JP5839527B1 - 超高感度マイクロ磁気センサ - Google Patents

Abstract

【課題】ウェアラブルコンピュータ、医療用機器などに応用される高感度マイクロ磁気センサにおいて、高感度、広い測定範囲、マイクロサイズ、低消費電流、高速測定などの面で大幅な改善を図る。【解決手段】基板２上の基板溝２８に沿って磁性ワイヤ２９を２本設置し、それぞれのワイヤに一対の右巻きコイル２１Ｒと左巻きコイル２１Ｌおよび一対の右巻きコイル２２Ｒと左巻きコイル２２Ｌを設置し、両ワイヤに反対向きにパルス電流を流した時に生じるコイル電圧を検知する。円周方向スピン配列を持つ表面磁区と軸方向にスピン配列を持つ中央部コア磁区の２相の磁区構造を持つ磁性ワイヤに、パルス電流を通電することによって、表面磁区内のワイヤ軸方向の外部磁界Ｈにより軸方向に傾斜した円周方向スピンを超高速に一斉回転させて、その時に生じる超高速スピン回転現象によるワイヤの軸方向の磁化変化のみをコイル出力として取り出す。【選択図】図５

Description

本発明は、超高速スピン回転効果（英語表記は、ＧＨｚ Ｓpin Ｒotation effectである。略称は、ＧＳＲ効果とする。）を基礎にした超高感度マイクロ磁気センサ（以下、ＧＳＲセンサという。）に関するものである。

高感度マイクロ磁気センサは、横型ＦＧセンサ、縦型ＦＧセンサ、ホールセンサ、ＧＭＲセンサ、ＴＭＲセンサ、ＭＩセンサ、高周波キャリアセンサなどがある。現在これらの原理を用いた電子コンパスがスマートフォンや自動車などに採用され広く使用されている。今後ウェアラブルコンピュータのモーション入力装置として期待されており、その開発が加速している。

横型ＦＧセンサは、１９３６年発明されたもので、励磁コイルを巻きつけたふたつの磁性ワイヤの３０ＫＨｚの交流磁界で反並行に励磁して両方の磁化変化の差分の第二高調波の交流波高値をコイルで検知して外部磁界Ｈをもとめるタイプで、高感度性能を実現した。
１９５２年発明された縦型ＦＧセンサ（特許文献１）は、磁性ワイヤに３０ＫＨｚの交流電流、（表皮深さ１８０μｍ）を通電し円周方向に交番的に飽和磁化して、巻きつけたコイルの電圧変化の波高値から外部磁界Ｈを求めるタイプで、横型ＦＧに比べて小型化・簡素構造化を実現した。
１９８８年発明されたパルス駆動の縦型ＦＧセンサ（特許文献２）は、磁性アモルファスワイヤと５００ｋＨｚの周波数のパルスを採用して、ワイヤを長さ５０ｍｍ、径を１２５μｍと小型化を実現したが、市場が求める長さ１ｍｍ以下のマイクロサイズの実現には至っていない。
縦型ＦＧセンサは軸方向に磁化を円周方向磁界の駆動力で磁壁移動を引き起こし、磁化を円周方向に回転させもので、磁化の大きさとワイヤ長さとはトレードオフの関係にあり、原理的に小型化は困難であった。また磁化を円周方向に回転させるため大きな磁界、すなわち大きな励磁電流が必要で、消費電流が大きくなるという欠点があった。

ＭＩセンサ（特許文献３）は、１９９３年に発見されたＭＩ現象（magneto-impedance現象）を基礎にしたものである。この現象は、表面の円周方向に磁化した表面磁区（厚みは０．２μｍ程度）と中心部の軸方向に磁化したコア磁区の二つの構造を持つ磁性ワイヤ（直径３０μｍ）または磁性薄膜に、１ＭＨｚから３０ＭＨｚの高周波あるいはパルス電流を通電し、二つの磁区の間にある９０度磁壁を振動させる。磁壁振動の平均的深さは１μｍから４μｍで、磁化の増大に比例して円周方向透磁率が増加し表皮深さが著しく縮小し、ワイヤの磁気インピーダンスが大きく変化する電磁現象である。そのインピーダンス（交流抵抗）の変化量から外部磁界Ｈをもとめるタイプである。
９０度磁壁がコア磁区に浸透することでコア磁区内のスピンが円周方向に回転、すなわち磁化が回転することで磁化が変化するので、反磁界の影響はＦＧセンサに比べて小さい。その結果磁性ワイヤの長さを５０ｍｍから５ｍｍと大幅に縮小することが実現した。
また、出力特性は、ワイヤのヒステリシスの影響を強く受け、しかも反対称性かつ非直線的であるという欠点があった。これらの問題は、負帰還回路を用いて解決したが、消費電力の点で問題であった。ＭＩセンサ技術については、毛利教授の著作「磁気センサ理工学」（コロナ社出版、毛利佳年雄著、１９９８年）において詳しく紹介されている。

コイル検出型のＭＩセンサ（特許文献４；１９９９年）は、ＭＩ現象をコイルで検知した改良方式で、直線的出力を実現した。構造的には、縦型ＦＧセンサと同じである。パルス通電時に円周方向磁界によって９０度磁壁がコア部に浸透し、軸方向磁化が円周方向に回転し、軸方向の磁化の変化が起きる。この変化をコイルで検出する。９０度磁壁の浸透は、通電電流の強さ、周波数、およびワイヤの透磁率などによって決まるが、１．３μｍから４μｍ程度である。ＦＧセンサは素材全体の磁化の回転を利用するため、感磁体であるワイヤの体積に比例するが、ＭＩセンサの場合１０ＭＨｚの高周波を利用するため、表皮深さが非常に浅く、出力は直径に比例する。高感度化のためには、ＦＧセンサはワイヤ長さの増加することが必要であるが、ＭIセンサは高い周波数を活用して高感度化を図っているため、磁性ワイヤを直径３０μｍで、長さをＦＧセンサの５０ｍｍから３ｍｍへと大幅に小型化できる。コイル内径は３ｍｍであった。
コイル型ＭＩセンサについて、構造がＦＧセンサと同じであるので、ＦＧセンサの改良タイプという意見があるが、適用周波数が高く９０度磁壁の振動という電磁現象を検出している点を考えれば、ＭＩセンサの改良タイプというべきである。しかし、ヒステリシス低減のために負帰還回路を使用しており、消費電力が大きくなり問題であった。

続いて、ＭＥＭＳプロセスで製造したＭＩ素子を使い、磁性ワイヤを直径１２μｍで、長さを０．６ｍｍと縮小し、しかもコイル内径を３０μｍと小型化したコイル検出型のＭＩセンサ（特許文献５）が開発された。これは、小型化と同時にパルス波形を三角波から台形波に変更し、パルス磁界アニーリング処理を施してヒステリシスの影響を取り除き、負帰還回路を省略して消費電流の低減を図ったものである。さらに磁性ワイヤの異方性磁界を２０Ｇと著しく大きくして測定レンジを±１０Ｇに拡大を図ったものである。ＭＩセンサの改良型センサとして電子コンパス（商品名ＡＭＩ３０６）などに応用商品化されている。

しかし、異方性磁界を大きくすると透磁率μが１０００程度と著しく小さくなり、感度が大きく低下してしまう。感度低下を補うため、周波数を３０ＭＨｚから２００ＭＨｚへと増加している。と同時に大きな異方性磁界に打ち勝つ円周磁界を発生させるためにパルス電流を１０ｍＡから２００ｍＡへと増加している。
２００ＭＨｚの高周波の場合、表面磁区とコア磁区の界面に存在する９０度磁壁を動かすことは困難である。そこで、台形波パルスの立下りに着目して、立下り直前では９０度磁壁はコア内部の深い位置に存在しており、電流が遮断すると、表皮深さより内部は円周方向磁界が無くなり、９０度磁壁が移動を始めることができる。しかし、磁壁の移動自体が作る電磁ブレーキのためゆっくりと緩和現象的に磁化回転が進行していく。一方表面磁区内の円周方向に向いたスピンは円周方向の異方性磁界に逆らって外部磁界の力で磁化回転していく。この二つの電磁現象を混合してコイルで電圧として取り出している。
表面磁区の厚みを極力薄くして、そこに矩形波形状のパルスを通電し、円周方向磁界の力で表面磁区の厚みを厚くした上で、電流を遮断し、その時に９０度磁壁が元の表面近くに移動するが、その際の生じる磁化の回転と軸方向の磁化変化をコイルで検出したものである。９０度磁壁がワイヤ中心部に深く浸透することでヒステリシスが消失する。これによって負帰還回路を省略することに成功している。

以上、磁気センサの高感度化と小型化は、磁性ワイヤの改善、周波数の増加、素子の超小型化によって図られてきた。感度Ｋ、サイズ（長さＬ、直径Ｄ）、測定範囲Ｗとはトレードオフの関係があるので、性能指数Ｓ＝Ｗ／Ｋ・Ｌ・Ｄで比較する。感度Ｋは微小磁界の検出限界で評価した。
ＦＧセンサは、Ｋ＝０．２ｍＧ、Ｗ＝２Ｇ、Ｌ＝５０ｍｍ、Ｄ＝２ｍｍでＳ＝０．１、
ＭＩセンサは、Ｋ＝０．２ｍＧ、Ｗ＝２Ｍ、Ｌ＝５ｍｍ、Ｄ＝０．０３ｍｍでＳ＝６０、
ＭＥＭＳ式素子を使ったコイル式ＭＩセンサは、Ｋ＝２ｍＧ，Ｗ＝１０Ｇ、Ｌ＝０．６ｍｍ，Ｄ＝０．０１ｍｍでＳ＝７００と増加する。
主に周波数が３０ＫＨｚから１０ＭＨｚ、さらに２００ＭＨｚと増加したことによるものと表面的には見えるが、技術進歩の核心は、表面磁区とコア磁区の間に存在する９０度磁壁の高周波振動というＭＩ現象の発見であった。コイル方式のＭＩセンサの技術進歩については、毛利教授の著作「新しい磁気センサとその応用」（トリケップス社、毛利佳年雄著、２０１２年）に詳しく紹介されている。

現在、高感度マイクロ磁気センサは、スマートフォンなどの電子コンパスから、ウェアラブルコンピュータのモーション入力装置としての進化が期待されている。そのためには、２ｍＧから０．２ｍＧへの高感度化、±１０Ｇから±４０Ｇへの測定レンジの拡大、０．６ｍｍから０．２ｍｍへのミニサイズ化および一層の低消費電流化が強く求められている。性能指数で言えば、Ｋ＝０．２ｍＧ，Ｗ＝４０Ｇ、Ｌ＝０．２ｍｍ，Ｄ＝０．０１ｍｍでＳ＝１０万となって、ＭＥＭＳ式素子を使ったコイル式ＭＩセンサの１００倍程度の飛躍的改善が求められている。

