JPH0246959B2 - - Google Patents
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- JPH0246959B2 JPH0246959B2 JP56195889A JP19588981A JPH0246959B2 JP H0246959 B2 JPH0246959 B2 JP H0246959B2 JP 56195889 A JP56195889 A JP 56195889A JP 19588981 A JP19588981 A JP 19588981A JP H0246959 B2 JPH0246959 B2 JP H0246959B2
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Description
本発明は音声信号の時間軸変換装置に関し、特
に、速度可変の音声信号記録再生装置（以下テー
プレコーダと略記する）により録音時とは異なる
速度で再生された信号の周波数変化を補正して復
元するに際し、再生音声信号をその零クロス点を
始点とする基本周期単位で時間軸変換処理するこ
とにより、不連続部分が無くかつ、ピツチ変化を
生じない良い音質の出力音声信号を得ることので
きる音声信号の時間軸変換装置を提供する事を目
的とする。 一般にテープレコーダを用いて磁気テープに録
音された信号を再生聴取する場合、必要によつて
は録音したときの録音時間よりも短い時間で（ま
たは逆にゆつくりと）再生したい場合がある。こ
の場合、単にテープ速度を変えただけでは元の音
声信号のピツチも同時に変化するため、内容が全
く理解できない。このため、再生された信号の周
波数成分を記録されたときの正常な音声の周波数
成分に近似するように変換するいわゆる時間軸変
換が必要となる。 このような時間軸変換装置として、並列接続さ
れた２つのアナログシフトレジスタを用いて一方
のアナログシフトレジスタに入力音声信号をサン
プリング記憶入力せしめるとともに他方のシフト
レジスタから記憶時と異なるクロツク周波数で読
み出し、読出しが終ると上記一方のシフトレジス
タの読出しを行ない、上記他方のシフトレジスタ
に記憶入力するという動作をくり返し、記憶時と
出力時のクロツク周波数の比により時間軸変換す
る装置は、例えば特開昭48−90508号公報、特開
昭49−17705号公報などにより公知である。 また、ランダムアクセスメモリを用いて、音声
信号を順次サンプリング記憶するとともに、記憶
時と異なる読出しクロツクにより読出し、記憶時
と読出し時のクロツク周波数の比により時間軸変
換する装置は、例えば特開昭48−80018号公報な
どにより公知である。 ところが、このような従来の時間軸変換装置に
おいては、サンプリング処理区間が、その信号波
形には無関係に一定間隔であり、信号の位相の乱
れ（ピツチの変動）や、接続部の不連続により雑
音が生じるために、時間軸変換後の音声信号の音
質が良くないという欠点があつた。 入力音声信号の一部を除去し、残りの保持部分
を波形伸長する時間軸圧縮において、了解度は除
去部分の持続時間に多いに依存する。除去部分の
持続時間が長くなると情報の脱落、保持部分の不
連続性のため了解度は悪化する。 本発明は上記欠点を除去するものであり、所望
の再生速度で再生された入力音声信号を所定のク
ロツクの周波数でサンプリングし記憶装置に書込
むとともに、書込み時と異なる読出しクロツクに
より読出すことにより時間軸変換された音声信号
を得るものである。そして、時間軸圧縮において
必要となる除去部分と保持部分および、時間軸伸
長において必要となる反復部分が入力音声信号の
零クロスを始点とする基本周期単位になるように
構成することにより、雑音が無く、了解度の良好
な音声出力を得るものである。 以下本発明の一実施例を図面とともに説明す
る。 第１図に本発明による音声信号の時間軸変換装
置の動作原理を示す。第１図ａおよび第１図ｂは
それぞれ、時間軸圧縮時および伸長時の動作を示
している。第１図ａにおいて、Ａは記録時の約２
倍の速度で再生した高速再生信号であり、Ｂは高
速再生信号Ａの零クロスを始点とする１基本周期
ごとに保持および除去して、保持部分を伸長処理
して接続した伸長信号波形である。第１図ｂにお
いて、Ａは記録時の約0.7倍の速度で再生した低
速再生信号であり、Ｂは低速再生信号波形Ａの零
クロスを始点とする１基本周期(イ)および(ロ)を圧縮
処理しさらに、(イ)の部分を反復処理して接続した
圧縮信号波形である。 このように、零クロスを始点とする基本周期単
位で時間軸変換処理するので、変換後の音声信号
は、基本周期の乱れがなく、接続部での不連続も
発生しないので音質が良好である。また、時間軸
圧縮時の除去部分の持続時間が短いので了解度の
低下が著しく軽減される。さらに、時間軸伸長時
の反復部分も近接した零クロス点を始点とする１
基本周期となるよう構成しているので音質が良好
である。 第２図は本発明による音声信号の時間軸変換装
置の一実施例を示すブロツク図である。 本実施例は音声信号を波形伸長するいわゆる時
間軸の圧縮に用いるものであり、音声信号をサン
プリングして所定の速度で記憶装置に書込み、書
込み速度よりも遅い速度の読出速度で書込まれた
順序で読出し、書込み速度と読出速度の比に対応
した時間軸変換比の音声信号を得るものである。 上記記憶装置はサイクリツクに書込みおよび読
出しが行なわれ、かつ書込み速度が読出速度より
も大きいので、書込み位置が読出位置に追いつ
き、追い越すことになるが、本実施例では、読出
しを連続的に行ない、書込み位置が読出位置を追
い越しそうになると書込みを停止し、読出位置が
書込み位置よりもある程度先行すると書込みを開
始するよう構成して、書込み位置と読出位置が互
いに追い越したり追い越されたりしない。上記書
込みの開始および停止は、入力音声信号の１基本
周期中に存在する零クロス点のうち、最大傾斜を
有する零クロス点を始点および終点とする基本周
期単位で行なうよう構成している。 第２図において、１は音声信号入力端子であり
アナログ・デジタル変換手段（以下Ａ・Ｄ変換器
と略記する）２および基本周期抽出手段３に接続
されている。３８は入力音声信号の零クロス点の
傾斜を求め１基本周期内でより大きい傾斜を有す
る零クロス点の発生ごとに検出信号を発生する最
大傾斜零クロス検出手段である。Ａ・Ｄ変換器２
の出力端子は最大傾斜零クロス検出手段３８に含
まれる遅延回路５３を介して記憶装置（以下
RAMと略記する）４に接続されている。RAM
４は例えば512ワードの記憶容量のランダムアク
セスメモリーを使用することができ、以下の説明
では記憶容量を512ワードとする。RAM４の出
力端子は出力制御手段５に接続され、制御手段５
の出力端子はデジタル・アナログ変換手段（以下
Ｄ・Ａ変換器と略記する）６に接続されＤ・Ａ変
換器６の出力端子は音声信号出力端子７に接続さ
れている。出力制御手段５はラツチ回路８および
９により構成されている。１０は零クロス検出手
段であり、フリツプフロツプ回路（以下FF回路
と略記する）１１、インバータ１２およびアンド
ゲート１３により構成されている。FF回路１１
のＤ入力にはＡ・Ｄ変換器２のサインビツト出力
が遅延回路５３を介して接続されている。３６は
書込アドレスカウンタであり、１５は読出アドレ
スカウンタであり、それぞれRAM４の記憶容量
に対応して、511の次の計数値は０となるよう構
成しているアドレス発生器である。１６はデータ
セレクタであり、書込アドレスカウンタ３６およ
び読出アドレスカウンタ１５の出力端子が入力に
接続され、出力端子はRAM４のアドレス入力端
子に接続されている。１７は書込アドレスカウン
タ１４の出力である書込アドレス（WAD）と読
出アドレスカウンタ１５の出力である読出アドレ
ス（RAD）が供給され、これらの相対位置関係
に対応して書込可能信号（WE）を発生するアド
レス演算手段である。アドレス演算手段１７は反
転回路１８、加算回路１９、比較回路２１により
構成されている。反転回路１８は読出アドレス
（RAD）の各ビツトを反転し出力する。加算回路
１９は書込アドレス（WAD）と反転回路１８の
出力を加算演算するのでその出力は（WAD−
RAD）となつている。比較回路２１は加算回路
１９の出力（WAD−RAD）と所定の設定値
（440）とを比較して、WAD−RAD＜440の時書
込可能信号WEを発生する。FF回路２３のＤ入
力にはアドレス演算手段１７の書込可能信号WE
が供給され、CK入力には基本周期抽出手段３の
基本周期信号（SF）が供給されている。３３は
基本周期の始点を検索するため、FF回路２３の
セツトの後、基本周期の一周期の間、始点検索期
間信号Pstを発生する始点検索期間発生手段であ
る。３４は基本周期の終点を検索するため、FF
回路２３のリセツトの後、基本周期の一周期の間
終点検索期間信号PEDを発生する終点検索期間発
生手段である。３５は始点検索期間信号Pstと零
クロス検出信号SZおよび終点検索期間信号PEDに
応答してナンドゲード２５の開閉を制御し、書込
アドレスカウンタ３６への書込クロツクの供給を
制御する制御手段である。３７は書込アドレス
カウンタ３６の書込アドレスを一時記憶するアド
レスレジスタである。零クロス検出手段１０、始
点検索期間発生手段３３、終点検索期間発生手段
３４、制御手段３５および最大傾斜零クロス検出
手段３８により、入力音声信号の零クロス点の所
定特性に関して１基本周期内の最大点を始点また
は終点とする始点検出手段を構成している。２６
はクロツク発生回路、２７および２８はナンドゲ
ートである。２９〜３２はそれぞれクロツク発生
回路２６から所定のクロツクが供給されるクロツ
ク供給端子である。 なお、上記基本周期抽出手段３として、例えば
特願昭56−89075号に示した「音声信号の基本周
期抽出装置」を用いることができる。 次に上記構成の音声信号の時間軸変換装置の動
作を説明する。 音声信号入力端子１に供給された音声信号は
Ａ・Ｄ変換器２によりＡ・Ｄ変換され遅延回路５
３を介してRAM４に供給される。一方この音声
信号は基本周期抽出手段３に供給され、その基本
周期が抽出される。ここでアドレス演算手段１７
が書込可能信号WEを発生したとすると、FF回
路２３は次に到来した基本周期信号SFに応答し
てセツトされ出力Ｑは“Ｈ”となる。FF回路２
３がセツトされたならば、始点検索期間発生手段
３３が１周期の間始点検索期間信号Pstを発生す
る。この始点検索期間信号Pstと次いで到来する
零クロス検出信号SZに応答して制御手段３５
はナンドゲート２５を開く。従つてクロツク供給
端子２９に供給されているクロツクCL２は書込
アドレスカウンタ３６に到達する。そして書込ア
ドレス（WAD）は順次増大し、対応したRAM
４のアドレス（WAD）に入力音声信号のＡ・Ｄ
変換信号ASが書込まれる。 一方、最大傾斜零クロス検出手段３８よりの検
出信号PLB１によりアドレスレジスタ３７のア
ドレスデータWAOを書込アドレスカウンタ３６
に転送する。以後、最大傾斜零クロス検出手段３
８は、零クロス検出信号の発生のつど、入力音声
