JP5933466B2 - 電流出力回路および無線通信装置 - Google Patents

Description

本開示は、電流出力の高速立ち上げが可能な電流出力回路、およびこれを備えた無線通信装置に関する。

近年、大量のデータを高速に伝送する技術の重要性が高まっており、無線伝送の方式としてマイクロ波を利用したものに対し、広い周波数帯域幅を扱えるミリ波を使用した技術に注目が集まっている。伝送速度を高速化するには、単に周波数帯域幅を拡大することに加え、送信と受信の間のインターバル期間を短くすることも欠かせない技術である。

一方、バッテリー駆動のモバイル用途では、送信回路と受信回路を常時動作させておいては消費電力が大きくなり通信可能時間が限られてしまうため、必要な回路ブロックを時分割によって動作させる必要がある。

このため、無線回路には高周波動作性能が求められ、無線回路をバイアスする電流出力回路には高速なスイッチング動作性能が求められる。例えば、無線ＬＡＮにおいて普及しているマイクロ波帯のＷｉＦｉ（登録商標）規格（例えばＩＥＥＥ ８０２．１１ａ）においては、フレーム間隔ＳＩＦＳ（Short Inter-Frame Space）は１６μｓであるのに対し、ミリ波帯を使用する新しい規格ＷｉＧｉｇ（登録商標）（Wireless Gigabit）においては３μｓが要求されている。

以下、図９および図１０を参照しながら、特許文献１に例示される従来の電流出力回路について説明する。特許文献１は、電流出力の高速立ち上げが可能な電流出力回路の一例として、発光素子、例えばレーザダイオードを駆動して記憶媒体、例えばＣＤ−Ｒ、又は、ＣＤ−ＲＷに情報を書き込む発光素子駆動回路に関するものである。

図９は従来例の電流出力回路としての発光素子駆動回路の構成を示す回路図である。図９の発光素子駆動回路において、トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３は、カレントミラー回路を構成しており、入力電流Ｉ１はゲートが電圧源ＶＲにおいてバイアスされたトランジスタＭ１０１にて生成される。
パルス発生回路１０２が発生するパルスによってスイッチＱ１０１が短絡状態になると、入力電流Ｉ１がカレントミラー回路に流れ、電流ミラー比に応じた駆動電流Ｉ２がトランジスタＭ１０３から出力され、発光素子Ｄ１０１が発光する。パルス発生回路１０２は、さらに、波形反転させる波形整形回路１０１、容量Ｃ１０１を経由しカレントミラー回路に接続されており、波形整形回路１０１および容量Ｃ１０１によりパルスの微分波形である補償用入力電流Δｉ１が生成される。

図９の従来例の電流出力回路の動作の詳細を、図１０を用いて説明する。図１０は従来例の電流出力回路の回路内において発生する各種出力の過渡応答波形を示す図である。図１０（ａ）はパルス発生回路１０２が発生するパルスの立ち上がり近傍波形である。図１０（ｂ）はカレントミラー回路へ入力される入力電流Ｉ１と補償用入力電流Δｉ１の合成波形を表す。図１０（ｃ）は、カレントミラー回路から出力され発光素子を駆動する駆動電流（出力電流）Ｉ２の波形を表す。

図１０（ｂ）、図１０（ｃ）において、補償用入力電流Δｉ１の大きさの違いにより３本の線が描かれており、点線はΔｉ１がゼロの場合、実線はΔｉ１が最適に調整された場合、一点鎖線はΔｉ１が過剰な場合をそれぞれ表す。

パルス発生回路１０２から入力される入力パルスが立ち上がる前は、スイッチＱ１０１がオープンであるため、トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３のゲート電圧はＶＤＤ電圧に概略等しい。パルス発生回路１０２から入力される入力パルスが立ち上がってスイッチＱ１０１がショートになると、トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３のゲート電圧が下がり、電流が流れ始める。トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３はゲート容量を有しており、ゲート容量の充電に時間がかかるため、駆動電流Ｉ２の立ち上がり波形がなまる。

補償用入力電流Δｉ１は、ゲート容量の充電時間を加速する働きがあり、図１０（ｂ）、図１０（ｃ）にて実線によって示したように最適に調整された場合に、駆動電流Ｉ２は短時間のうちに所定の電流値に安定する。補償用入力電流Δｉ１は容量Ｃ１０１の容量値により調整できる。

特許第３９０８９７１号公報

本開示の目的は、高速に出力電流を所定値に安定化できる電流出力回路および無線通信装置を提供することである。

本開示の電流出力回路は、ソースが基準電圧に接続された第１および第２トランジスタを有し、前記第１トランジスタのドレイン電流に比例した電流を前記第２トランジスタのドレインから出力するカレントミラー回路と、前記カレントミラー回路の電流出力をオンオフするスイッチと、ゲートが前記第２トランジスタのゲートに接続された第３トランジスタと、前記第３トランジスタのドレインに第１電圧を与えるバイアス回路と、を備え、前記バイアス回路は、前記スイッチの開閉に同期して、前記第１電圧を異なる２つの電圧に切り替える。

本開示によれば、高速に出力電流を所定値に安定化できる。

第１の実施形態に係る電流出力回路を負荷回路に接続した回路図 （ａ）〜（ｃ）は図１の電流出力回路において発生する各種出力の過渡応答波形を示す図 （ａ）、（ｂ）はＭＯＳトランジスタのゲート容量の動作を説明するための断面図 第２の実施形態に係る電流出力回路を負荷回路に接続した回路図 カスコードトランジスタの効果を説明する図 第３の実施形態に係る電流出力回路を負荷回路に接続した回路図 図６の電流出力回路において発生する各種出力の過渡応答波形を示す図 第４の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 従来例の電流出力回路としての発光素子駆動回路の構成を示す回路図 図９の従来例の電流出力回路において発生する各種出力の過渡応答波形を示す図