本発明者は、この課題に挑戦するために、上記商品ＡＭＩ３０６をベースに周波数をあげて高感度化を図ったＭＩセンサ（特許文献６；２００９年）を研究した。パルス周波数を０．２ＧＨｚから０．５ＧＨｚへと増加すると出力が２倍程度向上するが、それ以上の高周波では出力が頭打ちとなり減少する。しかし高周波化に伴う技術課題が噴出し商品化にまでは至らなかった。高周波パルス発振回路の技術的課題、高周波化に伴う電磁誘導電圧の増加などの問題が発生し、総合的メリットが見いだせなかったためである。
そこで、磁性ワイヤ、検出コイル、励起パルス、検出回路および測定原理とすべての角度からＭＩセンサを見直し、超高感度マイクロ磁気センサの開発に取り組むことにした。

なお、磁性ワイヤを用いない高感度マイクロ磁気センサとしては、ホールセンサ、ＧＭＲセンサ、ＴＭＲセンサなど半導体微細加工技術を基礎にした安価で小型タイプのものがあるが、温度特性および感度、消費電流の点では必ずしも十分ではないので、本発明者は、磁性ワイヤを基礎にした超高感度マイクロ磁気センサの発明に挑戦することにした。

米国特許第２，８５６，５８１号明細書 特許第２６１７４９８号 特許第３１９７４１４号 特許第３６４５１１６号 特許第３８０１１９４号 特許第４６５５２４７号 国際公開第２０１４／１１５７６５号

「磁気センサ理工学」：コロナ社出版、毛利佳年雄著、１９９８年 「新しい磁気センサとその応用」：トリケップス社、毛利佳年雄著、２０１２年

本発明の課題は、ＭＩセンサの１００倍程度の性能向上を実現する磁気センサ原理と具現化条件を見出すことである。そのために、本発明者らは、基板上に導電性を有する磁界検出用磁性ワイヤとそれに巻回した周回コイルとワイヤ通電用の電極2個とコイル電圧検出用電極2個を設置した磁界検出素子および該磁性ワイヤにパルス電流を流す手段とパルス電流を流した時に生じるコイル電圧を検知する回路とコイル電圧を外部磁界Ｈに変換する手段とを基本構成にした超高感度マイクロ磁気センサにおいて、ワイヤの磁気特性、磁界検出素子の小型化、特に検出用コイルの微細化、パルスの周波数と形状、ワイヤ内部でおこる電磁現象とコイルとの電磁結合、コイル電圧の処理方法およびコイル電圧と磁界の関連性などについて、総合的に研究を行うことにした。

ワイヤについては、従来のテンション熱処理ワイヤに変えて、ガラス付ワイヤを採用した。磁界検出素子は、コイルピッチを３０μｍから１０μm以下、コイル内径を従来の３０μｍから１５μｍ以下、つまりワイヤ径の１．５倍以下と微細化、パルスは、形状は台形状で、立上りの周波数は０．５GHｚから４GHｚ、パルス電流強度は、５０ｍAから３００ｍA、パルス電流が誘起する電磁現象とコイル電圧との関係およびコイル電圧と磁界との関係、さらにはコイル電圧とコイル誘起電流による電圧降下の問題、高周波パルスによる誘導電圧の問題、信号検波方式の見直し、温度補正法の検討およびコイル電圧と磁界との数学的関係の調査など全面的な検討を行うことであった。

本発明者は、コイル出力電圧と外部磁界Ｈの関係に及ぼすワイヤの磁気特性、磁性ワイヤの大きさ、コイル巻き数およびパルス電流特性の影響を詳細に調査した結果、本発明センサにおいて、表面磁区とコア磁区の２相構造で異方性磁界が５Gの磁性ワイヤを使った微細コイルに０．５GHｚ以上の周波数の台形状パルスを与えた時、コイルの発生する電圧と外部磁界との間に、式（１）なる実験式が存在することを発見した。
Vｓ=Ｖｏ・Ｌ・πD・ｐ・Nｃ・ｆ・sin（πＨ/２Ｈｍ） （１）

ここで、Ｖｓはコイル出力電圧、Ｖｏはワイヤ透磁率、飽和磁束密度のワイヤ素材の磁気特性およびパルス電強度等で決まる比例定数、制御因子定数としては、Ｌはワイヤの長さ、Dはワイヤの直径、ｐはパルス電流の表皮深さ、Nｃはコイルの巻き数、ｆはパルス周波数、Ｈは外部磁界、Ｈｍはコイル出力電圧が最大値を取る外部磁界強度である。

磁性ワイヤの表面磁区内に存在する円周方向の内部磁界によって円周方向に強制されていたスピンが、外部磁界Ｈによってθだけ傾いたとする。この状態に周波数０．５ＧＨｚ以上のパルス電流が印加されると、スピンは円周方向に一斉にθ回転する。この磁気変化をコイル電圧として検知すると、
Ｖ＝Ｖｏｓｉｎ２θ （２）
となる。したがって実験式（１）はこのスピンの一斉高速回転を検知していると考えることができる。つまり同じ表皮効果でもＭＩセンサは９０度磁壁の移動による磁化回転を検知するが、本発明センサは表面磁区内のスピンの回転のみを純粋に検知する全く新しい原理、つまり発明者は超高速スピン回転現象に基づく新型のＧＳＲセンサであると考えられる。
この原理に基づくと、以下の実施例１で詳細に紹介するように、ＭＩセンサに比較して、コイル出力が大幅に向上し、性能指数で試算すると、Ｋ＝０．２ｍＧ、Ｗ＝４０Ｇ、Ｌ＝０．２ｍｍ、Ｄ＝０．０１ｍｍでＳ＝１０万となって、コイル式ＭＩセンサの１２０倍程度の飛躍的改善が実現できることを見出した。

（１）まず、新原理の基礎であるスピン角度θとコイル出力、外部磁界との関係について説明する。
超高速スピン回転をコイルで検出する時のコイル電圧は、磁束Φの時間変化に比例する。つまりＶ＝―ｄΦ／ｄｔである。
スピン傾斜角θで回転開始時期（時間ｔ＝０）における磁束Φxｏ（θ）は、ｍｓ・Ｌ・πＤ・ｄ・ｓｉｎθである。角速度はｄθ／ｄｔ＝２πｆ（ここでｆはパルス周波数）と一定なので、回転開始の瞬間のＸ軸方向のφｘの変化速度は、ｄΦｘ（θ）／ｄｔ＝ｄφｘ（θ）／ｄθ・ｄθ／ｄｔ＝ｃｏｓθ・２πｆとなる。
磁束Φｘｏ（θ）が、ｃｏｓθ・２πｆの変化速度を持つので、Ｖ＝−ｄΦ／ｄｔ＝φ０（θ）・ｄφｘ（θ）／ｄｔ。これに、φ０（θ）とｄφｘ（θ）／ｄｔの値を代入すると、Ｖ＝−ｄΦ／ｄｔ＝−ｍｓ・Ｌ・πＤ・ｄ・ｓｉｎθ・ｃｏｓθ・２π／Ｔ＝−φ０・ｓｉｎ２θとなって、コイル出力電圧はｓｉｎ２θに比例する。
コイル出力と外部磁界Ｈはｓｉｎ関数関係で存在しており、本発明者が行った条件下では、スピンの一斉回転のみを検出していると思われる。

ここで、コイル出力と外部磁界とは、式（１）に示したようにｓｉｎ（πＨ／２Ｈｍ）となることが実験的に発見されているので、式（３）となることが期待される。
θａ＝πＨ／４Ｈｍ （３）
しかし、一方本来のスピン角度θｂは、磁性ワイヤにかかる磁界Ｈから反磁界の影響を除いた実際の内部磁界Ｈｉｎと、円周方向の異方性磁界Ｋθとで決まる角度で（４）式のように定義できる。
ｔａｎθｂ＝Ｈｉｎ／Ｋθ （４）
もし、実験式（１）が、スピン角度を検知しているならば、θａとθｂが一致していることが必要である。以下、両者が一致していることを証明する。

（２）その説明の前に、用いた磁性材料の特性として、磁性ワイヤの軸方向磁化特性１０を図１ａ）に、円周方向磁化特性１１としてのコイル出力電圧特性を図１ｂ）に示す。
磁化曲線において、急峻な立上域は磁壁移動による磁化過程で、緩やかに増加する域は磁化回転による磁化過程である。磁化回転が始まる磁界強度を異方性磁界Ｈｋと定義する。磁化Ｍ＝χＨ、ここでχの近似式は式（５）で表される。磁性ワイヤの透磁率μが２００から４万程度まで変化した場合、それに対応して、近似式中のβは０．０７から０．７程度まで変化する。
χ＝χo｛１―β×（Ｈ／Ｈｋ）^２） （５）
磁性ワイヤの磁化特性は、反磁界がゼロ（無限長のワイヤの場合）で、外部磁界Ｈと内部磁界Ｈｉｎが一致しするが、有限長のワイヤでは、反磁界が強まり、Ｈｉｎ＝Ｈ−ＮＭｓ（ここでＭｓ＝χＨ）となるので、式（２）を使ってＨをHｉｎに補正すると（６）式になる。
Ｈｉｎ＝Ｈ｛１−Ｎχo＋βＮχo（Ｈ／Ｈｋ）^２｝ （６）

コイル出力は外部磁界Ｈの増加とともに式（１）に従って単調に増加し、外部磁界Ｈが、Ｈｍの時に最大出力を取りその後漸減傾向を示す。Ｈｍは、軸方向磁化特性のＨｋとほぼ一致していた。厳密にはＨｍ＝αＨｋ、α＝０．９６との関係にあった。外部磁界Ｈ＝Ｈｋの時、コア磁区が飽和し、表面磁区のスピンは４５度と最大傾斜をとるためである。表面磁区の方が反磁界は小さいのでコア部が飽和する前に最表面のスピンは４５度に達する。そのためにＨｍはＨｋよりやや小さな値を取る。外部磁界ＨがＨｋ以上に負荷されると、コア磁区との界面に存在する９０度磁壁が移動して表面磁区全体が作る磁化は減少していく。スピンは４５度の傾斜を保っているが、最後に消失する。

パルス電流は、円周方向に磁化飽和を実現する十分な電流強さで、周波数は、０．５ＧＨｚ〜４ＧＨｚのパルス周波数（パルス周波数は、ｆ＝１／２ｄｔで定義した。ここで立上り、立下り瞬間の遷移時間をｄｔとした。）とした。これにより電流の表皮深さを０．２μｍ〜１μｍに制御して、円周表面磁区の厚み以下とした。パルス時間間隔はコイル信号干渉を避けることのできる十分な長さ５ｎ秒とした。

上記の２相の磁区構造を持つアモルファスワイヤに、ワイヤ軸方向の外部磁界Ｈをかけると、円周表面磁区内の円周方向スピンは軸方向にθ角度ほど傾斜し軸方向に磁化Ｍｓ（＝Ｎｓ・ｍｓ・ｓｉｎθ）が生じる。Ｎｓは、表面磁区内の単位体積当たりのスピン数、ｍｓはスピンが持つ磁化である。中央部のコア磁区では磁壁が移動し磁化Ｍｃが発生する。