信号の零クロス点の傾斜を求め、より大きい傾斜
を有する零クロス点の到来のたびに検出信号
PLB１を発生し、アドレスレジスタ３７のアド
レスデータを書込アドレスカウンタ３６に転送す
る。 このようにして始点検索期間中、より大きい傾
斜を有する零クロス点が到来すると、書込アドレ
スカウンタ３６がアドレスレジスタ３７の保持し
ているアドレスWAOにリセツトされるので、ア
ドレスWAOからもう一度書込み直すことになり
始点検索期間が終つたときには、始点検索期間中
の最大傾斜を有する零クロス点からRAM４に書
込まれたことになる。 次に、アドレス演算手段１７の発生信号WEと
基本周期信号によりFF回路２３がリセツトされ
たならば終点検索期間発生手段３４が終点検索期
間信号PEDを発生する。この期間には最大傾斜
零クロス検出手段３８の発生する検出信号PLB
２により書込アドレスカウンタ３６のアドレスデ
ータをアドレスレジスタ３７に一時記憶するよう
構成している。 従つて、終点検索期間が終つた時にはアドレス
レジスタ３７は終点検索期間中の最大傾斜を有す
る零クロス点サンプルが書込まれたRAM４のア
ドレスを記憶していることになる。アドレスは増
大してゆくからRAM４への書込みはそのまま続
けられる。終点検索期間が終了すると、制御手段
３５はナンドゲート２５のゲートを閉じクロツク
CL２の書込アドレスカウンタ３６への供給を断
つ。したがつて、RAM４への書込みは終了す
る。さらに、終点検索期間終了時に単一パルス
Rrが書込アドレスカウンタ３６のロード入力に
供給されアドレスレジスタ３７の記憶アドレスを
書込アドレスカウンタ３６にロードする。すなわ
ち終点検索期間中の最大傾斜を有する零クロス点
サンプルが書込まれたアドレスに戻す。 一方、クロツク供給端子３２に供給される読出
クロツクRDCLK１は読出アドレスカウンタ１５
に供給され、読出アドレス（RAD）を連続的に
増大させる。従つて、RAM４の記憶データは連
続的に順次読出され、出力制御手段５を経て、
Ｄ・Ａ変換器６に供給される。出力端子７から書
込時のクロツク周波数と読出時のクロツク周波数
の比により時間軸変換された音声信号が得られ
る。 従つて、上記構成により、音声信号の１基本周
期内の最大傾斜を有する零クロス点を始点とする
基本周期単位で時間軸変換比に対応した周波数の
入力信号を選択的に書込むとともに、書込み時と
異なる速度で連続的に順次読出し、書込み時と読
出時のクロツク周波数の比に対応して時間軸の変
換された音声信号を得ることができる。 第３図は零クロス検出手段１０の一動作例を示
すタイミング図である。 第３図において、ａおよびｂはクロツク供給端
子３０および３１に供給されるクロツク４お
よび３である。ｃはクロツク供給端子２９に
供給されるクロツクCL２である。クロツク３
とクロツクCL２はクロツク４の分周出力であ
り同期している。Ａ・Ｄ変換器２はクロツクCL
２により駆動されており、同図ｄで示すタイミン
グで音声信号のＡ・Ｄ変換出力ASが発生する。
同図ｅに示すようにＡ・Ｄ変換出力ASのサイン
ビツトが“Ｈ”から“Ｌ”に変化すると、すなわ
ち音声信号が負から正に変化すると、FF回路１
１は同図ｆに示すようにCL２の立上りに同期し
て変化する。アンドゲート１３の出力は同図ｇに
示すようにクロツクCL２の立下りにほぼ同期し
た単一パルスとなり、これが零クロス検出信号
SZとなる。 上記の零クロス検出手段１０は音声信号が負か
ら正に移行する零クロス時点、すなわち微係数が
正の極性を有する零クロス時に検出信号SZを発
生するよう構成したが、正から負に移行する零ク
ロス点、すなわち負の微係数を有する零クロス点
を検出するよう構成することもできる。 次にアドレス演算手段１７の動作を説明する。 時間軸圧縮時には書込アドレスWADの変化速
度が読出アドレスRADの変化速度よりも速い。
例えば記録時の２倍の速さで再生した場合書込ク
ロツクCCLの周波数は読出クロツクRDCLK１の
周波数の２倍に設定する。アドレス演算手段１７
は書込アドレスWADと読出アドレスRADの相対
位置に対応して書込可能信号WEを発生する。読
出アドレスRADが書込アドレスWADよりもある
程度先行していれば書込可能である。書込可能信
号の発生後、最も早い場合、すぐに書込みが始ま
る。書込みが始まると１周期は書込みを停止する
ことができない。従つて１周期中に書込アドレス
WADが読出アドレスRADを追いこさなければよ
い。このとき、読出アドレスRADも増加するか
ら、書込クロツクの周期をΔTWとすると、読出
アドレスRADと書込アドレスWADのアドレス差
RAD−WADが RAD−WAD＞TINnax／ΔTW −TINnax／ΔTR の時書込可能信号WEを発生すればよい。例えば
高速再生範囲を記録時の２倍とし、入力音声信号
の最大周期TINnaxを7.2ｍsec、書込クロツク周期
ΔTWを0.05ｍsecとすると、アドレス差RAD−
WADが72以上の時書込可能信号WEを発生する
ように構成する。高速再生範囲を記録時の３倍と
し、入力音声信号の最大周期TINnaxを4.8ｍsec、
書込クロツク周期ΔTWを0.0333ｍsecとするとア
ドレス差RAD−WADが96以上の時書込可能信号
WEを発生するように構成する。第２図の実施例
では、高速再生範囲を記録時の２倍とし、RAM
４の記憶容量が512であることからRAD−WAD
＞72と等価であるWAD−RAD＜440の時、書込
可能信号WEを発生するようアドレス演算手段１
７を構成している。 第４図はRAM４および出力制御手段５の一動
作例を示すタイミング図である。RAM４は互い
に異なつた周波数のクロツク信号でデータの書込
みおよび読出しを行なつており、RAM４の出力
端には書込みデータおよび種々の持続時間の読出
データが発生するので、出力制御手段５により、
一定の持続時間を有する読出データを得ている。 第４図において、ａはクロツク供給端子３２に
供給される読出クロツク信号RDCLK１である。
ｂはクロツク供給端子２９に供給されるクロツク
信号CL２である。第４図ではクロツク信号
RDCLK１およびCL２の周波数は10KHzおよび
15KHzとして示している。 ナンドゲート２７の２つの入力端子には第３図
で示したクロツク信号４および３が供給さ
れており、ナンドゲート２８の２つの入力端子に
はナンドゲート２７の出力およびクロツクCL２
が供給されているので、ナンドゲート２８の出力
には、同図ｃに示すように、立上りがクロツク
CL２の立下りに同期し、“Ｈ”期間が“Ｌ”期間
よりも長いクロツク信号が発生する。このクロツ
ク信号はRAM４のＲ／Ｗ端子およびデータセレ
クタ１６のセレクト端子Ｓに供給されている。デ
ータセレクタ１６はセレクト端子Ｓが“Ｈ”のと
き読出アドレスRADを、“Ｌ”のとき書込アドレ
スWADをRAM４に供給する。RAM４は上記ク
ロツク信号が“Ｈ”のとき読出し“Ｌ”のとき書
込み動作を行なう。同図ｄはRAM４の入力端子
に供給されるＡ・Ｄ変換器２の遅延Ａ・Ｄ変換出
力DASであり、クロツクCL２に同期してデータ
W1，W2……がセツトアツプされる。ｅは書込ア
ドレスWADであり、やはりクロツクCL２に同期
してそのアドレスWA1，WA2……がセツトアツ
プされる。ｆは読出アドレスRADでありクロツ
クRDCLK１に同期してそのアドレスRA1，RA2
……がセツトアツプされる。ｇはRAM４の出力
端子に表われるデータであり、Ｒ／Ｗ端子に供給
されるクロツク信号が“Ｈ”のとき上記読出アド
レスRA1，RA2……に対応したデータR1，R2…
…が発生しており、クロツク信号が“Ｌ”のと
き、上記Ａ・Ｄ変換出力データW1，W2……が発
生している。ｇに示すように、RAM４の出力端
子には、書込データおよび読出データが混在して
発生するので、出力制御手段５において、必要な
データのみを取り出すように構成している。まず
RAM４の出力端のデータをクロツクCL２の立上
りエツジでラツチするラツチ回路８に供給して同
図ｈに示すデータを得る。これで、不要な書込デ
ータは除去されたが、読出データの持続時間が一
定でない。このデータを読出クロツクRDCLK１
の立上りエツジでラツチするラツチ回路９に供給
して、同図ｉに示すデータを得る。この持続時間
の一定なデータをＤ・Ａ変換器に供給して時間軸
変換された音声信号を得る。 なお、第４図は読出クロツク周波数が10KHz書
込クロツク周波数が15KHzの場合の動作例である
が、後述の他の書込クロツク周波数の場合でも同
様に動作することはいうまでもない。 このようにして、RAM４は書込アドレスカウ
ンタ１４の内容に対応した書込アドレスにAD変
換出力を書込むとともに、読出アドレスカウンタ
１５の内容に対応した読出アドレスのデータを読
出し、書込みおよび読出しを異なつた速度で実行
する。なお書込アドレスカウンタ１４には、入力
音声信号の１基本周期内の最大傾斜を有する零ク
ロスを始点とする基本周期単位でクロツク信号が
供給されるということは、これまでに説明してき
たとおりである。 第５図は第２図のクロツク発生回路２６の一実
施態様を示すブロツク図である。 第５図において、１００はクロツク発振回路
で、その発振周波数は8.4MHzである。１０１〜
１０９はそれぞれ所定の分周比を有する分周器で
あり、それぞれの入力にはクロツク発振回路１０
０の出力信号が共通的に供給される。１０６は切
換接点(イ)〜(チ)および共通接点(リ)を有する切換スイ
ツチである。切換接点(イ)〜(チ)にはそれぞれ、分周
器１０１〜１０８の出力端が接続されている。１
１１〜１１２はそれぞれ1/2分周器であり1/2分周
器１１１の入力には切換スイツチ１１０の共通接
点(リ)が接続されており、そのＱ出力は分周器１１
２の入力に供給されている。切換スイツチ１１０
の共通接点(リ)はクロツク出力端子１１５に接続さ
れるとともに、インバータ１１６を介してクロツ
ク出力端子１１７に接続されている。1/2分周器
１１１のＱ出力およびＱ出力はそれぞれクロツク
出力端子１１８および１１９に接続され、1/2分
周器１１２のＱ出力およびＱ出力はそれぞれクロ
ツク出力端子１２０および１２１に接続されてい
る。1/2分周器１１３には1/210分周器１０９の出
力が供給され、そのＱ出力は1/2分周器１１４に
供給されるとともに、クロツク出力端子１２２に
供給される。1/2分周器１１３の出力はクロツ
ク出力端子１２３に接続されている。1/2分周器
１１４のＱ出力はクロツク出力端子１２４に接続
されている。 クロツク出力端子１１５，１１７，１１８，１
１９，１２０，１２１，１２２，１２３および１
２４からそれぞれ、クロツク信号CL４，４，
CL３，３，CL２，２，RDCLK２，
RDCLK２およびRDCLK１が送出される。 上記構成により、出力端子１２３からは常時
10KHzのクロツク信号RDCLK１が送出される。
また、クロツク出力端子１２０からは、切換スイ
ツチ１１０の切換位置(イ)〜(チ)に対応して、20K
Hz、17.5KHz、15KHz、12.5KHz、8.4KHz、7KHz、
6KHzおよび5KHzのクロツク信号CL２が送出され
る。 なお、電源のON時および切換スイツチ１１０