＜本開示の各実施形態の内容に至る経緯＞
先ず、本開示に係る電流出力回路および無線通信装置の実施形態を説明する前に、電流出力の高速立ち上げにおける課題について説明する。

図９に示した従来例の電流出力回路においては、トランジスタの製造ばらつきにより、トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３のゲート容量が変動すると、駆動電流（出力電流）Ｉ２の立ち上がり波形が最適状態から外れ、安定化するまでの時間が延びてしまう課題があった。

また、電源電圧ＶＤＤの変動によっても、パルス入力時に容量Ｃ１０１の両端に発生する電圧が変動するため、補償用入力電流Δｉ１が変化してしまい、駆動電流Ｉ２の安定化時間が延びるという不具合があった。加えて、温度変化が生じた場合においても、所定の定常電流を流すためのトランジスタＭ１０２，Ｍ１０３のゲート電圧が変化し、補償用入力電流Δｉ１の最適値が変化するため、駆動電流が安定化するまでの時間が延びる課題があった。

上述した電流出力の高速立ち上げにおける課題を鑑み、本開示では、例えば、温度、又は、電源電圧といった環境条件の変化、或いは、トランジスタ製造ばらつきがあった場合でも、高速に出力電流を所定値に安定化できる電流出力回路および無線通信装置を提供する。

＜本開示の実施形態＞
以下、図面を参照しながら本開示に係る実施形態を詳細に説明する。なお、以下の説明において用いる図について、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電流出力回路を負荷回路に接続した回路図である。

本実施形態の電流出力回路は、電流出力の高速立ち上げを可能としたカレントミラー構成の回路であり、カレントミラー回路のトランジスタに対するゲート容量充電電流補償用トランジスタを備えるものである。

電流出力回路は、一対のトランジスタＭ１，Ｍ２により構成されるカレントミラー回路１を有する。ここで、トランジスタＭ１が第１トランジスタの一例として、トランジスタＭ２が第２トランジスタの一例として、それぞれ設けられる。トランジスタＭ１，Ｍ２は、ソースが所定の基準電圧（電源電圧）ＶＤＤに接続され、ゲート同士が接続され、トランジスタＭ１のドレインが入力端、トランジスタＭ２のドレインが出力端となる。カレントミラー回路１の入力端には電流源４が接続され、電流出力端２にはスイッチＱ２を介して負荷回路３が接続される。

カレントミラー回路１は、トランジスタＭ１のドレイン電流に比例した電流をトランジスタＭ２のドレインから出力する。本実施形態では、カレントミラー回路１は、電流源４にて発生した電流Ｉ１を入力電流とし、２つのトランジスタＭ１，Ｍ２のサイズ比によって決定される出力電流Ｉ２を、電流出力端２から出力する。

出力電流Ｉ２は、カレントミラー回路１の電流出力をオンオフするスイッチＱ２を通り、任意のインピーダンスを持った負荷回路３に流れる。スイッチＱ２は、パルス発生回路７にて発生されるパルスにより制御され、パルスがハイレベルの期間にショート状態になり、負荷回路３に電流が流れる。

電流出力回路は、第３トランジスタの一例としてのトランジスタＭ３を有する。トランジスタＭ３は、トランジスタＭ２のダミートランジスタとして機能する。トランジスタＭ３のゲートはトランジスタＭ２のゲートに接続され、ソースはオープン状態であり、ドレインはバイアス回路５に接続され、バイアス回路５が出力する第１電圧Ｖｂ１が与えられている。

バイアス回路５は、トランジスタＭ５と、スイッチＱ１と、抵抗６とを有する。トランジスタＭ５は、ソースとゲートがトランジスタＭ１と共通に接続され、ドレインから電流を出力する。トランジスタＭ５のドレインは、抵抗６を介して接地され、スイッチＱ１の切替端子の一方が接続される。トランジスタＭ５のドレイン電流が抵抗６に流れることにより、抵抗６のインピーダンスに応じた所定の電圧Ｖｂｘが発生する。

スイッチＱ１の切替端子の他方は、基準電圧ＶＤＤと接続され、スイッチＱ１の固定端子がバイアス回路５の出力端となり、トランジスタＭ３のドレインと接続される。

スイッチＱ１は、パルス発生回路７にて発生されるパルスにより制御され、図示のようにスイッチＱ２と同期して切り替わる。すなわち、スイッチＱ１は、パルスがローレベルの期間はトランジスタＭ５のドレイン側に、ハイレベルの期間は基準電圧ＶＤＤ側に切り替わる。スイッチＱ１の切り替えによって、第１電圧Ｖｂ１はＶｂｘとＶＤＤの２値の間において切り替わる。

このように、バイアス回路５は、トランジスタＭ３のドレインに第１電圧Ｖｂ１を与える場合に、スイッチＱ２の開閉に同期してスイッチＱ１を切り替え、第１電圧Ｖｂ１を異なる２つの電圧（本実施形態ではＶｂｘとＶＤＤ）に切り替える。

