JP7685992B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

従来、直流電圧を交流電圧に変換するインバータを備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置には様々な負荷が接続され、負荷条件に応じた直流成分が出力電圧に発生し得る。特開平６－０９８５５９号公報（特許文献１）には、このような直流成分を抑制するための回路が開示されている。特許文献１に開示の回路は、インバータ回路の交流出力のうちの直流成分を打ち消すように、インバータ回路のスイッチ素子を動作させるためのパルス信号を半周期毎に直流成分の大きさに応じて変化させるパルス信号変調部を備える。

電力系統から独立して電力系統を模擬した電圧を生成する電力変換装置には、負荷として系統連系装置が接続され得る。系統連系装置は、電力系統が消失した単独運転状態になった場合に人身および設備の安全性と系統復旧の観点から、系統連系規定（ＪＥＡＣ９７０１）によって規定される単独運転防止対策を行なう。単独運転防止対策は、単独運転検出機能と、単独運転検出機能により単独運転と判断された場合に保護リレーなどを介して系統連系装置を解列する機能とを含む。

単独運転検出機能として、系統電圧の位相、歪み、周波数の変化を検出するなどの受動的方式の単独運転検出機能と、系統電圧の周波数変化から当該変化を助長させる能動的方式の単独運転検出機能とが存在する。能動的方式の単独運転検出機能は、計測対象の交流電圧の周波数変化から、変化を助長させるように無効電力を注入する。

特開平６－０９８５５９号公報

電力変換装置に負荷と系統連系装置とが接続され、負荷条件に応じた直流成分が電力変換装置の出力電圧に発生し、周波数変化が生じると、系統連系装置の能動的方式の単独運転検出機能により、無効電力が注入され得る。周波数変化は、正半波期間と負半波期間とから求められるゼロクロス間隔の変動に対応している。無効電力が注入されると、電力変換装置の出力電圧の周波数変化が助長される。そのため、最終的に系統連系装置が単独運転検出により解列し、系統連系装置を利用できなくなる。特許文献１に開示の技術では、半周期毎に、直流成分の大きさに応じてパルス信号が変化する。そのため、電力変換装置の出力電圧に生じた、直流成分と周波数変化とを抑制するのに時間がかかる。特に、負荷の投入時または遮断時のように過渡的に直流成分が変動する場合には、直流成分と周波数変化とを早期に抑制できない。

本開示は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、出力電圧に生じた、直流成分と周波数変化とを早期に抑制することができる電力変換装置を提供することである。

本開示のある局面に係る電力変換装置は、直流の入力電圧を受けて電力変換を行なう少なくとも１つの回路を備える。少なくとも１つの回路の各々は、入力電圧を受けてインバータ電圧を生成するインバータと、インバータ電圧を受けて出力電圧を出力するフィルタと、出力電圧の直流成分を検出する検出部と、交流電圧指令と直流成分とを受けて、直流成分が目標値となるようにインバータ電圧指令を決定するフィードバック制御部と、インバータ電圧指令を受けてインバータをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御部とを含む。目標値は、ゼロまたは検出部のオフセット誤差に応じた値である。フィードバック制御部は、直流成分を補償するための補償量を演算し、交流電圧指令の周期と同期した正弦波の絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令として決定する。

本開示のある局面に係る電力変換装置によれば、フィードバック制御部により、直流成分が常時検出され、直流成分がゼロまたはオフセット誤差に応じた値となるように、インバータへの電圧指令が決定される。これにより、フィルタからの出力電圧の直流成分を早期に抑制できる。さらに、交流電圧指令の周期と同期した正弦波の絶対値と補償量との積を交流電圧指令に重畳することによりインバータ電圧指令が決定されることにより、フィルタからの出力電圧の周波数変化が早期に抑制される。このように、出力電圧に生じた、直流成分と周波数変化とが早期に抑制される。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 参考形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 参考形態に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 系統連系装置による無効電力の注入力の決定方法の一例を示す図である。 直流成分が過渡的に変動しているときの出力電圧の一例を示す図である。 特許文献１に記載の技術を用いたときの、交流電圧指令に重畳される補正成分を模式的に示す図である。 実施の形態１における、交流電圧指令に重畳される補正成分を模式的に示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態４に係る電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態５に係る電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態６に係る電力変換装置の構成を示す図である。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組み合わせることは出願当初から予定されている。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。さらに、明細書全文に表わされている構成要素の形態は、あくまでも例示であって、これらの記載に限定されるものではない。

実施の形態１．
（電力変換装置の構成）
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１に示されるように、電力変換装置１００は、インバータ２と、フィルタ３と、インバータ制御回路９とを備える。

