JP6439800B2 - 発振回路及び発振回路の駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、圧電共振子と増幅器とを有する発振回路及びその駆動方法に関する。

近年、携帯電話機やウェアラブル端末では、着信等を知らせるための手段として振動源が組み込まれている。このような振動源として、例えば下記の特許文献１に記載の振動装置などが用いられ得る。特許文献１に記載の振動装置は、圧電共振子である。より大きな振動を得るために、特許文献１では、圧電素子が設けられているＵ字型の弾性板の端部に重りが固定され、重りを含む振動系の共振を利用する圧電共振子が開示されている。

ＷＯ２００９／１４１９７０Ａ１

携帯電話機やウェアラブル端末のケースを振動させ、人に感知させるには、振動の周波数が１００〜３００Ｈｚ程度であることが望ましい。そのため、上記のように、弾性板の先端に重りを固定したり、弾性板のバネ性を低めたりすることが試みられている。

しかしながら、上記のような圧電共振子では、個体差によるばらつきなどにより、共振周波数がばらつくことがあった。また、上記のような低い周波数で振動する圧電共振子は、同じ圧電効果を用いるクロックデバイスと比較して共振のＱが低い。そのため、該圧電共振子を含む発振回路を構成した場合、発振条件を満たさないことがあった。また、共振周波数及びその近傍で確実に発振させることが困難であった。

本発明の目的は、共振のＱが低いため位相回転量が小さい圧電共振子を用いた場合であっても、圧電共振子の機械共振周波数の近傍で安定に発振させることを可能とする発振回路及びその駆動方法を提供することにある。

本発明によれば、入力端及び出力端を有する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の前記入力端と前記出力端との間に接続された圧電共振子とを備え、前記第１の増幅器の出力端から前記圧電共振子に流れる電流を前記入力端に帰還している発振回路において、立ち上がり部が正弦波よりも急峻な交流電圧波形を前記圧電共振子に与える交流電圧波形整形回路部を有する発振回路が提供される。

本発明に係る発振回路のある特定の局面では、前記交流電圧波形整形回路部が、略方形波を前記圧電共振子に出力する励振用の第２の増幅器である。この場合には、立ち上がり部が正弦波よりも急峻な略方形波が圧電共振子に与えられる。従って、より安定に発振させることができる。

本発明に係る発振回路の他の特定の局面では、前記圧電共振子の等価回路における制動容量に流れる制動容量電流を減衰させ、共振電流を通過させるフィルタがさらに備えられている。この場合には、制動容量に流れる電流を減衰させ、共振電流を第１の増幅器で増幅することができる。従って、共振のＱが低いために位相回転量が小さかったり、位相回転量が変動する圧電共振子であっても、より一層安定に発振させることができる。

本発明に係る発振回路の他の特定の局面では、前記圧電共振子に接続されており、前記励振用の前記第２の増幅器とともに前記圧電共振子を差動駆動するための差動駆動用増幅器がさらに備えられている。

本発明に係る発振回路の別の特定の局面では、前記圧電共振子と直列に直列抵抗が設けられており、前記直列抵抗の電圧降下により、前記圧電共振子に流れる電流を電圧へ変換させる。

本発明に係る発振回路のさらに他の特定の局面では、前記第１の増幅器が、第１及び第２の入力端と、出力端とを有する演算増幅器からなり、前記フィルタが、前記第１または第２の入力端と、前記出力端との間に接続されている。

本発明に係る発振回路の他の特定の局面では、前記フィルタが、Ｔ型回路で構成されている静電容量と抵抗とを有する。この場合には、静電容量の値を小さくすることができるため、ＩＣ化を行うときに小型化を図りやすい。

本発明に係る発振回路のさらに他の特定の局面では、前記直列抵抗は、温度によって抵抗値が変化する特性を有し、温度補償用抵抗である。

本発明に係る発振回路のさらに他の特定の局面では、前記フィルタは、温度によってカットオフ周波数が変化する、温度補償機能を有するフィルタである。

本発明に係る発振回路のさらに他の特定の局面では、前記第２の増幅器において入力電圧のしきい値が、入力信号の立ち上がり時と立ち下がり時で異なる。

本発明に係る発振回路のさらに他の特定の局面では、前記第１の増幅器の入力信号範囲が第２の増幅器の出力振幅範囲以上の範囲である。

本発明に係る発振回路のさらに他の特定の局面では、前記第１の増幅器と前記第２の増幅器とが兼用されている。この場合には、部品点数の低減及び回路構成の簡略化を果たすことができる。