この状態のワイヤに上記パルス電流を通電すると、パルスが作る６０Ｇ程度の大きな円周磁界によって、超高速（パルスの遷移時間ｄｔ内をいう。）でスピンが円周方向に一斉回転する。その際に生じるワイヤの磁化変化をコイル出力電圧Vｓとして検知する。そのコイル出力電圧は、周波数に比例するが、一方、表皮深さがｆ^−１／２で小さくなり、両効果を合わせてコイル出力はｆ／ｐ＝ｆ^１／２ に比例して増加する。コイル巻き数Ｎｃに比例し両者を合わせると驚異的な出力となる。
この超高速スピン回転効果は将来の超高感度マイクロ磁気センサの新原理と期待される。なおコア磁区部の磁化Ｍｃは、表皮効果により影響を受けず、また磁壁の移動は生じない。

（３）次に、超高速スピン回転現象をコイルで検出する時、スピンの回転角と磁界とコイル出力電圧との関係性を説明する。
コイル出力電圧は、磁束Φの時間変化とコイル巻き数Ｎｃに比例する。外部磁界Ｈによって円周方向に強制されていたスピンがθだけ傾いたとする。時間ｔ＝０における磁束Φは、ｍｓ・Ｌ・πD・ｄ・ｓｉｎθに比例する。回転開始の瞬間、角度の時間変化ｄθ／ｄｔは、ｓｉｎθの微分であるｃｏｓθｄθに比例する。回転初期に獲得した回転速度ｄθ／ｄｔで角度θだけ回転すると考えられるので、その時の磁束Φの変化量はｃｏｓθに比例する。その結果、コイル電圧の最大値はｍｓ・Ｌ・πD・ｄ・ｓｉｎθ・ｃｏｓθに比例する。つまりに（７）式のようにｓｉｎ２θ比例する。
Ｖ＝ＶｏＮｃ・ｓｉｎ２θ （７）
コイル出力と磁界とは、式（１）に示したようにｓｉｎ（πＨ／２Ｈｍ）となることが実験的に発見されているので、θ＝πＨ／４Ｈｍとなって、スピンの傾斜角度θを求めることができる。コイル出力電圧のデータから求めたθをθａとすると、（８）式が得られる。
θａ＝πＨ／４Ｈｍ （８）

本来、スピンの傾斜角θは、磁性ワイヤにかかる磁界Ｈから反磁界の影響を除いた実際の内部磁界Ｈｉｎと、円周方向の異方性磁界Ｋθとで決まる角度である。理論的な角度θをθｂとすると、（９）式のように定義できる。
ｔａｎθｂ＝Ｈｉｎ／Ｋθ （９）
Ｖｓが最大値を取るピーク値は、θは４５度の時であるから、Ｈｉｎ＝Ｋθの時である。この時Ｈｉｎ＝｛１−（１−β）Ｎχo｝Ｈｋであるので、この結果
Ｋθ＝｛１−（１−β）Ｎχo｝Ｈｋ （１０）
と求めることができる。ｔａｎθｂ＝Ｈｉｎ／Ｋθに、（６）式のＨｉｎと（１０）式のＫθを代入すると、（１１）式となる。
ｔａｎθｂ＝Ｈ／Ｈｋ｛（１−Ｎχo）＋βＮχo（Ｈ／Ｈｋ）^２｝／｛１−（１−β）Ｎχo｝ （１１）

以上の考察の結果、コイル出力の実験結果から求まる角度θａ＝πＨ/４Ｈｍと材料固有の基礎データから理論予測で与えられるスピンの傾斜角度θｂ（ｔａｎθ＝Ｈｉｎ／Ｋθ）の二つが存在することになる。そこで（３）式で定義したθａと（６）式で定義したθｂとが一致することを説明する。

θａは、Ｈｍで定義され、θｂは、Ｈｋで定義されているので、まずＨｋとＨｍの関係を詳細に説明する。実験事実としてＨｍ＝αＨｋが成立、ここでαは０．９６程度である。

異方性磁界Ｈｋは、磁壁の移動が終了し磁化回転が始まり最終的に飽和に至る過程の変化点を示す値である。磁性ワイヤの場合、外部磁界ＨがＨｋまで増加するとコア磁区は飽和にまで達する。表面磁区内のスピンは軸方向に傾斜して４５度に達する。外部磁界ＨがＨｋ以上に増加していくと、軸方向の磁化の増加は９０度磁壁が表面磁区に浸透する形で進む。この間スピンは４５度に保たれている。スピンを４５度に保つ時の磁界がＨｍであるから、Ｈｋ＝Ｈｍとなるはずである。しかしこの時コア磁区と表面磁区内では磁界が異なりスピンを傾ける有効磁界である内部磁界は異なっている。表面磁区内の反磁界は、飽和したコア部の漏れ磁場によって反磁界が形成されるので、コア磁区内よりやや小さい。ＨｍはＨｋより小さい値で必要な内部磁界に到達する。この時の磁界Ｈｍで、円周方向の異方性磁界Ｋθと内部磁界がつり合い、スピンは４５度の傾斜角度をとる。その結果、Ｈｍ＝０．９６×Ｈｋとなる。

磁界ＨがＨｋより少し小さい値で、表面磁区の最表面のスピンは４５度なるが、コア磁区との境界の磁壁に近いところでは４５度にはまだ達していない。逆に外部磁界ＨがＨｋよりやや大きくなると、最表面のスピンは４５度を保ち、磁壁が表面方向に移動して飽和したコア磁区部が太り表面磁区が細り軸方向の磁化が大きくなる。最表面のスピンが４５度となる外部磁界Ｈｍは、表面磁区全体のスピンが異方性磁界とつりあって４５度となる磁界Ｈｋにくらべてやや小さくなる。

（４）ＨｋとＨｍとの関係が掴めたので、次に（８）式で定義したθａと（９）式で定義したθｂとが一致することを説明する。
θａ＝πＨ／４Ｈｍのｔａｎをとると、ｔａｎθは、以下の式で近似できるので、
ｔａｎθ＝θ（１＋１／３×θ ^２ ） （１２）
ｔａｎθａ＝（Ｈ／Ｈｍ）｛π／４＋１／３×（π／４）^３（Ｈ／Ｈｍ）^２｝ （１３）
一方、（１１）式にＨｍ＝αＨｋを代入すると、（１４）式となる。
ｔａｎθｂ＝（Ｈ／Ｈｍ）｛α（１−Ｎχo）＋βＮχoα^３（Ｈ／Ｈｍ）^２｝／｛１−（１−β）Ｎχo｝
（１４）

（１３）式と（１４）式は同じ関数形となっている。Ｈが小さいとき、２次項は無視できるので、両者の一次項が等しい。α＝０．９６として計算すると、
Ｎχoは、（１５）式にように求まる。
Ｎχo＝１／（１＋４．４９β） （１５）
次に、Ｈが大きいときは、両者の２次項同士を比較すると、条件式（１５）が成立しているとき、両者は等しくなることが確認できる。つまり、α＝０．９６と条件式（１５）が成立するとき、ｔａｎθａ＝ｔａｎθｂとなって、θａ＝θｂとなる。

ここでＮχoは０．２５から０．７７などの値を取るが、物理的の意味について考察する。有効透磁率μｅｆｆと反磁場係数Ｎとの関係は、以下の（１３）式で表される関係が存在することが知られている。
Ｎμｅｆｆ＝１−（μｅｆｆ／μｒ） （１６）
ここでμｒは、材料固有の透磁率である。
理想的磁性材料では、μｒ＝∞となって、Ｎμｅｆｆ＝１である。実際の磁性材料ではＮμｅｆｆ＝０．２〜０．８と低下する。今回使用している磁性材料は異方性磁界Ｈｋが５Ｇ、μｒ＝３２０００、素子に組み込んだ時の異方性磁界は４０Ｇ、μｅｆｆ＝６００で、Ｎμｅｆｆ＝０．８であった。
また、使用したアモルファスワイヤのμｒは、４，０００で、μｅｆｆをワイヤの長さを変えて有効透磁率を３０００から９２０程度まで変化させた時、Ｎμｅｆｆ＝０．２５から０．７７程度と変化する。さらに、μ＝χ＋１（μとχは１より十分大きい）なので、χo≒μｅｆｆと近似すると、Ｎχo＝Ｎμｅｆｆとなる。

以上の検討の結果、スピンの傾斜角度θは、円周方向の異方性磁界と内部磁界Ｈｉｎの合成方向に向いて、その角度から円周方向に回転した時、式（１）式で与えられるコイル出力電圧を得ることができる。つまりスピンの傾斜角度がコイル出力の源であることが明確になった。
その角度は、表面磁区内のスピンにかかる内部磁界Ｈｉｎと円周方向の異方性磁界の比で決まるが、それをいかに制御するかが重要である。異方性磁界が大きいほどスピンが傾斜しにくく大きな外部磁界が必要となる。しかも外部磁界を大きくしても表面磁区内の内部磁界を大きくするのは難しい。というのは、表面磁区とコア磁区の2相構造の下では、小さな外部磁界でコア部は磁壁移動して容易に磁化し大きな反磁界を生み出す。表面磁区のスピンは、コア磁区からも漏れ磁場を反磁界として、その影響を強く受けることになるためである。したがって異方性磁界を極力小さくして、小さな内部磁界でスピンが大きく傾斜できるようにすることが重要である。

（５）磁性ワイヤの表面磁区内のスピンの傾斜角度をいかに制御するか。まずスピンの傾斜角度と外部磁界との関係について説明する。
図２は、磁性ワイヤのスピン構造をワイヤ軸方向断面１２と断面１３に分けて示す。表面磁区１４のスピンは円周方向向きで、コア磁区１５のスピンは軸方向向きで右向きスピン１６と左向きスピン１７に4分割されている。外部磁界Ｈを負荷させた時の、スピン構造の変化を示す。
ａ）外部磁界Ｈ＝０の場合で、コア部の磁区構造１５はスピンが軸方向に正負向きに向いた４個の磁区に対称的に分割され磁化Ｍはゼロである。表面磁区１４のすべてのスピンは、円周方向のパルス磁化された向きに整列している。
ｂ）外部磁界Ｈ＝Ｈｋ／２程度を印加した場合で、コア磁区１５の印加磁界の向きのスピン１７をもつ磁化が太り、反対方向のそれ１６が細って磁化Ｍ＝χＨが生じ、大きな反磁界をつくる。表面磁区のすべてのスピン１８は印加磁界Ｈの方向に傾斜するが、実験式（１）のθから求めることができて、傾斜角度θは、θ＝πＨ/４Ｈｍである。ＧＳＲセンサの対象域は、ゼロからＨｍで、θを決める反磁界、円周方向の異方性磁界Ｋθによってセンサ出力が決定づけられる。さらにパルス周波数に依存したθの回転速さ、および表面磁区の厚みと表面積で決まるスピン総量が重要であることがわかる。
ｃ）外部磁界Ｈ＝Ｈｋを印加した場合で、コア磁区のスピンはすべて印加磁界の向きに整列している。表面磁区のすべてのスピンは印加磁界Ｈの方向に傾斜角度４５度で傾斜している。Ｈｋより少し小さな値のＨｍ＝０．９６Ｈｋにおいて、最表面部のスピンは４５度に傾斜し、コイル出力は最大値をとる。逆に、ＨがＨｋ以上になると、スピンの傾斜角度は45度のまま、コア磁区と表面磁区の境界磁壁が外側に移動をはじめ、表面磁区の厚みが小さくなっていき、コイル出力が低下し始める。測定範囲は、Ｈｍで定義される。
ｄ）Ｈｋより十分大きな外部磁界Ｈを印加した場合で、コア部のスピンはすべて印加磁界の向きに整列し、しかもコア部と表面磁区の磁壁が外側に移動し、ついには表面磁区が消失または非常に細る。ＧＳＲセンサの測定範囲外の磁化状態になる。ＨｋとＨｍはほぼ同じ値をとるので、外部磁界ＨがＨｋからさらに増加した時、最表面のスピンは４５度のままより強く固着され、パルス円周磁界に対して抵抗を示しコイル出力が低下する。同時に表面磁区の厚みが減少を開始してコイル出力の減少が始まると予想される。

