JPH02146977A - 内燃機関の発電制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はあらゆる原動機のトルクを制御するのに用いる
ことができる。一つの例として本発明は内燃機関の発電
制御方法及び装置に利用でき、特に車両においてアイド
ル運転時の燃焼圧力変動等によって生ずるトルク変動及
びそのトルク変動が銹起する振動、騒音を低減するため
に好適な内燃機関のトルク変動抑制装置として利用でき
る。

〔従来の技術〕

従来の装置は特開昭６１−６１９３０号、特開昭５８−
１８５９３８号、特開昭５５−１４３１号、特開昭６２
−２５５５３４号公報等で示されるように原動機として
の内燃機関に発生する回転トルク変動のトルク増大時に
同期してクランク軸に逆トルクを発生させて、原動機の
回転トルク変動を抑制する方法などが提案されていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

」１記従来技術では、高速で変動する変動トルクを検出
し、この変動トルクを打ち消すに必要な負荷１〜ルク量
を演算し、負荷トルクを印加するという一連の処理を行
う必要が有り、演算処理に要する時間遅れについて考慮
されていなかった。また、変動トルクを打ち消す手段と
して、特開昭５８−１８５９３８号では発電機が用いら
れていたが、機関の変動トルクを打ち消すに必要なトル
クを発生するためには、過度の容量を持つ発電機を数百
する必要が有り、経済上の問題が有る。また、機関の負
荷トルクが増加し５回転速度が低Ｆするという問題が有
った。

本発明は上記課題に鑑み、トルク変動に遅れなく追従で
き、且つ小型のこの種装置を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、発電機としての機能と電動機としての機能
を備えた多相回転電機の原動機の駆動軸に連結し、原動
機のトルクが増大した時は各相を発電コイルとして機能
させ、逆の場合は各相を電動コイルとして機能させるイ
ンバータ装置を設けることによって達成される。

また、発電時の出力を蓄電器に充電し、Ｗ１動時にこの
蓄電器からの放電エネルギーで各コイルを付勢すること
ができる。

インバータ制御のタイミングはこの回転電機の分相の発
生電圧を監視することで決定される。

インバータを電界効果型のトランジスタで構成すれば、
内部の寄生ダイオードを整流器用のダイオードとして使
用できる。

〔作用〕

以上の構成になる本発明によれば、原動機のトルク過多
の時は回転電機が発電機として作用することによりトル
クを吸収する。逆にトルク不足の時は回転電機が電動機
として作用することによりトルクを与える。従って原動
機のトルク変動が少なくなる。しかも相毎に制御するの
で、トルクの制御がきめ細かく行なえる。

〔実施例〕

以下本発明を内燃機関の発電制御に利用した場合の実施
例を図面に基づき詳説する。

内燃機関の発生する変動与ルク曲線の一例を第９図に示
す、４サイクル機関では、吸入−圧縮一着火一排気の４
行程（機関１回転）はクランク回転角にして７２０’　
　（２回転）に相当するが、着火直後では燃焼ガス圧が
非常に大きなトルク変動が生じている。もし４気筒であ
れば、１８０°遅れで同一のトルク変動が４回重ね合わ
されたものが機関１回転中のガストルク変動となる。そ
して、これに回転慣性力の変動による慣性トルク変動が
加わったものが実際の機関が発生する変動トルクになる
。

このように内燃機関に発生する変動トルクはクランク回
転角度によって急激かつ複雑に変化するため、変動トル
クに追従してリアルタイムに補機（発電機）の吸収する
負荷トルクを変化させるのは困難である。しかしながら
、機関の運転速度が一定の時、機関１回転について見た
場合、変動トルクは機関１回転を１周期として繰返され
る周期脈動現象である。したがって同一のクランク回転
角度について見れば、その値はあまり変化しない。

一方、この変動トルクと補機（発電機）で吸収される負
荷トルクの差（残差トルク）は、クランク軸に対しては
回転速度変動となって現れ、トルクが増大方向にあると
きは回転速度は下降する。

したがって、このクランク軸の回転速度変動を何らかの
手段によって検知し、これが０になるように負荷トルク
量を制御すれば、残差トルクは０になり、トルク変動に
より生じる振動、騒音などの問題を解決できる。従来の
考え方では発電機の出力を制御して残差トルクをＯにす
るものであったが、発電機で吸収し得るトルクは絶対値
が小さく、残差トルクを完全にＯにすることは不可能で
ある。