本発明に係る発振回路の別の特定の局面では、ウィーンブリッジ型発振回路を応用した差動増幅型の発振回路であって、前記増幅器として、第１，第２の入力端と出力端とを有する差動増幅器を有し、前記第１の入力端と前記出力端及び前記第２の入力端と前記出力端とが電気的に接続されており、前記第１の入力端と前記出力端とを接続している第１の帰還回路部分に前記圧電共振子が設けられている。

本発明に係る発振回路は、電流帰還型であればコルピッツ型発振回路のような単帰還型発振回路であってもよい。

本発明に係る発振回路の他の特定の局面では、前記交流電圧波形が、略方形波である。

本発明に係る発振回路の駆動方法は、本発明に従って構成された発振回路の駆動方法であり、電流を帰還し、前記圧電共振子に、立ち上がり部が正弦波よりも急峻である交流電圧波形を印加する。

本発明に係る発振回路及びその駆動方法によれば、位相回転量が小さかったり、位相回転量の周波数によるばらつきが生じ易い圧電共振子を用いた場合でも、安定に発振させることが可能となる。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る発振回路の回路図である。 図２は、本発明の第１の実施形態に係る発振回路の具体的な回路例を示す回路図である。 図３は、圧電セラミックスを用いた圧電共振子の直列共振を含む等価回路を説明するための図である。 図４は、制動容量電流Ｉ_Ｃ０の電流波形を示す図である。 図５は、一次共振電流Ｉ_１ｓｔの電流波形を示す図である。 図６は、図３に示した等価回路を流れるＩ_{ｔｏｔａｌ}の電流波形を示す図である。 図７は、電流増幅器に直列にローパスフィルタを接続した回路を示す略図的回路図である。 図８は、本発明の第２の実施形態に係る発振回路の具体的な構成を示す回路図である。 図９は、本発明の第３の実施形態に係る発振回路の回路図である。 図１０は、本発明の第３の実施形態に係る発振回路のより具体的な回路例を示す回路図である。 図１１は、本発明の第４の実施形態に係る発振回路の回路図である。 図１２は、本発明の第４の実施形態の発振回路のより具体的な構成を示す回路図である。 図１３は、従来の正弦波で駆動した場合の電圧波形と電流波形とを示す図である。 図１４は、本発明の第４の実施形態における交流電圧波形と電流波形とを示す図である。 図１５は、本発明の第５の実施形態に係る発振回路の回路図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。

なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。

圧電振動子を用いた共振型の振動装置（以下、圧電共振子）では、個体差による共振周波数のばらつきが存在する。加えて、温度特性や実装した筺体の設置状態、例えば携帯電話機やウェアラブル端末を手で持ち上げた場合や、机の上などにおいた場合など、筺体を含む振動系全体の変化により、共振周波数が変動することがある。従って、この種の圧電振動子で常に高い振動性能を得るためには共振周波数近傍で発振する発振回路にて駆動することが望ましい。しかしこの種の圧電共振子の位相回転量は個体のばらつきも比較的大きく、また回転量自体も小さい。さらに、温度特性や筺体の設置状態など筺体などを含む振動系全体の変化に伴って位相回転量が変化する。従って、従来の発振回路では圧電振動子を確実に発振させることが困難である場合があった。本願発明者は、このような問題を解決するために本発明の発振回路を構成するに至った。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る発振回路の回路図であり、図２はその具体的な回路例を示す回路図である。

発振回路１は、電流増幅器としての第１の増幅器２を有する。第１の増幅器２は、演算増幅器からなる。また、本実施形態では、この第１の増幅器２に、後述するローパスフィルタが接続されている。

第１の増幅器２の入力端と出力端との間に圧電セラミックスを用いた圧電共振子３が接続されている。圧電共振子３は、後述するように、一次共振を利用している。なお、一次共振に限らず、二次共振や三次共振などを用いてもよい。圧電セラミックスを利用している圧電共振子３は、その位相回転量が小さく、また位相回転量や共振周波数の個体差も大きい。また、設置状況によっても共振周波数や位相回転量が変動しやすい。

上記第１の増幅器２の出力端と、圧電共振子３の入力側との間に励振用の第２の増幅器４が接続されている。本実施形態では、差動駆動を行うために反転増幅器５が、圧電共振子３の入力端と出力端との間に接続されている。