インバータ２は、直流電源１からの直流の入力電圧を受けて、交流の電圧（以下、「インバータ電圧」と称する。）Ｖｉｎｖを生成する。インバータ２は、フルブリッジインバータであり、半導体スイッチング素子２ａ～２ｄを含む。すなわち、インバータ２は、２つの上側アーム（半導体スイッチング素子２ａ，２ｃ）と２つの下側アーム（半導体スイッチング素子２ｂ，２ｄ）とがそれぞれ直列接続された構成である２つのレグを並列接続した回路を含む。半導体スイッチング素子２ａ～２ｄのうち対角に位置する半導体スイッチング素子同士が同じタイミングで動作する。具体的には、左レグの上側アームである半導体スイッチング素子２ａと、右レグの下側アームである半導体スイッチング素子２ｄが同じタイミングでスイッチング動作を行う。また、左レグの下側アームである半導体スイッチング素子２ｂと右レグの上側アームである半導体スイッチング素子２ｃが、同じタイミングでスイッチング動作を行う。

フィルタ３は、インバータ電圧Ｖｉｎｖを受けて交流の出力電圧Ｖｃを出力する。図１に例示されるフィルタ３は、インダクタＬとコンデンサＣとを含むＬＣフィルタである。

インバータ制御回路９は、インバータ２を制御する。図１に示されるように、インバータ制御回路９は、検出部４と、フィードバック制御部５と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部６とを含む。

検出部４は、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃを検出する。例えば、検出部４は、コンデンサＣの電圧を検出する電圧検出器４ａと、ローパスフィルタ４ｂとによって構成される。検出部４は、出力電圧Ｖｃの交流成分を平滑することにより、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃを常時検出する。

フィードバック制御部５は、交流電圧指令と検出部４によって検出された直流成分ＤＣＶｃと目標値ＤＣＶｃ＊とを受けて、直流成分ＤＣＶｃが目標値ＤＣＶｃ＊となるように、インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊を決定する。

交流電圧指令は、その振幅（最大値）Ｖ＊と、その周期と同期した正弦波ｓｉｎθとの積によって表され、出力電圧Ｖｃの目標値に対応する。

目標値ＤＣＶｃ＊は、直流成分ＤＣＶｃの目標値であり、検出部４におけるオフセット誤差に応じて設定される。オフセット誤差は、電圧検出器４ａの入力端からローパスフィルタ４ｂの出力端までの経路における、部品の定数ばらつき、温度変化などの影響により生じる検出誤差である。オフセット誤差が無い場合、目標値ＤＣＶｃ＊としてゼロが設定される。なお、オフセット誤差が無い場合には、オフセット誤差が無視できる程度に小さい場合も含まれる。オフセット誤差が有る場合、目標値ＤＣＶｃ＊としてオフセット誤差に応じた値（図１に示す例ではオフセット誤差そのもの）が設定される。

インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊は、インバータ２から出力されるインバータ電圧Ｖｉｎｖの目標値に対応する。

フィードバック制御部５は、直流成分ＤＣＶｃを補償するための補償量を演算し、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθの絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。

図１に示されるように、フィードバック制御部５は、減算器５１と、演算部５２と、乗算器５３と、絶対値回路５４と、乗算器５５と、加算器５６と含む。

減算器５１は、目標値ＤＣＶｃ＊から直流成分ＤＣＶｃを減算する。すなわち、減算器５１は、目標値ＤＣＶｃ＊と直流成分ＤＣＶｃとの偏差を算出する。

演算部５２は、減算器５１の出力を受けて、直流成分ＤＣＶｃを補償するための補償量を演算する。演算部５２は、例えば、目標値ＤＣＶｃ＊と直流成分ＤＣＶｃとの偏差を用いたＰＩ（Proportional-Integral）演算により補償量を算出する。

乗算器５３は、交流電圧指令の振幅Ｖ＊と、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθとを乗算する。

絶対値回路５４は、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθを受け、正弦波ｓｉｎθの絶対値を出力する。

乗算器５５は、絶対値回路５４から出力される正弦波ｓｉｎθの絶対値と、演算部５２から出力される補償量とを乗算する。

加算器５６は、乗算器５３の出力と乗算器５５の出力とを加算する。インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊は、加算器５６から出力される。乗算器５３の出力は、交流電圧指令である。そのため、乗算器５５の出力は、交流電圧指令に重畳される補正成分に対応する。加算器５６は、交流電圧指令に乗算器５５の出力（補正成分）を重畳することにより、インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊を生成する。

ＰＷＭ制御部６は、インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊を受けてインバータ２をパルス幅変調制御する。具体的には、ＰＷＭ制御部６は、インバータ２に含まれる半導体スイッチング素子２ａ～２ｄの各々のオンオフを制御する。