そこで、特開昭６２−２５５５３４号公報等に示されて
いるように発電機を電動機として用い、内燃機関より発
生するトルクが低い時に外部からトルクを補給するとい
う考え方が試みられたが、特に車両に用いられる発電機
に関しては、次の様な問題点が有った。

（ｉ）通常内燃機関の発電機は、クランプ軸とプーリ等
を介して結合されており、そのプーリ比は常道２．１〜
２．７程度であり、必ずしも整数でない、このため、上
述した機関の回転角と発電機の回転角が一致しておらず
、発電機を駆動するためには機関の回転角の情報の他に
発電機の回転角の情報が必要である。

（…）発電機が回転している時には、電機子巻線には交
流電圧が発生しており、発電機を電動機として動作させ
るには、少なくとも電機子巻線に発生している電圧より
も高い電圧を印加しなければ、十分なトルクを発生する
ことができない。

本実施例では、内燃機関の発電機を、ある時には電動機
として使用する際に問題となる上記の点に関する解決策
を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために１発電機の使われ方に関する
特異性を検討し、次の見地を得た。

（ｉ）発電機を電動機として動作させる場合は、発電機
の回転中に限る。

一般の同期電動機は起動時の磁極位置を検出する必要が
有るが、内燃機関の回転脈動を低減することが目的であ
る本願では、電機子巻線には常に交流電圧が発生してお
り、この電圧を検出することにより発電機の回転角を検
知することが可能である。

（ｎ）発電機の出力を−・船釣に蓄電手段に蓄え、電動
機として動作させる時にこのエネルギーを取り出せば良
い、特に、プロセスは機関回転に同期して高速に行われ
るため、蓄電手段の容量は小さくても良く、コンデンサ
等でも十分動作する。

発電機の回路及び等価回路を第１０図に示す。

第１０図には直流機の動作が原理的に記載されている。

（ａ）の発電動作を行っている時には、起電力Ｅに対し
、内部抵抗Ｐを介して外部負荷に電流が供給されている
。一方、（ｂ）のモータ動作を行っている時にもやはり
、起電力Ｅが逆起電力という形で存在し、電流の向きが
異なるけれども起電力の電圧は同じであることに着目す
る。このディストリビュータであり、内部のクランク角
センサにより、機関のクランクシャフトの回転角信号を
発生する。

第２図は第１図のパワー・モジュールａ、ｂ。

ｃ、ｄｌ　ｅｌ　ｆの内部回路図であり、ダイオード２
１、Ｎチャンネル・パワーＭＯＳ２２，レベル・シフト
回路２：３より成る。コンｊ・ローラ１８から信号を受
信すると、パワーＭＯＳ２２が導通する。

第３図は第１図のキャパシタ・モジュール１５の内部回
路図であり、コンデンサ３１，３２、スイッチ３３，３
４．３５より成る。スイッチ３３゜３４．３５は制御端
子Ｃ１−の電圧により開閉状態が制御される。

第４図は内燃機関周辺の機器の位置関係を示し、内燃機
関４１は機関本体４２と、ディストリピユータ−１９９
機関からＶベルト４３により駆動され、機関本体４２と
一体に取り付けられている発電機１０を備えている。コ
ントローラ１８は、内燃機関４　］、の変動ｌ・ルクを
回転速度変動の形で検出するために、クランク角センサ
の出力パルスをクロックして時々刻々の回転速度変動値
を演算し、この回転速度変動値がＯになるために必要な
、発電、電動動作を切り換えるクランク角度等を算出し
、パワー・モジュール２０へ信号を送る。

以上の構成による動作をさらに詳細に説明する。

第５図はクランク角センサにより得られる回転パルスを
示している。図示するようにパルス幅はクランク軸が回
転速度変動を生じると脈動する。

回転速度の変動を求めるフロー・チャートは第７図中の
ステップ７１０により示される。コントローラ中のタイ
マ１８ａにより、この脈動パルスのパルス幅を計測して
、ＣＰ旧８ｂによりその逆数から時々刻々の回転速度を
求めると共に、タイマ１８ａに内蔵のカウンタにより機
関１回転分のパルスをカウントして機関１回転周期を求
め機関平均回転速度を得る。そして、第７図、ステップ
２０でこの両者の偏差をとることにより時々刻々の回転
速度変動が得られる（第６図参照）。

