JP7005251B2 - 接続順序の判断方法 - Google Patents

Description

この発明は三相電源線及びアクティブフィルタと接続されるインバータ基板、並びにその接続における電源相の順序を判断する方法に関する。

電力の需要家が設けた電気設備において発生する高調波電流は、その総量の上限値が規制される。例えば当該上限値は日本においては非特許文献１によって規定される。かかる高調波電流の発生は、当該電気設備におけるインバータの動作を一因とする。非特許文献１と類似の規格は米国（非特許文献２参照）、英国（非特許文献３参照）でも設けられている。

かかる高調波電流を低減する一つの手法として、アクティブフィルタの設置が採用される。アクティブフィルタは、各需要家における高調波電流の発生量に応じてその設置台数が選択される。よってアクティブフィルタの設置は現地で実施されることが多い。

このようにアクティブフィルタを現地で設置する際、これが接続される対象となるインバータには、既に三相電源線が接続されている。よってアクティブフィルタを三相電源線に対して、インバータが三相電源線と接続される電源相の順序（以下、単に「相順序」とも称す）と整合させて、接続する必要がある。

そこで、アクティブフィルタの三相電源線に対する相順序がインバータの相順序と異なる場合に対応する付加回路や、相順序の判定を正確に行う為の判定処理が提案されている。

例えば下記の特許文献１では、電源の（線間電圧を意味すると思われる）相間電圧のゼロクロスポイントを検出するゼロクロス検出手段と、高調波電流を発生する電力変換装置に流れ込む電流を検出する電流検出手段とを提案している。ゼロクロス検出手段の異なる相間の信号出力状態に基づいて、電源の欠相が検出される。また上述の信号出力状態および信号出力の位相差に基づいて電源の相順序の異常が検出される。そしてゼロクロス検出手段の信号出力状態と電流検出手段の電流検出結果に基づいて、電流検出手段の、電源に対する接続の異常が検出される。

また、三相電源の相間電圧に不平衡があった場合、インバータに流れ込む電流にも不平衡が生じる。かかる不平衡が発生すると、意図した電流が所定の位相区間で検出できなくなり、電流検出器の接続状態が正常であるにもかかわらず、異常と誤判断してしまう。

そこで、下記の特許文献２では、商用電源の相間電圧のゼロクロスポイントを基準位相として検出する線間電圧ゼロクロス検出手段と、電源から流れる電流を検出する電流検出器の検出に係る電流検出値に基づいて電流不平衡状態に係る係数を検出する電流アンバランス状態検出手段と、電流検出器の検出に係る電流の基本波成分を算出する基本波成分算出手段と、基準位相、電流不平衡状態及び電流の基本波成分に基づいて電流検出器の接続異常の有無を判定する位相角判定手段とを提案している。

なお、インバータとアクティブフィルタとの協働を説明する公知技術として、特許文献３を挙げる。いわゆる電解コンデンサレスインバータを説明する公知技術として、（これを「コンデンサレスインバータ」と称して説明する）非特許文献４，５を挙げる。

特開２００１－９１６００号公報 特開２０１１－１８８５９２号公報 特開２０１４－２０７７４７号公報

「高圧又は特別高圧で受電する需要家の高調波抑制対策ガイドライン」、平成１６年1月制定、原子力安全・保安院 "IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems",ＩＥＥＥ Ｓｔｄ５１９－１９９２（１９９３） "MANAGING HARMONICS A guide to ENA Engineering Recommendation G5/4-1 fifth edition ",ＧＡＭＢＩＣＡ（２００６） 高橋、伊東、「コンデンサレスインバータの制御方法」、昭和６３年電気学会全国大会、P624 伊東、高橋、宮川、「コンデンサレスＰＷＭインバータの制御法」、昭和６３年電気学会全国大会、PP625-626

特許文献１で提案された技術では、電源の欠相及び、相順序の異常を検出するために、複数個のゼロクロス検出手段を用いて、異なる相間のゼロクロス信号を検出することが必要であった。特許文献２で提案された技術では、電流アンバランス状態検出手段などの多くの付加回路が必要であった。

そこで本願では、簡易な構成により、相順序の異常を検出する技術を提供することを目的とする。

この発明にかかるインバータ基板の第１の態様（１００Ｂ）は、三相の電源線（１ｔ，１ｓ，１ｒ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）に設けられ、チョークインプット型のＬＣフィルタ（６）を構成するインダクタ（Ｌ６）、および前記直流電圧を平滑する機能を省略する程に静電容量が小さいコンデンサ（Ｃ６）と、前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）と、前記第１電流（Ｉｔ）と、前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）とに基づいた三相の補償電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、所定の対応関係で前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）に供給する並列型のアクティブフィルタ（２００Ｂ）とを備える。前記電圧検出器（８）が検出する前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）のゼロクロス信号（Ｘｒｓ）は、前記インバータ（４）の制御及び前記アクティブフィルタ（２００Ｂ）の制御のいずれにも採用される。

例えば前記アクティブフィルタ（２００Ｂ）は、連系リアクトル（２６）と、前記連系リアクトルを介して前記補償電流を供給する第２のインバータ（２１）と、前記ＬＣフィルタ（６）を構成する前記コンデンサ（Ｃ６）と整合して小容量であって、その支える電圧（Ｖｄｃ）が前記第２のインバータによって維持されるコンデンサ（２２）と、前記第２のインバータを駆動するアクティブフィルタ制御部（２７）とを有する。

この発明にかかるインバータ基板（１００Ｂ）の第２の態様は、その第１の態様であって、前記第１電流（Ｉｔ）は、前記インバータ（４）の制御及び前記アクティブフィルタ（２００Ｂ）の制御のいずれにも採用される。

この発明にかかる接続順序の判断方法の第１の態様は、インバータ基板（１００Ｂ）と、三相の電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断する方法である。前記インバータ基板は、前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）に設けられ、チョークインプット型のＬＣフィルタ（６）を構成するインダクタ（Ｌ６）、および前記直流電圧を平滑する機能を省略する程に静電容量が小さいコンデンサ（Ｃ６）と、前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）と、前記第１電流（Ｉｔ）と、前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）とに基づいた三相の補償電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、所定の対応関係で前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）に供給する並列型のアクティブフィルタ（２００Ｂ）とを備える。前記方法は、前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）と、少なくとも前記第１電流（Ｉｔ）とに基づいて、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線との接続順序を判断する。

この発明にかかる接続順序の判断方法の第２の態様は、インバータ基板（１００Ａ，１００Ｂ）と、三相の電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断する方法である。前記インバータ基板は、前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）とを備える。前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）と、前記第１電流（Ｉｔ）とに基づいて、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線との接続順序を判断する。

この発明にかかる接続順序の判断方法の第３の態様および第４の態様は、インバータ基板（１００Ａ，１００Ｂ）と前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断する方法である。前記インバータ基板は、三相の電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）に設けられ、チョークインプット型のＬＣフィルタ（６）を構成するインダクタ（Ｌ６）、および前記直流電圧を平滑する機能を省略する程に静電容量が小さいコンデンサ（Ｃ６）と、前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）とを備える。前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）と、少なくとも前記第１電流（Ｉｔ）とに基づいて、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線との接続順序を判断する。

その第３の態様は、特定時点における前記第１電流（Ｉｔ）と前記第２の入力端（２ｒ）に流れる第２電流（Ｉｒ）との大小関係により、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断する。前記特定時点は、前記線間電圧（Ｖｒｓ）が値零を採った時点から前記線間電圧の周期のＮ／１２倍（Ｎ＝１，５，７，１１のいずれか）の時間（ｔｄ）が経過した時点、または前記相電圧（Ｖｒｎ）が値零を採る時点である。

その第４の態様は、特定時点における前記第１電流（Ｉｔ）と前記第３の入力端（２ｓ）に流れる第２電流（Ｉｓ）との大小関係により、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断する。前記特定時点は、前記線間電圧（Ｖｒｓ）が値零を採った時点から前記線間電圧の周期のＮ／１２倍（Ｎ＝１，５，７，１１のいずれか）の時間（ｔｄ）が経過した時点、または前記相電圧（Ｖｒｎ）が値零を採る時点もしくは当該時点から前記相電圧の周期のＭ／１２倍（Ｍ＝２，４，６，８のいずれか）の時間（ｔｄ）が経過した時点である。

例えば、前記インバータ基板（１００Ａ，１００Ｂ）は、前記第２電流（Ｉｒ；Ｉｓ）を検出する第２の電流検出器（３ｒ）を更に備える。

この発明にかかるインバータ基板の第１の態様によれば、入力端子と入力端との間に対応関係があり、所定の入力端子に対応する入力端に流れる電流を検出するので、入力端子と電源線との接続順序が簡易な構成で検出される。そして入力端子と電源線との接続順序に応じた補償電流が、アクティブフィルタから得られる。また電源が不平衡であっても入力端子と電源線との接続順序を検出しやすい。そして部品点数が削減される。