の接点切換時に、分周器１０１〜１０９，１１１
〜１１４を初期状態にリセツトすることにより、
第４図に示したように、クロツク信号CL２と読
出クロツク信号RDCLK１は常に同期させること
ができる。 クロツク発出回路２６は上記クロツク信号を第
２図の所定のクロツク供給端子２９〜３２に供給
しており、クロツク発生回路２６の切換スイツチ
１１０の接点(イ)〜(ニ)を切換えることにより上記音
声信号の時間軸変換比は、2.0、1.75、1.5および
1.25の時間軸変換比を有する音声信号の時間軸変
換信号を発生することができる。 なお、時間軸変換比をｎとすると、入力音声信
号の１基本周期のサンプリングデータをｎ倍の時
間で読出すので、ｎ＝２の場合、１基本周期ごと
に書込み、除去を行ない、１基本周期のサンプリ
ングデータを２基本周期分の時間で読出すことに
なる。また、ｎ＝1.75の場合、入力音声信号の４
基本周期分のサンプリングデータを７基本周期分
の時間に読出すことになり、書込周期および除去
周期は４および３となる。この場合４回に１回の
割合で２基本周期連続書込み、他は１基本周期ご
との書込み、除去がくり返される。さらに、ｎ＝
1.5の場合、２基本周期分のサンプリングデータ
を３基本周期分の時間に読出すので、２周期書込
み、１周期除去がくり返され、ｎ＝12.5の場合
は、４基本周期分のサンプリングデータを５周期
分の時間で読出すので、４周期連続書込み、１周
期除去がくり返される。時間軸変換比と書込周波
数、書込周期および除去周期の関係を第１表に示
す。
に、速度可変の音声信号記録再生装置（以下テー
プレコーダと略記する）により録音時とは異なる
速度で再生された信号の周波数変化を補正して復
元するに際し、再生音声信号をその零クロス点を
始点とする基本周期単位で時間軸変換処理するこ
とにより、不連続部分が無くかつ、ピツチ変化を
生じない良い音質の出力音声信号を得ることので
きる音声信号の時間軸変換装置を提供する事を目
的とする。 一般にテープレコーダを用いて磁気テープに録
音された信号を再生聴取する場合、必要によつて
は録音したときの録音時間よりも短い時間で（ま
たは逆にゆつくりと）再生したい場合がある。こ
の場合、単にテープ速度を変えただけでは元の音
声信号のピツチも同時に変化するため、内容が全
く理解できない。このため、再生された信号の周
波数成分を記録されたときの正常な音声の周波数
成分に近似するように変換するいわゆる時間軸変
換が必要となる。 このような時間軸変換装置として、並列接続さ
れた２つのアナログシフトレジスタを用いて一方
のアナログシフトレジスタに入力音声信号をサン
プリング記憶入力せしめるとともに他方のシフト
レジスタから記憶時と異なるクロツク周波数で読
み出し、読出しが終ると上記一方のシフトレジス
タの読出しを行ない、上記他方のシフトレジスタ
に記憶入力するという動作をくり返し、記憶時と
出力時のクロツク周波数の比により時間軸変換す
る装置は、例えば特開昭48−90508号公報、特開
昭49−17705号公報などにより公知である。 また、ランダムアクセスメモリを用いて、音声
信号を順次サンプリング記憶するとともに、記憶
時と異なる読出しクロツクにより読出し、記憶時
と読出し時のクロツク周波数の比により時間軸変
換する装置は、例えば特開昭48−80018号公報な
どにより公知である。 ところが、このような従来の時間軸変換装置に
おいては、サンプリング処理区間が、その信号波
形には無関係に一定間隔であり、信号の位相の乱
れ（ピツチの変動）や、接続部の不連続により雑
音が生じるために、時間軸変換後の音声信号の音
質が良くないという欠点があつた。 入力音声信号の一部を除去し、残りの保持部分
を波形伸長する時間軸圧縮において、了解度は除
去部分の持続時間に多いに依存する。除去部分の
持続時間が長くなると情報の脱落、保持部分の不
連続性のため了解度は悪化する。 本発明は上記欠点を除去するものであり、所望
の再生速度で再生された入力音声信号を所定のク
ロツクの周波数でサンプリングし記憶装置に書込
むとともに、書込み時と異なる読出しクロツクに
より読出すことにより時間軸変換された音声信号
を得るものである。そして、時間軸圧縮において
必要となる除去部分と保持部分および、時間軸伸
長において必要となる反復部分が入力音声信号の
零クロスを始点とする基本周期単位になるように
構成することにより、雑音が無く、了解度の良好
な音声出力を得るものである。 以下本発明の一実施例を図面とともに説明す
る。 第１図に本発明による音声信号の時間軸変換装
置の動作原理を示す。第１図ａおよび第１図ｂは
それぞれ、時間軸圧縮時および伸長時の動作を示
している。第１図ａにおいて、Ａは記録時の約２
倍の速度で再生した高速再生信号であり、Ｂは高
速再生信号Ａの零クロスを始点とする１基本周期
ごとに保持および除去して、保持部分を伸長処理
して接続した伸長信号波形である。第１図ｂにお
いて、Ａは記録時の約0.7倍の速度で再生した低
速再生信号であり、Ｂは低速再生信号波形Ａの零
クロスを始点とする１基本周期(イ)および(ロ)を圧縮
処理しさらに、(イ)の部分を反復処理して接続した
圧縮信号波形である。 このように、零クロスを始点とする基本周期単
位で時間軸変換処理するので、変換後の音声信号
は、基本周期の乱れがなく、接続部での不連続も
発生しないので音質が良好である。また、時間軸
圧縮時の除去部分の持続時間が短いので了解度の
低下が著しく軽減される。さらに、時間軸伸長時
の反復部分も近接した零クロス点を始点とする１
基本周期となるよう構成しているので音質が良好
である。 第２図は本発明による音声信号の時間軸変換装
置の一実施例を示すブロツク図である。 本実施例は音声信号を波形伸長するいわゆる時
間軸の圧縮に用いるものであり、音声信号をサン
プリングして所定の速度で記憶装置に書込み、書
込み速度よりも遅い速度の読出速度で書込まれた
順序で読出し、書込み速度と読出速度の比に対応
した時間軸変換比の音声信号を得るものである。 上記記憶装置はサイクリツクに書込みおよび読
出しが行なわれ、かつ書込み速度が読出速度より
も大きいので、書込み位置が読出位置に追いつ
き、追い越すことになるが、本実施例では、読出
しを連続的に行ない、書込み位置が読出位置を追
い越しそうになると書込みを停止し、読出位置が
書込み位置よりもある程度先行すると書込みを開
始するよう構成して、書込み位置と読出位置が互
いに追い越したり追い越されたりしない。上記書
込みの開始および停止は、入力音声信号の１基本
周期中に存在する零クロス点のうち、最大傾斜を
有する零クロス点を始点および終点とする基本周
期単位で行なうよう構成している。 第２図において、１は音声信号入力端子であり
アナログ・デジタル変換手段（以下Ａ・Ｄ変換器
と略記する）２および基本周期抽出手段３に接続
されている。３８は入力音声信号の零クロス点の
傾斜を求め１基本周期内でより大きい傾斜を有す
る零クロス点の発生ごとに検出信号を発生する最
大傾斜零クロス検出手段である。Ａ・Ｄ変換器２
の出力端子は最大傾斜零クロス検出手段３８に含
まれる遅延回路５３を介して記憶装置（以下
RAMと略記する）４に接続されている。RAM
４は例えば512ワードの記憶容量のランダムアク
セスメモリーを使用することができ、以下の説明
では記憶容量を512ワードとする。RAM４の出
力端子は出力制御手段５に接続され、制御手段５
の出力端子はデジタル・アナログ変換手段（以下
Ｄ・Ａ変換器と略記する）６に接続されＤ・Ａ変
換器６の出力端子は音声信号出力端子７に接続さ
れている。出力制御手段５はラツチ回路８および
９により構成されている。１０は零クロス検出手
段であり、フリツプフロツプ回路（以下FF回路
と略記する）１１、インバータ１２およびアンド
ゲート１３により構成されている。FF回路１１
のＤ入力にはＡ・Ｄ変換器２のサインビツト出力
が遅延回路５３を介して接続されている。３６は
書込アドレスカウンタであり、１５は読出アドレ
スカウンタであり、それぞれRAM４の記憶容量
に対応して、511の次の計数値は０となるよう構
成しているアドレス発生器である。１６はデータ
セレクタであり、書込アドレスカウンタ３６およ
び読出アドレスカウンタ１５の出力端子が入力に
接続され、出力端子はRAM４のアドレス入力端
子に接続されている。１７は書込アドレスカウン
タ１４の出力である書込アドレス（WAD）と読
出アドレスカウンタ１５の出力である読出アドレ
ス（RAD）が供給され、これらの相対位置関係
に対応して書込可能信号（WE）を発生するアド
レス演算手段である。アドレス演算手段１７は反
転回路１８、加算回路１９、比較回路２１により
構成されている。反転回路１８は読出アドレス
（RAD）の各ビツトを反転し出力する。加算回路
１９は書込アドレス（WAD）と反転回路１８の
出力を加算演算するのでその出力は（WAD−
RAD）となつている。比較回路２１は加算回路
１９の出力（WAD−RAD）と所定の設定値
（440）とを比較して、WAD−RAD＜440の時書
込可能信号WEを発生する。FF回路２３のＤ入
力にはアドレス演算手段１７の書込可能信号WE
が供給され、CK入力には基本周期抽出手段３の
基本周期信号（SF）が供給されている。３３は
基本周期の始点を検索するため、FF回路２３の
セツトの後、基本周期の一周期の間、始点検索期
間信号Pstを発生する始点検索期間発生手段であ
る。３４は基本周期の終点を検索するため、FF
回路２３のリセツトの後、基本周期の一周期の間
終点検索期間信号PEDを発生する終点検索期間発
生手段である。３５は始点検索期間信号Pstと零
クロス検出信号SZおよび終点検索期間信号PEDに
応答してナンドゲード２５の開閉を制御し、書込
アドレスカウンタ３６への書込クロツクの供給を
制御する制御手段である。３７は書込アドレス
カウンタ３６の書込アドレスを一時記憶するアド
レスレジスタである。零クロス検出手段１０、始
点検索期間発生手段３３、終点検索期間発生手段
３４、制御手段３５および最大傾斜零クロス検出
手段３８により、入力音声信号の零クロス点の所
定特性に関して１基本周期内の最大点を始点また
は終点とする始点検出手段を構成している。２６
はクロツク発生回路、２７および２８はナンドゲ
ートである。２９〜３２はそれぞれクロツク発生
回路２６から所定のクロツクが供給されるクロツ
ク供給端子である。 なお、上記基本周期抽出手段３として、例えば
特願昭56−89075号に示した「音声信号の基本周
期抽出装置」を用いることができる。 次に上記構成の音声信号の時間軸変換装置の動
作を説明する。 音声信号入力端子１に供給された音声信号は
Ａ・Ｄ変換器２によりＡ・Ｄ変換され遅延回路５
３を介してRAM４に供給される。一方この音声
信号は基本周期抽出手段３に供給され、その基本
周期が抽出される。ここでアドレス演算手段１７
が書込可能信号WEを発生したとすると、FF回
路２３は次に到来した基本周期信号SFに応答し
てセツトされ出力Ｑは“Ｈ”となる。FF回路２
３がセツトされたならば、始点検索期間発生手段
３３が１周期の間始点検索期間信号Pstを発生す