次にステップ′７３０へ飛び、偏差速度の正負在判断す
る。Δｖｘが正の時には、ステップ７４０へ移り、動作
切換指令を″発電″とする。この時、第２図のパワーＭ
ＯＳ２２はＯＦ［Ｉ″とし、かつ第３図のスイッチ３３
，３４．３５を常閉接点側に倒す。すると、三相電機子
巻線１１，１２．１３で発生した交流電圧はダイオード
２１−で全波整流され、スイッチ３５を介してバッテリ
１６に供給されるとともに、スイッチ３４を介してコン
デ゛、ノサ３１．スイッチ３３を介してコンデンサ３２
を充電する。この状態では、バツデリ］６．コンデンサ
３１．３２が発電機１０の負荷どなっている。

−・方、Δｖｘが負の時には、ステップ７５０へ移り、
動作切換指令をパ電動゛とする。すると、コントローラ
１８の０１端子から第３図のキャパシタ・モジュール１
５の接点を切り換える指令が発汁られる。スイッチ３３
，３４，３５が常開接点側へ倒れる。すると、キャパシ
タ・モジュール１５のＡ１端子とＡ２端子が切り離され
、コンデンサ３］、、３２が直列接続される。Ａ１端子
の電圧はバッテリ１６の電圧の約２倍となり、ダイオー
ド２１は逆バイアスとなるので電流が流れない。

次にステップ７６０へ進み、導通選択回路を動作させる
。導通選択回路は、ａ　”　ｆのパワー・モジュール中
のどのパワーＭＯＳ２２を導通するかを選択する回路で
あり、第１１図の様な回路で実現できる。その動作原理
を第１２図に示す。

第１２図中のＰＩ　、Ｐｘ、＊　Ｐａは電機子巻線１１
．１２．１３の各相に発生する交流電圧波形であり、第
１２図中に”＋　ｂｙ　Ｏｐ　Ｌ　８１　ｆとして表さ
れている波形が、ｔｔ　１　ｐｐ状態の時に、それぞれ
のパワー・モジュール２０のパワーＭＯ５が駆動される
べきであることを表わす０例えば、ａはＰ１端子の電位
がＰｚ　、Ｐａより低電圧にある時に駆動されることに
なる。ＰＬ、Ｐｚ　、Ｐａの電圧から導通すべきパワー
・モジュールを選択するために、コンパレータ１１１，
１１２，１１３を用い、 という演算を行う。Ｑｓ　、Ｑｘ　、Ｑａを用い、ａ　
＝　Ｑａ−Ｑａ　　　　　　　　　　　　　−（５）ｂ
＝Ｑａ、Ｑｔ　　　　　　　　　　　　　・・・（６）
ｃ　＝Ｑｓ−Ｑｚ　　　　　　　　　　　　　−（７）
ｄ＝Ｑ８・Ｑ２　　　　　　　　　　　　・・・（８）
ｅ　＝Ｑ五・　Ｑａ　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　・・・（９）ｆ＝Ｑｚ−Ｑｌ　　　　　　
　　　　　　・・・（１０）という論理演算を行えば良
い、（２）〜（ｌＯ）式の演算を実現したのが第１１図
の回路である。上述の手法によりパワーＭＯＳ２２のい
ずれかが選択。

導通されるが、その電流は直列接続されたコンデンサ３
１．３２から引き出される。

次にステップ７７０へ移り、各回転角度での動作切換指
令を記憶する。ここで、過去の回転情報を元に学習制御
を行う、第８図は、その方法を表したものである。

今、あるクラウン回路角度位置にでの偏差速度データΔ
ｖｘ（ｋ）に対し過去数回転にわたって重みづけ移動平
均をとると。

となり、このような平均処理は第８図で示されるような
線形の非巡回型デジタルフィルタを使用することにより
得られる。ただし、ａｔは重みづけ係数である。これは
入力データΔｖｘに対し、乗算器８０，１周期遅延素子
８１．加算器８２で構成される。ここで、ａｌ＝ａ２＝
・・・ａＮ＝−ならば。