この発明にかかる接続順序の判断方法によれば、簡易な構成で相順序が判断される。特にその第３の態様及び第４の態様は第１乃至第２の態様よりも正確である。

第１の実施の形態にかかるインバータ基板の構成を示す回路図である。 第１の実施の形態にかかるインバータ基板の構成を示す回路図である。 正相接続が得られている場合の諸量を示すグラフである。 逆相接続が得られている場合の諸量を示すグラフである。 三相電源が中性点電位をも出力する三相四線型である場合を部分的に示す回路図である。 正相接続が得られている場合の諸量を示すグラフである。 逆相接続が得られている場合の諸量を示すグラフである。 欠相が発生している場合の諸量を示すグラフである。 第２の実施の形態にかかるインバータ基板の構成を示す回路図である。 正相接続が得られている場合の諸量を示すグラフである。 正相接続が得られている場合の諸量を示すグラフである。 ゼロクロス信号生成器の構成を例示する回路図である。 ゼロクロス信号生成器の構成を例示する回路図である。 第１の実施の形態に対する比較例を示す回路図である。

第１の実施の形態.
＜構成＞
図１は第１の実施の形態にかかるインバータ基板１００Ａの構成及びインバータ基板１００Ａと接続される他の構成要素との接続関係を示す回路図である。

インバータ基板１００Ａは、一対の直流母線ＬＨ，ＬＬと、整流回路２と、インバータ４とを有している。

インバータ基板１００Ａは、三相の電源線１ｒ，１ｓ，１ｔを介して三相電源１に接続される。具体的には、インバータ基板１００Ａは入力接続部５を更に有しており、これを介してインバータ４は三相の電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに接続される。電源線１ｒ，１ｓ，１ｔには、それぞれ三相電源１が出力する三相の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが印加される。以下では便宜上、交流電圧Ｖｒは交流電圧Ｖｓよりも１２０度で進相し、交流電圧Ｖｓは交流電圧Ｖｔよりも１２０度で進相する場合について説明する。

整流回路２は三個の入力端２ｒ，２ｓ，２ｔを有し、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを整流して得る直流電圧を直流母線ＬＨ，ＬＬに印加する。直流母線ＬＨは直流母線ＬＬよりも高電位となる。整流回路２は例えばダイオードブリッジで実現される。

インバータ４は当該直流電圧を他の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して出力する。例えばインバータ４は交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ基板１００Ａに接続されるモータ９へと印加する。

入力接続部５は三個の入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔを有し、これらに三相の電源線１ｒ，１ｓ，１ｔが接続される。入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔはそれぞれ入力端２ｒ，２ｓ，２ｔと対応し、入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔはそれぞれ入力端２ｒ，２ｓ，２ｔに接続される。

入力接続部５には、アクティブフィルタ２００Ａが有する出力接続部２５も接続される。具体的には出力接続部２５は三個の出力端子２５ｒ，２５ｓ，２５ｔを有しており、これらはそれぞれ入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔに接続される。三相の補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、出力端子２５ｒ，２５ｓ，２５ｔを介して、それぞれ対応する（つまり所定の対応関係にある）入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔに供給される。

インバータ基板１００Ａでは交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを、直流電圧に一旦変換してから交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。よってインバータ基板１００Ａの機能それ自身において相順序は不問となる。換言すれば必ずしも入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔが、この順でそれぞれが電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに接続される必要はない。

但し後のアクティブフィルタの動作を説明する便宜上、入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔが、この順で電源線１ｒ，１ｓ，１ｔにそれぞれ接続される場合を正相接続と称し、入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔが、この順で電源線１ｒ，１ｔ，１ｓにそれぞれ接続される場合を逆相接続と称する。図１では正相接続されている場合が図示されている。図２は入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔが、この順で電源線１ｒ，１ｔ，１ｓにそれぞれ接続される場合を部分的に図示する回路図である。図２において省略されている部分は図１の部分と同一である。

なお、入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔが、この順でそれぞれが電源線１ｓ，１ｔ，１ｒに接続される場合、あるいはこの順でそれぞれが電源線１ｔ，１ｒ，１ｓに接続される場合もあり得る。しかしながら、三相電圧においてはこのような二つの場合においても上述の正相接続の場合と同様に扱えるので、これら二つの場合についての説明は省略する。

同様に、入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔが、この順でそれぞれが電源線１ｓ，１ｒ，１ｔに接続される場合、あるいはこの順でそれぞれが電源線１ｔ，１ｓ，１ｒに接続される場合もあり得る。しかしながら、三相電圧においてはこのような二つの場合においても上述の逆相接続の場合と同様に扱えるので、これら二つの場合についての説明は省略する。

インバータ基板１００Ａは更に、直流母線ＬＨ，ＬＬに設けられる平滑フィルタ６を有している。平滑フィルタ６は例えばチョークインプット型のＬＣフィルタであり、インダクタＬ６とコンデンサＣ６とを有して構成される。平滑フィルタ６は整流回路２が直流母線ＬＨ，ＬＬに印加する直流電圧を平滑化し、平滑化された直流電圧をインバータ４に入力する。

インバータ基板１００Ａは更に、インバータ４の動作を制御するインバータ制御部７を有する。例えばインバータ４では、各々が上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを有する三本の電流経路同士が直流母線ＬＨ，ＬＬ間に並列に接続されている。インバータ制御部７は三対の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の開閉を制御する駆動信号Ｇｉをインバータ４に与える。

これら整流回路２，平滑フィルタ６、インバータ４、インバータ制御部７の構成及び相互間の接続関係等は、例えば特許文献３で公知であるので、ここではこれ以上の詳細な説明を省略する。

インバータ基板１００Ａは更に、電圧検出器８と電流検出器３ｔとを有する。電圧検出器８は入力端子５ｒ，５ｓ間の線間電圧Ｖｒｓを検出する。より具体的には線間電圧Ｖｒｓは入力端子５ｓの電位を基準とした入力端子５ｒの電圧である。電流検出器３ｔは入力端２ｔにおいて流れる負荷電流Ｉｔを検出する。

かかる電圧検出器８と電流検出器３ｔの構成自体は、周知の技術で実現できるので、ここではその説明を省略する。

電圧検出器８が検出する対象は、正相接続及び逆相接続のいずれが生じているかによって異なる。具体的には、正相接続が得られている場合、図１に示されるように、入力端子５ｒ，５ｓにはそれぞれ電源線１ｒ，１ｓが接続されるのであるから、交流電圧Ｖｓを基準とした交流電圧Ｖｒの電圧が線間電圧Ｖｒｓとして検出される。他方、逆相接続が得られている場合、入力端子５ｒ，５ｓにはそれぞれ電源線１ｒ，１ｔが接続されるのであるから、交流電圧Ｖｔを基準とした交流電圧Ｖｒの電圧が線間電圧Ｖｒｓとして検出される。

同様にして、電流検出器３ｔが検出する対象も、正相接続及び逆相接続のいずれが生じているかによって異なる。具体的には、正相接続が得られている場合に負荷電流Ｉｔとして検出されるのは、電源線１ｔから得られる電流を後述する補償電流Ｉｗで補償して得られる電流であり、逆相接続が得られている場合に負荷電流Ｉｔとして検出されるのは、電源線１ｓから得られる電流を補償電流Ｉｗで補償して得られる電流である。

インバータ基板１００Ａは、入力端２ｒにおいて流れる負荷電流Ｉｒを検出する電流検出器３ｒ、あるいは入力端２ｓにおいて流れる負荷電流Ｉｓを検出する電流検出器を有してもよい。電流検出器が設けられる相は、電圧検出器が設けられる二つの相に含まれていてもよいし、含まれていなくてもよい。

アクティブフィルタ２００Ａは、並列型アクティブフィルタであり、インバータ２１とコンデンサ２２とを有する。インバータ２１は補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力してコンデンサ２２が支える電圧を電圧Ｖｄｃに維持する。

アクティブフィルタ２００Ａは、電流検出器２３ｕ，２３ｗ、電圧検出器２４、アクティブフィルタ制御部２７をも有している。電流検出器２３ｕ，２３ｗはそれぞれ補償電流Ｉｕ，Ｉｗを検出する。電圧検出器２４は電圧Ｖｄｃを検出する。アクティブフィルタ制御部２７は駆動信号Ｇａを出力する。