電力変換装置１００の入力端には直流電源１が接続される。電力変換装置１００の出力端には、例えば、負荷７および系統連系装置８が接続される。電力変換装置１００の出力端には、負荷７および系統連系装置８のうちのいずれか一方のみが接続されてもよい。負荷７の種類は特に限定されない。図１に例示される負荷７は、例えば、トランスと半波整流回路とを含む。なお、電力変換装置１００に対して、負荷７（あるいは負荷７の一部）が着脱可能であってもよい。

（動作例）
図２を参照して、電力変換装置１００の動作例について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を示す図である。図２には、半波整流回路を含む負荷７の投入前後における、出力電圧Ｖｃ、出力電圧Ｖｃの基本周期あたりの平均値Ｖｃａｖｇ、インバータ２から出力される電流（以下、「インバータ電流ＩＬ」と称する。）、および、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１と負半波期間Ｔ２との差が示される。

図２に示されるように、半波整流回路を含む負荷７の投入により、出力電圧Ｖｃの正極性および負極性の一方の極性（図では負極性）において、インバータ電流ＩＬがゼロとなる。出力電圧Ｖｃの波形は、正負極性が対称である波形から電流の生じる片側極性（図では正極性）において、リアクトル電圧の低下分だけ低下する。片側極性の電圧の低下によって、出力電圧Ｖｃの基本周期あたりの平均値Ｖｃａｖｇがゼロから低下する。平均値Ｖｃａｖｇは、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃに対応している。なお、平均値Ｖｃａｖｇがゼロから低下するものの、負荷７の投入直後において、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１および負半波期間Ｔ２は、大きく変化しない。

片側極性の電圧の低下により、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃが発生する。直流成分ＤＣＶｃが発生すると、直流成分ＤＣＶｃを補償するための補償量が演算され、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθの絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令がインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定される。

図２に示す例では、正極性の電圧が低下しているため、負の直流成分ＤＣＶｃが発生する。そのため、目標値ＤＣＶｃ＊としてゼロが設定されている場合、図１に示す減算器５１から正の偏差が出力される。演算部５２は、負の直流成分ＤＣＶｃを補償するために、正の補償量を演算する。そして、フィードバック制御部５は、正弦波ｓｉｎθの絶対値と正の補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。これにより、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃがゼロに調整される。

また、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθの絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定するため、フィードバック制御によるゼロクロス付近の電圧の変動が小さい。そのため、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１および負半波期間Ｔ２の変化を抑制できる。

（参考形態との比較）
図３は、参考形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。図３に示す電力変換装置９００は、図１に示す電力変換装置１００と比較して、インバータ制御回路９の代わりにインバータ制御回路９０９を備える。インバータ制御回路９０９は、図１に示すインバータ制御回路９と比較して、フィードバック制御部５の代わりにフィードバック制御部９０５を備える点で相違する。フィードバック制御部９０５は、図１に示すフィードバック制御部５と比較して、絶対値回路５４と乗算器５５とを含まず、かつ、加算器５６の代わりに加算器９５６を含む点で相違する。

加算器９５６は、乗算器５３の出力と演算部５２の出力（補償量）とを加算する。インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊は、加算器９５６から出力される。すなわち、フィードバック制御部９０５は、補償量自体が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。

図４は、参考形態に係る電力変換装置の動作例を示す図である。図４には、図２と同様に、半波整流回路を含む負荷７の投入前後における、出力電圧Ｖｃ、出力電圧Ｖｃの基本周期あたりの平均値Ｖｃａｖｇ、インバータ電流ＩＬ、および、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１と負半波期間Ｔ２との差が示される。

図４に示されるように、片側極性の電圧の低下によって、出力電圧Ｖｃの基本周期あたりの平均値Ｖｃａｖｇがゼロから低下する。その結果、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃが発生する。直流成分ＤＣＶｃが発生すると、フィードバック制御部９０５は、直流成分ＤＣＶｃを補償するための補償量を演算し、補償量が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。これにより、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃがゼロに調整される。すなわち、出力電圧Ｖｃの基本周期あたりの平均値Ｖｃａｖｇがゼロに調整される。

しかしながら、平均値Ｖｃａｖｇをゼロに調整する際に、出力電圧Ｖｃに対して補償量自体が重畳されることにより、図４に示されるように、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１および負半波期間Ｔ２が大きく変化する。

出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１および負半波期間Ｔ２が大きく変化すると、系統連系装置８の検出する周波数変化に大きな変動を与える。その結果、系統連系装置８は、能動的方式の単独運転検出機能によって、無効電力を注入する。