（１１）式は単純平均となる。このような平均化処理に
よる方法では、クランク軸の回転速度変動は周期的であ
るので、偶然的な変動成分が現われたとしても、これに
よる制御性の不安定化を最小限にできる。

再び第７図のフローチャートへ戻り、ステップ７８０へ
進む、ここでは機関のクランク角が進んだ領域まで待ち
、クランク角信号が検出された時点でスイング７１０へ
もどり、上記のループをくり返す。

上記のループをくり返すことにより、内燃機関の発生ト
ルクむらが無くなり、機関振動が低減され、特にアイド
ル回転時での自動車の車室内の振動が少なくなるので、
居住性が向上する。

上記実施例ではスイッチ３３，３５．３５を機械的なス
イッチで表示したが、トランジスタ等の半導体を用いる
ことにより、高速切換が可能となる。そこで５通電時間
隔を制御することにより。

電動機としての発生トルクを調節することが可能となる
。この場合、トルク変動をアナログ的に抑制できるので
、高次の回転振動が低減できる。

さらに、第２図に示すパワー・モジュールを第１３図の
様な縦構造ＭＯＳで実現する場合、通常２１Ａで示す寄
生ダイオードが発生することが知られている。この寄生
ダイオードを交流整流用のダイオード２１として兼用す
ることにより、１つの半導体チップで発電用と電動用の
パワー素子を同時に形成できるので、部品点数が少なく
なる。

この実施例は発電機を電動機と兼用する本願の使用目的
に即した半導体の構成例である。

次に本発明の第２の実施例を第１４図、第１５図により
説明する。第１４図は交流発電機］、０の駆動軸側から
見た図面であり、回転する遮へい板１４１、交流発電機
１０に固定されたフォト・インタラプタＱｉ　、Ｑｉ　
、Ｑａを付加したものである。

第１４図は１２極交流発電機用の電気角を検出する装置
であり、角度３０″ごとにフォト・インターラブタを遮
へいしたり、結合したりする２フオト・インターラブタ
Ｑｉ　、Ｑｉ　、ＱａはＱｌをはさんで、Ｑｉ、とＱ３
が角度２００＠の位置関係にある。このような位置関係
にあり、遮へい板１４１が右回りに回転するとＱ＋　、
Ｑｉ　、Ｑｓには第１５図に示すような１０°ずつ位相
のずれた波形が発生する。第１５図のＶ　１　ｐ　ＶＺ
　ｇ　Ｖδは電機子巻線１１，１２．１３に発生する交
流電圧波形であるとすれば、相間電圧Ｖ３−Ｖ２はＱｉ
と同期した波形となり、第１１図のＱｌと同一の波形が
得られることがわかる。第１Ｊ、図の論理回路と同一・
の回路を用いること１３より、ａからｆまでの駆動信号
が得られる。第１４図の電気角検出回路によれば、電機
子に流才する電流が増加しても正確な電気角が検出でき
るという長所がある。一般に。

電機子巻線は第１０図に示したように、起電力Ｆと内部
抵抗ｒの直列回路により表され、端子電圧Ｖｏは （、）発電時：Ｖｏ＝ｔ　　Ｉｏ−１−−−−（１ン）
（１））電動時：　Ｖｏ：＝：　ｔ　＋　Ｉ　ｏ　・ｒ
　　　　　　・＝（１３）ただし、Ｉｏｌ’！電機子電
流 であり、Ｎｏが大きいと、（ａ）の場合と（ｂ）の場合
の電圧差が大きくなり、検出する位相がずれることが懸
念される。ところが第１４図の実施例では、機械的な角
度を検出することにより、この課題を解決している。