上記第２の増幅器４及び反転増幅器５は、圧電共振子３を駆動するための略方形波を出力する。従って、第２の増幅器４及び反転増幅器５が、本発明における交流電圧波形成形回路を構成している。なお、「略方形波」とは、方形波だけでなく、立ち上がり部及び立ち下がり部が方形波より若干なまっている波をも含むものとする。略方形波において、立ち上がり部及び立ち下がり部が方形波よりなまっている場合でも、正弦波に比べれば、立ち上がり部及び立ち下がり部は急峻である。略方形波、すなわち、立ち上がり部が正弦波よりも急峻な波形を圧電共振子３に与えるように、第２の増幅器４及び差動駆動用の反転増幅器５が用いられている。また、発振回路１では、上記差動駆動用の反転増幅器５が用いられているため、圧電共振子３に加わる電圧の振幅を２倍にすることができる。従って、圧電共振子３の振動性能をより一層高めることができる。なお、反転増幅器5に代えて、非反転型の増幅器と、その入力側または出力側に接続された反転回路の組合せを用いてもよい。

図２は、図１の発振回路の具体的な回路構成を示す。図２に示すように、本実施形態では、第１の増幅器２は、第１及び第２の入力端と、出力端とを有する。第１の入力端と出力端との間に、ローパスフィルタ６が接続されている。ローパスフィルタ６は、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３を有する。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とが直列に接続されており、かつ上記コンデンサＣ１に並列に接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続点と基準電位との間に抵抗Ｒ３が接続されている。従って、抵抗Ｒ１〜Ｒ３によりＴ型の回路が構成されている。この場合には、コンデンサＣ１の容量を小さくすることができる。従って、ローパスフィルタの小型化を図ることができる。なお、ローパスフィルタはコンデンサと抵抗の組合せに限るものではない。例えば、抵抗の代わりにインダクタを用いてもよいし、アクティブフィルタを用いてもよい。また、圧電共振子３を静電容量とみなし、それに直列または並列にＣやＬなどを接続することで、フィルタとしての機能を持たせてもよい。

ローパスフィルタ６は、後述する圧電共振子３の制動容量電流Ｉ_Ｃ０を減衰し、一次共振電流Ｉ_１ｓｔを通過させるように構成されている。なお、本実施形態では、圧電共振子３の一次共振を利用しているが、二次共振や三次共振を利用してもよい。その場合には、パスフィルタとして、一次共振電流を遮断し、二次共振電流や三次共振電流を通過させるフィルタを用いればよい。従って、共振電流を通過させるフィルタは、ローパスフィルタに限定されず、ハイパスフィルタやバンドパスフィルタであってもよい。

従って、第１の増幅器２の出力端から、一次共振電流Ｉ_１ｓｔが第２の増幅器４に与えられる。制動容量電流Ｉ_Ｃ０の大半は、第２の増幅器４に与えられない。第２の増幅器４は、特に限定されないが、本実施形態ではＦＥＴ７，８を相補接続した回路構成を有する。

なお、圧電共振子に電圧を印加する増幅器はスイッチング時の貫通電流が大きくならないよう、電流値を制限する機能を追加してもよい。電流制限機能を実現する手段としては、電源とＧＮＤとの間で貫通電流が流れる経路において、増幅回路に直列に接続される抵抗やインダクタンスでもよい。あるいは、定電流源などによる電流制限でもよい。また、これら以外の手段を用いてもよい。

第２の増幅器４は、前述した略方形波を出力する。この第２の増幅器４の出力端が、圧電共振子３に接続されている。圧電共振子３の出力端が、第１の増幅器２の第１の入力端に抵抗Ｒ４を介して接続されている。また、圧電共振子３の出力端は、抵抗Ｒｓ及び抵抗Ｒ６を介して、第１の増幅器２の第２の入力端に接続されている。

圧電共振子３に抵抗Ｒ７が接続されている。この抵抗Ｒ７は、圧電共振子３から他の回路部分を保護するために設けられている。圧電共振子３において、所望でない起電力が生じることがある。この起電力からの回路の保護を図るために、抵抗Ｒ７が圧電共振子３に並列に接続されている。保護するための回路は、これに限らず、例えば圧電共振子の両端において対ＧＮＤ間に抵抗を挿入してもよい。この抵抗の代わりに、ツェナーなどのダイオードを挿入してもよい。また、圧電共振子に電圧が印加せず振動装置が停止しているときは、圧電共振子の入力端と出力端の電位を同電位に接続するなどの他の手段を用いてもよい。

なお、差動増幅用の反転増幅器５は、第２の増幅器４と同様に、二つのＦＥＴ９，１０を相補接続することにより構成されている。

なお、第２の増幅器４及び反転増幅器５の構成は特に限定されるものではない。

抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９とが直列に接続されている。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との間の接続点が、抵抗Ｒ５を介して第１の増幅器２の第２の入力端に接続されている。この抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９とは、抵抗分割により基準電位を与えている。なお、基準電位の生成方法としてはこれに限定されず、例えばＬＤＯやボルテージフォロア回路などを用いてもよい。