図５は、系統連系装置による無効電力の注入力の決定方法の一例を示す図である。図５には、系統連系装置８によって検出される周波数変化量ｄＦと、無効電力注入力Ｑ＊との関係を示すグラフが示される。周波数変化量ｄＦは、系統連系装置８における交流接続端の電圧の正半波期間Ｔ１と負半波期間Ｔ２とに基づいて検出される。系統連系装置８は、図５に示されるグラフに従って、検出された周波数変化量ｄＦに応じた無効電力注入力Ｑ＊を決定する。

図５に示されるように、系統連系装置８は、周波数変化量ｄＦが－ｄＦ０～ｄＦ０の範囲内においてゲインＧ１に従って無効電力注入力Ｑ＊を決定し、当該範囲外においてゲインＧ２に従って無効電力注入力Ｑ＊を決定する。ｄＦ０は、予め定められる閾値である。

注入される無効電力が大きいほど無効電力に起因する電流経路インピーダンスの電圧が大きく変動するため、周波数変化量ｄＦが増加する。周波数変化量ｄＦの増加は、最終的に単独運転検出による系統連系装置８の解列に繋がる。図５に示されるように、一般的に、ゲインＧ１は、ゲインＧ２より小さく設定される。そのため、電力変換装置は、周波数変化量ｄＦを－ｄＦ０～ｄＦ０の範囲内から変動しないように抑制することが期待される。

図３に示す電力変換装置９００の構成では、図４に示されるように、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１および負半波期間Ｔ２が大きく変化する。そのため、能動的方式の単独運転検出機能による無効電力の注入に起因する系統連系装置８の解列を抑制できない。

これに対し、図１に示す電力変換装置１００の構成では、図２に示されるように、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１および負半波期間Ｔ２の変動が抑制される。そのため、能動的方式の単独運転検出機能による無効電力の注入に起因する系統連系装置８の解列を抑制できる。

（出力電圧の直流成分が過渡的に変動している場合における特許文献１との比較）
次に、図６～図８を参照して、負荷７の投入直後において出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃが過渡的に変動している場合における動作例について説明する。

図６は、直流成分ＤＣＶｃが過渡的に変動しているときの出力電圧Ｖｃの一例を示す図である。図７は、特許文献１に記載の技術を用いたときの、交流電圧指令に重畳される補正成分を模式的に示す図である。図８は、実施の形態１における、交流電圧指令に重畳される補正成分を模式的に示す図である。図７および図８には、図６に示す出力電圧Ｖｃに対して生成される補正成分が示される。なお、図８に示す補正成分は、図１に示す乗算器５５の出力である。

図６に示されるように、直流成分ＤＣＶｃは、負荷７が投入された時点ｔ０ではゼロであるが、単調に増加している。

特許文献１に記載の技術では、半周期毎に直流成分の大きさに応じて、インバータ回路のスイッチ素子を動作させるためのパルス信号が変化する。従って、図７に示されるように、時点ｔ０では直流成分ＤＣＶｃがゼロであるために、時点ｔ０を起点とする半周期では、交流電圧指令に重畳される補正成分はゼロである。その結果、当該半周期において、直流成分ＤＣＶｃがゼロとなるように、インバータが調整されない。

時点ｔ０から半周期経過した時点ｔ１において、直流成分ＤＣＶｃに応じたパルス信号が生成される。そのため、時点ｔ１を起点とする半周期では、時点ｔ１における直流成分ＤＣＶｃをゼロにするための補正成分が交流電圧指令に重畳される。しかしながら、図６に示されるように、時点ｔ１以降も直流成分ＤＣＶｃは徐々に増加している。そのため、時点ｔ１を起点とする半周期において、直流成分ＤＣＶｃは、時点ｔ１の直後ではゼロ付近まで一旦調整されるものの、その後徐々に増加する。

図７に示されるように、出力電圧Ｖｃの直流成分ＤＣＶｃが過渡的に変動している場合、特許文献１に記載の技術では、直流成分ＤＣＶｃを早期にゼロに調整できない。直流成分ＤＣＶｃがゼロに調整されないため、正半波期間および負半波期間も変化し得る。そのため、能動的方式の単独運転検出機能による無効電力の注入に起因する系統連系装置８の解列を十分に抑制できない。

実施の形態１に係る電力変換装置１００では、フィードバック制御部５により、直流成分ＤＣＶｃが常時検出され、直流成分ＤＣＶｃが目標値ＤＣＶｃ＊となるように、インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊が決定される。これにより、図８に示されるように、直流成分ＤＣＶｃが早期に抑制される。

さらに、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθと補償量との積（補正成分）が交流電圧指令に重畳されるため、ゼロクロス付近の電圧の変動が小さい。そのため、出力電圧Ｖｃの正半波期間Ｔ１および負半波期間Ｔ２の変化が抑制される。その結果、能動的方式の単独運転検出機能による無効電力の注入に起因する系統連系装置８の解列を抑制できる。