補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、負荷電流Ｉｔと線間電圧Ｖｒｓとに基づき、駆動信号Ｇａによるインバータ２１の駆動によって得られる。駆動信号Ｇａは、インバータ基板１００Ａから得られる線間電圧Ｖｒｓ、負荷電流Ｉｔ、及び補償電流Ｉｕ，Ｉｗ（より具体的にはこれらの値：以下同様）に基づいて、あるいは更に負荷電流Ｉｒに基づいて生成される。並列型アクティブフィルタにおけるこのような駆動信号Ｇａの生成それ自体は、周知の技術で実現できるので、ここではその説明を省略する。

アクティブフィルタ２００Ａは連系リアクトル２６をも有する。連系リアクトル２６は三相分のリアクトルで実現され、これを介してインバータ２１から出力接続部２５へ補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給される。

アクティブフィルタ２００Ａが有する構成要素は、一つの基板に纏めて設けられてもよい。

インバータ制御部７、アクティブフィルタ制御部２７のいずれも、これらによって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

例えばインバータ制御部７、アクティブフィルタ制御部２７のいずれも、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成することができる。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。

＜接続順序の判断＞
以下、正相接続及び逆相接続のいずれが生じているかを判断する方法を説明する。かかる判断は、アクティブフィルタ２００Ａを、三相電源１とインバータ基板１００Ａとが既に接続されている状況に対して、新たに設置する際にのみ行えばよい。

上述の様に、インバータ基板１００Ａの動作それ自体は正相接続と逆相接続とでは相違しない。しかしアクティブフィルタ２００Ａを新たに設置する際、その出力端子２５ｒ，２５ｓ，２５ｔは、直接には電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに接続されるのではなく、それぞれ入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔに対して接続される。よって入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔが逆相接続をもたらしている場合、出力端子２５ｒ，２５ｓ，２５ｔは、電源線１ｒ，１ｔ，１ｓにそれぞれ接続されることになる（図２参照）。

よって正相接続が得られている場合と、逆相接続が得られている場合とでは、補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形は相違する。具体的には、逆相接続が得られている場合の補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形は、それぞれ逆相接続が得られている場合の補償電流Ｉｕ，Ｉｗ，Ｉｖの波形となるべきである。

アクティブフィルタ２００Ａは、正相接続が得られている場合であれ、逆相接続が得られている場合であれ、補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを適切に出力する制御が可能である。具体的には正相接続が得られている場合と逆相接続が得られている場合とで、補償電流Ｉｖ，Ｉｗを入れ替えればよい。このような入れ替えは例えば補償電流の位相の遅延によって実現することが特許文献１に開示されている。

従って、一旦、正相接続が得られているか逆相接続が得られているかが判断された後は、それぞれに適した補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力する制御で、アクティブフィルタ２００Ａが動作する。つまり、かかる判断はアクティブフィルタ２００Ａを設置した際に一度行うだけで足りる。アクティブフィルタ２００Ａを設置して出力端子２５ｒ，２５ｓ，２５ｔと入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔとを接続した後は、当該接続を変更する必要がなく、当該接続が維持されるからである。

正相接続と逆相接続のいずれが得られているかは、線間電圧Ｖｒｓもしくは後述する相電圧Ｖｒｎと負荷電流Ｉｔとに基づいて判断される。以下、具体的な判断方法を、個別に説明する。下記の説明は、三相の対称性からｒ相、ｓ相、ｔ相を循環的に入れ替えて読み替えても構わない。

（判断方法１）
図３は正相接続が得られている場合の、図４は逆相接続が得られている場合の、それぞれの諸量を示すグラフである。具体的にはここにいう諸量とは、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ、ゼロクロス信号Ｘｒｓ、及び負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔである。なお相電圧Ｖｒｎも図３、図４に併記した。

ゼロクロス信号Ｘｒｓは、線間電圧Ｖｒｓの符号が負から正へ移る（上昇中の）時点で活性化し、線間電圧Ｖｒｓの符号が正から負へ移る（下降中の）時点で非活性化する信号である。理想的にはゼロクロス信号Ｘｒｓは線間電圧Ｖｒｓが値零を採る時点で活性／非活性する。図３及び図４ではゼロクロス信号Ｘｒｓの活性／非活性をそれぞれ値１，０で示している。ゼロクロス信号Ｘｒｓは、線間電圧Ｖｒｓに基づいて、アクティブフィルタ制御部２７で生成することができるし、電圧検出器８において生成してもよい（下記の「変形１.」参照）。

図１に示される様に、電圧検出器８は入力端子５ｒ，５ｓの間の電圧を測定する。よって線間電圧Ｖｒｓは、図３においては交流電圧Ｖｓを基準とした交流電圧Ｖｒの電圧であり、図４においては交流電圧Ｖｔを基準とした交流電圧Ｖｒの電圧である。同様にして図３において線間電圧Ｖｓｔは交流電圧Ｖｔを基準とした交流電圧Ｖｓの電圧であり、線間電圧Ｖｔｒは交流電圧Ｖｒを基準とした交流電圧Ｖｔの電圧である。また図４において線間電圧Ｖｓｔは交流電圧Ｖｓを基準とした交流電圧Ｖｔの電圧であり、線間電圧Ｖｔｒは交流電圧Ｖｒを基準とした交流電圧Ｖｓの電圧である。

つまり、図４における線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒは、図３における線間電圧Ｖｔｒ，Ｖｓｔ，Ｖｒｓに、いずれも値（－１）を乗じて得られる値と一致する。

この動作の説明では線間電圧Ｖｓｔ，Ｖｔｒは検出されず、また利用もされないが、上記の線間電圧の関係を理解しやすいように記載している。

補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの影響を受けるのは電源線１ｒ，１ｓ，１ｔを流れる電源電流であって、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ自体は補償電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの影響を受けない。よって図４における負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは、図３における負荷電流Ｉｒ，Ｉｔ，Ｉｓと一致する。但しいずれの場合も負荷電流Ｉｓについては負荷電流Ｉｒ，Ｉｔから算出することが可能である（∵Ｉｒ＋Ｉｓ＋Ｉｔ＝０）。

正相接続、逆相接続のいずれが得られているかに応じて、線間電圧Ｖｒｓ、負荷電流Ｉｔはそれぞれ上述の通り相違することを利用して、下記の判断を行う。

(i-1)線間電圧Ｖｒｓが上昇して値零を採った時点から時間ｔｄが経過した時点における負荷電流Ｉｔを検出する。当該時間ｔｄは、線間電圧Ｖｒｓの周期の１／１２倍、または１１／１２倍の時間である。上記周期は線間電圧Ｖｒｓの経時的変化から容易に計算でき、またこれは三相の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのいずれの周期とも一致する。図３及び図４の各々において上記周期の１／１２倍を時間ｄで示し、ｔｄ＝ｄである場合を例示した。もちろん、ｔｄ＝１１・ｄに選定することもできる。

(ii-1)上記(i-1)で検出された負荷電流Ｉｔが正の第１閾値より大きければ正相接続が得られていると判断する。上記(i-1)で検出された負荷電流Ｉｔが負の第２閾値より小さければ逆相接続が得られていると判断する。これは上述のように、逆相接続が得られている場合の負荷電流Ｉｔは正相接続が得られている場合の負荷電流Ｉｓを検出していることになるからである。

あるいは下記の判断を行う：
(i-2)時間ｔｄとして上記周期の５／１２倍（ｔｄ＝５・ｄ）、または７／１２倍の時間（ｔｄ＝７・ｄ）を採用し、上記(i-1)と同様に負荷電流Ｉｔを検出し；
(ii-2)上記(i-2)で検出された負荷電流Ｉｔが正の第１閾値より大きければ逆相接続が得られていると判断する。上記(i-2)で検出された負荷電流Ｉｔが負の第２閾値より小さければ正相接続が得られていると判断する。

このようにして判断方法１によれば、簡易な構成により、相順序の異常を検出することができる。

ここで第１閾値や第２閾値としては、それぞれ所定の定数を用いるのみならず、負荷電流Ｉｔの平均値をこれらのいずれか一方、あるいは両方に用いてもよい。上記判断や計算はアクティブフィルタ制御部２７において周知の技術を用いて実行される。

また、上記(i-1）,(i-2)で線間電圧Ｖｒｓが値零を採った時点として、ゼロクロス信号Ｘｒｓが活性から非活性化した時点（つまり線間電圧Ｖｒｓが下降して値零を採った時点）を採用する場合、それぞれ上記(ii-1),（ii-2)の判断結果は逆になる（図３及び図４参照）。