外部磁界Ｈが小さい場合、つまりスピン角度θが０．２ラジアン（１２度）以下の場合、コイル出力は外部磁界Ｈに比例する。言い換えれば０．２Ｈｋ以下の場合である。逆に外部磁界Ｈが異方性磁界Ｈｋより大きくなると、コア部磁区が太り、表面磁区が細ることになってコイル出力の低下が起こる。Ｈが、０．２ＨｋからＨｋの間は、式（１）を使ってコイル出力電圧からＨを求めることができる。

（６）次に、新電磁現象である超高速スピン回転現象が発現する条件を説明する。
発現条件は、表面に円周方向スピン配列を持った表面磁区が存在す磁性ワイヤを用いて、ＧＨｚの周波数を持つ十分大きな電流の励磁パルスを印加して、表皮深さｐが表面磁区の厚さｄよりも小さくして、円周方向スピンの一斉回転を惹起し、その変化を微細コイルで検知することであることを説明する。

コイル出力電圧の原因としては、９０度磁壁の移動による磁化回転と表面磁区のスピン回転が考えられる。９０度磁壁は小さな磁界で移動できるが、周波数が高くなると渦電流による電磁ブレーキのため著しく遅くなる。一方表面磁区内のスピン回転は、集団で一斉回転しその移動は瞬時に完了する。回転に参加するスピン数が限られ出力信号は微弱である。

ＭＩ現象は、表面磁区とコア磁区の境界である９０度磁壁が最表面に存在し、１ＭＨｚから３０ＭＨｚの周波数域で表皮深さｐ（この場合、１μｍ〜４μｍである。）の幅で振動する。表面磁区の厚みは０．２μｍ〜０．８μｍと考えられる。周波数が０．５GＨz以上と増加すると、９０度磁壁の移動は渦電流による電磁ブレーキのため著しく遅くなる。しかも表皮深さｐが０．２μｍ〜０．８μｍとなって、表面磁区の厚み程度となり、磁壁振動は停止する。
一方ＧＳＲ現象は、表面磁区の厚みを１μｍとして、周波数０．５ＧＨｚ以上、磁性ワイヤの透磁率を３０００以上として、表皮深さを０．２μｍ程度にして、表面スピンの一斉回転を惹起せしめる。

式（１）から分かるように、表面磁区の厚みｄが１μｍ程度あり、表皮深さｐが０．１μから１μ以下の場合、コイル出力電圧は周波数の平方根に比例する。理由はスピン回転する深さである表皮深さｐが周波数の平方根の逆数に比例するためである。
一方厚みｄが０．２μｍと表皮深さｐより小さい場合、スピン回転する深さはｐまでは浸透せず、９０度磁壁の位置ｄで固定されるので、ｐ＝ｄと一定となって、コイル出力電圧は周波数に一次比例する。ガラス付ワイヤを使った実験では、コイル出力電圧は周波数の平方根に比例しており、表面磁区の厚みは１μｍ程度と十分な深さを有していると考えられる。

使用した磁性ワイヤは、直径１０μｍで、アモルファス構造を有し、弱負磁歪特性を持つ磁性Ｃｏ合金からなり、磁気異方性は１Ｇまたは５Ｇ、比透磁率は２万と３０００の高透磁率磁性ワイヤである。そのワイヤに、引張応力を負荷し軸方向と円周方向にそれぞれ磁気異方性Ｋｕと磁気異方性Ｋθを発生させて、円周方向スピン配列を持つ円周表面磁区と軸方向スピン配列を持つ中央部コア磁区の２相の磁区構造を形成した。パルス電流の表皮深さｐは０．５μｍを考慮して、表面磁区の厚みｄを１μｍ程度に制御した。
さらに十分大きなパルス電流で、異方性磁界Ｈｋの１．５倍を超える磁界を発生させて、パルス磁界アニーリング処理を測定毎に行い円周方向に磁化飽和させて磁化履歴を消去した。

以上の条件で、純粋にスピンの一斉回転現象のみを惹起することができる。微弱で高速な信号をコイルで検知するためには、微細コイルが必要である。単位長さ当たりのコイルピッチを３０μｍから１０μｍ以下としコイル内径を１５μｍ以下とし、磁性ワイヤとコイルとの間隔をコイル式ＭＩセンサの１０μｍから３μｍ以下として、ワイヤとコイルとの電磁結合を強めて、コイル数Ｎに比例した出力電圧を得ることに成功した。

（７）超高速スピン回転効果型のＧＳＲセンサとコイル検出型のＭＩセンサを比較して、新原理の特徴を明確にする。
ＭＩセンサは外部磁界Ｈ中にある磁性ワイヤまたは磁性薄膜に周波数１ＭＨｚから３０ＭＨｚの高周波電流またはパルス電流を通電した時、インピーダンスが表皮効果のため大きく変化する現象を利用したものである。表面磁区とコア磁区の境界に存在する９０度磁壁が振動した時に、透磁率が外部磁界Ｈに大きく依存して変化し、表皮深さを小さくして大きなインピーダンス変化が起こる。その変化量から外部磁界Ｈを検知する。センサ長さを５ｍｍのセンサで１ｍＧの優れた感度を実現した。

出力は外部磁界に対して正負対称でしかも外部磁界の大きさに対して単調増加し、ある臨界磁界以上では漸減するという非線形特性を持つ。さらに出力は、磁性ワイヤのヒステリシスの影響も強く受けるので、負帰還回路を利用して、そのフィードバック電流の強さから直線的でヒステリシスに小さな出力を得ることが前提となっている。
先行技術であるＦＧセンサは、一般的な磁区構造を持つパーマロイ等の磁性材料を用いて、周波数３０ＫＨｚの交流を使って外部磁界Ｈに比例したコイル出力電圧を取る。ＭＩセンサは３０ＭＨｚの高周波を活用して１０００倍程度の高性能化を実現した画期的な発明であった。表面磁区とコア磁区の境界に存在する９０度磁壁が振動するという画期的な発明がその基礎にあった。

発明者らが開発したコイル付の改良型ＭＩセンサは、台形状のパルス電流を与えてパルス磁界アニーリングを施して負帰還回路を省略して消費電流の低減に成功したタイプである。またＭＩ素子をＭＥＭＳプロセスで製作して長さを３ｍｍから０．６ｍｍへと小型化している。パルス周波数を２００ＭＨｚにあげることによってコイル出力の向上を図った。同時に磁性ワイヤの異方性磁界を２０Ｇと著しく大きくして測定レンジを拡大した。以上のように小型化と測定レンジの拡大を図ったために、トレードオフ関係にある感度が２ｍＧと大幅に低下している。今後感度の改善とさらなる小型化・測定レンジ拡大が今後の課題となっている。

２００ＭＧｚの周波数は、ＭＩ現象を現出する周波数域を超えている。そこで、台形形状のパルス電流のパルスの立下りを利用して、９０度磁壁の移動を可能にした。コア内部に浸透した９０度磁壁はパルス遮断時に円周方向磁界が消失に伴って、外部磁界の力で９０度磁壁がゆっくり表面方向に移動していく。
一方、パルスの立下り時に、表面磁区内のスピンは円周方向磁界の消失に伴って傾斜し始めるが、強い異方性磁界によって傾斜が小さくまた回転速度も遅いものとなってコイル出力の増化が抑制されている。コイル出力は主にＭＩ現象である９０度磁壁の移動に起因するが、一部ＧＳＲ現象であるスピン回転の影響も検出している。

ＭＩ効果を基礎にしたコイル出力電圧の最大値は外部磁界Ｈに比例する。本方式はＭＩ現象とＧＳＲ現象が混合しているため、直線域が測定領域の１/３程度までに小さくなっている。一方ＧＳＲセンサの出力は明確な数学的式が成立しているので、演算処理によって測定領域のすべての範囲で使用することができる。

ＭＩセンサの電子回路は、積分回路のコンデンサにコイル電流を蓄積してコイル信号を受けて、その積分電圧を求め、その最大値をピークホールド回路で求めて出力する。ＭＥＭＳコイルにしたためコイルの抵抗が増加し、積分電圧を獲得する過程で電圧降下（ＩＲドロップ）が生じてしまい問題である。またコイルをメッキプロセスで形成し膜厚を厚くし抵抗を下げる対処しているため、大幅のコストアップになってしまっている。

さらに本発明者は、上記ＭＥＭＳコイル型ＭＩセンサにおいて、パルス周波数を０．２ＧＨｚから１ＧＨｚと高めることを検討した（特許文献６）。０．５ＧＨｚとすると出力を２倍程度向上することができるが、１ＧＨｚ以上では逆に出力が低下する。これは、ＭＩ現象を前提に周波数を高めていくと、コア磁区の９０度磁壁の移動による磁化回転と表面磁区の傾斜スピンの一斉回転の両方をコイル電圧として検知するようになる。高周波化しても磁壁の移動は緩慢のままで、表面磁区のスピン回転の影響の方が大きくなる。しかしスピン回転は高速回転が可能であるが磁気信号は微弱であり、内径３０μｍのコイルではワイヤとコイル間が１０μｍもあり、電磁結合が弱く十分検知することが出来なかった。スピン回転現象を検知するためには、コイルとワイヤ間の距離を１０μｍから３μｍ以下と接近させ、かつ単位長さ当たりのコイルピッチを増やしてワイヤ表面のスピン回転とコイルとの電磁結合を強化する必要がある。

また感度と測定レンジの背反問題が存在する中で、ＭＩセンサでは測定レンジは直線近似できる範囲に限られているため広くすることが困難であった。高周波化によって２倍程度の改善はなされている。しかし、それ以上に高周波化に伴う技術課題が噴出し商品化にまでは至らなかった。
高周波パルス発振回路の技術的課題は、コイルと配線回路に付随する寄生容量が増加して、パルス立ち上がりの平滑化、ＩＲドロップによる出力の減衰が発生し、大出力回路が必要となり実用的でなかった。高周波化に伴う電磁誘導電圧の増加は、表面の磁化変化によるコイル電圧よりも大きくなり、その除去が最大の問題となっている。大きな電磁誘導電圧は、信号の増幅度の制約、検出信号の直線性と精度の低下、温度特性の劣化などに大きな誤差を生じさせてしまい、実用的な感度はむしろ低下した。ＭＩセンサを前提にして、周波数を高めるという発想ではトレードオフの網の目に迷い込み性能アップに向けた改善策は発見できないと発明者は判断した。