発振回路１では、上記のように、第２の増幅器４及び反転増幅器５により、略方形波電圧が圧電共振子３に与えられる。また、上記第１の増幅器２に接続されているローパスフィルタ６により、以下に述べる制動容量電流Ｉ_Ｃ０が減衰される。従って、圧電共振子３の位相回転量が小さい場合や、圧電共振子３の個体差により位相回転量がばらついた場合でも、さらには、発振回路１を備えた装置の設置状況によって、共振周波数や位相回転量が変動した場合でも、安定に発振させることができる。これを、図３〜図６を参照して説明する。

図３は、圧電共振子３の等価回路を示す図である。圧電共振子３では、制動容量Ｃ _０ に直列共振回路部分が並列に接続されている。なお、一次共振に加えて、さらに、二次、三次などの高次の共振も生じているが、高次の共振は省略して説明する。一次直列共振回路部分では、インダクタンスＬａ、抵抗Ｒａ及び容量Ｃａが直列に接続されている。

圧電共振子では、Ｑが小さく、位相回転量が小さい。この場合、圧電共振子に流れる電流においては制動容量電流Ｉ_Ｃ０ が支配的であり、一次共振電流Ｉ_１ｓｔが制動容量電流Ｉ_Ｃ０ に埋もれがちになることから、振動装置の共振特性がインピーダンスの周波数特性に表れにくい。従って、共振周波数が、インピーダンスの極小値からずれ、インピーダンス極小値と共振周波数とがずれていることが多い。また、一般的な発振回路では共振周波数において安定的に発振させることが難しくなる。

図４〜図６を参照して、一次共振電流Ｉ_１ｓｔを抽出し、制動容量電流Ｉ_Ｃ０を除去する意味を説明する。図４〜６は圧電共振子３の等価回路に、略方形波を印加したときの、各所における電流波形を示したものである。図４は、制動容量電流Ｉ_Ｃ０の電流波形を示す図であり、図５は、一次共振電流Ｉ_１ｓｔの電流波形を示す図であり、図６は、図３の電流Ｉ_{ｔｏｔａｌ}の電流波形を示す図である。この電流Ｉ_{ｔｏｔａｌ}は、上記一次共振電流Ｉ_１ｓｔと制動容量電流Ｉ_Ｃ０の和である。なお、制動容量電流Ｉ_Ｃ０ の波形は縦軸が拡大されており最大振幅部分がカットされて表示されている。また一次共振電流Ｉ_１ｓｔは共振周波数において印加電圧との位相差がゼロとなる。

第２の増幅器４及び反転増幅器５は、略方形波の駆動電圧を圧電共振子３に与える。略方形波は、立ち上がり部が正弦波よりも急峻な交流電圧波形である。よって、発振回路１では、略方形波駆動により、制動容量Ｃ _０ に先に充電がすすみ、制動容量Ｃ _０ に充電が完了した後は、一次共振電流Ｉ_１ｓｔのみが流れることになる。そのため、制動容量電流Ｉ_Ｃ０と、一次共振電流Ｉ_１ｓｔとを時間分離することができる。従って、図１において、第１の増幅器２の入力端には、制動容量電流Ｉ_Ｃ０と、一次共振電流Ｉ_１ｓｔとが時間分離された波形が与えられることになる。

図４から明らかなように、制動容量電流Ｉ_Ｃ０は、電圧の立ち上がり時及び立ち下がり時のみに、スパイク状の形となって現れる。

他方、一次共振電流Ｉ_１ｓｔは、ほぼ正弦波の形状を有する。もっとも、共振周波数以外では、共振周波数と比較して直列共振回路のインピーダンスが高くなるため、振幅は比較的大きくならない。また位相回転量もゼロにはならない。

図６に示すように、圧電共振子の実際の電流波形を測定すると、Ｉ_{ｔｏｔａｌ}のようになる。すなわち、制動容量電流Ｉ_Ｃ０に一次共振電流Ｉ_１ｓｔが重畳した波形となる。

他方、図４及び図５から明らかなように、制動容量電流Ｉ_Ｃ０による制動容量の充電時間は、一次共振電流Ｉ_１ｓｔの周期よりも短い。従って、制動容量電流Ｉ_Ｃ０をカットし、一次共振電流Ｉ_１ｓｔを通過させるローパスフィルタ６を用いることにより、一次共振電流Ｉ_１ｓｔを抽出できる。よって、発振回路１では、上記ローパスフィルタ６により、一次共振電流Ｉ_１ｓｔのみを抽出して、第２の増幅器４及び反転増幅器５に与えることができる。