実施の形態２．
図９は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す図である。図９に示す電力変換装置２００は、図１に示す電力変換装置１００と比較して、インバータ制御回路９の代わりにインバータ制御回路２０９を備える点で相違する。インバータ制御回路２０９は、図１に示すインバータ制御回路９と比較して、フィードバック制御部５の代わりにフィードバック制御部２０５を備える点で相違する。

フィードバック制御部２０５は、フィードバック制御部５と同様に、直流成分ＤＣＶｃを補償するための補償量を演算し、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθの絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。

フィードバック制御部２０５は、減算器５１と、演算部５２と、除算器２５１と、加算器２５２と、減算器２５３と、フィルタ２５４，２５５と、乗算器２５６，２５７と、加算器２５８と、乗算器２５９とを含む。

除算器２５１は、演算部５２から出力された補償量を交流電圧指令の振幅Ｖ＊で除算する。

加算器２５２は、除算器２５１の出力（すなわち、補償量を交流電圧指令の振幅Ｖ＊で除算した値）を１に加算する。すなわち、加算器２５２から（１＋補償量／Ｖ＊）が出力される。減算器２５３は、１から除算器２５１の出力を減算する。すなわち、減算器２５３から（１－補償量／Ｖ＊）が出力される。

フィルタ２５４は、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθのうちゼロ以上を通過させる。フィルタ２５５は、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθのうちゼロ以下を通過させる。

乗算器２５６は、加算器２５２の出力とフィルタ２５４の出力とを乗算する。すなわち、乗算器２５６は、正弦波ｓｉｎθのうちゼロ以上の部分（正極性の部分）と（１＋補償量／Ｖ＊）との積を出力する。

乗算器２５７は、減算器２５３の出力とフィルタ２５５の出力とを乗算する。すなわち、乗算器２５６は、正弦波ｓｉｎθのうちゼロ以下の部分（負極性の部分）と（１－補償量／Ｖ＊）との積を出力する。

加算器２５８は、乗算器２５６の出力と乗算器２５７の出力とを加算する。正弦波ｓｉｎθが正である場合、フィルタ２５５の出力がゼロとなるため、乗算器２５７の出力もゼロとなる。そのため、加算器２５８の出力は、乗算器２５６の出力と一致する。すなわち、ｓｉｎθと（１＋補償量／Ｖ＊）との積が出力される。一方、正弦波ｓｉｎθが負である場合、フィルタ２５４の出力がゼロとなるため、乗算器２５６の出力もゼロとなる。そのため、加算器２５８の出力は、乗算器２５７の出力と一致する。すなわち、ｓｉｎθと（１－補償量／Ｖ＊）との積が出力される。

乗算器２５９は、交流電圧指令の振幅Ｖ＊と加算器２５８の出力とを乗算する。インバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊は、乗算器２５９から出力される。

正弦波ｓｉｎθが正である場合、加算器２５８からｓｉｎθと（１＋補償量／Ｖ＊）との積が出力される。そのため、乗算器２５９からは、ｓｉｎθと補償量との積を交流電圧指令（つまりＶ＊とｓｉｎθとの積）に重畳した指令がインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として出力される。ｓｉｎθが正であるため、ｓｉｎθは、ｓｉｎθの絶対値と等しい。そのため、乗算器２５９からは、ｓｉｎθの絶対値と補償量との積を交流電圧指令に重畳した指令がインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として出力される。

一方、正弦波ｓｉｎθが負である場合、加算器２５８からｓｉｎθと（１－補償量／Ｖ＊）との積が出力される。そのため、乗算器２５９からは、ｓｉｎθの絶対値と補償量との積を交流電圧指令（つまりＶ＊とｓｉｎθとの積）に重畳した指令がインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として出力される。

このように、実施の形態２に係るフィードバック制御部２０５も、実施の形態１と同様に、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθの絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。その結果、実施の形態１と同様の効果を奏する。

なお、上記の説明では、演算部５２と除算器２５１とを別体とした。しかしながら、演算部５２は、除算器２５１による除算を含めた演算を行ない、上記の補償量／Ｖ＊を出力してもよい。この場合、除算器２５１は省略される。

実施の形態３．
図１０は、実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１０に示す電力変換装置３００は、図１に示す電力変換装置１００と比較して、コンデンサＣｐ，Ｃｎを備え、かつ、インバータ２の代わりにインバータ３０２を備える点で相違する。