る。この始点検索期間信号Pstと次いで到来する
零クロス検出信号SZに応答して制御手段３５
はナンドゲート２５を開く。従つてクロツク供給
端子２９に供給されているクロツクCL２は書込
アドレスカウンタ３６に到達する。そして書込ア
ドレス（WAD）は順次増大し、対応したRAM
４のアドレス（WAD）に入力音声信号のＡ・Ｄ
変換信号ASが書込まれる。 一方、最大傾斜零クロス検出手段３８よりの検
出信号PLB１によりアドレスレジスタ３７のア
ドレスデータWAOを書込アドレスカウンタ３６
に転送する。以後、最大傾斜零クロス検出手段３
８は、零クロス検出信号の発生のつど、入力音声
信号の零クロス点の傾斜を求め、より大きい傾斜
を有する零クロス点の到来のたびに検出信号
PLB１を発生し、アドレスレジスタ３７のアド
レスデータを書込アドレスカウンタ３６に転送す
る。 このようにして始点検索期間中、より大きい傾
斜を有する零クロス点が到来すると、書込アドレ
スカウンタ３６がアドレスレジスタ３７の保持し
ているアドレスWAOにリセツトされるので、ア
ドレスWAOからもう一度書込み直すことになり
始点検索期間が終つたときには、始点検索期間中
の最大傾斜を有する零クロス点からRAM４に書
込まれたことになる。 次に、アドレス演算手段１７の発生信号WEと
基本周期信号によりFF回路２３がリセツトされ
たならば終点検索期間発生手段３４が終点検索期
間信号PEDを発生する。この期間には最大傾斜
零クロス検出手段３８の発生する検出信号PLB
２により書込アドレスカウンタ３６のアドレスデ
ータをアドレスレジスタ３７に一時記憶するよう
構成している。 従つて、終点検索期間が終つた時にはアドレス
レジスタ３７は終点検索期間中の最大傾斜を有す
る零クロス点サンプルが書込まれたRAM４のア
ドレスを記憶していることになる。アドレスは増
大してゆくからRAM４への書込みはそのまま続
けられる。終点検索期間が終了すると、制御手段
３５はナンドゲート２５のゲートを閉じクロツク
CL２の書込アドレスカウンタ３６への供給を断
つ。したがつて、RAM４への書込みは終了す
る。さらに、終点検索期間終了時に単一パルス
Rrが書込アドレスカウンタ３６のロード入力に
供給されアドレスレジスタ３７の記憶アドレスを
書込アドレスカウンタ３６にロードする。すなわ
ち終点検索期間中の最大傾斜を有する零クロス点
サンプルが書込まれたアドレスに戻す。 一方、クロツク供給端子３２に供給される読出
クロツクRDCLK１は読出アドレスカウンタ１５
に供給され、読出アドレス（RAD）を連続的に
増大させる。従つて、RAM４の記憶データは連
続的に順次読出され、出力制御手段５を経て、
Ｄ・Ａ変換器６に供給される。出力端子７から書
込時のクロツク周波数と読出時のクロツク周波数
の比により時間軸変換された音声信号が得られ
る。 従つて、上記構成により、音声信号の１基本周
期内の最大傾斜を有する零クロス点を始点とする
基本周期単位で時間軸変換比に対応した周波数の
入力信号を選択的に書込むとともに、書込み時と
異なる速度で連続的に順次読出し、書込み時と読
出時のクロツク周波数の比に対応して時間軸の変
換された音声信号を得ることができる。 第３図は零クロス検出手段１０の一動作例を示
すタイミング図である。 第３図において、ａおよびｂはクロツク供給端
子３０および３１に供給されるクロツク４お
よび３である。ｃはクロツク供給端子２９に
供給されるクロツクCL２である。クロツク３
とクロツクCL２はクロツク４の分周出力であ
り同期している。Ａ・Ｄ変換器２はクロツクCL
２により駆動されており、同図ｄで示すタイミン
グで音声信号のＡ・Ｄ変換出力ASが発生する。
同図ｅに示すようにＡ・Ｄ変換出力ASのサイン
ビツトが“Ｈ”から“Ｌ”に変化すると、すなわ
ち音声信号が負から正に変化すると、FF回路１
１は同図ｆに示すようにCL２の立上りに同期し
て変化する。アンドゲート１３の出力は同図ｇに
示すようにクロツクCL２の立下りにほぼ同期し
た単一パルスとなり、これが零クロス検出信号
SZとなる。 上記の零クロス検出手段１０は音声信号が負か
ら正に移行する零クロス時点、すなわち微係数が
正の極性を有する零クロス時に検出信号SZを発
生するよう構成したが、正から負に移行する零ク
ロス点、すなわち負の微係数を有する零クロス点
を検出するよう構成することもできる。 次にアドレス演算手段１７の動作を説明する。 時間軸圧縮時には書込アドレスWADの変化速
度が読出アドレスRADの変化速度よりも速い。
例えば記録時の２倍の速さで再生した場合書込ク
ロツクCCLの周波数は読出クロツクRDCLK１の
周波数の２倍に設定する。アドレス演算手段１７
は書込アドレスWADと読出アドレスRADの相対
位置に対応して書込可能信号WEを発生する。読
出アドレスRADが書込アドレスWADよりもある
程度先行していれば書込可能である。書込可能信
号の発生後、最も早い場合、すぐに書込みが始ま
る。書込みが始まると１周期は書込みを停止する
ことができない。従つて１周期中に書込アドレス
WADが読出アドレスRADを追いこさなければよ
い。このとき、読出アドレスRADも増加するか
ら、書込クロツクの周期をΔTWとすると、読出
アドレスRADと書込アドレスWADのアドレス差
RAD−WADが RAD−WAD＞TINnax／ΔTW −TINnax／ΔTR の時書込可能信号WEを発生すればよい。例えば
高速再生範囲を記録時の２倍とし、入力音声信号
の最大周期TINnaxを7.2ｍsec、書込クロツク周期
ΔTWを0.05ｍsecとすると、アドレス差RAD−
WADが72以上の時書込可能信号WEを発生する
ように構成する。高速再生範囲を記録時の３倍と
し、入力音声信号の最大周期TINnaxを4.8ｍsec、
書込クロツク周期ΔTWを0.0333ｍsecとするとア
ドレス差RAD−WADが96以上の時書込可能信号
WEを発生するように構成する。第２図の実施例
では、高速再生範囲を記録時の２倍とし、RAM
４の記憶容量が512であることからRAD−WAD
＞72と等価であるWAD−RAD＜440の時、書込
可能信号WEを発生するようアドレス演算手段１
７を構成している。 第４図はRAM４および出力制御手段５の一動
作例を示すタイミング図である。RAM４は互い
に異なつた周波数のクロツク信号でデータの書込
みおよび読出しを行なつており、RAM４の出力
端には書込みデータおよび種々の持続時間の読出
データが発生するので、出力制御手段５により、
一定の持続時間を有する読出データを得ている。 第４図において、ａはクロツク供給端子３２に
供給される読出クロツク信号RDCLK１である。
ｂはクロツク供給端子２９に供給されるクロツク
信号CL２である。第４図ではクロツク信号
RDCLK１およびCL２の周波数は10KHzおよび
15KHzとして示している。 ナンドゲート２７の２つの入力端子には第３図
で示したクロツク信号４および３が供給さ
れており、ナンドゲート２８の２つの入力端子に
はナンドゲート２７の出力およびクロツクCL２
が供給されているので、ナンドゲート２８の出力
には、同図ｃに示すように、立上りがクロツク
CL２の立下りに同期し、“Ｈ”期間が“Ｌ”期間
よりも長いクロツク信号が発生する。このクロツ
ク信号はRAM４のＲ／Ｗ端子およびデータセレ
クタ１６のセレクト端子Ｓに供給されている。デ
ータセレクタ１６はセレクト端子Ｓが“Ｈ”のと
き読出アドレスRADを、“Ｌ”のとき書込アドレ
スWADをRAM４に供給する。RAM４は上記ク
ロツク信号が“Ｈ”のとき読出し“Ｌ”のとき書
込み動作を行なう。同図ｄはRAM４の入力端子
に供給されるＡ・Ｄ変換器２の遅延Ａ・Ｄ変換出
力DASであり、クロツクCL２に同期してデータ
W1，W2……がセツトアツプされる。ｅは書込ア
ドレスWADであり、やはりクロツクCL２に同期
してそのアドレスWA1，WA2……がセツトアツ
プされる。ｆは読出アドレスRADでありクロツ
クRDCLK１に同期してそのアドレスRA1，RA2
……がセツトアツプされる。ｇはRAM４の出力
端子に表われるデータであり、Ｒ／Ｗ端子に供給
されるクロツク信号が“Ｈ”のとき上記読出アド
レスRA1，RA2……に対応したデータR1，R2…
…が発生しており、クロツク信号が“Ｌ”のと
き、上記Ａ・Ｄ変換出力データW1，W2……が発
生している。ｇに示すように、RAM４の出力端
子には、書込データおよび読出データが混在して
発生するので、出力制御手段５において、必要な
データのみを取り出すように構成している。まず
RAM４の出力端のデータをクロツクCL２の立上
りエツジでラツチするラツチ回路８に供給して同
図ｈに示すデータを得る。これで、不要な書込デ
ータは除去されたが、読出データの持続時間が一
定でない。このデータを読出クロツクRDCLK１
の立上りエツジでラツチするラツチ回路９に供給
して、同図ｉに示すデータを得る。この持続時間
の一定なデータをＤ・Ａ変換器に供給して時間軸
変換された音声信号を得る。 なお、第４図は読出クロツク周波数が10KHz書
込クロツク周波数が15KHzの場合の動作例である
が、後述の他の書込クロツク周波数の場合でも同
様に動作することはいうまでもない。 このようにして、RAM４は書込アドレスカウ
ンタ１４の内容に対応した書込アドレスにAD変
換出力を書込むとともに、読出アドレスカウンタ
１５の内容に対応した読出アドレスのデータを読
出し、書込みおよび読出しを異なつた速度で実行
する。なお書込アドレスカウンタ１４には、入力
音声信号の１基本周期内の最大傾斜を有する零ク
ロスを始点とする基本周期単位でクロツク信号が
供給されるということは、これまでに説明してき
たとおりである。 第５図は第２図のクロツク発生回路２６の一実
施態様を示すブロツク図である。 第５図において、１００はクロツク発振回路
で、その発振周波数は8.4MHzである。１０１〜
１０９はそれぞれ所定の分周比を有する分周器で
あり、それぞれの入力にはクロツク発振回路１０
０の出力信号が共通的に供給される。１０６は切
換接点(イ)〜(チ)および共通接点(リ)を有する切換スイ
ツチである。切換接点(イ)〜(チ)にはそれぞれ、分周
器１０１〜１０８の出力端が接続されている。１
１１〜１１２はそれぞれ1/2分周器であり1/2分周
器１１１の入力には切換スイツチ１１０の共通接
点(リ)が接続されており、そのＱ出力は分周器１１
２の入力に供給されている。切換スイツチ１１０
の共通接点(リ)はクロツク出力端子１１５に接続さ
れるとともに、インバータ１１６を介してクロツ
ク出力端子１１７に接続されている。1/2分周器
１１１のＱ出力およびＱ出力はそれぞれクロツク
出力端子１１８および１１９に接続され、1/2分
周器１１２のＱ出力およびＱ出力はそれぞれクロ
ツク出力端子１２０および１２１に接続されてい
る。1/2分周器１１３には1/210分周器１０９の出
力が供給され、そのＱ出力は1/2分周器１１４に
供給されるとともに、クロツク出力端子１２２に
供給される。1/2分周器１１３の出力はクロツ
ク出力端子１２３に接続されている。1/2分周器
１１４のＱ出力はクロツク出力端子１２４に接続
されている。 クロツク出力端子１１５，１１７，１１８，１