電流出力回路において、パルス発生回路７の出力のパルスの立ち上がりもしくは立ち下がりの後は、トランジスタＭ２，Ｍ３のゲート容量を充放電するためのゲート電流Ｉｇ２，Ｉｇ３が流れる。さらにその電流差分Ｉｇ２−Ｉｇ３に相当する差分電流Ｉｇ１がトランジスタＭ１に流れる。

以上のように構成された電流出力回路の動作の詳細を、図２（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。図２（ａ）〜（ｃ）は図１の電流出力回路において発生する各種出力の過渡応答波形を示す図である。図２（ａ）はパルス発生回路７が発生するパルスの立ち上がり近傍波形である。図２（ｂ）はトランジスタＭ２，Ｍ３のゲート電圧とドレイン電圧の変化の様子を示す。図２（ｃ）はカレントミラー回路１の出力電流Ｉ２の応答波形である。

図２（ａ）において、パルス発生回路７の出力のパルスがローレベルの期間は、スイッチＱ１はトランジスタＭ５のドレイン側（Ｖｂｘ側）、スイッチＱ２はオープン状態（オフ）である。一方、パルスがハイレベルの期間は、スイッチＱ１はトランジスタＭ５のソース側（ＶＤＤ側）、スイッチＱ２はショート状態（オン）である。

図２（ｂ）に示すように、パルスがローレベルの期間は、スイッチＱ２がオフであるため出力電流Ｉ２は流れない。トランジスタＭ２のドレイン電圧は基準電圧ＶＤＤに概略等しく、また、トランジスタＭ３のドレイン電圧である第１電圧Ｖｂ１は電圧値Ｖｂｘに概略等しい。

続いて、パルスがハイレベルに立ち上がると、スイッチＱ２がオンになるのでトランジスタＭ２のドレイン電圧は所定の中間電圧まで急激に立ち下がる。トランジスタＭ２のゲート容量が充電されるためゲート電流Ｉｇ２が短期間流れる。一方、トランジスタＭ３のドレイン電圧Ｖｂ１は、スイッチＱ１が切り替わることにより基準電圧ＶＤＤに変化する。従って、トランジスタＭ３においてもゲート容量を通じた放電によりゲート電流Ｉｇ３が流れる。

ここで、ゲート電流Ｉｇ２，Ｉｇ３によりトランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに流出入する電荷量が互いに等しい場合、差分電流Ｉｇ１は無視できるほど小さい。トランジスタＭ２，Ｍ３のゲート電圧は、入力電流Ｉ１がトランジスタＭ１に流れることで発生するが、差分電流Ｉｇ１がゼロであれば、ゲート電圧は変動しない。ゲート電圧が一定であれば、そのトランジスタに流れるドレイン電流も一定である。このため、トランジスタＭ２から出力される出力電流Ｉ２は、図２（ｃ）の実線に示すように、ゲート充電電流Ｉｇ２による短期間のグリッチ（突入電流によるもの）の後、高速に定常電流に安定化する。

なお、図２（ｂ）、（ｃ）において点線によって示した波形は、動作の比較のため、トランジスタＭ３のゲートの接続を切断した場合の過渡応答を示したものである。この場合、トランジスタＭ２のゲート充電電流が差分電流Ｉｇ１としてトランジスタＭ１に流れるため、トランジスタＭ２のゲート電圧は図２（ｂ）にて点線によって示すように過渡的に一旦低い値になる。その後、トランジスタＭ１の持つインピーダンスとゲート容量とによって定まる時定数をもってゲート電圧は徐々に変動し、ゲート電圧が安定化するまでは、出力電流Ｉ２も変動し続けることになる。

さて、前述のとおり、ゲート電流Ｉｇ２，Ｉｇ３によりトランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに流出入する電荷量が互いに等しい場合、差分電流Ｉｇ１は無視できるほど小さく出力電流の安定化時間が短くなる。そこで、トランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに流出入する電荷量がバランスする条件を次に説明する。トランジスタのゲート容量に蓄えられる電荷量は、容量値とその両端の電圧の積によって与えられるので、パルスの立ち上がり前後における容量値とドレイン電圧変化に着目する。

トランジスタのゲート容量は、主にはゲート電極の直下にできるチャネルと呼ばれる領域とゲート電極との間の容量である。図３（ａ）、（ｂ）は、ＭＯＳトランジスタのゲート容量の動作を説明するための断面図である。図３（ａ）、（ｂ）において、ゲート電極３１ｇ、ソース領域３２ｓ、ドレイン領域３３ｄ、チャネル３４、基板領域３５、空乏層領域３６、ゲート酸化膜３７、素子分離酸化膜３８をそれぞれ示す。

ＭＯＳトランジスタでは、ゲート−ドレイン間電圧の値によって、図３（ａ）、（ｂ）にそれぞれ示すように、チャネル領域の形成が異なる。ゲート−ドレイン間電圧が閾値以上であり、トランジスタがリニア領域において動作する場合は、図３（ａ）のように、チャネル３４はソース領域３２ｓ，ドレイン領域３３ｄと導通する。一方、ゲート−ドレイン間電圧が閾値以下であり、トランジスタが飽和領域において動作する場合は、図３（ｂ）のように、チャネル３４は、ソース領域３２ｓと導通し、ドレイン領域３３ｄとは導通しないため、空乏層領域３６が広がる。