上記の問題を電気的に解決する方法としては、インバー
タ制御技術で用いられる方式の応用が１えられる。この
方法は、特開昭６２−１２３９８０号等で公知であり、
その回路の一例を第１−６図に示１゜第１６図中の１１
１，１１２．１１３は比較器であり第１Ｊｏ図と共通の
部品である。第２６図の回路では第１１図のＰｉ　、Ｐ
ｚ　、Ｐａ端子と比較器１１１．１１２，１１３の間に
ロー・パス・フィルタＦｉ１．．Ｆ１２．Ｆ１３．Ｆ２
１．Ｆ２２゜Ｆ２３を接続している。また、各相の中性
点ｖＮを基準電圧として比較器１１１，１１２，１１３
で比較演算を行っている１本実施例による各点の電圧波
形を第１７図に示す。ロー・パス・フィルタ回路により
位相が遅れるので電機子電流による位相進みが相殺され
、適正な電気角が演算される。

本実施例ではアナログ・フィルタを使って位相補償を行
ったが、デジタル・フィルタを用いたり。

Ａ−Ｄ変換後にマイクロ・コンピュータ等で同等の演算
を行っても良い。

さらに電気角を検出する良好な方法として、機関と交流
発電機の回転速度の比を整数倍とする方法があげられる
。第１８図はその一例として、交流発電機を機関のクラ
ンクシャフト１８１に直結したものを示すにの実施例で
は、機関の回転角と交流発電機の回転角が１対１に対応
するので。

ディストリビュータ１９のクランク角セン刀゛信号によ
り交流発電機１０の電気角が容易ｔコ検出できる。第１
８図の例では、ブラシレスの発電機をクランク・シャツ
１−に取りつけ、回転子１８２がクランク・シャフトと
同時に回転する。さらに、本実施例では、クランク・シ
ャフト１８１のトルク・コンバータ１３４が直結されて
おり、自動変速機構の構造の簡略化に寄与している。本
実施例では、電気角検出回路が不要であるという経論的
な効果が有り、さらに発電機が１−ルクコンバータ１８
４に直結しているので、機関のトルク変動による振動が
、エンジン・マウン［・の外へ伝達されにくく、振動低
減効果がさらに高まる。」−記の実施例ではクランク・
シャフトと直結した構造となっているが、ギヤ駆動を行
っても良い。

次に、第３図のキャパシタ・モジュール１５の内部回路
図を第１９図に示す。第１９図の３１゜３２はコンデン
サであり、第３図のスイッチ３；３゜３４はパワーＭ　
ＯＳ　３３　ａ　、　３３　ｂ　、　３４　ａ　。

３４ｂに置き換えられている。また３５ａはパワ−ＭＯ
Ｓであり、第３図のスイッチ３５を半導体装置き換えた
物である０次に１５１はＣ−ＭＯＳゲートによるよく知
られた発振回路であり、　ＮＯＴゲート１５１ａ、１５
１ｂ、抵抗器１５１Ｃ、コンデンサ１５１ｄよりなり、
ＮＯＴゲート１５１ｂの出力端子は矩形波を発生する。

１５２はよく知られたチャージポンプ回路であり、ＮＯ
Ｔゲート１５２ａ、ダイオード１５２　ｂ　、　１５２
　ｅ　、　１５２ｆ。

コンデンサ１５２ｃ、１５２ｄにより成り１発振回路１
５１の矩形波信号により、コンデンサ１５２ｂ。

１５２ｆに電荷が逐次蓄積され、電源電圧より高い電圧
を発生し、抵抗器１５５，１５６，１５７を通じてパワ
ーＭ　ＯＳ　３５　ａ　、　　３３　ａ　、　３３　ｂ
　。

のゲートに電荷を与える。パワーＭＯＳ３３ａ。

３３ｂ、３４ｂ、３５ａは、ソース電極が接地されてい
ないためゲート電極はバッテリ１６の正極電位と比べて
十分高い電圧を印加する必要がある。

次に、１５９ａ、１５９ｂはＮＯＴゲートであり。

１５３．１５４，１５８はパワーＭＯ３のゲート電荷を
放電させるＭＯＳトランジスタである。

Ｃ１端子がＩｔ　ｉ　ｇ　ｈレベルの時、ＮＯＴゲート
１５９ａの出力はＬｏリレベル、ＮＯＴゲート１５９ｂ
の出力は）ｌ　ｉ　ｇｈレベルであり、パワーＭＯ３３
４ａ、３３ａがＯＮになり、コンデンサ３１．３２が並
列充電される。一方、Ｃ１端子がＬｏｗレベル時には逆
に動作によりパワーＭＯＳ３４ｂ、３３ｂ、３５ａがＯ
Ｎになり、コンデンサ３１．３２に蓄積された電荷がＡ
１端子へ出力される。