なお、第１の増幅器２の位相回転量と、第２の増幅器４の位相回転量との和は、３６０°×ｎ（ｎは０を含む整数）とすることが望ましい。この条件を満たす限り、第１の増幅器２の位相回転量及び第２の増幅器４の位相回転量は特に限定されない。

また、本実施形態では、第１の増幅器２に、ローパスフィルタ６を一体化したが、図７に示すように、第１の増幅器２に直列にローパスフィルタ６を接続してもよい。さらにローパスフィルタと第１の増幅器２の位置は逆であってもよい。

図１中の電流計測部Ａについては、図２の直列抵抗Ｒｓを挿入することにより、実際には電圧に変換して測定している。この直列抵抗Ｒｓの電圧降下により、圧電共振子に流れる電流を電圧へ変換させている。これに代えて、カレントミラーを用いて電流を取り出してもよい。さらに、直列抵抗Ｒｓに代えてトランスを用いて電流波形を取り出してもよい。

本実施形態では、第１の増幅器２の入力が、第２の増幅器４及び反転増幅器５の出力に接続された状態で、直列抵抗Ｒｓの両端の電位差が読み取られている。従って、第１の増幅器２の入力は、第２の増幅器４及び反転増幅器５のスイッチングの度に、基準電位ＶＤＤと、グランド電位ＧＮＤ付近とに大きく変動することとなる。従って、第１の増幅器２の入力範囲が、第２の増幅器４及び反転増幅器５の出力範囲よりも狭い場合には、直列抵抗Ｒｓの両端の電位差を正確に読み取ることができないおそれがある。そのため、第１の増幅器２の入力範囲が、第２の増幅器４及び反転増幅器５の出力範囲よりも広いことが好ましい。

逆に、第１の増幅器２の入力範囲が相対的に狭い場合には、直列抵抗Ｒｓの両端の電圧振幅範囲を狭くすることが望ましい。

上記直列抵抗Ｒｓは、好ましくは、温度により抵抗値が変化する温度補償用抵抗であることが望ましい。このような抵抗としては、ＮＴＣサーミスタやポリシリコン抵抗などを挙げることができる。温度によって抵抗値が変化する特性を利用して、圧電共振子の駆動周波数が機械的共振周波数からずれることを抑制するように、温度補償を行うことができる。それによって、より安定な発振状態を得ることができる。

また、上記ローパスフィルタ６や、ローパスフィルタ６に代わるハイパスフィルタやバンドパスフィルタにおいても、温度によってフィルタ特性が変化する、温度補償機能を有するフィルタを用いることが望ましい。例えば、ローパスフィルタやハイパスフィルタでは、温度によってカットオフ周波数が変化するローパスフィルタやハイパスフィルタを用いることが望ましい。

さらに、好ましくは、第２の増幅器４において、入力電圧のしきい値は、入力信号の立ち上がり時と立ち下がり時とで異なることが望ましい。圧電共振子を用いた回路では、発振立ち上がり時には、電流振幅が小さく、徐々に振幅が大きくなっていく。そのため、発振開始時には、帰還信号の振幅が小さく、第２の増幅器４を確実にスイッチングすることができないことがある。これに対して、第２の増幅器４の立ち上がり時のしきい値を低くし、立ち下がり時のしきい値を高めに設定することにより、小さな振幅の帰還信号によっても第２の増幅器４を確実にスイッチングすることができる。従って、入力電圧のしきい値が、入力信号の立ち上がり時と立ち下がり時とで異なることが好ましく、より好ましくは、立ち上がり時の入力電圧のしきい値が相対的に低いことが望ましい。

なお、上記第２の増幅器４の入力信号のしきい値を変化させる方法については、特に限定されない。例えば、図２においては、第２の増幅器４に接続されている抵抗Ｒｄの値を調整することにより、上記しきい値を変化させることができる。

図８は、本発明の第２の実施形態に係る発振回路の具体的な回路構成を示す図である。第２の実施形態の発振回路２１では、演算増幅器２Ａが第１の増幅器２と、略方形波を出力する第２の増幅器４をも兼ねている。このように、第１の増幅器２と第２の増幅器４とを兼用させてもよい。

また、ローパスフィルタ６Ａが、演算増幅器２Ａに接続されている。ローパスフィルタ６Ａは、抵抗Ｒ１１と、抵抗Ｒ１１に並列に接続された容量Ｃ２とを有する。このように、ローパスフィルタの回路構成も、種々変形することができる。