ゲート容量は、ゲート電極３１ｇとチャネル領域３４との対向面積に比例する。トランジスタが飽和領域において動作する場合は、チャネル領域３４の面積が減少するため、ゲート容量はリニア領域において動作する場合に比べ約三分の二であることが経験的に知られている。ここで、図１のトランジスタＭ２，Ｍ３の動作に立ち返ると、パルス発生回路７の出力のパルスがローレベルからハイレベルに立ち上がる場合に、トランジスタＭ２はリニア領域から飽和領域に、トランジスタＭ３は飽和領域からリニア領域に動作が変化し、ゲート容量値もそれに応じて変化する。

次に、トランジスタのドレイン電圧の変化に着目すると、それぞれのトランジスタのドレイン電圧は、基準電圧ＶＤＤと所定の中間電圧との間において変化する。飽和領域においては、ドレイン領域３３ｄがチャネル３４と導通しないため、ドレイン電圧が変化してもゲート容量への電荷の流出入が発生しない。従って、飽和領域においては、ドレイン電圧はゲート容量への電荷移動に寄与しないので、実質的にゲート容量への電荷移動を引き起こすドレイン電圧の変動幅は、リニア領域と飽和領域の動作が切り替わるポイントにおける電圧と基準電圧ＶＤＤとの間の電圧差である。電圧差は、ゲートが共通に接続されていることからトランジスタＭ２とトランジスタＭ３とでは同じ値となる。

以上のことから、パルス発生回路７の出力のパルスの立ち上がり時において、トランジスタＭ２，Ｍ３のゲート容量を通じて移動する電荷量は次のようになる。

まず、トランジスタＭ２については、チャネル３４と導通するソース領域３２ｓは基準電圧ＶＤＤに固定されるため、ゲート容量のうち三分の二の容量に蓄えられている電荷は維持され、移動しない。残りの三分の一の容量に蓄えられた電荷が移動対象になる。ドレイン電圧は実質的にＶＤＤからリニア領域−飽和領域切り替わり点まで変化するから、トランジスタＭ２のゲートに流入する電荷量は、Ｃ_ｏｘＳ_２Ｖ_ｄｓｃ／３である。ここで、Ｃ_ｏｘはゲート電極単位面積当たりのゲート容量値、Ｓ_２はトランジスタＭ２のゲート電極面積、Ｖ_ｄｓｃはリニア領域−飽和領域切り替わり点のドレイン電圧とＶＤＤとの電圧差である。

一方、トランジスタＭ３のゲートから流出する電荷量については、ソースがオープンであるため、ドレイン電圧が変化することでゲート容量全体に蓄えられた電荷が移動する。すなわち、トランジスタＭ３のゲートから流出する電荷量は、Ｃ_ｏｘＳ_３Ｖ_ｄｓｃである。ここで、Ｓ_３はトランジスタＭ３のゲート電極面積である。

従って、ゲート電流Ｉｇ２，Ｉｇ３によりトランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに流出入する電荷量が互いに等しくなるためには、Ｓ_３＝Ｓ_２／３とすればよい。つまり、トランジスタＭ３のサイズを、トランジスタＭ２の三分の一にすればよい。なお、トランジスタのゲート容量が、リニア領域から飽和領域になることで変化する三分の二という比率は、製造工法に依存する概数であり、上記に示したトランジスタサイズの選択は設計上の目安である。

上記のような構成では、製造ばらつきにより、ゲート酸化膜の膜圧が変化しゲート電極単位面積当たり容量Ｃ_ｏｘが変動しても、トランジスタＭ２，Ｍ３のゲート容量値の相対値は変化せずゲートに流出入する電荷量のバランスは維持される。また、温度、又は、電源電圧が変化しても、リニア領域−飽和領域切り替わり点のドレイン電圧とＶＤＤとの電圧差Ｖ_ｄｓｃが、トランジスタＭ２とトランジスタＭ３とでは同じ値になるため、電荷量のバランスは維持される。

従って、本実施形態によると、温度、又は、電源電圧といった環境条件の変化、或いは、トランジスタ製造ばらつきがあった場合でも、パルス発生回路７の出力のパルスの立ち上がり時、すなわち出力電流の立ち上がり時において、トランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに流出入する電荷量がバランスする。これにより、ゲート電流Ｉｇ２，Ｉｇ３の差分電流Ｉｇ１が無視できるほど小さくなり、ゲート電圧の過渡的な変動が起きないため、高速に出力電流を所定値に安定化できる。

このように、本実施形態の電流出力回路では、回路の立ち上げ時に、出力電流が定常値に安定化するまでの時間を短縮できる。しかも、出力電流の安定化の高速性が、トランジスタ製造ばらつき、又は、温度、電源電圧変動の影響を受けないようにできる。

なお、トランジスタのゲート容量としては上記に説明したゲート電極−チャネル間の容量が主なものであるが、それに加えゲート電極とソース，ドレイン電極との間の容量もわずかに存在する。電極間容量を通じて移動する電荷量は、ドレイン電圧の変化幅に比例することから、パルスの立ち上がり時におけるトランジスタＭ２とトランジスタＭ３のドレイン電圧の変化幅を一致させることがさらに好ましい。

すなわち、パルスがローレベルにおけるトランジスタＭ３のドレイン電圧Ｖｂｘを、パルスがハイレベルにおいてスイッチＱ２がオン状態となるトランジスタＭ２のドレイン電圧に概略等しくさせることが望ましい。これにより、温度、又は、電源電圧の環境条件の変化に対する耐性をより一層高められる。

以上の説明では、図１の電流出力回路の構成において、トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ５はＰチャネルＭＯＳトランジスタとしたが、トランジスタをＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用し電流の流れる向きを逆にした回路としてもよい。