負荷電流Ｉｒが検出される場合、下記の判断により、正相接続、逆相接続が判断できる：
線間電圧Ｖｒｓが値零を採った（ここではゼロクロス信号Ｘｒｓが非活性から活性化した時点）後、時間ｔｄの経過後における負荷電流Ｉｒを検出し；
時間ｔｄが上記周期の１／１２倍（ｔｄ＝ｄ）であれば、検出された負荷電流Ｉｒが正の閾値より大きければ逆相接続が、小さければ正相接続が得られていると判断し；
時間ｔｄが上記周期の５／１２倍（ｔｄ＝５・ｄ）であれば、検出された負荷電流Ｉｒが正の閾値より大きければ正相接続が、小さければ逆相接続が得られていると判断し；
時間ｔｄが上記周期の７／１２倍（ｔｄ＝７・ｄ）であれば、検出された負荷電流Ｉｒが負の閾値より大きければ正相接続が、小さければ逆相接続が得られていると判断し；
時間ｔｄが上記周期の１１／１２倍（ｔｄ＝１１・ｄ）であれば、検出された負荷電流Ｉｒが負の閾値より大きければ逆相接続が、小さければ正相接続が得られていると判断する。

ゼロクロス信号Ｘｒｓが活性から非活性化した時点を採用する場合、上記判断結果は逆になる。同様にして、負荷電流Ｉｓが検出される場合にも正相接続と逆相接続のいずれが得られているかが判断される。

以上のことから、特定時点における負荷電流を検出し、その値を少なくとも一つの閾値と比較することで、正相接続と逆相接続のいずれが得られているかが判断できる。

さて線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒは、正相接続、逆相接続のいずれにおいても、相互に周期が等しく、かつその周期の４／１２倍の時間で位相がずれている。またこれらの周期の１／１２，５／１２倍の時間同士の間、当該周期の７／１２，１１／１２倍の時間同士の間は、いずれも当該周期の４／１２倍の時間の整数倍で相違する。

よって、線間電圧Ｖｒｓが値零を採った時点から、その周期の１／１２，５／１２，７／１２，１１／１２倍の時間が経過した時点は、線間電圧Ｖｓｔが値零を採った時点から、その周期の１／１２，５／１２，７／１２，１１／１２倍の時間が経過した時点のいずれかであり、かつ、線間電圧Ｖｔｒが値零を採った時点から、その周期の１／１２，５／１２，７／１２，１１／１２倍の時間が経過した時点のいずれかである。

よって上述の特定時点とは、いずれかの二相間の線間電圧が値零を採った時点から、線間電圧の周期のＮ／１２倍の時間（但しＮ＝１，５，７，１１のいずれか）が経過した時点であると言える。

図５は、三相電源１が中性点電位Ｖｎをも出力する三相四線型である場合を部分的に示す回路図である。図５において省略されている部分は図１の部分と同一である。入力接続部５は中性点電位Ｖｎを受ける中性点入力端子５ｎを更に有し、電圧検出器８は中性点入力端子５ｎを基準とした交流電圧Ｖｒとして相電圧Ｖｒｎを測定する。

正相接続されている場合には、相電圧Ｖｒｎが負から正へ向かう際（上昇中）に零を採る時点は、線間電圧Ｖｒｓが負から正へ向かう際（上昇中）に零を採る時点よりも、上記周期の１／１２倍の時間ｄで遅延する。また、逆相接続されている場合には、相電圧Ｖｒｎが負から正へ向かう際に零を採る時点は、線間電圧Ｖｒｓが負から正へ向かう際に零を採る時点よりも、上記周期の１１／１２倍の時間１１・ｄで遅延する。よって相電圧Ｖｒｎが零を採る時点を基準とした時点において検出される負荷電流を用いて、上記判断と同様にして、正相接続と逆相接続のいずれが得られているかが判断できる。

具体的には、下記の判断を行う：
(i-3)相電圧Ｖｒｎが上昇して値零を採った時点における負荷電流Ｉｔを検出し；
(ii-3)上記(i-3)で検出された負荷電流Ｉｔが正の第１閾値より大きければ正相接続が得られていると判断する。上記(i-3)で検出された負荷電流Ｉｔが負の第２閾値より小さければ逆相接続が得られていると判断する。

あるいは下記の判断を行う：
(i-4)相電圧Ｖｒｎが上昇して値零を採った時点から時間ｔｄが経過した時点における負荷電流Ｉｔを検出する。当該時間ｔｄは、相電圧Ｖｒｎの周期の６／１２倍の時間（ｔｄ＝６・ｄ）である。上記周期は相電圧Ｖｒｎの経時的変化から容易に計算でき、またこれは三相の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのいずれの周期とも一致する。

(ii-4)上記(i-4)で検出された負荷電流Ｉｔが正の第１閾値より大きければ逆相接続が得られていると判断する。上記(i-4)で検出された負荷電流Ｉｔが負の第２閾値より小さければ正相接続が得られていると判断する。

あるいは下記の判断を行う：
(i-5)時間ｔｄとして上記周期の２／１２倍（ｔｄ＝２・ｄ）を採用し、(i-4)と同様に負荷電流Ｉｔを検出し；
(ii-5)上記(i-5)で検出された負荷電流Ｉｔが負の閾値より大きければ正相接続が得られていると判断する。上記(i-5)で検出された負荷電流Ｉｔが当該閾値より小さければ逆相接続が得られていると判断する。

あるいは下記の判断を行う：
(i-6)時間ｔｄとして上記周期の４／１２倍（ｔｄ＝４・ｄ）を採用し、上記(i-4)と同様に負荷電流Ｉｔを検出し；
(ii-6)上記(i-6)で検出された負荷電流Ｉｔが負の閾値より大きければ逆相接続が得られていると判断する。上記(i-6)で検出された負荷電流Ｉｔが当該閾値より小さければ正相接続が得られていると判断する。

あるいは下記の判断を行う：
(i-7)時間ｔｄとして上記周期の８／１２倍（ｔｄ＝８・ｄ）を採用し、上記(i-4)と同様に負荷電流Ｉｔを検出し；
(ii-7)上記(i-7)で検出された負荷電流Ｉｔが正の閾値より大きければ逆相接続が得られていると判断する。上記(i-7)で検出された負荷電流Ｉｔが当該閾値より小さければ正相接続が得られていると判断する。

あるいは下記の判断を行う：
(i-8)時間ｔｄとして上記周期の１０／１２倍（ｔｄ＝１０・ｄ）を採用し、上記(i-4)と同様に負荷電流Ｉｔを検出し；
(ii-8)上記(i-8)で検出された負荷電流Ｉｔが正の閾値より大きければ正相接続が得られていると判断する。上記(i-8)で検出された負荷電流Ｉｔが当該閾値より小さければ逆相接続が得られていると判断する。

相電圧Ｖｒｎが下降して零を採る時点を基準とした場合には、上記(ii-3)～(ii-8)における正相接続、逆相接続の判断結果は逆となる。

以上のことから、相電圧Ｖｒｎに基づいて特定時点を決定し，特定時点における負荷電流を検出し、その値を少なくとも一つの閾値と比較することで、正相接続と逆相接続のいずれが得られているかが判断できる。

さて相電圧Ｖｒｎと相電圧Ｖｓｎ，Ｖｔｎ（不図示）とは、正相接続、逆相接続のいずれにおいても、相互に周期が等しく、かつその周期の４／１２倍の時間で位相がずれている。またこれらの周期の２／１２，４／１２，６／１２，８／１２，１０／１２倍の時間は、周期の２／１２倍の時間の整数倍で相違する。

よって、相電圧Ｖｒｎが値零を採った時点及びその周期の２／１２，４／１２，６／１２，８／１２，１０／１２倍の時間が経過した時点は、相電圧Ｖｓｎが値零を採った時点及びその周期の２／１２，４／１２，６／１２，８／１２，１０／１２倍の時間が経過した時点のいずれかであり、かつ、相電圧Ｖｔｎが値零を採った時点及びその周期の２／１２，４／１２，６／１２，８／１２，１０／１２倍の時間が経過した時点いずれかである。

よって上述の特定時点とは、いずれかの相電圧が値零を採る時点もしくは当該時点から相電圧の周期のＮ／１２倍の時間（但しＮ＝２，４，６，８，１０のいずれか）が経過した時点であると言える。

負荷電流Ｉｔそれ自体を測定するのみならず、その平均値や増減を根拠として、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断することもできる。

例えば、線間電圧Ｖｒｓが上昇して値零を採った時点から時間ｔｄが経過した時点の直後の、時間ｄの長さの期間（以下「特定期間」）における負荷電流Ｉｔの平均値を検出する。ここで(i-1)に類似してｔｄ＝ｄ、あるいはｔｄ＝１１・ｄに設定する。この場合に当該平均値は、正相接続が得られていれば正となり、逆相接続が得られていれば負となる。(i-2)に類似してｔｄ＝５・ｄ、あるいはｔｄ＝７・ｄに設定する。この場合に当該平均値は、正相接続が得られていれば負となり、逆相接続が得られていれば正となる。