コンデンサＣｐ，Ｃｎは、直流電源１に接続される入力端の間に直列に接続され、入力電圧を分圧する。コンデンサＣｐの一端は、直流電源１に接続される入力端のうち正側の端子に接続される。コンデンサＣｎの一端は、直流電源１に接続される入力端のうち負側の端子に接続される。コンデンサＣｐ，Ｃｎの他端同士が接続される。

インバータ３０２は、ハーフブリッジインバータであり、半導体スイッチング素子２ｅ，２ｆが直列接続された１つのレグを含む。半導体スイッチング素子２ｅ，２ｆは、交互にオンオフ制御される。これにより、コンデンサＣｐとコンデンサＣｎとの接続点と、半導体スイッチング素子２ｅと半導体スイッチング素子２ｆとの接続点との間に交流のインバータ電圧Ｖｉｎｖが生成される。

実施の形態３に係る電力変換装置３００においても、フィードバック制御部５は、交流電圧指令の周期と同期した正弦波ｓｉｎθの絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。これにより、実施の形態１と同様の効果を奏する。

実施の形態４．
上記の実施の形態１～３に係る電力変換装置は、単相交流電力を供給する。これに対し、実施の形態４に係る電力変換装置は、三相４線式を用いて三相交流電力を供給する。

図１１は、実施の形態４に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１１に示す電力変換装置４００には、例えば三相４線式の構成を有する系統連系装置４０８が接続される。

図１１に示されるように、電力変換装置４００は、コンデンサＣｐ，Ｃｎと、３つのインバータ４１２，４２２，４３２と、３つのフィルタ４１３，４２３，４３３と、３つのインバータ制御回路４１９，４２９，４３９とを備える。

インバータ４１２、フィルタ４１３およびインバータ制御回路４１９は、直流電源１からの入力電圧を受けて電力変換を行ない、Ｕ相の交流電力を供給する回路を構成する。インバータ４２２、フィルタ４２３およびインバータ制御回路４２９は、直流電源１からの入力電圧を受けて電力変換を行ない、Ｖ相の交流電力を供給する回路を構成する。インバータ４３２、フィルタ４３３およびインバータ制御回路４３９は、直流電源１からの入力電圧を受けて電力変換を行ない、Ｗ相の交流電力を供給する回路を構成する。

コンデンサＣｐ，Ｃｎは、実施の形態３と同様に、直流電源１に接続される入力端の間に直列に接続され、入力電圧を分圧する。コンデンサＣｐとコンデンサＣｎとの接続点には中性線が接続される。

インバータ４１２，４２２，４３２の各々は、実施の形態３のインバータ３０２と同様の構成を有し、ハーフブリッジインバータである。

フィルタ４１３，４２３，４３３は、実施の形態１のフィルタ３と同様の構成を有し、それぞれインダクタＬｕ，Ｌｖ，ＬｗとコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗとを含むＬＣフィルタである。

インバータ制御回路４１９，４２９，４３９の各々は、実施の形態１のインバータ制御回路９と同様の構成を有する。すなわち、インバータ制御回路４１９，４２９，４３９の各々は、検出部４とフィードバック制御部５とＰＷＭ制御部６とを含む。ただし、インバータ制御回路４１９，４２９，４３９に含まれるフィードバック制御部５には、互いに２π／３だけ位相のずれた交流電圧指令が入力される。すなわち、インバータ制御回路４２９，４３９のフィードバック制御部５が受ける交流電圧指令の位相は、インバータ制御回路４１９のフィードバック制御部５が受ける交流電圧指令の位相に対して、－２π／３および＋２π／３だけそれぞれ異なる。具体的には、インバータ制御回路４１９，４２９，４３９のフィードバック制御部５が受ける交流電圧指令の周期と同期する正弦波は、ｓｉｎθ，ｓｉｎ（θ－２π／３），ｓｉｎ（θ＋２π／３）でそれぞれ表される。

さらに、インバータ制御回路４１９，４２９，４３９の各々において、検出部４のオフセット誤差に応じた目標値ＤＣＶｃ＊が減算器５１に入力される。

実施の形態４に係る電力変換装置４００においても、各相に対応するフィードバック制御部５は、交流電圧指令の周期と同期した正弦波の絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。これにより、実施の形態１と同様の効果を奏する。

実施の形態４に係る電力変換装置４００は、三相交流電力を供給する。したがって、電力変換装置４００は、多相の交流出力に対応する構成において、正半波期間および負半波期間を大きく変化させることなく、負荷７に応じて発生する直流成分ＤＣＶｃを抑制できる。そのため、自立運転時において、能動的方式の単独運転機能を備える系統連系装置を停止させることなく有効に活用できる。