また、ダミートランジスタとして機能するトランジスタＭ３は、図１の構成例ではソースをオープン状態としたが、ソースを基準電圧ＶＤＤに接続した構成としてもよい。また、トランジスタＭ３のドレインへ与える第１電圧Ｖｂ１を切り替えるスイッチＱ１は、トランジスタＭ５のドレインおよび抵抗６との接続を切り替えるスイッチと、基準電圧ＶＤＤとの接続を切り替えるスイッチとを別々のスイッチとして構成してもよい。このように、トランジスタＭ３のソースの接続部の構成、バイアス回路５の出力電圧を切り替える構成は、図１に示した構成例に限定されない。

（第２の実施形態）
図４は、第２の実施形態に係る電流出力回路を負荷回路に接続した回路図である。

第２の実施形態と図１に示した第１の実施形態との相違点は、カレントミラー回路１において、トランジスタＭ２のドレインと電流出力端２との間にカスコードトランジスタＭ８を挿入して設けたことである。カスコードトランジスタＭ８は、ソースがトランジスタＭ２のドレインと接続され、ドレインが電流出力端２と接続される。

また、トランジスタＭ１のドレインと電流源４との間には、ゲートとドレインが接続されたトランジスタＭ７が挿入されて設けられる。トランジスタＭ７は、カスコードトランジスタＭ８とゲート同士が接続され、ソースがトランジスタＭ１のドレインと接続され、ドレインが電流源４と接続される。これにより、トランジスタＭ７のゲートに発生する電圧をカスコードトランジスタＭ８のゲートバイアス電圧として用いている。その他の構成は図１と同様である。

図５はカスコードトランジスタの効果を説明する図であり、負荷回路３のインピーダンスによって電流出力端２の取り得る電圧が変化した場合の出力電流Ｉ２が変化する様子を示す。

図５において、点線は、カスコードトランジスタＭ８が存在しない図１の回路における出力電流Ｉ２の特性であり、電流出力端２の電圧が大きくなるにつれ、出力電流Ｉ２は緩やかに低下する。言い換えれば、出力インピーダンスが十分高くなく出力電流値の変動が大きい特性である。一方、実線は、図４のようにカスコードトランジスタＭ８を有した回路における出力電流Ｉ２の特性を示す。この場合、電流出力端電圧が変化しても出力電流Ｉ２がほとんど変化しない特性を持ち、電流出力回路として出力電流を一定に保つ優れた特性を示す。

図４に示す第２の実施形態のカレントミラー回路１においても、第１の実施形態と同様、出力電流Ｉ２の電流値は、電流源４から入力される入力電流Ｉ１に対し、トランジスタＭ１とＭ２のサイズ比に従って増幅された値となる。このため、パルス発生回路７出力のパルス立ち上げ時における出力電流の高速安定化のためには、トランジスタＭ２とＭ３のゲートに流出入する電荷量をバランスさせ、ゲート電圧の変動を抑えることが重要である。

従って、第２の実施形態の電流出力回路においても、トランジスタＭ３のサイズを、トランジスタＭ２のおよそ三分の一にすればよい。また、バイアス回路５が発生する電圧Ｖｂｘは、パルスがハイレベルにおいてスイッチＱ２がオン状態となるトランジスタＭ２のドレイン電圧に概略等しくさせることが好ましい。

本実施形態の電流出力回路においても、温度、又は、電源電圧といった環境条件の変化、或いは、トランジスタ製造ばらつきがあった場合でも、パルスの立ち上がり時においてトランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに流出入する電荷量がバランスしゲート電圧の過渡変動が起きないため、第１の実施形態と同様に、高速に出力電流を所定値に安定化できる。さらに、第２の実施形態では、パルス立ち上げ後の定常状態において、負荷回路３のインピーダンスが変わることにより電流出力端電圧が変化しても、出力電流値がほとんど変化しないよう安定化できる。

（第３の実施形態）
図６は、第３の実施形態に係る電流出力回路を負荷回路に接続した回路図である。

第３の実施形態では、図４に示した第２の実施形態の構成に加えて、第４トランジスタの一例としてのトランジスタＭ４を有する。トランジスタＭ４は、カスコードトランジスタＭ８のダミートランジスタとして機能する。トランジスタＭ４は、ゲートがカスコードトランジスタＭ８と共通接続され、ソースはバイアス回路５の第１出力端に接続されて第１電圧Ｖｂ１が与えられ、ドレインはバイアス回路５の第２出力端に接続されて第２電圧Ｖｂ２が与えられている。

バイアス回路５において、トランジスタＭ５のドレインと抵抗６との間には、トランジスタＭ６が挿入されて設けられる。トランジスタＭ６は、ゲートがトランジスタＭ７のゲートと接続され、ソースがトランジスタＭ５のドレインと接続され、ドレインが抵抗６およびスイッチＱ３の切替端子の一方と接続される。トランジスタＭ５，Ｍ６より抵抗６にドレイン電流が流れることにより、トランジスタＭ５のドレインには所定の電圧Ｖｂｘが、トランジスタＭ６のドレインには所定の電圧Ｖｂｙがそれぞれ発生する。

スイッチＱ３の切替端子の他方は、基準電圧ＶＤＤと接続され、スイッチＱ３の固定端子がバイアス回路５の第２出力端となり、トランジスタＭ４のドレインと接続される。なお、スイッチＱ１の固定端子がバイアス回路５の第１出力端である。