線間電圧Ｖｒｓが下降して値零を採る時点を基準とすれば、正相接続／逆相接続についてのこれらの判断は反対となる。また線間電圧Ｖｒｓが値零を採る時点に代えて、相電圧Ｖｒｎが値零を採る時点を採用しても、正相接続／逆相接続について判断できる。

よって上述の特定期間における電流の平均値と、少なくとも一つの閾値との比較によって、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断することができる。同様にして、他の線間電圧Ｖｓｔ，Ｖｔｒや相電圧Ｖｒｎに基づいて特定時点を、ひいては特定期間を設定しても、当該平均値を用いて、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断することができる。

あるいは例えば線間電圧Ｖｒｓが上昇して値零を採る時点もしくは当該時点から時間ｔｄ＝１０・ｄが経過した時点の直後の、時間ｄの長さの期間を特定期間として考える。特定期間での負荷電流Ｉｔは、正相接続が得られていれば増大し、逆相接続が得られていれば減少する。あるいは例えば線間電圧Ｖｒｓが上昇して値零を採る時点から時間ｔｄ（＝４・ｄ,６・ｄのいずれか）が経過した時点の直後の、時間ｄの長さの期間を特定期間として考える。特定期間での負荷電流Ｉｔは、正相接続が得られていれば減少し、逆相接続が得られていれば増大する。線間電圧Ｖｒｓが下降して値零を採る時点を基準とすれば、正相接続／逆相接続についてのこれらの判断は反対となる。

よって上述の特定期間における電流の増減によって、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断することができる。同様にして、他の線間電圧Ｖｓｔ，Ｖｔｒや相電圧Ｖｒｎに基づいて特定時点を、ひいては特定期間を設定しても、当該増減を用いて、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断することができる。

（判断方法２）
負荷電流Ｉｔのみならず負荷電流Ｉｒも検出される場合、下記の判断により、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかが判断される。

(iii)線間電圧Ｖｒｓが値零を採った時点（ここではゼロクロス信号Ｘｒｓが非活性から活性化した時点）から、時間ｔｄが経過した時点（特定時点）における負荷電流Ｉｒ，Ｉｔを検出し、負荷電流Ｉｓ＝－Ｉｔ－Ｉｒとして求める。

(iv)上記(iii)で検出、計算された負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大小関係を判定する。(iii)においてｔｄ＝ｄに設定されており、Ｉt＞Ｉｒ＞Ｉｓであれば正相接続が得られていると判断する。Ｉｒ＞Ｉｓ＞Ｉｔであれば逆相接続が得られていると判断する。

このようにして判断方法２によれば、簡易な構成により、相順序の異常を検出することができる。しかも負荷電流Ｉｔの極性に依拠する判断方法１では正確な判断を行うために種々の閾値の適切な設定が望ましいのに対し、負荷電流Ｉｒ，Ｉｔ，Ｉｓの大小関係に依拠する判断方法２の方が判断が正確となる。

上述の様に図４における負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは、図３における負荷電流Ｉｒ，Ｉｔ，Ｉｓとそれぞれ一致するが、(iii)の検出を行う時点が線間電圧Ｖｒｓに依存しているので、逆相接続が得られている場合の負荷電流同士の大小関係は上述のようになる。もちろん、負荷電流Ｉｓを計算することなく、負荷電流Ｉｔ，Ｉｒの大小関係だけで、上記不等式にもとづいて、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断することができる。

あるいは負荷電流Ｉｒを直接には検出せず、負荷電流Ｉｔの位相をずらして推定し、負荷電流Ｉｔ，Ｉｒの大小関係だけで、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断してもよい。上記判断や計算はアクティブフィルタ制御部２７において周知の技術を用いて実行される。

上記(iii）で線間電圧Ｖｒｓが値零を採った時点として、ゼロクロス信号Ｘｒｓが活性から非活性化した時点を採用する場合、上記(iv)の判断結果は逆になる（図３及び図４参照）。

判断方法２においても判断方法１と同様に、時間ｔｄが上記周期のＮ／１２倍（Ｎ＝１，５，７，１１のいずれか）であれば、上記のタイミングで検出される負荷電流の大小関係から、正相接続及び逆相接続のいずれが得られているかが判断される。

あるいは相電圧Ｖｒｎが値零を採った時点で検出される負荷電流Ｉｔ，Ｉｒの大小関係に基づいて、正相接続及び逆相接続のいずれが得られているかが判断されてもよい。

相電圧Ｖｒｎに対応する相とは異なる二相の負荷電流Ｉｓ，Ｉｔが検出あるいは計算される場合、下記の判断により、正相接続、逆相接続のいずれが得られているかが判断される。

(iv-1)特定時点として、相電圧Ｖｒｎが上昇して値零を採る時点、あるいは当該時点から相電圧の周期の２／１２，１０／１２倍の時間ｔｄが経過した時点が採用される場合、Ｉt＞Ｉｓであれば正相接続が得られていると判断する。Ｉｓ＞Ｉｔであれば逆相接続が得られていると判断する。

(iv-2)特定時点として、相電圧Ｖｒｎが上昇して値零を採る時点から相電圧の周期の４／１２，６／１２，８／１２倍の時間ｔｄが経過した時点が採用される場合、Ｉt＞Ｉｓであれば逆相接続が得られていると判断する。Ｉｓ＞Ｉｔであれば正相接続が得られていると判断する。

特定時点として、相電圧Ｖｒｎが下降して値零を採る時点を基準にすれば、上記(iv-1)，(iv-2)の判断結果は逆になる。

（判断方法３）
図６は正相接続が得られている場合の、図７は逆相接続が得られている場合の、それぞれの諸量を示すグラフである。具体的にはここにいう諸量とは、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ、ｄ軸電流候補Ｉｄ及びその直流成分（電源周波数成分）Ｉｄ０、及びｑ軸電流候補Ｉｑ及びその直流成分（電源周波数成分）Ｉｑ０である。

一般にはｄ軸電流及びｑ軸電流は、負荷電流の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周期的変動と同期する電流成分である。ｑ軸電流はｄ軸電流に対して位相が直交する電流成分である。この実施の形態ではｄ軸電流候補Ｉｄは、例えば下記のようにしてアクティブフィルタ制御部２７において周知の技術を用いて求められる。

(v)線間電圧Ｖｒｓ（あるいは相電圧のいずれか）から交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのいずれかの位相Φの推定値Φ＾を得る；
(vi)推定値Φ＾に基づいて負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを三相／二相変換することにより、推定値Φ＾と同相の電流成分としてｄ軸電流候補Ｉｄを求める。

ｑ軸電流候補Ｉｑはｄ軸電流候補Ｉｄと位相が直交、たとえば９０度進相する電流成分として、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの三相／二相変換から求められる。

推定値Φ＾の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに対する定常的な位相差は、ｄ軸電流候補Ｉｄを求める際に問題とはならない。ｄ軸電流候補Ｉｄは、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周期的変動と同期するからである。

しかし、推定値Φ＾は、線間電圧Ｖｒｓを交流電圧Ｖｓを基準とした交流電圧Ｖｒの値として把握して求められる。換言すれば正相接続が得られている場合に、推定値Φ＾は位相Φと同期する。しかしながら、逆相接続が得られている場合には、推定値Φ＾は位相Φと同期せず、推定値Φ＾の進相方向は位相Φの遅相方向となる。

つまり、正相接続が得られている場合には推定値Φ＾は位相Φと同期し、推定値Φ＾に基づいて得られたｄ軸電流候補Ｉｄも位相Φと同期する。即ち、ｄ軸電流候補Ｉｄはｄ軸電流として正しく求められている。

他方、逆相接続が得られている場合には推定値Φ＾は位相Φと同期せず、推定値Φ＾に基づいて得られたｄ軸電流候補Ｉｄも位相Φと同期しない。即ち、ｄ軸電流候補Ｉｄはｄ軸電流とは異なる値が求められていることになる。ｑ軸電流候補Ｉｑについても同様である。

整流回路２がダイオードブリッジである場合、回生電流が負荷電流に影響を与えることはない。よってｄ軸電流は負値を採らない（図６参照）。つまり正相接続が得られている場合、ｄ軸電流候補Ｉｄは負値を採らない。これに対して、逆相接続が得られている場合推定値Φ＾は位相Φと同期せず、ｄ軸電流候補Ｉｄは線間電圧Ｖｒｓの半周期中に負値を採る。図７ではｄ軸電流候補Ｉｄが－１０（Ａ）に達する場合が例示されている。よって下記判断が採用される。

(vii)線間電圧Ｖｒｓの半周期中にｄ軸電流候補Ｉｄの極性（正負）の変動がなければ正相接続が得られていると判断し、当該変動があれば逆相接続が得られていると判断する。