１９，１２０，１２１，１２２，１２３および１
２４からそれぞれ、クロツク信号CL４，４，
CL３，３，CL２，２，RDCLK２，
RDCLK２およびRDCLK１が送出される。 上記構成により、出力端子１２３からは常時
10KHzのクロツク信号RDCLK１が送出される。
また、クロツク出力端子１２０からは、切換スイ
ツチ１１０の切換位置(イ)〜(チ)に対応して、20K
Hz、17.5KHz、15KHz、12.5KHz、8.4KHz、7KHz、
6KHzおよび5KHzのクロツク信号CL２が送出され
る。 なお、電源のON時および切換スイツチ１１０
の接点切換時に、分周器１０１〜１０９，１１１
〜１１４を初期状態にリセツトすることにより、
第４図に示したように、クロツク信号CL２と読
出クロツク信号RDCLK１は常に同期させること
ができる。 クロツク発出回路２６は上記クロツク信号を第
２図の所定のクロツク供給端子２９〜３２に供給
しており、クロツク発生回路２６の切換スイツチ
１１０の接点(イ)〜(ニ)を切換えることにより上記音
声信号の時間軸変換比は、2.0、1.75、1.5および
1.25の時間軸変換比を有する音声信号の時間軸変
換信号を発生することができる。 なお、時間軸変換比をｎとすると、入力音声信
号の１基本周期のサンプリングデータをｎ倍の時
間で読出すので、ｎ＝２の場合、１基本周期ごと
に書込み、除去を行ない、１基本周期のサンプリ
ングデータを２基本周期分の時間で読出すことに
なる。また、ｎ＝1.75の場合、入力音声信号の４
基本周期分のサンプリングデータを７基本周期分
の時間に読出すことになり、書込周期および除去
周期は４および３となる。この場合４回に１回の
割合で２基本周期連続書込み、他は１基本周期ご
との書込み、除去がくり返される。さらに、ｎ＝
1.5の場合、２基本周期分のサンプリングデータ
を３基本周期分の時間に読出すので、２周期書込
み、１周期除去がくり返され、ｎ＝12.5の場合
は、４基本周期分のサンプリングデータを５周期
分の時間で読出すので、４周期連続書込み、１周
期除去がくり返される。時間軸変換比と書込周波
数、書込周期および除去周期の関係を第１表に示
す。
【表】
なお、上記時間軸変換比に対応した書込周期お
よび除去周期は基本周期がほぼ一定の場合であ
り、基本周期が変動すると書込アドレスと読出ア
ドレスの相対位置関係が変化し、その変化をアド
レス演算手段１７が検出して書込みを制御するの
で、自動的かつ効果的に書込周期および除去周期
も変化する。 第６図は第２図に示した音声信号の時間軸変換
装置の効果を説明するための信号波形図である。 第６図ａは入力音声信号の一例であり、同図ｂ
はそれに対する基本周期抽出手段３の発生した基
本周期信号である。基本周期信号ｂの１周期
（T1およびT2）内に音声信号の負から正に移行
する零クロス点は図に示すように○イと○ロおよび○ハ
と○ニの２回ある。これらのうち基本周期信号の発
生時に近い零クロス○イおよび○ハよりも○ロおよび○
ニ
の方がその傾斜が大きく、第２図の構成による時
間軸変換装置では、例えば○ロを始点、○ニを終点と
して○ロから○ニまでを１周期として書込む。また基
本周期信号ｂの１周期（T5およびT6）内では、
上記零クロス点は○ホおよび○ヘの１回ずつであり、
○ホから○ヘまでを１周期として書込む。従つて、○イ
から○ハまでの１周期と、○ホから○ヘまでの１周期を
選択して書込み、読出すと、基本周期に不連続が
発生するが、○ロから○ニまでを１周期とする第２図
の構成では基本周期がほぼ連続的であり、時間軸
変換後の音声信号の音質が良好である。 第７図は第２図に示した音声信号の時間軸変換
装置の要部の一実施例を示すブロツク図である。 第７図において、３３は始点検索期間発生手段
であり、FF回路３９およびアンドゲート４０に
より構成されている。FF回路３９のＤ入力には
FF回路２３のＱ出力が供給され、CK入力には基
本周期信号が供給されている。また、アンドゲー
ト４０の２つの入力にはFF回路２３のＱ出力お
よびFF回路３９のＱ出力が供給されている。上
記構成により始点検索期間発生手段３３はFF回
路２３のセツトの後１基本周期の間“Ｈ”となる
始点検索期間信号PSTを発生する。 第７図の３４は終点検索期間発生手段であり、
FF回路４２およびアンドゲート４３により構成
されている。FF回路４２のＤ入力にはFF回路３
９のＱ出力が、CK入力には基本周期信号がイン
バータ４４を介して供給されている。アンドゲー
ト４３の２つの入力にはそれぞれFF回路２３の
Ｑ出力とFF回路４２のＱ出力が供給されている。
上記構成により終点検索期間発生手段３４はFF
回路２３のリセツトの後１基本周期の間“Ｈ”と
なる終点検索期間信号PEDを発生する。 ３５はアンドゲート４６、単一パルス発生回路
４７およびFF回路５２により構成されている制
御手段である。アンドゲート４６の一方の入力
には始点検索期間信号PSTが供給され、他方の
入力には零クロス検出信号SZが供給されている。
アンドゲート４６の出力はFF回路５２のセツト
端子Ｓに供給される。単一パルス発生回路４７は
終点期間検索期間信号PEDが供給され、その後
端エツジ（立下りエツジ）でトリガされ単一パル
スPrを発生する。この単一パルスPrはFF回路５
２のリセツト端子Ｒに供給される。 上記構成の制御手段３５の動作を第８図のタ
イミング図を参照して説明する。第８図ａは入力
音声信号、ｂは入力音声信号ａに対する基本周期
抽出手段３の発生する基本周期抽出信号SFであ
る。ｃは零クロス検出手段１０の発生する零クロ
ス検出信号SZである。ｄはアドレス演算手段１
７の発生する書込可能信号WEである。ｅはFF
回路２３のＱ出力である。ｆは始点検索期間発生
手段３３の発生する始点検索期間信号PSTであ
り、ｇは終点検索期間発生手段３４の発生する終
点検索期間信号PEDである。ｈはFF回路５２の
Ｑ出力CGであり、第２図のアンドゲート２５の
一方の入力端子に供給される。 第８図において、時刻ｔ１では、ｄに示すよう
に書込可能信号WEが“Ｈ”となつており、ｂに
示す基本周期信号SF１に同期してｅおよびｆに
示すようにFF回路２３がセツトされ始点検索期
間信号PSTが“Ｈ”となる。この“Ｈ”信号は
１基本周期の期間続き、次に到来する基本周期信
号SF２に同期して“Ｌ”となる。時刻ｔ２で音
声信号の零クロス点があり、ｃに示すように零ク
ロス検出信号SZ１が発生している。この零クロ
ス検出信号SZ１と始点検索期間信号PSTにより
アンドゲート４６の出力が“Ｈ”となり、ｇに示
すようにFF回路５２がセツトされ、Ｑ出力が
“Ｈ”となる。 すなわち制御手段３５の出力クロツクゲート
信号CGは始点検索期間信号PSTの発生後、最初
に到来した零クロス検出信号SZにより“Ｈ”と
なり第２図に示したアンドゲート２５を開き、書
込アドレスカウンタ３６にクロツク信号CL２を
供給する。よつて、時刻ｔ２から音声信号は
RAM４に書込まれることになる。 時刻ｔ３で書込可能信号WEが“Ｌ”となつて
おり時刻ｔ４で次の基本周期信号SF２が発生し、
ｇに示すように終点検索期間信号PEDが“Ｈ”
となつている。この終点検索期間信号PEDはさ
らに次の基本周期信号SF３の到来で“Ｌ”とな
る。この時、単一パルス発生回路４７が単一パル
スPrを発生し、この信号がFF回路５２をリセツ
トする。 すなわち、制御手段３５は終点検索期間信号
PEAが終了すると出力が“Ｌ”となり、アンド
ゲート２５を閉じる。よつて、クロツク信号CL
２が書込アドレスカウンタ３６に供給されなくな
り、音声信号のRAM４への書込みが終了する。 このように、制御手段３５は始点検索期間信
号PSTが“Ｈ”となり、最初に到来した所定の
零クロス点発生時から、終点検索期間信号PED
の終了時まで“Ｈ”のクロツクゲート信号CGを
ナンドゲート２５に供給してゲートを開く。この
ゲートが開いている間は入力音声信号はRAM４
に書込まれ、音声信号の基本周期の１波以上（第
８図では時刻ｔ２からｔ５まで）が書込まれる
が、以下に述べる最大傾斜零クロス検出手段３８
の働きにより実質的に１波（第９図では時刻ｔ
２′からｔ４″までの１波）またはその整数倍の波
数が書込まれることになる。 第７図において、３８は入力音声信号の零クロ
ス点の傾斜を求め、始点検索期間および終点検索
期間内でより大きい傾斜を有する零クロス点が発
生するたびに検出信号PLBを発生するようにし
た最大傾斜零クロス検出手段である。以下にその
構成を説明する。 ５３および５４は遅延回路およびであり、
それぞれ、例えばＮ段のシフトレジンタにより構
成される。こちらは、それぞれＡ・Ｄ変換器２お
よび遅延回路の出力をクロツク信号CL２のＮ
個分の時間だけ遅延させる。遅延回路５３の出
力DASは第２図に示したように零クロス検出手
段１０にも供給されており、遅延回路５３およ
び５４は零クロス点の前後の音声レベルを計測
するために設けたものである。上記Ｎを例えば４
とすると、クロツク信号CL２の周波数が20KHz、
17.5KHz、15KHzおよび12.5KHzのとき、それぞれ
零クロス点の0.2ｍsec、0.229ｍsec、0.267ｍsec
および0.32ｍsec前および後の音声レベルを計測
することができる。５５および５６はアンドゲー
トであり、それぞれ一方の入力には共通的に零ク
ロス検出信号SZが供給され、他方の入力端には
それぞれ、始点検索期間信号PSTおよび終点検
索期間信号PEDが供給される。５７はアンドゲ
ート５５および５６の出力が供給されるオアゲー
トである。５８はFF回路でありＤ入力は“Ｈ”
信号（＋Ｖ）が供給され、CK入力にはオアゲー
ト５７の出力が供給され、CLR入力にはクロツ
ク信号CL２が供給されている。６１および６２
はそれぞれ３入力のアンドゲートであり、それら
１つの入力は共通的に接続され、FF回路５８の
Ｑ出力が供給される。アンドゲート６１の他の２
入力には、クロツク信号CL３およびCL４が供給
され、アンドゲート６２の他の２入力には、クロ
ツク信号CL３およびCL４が供給される。 ６６は比較回路であり、遅延回路５４の出力
がＡ入力に、遅延回路５３の出力がＢ入力に供
給され、Ｂ入力＞Ａ入力の時その出力が“Ｈ”と
なる。６７はデータセレクタであり、遅延回路５
４およびＡ・Ｄ変換器２の出力がそれぞれＡおよ
びＢ入力に供給され、Ｓ入力が“Ｌ”のときＡ入
力に、Ｓ入力が“Ｈ”のときＢ入力に供給された
信号を出力する。６８はラツチ回路でありデータ
セレクタ６７の出力をアンドゲート６２の出力に
よりラツチする。６９はラツチ回路でありラツチ
回路６８の出力をアンドゲート７０の出力により
ラツチする。ラツチ回路６９のクリア端子には基
本周期信号が供給されている。７１は比較回路で
あり、Ａ入力およびＢ入力にはそれぞれ、ラツチ
回路６９および６８の出力が供給され、Ｂ入力＞
Ａ入力のとき、その出力が“Ｈ”となる。比較回
路７１の出力はアンドゲート７０の一方の入力に
供給されている。アンドゲート６１の出力はアン
ドゲート７０の他方の入力に供給されている。 次に上記構成による最大傾斜零クロス検出手段
３８の動作を第８図および第９図を参照しながら