本実施例によれば昇圧回路及び切り換え回路を半導体の
みで構成できるので、信頼性の高い装置を提供できる。

本発明の他の実施例を第２０図に示す。第２０図は車両
の充電発電機の回路図である。第１図と同一の符号を付
した部品は同一機能部品を表す。

第２０図の２０１は電圧変換器でありバッテリ１６の電
圧を入力し高電圧を出力する。発電機１０が発電動作を
行なっている時には、三相余波整流器１５を介してバッ
テリ１６が充電される。

そして、電動動作を行う時には電圧変換器２０１が出力
Ｖｏからパワーモジュールａｓ　ｂＨＱ＋　１ｓ、ｆを
介して三相電機子巻線１１，１２．１３を高圧で駆動さ
れる。

本実施例では、電圧変換器２０１の出力を負荷２０２（
例えば電熱ヒータなど）に接続し高圧電源をトルク変動
抑制装置以外の用途にも使用することができる。更に、
第２１図は第２０図の電圧変換器２０１の内部回路を示
す。本回路はＰＷＭ（パルス幅変調）コントローラ２１
６を用いたスイッチング・レギュレータであり、トラン
ス２１１の１次入力をパワーＭＯ３２１２によるスイッ
チング制御し、２次出力をダイオード２１３，２１４に
より整流し、コンデンサ２１５へ直流出力を与える。

そして、抵抗器２１８，２１９により出力電圧を検出し
、比較！１３２１７でＰＷＭコントローラ２１６の三角
波出力と比較を行い、パワーＭＯ３２１２のデユーデイ
を制御し、出力電圧を一定値に調整する。

本実施例によれば、高圧電源用の電圧変換器をトルク変
動抑制装置用の電源と兼用させ、部品点数を低減できる
ので、装置のコストを低くできるという経済上の効果が
ある。

〔発明の効果〕

本発明によれば原動機のシャツ１−に交流の多相回転電
機を連結し、シャフトのトルクが増大した時は交流多相
回転電機を発電機として使用し、トルク減少時はこれを
電動機として使用するようにしたので、トルク変動に遅
れなく追従できるこの種制御方法及び装置を得ることが
できた。