このようにして判断方法３によれば、簡易な構成により、相順序の異常を検出することができる。

（判断方法４）
ｄ軸電流候補Ｉｄの極性の変動の検出は、ｄ軸電流候補Ｉｄと値零との比較となり、推定値Φ＾の計算や、三相/二相変換の計算における誤差の影響も大きい。よってｄ軸電流候補Ｉｄの直流成分Ｉｄ０を求め、直流成分Ｉｄ０と所定の閾値とを比較してもよい。つまり下記判断が採用される。

(viii-1)直流成分Ｉｄ０が正の所定値を超えれば正相接続が得られていると判断し、そうでなければ逆相接続が得られていると判断する。

正相接続が得られている場合を示す図６では直流成分Ｉｄ０が４（Ａ）程度であるのに対し、逆相接続が得られている場合を示す図７では直流成分Ｉｄ０が殆ど０（Ａ）であることが示されている。

同様にして、ｑ軸電流候補Ｉｑの直流成分Ｉｑ０を求め、直流成分Ｉｑ０と所定の閾値とを比較してもよい。正相接続が得られている場合を示す図６では直流成分Ｉｑ０が－０．５（Ａ）程度であるのに対し、逆相接続が得られている場合を示す図７では直流成分Ｉｑ０が殆ど０（Ａ）であることが示されている。よって下記判断が採用される。

(viii-2)直流成分Ｉｑ０が負の所定値を超えれば逆相接続が得られていると判断し、そうでなければ正相接続が得られていると判断する。

このようにして判断方法４によれば、簡易な構成により、相順序の異常を検出することができる。しかも極性の判断に依拠する判断方法３よりも、判断の閾値を設定しやすい。換言すれば判断方法４の方が判断方法３よりも簡易に正確な判断が行える。

ｄ軸電流候補Ｉｄやその直流成分Ｉｄ０、ｑ軸電流候補Ｉｑやその直流成分Ｉｑ０を求めること、及び上記の判断はアクティブフィルタ制御部２７において周知の技術を用いて実行される。

＜第１の実施の形態の利点＞
上記の判断方法１～４はいずれも、インバータ基板１００Ａにおいて、
(a)入力端子５ｔに接続された入力端２ｔに流れる負荷電流Ｉｔを電流検出器３ｔが検出し（及び／又は入力端子５ｒに接続された入力端２ｒに流れる負荷電流Ｉｒを電流検出器３ｒが検出し）、
(b)電圧検出器８が、入力端子５ｓの電位を基準とした入力端子５ｒの電圧として線間電圧Ｖｒｓを（あるいは中性点入力端子５ｎの電位を基準とした入力端子５ｒの電圧として相電圧Ｖｒｎを）検出し、
(c)負荷電流Ｉｔ（及び／又は負荷電流Ｉｒ）及び線間電圧Ｖｒｓ（あるいは相電圧Ｖｒｎ）の検出値をアクティブフィルタ制御部２７が得ることを想定している。

図１４は第１の実施の形態に対する比較例を示す回路図である。図１４において、インバータ基板１００Ｃは第１の実施の形態のインバータ基板１００Ａから電流検出器３ｔ，３ｒ及び電圧検出器８を除去した構成を有している。また、アクティブフィルタ２００Ｃは第１の実施の形態のアクティブフィルタ２００Ａに対して、電圧検出器２８，２９を追加した構成を有している。電圧検出器２８，２９は互いに、異なる線間電圧を検出する。

図１４ではアクティブフィルタ２００Ｃの出力端子２５ｒ，２５ｓ，２５ｔは、それぞれ電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに接続される。またインバータ基板１００Ｃの入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔも、それぞれ電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに接続される。つまり図１４では正相接続が得られている場合が示されている。電源線１ｒ，１ｔにはそれぞれ電流検出器２３ｒ，２３ｔが設けられており、入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔへ流入する負荷電流の二相分が検出される。このような構成は例えば特許文献１で公知である。

しかしながら、電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに対して既にインバータ基板１００Ｃが接続されている状況に対して、後からアクティブフィルタ２００Ｃを接続する場合、電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに対する出力端子２５ｒ，２５ｓ，２５ｔの接続が正しく行われても、電流検出器２３ｒ，２３ｔが電源線１ｒ，１ｔに対して正しく設けられないという過誤があり得る。換言すれば、アクティブフィルタ２００Ｃを現地で設置する場合、電流検出器２３ｒ，２３ｔと電圧検出器２８，２９とでは、電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに対する電気的な配置関係が整合しない過誤があり得る。

このような場合、正相接続と逆相接続のいずれが得られているかをアクティブフィルタ制御部２７が判断するに際し、上述の様に二つの異なる線間電圧を要する。即ち二つの電圧検出器２８，２９が必要となる。またその判断処理も煩雑である。

これに対して第１の実施の形態では、入力端子５ｒ，５ｓ，５ｔと、入力端２ｒ，２ｓ，２ｔと、電圧検出器８と、電流検出器３ｔ（あるいは更に電流検出器３ｒ）との接続関係がインバータ基板１００Ａの内部で固定されている。よってアクティブフィルタ２００Ａが新たに接続されても、電圧検出器８と電流検出器３ｔとの電源線１ｒ，１ｓ，１ｔに対する電気的な配置関係は、整合したままとなる。

従って図１４に示された比較例よりも、第１の実施の形態の方が、判断方法１～４のように、従来の技術（例えば特許文献１、２で紹介された技術）よりも簡易な構成により、相順序の異常が検出される。

＜欠相判断＞
第１の実施の形態において、電源線１ｒ，１ｓ，１ｔにおける欠相を判断することもできる。図８は、電源線１ｔが地絡して欠相が発生している場合の諸量を示すグラフである。具体的にはここにいう諸量とは、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ及びゼロクロス信号Ｘｒｓ、並びに負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔである。上記欠相のためＶｓｔ＝Ｖｔｒ＝（－１／２）・Ｖｒｓの関係がある。

このような場合、線間電圧Ｖｒｓが値零を採った時点（ゼロクロス信号Ｘｒｓが非活性から活性化した時点であっても、活性から非活性化した時点であっても）から、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周期のＮ／１２（Ｎ＝１，５，７，１１のいずれか）の時間ｔｄ（図８ではｔｄ＝ｄの場合が例示されている）が経過した時点における負荷電流Ｉｔを検出し、負荷電流Ｉｔの大きさ（絶対値）が所定値よりも小さいことにより、入力端子５ｔにおいて欠相が生じていると判断できる。逆に当該大きさが当該所定値以上であることで、欠相が存在していないと判断できる。よって入力端子５ｔにおける欠相の有無が判断される。

かかる判断は正相接続が得られているか逆相接続が得られているかを問わない。欠相が生じていれば、この時点において負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは全て理想的には零となっているからである。

同様にして、相電圧Ｖｒｎに基づいて設定した特定時点における負荷電流Ｉｔを検出しても、同様に欠相の有無が判断される。当該特定時点は、相電圧Ｖｒｎが値零を採る時点（上昇して値零を採る時点でも、下降して値零を採る時点でも）である。

なお、正相接続及び逆相接続のいずれが得られているかを判断する場合とは異なり、欠相の有無を判断する処理は、アクティブフィルタ２００Ａの運転を開始する度に行うことが望ましい。アクティブフィルタ２００Ａの設置後において接続関係は変更されないのに対し、欠相は電源系統や設備の不具合によって、設置後においても発生する可能性がある。アクティブフィルタ２００Ａの運転を開始する度に欠相判断を行うことで、アクティブフィルタ２００Ａ、ひいてはインバータ基板１００Ａの異常な動作を回避することが望ましい。

なお、正相接続及び逆相接続のいずれが得られているかが既知であれば、欠相判断を行えるタイミングは更に増える。具体的には、正相接続が得られている場合には、図３を参照して、相電圧Ｖｒｎが値零を採る時点もしくは当該時点から時間ｔｄ（＝４・ｄ、６・ｄ、１０・ｄのいずれか）が経過した時点での負荷電流Ｉｔの絶対値が当該所定値より小さければ入力端子５ｔにおいて欠相が発生していると判断できる。当該絶対値が当該所定値以上であれば入力端子５ｔにおいて欠相が発生していないと判断できる。逆相接続が得られている場合には、図４を参照して、相電圧Ｖｒｎが値零を採る時点もしくは当該時点から時間ｔｄ（＝２・ｄ、６・ｄ，８・ｄのいずれか）が経過した時点での負荷電流Ｉｔの絶対値が当該所定値より小さければ入力端子５ｔにおいて欠相が発生していると判断できる。当該絶対値が当該所定値以上であれば入力端子５ｔにおいて欠相が発生していないと判断できる。