なお、図１１において、負荷７は、コンデンサＣｕと並列する経路に設置されている。しかしながら、負荷７は、コンデンサＣｖ、コンデンサＣｗ、コンデンサＣｕとコンデンサＣｖの直列端、コンデンサＣｖとコンデンサＣｗの直列端、および、コンデンサＣｕとコンデンサＣｗの直列端のいずれの経路に設置されてもよい。さらに、負荷７は、単相構成に限定されず、三相３線負荷構成および三相４線負荷構成のいずれかを取ってもよい。系統連系装置４０８は、三相３線式の構成を取ってもよい。

実施の形態５．
図１２は、実施の形態５に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施の形態５に係る電力変換装置５００は、実施の形態４の電力変換装置４００の変形例であり、Ｖ相設置型の構成を有する。図１２に示す電力変換装置５００には、例えば三相３線式の構成を有する系統連系装置５０８が接続される。

図１２に示されるように、電力変換装置５００は、コンデンサＣｐ，Ｃｎと、２つのインバータ５１２，５２２と、２つのフィルタ５１３，５２３と、２つのインバータ制御回路５１９，５２９とを備える。

コンデンサＣｐ，Ｃｎは、実施の形態３と同様に、直流電源１に接続される入力端の間に直列に接続され、入力電圧を分圧する。コンデンサＣｐとコンデンサＣｎとの接続点にはＶ相線が接続される。

インバータ５１２、フィルタ５１３およびインバータ制御回路５１９は、直流電源１からの入力電圧を受けて電力変換を行ない、Ｕ相の交流電力を供給する回路を構成する。インバータ５２２、フィルタ５２３およびインバータ制御回路５２９は、直流電源１からの入力電圧を受けて電力変換を行ない、Ｗ相の交流電力を供給する回路を構成する。

インバータ５１２，５２２の各々は、実施の形態３のインバータ３０２と同様の構成を有し、ハーフブリッジインバータである。

フィルタ５１３，５２３は、実施の形態１のフィルタ３と同様の構成を有し、それぞれインダクタＬｕｖ，ＬｗｖとコンデンサＣｕｖ，Ｃｗｖとを含むＬＣフィルタである。

インバータ制御回路５１９，５２９の各々は、実施の形態１のインバータ制御回路９と同様の構成を有する。すなわち、インバータ制御回路５１９，５２９の各々は、検出部４とフィードバック制御部５とＰＷＭ制御部６とを含む。ただし、インバータ制御回路５２９に含まれるフィードバック制御部５が受ける交流電圧指令の位相は、インバータ制御回路５１９に含まれるフィードバック制御部５が受ける交流電圧指令の位相に対してπ／２だけ異なる。すなわち、インバータ制御回路５１９，５２９のフィードバック制御部５に入力される交流電圧指令の周期と同期する正弦波は、ｓｉｎθ，ｓｉｎ（θ＋π／２）でそれぞれ表される。

さらに、インバータ制御回路５１９，５２９の各々において、検出部４のオフセット誤差に応じた目標値ＤＣＶｃ＊が減算器５１に入力される。

実施の形態５に係る電力変換装置５００においても、各相に対応するフィードバック制御部５は、交流電圧指令の周期と同期した正弦波の絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。これにより、実施の形態４と同様の効果を奏する。

なお、図１２において、負荷７は、コンデンサＣｕｖと並列する経路に設置されている。しかしながら、負荷７は、コンデンサＣｗｖ、および、コンデンサＣｕｖとコンデンサＣｗｖの直列端のいずれの経路に設置されてもよい。さらに、負荷７は、単相構成に限定されず、三相３線負荷構成を取ってもよい。

実施の形態６．
図１３は、実施の形態６に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施の形態６に係る電力変換装置６００は、実施の形態４の電力変換装置４００の変形例であり、三相３線式の３相交流電力を供給する。図１３に示す電力変換装置６００には、例えば三相３線式の構成を有する系統連系装置５０８が接続される。

図１３に示されるように、電力変換装置６００は、図１１に示す電力変換装置４００と比較して、コンデンサＣｐ，Ｃｎと中性線とを省略した点で相違する。

実施の形態６に係る電力変換装置６００においても、各相に対応するフィードバック制御部５は、交流電圧指令の周期と同期した正弦波の絶対値と補償量との積が重畳された交流電圧指令をインバータ電圧指令Ｖｉｎｖ＊として決定する。これにより、実施の形態４と同様の効果を奏する。

なお、図１３において、負荷７は、コンデンサＣｕとコンデンサＣｗとの直列端に並列する経路に設置されている。しかしながら、負荷７は、コンデンサＣｖとコンデンサＣｗとの直列端、および、コンデンサＣｕとコンデンサＣｖとの直列端のいずれの経路に設置されてもよい。さらに、負荷７は、単相構成に限定されず、三相３線負荷構成を取ってもよい。