スイッチＱ１，Ｑ３は、パルス発生回路７にて発生されるパルスにより制御され、図示のようにスイッチＱ２と同期して切り替わる。ここで、スイッチＱ３は、パルスがローレベルの期間はトランジスタＭ６のドレイン側に、ハイレベルの期間は基準電圧ＶＤＤ側に切り替わる。スイッチＱ１，Ｑ３の切り替えによって、第１電圧Ｖｂ１はＶｂｘとＶＤＤとの間において、第２電圧Ｖｂ２はＶｂｙとＶＤＤとの間において、それぞれ切り替わる。パルス発生回路７の出力のパルスが立ち上がると、第１電圧Ｖｂ１はＶｂｘからＶＤＤへ、第２電圧Ｖｂ２はＶｂｙからＶＤＤへ、それぞれ切り替わる。

このように、バイアス回路５は、第１電圧Ｖｂ１を異なる２つの電圧（本実施形態ではＶｂｘとＶＤＤ）に切り替え、トランジスタＭ４のドレインに第２電圧Ｖｂ２を与える場合に、スイッチＱ２の開閉に同期してスイッチＱ３を切り替え、第２電圧Ｖｂ２を異なる２つの電圧（本実施形態ではＶｂｙとＶＤＤ）に切り替える。

以上のように構成された電流出力回路の動作の詳細を、図７（ａ）〜（ｄ）を用いて説明する。図７（ａ）〜（ｄ）は図６の電流出力回路において発生する各種出力の過渡応答波形を示す図である。図７（ａ）はパルス発生回路７が発生するパルスの立ち上がり近傍波形である。図７（ｂ）はトランジスタＭ２，Ｍ３のゲート電圧とドレイン電圧の変化の様子を示す。図７（ｃ）はトランジスタＭ８，Ｍ４のゲート電圧とドレイン電圧の変化の様子を示す。図７（ｄ）はカレントミラー回路１の出力電流Ｉ２の応答波形である。

なお、図７（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）において点線により示した波形は、動作の比較のため、トランジスタＭ３，Ｍ４のゲートの接続を切断した場合の過渡応答を示したものである。

図７（ａ）に示すパルス発生回路７の出力のパルスは、図２（ａ）に示した第１の実施形態と同様である。

図７（ｂ）に示すように、トランジスタＭ３のドレイン電圧は、バイアス回路５の第１電圧Ｖｂ１により与えられている。第１電圧Ｖｂ１は、パルスがローレベルの期間では中間電圧である電圧値Ｖｂｘの状態であり、パルスがハイレベルになるとＶｂｘから基準電圧ＶＤＤまで立ち上がる。トランジスタＭ２のドレイン電圧は、パルスがローレベルの期間では出力電流Ｉ２が流れていないためＶＤＤ電圧であり、パルスがハイレベルになると、カスコードトランジスタＭ８に電流が流れゲート−ソース間電圧によって定まる中間電圧まで急激に立ち下がる。

トランジスタＭ３，Ｍ２の動作は、リニア領域と飽和領域の間において切り替わることは前述した第１の実施形態における動作と同様である。従って、第１の実施形態と同様に、トランジスタＭ３のゲート電極面積Ｓ_３をトランジスタＭ２のゲート電極面積Ｓ_２のおよそ三分の一にすれば、ゲート容量を通じた電荷量の移動がバランスしゲート電圧の過渡的な変動が抑えられる。図７（ｂ）中にて点線により表した波形は、トランジスタＭ３のゲートを切断した場合の、トランジスタＭ２のゲート電圧の変化を示しており、図２（ｂ）の第１の実施形態において説明したとおりである。

図７（ｃ）に示すように、トランジスタＭ４のドレイン電圧は、バイアス回路５の第２電圧Ｖｂ２により与えられている。第２電圧Ｖｂ２は、パルスがローレベルの期間では中間電圧である電圧値Ｖｂｙの状態であり、パルスがハイレベルになるとＶｂｙから基準電圧ＶＤＤまで立ち上がる。カスコードトランジスタＭ８のドレイン電圧は、パルスがローレベルの期間では出力電流Ｉ２が流れていないためＶＤＤ電圧であり、パルスがハイレベルになると、出力電流Ｉ２が負荷回路３に流れることで発生する中間電圧まで急激に立ち下がる。

トランジスタＭ４，Ｍ８の動作は、リニア領域と飽和領域の間において切り替わることは前述した第１の実施形態における動作と同様である。仮に、トランジスタＭ４のゲートが切断されていると、カスコードトランジスタＭ８に流れる過渡的なゲート電流がトランジスタＭ７に向かって流れるため、ゲート電圧は図７（ｃ）にて点線により示したように過渡的に変動する。
カスコードトランジスタＭ８のゲート電圧の変動は、トランジスタＭ２のゲート電圧の変動に比べ出力電流値に与える影響度は小さいものの、無視できるほど小さくはない。従って、本実施形態では、トランジスタＭ４のゲートをカスコードトランジスタＭ８のゲートに接続し、ゲート容量を通じた電荷量の移動をバランスさせることにより、図７（ｃ）にて実線により示すようなゲート電圧に過渡的な変動が生じない安定した特性が得られる。その結果、出力電流Ｉ２は、図７（ｄ）の実線に示すように、ゲート充電電流による短期間のグリッチの後、高速に定常電流に安定化する。