その他の点は、発振回路２１は、図２に示した発振回路１と同様である。従って、相当の部分については、相当の参照を付することによりその説明は省略する。

図９は、本発明の第３の実施形態に係る発振回路の回路図であり、図１０は、その具体的な回路構成を示す回路図である。

第３の実施形態に係る発振回路３１では、第１の増幅器２と圧電共振子３の入力側との間に第２の増幅器４が接続されている。すなわち、第１の実施形態で用いられていた差動駆動用の反転増幅器５が備えられていない。その他の構成は、第３の発振回路３１は、第１の実施形態の発振回路１や第２の実施形態の発振回路２１とほぼ同様である。

従って、図１０に示す具体的な回路構成においては、同一部分については同一の参照番号を付することによりその説明を省略する。なお、圧電共振子３の一端が電流計測部Ａを介してＧＮＤへ接続されているが、接続先の電位はＧＮＤに限らない。圧電共振子３にＤＣバイアスを印加されないように設定することが望ましい。

第３の実施形態の発振回路３１においても、第１の増幅器２に、第２の実施形態と同様のローパスフィルタ６Ａが接続されて一体化されている。従って、略方形波が出力される第１の増幅器２へ信号が入力される前に、制動容量電流Ｉ_Ｃ０と一次共振電流Ｉ_１ｓｔとが時間分離され、上記ローパスフィルタ６Ａにより、制動容量電流Ｉ_Ｃ０が減衰され、一次共振電流Ｉ_１ｓｔが第２の増幅器４に与えられる。よって、本実施形態においても、圧電共振子３の位相回転量が小さかったり、位相回転量がばらついたとしても、安定に発振させることができる。

発振回路３１のように、差動出力ではない単出力型の発振回路を構成してもよい。

上述したように、第１〜第３の実施形態の発振回路１，２１，３１では、圧電セラミックスを用いた圧電共振子３を使用している。圧電共振子３のＱ値はさほど高くなく、位相回転量が小さかったり、位相回転量のばらつきが生じるからであり、このような圧電共振子３を用いた場合であっても、発振周波数を機械的共振周波数にほぼ一致させることができる。従って、安定に発振させることができる。

図１１は、本発明の第４の実施形態に係る発振回路の回路図であり、図１２はその具体的な回路構成を示す回路図である。本実施形態の発振回路５１は、ウィーンブリッジ型発振回路を応用した差動増幅型の発振回路である。

発振回路５１は、第１の増幅器として差動増幅器５２を有する。差動増幅器５２は、第１の入力端５２ａ、第２の入力端５２ｂ及び出力端５２ｃを有する。出力端５２ｃと第１の入力端５２ａとの間に、圧電共振子５３が接続されている。他方、出力端５２ｃと第２の入力端５２ｂとの間には、負帰還回路５５が接続されている。

圧電共振子５３は、特許文献１に記載のような構造を有する。圧電共振子５３は、図示しないＵ字型の弾性板と、弾性板に設けられた圧電素子と、弾性板の先端部に設けられた重りとを備える。前述したように、低周波で振動させるために、弾性板の先端に重りを付けたり、変位量を大きくするための弾性板および圧電セラミックスの材料が選択されているため、Ｑ値が比較的低い。従って、圧電共振子５３では、位相回転量が小さい。また、この位相回転量は圧電共振子５３の個体差やその設置状態に依存している。

本実施形態の発振回路５１の特徴は、圧電共振子５３に供給する電圧波形が、立ち上がり部が正弦波よりも急峻な交流電圧波形を与える交流電圧波形整形回路部５４が設けられていることにある。これを、図１２〜図１４を参照してより具体的に説明する。

図１２は、上記発振回路５１のより具体的な回路構成を示す回路図である。

発振回路５１に、（１／２）Ｖｄｄの電圧が基準電圧として与えられる。抵抗Ｒ３，Ｒ４の値は、本実施形態では１Ωおよび５６０Ωとされている。

発振回路５１では、差動増幅器５２の第１の入力端５２ａと出力端５２ｃとを接続している第１の帰還回路部Ａにおいて、圧電共振子５３に直列に抵抗Ｒ５が接続されている。Ｒ５によっても第１の帰還回路部Ａの帰還値を調整することができる。