なお、実施の形態３に係る電力変換装置３００は、フィードバック制御部５の代わりに実施の形態２に係るフィードバック制御部２０５を備えてもよい。また、実施の形態４から６に係る電力変換装置において、インバータ制御回路４１９，４２９，４３９，５１９，５２９は、実施の形態２に係るインバータ制御回路２０９と同様の構成を備えてもよい。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 直流電源、２，３０２，４１２，４２２，４３２，５１２，５２２ インバータ、２ａ～２ｆ 半導体スイッチング素子、３，２５４，２５５，４１３，４２３，４３３，５１３，５２３ フィルタ、４ 検出部、４ａ 電圧検出器、４ｂ ローパスフィルタ、５，２０５，９０５ フィードバック制御部、６ ＰＷＭ制御部、７ 負荷、８，４０８，５０８ 系統連系装置、９，２０９，４１９，４２９，４３９，５１９，５２９，９０９ インバータ制御回路、５１，２５３ 減算器、５２ 演算部、５３，５５，２５６，２５７，２５９ 乗算器、５４ 絶対値回路、５６，２５２，２５８，９５６ 加算器、１００，２００，３００，４００，５００，６００，９００ 電力変換装置、２５１ 除算器、Ｃ，Ｃｎ，Ｃｐ，Ｃｕ，Ｃｕｖ，Ｃｖ，Ｃｗ，Ｃｗｖ コンデンサ、Ｌ，Ｌｕ，Ｌｕｖ，Ｌｖ，Ｌｗ，Ｌｗｖ インダクタ。

Claims (6)

1. 電力変換装置であって、
   直流の入力電圧を受けて電力変換を行なう少なくとも１つの回路を備え、
   前記少なくとも１つの回路の各々は、
   前記入力電圧を受けてインバータ電圧を生成するインバータと、
   前記インバータ電圧を受けて出力電圧を出力するフィルタと、
   前記出力電圧の直流成分を検出する検出部と、
   交流電圧指令の大きさを表す第１のパラメータと、前記交流電圧指令の周期と同期した正弦波を表す第２のパラメータと、前記直流成分とを受けて、前記直流成分が目標値となるようにインバータ電圧指令を決定するフィードバック制御部と、
   前記インバータ電圧指令を受けて前記インバータをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御部とを含み、
   前記目標値は、ゼロまたは前記検出部のオフセット誤差に応じた値であり、
   前記フィードバック制御部は、
   前記直流成分を補償するための補償量を演算し、
   前記第１のパラメータをＶ＊、前記正弦波を表す前記第２のパラメータをsinθ、前記補償量をαとするとき、
   Ｖ＊sinθ＋α｜sinθ｜
   を前記インバータ電圧指令として生成する、電力変換装置。
2. 前記フィードバック制御部は、
   前記第１のパラメータと前記正弦波とを乗算する第１乗算器と、
   前記正弦波の絶対値を出力する絶対値回路と、
   前記絶対値と前記補償量とを乗算する第２乗算器と、
   前記第１乗算器の出力と前記第２乗算器の出力とを加算する加算器とを含み、
   前記インバータ電圧指令は、前記加算器から出力される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記フィードバック制御部は、
   前記正弦波のうちゼロ以上を通過させる第１フィルタ部と、
   前記正弦波のうちゼロ以下を通過させる第２フィルタ部と、
   前記補償量を前記第１のパラメータで除算した値を１に加算する第１加算器と、
   １から前記補償量を前記第１のパラメータで除算した値を減算する減算器と、
   前記第１フィルタ部の出力と前記第１加算器の出力とを乗算する第１乗算器と、
   前記第２フィルタ部の出力と前記減算器の出力とを乗算する第２乗算器と、
   前記第１乗算器の出力と前記第２乗算器の出力とを加算する第２加算器と、
   前記第１のパラメータと前記第２加算器の出力とを乗算する第３乗算器とを含み、
   前記インバータ電圧指令は、前記第３乗算器から出力される、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記フィードバック制御部は、前記直流成分と前記目標値との偏差を用いたＰＩ演算により前記補償量を算出する演算部をさらに含む、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記少なくとも１つの回路は、第１回路、第２回路および第３回路を含み、
   前記第２回路および前記第３回路に含まれる前記フィードバック制御部が受ける前記正弦波の位相は、前記第１回路に含まれる前記フィードバック制御部が受ける前記正弦波の位相に対して、－２π／３および＋２π／３だけそれぞれ異なる、請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記少なくとも１つの回路は、第１回路および第２回路を含み、
   前記第２回路に含まれる前記フィードバック制御部が受ける前記正弦波の位相は、前記第１回路に含まれる前記フィードバック制御部が受ける前記正弦波の位相に対してπ／２だけ異なる、請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images