（８）ＧＳＲセンサの原理とＭＩセンサの原理の基本的な違いをまとめる。
ＭＩ現象は、周波数を１ＭＨｚから３０ＭＨｚで発現し、表面磁区とコア磁区の境界に存在する９０度磁壁の振動に起因するが、ＧＳＲ現象は０．５ＧＨｚから４ＧＨｚで生じて、表面磁区のスピン回転に起因する。ＭＩセンサのコイル出力は、出力電圧を積分回路のコンデンサに蓄積し、その電圧と磁界との比例関係から磁界を求める。ＧＳＲセンサは、コイルの瞬間電圧をバッハー回路で直接検知し、その電圧と磁界とが式（１）の数学的関係にあることから磁界を求める。ＭＩセンサのコイルを微細化すると抵抗が増加してＩＲドロップが生じる。そのためコイルの微細化およびコイル巻き数Ｎｃの増加による効果は限定的になる。ＧＳＲセンサは、コイルの抵抗が著しく大きくコイルにはごく微量電流しか流れない。コイル出力電圧を電圧のまま直接検知する必要があるのでバッハー回路を介して検知する。コイル巻き数およびコイル微細化による抵抗増加の問題の影響をほとんど受けず、コイルによる検出力を増加させることができる。

一方ＧＳＲ現象を基礎にしたＧＳＲセンサは、駆動パルス周波数を０．５ＧＨｚから３ＧＨｚと高めて、表面磁区内のスピンを一斉に高速回転させ、発生する高速信号を微細コイルで検出することによって、周波数とコイル巻き数に比例して大きな出力を実現することができる。具体的にはパルスの表皮深さｐより表面磁区の深さｄを大きくすることで、コイル出力が周波数の平方根に比例して増加することを発見し、かつ微細コイル製作技術と融合することで、驚異的な出力を引出すことに成功した。

さらにコイル出力電圧と外部磁界Ｈは、測定領域±Ｈｍの範囲で、式（１）に示すような明瞭な数学的関係が存在し、ヒステリシスもほとんど生じないので、図３に示すように広い測定範囲の優れた出力特性と低消費電流特性を得ることができる。図３−ａ）は、外部磁界とコイル出力電圧Ｖｓとの関係を示した。図３−ｂ）は、コイル出力電圧Ｖｓのａｒｃｓｉｎ変換した換算値と外部磁界Ｈとの関係を示した。換算電圧値と外部磁界とは測定範囲（最大値から最小値までの範囲）で直線的関係が存在することが良く分かる。

この数学的関係の成立は、外部磁界Ｈに対する表面の円周方向スピンをもつ表面磁区と中央コア部の軸方向スピン磁区の２相の磁区の持つ磁化挙動の違いに着目して、異方性磁界を８Ｇ以下にして表面磁区深さを表皮深さ以上に調整し、パルス電流の周波数を０．５ＧＨ以上、表皮効果深さを１μｍ以下として、超高速で円周方向スピン回転のみを純粋に検知できる条件を設定したことに起因している。

超高速一斉スピン回転の電磁現象の物理的基礎は、スピン−スピン間の交換相互作用である。円周方向に整列したスピン集団はこの交換相互作用で強力に結合しており２ＧＨｚの超高速でスピンの一斉回転が可能となっている。また表面磁区の厚みを十分大きく確保している場合で、周波数を高めると、表皮深さが小さくなりコイル出力はｆ／ｐ＝ｆ^１／２ に比例して増加する。
しかし高速化に伴って渦電流が増加しスピン回転を抑制するようになるので、ある周波数で最大値を取る。さらに、５ＧＨｚ近くまでパルス周波数を高めると、スピンの歳差運動やスピン共鳴現象が発生し始め、各スピンは交換作用力に打ち勝って回転を始めて、コイル出力電圧が低下する。渦電流による格子発熱や歳差運動によるスピン系の発熱によって、コイル出力の低下が増幅する。

周波数が高いほど出力電圧は大きくなる。また表皮深さも小さくなって、表面磁区の厚さｄを小さくできる。このことは円周方向の応力を小さくし磁性ワイヤの透磁率を大きくできて、つまり係数Ｖｏの値を大きくできて出力を改善しうることを意味している。
しかしスピン共鳴周波数に近づくにつれて、一斉回転に揺らぎが生じコイル電圧が低下するので、最適周波数域が存在し、それは０．５ＧＨｚから４ＧＨｚである。図４に実施例１を使ってコイル出力に及ぼす周波数の影響を調査した結果を示す。（Ａ）は、本発明品で、測定レンジは±４０Ｇ、センサ長さ０．２ｍｍのタイプである。（Ｂ）（Ｃ）は特許文献６のセンサ長さ０．６ｍｍで、測定レンジが±２Ｇと±３０Ｇの二つのＭＩセンサの実施例である。本発明のＧＳＲセンサは感度および測定レンジともにＭＩセンサよりも優れている。さらにより高い周波数域まで、周波数増加に伴って電圧は増加していく。２ＧＨｚで最高値を示し、その後ゆるやかに減少していく。スピンの歳差運動や渦電流ブレーキが増加するためと思われる。したがって望ましい周波数域は０．５ＧＨｚから４ＧＨｚである。
しかし、パルス周波数の増加は、コイルに円周パルス磁界によって誘導される誘導電圧を増加するのでこの対策がＧＳＲセンサにおいてはより重要となる。

（９）次のＧＳＲ効果を実現する具体的なセンサ緒元を明らかにする。
発明者は上記ＧＳＲ効果の電磁現象を基礎に、以下のセンサ緒元の解明と具現化方策を発明した。
磁性ワイヤは、ゼロ磁歪または弱負磁歪のＣｏ基合金で、異方性磁界Ｈｋを８Ｇ以下、比透磁率は１０００以上で、直径は２０μｍ以下、軸方向の応力は表面磁区の厚みｄは１μｍ以下で２ｐ以上とした。厚みについては適用パルス周波数を考慮して、パルス磁界アニーリングまたはテンションアニーリングを施して２ｐ以上になるように調整した。なおコア部の残留磁化はパルス通電継続時間の間に、それ以前の外部磁界の影響履歴の消失・低減を図り、ヒステリシスを抑制した。

パルス電流の電流強さは、ワイヤの直径を考慮し上での表面での円周方向磁界の強さを３０Ｇ以上、目安として１．５×Ｈｋ以上の円周方向磁界強度を確保して、パルス周波数は０．５ＧＨＺ〜４ＧＨｚとして、表面磁区内のスピンのみの超高速一斉スピン回転を実現した。またパルス通電継続時間中の大きな円周方向磁界でコア磁区を縮小させ、表面磁区の厚みを増加した。
パルスの立上り速度は、コイルの寄生容量の低減、配線ワイヤボンディングから半田づけ接合への変更、コンデンサのＡＳＩＣ内蔵などにより急峻な立上りを確保した。
パルス時間間隔は長さ１０ｎ秒以上としコイル信号干渉を避けると同時にワイヤの自然冷却を行った。

素子のサイズについては、コイル出力はワイヤの直径Ｄに比例するが、直径を大きくしすぎると表面の円周方向スピン磁区が形成できないので３０μｍ以下にすべきである。しかし、コイルピッチの最小化およびセンササイズの小型化を考慮すると直径は２０μｍ以下が現実的である。長さＬは、コイル出力を増加するが、磁界の測定範囲が小さくなり、コイル出力と測定範囲とがトレードオフ関係にある。その対策としては、コイルピッチを小さくしてコイル巻き数を増やしてコイル出力を増加し、ワイヤ長さＬは出来るだけ小さくして測定範囲を拡大することが望ましい。測定範囲が小さくてもよい場合は、十分な長さを確保してコイル出力およびセンサ感度を高めることが望ましい。

検出コイルは、ワイヤ表面のＧＳＲ現象とコイルとの電磁結合を強めるために、コイル内径は２５μｍ以下、望ましくはワイヤとコイルとの間隔を３μｍ以下にすべきである。コイルの巻き数については、最表面のＧＳＲ素子を小型化する上ではコイルピッチを１０μｍ以下と小さくすることが重要である。
その微細コイルの構造は、凹形状のコイル下部と凸形状のコイル上部および両者の間にある段差を介して連結するジョイント部の３層構造または段差がゼロの特殊な場合は２層の凹凸構造からなり、磁性ワイヤの下部のみをコイル下部配線を施した基板溝に埋設し、それを接着機能を有する樹脂で固定し、ワイヤ上部は樹脂の表面張力で薄く覆われ、もしくは絶縁被覆磁性ワイヤの場合には一部露出した状態で、コイル上部配線およびコイル下部と上部のジョイント部の配線を行うことによって得られる。

また、コイルの製作にあたっては、ワイヤに直接被覆した絶縁材料を用いてコイルとワイヤ間の絶縁を確保し、ワイヤと電極の接続はワイヤ絶縁被覆材料を除去したコンタクト部においてワイヤ上面部を含めて導電性金属材料で接続して強い強度を持つ接続部を実現できる。なお、コイルとワイヤ間に挿入した樹脂絶縁被膜を使って製作してもよい。

（１０）パルス電流の周波数を高めると、パルス電流が作る円周方向磁界とコイル配線構造との関係によってコイルに発生する誘導電圧Ｖｃが増加する。それをコイル電圧Ｖｍから取り除く技術を考案発明した。
誘導電圧Ｖｃは、（１）パルス通電中のワイヤ電位差を静電的に感知する電圧と、（２）円周方向磁界の変化をコイルが直接感知して発生する電圧、および（３）基板面上の配線ループが感知する電圧の３種類が存在する。誘導電圧の大きさは、静電電位差の影響が一番大きく、次にコイルが直接に感じる電圧。配線ループについては、キャンセルは容易で通常は小さくすることができるが、好ましくない配線をすると大きな電圧を生じる。