説明する。 始点検索期間信号PSTおよび終点検索期間信
号PEDが発生している間に零クロス検出信号SZ
が到来すると、アンドゲート５５および５６を介
してオアゲート５７の出力が“Ｈ”となり、この
信号によりFF回路５８のＱ出力が第９図ｆに示
すように“Ｈ”となり、その後すぐにCL２が
“Ｈ”になりFF５８はクリアされて単一パルスを
発生する。そして、アンドゲート６２および６１
の出力には第９図ｇおよびｈに示すタイミングで
クロツク信号CL４の幅を持つた単一パルスがそ
れぞれ発生する。 上記零クロス検出信号SZは遅延回路５３の
出力信号をもとにして零クロス検出手段１０によ
り検出されているから、第９図ｅに示す零クロス
検出信号SZが発生したとき、比較回路６６およ
びデータセレクタ６７のＡ入力に供給されている
信号は第９図ｄに示すAD変換出力のW-4であり、
Ｂ入力に供給されている信号はW4である。すな
わち零クロス点から前後に所定時間離れたところ
の音声データが比較回路６６に供給されている。
符号ビツトは比較回路６６に入力されないのでそ
のレベル、すなわち絶対値が比較回路６６により
比較され、大きい方がデータセレクタ６７の出力
に現れている。そのデータが第９図ｇに示すタイ
ミングで、すなわち零クロス検出信号SZが発生
するたびにラツチ回路６８にラツチされる。ラツ
チ回路６８にラツチされた音声レベルデータは比
較回路７１によりラツチ回路６９にラツチされて
いる音声レベルデータとレベル比較される。そし
てラツチ回路６９にラツチされているところの以
前の零クロス点に対応した音声レベルよりも新し
く到来した零クロス点に対応した音声レベルの方
が大きい時にのみ比較回路７１の出力が“Ｈ”と
なり、第９図ｈに示すタイミングでアンドゲート
６１の出力に発生する単一パルスと協動してアン
ドゲート７０の出力PLBを“Ｈ”とし、ラツチ
回路６８の音声レベルデータをラツチ回路６９に
ラツチする。なお、ラツチ回路６９は基本周期信
号SFによりクリアされるよう構成してあるので、
基本周期信号SFの発生に続いて最初に到来する
零クロス点に対応した音声レベルデータは必ずラ
ツチ回路６９にラツチされる。アンドゲート７０
の出力信号はアンドゲート７２および７３にも共
通的に供給されており、アンドゲート７２の出力
はオアゲート７４の一方の入力に供給されてい
る。アンドゲート７２および７３の他方の入力に
はそれぞれ始点検索期間信号PSTおよび終点検
索期間信号PEDが供給されている。オアゲート
７４の他方の入力には単一パルス発生回路４７の
出力信号Prが供給されている。 従つて、上記構成により、最大傾斜零クロス検
出手段３８は始点検索期間および終点検索期間内
に零クロス点が発生すると、その時刻を中心にし
て所定時間前および後のレベルを比較し、そのう
ち大きい方のレベルを上記期間内でより以前に発
生した零クロス点の前後におけるより大きい方の
レベルと比較し、新しい零クロス点に対応した上
記レベルが大きい時出力信号PLBを発生すると
ともに、上記レベルを記憶する。始点検索期間
PST中に発生した上記出力信号PLBはアンドゲ
ート７２、オアゲート７４を介して書込アドレス
カウンタ３６（第２図）のＬ入力に供給され、ア
ドレスレジスタ３７のアドレスをアドレスカウン
タ３６にセツトする。一方終点検索期間PED中
に発生した上記出力信号PLBはアンドゲート７
３を介してアドレスレジスタ３７（第２図）のラ
ツチ入力Ｌに供給され、アドレスカウンタ３６の
アドレスをラツチする。最後に、終点検索期間が
終了したとき、単一パルス発生回路４７が動作し
て単一パルスPrを発生し、オアゲート７４を介
して、書込アドレスカウンタ３６のＬ入力に
LOAD信号が供給される。その結果アドレスレ
ジスタ３７のアドレスデータすなわち終点検索期
間内の最大傾斜零クロス点が書込まれたアドレス
データが書込アドレスカウンタ３６にロードされ
る。 第２図と第７図の構成の動作を、あらためて、
第８図のタイミング図に対応させて説明する。 始点検索期間信号PSTが時間ｔ１から“Ｈ”
となり、時間ｔ２に最初の零クロス信号SZ１が
到来している。このときラツチ６９はクリアされ
Ｏデータが記憶されている。最大傾斜零クロス検
出手段３８はSZ１の前後のうち大きい方の音声
レベルデータすなわちSZ１における傾斜データ
をラツチ回路６９にラツチするとともに、書込ア
ドレスカウンタ３６のＬ入力に信号を送出する。
次いで時間ｔ２′で零クロス信号SZ２が発生して
おり、これに対応した音声レベルはSZ１に対応
したそれより大きいので、この零クロス信号SZ
２における傾斜データがラツチ回路６９にラツチ
され、書込アドレスカウンタ３６のＬ入力に
LOAD信号を供給する。さらに時間ｔ３′で零ク
ロス信号SZ３が発生している。がこれに対応し
た傾斜データは、SZ２に対応したそれより小さ
いので、アンドゲート７０の出力端に出力信号
PLBは発生しない。 すなわち、第２図のRAM４には、時刻ｔ２か
らの音声信号が先にアドレスレジスタ３７に保持
していたアドレス位置から書込まれるが、時刻ｔ
２′がくると再びアドレスレジスタ３７に保持し
ていたアドレスを書込アドレスカウンタ３６に
LOADするので、時刻ｔ２〜ｔ２′までに書込ま
れたRAM４の領域に、再び時刻ｔ２′からの音
声データが書き直される。 一方、終点検索期間すなわち時刻ｔ４〜ｔ５ま
では、まず時刻ｔ４′でアドレスレジスタ３７に
ラツチ信号が印加され、零クロス点直後の音声デ
ータが書込まれたRAM４のアドレスをアドレス
レジスタ３７に記憶し、次いで時間ｔ４″で零ク
ロス信号SZ５に対応した零クロス点直後の音声
データが書込まれたRAM４のアドレスをアドレ
スレジスタ３７に記憶する。時間ｔ４でまた零
クロス点が発生しているが、先に到来した零クロ
ス点の傾斜の方が大きいので、アドレスレジスタ
３７にラツチ信号は送出されない。かくして終点
検索期間が終了するときには、終点検索期間内の
最大傾斜を有する零クロス点音声データの書込ま
れたアドレスをアドレスカウンタ３７は記憶して
いることになる。このアドレスデータを終点検索
期間終了時に単一パルス発生回路４７の発生する
単一パルスPrにより書込アドレスカウンタ３６
にロードする。RAM４には時間ｔ５までの音声
信号が書込まれているが、書込アドレスカウンタ
３６は時間ｔ４″すなわち最大傾斜零クロス点の
書込まれたアドレスにセツトされており、次の書
込みはこのアドレスから始められる。RAM４に
は時間ｔ２′からｔ４″までの音声信号が実質的に
書込まれたことになる。 よつて、始点検索期間内の入力音声信号の零ク
ロスのうち最大傾斜を有する零クロス点から、終
点検索期間内の入力音声信号の最大傾斜を有する
零クロス点までが選択的にRAM４に書込まれる
ことになる。 なお、第８図では１基本周期おきに書込んだ例
を示したが、２基本周期の書込みに次いで１基本
周期は書込まない場合には、FF回路２３は例え
ば第８図の時刻ｔ１からｔ５までの２基本周期の
間“Ｈ”となり、時刻ｔ５からｔ７までの１基本
周期は“Ｌ”となる。始点検索期間信号PSTは
時刻ｔ１からｔ４まですなわちFF回路２３の
“Ｈ”である２基本周期中の最初の１基本周期が
“Ｈ”となる。終点検索期間信号PEDは時刻ｔ５
からｔ７まで“Ｈ”となる。そしてRAM４には
実質的に時刻ｔ２′からｔ６までの基本周期の２
波が書込まれることになり、時刻ｔ６からｔ７′
までの１波が除去されることになる。 なお、第２図の実施例では、最大傾斜零クロス
検出手段３８は、零クロス点の所定時間前および
後のレベルの大きい方をその零クロス点の傾斜デ
ータとして保持し、他の零クロス点の傾斜データ
と比較し、より大きい傾斜データを有する零クロ
ス点の発生ごとに検出信号PLBを発生するよう
構成したが、零クロス点の所定時間前および後の
レベルの和またはどちらか一方を零クロス点の特
性値とすることも可能であり、さらに、零クロス
点の微分値、あるいは零クロス点付近の積分値を
用いることもできる。すなわち、ここに説明した
最大傾斜零クロス検出手段３８は、基本周期の始
点を検出する零クロス特性検出手段の一実施例で
ある。 以上、詳述したように、本発明によれば、入力
音声信号を所定の書込周波数で記憶装置に書込み
書込周波数と異なる読出周波数で記憶装置からデ
ータを読出し、書込周波数と読出周波数の比に対
応して音声信号の時間軸を変換する装置におい
て、入力音声信号の零クロス点を始点とする基本
周期単位で時間軸変換処理する音声信号の時間軸
変換装置を提供することができる。 さらに本発明によれば、入力音声信号を零クロ
ス点を始点とする基本周期単位で選択的に記憶装
置に書込み、順次連続的に読出して、出力信号に
空白時間や不連続の発生しない音声信号の時間軸
変換装置を提供することができる。 さらに本発明によれば、入力音声信号を、各周
期内の零クロス特性最大値に対応した零クロス点
を始点または終点とすることにより、出力信号に
空白時間や不連続が発生せず音質のよい音声信号
の時間軸変換装置を提供することができる。
よび除去周期は基本周期がほぼ一定の場合であ
り、基本周期が変動すると書込アドレスと読出ア
ドレスの相対位置関係が変化し、その変化をアド
レス演算手段１７が検出して書込みを制御するの
で、自動的かつ効果的に書込周期および除去周期
も変化する。 第６図は第２図に示した音声信号の時間軸変換
装置の効果を説明するための信号波形図である。 第６図ａは入力音声信号の一例であり、同図ｂ
はそれに対する基本周期抽出手段３の発生した基
本周期信号である。基本周期信号ｂの１周期
（T1およびT2）内に音声信号の負から正に移行
する零クロス点は図に示すように○イと○ロおよび○ハ
と○ニの２回ある。これらのうち基本周期信号の発
生時に近い零クロス○イおよび○ハよりも○ロおよび○
ニ
の方がその傾斜が大きく、第２図の構成による時
間軸変換装置では、例えば○ロを始点、○ニを終点と
して○ロから○ニまでを１周期として書込む。また基
本周期信号ｂの１周期（T5およびT6）内では、
上記零クロス点は○ホおよび○ヘの１回ずつであり、
○ホから○ヘまでを１周期として書込む。従つて、○イ
から○ハまでの１周期と、○ホから○ヘまでの１周期を
選択して書込み、読出すと、基本周期に不連続が
発生するが、○ロから○ニまでを１周期とする第２図
の構成では基本周期がほぼ連続的であり、時間軸
変換後の音声信号の音質が良好である。 第７図は第２図に示した音声信号の時間軸変換
装置の要部の一実施例を示すブロツク図である。 第７図において、３３は始点検索期間発生手段
であり、FF回路３９およびアンドゲート４０に
より構成されている。FF回路３９のＤ入力には
FF回路２３のＱ出力が供給され、CK入力には基
本周期信号が供給されている。また、アンドゲー
ト４０の２つの入力にはFF回路２３のＱ出力お
よびFF回路３９のＱ出力が供給されている。上
記構成により始点検索期間発生手段３３はFF回
路２３のセツトの後１基本周期の間“Ｈ”となる
始点検索期間信号PSTを発生する。 第７図の３４は終点検索期間発生手段であり、
FF回路４２およびアンドゲート４３により構成
されている。FF回路４２のＤ入力にはFF回路３