また、これを用いた内燃機関の発電制御においては、機
関のトルク状態に応じた発電制御が可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例による車両の充電発電機の回
路図、第２図は第１図のパワーモジュールａ、ｂ、ｃ、
ａ、ａ、ｆの内部回路図であり、第３図は第１図のキャ
パシタ・モジュール１５の内部回路図、第４図は第１図
による実施例の内燃機関周辺の機器の位置関係を示す図
、第５図、第６図は第１図のクランク角センサ１９の出
力波形及び機関の回転速度変動波形を示す図、第７図は
第１図のコントローラ１８の制御フローを示すフロー・
ヂャーｉ・、第８図は第７図のステップ７７０における
学習制御の概念を表すブロック図、第９図は第４図の内
燃機関本体４１から発生するガストルク波形、第１０図
は第１図の回路の動作切換を表す原理図、第１１図は第
７図のステップ７７０の動作を表すブロック図、第１２
図は第１１図のブロック図のタイム・チャート、第１３
図は第２図の回路を単一チップの半導体で実現する場合
の構造図、第１４図、第１５図は回転角検出の第２実施
例を示す図面、第１６図はその検出回路を示す図面、第
１７図は各点の電圧波形を示す図面、第１８図は本発明
の他の実施例で回転電機を内燃機関に直結した例祭示す
図面、第１９図はキャパシタモジュールの内部回路図、
第２０図は本発明の他の実施例を示す図面、第２１図は
第２０図の電圧変換回路を示す図面である。 １０・・・交流発電機、１１〜］３・・・電機子巻線、
１５・・・キャパシタ・モジュール、１８・・・コント
ローラ、２１Ａ・・・寄生ダイオード、２２・・・パワ
ー第１０ 帛４困 ７ラン７丙せソす巳力 回 入 右Ｓ区 （ｌ弁間 荊６区 地′１区 ７ランフロ平な轡序 示（３図 躬 ２日 高１４図 も ５日 時間 ３Ｌ ｖＮ 帛 ′Ｉ凹 先１８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数の電機子巻線を有し、内燃機関により駆動され
   、蓄電手段に電力を供給する交流発電機を有する装置に
   おいて、前記複数の電機子巻線が発生する起電力差を検
   出して、通電する巻線を選択する選択回路と、前記複数
   の電機子巻線の出力を整流する複数の整流器と、前記複
   数の整流器とそれぞれ並列に接続され、前記選択回路の
   信号により選択された電機子巻線に前記蓄電手段に蓄え
   られた電力を印加する複数のスイッチ素子と、前記内燃
   機関の回転角を検出する位置センサと、前記位置センサ
   により得られる内燃機関の回転位置信号を微分演算して
   得られる回転速度信号に基づき、前記回転速度がその時
   間平均値より大きい時に前記電機子巻線からの発電出力
   を前記複数の整流器を介して前記蓄電手段に供給して、
   前記内燃機関に回転負荷を与えるように制御し、前記回
   転速度がその時間平均値より小さい時に前記電機子巻線
   に前記蓄電手段から前記複数のスイッチ素子を介して電
   力を供給し、前記内燃機関に回転力を供するように制御
   する制御装置を設けたことを特徴とする内燃機関の発電
   制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記制御装置は、
   前記内燃機関のクランク回転角で実回転速度と該実回転
   速度を機関１回転中に平均して得られる平均回転速度の
   差分として得られる回転速度変動を演算し、機関の少な
   くとも過去１回転での回転速度変動情報に基づいて、前
   記交流発電機を発電機あるいは電動機として動作するよ
   うに切換え制御することを特徴とする内燃機関の発電制
   御装置。 ３、請求項１及び２において、前記蓄電手段は、複数の
   コンデンサを含み、充電時には並列接続、放電時には直
   列接続する昇圧回路を備えることを特徴とする内燃機関
   の発電制御装置。 ４、内燃機関のアイドル回転数を制御するアイドル回転
   数制御装置と発電機を有するものにおいて、機関がアイ
   ドル運転状態であるときのみ前記発電機を電動機として
   動作可能に切換えることを特徴とする内燃機関の発電制
   御方法。 ５、交流発電機の出力を整流して直流に変換し、直流負
   荷を駆動するものにおいて、前記整流手段を、ソース、
   ボディ、ゲート、ドレインの各電極を有する縦形ＭＯＳ
   で構成されたパワー半導体スイッチング素子の組合せで
   構成し、そのボディとドレイン間に形成された寄生ダイ
   オードを用いて整流器を構成したことを特徴とする内燃
   機関の発電制御装置。 ６、内燃機関の交流発電機の電気角を電気的に検出する
   手段、この電気角の情報に基づいて各相への通電を制御
   するインバータ装置とを有することを特徴とする内燃機
   関の発電制御装置。 ７、原動機に多相交流回転電機を連結し、原動機のトル
   クが余つているときはこの回転電機の各相を発電コイル
   として作用させ、その出力を負荷に供給し、逆にトルク
   が不足している時前記回転電機の各相に所定の順序で電
   流を供給してこれを電動コイルとして作用させることを
   特徴とする原動機にトルクを与えたり、原動機のトルク
   を吸収したりする方法。 ８、原動機、原動機に連結された多相交流回転電機、原
   動機のトルク情報を出力するトルク情報発生手段、トル
   ク情報がトルク余りの情報を出力している間、前記回転
   電機の各相を発電コイルとして作用させ、その出力を整
   流して負荷に供給すると共に、トルク情報がトルク不足
   の情報を出力している間、前記回転電機の各相に所定の
   順序で電流を供給してこれを電動コイルとして作用させ
   る切換手段を有することを特徴とする原動機にトルクを
   与えたり原動機のトルクを吸収したりする装置。 ９、請求項８において、前記切換手段が、前記回転電機
   の各相に接続された半導体スイッチング素子と、この半
   導体スイッチング素子に並列で且つその導通方向とは逆
   向きに接続された一方向通流素子と、前記半導体スイッ
   チング素子にゲート信号を付与するゲート手段とから成
   ることを特徴とする原動機にトルクを与えたり原動機の
   トルクを吸収したりする装置。