関数は同じ
意味になり、Ｏｖ、％ｓ、ｔｒ、ｔｄなどはは５不変に
なる。
パワーアンプへの入力が過大になると出力飽和などが生
しるが、この場合のシミュレーションは第７図などで行
なえる。即ち第４図の手順に、飽和による制限を行なう
ステップ■、■を加える。
しるが、この場合のシミュレーションは第７図などで行
なえる。即ち第４図の手順に、飽和による制限を行なう
ステップ■、■を加える。
飽和が生しる場合のステップ応答および入力ｕ（ｋ）の
変化例を第８図及び第９図に示す。このグラフから分る
ように飽和値ｕｓの値が小さいほど、オーバシュートが
大になる。これは次のように考えることができる。即ち
飽和中は入力ｕ（ｋ）はｕ５に固定されるので、この状
態ではフィードバンクが掛からないのと同じになり、応
答は開ルフプにステップ入力を加えた状態になってしま
う。
変化例を第８図及び第９図に示す。このグラフから分る
ように飽和値ｕｓの値が小さいほど、オーバシュートが
大になる。これは次のように考えることができる。即ち
飽和中は入力ｕ（ｋ）はｕ５に固定されるので、この状
態ではフィードバンクが掛からないのと同じになり、応
答は開ルフプにステップ入力を加えた状態になってしま
う。
重み係数Ｒが小さい程入力ｕ （ｋｌは大になり、従っ
て飽和の影響が強くでてくる。飽和すればオーバシュー
トは大きく、整定時間ｔｓは長くなる。
て飽和の影響が強くでてくる。飽和すればオーバシュー
トは大きく、整定時間ｔｓは長くなる。
しかし飽和しても、特性はむしろ改善されることもある
。制御方式の成るものに、立上り時はオンオフ制御で速
く目標値に追従させ、出力が目標値に近付いた時は帰還
をかけて正確に目標値に一致させるものがあるが、飽和
でこのような状態になったときがそれである。シミュレ
ーションの仕方によって異なるが、Ｒ＝ ０．１〜０．
３あたりにこの状態がある。
。制御方式の成るものに、立上り時はオンオフ制御で速
く目標値に追従させ、出力が目標値に近付いた時は帰還
をかけて正確に目標値に一致させるものがあるが、飽和
でこのような状態になったときがそれである。シミュレ
ーションの仕方によって異なるが、Ｒ＝ ０．１〜０．
３あたりにこの状態がある。
このように、制御人力ｕ （ｋｌに飽和があると一般に
はオーバシュートが大になり、整定時間も長くなる。そ
こで重み係数Ｒを適当に選んでｕ （ｋｌが飽和しない
か、飽和しても著しくはないようにする。
はオーバシュートが大になり、整定時間も長くなる。そ
こで重み係数Ｒを適当に選んでｕ （ｋｌが飽和しない
か、飽和しても著しくはないようにする。
発明の詳細
な説明したように、本発明によれば評価関数の重み係数
を容易に決定でき、これにより制御対象の状態変数によ
る帰還を施した制御系を容易に構成できる利点が得られ
る。
を容易に決定でき、これにより制御対象の状態変数によ
る帰還を施した制御系を容易に構成できる利点が得られ
る。
第１図は制御系のブロック図、第２図は本発明による重
み係数の決定要領を示すフローチャート、第３図はステ
ップ応答の説明図、第４図はフィードバンク定数決定の
ためのシミュレーション手順を示すフローチャート、第
５図及び第６図は応答特性を示すグラフ、第７図は飽和
のある場合のシミュレーション手順の説明図、第８図お
よび第９図は応答特性を示すグラフである。 出願人 富士通株式会社 代理人弁理士 青 柳 稔 第１図 第３図 第４図 １Ｌ（５ｅＣ） ｓ７ｍ 第８図
み係数の決定要領を示すフローチャート、第３図はステ
ップ応答の説明図、第４図はフィードバンク定数決定の
ためのシミュレーション手順を示すフローチャート、第
５図及び第６図は応答特性を示すグラフ、第７図は飽和
のある場合のシミュレーション手順の説明図、第８図お
よび第９図は応答特性を示すグラフである。 出願人 富士通株式会社 代理人弁理士 青 柳 稔 第１図 第３図 第４図 １Ｌ（５ｅＣ） ｓ７ｍ 第８図
Claims (1)
- （１）制御対象を状態方程式で表わし、その状態変数に
フィードバック定数を乗じて帰還する自動制御系を組み
、−そして該帰還定数は、２次形式の評価関数を与えて
最適レギュレータ問題に帰着させ、リカソチの方程式を
解いて決定する、制御系の構成方法において、 該評価関数の重み係数を適宜に初期設定して制御系を構
成し、該制御系の変数の変化範囲の制限に従って該重み
係数を変更し、これを繰り返して、該重み係数が該変数
の変化範囲の上限近傍にする値に収束したときその重み
係数の評価関数で制御系を構成することを特徴とする制
御系の構成方法１（２）制御系の変数は、制御系の入力
であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の制
御系の構成方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24889583A JPS60142404A (ja) | 1983-12-28 | 1983-12-28 | 制御系の構成方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24889583A JPS60142404A (ja) | 1983-12-28 | 1983-12-28 | 制御系の構成方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60142404A true JPS60142404A (ja) | 1985-07-27 |
Family
ID=17185033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24889583A Pending JPS60142404A (ja) | 1983-12-28 | 1983-12-28 | 制御系の構成方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60142404A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63250716A (ja) * | 1987-04-07 | 1988-10-18 | Toshiba Mach Co Ltd | 位置制御装置 |
| JPS63250701A (ja) * | 1987-04-07 | 1988-10-18 | Toshiba Mach Co Ltd | 産業機械の位置制御装置 |
| JPH03148714A (ja) * | 1989-11-04 | 1991-06-25 | Katsuhisa Furuta | 調整入力による炉温制御装置 |
| JPH03155383A (ja) * | 1989-11-08 | 1991-07-03 | Mitsubishi Electric Corp | モータ制御装置 |
-
1983
- 1983-12-28 JP JP24889583A patent/JPS60142404A/ja active Pending
Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
| JPS63250716A (ja) * | 1987-04-07 | 1988-10-18 | Toshiba Mach Co Ltd | 位置制御装置 |
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