他方、差動増幅器５２の第２の入力端５２ｂと出力端５２ｃとを接続している第２の帰還回路部Ｂには、負帰還回路５５としての抵抗Ｒｏが接続されている。

発振回路５１では、例えば５６０Ωの抵抗Ｒ４により、圧電共振子５３に流れる電流を帰還し、この帰還電流の位相変化により発振周波数が決定される。

よって、上記抵抗Ｒ４の値を調整することにより、電流帰還値を変化させることができる。それによって、安定的に発振するようループゲインを決定することができる。

ところで、この種の発振回路において圧電共振子５３を駆動するには、通常、交流波形として正弦波に近い波形が用いられている。一般的に圧電共振子は、共振周波数と反共振周波数との間では、それ以外の周波数と比較して誘導性に近い電気特性を示す。従って、電圧に比べ電流が遅くなる。これに対して、これ以外の周波数域では、容量性を示し、図１３に示すように電流が電圧よりも早く進むこととなる。この容量性と誘導性との間には電圧と電流の位相差がゼロとなる周波数が存在し、Ｑ値が高い圧電共振子では機械共振周波数が位相差ゼロの周波数にほぼ一致する。この性質を用いて、一般的な発振回路では、共振周波数近傍で圧電共振子を発振させている。

共振のＱ値が低い圧電共振子でも、共振周波数近傍では他の周波数と比較して位相が遅れる。共振周波数近傍では、その位相回転量は、圧電共振子のＱ値に依存することとなる。従って、Ｑ値の低い共振子では位相がゼロになる周波数と共振周波数のズレが大きくなったり、特にＱ値の低い共振子では位相回転がそもそもゼロに到達しなかったりすることもある。従って、圧電共振子の位相の回転量が小さかったり、ばらついたりする場合、正弦波を利用した発振回路では、圧電共振子を共振周波数近傍で安定に発振させることが困難である。

これに対して、本実施形態では、図１１に略図的に示す交流電圧波形整形回路部５４が設けられている。交流電圧波形整形回路部５４は、図１４に破線で示す交流電圧波形Ｃを整形する。図１４に示すように、交流電圧波形Ｃは、略方形波である。すなわち、正弦波に比べて立ち上がり部が急峻な交流電圧波形Ｃが用いられている。この場合、交流電圧波形が瞬時に立ち上がるため、制動容量電流Ｉ_Ｃ０ 波形もほぼ同時に立ち上がり、短時間で減衰する。一方で直列共振回路に流れる一次共振電流Ｉ_１ｓｔは、圧電共振子の位相回転量によらず、ほぼ正弦波に近い波形であり、且つ、共振周波数において電圧波形と同位相となる。このようにして制動容量電流Ｉ_Ｃ０ と直列共振回路に流れる一次共振電流Ｉ_１ｓｔを時間分離することが可能となる。この時間分離により一次共振電流Ｉ_１ｓｔを抽出し、一次共振電流Ｉ_１ｓｔが共振周波数において位相回転量がゼロになる性質を用いれば、圧電共振子５３自体の位相回転量に依存せずに、発振回路５１を安定に発振させることができる。そのため、位相回転量が小さかったり、位相回転量のばらつきが生じ易い圧電共振子５３を用いた場合においても、安定に発振させることが可能となる。

なお、上記交流電圧波形整形回路部５４の具体的な構成については、特に限定されない。例えば、差動増幅器５２の増幅率を高め、それによって、正弦波の傾きを急峻とする。また、±（１／２）Ｖｄｄを超える電圧波形部分を、±（１／２）Ｖｄｄとすることにより、略方形波の上下の電圧が一定部分を整形することができる。またツェナーダイオードなどによる、クリッピング効果を用いてもよい。
このようにして得られた交流電圧波形を図１４に一点鎖線で示す。この交流電圧波形Ｄでは、立ち上がり部及び立ち下がり部は、方形波よりも若干緩くなるが、正弦波よりは急峻である。そして、この場合においても、電圧波形と制動容量電流波形がほぼ同時に立ち上がり、短時間で減衰するため、制動容量電流Ｉ_Ｃ０ と直列共振回路に流れる一次共振電流Ｉ_１ｓｔを時間分離することができる。従って、このように立ち上がり部が正弦波よりも急峻である交流電圧波形Ｄを用いた場合にも、上記実施形態と同様に、安定に発振させることができる。

なお、本発明に係る発振回路は、上記差動増幅型の発振回路に限らず、コルピッツ型発振回路のような単帰還回路型であってもよい。

図１５は、単帰還回路型の発振回路としての本発明の第５の実施形態の発振回路を示す図である。

発振回路６１は、単帰還回路型の発振回路であり、増幅器６２を有する。増幅器６２の入力端と出力端とを接続している帰還回路部において、圧電共振子６３が設けられており、共振子に流れる電流が帰還量として用いられている。圧電共振子６３は、第４の実施形態で説明した圧電共振子５３と同様に、位相回転量が小さい。