９のＱ出力が、CK入力には基本周期信号がイン
バータ４４を介して供給されている。アンドゲー
ト４３の２つの入力にはそれぞれFF回路２３の
Ｑ出力とFF回路４２のＱ出力が供給されている。
上記構成により終点検索期間発生手段３４はFF
回路２３のリセツトの後１基本周期の間“Ｈ”と
なる終点検索期間信号PEDを発生する。 ３５はアンドゲート４６、単一パルス発生回路
４７およびFF回路５２により構成されている制
御手段である。アンドゲート４６の一方の入力
には始点検索期間信号PSTが供給され、他方の
入力には零クロス検出信号SZが供給されている。
アンドゲート４６の出力はFF回路５２のセツト
端子Ｓに供給される。単一パルス発生回路４７は
終点期間検索期間信号PEDが供給され、その後
端エツジ（立下りエツジ）でトリガされ単一パル
スPrを発生する。この単一パルスPrはFF回路５
２のリセツト端子Ｒに供給される。 上記構成の制御手段３５の動作を第８図のタ
イミング図を参照して説明する。第８図ａは入力
音声信号、ｂは入力音声信号ａに対する基本周期
抽出手段３の発生する基本周期抽出信号SFであ
る。ｃは零クロス検出手段１０の発生する零クロ
ス検出信号SZである。ｄはアドレス演算手段１
７の発生する書込可能信号WEである。ｅはFF
回路２３のＱ出力である。ｆは始点検索期間発生
手段３３の発生する始点検索期間信号PSTであ
り、ｇは終点検索期間発生手段３４の発生する終
点検索期間信号PEDである。ｈはFF回路５２の
Ｑ出力CGであり、第２図のアンドゲート２５の
一方の入力端子に供給される。 第８図において、時刻ｔ１では、ｄに示すよう
に書込可能信号WEが“Ｈ”となつており、ｂに
示す基本周期信号SF１に同期してｅおよびｆに
示すようにFF回路２３がセツトされ始点検索期
間信号PSTが“Ｈ”となる。この“Ｈ”信号は
１基本周期の期間続き、次に到来する基本周期信
号SF２に同期して“Ｌ”となる。時刻ｔ２で音
声信号の零クロス点があり、ｃに示すように零ク
ロス検出信号SZ１が発生している。この零クロ
ス検出信号SZ１と始点検索期間信号PSTにより
アンドゲート４６の出力が“Ｈ”となり、ｇに示
すようにFF回路５２がセツトされ、Ｑ出力が
“Ｈ”となる。 すなわち制御手段３５の出力クロツクゲート
信号CGは始点検索期間信号PSTの発生後、最初
に到来した零クロス検出信号SZにより“Ｈ”と
なり第２図に示したアンドゲート２５を開き、書
込アドレスカウンタ３６にクロツク信号CL２を
供給する。よつて、時刻ｔ２から音声信号は
RAM４に書込まれることになる。 時刻ｔ３で書込可能信号WEが“Ｌ”となつて
おり時刻ｔ４で次の基本周期信号SF２が発生し、
ｇに示すように終点検索期間信号PEDが“Ｈ”
となつている。この終点検索期間信号PEDはさ
らに次の基本周期信号SF３の到来で“Ｌ”とな
る。この時、単一パルス発生回路４７が単一パル
スPrを発生し、この信号がFF回路５２をリセツ
トする。 すなわち、制御手段３５は終点検索期間信号
PEAが終了すると出力が“Ｌ”となり、アンド
ゲート２５を閉じる。よつて、クロツク信号CL
２が書込アドレスカウンタ３６に供給されなくな
り、音声信号のRAM４への書込みが終了する。 このように、制御手段３５は始点検索期間信
号PSTが“Ｈ”となり、最初に到来した所定の
零クロス点発生時から、終点検索期間信号PED
の終了時まで“Ｈ”のクロツクゲート信号CGを
ナンドゲート２５に供給してゲートを開く。この
ゲートが開いている間は入力音声信号はRAM４
に書込まれ、音声信号の基本周期の１波以上（第
８図では時刻ｔ２からｔ５まで）が書込まれる
が、以下に述べる最大傾斜零クロス検出手段３８
の働きにより実質的に１波（第９図では時刻ｔ
２′からｔ４″までの１波）またはその整数倍の波
数が書込まれることになる。 第７図において、３８は入力音声信号の零クロ
ス点の傾斜を求め、始点検索期間および終点検索
期間内でより大きい傾斜を有する零クロス点が発
生するたびに検出信号PLBを発生するようにし
た最大傾斜零クロス検出手段である。以下にその
構成を説明する。 ５３および５４は遅延回路およびであり、
それぞれ、例えばＮ段のシフトレジンタにより構
成される。こちらは、それぞれＡ・Ｄ変換器２お
よび遅延回路の出力をクロツク信号CL２のＮ
個分の時間だけ遅延させる。遅延回路５３の出
力DASは第２図に示したように零クロス検出手
段１０にも供給されており、遅延回路５３およ
び５４は零クロス点の前後の音声レベルを計測
するために設けたものである。上記Ｎを例えば４
とすると、クロツク信号CL２の周波数が20KHz、
17.5KHz、15KHzおよび12.5KHzのとき、それぞれ
零クロス点の0.2ｍsec、0.229ｍsec、0.267ｍsec
および0.32ｍsec前および後の音声レベルを計測
することができる。５５および５６はアンドゲー
トであり、それぞれ一方の入力には共通的に零ク
ロス検出信号SZが供給され、他方の入力端には
それぞれ、始点検索期間信号PSTおよび終点検
索期間信号PEDが供給される。５７はアンドゲ
ート５５および５６の出力が供給されるオアゲー
トである。５８はFF回路でありＤ入力は“Ｈ”
信号（＋Ｖ）が供給され、CK入力にはオアゲー
ト５７の出力が供給され、CLR入力にはクロツ
ク信号CL２が供給されている。６１および６２
はそれぞれ３入力のアンドゲートであり、それら
１つの入力は共通的に接続され、FF回路５８の
Ｑ出力が供給される。アンドゲート６１の他の２
入力には、クロツク信号CL３およびCL４が供給
され、アンドゲート６２の他の２入力には、クロ
ツク信号CL３およびCL４が供給される。 ６６は比較回路であり、遅延回路５４の出力
がＡ入力に、遅延回路５３の出力がＢ入力に供
給され、Ｂ入力＞Ａ入力の時その出力が“Ｈ”と
なる。６７はデータセレクタであり、遅延回路５
４およびＡ・Ｄ変換器２の出力がそれぞれＡおよ
びＢ入力に供給され、Ｓ入力が“Ｌ”のときＡ入
力に、Ｓ入力が“Ｈ”のときＢ入力に供給された
信号を出力する。６８はラツチ回路でありデータ
セレクタ６７の出力をアンドゲート６２の出力に
よりラツチする。６９はラツチ回路でありラツチ
回路６８の出力をアンドゲート７０の出力により
ラツチする。ラツチ回路６９のクリア端子には基
本周期信号が供給されている。７１は比較回路で
あり、Ａ入力およびＢ入力にはそれぞれ、ラツチ
回路６９および６８の出力が供給され、Ｂ入力＞
Ａ入力のとき、その出力が“Ｈ”となる。比較回
路７１の出力はアンドゲート７０の一方の入力に
供給されている。アンドゲート６１の出力はアン
ドゲート７０の他方の入力に供給されている。 次に上記構成による最大傾斜零クロス検出手段
３８の動作を第８図および第９図を参照しながら
説明する。 始点検索期間信号PSTおよび終点検索期間信
号PEDが発生している間に零クロス検出信号SZ
が到来すると、アンドゲート５５および５６を介
してオアゲート５７の出力が“Ｈ”となり、この
信号によりFF回路５８のＱ出力が第９図ｆに示
すように“Ｈ”となり、その後すぐにCL２が
“Ｈ”になりFF５８はクリアされて単一パルスを
発生する。そして、アンドゲート６２および６１
の出力には第９図ｇおよびｈに示すタイミングで
クロツク信号CL４の幅を持つた単一パルスがそ
れぞれ発生する。 上記零クロス検出信号SZは遅延回路５３の
出力信号をもとにして零クロス検出手段１０によ
り検出されているから、第９図ｅに示す零クロス
検出信号SZが発生したとき、比較回路６６およ
びデータセレクタ６７のＡ入力に供給されている
信号は第９図ｄに示すAD変換出力のW-4であり、
Ｂ入力に供給されている信号はW4である。すな
わち零クロス点から前後に所定時間離れたところ
の音声データが比較回路６６に供給されている。
符号ビツトは比較回路６６に入力されないのでそ
のレベル、すなわち絶対値が比較回路６６により
比較され、大きい方がデータセレクタ６７の出力
に現れている。そのデータが第９図ｇに示すタイ
ミングで、すなわち零クロス検出信号SZが発生
するたびにラツチ回路６８にラツチされる。ラツ
チ回路６８にラツチされた音声レベルデータは比
較回路７１によりラツチ回路６９にラツチされて
いる音声レベルデータとレベル比較される。そし
てラツチ回路６９にラツチされているところの以
前の零クロス点に対応した音声レベルよりも新し
く到来した零クロス点に対応した音声レベルの方
が大きい時にのみ比較回路７１の出力が“Ｈ”と
なり、第９図ｈに示すタイミングでアンドゲート
６１の出力に発生する単一パルスと協動してアン
ドゲート７０の出力PLBを“Ｈ”とし、ラツチ
回路６８の音声レベルデータをラツチ回路６９に
ラツチする。なお、ラツチ回路６９は基本周期信
号SFによりクリアされるよう構成してあるので、
基本周期信号SFの発生に続いて最初に到来する
零クロス点に対応した音声レベルデータは必ずラ
ツチ回路６９にラツチされる。アンドゲート７０
の出力信号はアンドゲート７２および７３にも共
通的に供給されており、アンドゲート７２の出力
はオアゲート７４の一方の入力に供給されてい
る。アンドゲート７２および７３の他方の入力に
はそれぞれ始点検索期間信号PSTおよび終点検
索期間信号PEDが供給されている。オアゲート
７４の他方の入力には単一パルス発生回路４７の
出力信号Prが供給されている。 従つて、上記構成により、最大傾斜零クロス検
出手段３８は始点検索期間および終点検索期間内
に零クロス点が発生すると、その時刻を中心にし
て所定時間前および後のレベルを比較し、そのう
ち大きい方のレベルを上記期間内でより以前に発
生した零クロス点の前後におけるより大きい方の
レベルと比較し、新しい零クロス点に対応した上
記レベルが大きい時出力信号PLBを発生すると
ともに、上記レベルを記憶する。始点検索期間
PST中に発生した上記出力信号PLBはアンドゲ
ート７２、オアゲート７４を介して書込アドレス
カウンタ３６（第２図）のＬ入力に供給され、ア
ドレスレジスタ３７のアドレスをアドレスカウン
タ３６にセツトする。一方終点検索期間PED中
に発生した上記出力信号PLBはアンドゲート７
３を介してアドレスレジスタ３７（第２図）のラ
ツチ入力Ｌに供給され、アドレスカウンタ３６の
アドレスをラツチする。最後に、終点検索期間が
終了したとき、単一パルス発生回路４７が動作し
て単一パルスPrを発生し、オアゲート７４を介
して、書込アドレスカウンタ３６のＬ入力に
LOAD信号が供給される。その結果アドレスレ
ジスタ３７のアドレスデータすなわち終点検索期
間内の最大傾斜零クロス点が書込まれたアドレス
データが書込アドレスカウンタ３６にロードされ
る。 第２図と第７図の構成の動作を、あらためて、
第８図のタイミング図に対応させて説明する。 始点検索期間信号PSTが時間ｔ１から“Ｈ”
となり、時間ｔ２に最初の零クロス信号SZ１が
到来している。このときラツチ６９はクリアされ
Ｏデータが記憶されている。最大傾斜零クロス検
出手段３８はSZ１の前後のうち大きい方の音声
レベルデータすなわちSZ１における傾斜データ
をラツチ回路６９にラツチするとともに、書込ア
ドレスカウンタ３６のＬ入力に信号を送出する。