ここで、トランジスタＭ４，Ｍ８のゲート容量を通じて流出入する電荷量がバランスする条件について説明する。パルスが立ち上がる前後において、それぞれのトランジスタのソース電圧，ドレイン電圧は、対称的に、ＶＤＤと中間電圧との間において切り替わる。また、パルスの立ち上がりによって、トランジスタＭ４は飽和領域からリニア領域へ動作が切り替わり、カスコードトランジスタＭ８はリニア領域から飽和領域へ動作が切り替わるので、ゲート容量値が変化する比率も同じである。従って、ゲート容量を通じて移動する電荷量をバランスさせるためには、両トランジスタＭ４，Ｍ８のサイズを同じにすればよいことは容易に理解できる。

本実施形態の電流出力回路によれば、カスコードトランジスタＭ８を有したカレントミラー回路であるため、パルス立ち上げ後の定常状態において、負荷回路３のインピーダンスが変わることにより電流出力端電圧が変化しても、出力電流がほとんど変化しないよう安定化できる。
また、パルス立ち上げ時において、トランジスタＭ２，Ｍ３とトランジスタＭ８，Ｍ４の各ゲートに流出入する電荷量がバランスし、出力電流値を決定するトランジスタＭ２，Ｍ８のゲート電圧の過渡的な変動を抑えられるので、高速に出力電流を所定値に安定化できる。しかも、出力電流の高速安定化の効果は、温度、又は、電源電圧といった環境条件の変化、或いは、トランジスタ製造ばらつきがあった場合でも維持されることは、第１の実施形態と同様である。

なお、パルスがローレベルにおけるトランジスタＭ４のドレイン電圧Ｖｂｙは、トランジスタＭ３のドレイン電圧Ｖｂｘと同様、パルスがハイレベルにおいてスイッチＱ２がオン状態となるカスコードトランジスタＭ８のドレイン電圧に概略等しくさせることが望ましい。これにより、温度、又は、電源電圧の環境条件の変化に対する耐性をより一層高められる。

（第４の実施形態）
図８は、第４の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の無線通信装置は、電流出力回路８１，８２と、送信回路８３と、受信回路８４とを備えている。

送信回路８３は、電流出力回路８１と送信アンテナ８５とが接続され、電流出力回路８１から電流供給を受けて送信動作を行う。受信回路８４は、電流出力回路８２と受信アンテナ８６とが接続され、電流出力回路８２から電流供給を受けて受信動作を行う。

電流出力回路８１，８２は、それぞれ、上述した第１〜第３の実施形態のいずれかのカレントミラー回路１を有する。図８では、一例として第１の実施形態の構成を適用し、スイッチＱ２、トランジスタＭ３、バイアス回路５を備えたものを例示する。

パルス発生回路７から選択的に電流出力回路８１，８２にパルスを送ることにより、送信回路８３と受信回路８４のいずれかを時分割によって起動させ、送信アンテナ８５から送信信号を送出するか、受信アンテナ８６にて受け取る受信信号を受信処理するかを切り替える。

送信回路８３は、ベースバンド回路にて生成された自身の無線通信装置のもつ情報が含まれるベースバンド信号を、高周波信号に変換する機能を有する。送信回路８３にて変換された高周波信号は、送信アンテナ８５に導かれ送信信号として他の無線通信装置に向けて送出される。
受信回路８４は、他の無線通信装置から受けた高周波信号をベースバンド信号に変換する機能を有する。他の無線通信装置から送出された高周波信号は、受信アンテナ８６を通して受信回路８４にて受信され、ベースバンド信号に変換される。その後ベースバンド回路にてベースバンド信号の復号処理が行われ、受信した情報が再生される。このようにして他の無線通信装置との間において通信を実行できる。

本実施形態によると、電流出力回路８１，８２から出力される出力電流が電流立ち上げ時に高速に安定化するため、送信回路８３，受信回路８４の起動時間を短縮できる。これにより、例えば送受信を時分割によって実行する場合に、送信と受信のインターバル期間を短くできる。したがって、大量のデータを短時間に無駄なく通信でき、超高速通信が可能になり、高伝送レートの通信に対応できる。

本開示に係る実施形態の種々の態様として、以下のものが含まれる。

第１の開示に係る電流出力回路は、ソースが基準電圧に接続された第１および第２トランジスタを有し、前記第１トランジスタのドレイン電流に比例した電流を前記第２トランジスタのドレインから出力するカレントミラー回路と、前記カレントミラー回路の電流出力端に直列接続され、電流出力をオンオフするスイッチと、ゲートが前記第２トランジスタのゲートに接続された第３トランジスタと、前記第３トランジスタのドレインに第１電圧を与えるバイアス回路と、を備え、前記バイアス回路は、前記スイッチの開閉に同期して、前記第１電圧を異なる２つの電圧に切り替える。

これによると、スイッチの切替時に発生する第２トランジスタと第３トランジスタのゲート容量に蓄えられる電荷量の変化を両者によってバランスさせることができる。このため、ゲート電圧を生成する回路への不要な電流流入が起きないので、第２トランジスタのゲート電圧は過渡的な変動を抑制できるため、一定値を保つことができ、カレントミラー回路から出力される電流は短時間のうちに定常値に安定化する。

また、第２トランジスタと第３トランジスタのゲート容量値は、製造ばらつきに対して同じ比率によって変化する。また、第２トランジスタと第３トランジスタのゲートが共通接続されているため、温度、又は、電源電圧によらず、スイッチ切替時にゲート容量に与えられる電圧変化幅が同じになる。そのため、ゲート容量を通じて移動する電荷量は両トランジスタにおいて常に一致する。このことから、温度、又は、電源電圧の変化、あるいはトランジスタ製造ばらつきによる影響を抑制でき、出力電流が安定化するまでの時間を短縮できる。