上記の誘導電圧Ｖｃは、 基板上に右巻きコイルの検出素子と左巻きコイルの検出素子の一対または複数対を設置し、左巻コイルと右巻コイルに反対向きに前記パルス電流が流れるように、ワイヤ通電用の電極２個とワイヤ端子を接続し、またコイル電圧検出用電極２個とコイル端子は前記ワイヤには前記パルス電流を通電した時に、右巻きコイルと左巻きコイルの出力電圧が外部磁界に比例した出力電圧が同符号になり、かつ外部磁界がゼロの場合にパルス通電が作る円周方向磁界によって発生する出力電圧が異符号になるように接続して消失させることができる。さらに、基板上のコイルと電子回路とが形成する配線ループによって生じる電圧を配線のクロス構造化により取り除くことができる。
実施例４に用いたＧＳＲ素子の平面図(以下、配線構造の正面図をいう。)を図９に示す。
この配線構造を一般的に表現すると、基板上の磁性ワイヤ１本に、パルス電流の流れてくる方向に向けて一対の左巻きコイルの第１コイルと右巻きコイルの第２コイルとを取り付ける。また、第１コイルと第２コイルのそれぞれに、パルス電流の流れてくる方向に向けて、第１コイル端子と第２コイル端子とを設ける。
第１コイルの第１コイル端子と第２コイルの第１コイル端子とを接続し、コイル出力電極と第１コイルの第２コイル端子とを接続するとともにコイルグランド電極と第２コイルの第２コイル端子を接続する。コイル端子の配置は、第１コイルおよび第２コイルの第１コイル端子と第１コイルおよび前記第２コイルの第２コイル端子とは磁性ワイヤの両側に行なう。コイル電極とコイル端子との接続は、コイル出力電極から第１コイルの第２コイル端子への配線とコイルグランド電極から第２コイル第２コイル端子への配線が交差するように行なう。
この配線構造により、１本のワイヤに左巻きコイルと右巻きコイルを取り付け、同一方向に電流を流すと、磁界は逆相電圧となり、静電電位差によるコイル電圧は同相電圧となる。コイル端子を逆接合すると磁界による出力電圧は加算され、静電電位差による電圧はキャンセルされる。さらに配線ループによって生じる電圧は、出力配線を交差させると、ループ内の上向き磁界と下向き磁界がキャンセルするのでほぼ消失する。
この場合は左右コイルに発生する電圧は、右巻きコイルと左巻きコイルの電圧は、電流は同じ向きなので逆電圧となるが、コイル同士は逆接続となるので同じ向きの電圧となって残留するのが難点である。しかし誘導電圧は完全には消滅しないが、単純コイルの誘導電圧と比較すると、１／４以下と十分小さくすることができるので、好ましくはないが、サイズなどの制約がある場合、利用は可能な配線構造である。

実施例３に用いたＧＳＲ素子の平面図を図８に示す。
２本のワイヤにそれぞれ左巻きコイルを取付け、双方向に電流を流すと、磁界は同相電圧となり、静電電位差によるコイル電圧は逆相電圧となる。一方のマイナス端子を他方のプラス端子に接続すると、磁界による電圧を加算され、静電電位差によるコイル電圧はキャンセルされる。さらに配線ループは、２本ワイヤ間で交差させると、二つのループは同じ向きの磁界を検知するが、電流がループに沿って流れる向きが逆向き方向なので、発生電圧は逆相電圧となってほぼキャンセルすることができる。

実施例１に用いたＧＳＲ素子の平面図を図５に示す。
この配線構造を一般的に表現すると、基板上の２本の前記磁性ワイヤは、並列かつパルス電流がお互いに
反対方向に流れるように接続して配置する。左側の磁性ワイヤ（以下、一の磁性ワイヤという。）にパルス電流の流れてくる方向に向けて一対の左巻きコイルの第１コイルと右巻きコイルの第２コイルとを取り付け、右側の磁性ワイヤ（以下、他の磁性ワイヤという。）にパルス電流の流れてくる方向に向けて一対の左巻きコイルの第３コイルと右巻きコイルの第４コイルとを取り付ける。
また、第１コイルと第２コイルと第３コイルと第４コイルのそれぞれに、パルス電流の流れてくる方向に向けて、第１コイル端子と第２コイル端子を設ける。
コイルのコイル端子間の接続は、磁性ワイヤの２本の間に配置し、第１コイルの第１コイル端子と第４コイルの第２コイル端子とを接続し、第４コイルの第１コイル端子と第２コイルの第１コイル端子を接続し、第１コイルの第２コイル端子と第３コイルの第２コイル端子を接続する。
コイルのコイル端子と接続する電極は、２本の磁性ワイヤの両側に配置し、コイル出力電極から第３コイルの第１コイル端子への配線とコイルグランド電極から第２コイルの第２コイル端子への配線が２本の磁性ワイヤの間でクロス構造化（以下、交差という。）している。
この配線構造により、２本のワイヤにそれぞれ左巻きコイルと右巻きコイルを取り付ける。コイル２１Lとコイル２２Lは同じ左巻きコイルで電流は逆に流れており、配線は図５のパターンとなっているので、静電電位差とコイル巻きに依存した誘導電圧はキャンセルできている。また右巻きコイルの２１Ｒと２２Ｒも同じく、２種類の誘導電圧はキャンセルされる。配線ループによる誘導電圧は、二つの対称なループが２本ワイヤ間の形成によりできるのでほぼ完全にキャンセルされ消滅する。この配線が最も望ましい配線である。

図８や図９の配線構造の場合、あるいはコイルの製作の都合でコイル間に出力特性に差異がありコイルの誘導電圧残差が残る場合、磁界ゼロの場合のコイル誘導電圧Ｖｏを測定して、プログラミング演算回路またはソフトプログラム演算の手段を用いて、測定値ＶｍからＶｃを差し引き、Ｖｓを求めることが必要である。

しかしこの場合、センサ出力電圧の上限Ｅｍｏ（＝１／２Ｅｏ、ここで、Ｅｏはセンサの駆動電圧をいう。）は、誘導コイル電圧Ｖｃを差し引いた値Ｅｍｏ−Ｖｃとなりセンサ感度が小さくなる。例えば、駆動電圧Ｅｏを２Ｖ、誘導コイル電圧Ｖｃを０．５Ｖと最悪ケースの場合、センサの出力の上限電圧は１Ｖから０．５Ｖと半減し、センサ感度は５０％低減する。

さらに、誘導コイル電圧Ｖｃはスピン回転によって生じるＧＳＲ効果によるコイル電圧Ｖｓに比べて、少し早くピーク電圧をとる。誘導電圧は、磁界の変化と同時に発生するが、ＧＳＲ効果に起因する電圧は、材料のスピンの運動を介してそれが作る磁界変化を検知するため、遅れが生じるためである。
コイル電圧の検波は、磁界の影響で最も強く変化するタイミングで行う。このタイミングは誘導コイル電圧Ｖｃのピークから遅れた点で、変化が急峻な点で検波することになる。これは温度によって検波タイミングが微妙にずれるとコイル出力の大きな温度ドリフトになってしまうことを意味している。したがって左巻きコイルと右巻きコイルの二つを組み合わせて、誘導電圧の消失を図ることが望ましい。

（１１）新原理の超高感度マイクロ磁気センサの電子回路を考案した。
ＧＨｚの速さの瞬間的なコイル電圧を検知して、その電圧から式（１）を使って外部磁界を求めるため、コイル電圧をバッハー回路で検知して、その後電子スイッチを使った同期検波回路に転送し、コンデンサでノイズ低減を図った後で、信号の増幅処理をした。これまでのＭＩセンサは、コイル電圧を積分回路に連結し、大きな容量コンデンサに電流を蓄積した。電子スイッチでピーク電圧になるタイミングを選んでピークホールドしその電圧を増幅後出力した。

また使用した微細素子は、コイル巻き数が大きくコイル出力を大きくすることができる長所がある反面、抵抗が大きく電流が流れると大きな電圧降下が生じる。そこで検出回路として、特許文献７に記載されている電子回路を採用することにした。コイル電圧信号は、コイル電極からパルス対応型のバッハー回路へ、さらにそれに接続されたサンプルホールド回路および増幅器に送られて信号処理し、外部磁界Ｈと式（１）で記述される電圧信号Ｖｓを得る。

（１２）コイル電圧の温度依存性は、検波タイミングは、誘導電圧を低減した上で、電圧Ｖｓのピーク点に取り、それが温度の影響で微妙にずれてもコイル出力のドリフトにならないように工夫して回路の温度安定性を高めた。センサに内蔵した温度センサの出力と温度補正プログラムを使って、原点の温度を実施した。これにより原点の温度ドリフトは０．０２ｍＧ／℃以下を実現した。

コイル電圧Ｖｓから、外部磁界Ｈを式（１）の関数関係の処理を可能にした電子回路またはプログラム演算の手段を使って求めることによって、コイル電圧の最大値を示す磁界Ｈｍまで測定範囲を拡大することができる。これまでのＭＥＭＳ素子を使ったコイル式のＭＩセンサの測定範囲は０．３×Ｈｍ程度であった。

素子出力の温度安定あるいは温度依存性については、式（１）から分かるように円周方向スピン集団の平均磁化量、異方性磁界Ｈｋの温度依存性が存在する。平均磁化量については、Ｃｏ元素はキュリー点が１４２２Ｋと高く、３００Ｋ前後の温度変化では影響はない。異方性磁界については、出力感度に影響するが、温度変化はほとんど見られない。

表面磁区の円周方向に整列したスピン集団は、円周方向の磁気異方性に拘束されて安定している。しかもコバルト合金の場合キュリー点が非常に高く常温での磁化の変化はほとんどない、つまりスピン集団の乱れはほとんど存在しない。この磁化状態を基礎にした超高速スピン回転効果はほとんど熱雑音を含まない。
理論的解析の結果、アモルファスコバルト合金の磁気ノイズは、１０ｆＴ（ｆは、１０^ー１５）とほとんどゼロ程度に近いと見積もられている。言い換えれば、スピン系の温度は絶対零度に近く、ＧＳＲセンサは、磁束の量子化を基礎にしたＳＱＵＩＤに匹敵する微小磁界の検知を将来実現しうる潜在力があると考えられる。
一方ＭＩ効果は、９０度磁壁の振動をその基礎としているために、磁壁の移動の際に格子の熱振動の影響を直接受け、大きな熱雑音を拾う。

ＧＳＲ効果の電磁現象の本質は、高いキュリー点、負磁歪、表面磁区とコア磁区の２層の磁区構造を持ったコバルト系アモルファスワイヤの表面磁区のスピンを円周方向にスピン−スピン相互作用の強力な力で結合整列させ、かつスピン系の温度を絶対零度として、そこにＧＨｚのパルスを通電し超高速で一斉スピン回転を惹起して、その時のスピン回転による軸方向の磁化変化を微細コイルで検出する技術である。
ＧＳＲセンサは、発見された出力と磁界との数学的関係と微細コイルによるコイル巻き数の増加、左右巻きコイルを組合せた素子、バッハー付回路などによって、驚異的に優れた感度、低ノイズ化、高直線性、低ヒステリシス、広い測定範囲、超高速測定、優れた温度安定性、小型化および低消費電流とＭＩセンサに比較して性能指数で１００倍以上の優れた性能を実現できる。

超高速スピン回転効果を基礎にした超高感度マイクロ磁気センサは、ＦＧセンサ、ＭＩセンサおよびコイル検出式の改良型ＭＩセンサなどに比べて、センサ出力電圧、センサ感度とセンサ検出力の向上、ノイズ低減、測定レンジの拡大、低消費電流化、温度安定性改善、ヒステリシス特性と直線性の改善およびマイクロサイズ化を実現し、産業上の普及に資する極めて有用なものである。