次いで時間ｔ２′で零クロス信号SZ２が発生して
おり、これに対応した音声レベルはSZ１に対応
したそれより大きいので、この零クロス信号SZ
２における傾斜データがラツチ回路６９にラツチ
され、書込アドレスカウンタ３６のＬ入力に
LOAD信号を供給する。さらに時間ｔ３′で零ク
ロス信号SZ３が発生している。がこれに対応し
た傾斜データは、SZ２に対応したそれより小さ
いので、アンドゲート７０の出力端に出力信号
PLBは発生しない。 すなわち、第２図のRAM４には、時刻ｔ２か
らの音声信号が先にアドレスレジスタ３７に保持
していたアドレス位置から書込まれるが、時刻ｔ
２′がくると再びアドレスレジスタ３７に保持し
ていたアドレスを書込アドレスカウンタ３６に
LOADするので、時刻ｔ２〜ｔ２′までに書込ま
れたRAM４の領域に、再び時刻ｔ２′からの音
声データが書き直される。 一方、終点検索期間すなわち時刻ｔ４〜ｔ５ま
では、まず時刻ｔ４′でアドレスレジスタ３７に
ラツチ信号が印加され、零クロス点直後の音声デ
ータが書込まれたRAM４のアドレスをアドレス
レジスタ３７に記憶し、次いで時間ｔ４″で零ク
ロス信号SZ５に対応した零クロス点直後の音声
データが書込まれたRAM４のアドレスをアドレ
スレジスタ３７に記憶する。時間ｔ４でまた零
クロス点が発生しているが、先に到来した零クロ
ス点の傾斜の方が大きいので、アドレスレジスタ
３７にラツチ信号は送出されない。かくして終点
検索期間が終了するときには、終点検索期間内の
最大傾斜を有する零クロス点音声データの書込ま
れたアドレスをアドレスカウンタ３７は記憶して
いることになる。このアドレスデータを終点検索
期間終了時に単一パルス発生回路４７の発生する
単一パルスPrにより書込アドレスカウンタ３６
にロードする。RAM４には時間ｔ５までの音声
信号が書込まれているが、書込アドレスカウンタ
３６は時間ｔ４″すなわち最大傾斜零クロス点の
書込まれたアドレスにセツトされており、次の書
込みはこのアドレスから始められる。RAM４に
は時間ｔ２′からｔ４″までの音声信号が実質的に
書込まれたことになる。 よつて、始点検索期間内の入力音声信号の零ク
ロスのうち最大傾斜を有する零クロス点から、終
点検索期間内の入力音声信号の最大傾斜を有する
零クロス点までが選択的にRAM４に書込まれる
ことになる。 なお、第８図では１基本周期おきに書込んだ例
を示したが、２基本周期の書込みに次いで１基本
周期は書込まない場合には、FF回路２３は例え
ば第８図の時刻ｔ１からｔ５までの２基本周期の
間“Ｈ”となり、時刻ｔ５からｔ７までの１基本
周期は“Ｌ”となる。始点検索期間信号PSTは
時刻ｔ１からｔ４まですなわちFF回路２３の
“Ｈ”である２基本周期中の最初の１基本周期が
“Ｈ”となる。終点検索期間信号PEDは時刻ｔ５
からｔ７まで“Ｈ”となる。そしてRAM４には
実質的に時刻ｔ２′からｔ６までの基本周期の２
波が書込まれることになり、時刻ｔ６からｔ７′
までの１波が除去されることになる。 なお、第２図の実施例では、最大傾斜零クロス
検出手段３８は、零クロス点の所定時間前および
後のレベルの大きい方をその零クロス点の傾斜デ
ータとして保持し、他の零クロス点の傾斜データ
と比較し、より大きい傾斜データを有する零クロ
ス点の発生ごとに検出信号PLBを発生するよう
構成したが、零クロス点の所定時間前および後の
レベルの和またはどちらか一方を零クロス点の特
性値とすることも可能であり、さらに、零クロス
点の微分値、あるいは零クロス点付近の積分値を
用いることもできる。すなわち、ここに説明した
最大傾斜零クロス検出手段３８は、基本周期の始
点を検出する零クロス特性検出手段の一実施例で
ある。 以上、詳述したように、本発明によれば、入力
音声信号を所定の書込周波数で記憶装置に書込み
書込周波数と異なる読出周波数で記憶装置からデ
ータを読出し、書込周波数と読出周波数の比に対
応して音声信号の時間軸を変換する装置におい
て、入力音声信号の零クロス点を始点とする基本
周期単位で時間軸変換処理する音声信号の時間軸
変換装置を提供することができる。 さらに本発明によれば、入力音声信号を零クロ
ス点を始点とする基本周期単位で選択的に記憶装
置に書込み、順次連続的に読出して、出力信号に
空白時間や不連続の発生しない音声信号の時間軸
変換装置を提供することができる。 さらに本発明によれば、入力音声信号を、各周
期内の零クロス特性最大値に対応した零クロス点
を始点または終点とすることにより、出力信号に
空白時間や不連続が発生せず音質のよい音声信号
の時間軸変換装置を提供することができる。
第１図は本発明の動作原理を表す波形図、第２
図は本発明による音声信号の時間軸変換装置の一
実施例を示すブロツク図、第３図、第４図は本装
置の一動作例を示すタイミング図、第５図は本装
置に用いるクロツク発生回路の一実施例を示すブ
ロツク図、第６図はその動作を示す波形図、第７
図は第２図に示した時間軸変換装置の要部ブロツ
ク図、第８図、第９図は第２図に示した時間軸変
換装置の一動作例を示すタイミング図である。 ２……Ａ・Ｄ変換器、３……基本周期抽出手
段、４……記憶装置、５……出力制御手段、６…
…Ｄ・Ａ変換手段、１０……零クロス検出手段、
１４，３６……書込アドレスカウンタ、１５……
読出アドレスカウンタ、１６……データセレク
タ、１７……アドレス演算手段、２６……クロツ
ク発生回路、３８……最大傾斜零クロス検出手
段。
図は本発明による音声信号の時間軸変換装置の一
実施例を示すブロツク図、第３図、第４図は本装
置の一動作例を示すタイミング図、第５図は本装
置に用いるクロツク発生回路の一実施例を示すブ
ロツク図、第６図はその動作を示す波形図、第７
図は第２図に示した時間軸変換装置の要部ブロツ
ク図、第８図、第９図は第２図に示した時間軸変
換装置の一動作例を示すタイミング図である。 ２……Ａ・Ｄ変換器、３……基本周期抽出手
段、４……記憶装置、５……出力制御手段、６…
…Ｄ・Ａ変換手段、１０……零クロス検出手段、
１４，３６……書込アドレスカウンタ、１５……
読出アドレスカウンタ、１６……データセレク
タ、１７……アドレス演算手段、２６……クロツ
ク発生回路、３８……最大傾斜零クロス検出手
段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力音声信号を所定の書込周波数で記憶装置
に書込み、書込周波数と異なる読出周波数で記憶
装置からデータを読出し、書込周波数と読出周波
数の比に対応して音声信号の時間軸を変換する時
間軸変換手段を有するとともに、入力音声信号の
基本周期を抽出する基本周期抽出手段と、入力音
声信号の零クロス点の所定特性に関して１基本周
期内の最大点を始点または終点とする始点検出手
段と、記憶装置の読出アドレスと書込アドレスの
相対位置が所定値より大きいとき、入力音声信号
の始点の到来を待つて書込みを開始し、所定値よ
り小さいとき入力音声信号の終点の到来を待つて
書込みを中断するよう構成した選択的書込手段と
を具備し、零クロス特性最大点を始点とする基本
周期単位で選択的に書込み、記憶装置から順次連
続的に読出すよう構成したことを特徴とする音声
信号の時間軸変換装置。 ２ 選択的書込手段は基本周期抽出手段および書
込アドレスと読出アドレスの相対位置関係に対応
して制御信号を発生するアドレス演算手段と、書
込アドレスを制御する制御手段と、零クロス点を
所定特性に関して計測し、同一基本周期内の他の
零クロス点の上記所定特性と比較する零クロス特
性検出手段と、書込アドレス発生器のアドレスデ
ータを一時記憶するアドレスレジスタとを具備
し、読出アドレスと書込アドレスのアドレス差に
対応し、上記零クロス特性検出手段の検出信号に
より、上記アドレスデータを書込アドレス発生器
にロードし、かつ書込アドレス発生器のアドレス
データを一時記憶し、基本周期内の上記所定特性
の最大値に対応した零クロス点を始点または終点
とした基本周期単位で書込みを行なうことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の音声信号の時
間軸変換装置。 ３ 零クロス特性検出手段は、遅延回路、一時記
憶回路および比較回路を具備し、零クロス点の所
定時間前および後の音声信号レベルの和または大
きい方またはその一方をその零クロス点の零クロ
ス特性として保持し、先に到来した零クロス点の
零クロス特性と比較して、後の零クロス点の零ク
ロス特性が大きい時その特性値を保持するととも
に、検出信号を発生するよう構成したことを特徴
とする特許請求の範囲第２項記載の音声信号の時
間軸変換装置。 ４ アドレス演算手段は加算手段と比較手段を備
え、読出アドレスをRA、書込アドレスをWA、
入力音声信号の最大基本周期をTINMAX、書込クロ
ツク周期をΔTW、読出クロツク周期をΔTRとし
たとき、RA−WA＞TINMAX／ΔTW−TINMAX／
ΔTRのとき書込可能信号を発生するよう構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の音
声信号の時間軸変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56195889A JPS5897095A (ja) | 1981-12-04 | 1981-12-04 | 音声信号の時間軸変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56195889A JPS5897095A (ja) | 1981-12-04 | 1981-12-04 | 音声信号の時間軸変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5897095A JPS5897095A (ja) | 1983-06-09 |
| JPH0246959B2 true JPH0246959B2 (ja) | 1990-10-17 |
Family
ID=16348664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56195889A Granted JPS5897095A (ja) | 1981-12-04 | 1981-12-04 | 音声信号の時間軸変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5897095A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6035795A (ja) * | 1983-08-05 | 1985-02-23 | 赤井電機株式会社 | 信号のピツチ変換器 |
-
1981
- 1981-12-04 JP JP56195889A patent/JPS5897095A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5897095A (ja) | 1983-06-09 |
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