第２の実施の形態.
＜構成＞
第１の実施の形態で示されたインバータ基板１００Ｃに対して、アクティブフィルタを搭載することもできる。これは、平滑フィルタ６が有するコンデンサＣ６から平滑機能を省略した、いわゆる電解コンデンサレスインバータに適している。電解コンデンサレスインバータではコンデンサＣ６はインバータ４のスイッチングノイズの除去を担えば足り、よって小さな静電容量で足りる。これにより平滑フィルタ６から電解コンデンサを排除することができる。

電解コンデンサレスインバータでは、直流母線ＬＨ，ＬＬに与えられる直流電圧が、電源電圧の整数倍で変動することを前提として制御される。よってアクティブフィルタを電解コンデンサレスインバータに適用した場合、第１の実施の形態に即して言えば、インバータ制御部７には三相の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相についての情報が必要となる。

そこで本実施の形態では、線間電圧Ｖｒｓ（の値についての情報）をアクティブフィルタ制御部２７に与えるのみならず、インバータ制御部７にも与えることにより、コンデンサＣ６を小さくする場合の、インバータ基板について説明する。

図９は、第２の実施の形態にかかるインバータ基板１００Ｂの構成及びインバータ基板１００Ｂと接続される他の構成要素との接続関係を示す回路図である。

インバータ基板１００Ｂは、第１の実施の形態で説明されたインバータ基板１００Ａに追加して、アクティブフィルタ２００Ｂを備えた構成を有している。但しコンデンサＣ６は電解コンデンサではないことを示すため、その表記には通常のコンデンサの記号が採用されている。

アクティブフィルタ２００Ｂは、第１の実施の形態で説明されたアクティブフィルタ２００Ａから出力接続部２５を省略した構成を有している。但し、コンデンサ２２はコンデンサＣ６と整合して小容量であり、通常のコンデンサの記号で示されている。

連系リアクトル２６のインバータ２１と反対側の端は、入力接続部５と整流回路２との間において接続される。これにより補償電流Ｉｕは入力端子５ｒと入力端２ｒとを接続する配線に供給され、補償電流Ｉｖは入力端子５ｓと入力端２ｓとを接続する配線に供給され、補償電流Ｉｗは入力端子５ｔと入力端２ｔとを接続する配線に供給される。

但し、電流検出器３ｔに対して入力端子５ｔに近い側（入力端２ｔよりも遠い側）に、電流検出器３ｒが設けられる場合には電流検出器３ｒに対して入力端子５ｒに近い側（入力端２ｒよりも遠い側）に、連系リアクトル２６が接続される。これは電流検出器３ｔが負荷電流Ｉｔを、あるいは更に電流検出器３ｒが負荷電流Ｉｒを、それぞれ検出するための接続関係である。

あるいは、連系リアクトル２６はインバータ基板１００Ｂ内で入力接続部５に接続されてもよい。

インバータ制御部７は線間電圧Ｖｒｓにも基づいて駆動信号Ｇｉを生成する。かかる生成については周知の電解コンデンサレスインバータの手法で実現できるので、ここではその詳細を省略する。

インバータ基板１００Ｂは、第１の実施の形態におけるインバータ基板１００Ａとアクティブフィルタ２００Ａとの接続関係を維持しているので、正相接続及び逆相接続のいずれが得られているかについても、欠相についても、第１の実施の形態と同様にして判断できる。

但し、三相電源１に不平衡が発生している場合には、第１の実施の形態と比較して第２の実施の形態では判断が正確になる利点がある。より具体的にいえば、アクティブフィルタ２００Ｂがインバータ基板１００Ｂに設けられているか、個別に設けられているかによらず、コンデンサＣ６を小さくして電解コンデンサレスインバータが構築されていれば、正相接続及び逆相接続のいずれが得られているかについての判断が、後述するように正確となる。

＜動作＞
以下、第１の実施の形態との比較によって本実施の形態での利点を説明する。図１０及び図１１はいずれも正相接続が得られている場合の諸量を示すグラフである。具体的にはここにいう諸量とは、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ及び相電圧Ｖｒｎ、ゼロクロス信号Ｘｒｓ、並びに負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔである。いずれの図においてもｔｄ＝ｄの場合を示した。

但し、グラフからは明確ではないが、図１０及び図１１のいずれにおいても、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒは図３で示された波形から歪んでいる。具体的にはここでは三相の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ＋３％，０％，－３％で不平衡となっている場合の、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒを例示した。

図１０及び図１１は、それぞれコンデンサＣ６が２０００μＦ，２０μＦの場合について示している。図１０では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの不平衡に起因して、負荷電流Ｉｔを検出する特定時点においては負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのいずれの大きさ（絶対値）もが顕著に小さくなっている。これでは判断方法１による判断が困難となり、正確な判断を行うには電流検出器３ｒ，３ｔの両方を必要とする判断方法２を採用することとなる。

これに対して図１１では、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのいずれの大きさもが交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周期の６倍で大きく変動するものの、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの不平衡があっても顕著に小さくなることがない。よって負荷電流Ｉｔを検出する特定時点において、負荷電流Ｉｔの極性を判断しやすく、ひいては正相接続、逆相接続のいずれが得られているかを判断しやすい。これは電流検出器３ｒを不要とする判断方法１を採用できる観点でも望ましい。

なお、このような電源不平衡への耐性は、電解コンデンサレスインバータと称される手法に限定されない。電源電圧の一周期において整流電圧が６倍周期で変動する、いわゆる６パルス整流（１２０度通電）が実現されれば、上記効果が得られる。例えば整流回路２を全波整流用のダイオードブリッジで構成し、コンデンサＣ６の静電容量を小さくすれば６パルス整流が実現される。インバータ４における効率を無視するならば、駆動信号Ｇｉはインバータ４に入力する整流電圧の変動を考慮せずに生成してもよい。

もちろん、電解コンデンサレスインバータを構築しない場合であっても、インバータ制御部７に線間電圧Ｖｒｓを与えること無く、アクティブフィルタ２００Ｂをインバータ基板１００Ｂに備えることができる。

変形１.
第２の実施の形態では、線間電圧Ｖｒｓをアクティブフィルタ制御部２７のみならず、インバータ制御部７でも利用する場合を例示した。この場合、一つの電圧検出器８が、アクティブフィルタ制御部２７にゼロクロス信号Ｘｒｓを与える機能と、インバータ制御部７にゼロクロス信号Ｘｒｓを与える機能とを兼務することができる。

図１２はゼロクロス信号生成器８Ａの構成を例示する回路図である。ゼロクロス信号生成器８Ａは電圧検出器８として採用することができる。

ゼロクロス信号生成器８Ａは、ダイオード８０１，８０２、抵抗８０３，８０４，８０５，８０６、電圧電流変換回路８０７，８０８、絶縁部８０９，８１０、電圧出力回路８１１，８１２を備える。

例えば電圧電流変換回路８０７，８０８はダイオードと抵抗とコンデンサの並列接続で構成される。例えば絶縁部８０９，８１０にはフォトカプラを採用できる。例えば電圧出力回路８１１は、インバータ制御部７の動作電源Ｖｃｉ及び接地Ｅｉの間で直列に接続される抵抗とコンデンサとで構成できる。例えば電圧出力回路８１２は、アクティブフィルタ制御部２７の動作電源Ｖｃａ及び接地Ｅａの間で直列に接続される抵抗とコンデンサとで構成できる。

ダイオード８０１、抵抗８０３，８０４及び電圧電流変換回路８０７は入力端２ｒ，２ｓの間（あるいは入力端子５ｒ，５ｓの間）に直列に接続される。電圧電流変換回路８０７は、線間電圧Ｖｒｓからダイオード８０１で整流され、抵抗８０３，８０４で分圧された直流電圧を受け、これに依存した電流を絶縁部８０９の入力側に流す。絶縁部８０９は、その入力側に流れる電流に基づいた電流を、入力側と電気的に絶縁して出力側に流す。閾値以上の電流が絶縁部８０９の入力側に流れると、絶縁部８０９の出力側のトランジスタがオンする。これにより電圧出力回路８１１は動作電源Ｖｃｉの電圧を出力する。当該トランジスタがオフすれば、コンデンサが充電され、電圧出力回路８１１からは接地Ｅｉの電位が出力される。これにより線間電圧Ｖｒｓの極性（正負）に応じたゼロクロス信号Ｘｒｓが得られる。具体的には動作電源Ｖｃｉの電圧と接地Ｅｉの電位とが、インバータ制御部７の動作において、ゼロクロス信号Ｘｒｓとして供せられる。