アモルファス磁性ワイヤの磁化特性図である。ａ）は軸方向のＭＨ磁化特性図である。ｂ）はＧＳＲセンサの出力と磁界との関係図である。 外部磁界Ｈを変化させた時のアモルファス磁性ワイヤの磁化状態の変化図である。ａ）Ｈ＝０、ｂ）Ｈ＝Ｈｋ／２、ｃ）Ｈ＝Ｈｋ、ｄ）Ｈ＞Ｈｍ 実施例１のコイル出力電圧と磁界との関係を示した図である。 ａ）外部磁界とコイル出力の関係である ｂ）外部磁界と換算コイル出力との関係である。 実施例１のコイル出力に及ぼす周波数の影響を示した図である。 実施例１に係るＧＳＲ素子の平面図である。 実施例１のＧＳＲ素子の構造図（断面図）である。ａ）は断面図説明用の単位磁界検出素子の上面図、ｂ）はコイル部の断面図、ｃ）ワイヤ電極部の断面図。 実施例２のＧＳＲ素子の平面図である。 実施例３に係るＧＳＲ素子の平面図である。 実施例４に係るＧＳＲ素子の平面図である。 実施例で使用する回路図である。

発明の実施形態を挙げて本発明をより詳しく説明する。
第１実施形態の超高速スピン回転効果を原理とするＧＳＲセンサは、０．５ｍＧ程度の地磁気程度の微小磁界を測定対象とする。
それは、磁性ワイヤと周回コイルから構成されるＧＳＲ素子（以下、ＧＳＲセンサ素子をいう。）および該磁性ワイヤにパルス電流を流す手段とパルス電流を流した時に生じるコイル電圧を検知する回路とコイル電圧を外部磁界Ｈに変換する手段とから構成されている。外部磁界Ｈとコイル出力電圧は、上記の（１）式のような数学的関係で表される。

磁性ワイヤは、ＣｏＦｅＳｉＢアモルファス合金の直径は３μｍ〜１０μｍにて、１μｍ以下の厚みの絶縁被覆をしたワイヤである。その結晶構造は、アモルファス構造が望ましいが、ナノ結晶構造も可能である。８Ｇ以下の小さな磁気異方性とゼロまたは弱負磁歪特性を持った比透磁率は１０００から１０万程度の高透磁率磁性ワイヤである。絶縁被覆が無いワイヤを使用することも可能であるが、コイルとワイヤの間の絶縁を、両者の間に樹脂を介在させて確保する必要がある。
磁気異方性が小さく透磁率が高いワイヤを使うほどＨｍは小さくなり、それに比例してコイル出力の感度は高くなるが、測定範囲は狭まる。このトレードオフ関係の問題に対して、コイルピッチの微細化して単位長さ当たりのコイル数を増やすことを可能にして、優れた透磁率特性のワイヤを使用した上で、ワイヤ長さを短くし反磁界を強めて測定範囲を拡大し、次に感度低下問題についてはコイル巻き数を増やして解決すれば、高感度、広い測定範囲および素子のマイクロサイズ化の３つの要求のすべてを満足することができる。

そのワイヤに、引張応力を負荷し軸方向と円周方向にそれぞれ磁気異方性Ｋuと磁気異方性Ｋθを発生させて、円周方向スピン配列を持つ円周表面磁区と軸方向スピン配列を持つ中央コア部磁区の２相の磁区構造を形成した。
表面磁区の厚みｄはＫθを大きくするほど大きくなるが、感度は低下するので、パルス電流が作る表皮深さｐの２倍以上である必要はない。厚みｄは、測定磁界範囲±Ｈｍを決定したうえで、使用するパルス周波数を考慮して、ｄ＝２ｐ程度に調整する。実用的には１μｍ以下が望ましい。

パルス電流の強度は、５０ｍＡ以上としてワイヤ表面にＨｍの１．５倍以上の十分大きな円周磁界Ｈθを発生させて表面スピンの一斉回転を実現した。さらに円周方向に磁化飽和させて磁化履歴を消去した。このパルス磁界アニーリング処理を測定毎に行い、出力からヒステリシス特性を除去した。
Ｈθは、異方性磁界の強さが大きい場合、それに対応して増加する必要があるが過大電流はワイヤを加熱するしセンサの消費電流を増加せしめるので望ましくない。望ましくは７０ｍＡから１５０ｍＡ、Ｈθは４０Ｇから８０Ｇ程度とすることが望ましい。

パルス周波数は、０．５ＧＨｚ以上として、電流の表皮深さｐを１μｍ以下として、円周表面磁区の厚みｄ以下とすることが望ましい。
この条件で、周波数を高めると、表皮深さが小さくなり回転スピン数が減少しコイル出力はｆ／ｐ＝ｆ^１／２ と、ｆの一次比例からｆ^1／２比例して増加する。
しかし高速化に伴って渦電流が増加しスピン回転を抑制するようになるので、さらにｆによる増加傾向は抑制され、ある周波数で最大値を取る。さらに、５ＧＨｚ近くまでパルス周波数を高めると、スピンの歳差運動やスピン共鳴現象が惹起し始めて、各スピンは交換作用力に打ち勝って回転を始めて、コイル出力電圧が低下する。渦電流による格子発熱や歳差運動によるスピン系の発熱によって、コイル出力の低下が増幅する。従って４ＧＨｚ以下が望ましい。
最適周波数域は１ＧＨｚから３ＧＨｚである。透磁率が高く異方性磁界が小さく円周表面磁区の厚みｄが１μｍ以下と小さい場合は、それに対応してパルス周波数を高くする必要がある。表皮深さｐをｄ以下に制御することが望ましい。ｄが小さい場合、それに合わせてパルス周波数を高めて表面磁区のスピンのすべてが回転するようにすることが望ましい。 ただし、ｄよりｐの方が大きい条件では、周波数を増加してｐを小さくしても表面磁区の回転するスピンの数は変化しないので、出力は周波数ｆに比例して増加する。この条件では、ワイヤの異方性磁界と周波数の組合せが最適化されていないことを意味している。なお中央部の磁化Ｍｓは、高周波では移動しない表面磁区とコア磁区との間の磁壁によってシールドされているので、表皮効果による影響はを受けない。
パルス時間間隔は１０ｎ秒以上、望ましくは５０ｎ秒としてコイル信号干渉を避ける必要がある。

この状態のワイヤに上記パルス電流を通電すると、パルスが作る６０Ｇ程度の大きな円周磁界によって、超高速（パルスの遷移時間ｄｔ内）でスピンが円周方向に一斉回転する。その際に生じるワイヤの磁化変化をコイル出力電圧Ｖｓとして検知する。
ワイヤの直径は、ワイヤの直径Ｄに比例してコイル出力が増加するが、大きすぎると表面の円周方向スピン磁区が形成できなくなるので２０μｍ以下にすべきである。また直径が大きいほど必要なパルス電流が大きくなる。さらにピッチが小さい微細コイルの製造が困難となるので、望ましくは５μｍ〜１２μｍとすべきである。

長さＬは、コイル出力を増加するが、測定範囲±Ｈｍが小さくなり、コイル出力と測定範囲とがトレードオフ関係にある制御因子である。一般的には、コイルピッチを小さくしてコイル巻き数を増やしてコイル出力を増加し、ワイヤ長さＬは０．１ｍｍ〜０．５ｍｍと出来るだけ小さくして測定範囲を拡大することが望ましい。

コイルの巻き数については、センサの高感度化と小型化を同時に実現できるので、コイルピッチを小さくして単位コイル巻き数を増加することは極めて重要である。磁性ワイヤの下半分または一部を基板に形成された溝に埋設し、溝底面に下コイルを配置し、ワイヤ上部に上コイルを配置し、上下のコイルを基板面上で接合してコイルを形成することによって、コイルピッチを１０μｍ以下とすることができる。現在の微細加工技術レベルを考慮すると、コイルピッチは、１μｍ〜６μｍが望ましい。

コイルの製作にあたっては、絶縁被覆されたワイヤは下部コイルを設置した溝に沿って樹脂で固定され、つぎに上部コイルを設置して、コイルとワイヤとの間の絶縁を確保した。ワイヤと電極の接続はワイヤ上面部の絶縁被覆材料を除去した後、被覆除去したワイヤ面と電極とを導電性金属材料を蒸着して接続した。

磁界検出素子の構造については、パルス電流の周波数を高めると、パルス電流が作る円周方向磁界とコイル配線構造との関係によってコイルに発生する誘導電圧Ｖｃが増加する。それをコイル電圧Ｖｍから取り除く構造が必要である。
誘導電圧Ｖｃは、（１）パルス通電中のワイヤ電位差を静電的に感知する電圧と、（２）円周方向磁界の変化をコイルが直接感知して発生する電圧、および（３）基板面上の配線ループが感知する電圧の３種類が存在する。誘導電圧の大きさは、静電電位差の影響が一番大きく、次にコイルが直接に感じる電圧。配線ループについては、キャンセルは容易で通常は小さくすることができるが、好ましくない配線をすると大きな電圧を生じる。

図８に示すように、二本のワイヤにそれぞれ左巻きコイルを取付け、双方向に電流を流すと、磁界は同相電圧となる。静電電位差によるコイル電圧は逆相の電圧となるので、一方のマイナス端子を他方のプラス端子に接続すると、磁界による電圧を加算され、静電電位差によるコイル電圧はキャンセルされる。さらに配線ループは、二本ワイヤ間で交差させると、二つのループは同じ向きの磁界を検知するが、電流が流れる向きが双方向なので、発生電圧は逆向きとなってほぼキャンセルすることができる。しかし配線ループの形を対称形状にする点で難点がある。
そこで、図５に示すように、二本のワイヤにそれぞれ左巻き右巻きのコイルを取り付ける。コイル２１Lとコイル２２Lは同じ左巻きコイルで電流は逆に流れており、配線は図８と同じパターンとなっているので、静電電圧差とコイル巻に依存した誘導電圧はキャンセルできている。また右巻きコイル２１Ｒと２２Ｒも同じく、２種類の誘導電圧はキャンセルされる。配線ループによる誘導電圧は、二つの対称なループが二本ワイヤ間の形成できるのでほぼ完全にキャンセルされ消滅する。この配線が最も望ましい配線である。

コイルの製作の都合でコイル間に出力特性に差異がありコイルの誘導電圧残差が残る場合、磁界ゼロの場合のコイル誘導電圧Ｖｏを測定して、プログラミング演算回路またはソフトプログラム演算の手段を用いて、測定値ＶｍからＶｃを差し引き、Ｖｓを求めることが必要である。
この極端な場合として、右巻きコイルと左巻きコイルの組合せができない単体コイルの場合があるが、同様のプログラム処理で処理することができる。しかしこの場合、センサ出力電圧の上限は、センサの駆動電圧Ｅｏから誘導コイル電圧Ｖｃの２倍を差し引いた値となりセンサ感度が小さくなる。例えば駆動電圧Ｅｏを２Ｖ、誘導コイル電圧Ｖｃを０．５Ｖと最悪ケースの場合、センサの出力の上限電圧は１Ｖから０．５Ｖと半減し、センサ感度は５０％低減する。
さらに、誘導コイル電圧Ｖｃはスピン回転によって生じるＧＳＲ効果によるコイル電圧Ｖｓに比べて、少し早くピーク電圧をとり、ＧＳＲ電圧Ｖｓの直線性を確保するために、誘導コイル電圧Ｖｃのピークから少しずれた点、変化が急峻な点の値を検波してメモリし補正に使用する必要がある。これは温度によって検波タイミングが微妙にずれるとコイル出力の大きな温度ドリフトになってしまうことを意味している。
したがってパルス電流の方向と、左巻きコイルと右巻きコイルの組合せおよび配線ループを組み合わせて、完全に誘導電圧の消失を図ることが好ましい。