また、本実施形態においても、交流電圧波形整形回路部５４が備えられている。交流電圧波形整形回路部５４は、圧電共振子６３に正弦波よりも立ち上がり部が急峻な交流電圧波形を与える。この交流電圧波形整形回路部５４は、第４の実施形態のように、増幅率を高めたり、あるいは様々な方法で構成することができる。

本実施形態においても、圧電共振子６３には、正弦波よりも急峻な交流電圧波形が与えられ、圧電共振子５３に流れる電流が帰還されるため、圧電共振子５３位相回転量が小さい場合であっても、安定に発振させることができる。

１，２１，３１…発振回路
２，２Ａ…増幅器
３…圧電共振子
４…増幅器
５…反転増幅器
６，６Ａ…ローパスフィルタ
７，８，９，１０…ＦＥＴ
４２…第１の帰還回路部
４３…第２の帰還回路部
５１…発振回路
５２…差動増幅器
５２ａ…第１の入力端
５２ｂ…第２の入力端
５２ｃ…出力端
５３…圧電共振子
５４…交流電圧波形整形回路部
５５…負帰還回路
６１…発振回路
６２…増幅器
６３…圧電共振子
Ｒｏ，Ｒ１〜Ｒ１０，Ｒ４３〜Ｒ４６…抵抗

Claims (13)

1. 入力端及び出力端を有する第１の増幅器と、
   前記第１の増幅器の前記入力端と前記出力端との間に接続されており、等価回路において、制動容量に流れる制動容量電流と、共振電流とのうち、制動容量電流が支配的である、圧電共振子と、
   前記圧電共振子の前記等価回路における制動容量に流れる制動容量電流を減衰させ、共振電流を通過させるフィルタとを備え、
   前記第１の増幅器の出力端から前記圧電共振子に流れる電流を前記入力端に帰還している発振回路において、
   立ち上がり部が正弦波よりも急峻な交流電圧波形を前記圧電共振子に与える交流電圧波形整形回路部を有し、
   前記交流電圧波形整形回路部が、略方形波を前記圧電共振子に出力する励振用の第２の増幅器であり、
   前記第２の増幅器において入力電圧のしきい値が、入力信号の立ち上がり時と立ち下がり時で異なる、発振回路。
2. 前記圧電共振子に接続されており、前記励振用の前記第２の増幅器とともに前記圧電共振子を差動駆動するための差動駆動用増幅器をさらに備える、請求項１に記載の発振回路。
3. 前記圧電共振子と直列に直列抵抗が設けられており、前記直列抵抗の電圧降下により、前記圧電共振子に流れる電流を電圧へ変換させる、請求項１または２に記載の発振回路。
4. 前記第１の増幅器が、第１及び第２の入力端と、出力端とを有する演算増幅器からなり、前記フィルタが、前記第１または第２の入力端と、前記出力端との間に接続されている、請求項１に記載の発振回路。
5. 前記フィルタが、前記第１または第２の入力端と、前記出力端との間に接続されている静電容量と、前記静電容量と並列に接続されており、かつ互いに直列に接続されている第１及び第２の抵抗と、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との間の接続点に接続されている第３の抵抗とを有し、前記第１、第２及び第３の抵抗によりＴ型回路が構成されている、請求項４に記載の発振回路。
6. 前記直列抵抗は、温度によって抵抗値が変化する特性を有し、温度補償用抵抗である、請求項３に記載の発振回路。
7. 前記フィルタは、温度によってカットオフ周波数が変化する、温度補償機能を有するフィルタである、請求項４または５に記載の発振回路。
8. 前記第１の増幅器の入力信号範囲が第２の増幅器の出力振幅範囲以上の範囲である、請求項１に記載の発振回路。
9. 前記第１の増幅器と前記第２の増幅器とが兼用されている、請求項１または８に記載の発振回路。
10. 差動増幅型の発振回路であって、前記第１の増幅器として、第１，第２の入力端と出力端とを有する差動増幅器を有し、
    前記第１の入力端と前記出力端及び前記第２の入力端と前記出力端とが電気的に接続されており、前記第１の入力端と前記出力端とを接続している第１の帰還回路部分に前記圧電共振子が設けられている、請求項１に記載の発振回路。
11. 単帰還型発振回路である、請求項１に記載の発振回路。
12. 前記交流電圧波形が、略方形波である、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発振回路。
13. 請求項１〜１２のいずれか１項に記載の発振回路の駆動方法であって、電流を帰還し、前記圧電共振子に、立ち上がり部が正弦波よりも急峻である交流電圧波形を印加し、前記圧電共振子に流れる電流を帰還する、発振回路の駆動方法。
    

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