電圧電流変換回路８０８は、線間電圧Ｖｒｓからダイオード８０２で整流され、抵抗８０５，８０６で分圧された直流電圧を受け、これに依存した電流を絶縁部８１０の入力側に流す。絶縁部８１０は、その入力側に流れる電流に基づいた電流を、入力側と電気的に絶縁して出力側に流す。閾値以上の電流が絶縁部８１０の入力側に流れると、絶縁部８１０の出力側のトランジスタがオンする。これにより電圧出力回路８１２は動作電源Ｖｃａの電圧を出力する。当該トランジスタがオフすれば、コンデンサが充電され、電圧出力回路８１２からは接地Ｅａの電位が出力される。これにより線間電圧Ｖｒｓの極性（正負）に応じたゼロクロス信号Ｘｒｓが得られる。具体的には動作電源Ｖｃａの電圧と接地Ｅａの電位とが、アクティブフィルタ制御部２７の動作において、ゼロクロス信号Ｘｒｓとして供せられる。

第２の実施の形態のみならず、第１の実施の形態でも、インバータ制御部７がゼロクロス信号Ｘｒｓを必要とする場合、ゼロクロス信号生成器８Ａを採用することができる。

このようにゼロクロス信号生成器８Ａは単独で、インバータ制御部７にもアクティブフィルタ制御部２７にゼロクロス信号Ｘｒｓを与えることができる。

つまり電圧検出器８として採用されるゼロクロス信号生成器８Ａが生成するゼロクロス信号Ｘｒｓは、インバータ４の制御及びアクティブフィルタ２００Ｂのいずれの制御にも採用される。これは部品点数の削減という観点で望ましい。

図１３はゼロクロス信号生成器８Ｂの構成を例示する回路図である。ゼロクロス信号生成器８Ｂも電圧検出器８として採用することができる。

ゼロクロス信号生成器８Ｂは、ゼロクロス信号生成器８Ａからダイオード８０２と抵抗８０４，８０５を除去し、電圧電流変換回路８０７，８０８を抵抗８０３，８０６の間で直列に接続した構成を有している。

ゼロクロス信号生成器８Ａにおいてダイオード８０１，８０２及び抵抗８０３，８０４，８０５，８０６には大きな電圧が印加されるので、いわゆる強電用部品が必要となる。これらの強電用部品はコスト、形状のいずれも大きい。

他方、ゼロクロス信号生成器８Ｂにおいては、ダイオード８０１と抵抗８０３，８０６がそれぞれゼロクロス信号生成器８Ａのダイオード８０２と抵抗８０４，８０５の機能を兼務する。よって強電用部品が削減される観点で、ゼロクロス信号生成器８Ｂはゼロクロス信号生成器８Ａよりも望ましい。

変形２.
上述の実施の形態では、いずれもインバータ制御部７が負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔについての情報を用いる場合についての説明を省略している。インバータ制御部７が負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔについての情報を用いる場合には、電流検出器３ｔ，３ｒが検出する負荷電流Ｉｔ，Ｉｒを利用することで、インバータ制御部７用に新たな電流検出器を設ける必要は無い。

つまり電流検出器３ｔが検出する負荷電流Ｉｔは、インバータ４の制御及びアクティブフィルタ２００Ｂのいずれの制御にも採用される。これも部品点数の削減という観点で望ましい。

上記各実施形態及び各変形例で説明した各構成は、相互に矛盾しない限り適宜組み合わせることができる。

１ｒ，１ｓ，１ｔ 電源線
２ 整流回路
２ｒ，２ｓ，２ｔ 入力端
３ｒ，３ｔ 電流検出器
４ インバータ
５ｒ，５ｓ，５ｔ 入力端子
８ 電圧検出器
８Ａ，８Ｂ ゼロクロス信号生成器
１００Ａ，１００Ｂ インバータ基板
２００Ｂ アクティブフィルタ
Ｉｄ ｄ軸電流候補
Ｉｄ０，Ｉｑ０ 直流成分
Ｉｑ ｑ軸電流候補
Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ 負荷電流
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 補償電流
ＬＨ，ＬＬ 直流母線
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ 交流電圧
Ｖｒｎ 相電圧
Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒ 線間電圧
ｔｄ，ｄ 時間
Ｘｒｓ ゼロクロス信号
Φ 位相
Φ＾ （位相の）推定値

Claims (5)

1. インバータ基板（１００Ｂ）と、三相の電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断する方法であって、
   前記インバータ基板は、
   前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、
   一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、
   前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）に設けられ、チョークインプット型のＬＣフィルタ（６）を構成するインダクタ（Ｌ６）、および前記直流電圧を平滑する機能を省略する程に静電容量が小さいコンデンサ（Ｃ６）と、
   前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、
   前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、
   前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）と、
   前記第１電流（Ｉｔ）と、前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）とに基づいた三相の補償電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、所定の対応関係で前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）に供給する並列型のアクティブフィルタ（２００Ｂ）と
   を備え、
   前記方法は、前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）と、少なくとも前記第１電流（Ｉｔ）とに基づいて、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線との接続順序を判断する、接続順序の判断方法。
2. 三相の電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、
   一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、
   前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、
   前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、
   前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）と
   を備えるインバータ基板（１００Ａ，１００Ｂ）と、前記電源線（１ｔ、１ｒ、１ｓ）との接続順序を判断する方法であって、
   前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）と、前記第１電流（Ｉｔ）とに基づいて、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線との接続順序を判断する、接続順序の判断方法。
3. 三相の電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、
   一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、
   前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）に設けられ、チョークインプット型のＬＣフィルタ（６）を構成するインダクタ（Ｌ６）、および前記直流電圧を平滑する機能を省略する程に静電容量が小さいコンデンサ（Ｃ６）と、
   前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、
   前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、
   前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）と
   を備えるインバータ基板（１００Ａ，１００Ｂ）と、前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を、前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）と、少なくとも前記第１電流（Ｉｔ）とに基づいて判断する方法であって、
   特定時点における前記第１電流（Ｉｔ）と前記第２の入力端（２ｒ）に流れる第２電流（Ｉｒ）との大小関係により、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断し、
   前記特定時点は、
   前記線間電圧（Ｖｒｓ）が値零を採った時点から前記線間電圧の周期のＮ／１２倍（Ｎ＝１，５，７，１１）の時間（ｔｄ）が経過した時点、または
   前記相電圧（Ｖｒｎ）が値零を採る時点
   である、接続順序の判断方法。
4. 三相の電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）に接続され、前記電源線から三相の交流電圧（Ｖｔ，Ｖｒ，Ｖｓ）が印加される第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と、
   一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子にそれぞれ対応する第１乃至第３の入力端（２ｔ，２ｒ，２ｓ）を有し、前記交流電圧を整流して前記一対の直流母線に直流電圧を印加する整流回路（２）と、
   前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）に設けられ、チョークインプット型のＬＣフィルタ（６）を構成するインダクタ（Ｌ６）、および前記直流電圧を平滑する機能を省略する程に静電容量が小さいコンデンサ（Ｃ６）と、
   前記第１の入力端（２ｔ）において流れる第１電流（Ｉｔ）を検出する第１の電流検出器（３ｔ）と、
   前記第１乃至第３の入力端子の一対（５ｒ，５ｓ）同士の間の線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記第２の入力端子（５ｒ）に印加される一の前記交流電圧の相電圧（Ｖｒｎ）を検出する電圧検出器（８）と、
   前記直流電圧を他の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して出力するインバータ（４）と、
   前記インバータの動作を制御するインバータ制御部（７）と
   を備えるインバータ基板（１００Ａ，１００Ｂ）と、前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を、前記線間電圧（Ｖｒｓ）もしくは前記相電圧（Ｖｒｎ）と、少なくとも前記第１電流（Ｉｔ）とに基づいて判断する方法であって、
   特定時点における前記第１電流（Ｉｔ）と前記第３の入力端（２ｓ）に流れる第２電流（Ｉｓ）との大小関係により、前記第１乃至第３の入力端子（５ｔ，５ｒ，５ｓ）と前記電源線（１ｔ，１ｒ，１ｓ）との接続順序を判断し、
   前記特定時点は、
   前記線間電圧（Ｖｒｓ）が値零を採った時点から前記線間電圧の周期のＮ／１２倍（Ｎ＝１，５，７，１１のいずれか）の時間（ｔｄ）が経過した時点、または
   前記相電圧（Ｖｒｎ）が値零を採る時点もしくは当該時点から前記相電圧の周期のＭ／１２倍（Ｍ＝２，４，６，８，１０のいずれか）の時間（ｔｄ）が経過した時点
   である、接続順序の判断方法。
5. 前記インバータ基板（１００Ａ，１００Ｂ）は
   前記第２電流（Ｉｒ、Ｉｓ）を検出する第２の電流検出器（３ｒ）
   を更に備える、請求項３または請求項４に記載の接続順序の判断方法。

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