第２の開示に係る電流出力回路は、上記第１の開示の電流出力回路において、前記バイアス回路が出力する前記第１電圧は、前記スイッチが開放状態においては、前記スイッチが短絡状態における前記第２トランジスタのドレインに発生する電圧と概略等しい電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記基準電圧である。

第３の開示に係る電流出力回路は、上記第１の開示の電流出力回路において、前記バイアス回路が出力する前記第１電圧は、前記スイッチが開放状態においては前記第３トランジスタが飽和領域の動作を行う電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記第３トランジスタがリニア領域の動作を行う電圧である。

第４の開示に係る電流出力回路は、上記第１から第３のいずれかの開示の電流出力回路において、前記カレントミラー回路は、前記第２トランジスタのドレインと前記電流出力端との間に挿入されゲートが所定の電圧にてバイアスされたカスコードトランジスタを備える。

第５の開示に係る電流出力回路は、上記第４の開示の電流出力回路において、ゲートが前記カスコードトランジスタのゲートに接続され、ソースが前記第３トランジスタのドレインに接続され、ドレインに前記バイアス回路から第２電圧を与えられた第４トランジスタを備え、前記バイアス回路は、前記スイッチの開閉に同期して、前記第２電圧を異なる２つの電圧に切り替える。

第６の開示に係る電流出力回路は、上記第５の開示の電流出力回路において、前記バイアス回路が出力する前記第２電圧は、前記スイッチが開放状態においては、前記スイッチが短絡状態における前記カスコードトランジスタのドレインに発生する電圧と概略等しい電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記基準電圧である。

第７の開示に係る電流出力回路は、上記第５の開示の電流出力回路において、前記バイアス回路が出力する前記第２電圧は、前記スイッチが開放状態においては前記第４トランジスタが飽和領域の動作を行う電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記第４トランジスタがリニア領域の動作を行う電圧である。

第８の開示に係る無線通信装置は、上記第１から第７のいずれかの開示の電流出力回路と、前記電流出力回路の出力電流が供給される送信回路と、前記電流出力回路の出力電流が供給される受信回路とを備え、前記送信回路と前記受信回路とが時分割によって起動する。

これによると、無線通信装置は、送信と受信の動作モード切替のインターバル期間を短縮できる。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

本開示は、高速に出力電流を所定値に安定化できる効果を有し、電流出力の高速立ち上げが可能な電流出力回路、およびこれを備えた無線通信装置等として、高速起動が求められる回路を使用する産業において有用である。

１ カレントミラー回路
２ 電流出力端
３ 負荷回路
４ 電流源
５ バイアス回路
６ 抵抗
７ パルス発生回路
Ｑ１〜Ｑ３ スイッチ
Ｍ１〜Ｍ７ トランジスタ
Ｍ８ カスコードトランジスタ
８１，８２ 電流出力回路
８３ 送信回路
８４ 受信回路

Claims (8)

1. ソースが基準電圧に接続された第１および第２トランジスタを有し、前記第１トランジスタのドレイン電流に比例した電流を前記第２トランジスタのドレインから出力するカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の電流出力端に直列接続され、電流出力をオンオフするスイッチと、
   ゲートが前記第２トランジスタのゲートに接続された第３トランジスタと、
   前記第３トランジスタのドレインに第１電圧を与えるバイアス回路と、を備え、
   前記バイアス回路は、前記スイッチの開閉に同期して、前記第１電圧を異なる２つの電圧に切り替える、
   電流出力回路。
2. 前記バイアス回路が出力する前記第１電圧は、前記スイッチが開放状態においては、前記スイッチが短絡状態における前記第２トランジスタのドレインに発生する電圧と概略等しい電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記基準電圧である、請求項１に記載の電流出力回路。
3. 前記バイアス回路が出力する前記第１電圧は、前記スイッチが開放状態においては前記第３トランジスタが飽和領域の動作を行う電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記第３トランジスタがリニア領域の動作を行う電圧である、請求項１に記載の電流出力回路。
4. 前記カレントミラー回路は、前記第２トランジスタのドレインと前記電流出力端との間に挿入されゲートが所定の電圧にてバイアスされたカスコードトランジスタを備える、請求項１から３のいずれか一項に記載の電流出力回路。
5. ゲートが前記カスコードトランジスタのゲートに接続され、ソースが前記第３トランジスタのドレインに接続され、ドレインに前記バイアス回路から第２電圧を与えられた第４トランジスタを備え、
   前記バイアス回路は、前記スイッチの開閉に同期して、前記第２電圧を異なる２つの電圧に切り替える、請求項４に記載の電流出力回路。
6. 前記バイアス回路が出力する前記第２電圧は、前記スイッチが開放状態においては、前記スイッチが短絡状態における前記カスコードトランジスタのドレインに発生する電圧と概略等しい電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記基準電圧である、請求項５に記載の電流出力回路。
7. 前記バイアス回路が出力する前記第２電圧は、前記スイッチが開放状態においては前記第４トランジスタが飽和領域の動作を行う電圧であり、前記スイッチが短絡状態においては前記第４トランジスタがリニア領域の動作を行う電圧である、請求項５に記載の電流出力回路。
8. 請求項１から７のいずれか一項に記載の電流出力回路と、
   前記電流出力回路の出力電流が供給される送信回路と、
   前記電流出力回路の出力電流が供給される受信回路とを備え、
   前記送信回路と前記受信回路とが時分割によって起動する、無線通信装置。

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