ＧＳＲ素子のコイルの巻き数と抵抗は、２０回以上、１０Ω以上で所定の性能を確保しうるが、地磁気検知センサの場合には、巻き数は４０回〜１００回、コイル抵抗は１００Ω〜４００Ωが望ましい。ワイヤ通電の抵抗は、４Ω〜４０Ωに調整することが望ましい。

これらのＧＳＲ素子を、図１０に示すパルス対応型のバッハー回路５５に接続して出力電圧を測定した結果、出力は所定の出力電圧を得ることができた。
本素子と集積回路チップとの接続は、ワイヤおよび検出コイルの４つの電極と集積回路チップ側の接続用電極とを半田で直接接続した。

信号処理回路の構成は、図１０に示すパルス発振器５１、ＧＳＲ素子５２、パルス対応型バッハー回路５５、サンプルホールド回路５６からなるアナログ回路とＡＤ変換回路およびデジタル信号処理回路からなるデジタル回路からなっている。
パルス発振器から２ＧＨｚの換算周波数をもつパルス電流をＧＳＲ素子５２に通電し、その時に発生するコイル電圧をパルス対応型バッハー回路５５で検知する。この時コイル抵抗は大きいが、コイルの寄生容量が極限的に抑制されているため、コイルには極微小電流が流れるだけで、その電圧降下はコイル出力電圧の５％と非常に小さい。
バッハー回路の入力側回路５３と出力側回路５６ともに高インピーダンスで、通常のバッハー回路の概念、つまり入力側回路は高インピーダンスで出力側回路は低インピーダンスと大きく異なっている。しかしワイヤのパルス電流によってコイルに一瞬の電流が流れ、電子スイッチ５７が開閉した一瞬のみ、つまり出力側のコンデンサ５８が充電されるナノ秒以下の時間間隔のみバッハー回路として機能するパルス対応型バッハー回路５５によってコイル電圧は減衰することなくコンデンサ５８にサンプルホールドされ増幅器５９を介して出力される。
その後ＡＤ変換回路で８ビットから１６ビットのデジタル信号に変換され、デジタル信号処理回路に転送され、所定の処理が行われて外部磁界Ｈに変換されて、その値が出力される。またデジタル信号処理回路は、直接の信号データを保存するメモリ部、信号補正プログラムと初期設定値を保存するメモリ部を有している。

上記構成のＧＳＲセンサの性能に関しては、磁気信号ノイズは０．０５ｍＧ〜１ｍＧ、測定範囲は±３Ｇから±６０Ｇへ、直線性は±０．１％以下、感度は１ｍＧ／ビット〜０．０５ｍＧ／ビット、ヒステリシスは１ｍＧ以下、原点の温度ドリフトは０．０２ｍＧ／℃以下、測定間隔２００Ｈｚの場合の消費電流は０．１ｍＡ以下と大幅に向上し、素子サイズは、長さ０．１ｍｍ〜０．４ｍｍ、幅０．１ｍｍ〜０．４ｍｍ、参考までに集積回路ＡＳＩＣと組み合わせたセンサは、１ｍｍ×１ｍｍ×０．６ｍｍ〜２ｍｍ×２ｍｍ×１ｍｍ程度の小型サイズが実現できる。

現行のコイル式の改良型ＭＩセンサで製作した地磁気検知センサの性能は、磁気信号ノイズは２ｍＧ、測定範囲は±１２Ｇ，直線性は±０．２％、感度は１．５ｍＧ／ビット、ヒステリシスは２ｍＧ、原点の温度ドリフトは１ｍＧ／℃、測定間隔２００Ｈｚの場合の消費電流は０．４ｍＡ以下、素子サイズは、長さ０．６ｍｍ、幅０．３ｍｍ、センササイズは、２ｍｍ×２ｍｍ×１ｍｍである。
ＧＳＲセンサはＭＩセンサに比べて、性能指数で１００倍から１０００倍の性能改善が実現している。

第２の実施形態のＧＳＲセンサは、１００ｐＴ（１μＧ）以下の生体磁気レベルの超微小磁界を測定対象とするものである。
第１の実施形態の基本構成およびセンサ緒元をベースにして、ワイヤ長さ２ｍｍ〜５ｍｍと十分な長さを確保してコイル出力およびセンサ感度を高めることにした。素子サイズは、長さ２ｍｍ〜５ｍｍ、幅０．６ｍｍ〜１．８ｍｍ、センササイズは、２ｍｍ×２ｍｍ×０．６ｍｍから５ｍｍ×２ｍｍ×１ｍｍへと大きくし、コイル巻き数を３００回〜２０００回に拡大して微小磁界検知を可能にした。ＧＳＲ素子の構造は、左巻き右巻きコイルの組合せを一対から２対〜８対と増やした。コイル抵抗は５００Ω〜２ｋΩ程度に調整し、ワイヤの抵抗は、２０Ω〜４０Ωに調整することが望ましい。

この生体磁気検知センサは、磁気信号ノイズは１ｐＴ（１０ｎＧ）〜１００ｐＴ（１μＧ）、測定範囲は±３Ｇ以下，直線性は±０．１％以下、感度は１ｎＧ／ビット〜０．１０ｎＧ／ビット、ヒステリシスは１ｐＴ以下、原点の温度ドリフトは０．２ｐＴ／℃以下、連続測定の場合の消費電流は１０ｍＡ以下、の性能が実現できる。
現行のコイル式の改良型ＭＩセンサで製作した生体磁気検知センサｎＴセンサの磁気信号ノイズ１ｎＴに比べて、１０００倍の高感度センサが実現できる。

第３の実施形態のＧＳＲセンサは、磁石や電流磁界による磁界を測定対象としたもので、その測定磁界強度の強さ、測定周波数、センササイズなど用途に応じて、センサ緒元を最適化したものである。
自動車、家電、工場、産業用ロボットおよび電力センサなどは、ワイヤ長さを０．１ｍｍ以下、コイルピッチを２μｍ〜６μｍ、巻き数を１５回〜５０回として、測定範囲を３００Ｇ程度へと拡大したものである。経済性を考慮して配線構造を簡便化した素子構造を図８に示す。二本のワイヤにそれぞれ左巻きコイルを取付け、双方向に電流を流すと、磁界は同相電圧となる。静電電位差によるコイル電圧は逆相の電圧となるので、一方のマイナス端子を他方のプラス端子に接続すると、磁界による電圧を加算され、静電電位差によるコイル電圧はキャンセルされる。さらに配線ループは、二本ワイヤ間で交差させると、二つのループは同じ向きの磁界を検知するが、電流が流れる向きが双方向なので、発生電圧は逆向きとなってほぼキャンセルすることができる。

第４の実施形態のＧＳＲセンサは、胃カメラ、カテーテルなど生体内部で地磁気などの磁界を検出して生体内の測定装置の姿勢を検知する用途の場合、超小型化を図ったものである。
この場合、磁性ワイヤ、コイルおよび配線構造を図９に示す素子構造として小型化を図ることが望ましい。一本のワイヤに左巻き右巻きコイルを取り付け、同一方向に電流を流すと、磁界は逆相電圧となるが、静電電位差によるコイル電圧は同相で電圧となり、コイル端子を逆接合すると磁界による出力電圧は加算され、静電電圧差による電圧はキャンセルされる。さらに配線ループによって生じる電圧は、出力配線を交差させると、ループ内の上向き磁界と下向き磁界がキャンセルするのでほぼ消失する。
この場合には、右巻きコイルと左巻きコイルの電圧は、電流は同じ向きなので逆電圧となるが、コイル同士は逆接続となるので同じ向きの電圧となって残留するのが難点である。しかし誘導電圧は完全には消滅しないが、単純コイルの誘導電圧と比較すると、１／４以下と十分小さくすることができる。
ワイヤ径を２μｍ以下、コイルピッチを１μｍ以下として、ワイヤ長さを１０μｍ〜２０μｍ、コイル巻き数を１０回〜２０回とし、素子サイズを長さ０．０２ｍｍ以下、幅０．０２ｍｍ以下にすることが望ましい。

第５の実施形態のＧＳＲセンサは、紙幣検知、磁気カメラなど磁気マッピングなどに使用する場合、パルス間隔を１０ｎ秒〜１００ｎ秒として、１０ＭＨｚから１００ＭＨｚの超高速測定を実現したものである。直線状あるいは面上に配置したアレイセンサ素子を用いて、高速切り替えスイッチを備えたものである。

以上、５つの実施形態を説明したが、測定対象に応じてセンサ設計の自由度が高い点も本センサの利点である。
磁性ワイヤの異方性磁界Ｈｋ（ほぼＨｍに等しい）を制御して磁性ワイヤの表面磁区の深さｄをパルスの表皮深さｐ以上確保することを条件において、超高速スピン回転効果によるコイル出力電圧と外部磁界との間には式(1)の関係が存在する。出力特性は、磁性ワイヤの長さと径、コイルピッチ、パルス周波数と電流強度および回路構成を組みあわせることで、感度、測定範囲など用途に応じて性能を最適化することが可能であるからである。

［実施例１］
実施例１に係るＧＳＲ素子の平面図を図５に示す。また、ＧＳＲ素子の構造図（断面図）を説明するために単位磁界検出素子の上面図、断面構造図を図６に示す。
超高速スピン回転効果を原理とするＧＳＲセンサの実施例１は、磁性アモルファスと周回コイルから構成されるＧＳＲ素子および該磁性ワイヤにパルス電流を流す手段とパルス電流を流した時に生じるコイル電圧を検知する回路とコイル電圧を外部磁界Ｈに変換する手段とから構成されている。外部磁界Ｈとコイル出力電圧は、式（１）のような数学的関係で表される。

磁性ワイヤは、ＣｏＦｅＳｉＢアモルファス合金の直径１０μｍ、厚み１μｍ以下のガラス被覆のワイヤである。その結晶構造は、アモルファス構造で弱負磁歪１０^−６を持った比透磁率は１万の高透磁率磁性ワイヤである。そのワイヤに、引張応力を付加し軸方向と円周方向に５Ｇの磁気異方性Ｋθを発生させて、円周方向スピン配列を持つ円周表面磁区と軸方向スピン配列を持つ中央コア部磁区の２相の磁区構造を形成した。表面磁区の厚みｄを１μｍ以下とした。

パルス電流の強度は、１００ｍＡ以上としてワイヤ表面に６０Ｇの十分大きな円周磁界Ｈθを発生させて、その磁界の力で表面磁区のθ傾斜したスピンを一斉に円周方向に回転を実現した。同時に２ｎ秒のパルス持続時間を確保してコア部磁区と表面磁区との界面に存在する９０度磁壁をコア中心部へ浸透させて、コア部磁区を縮小し、円周方向に磁化飽和またはそれに近い磁化状態にさせて磁化履歴を消去した。このパルス磁界アニーリング処理を測定毎に行い、出力からヒステリシス特性を除去した。

パルス周波数は、２ＧＨｚとして、電流の表皮深さｐを０．１２μｍで円周表面磁区の厚みは１μｍ以下とした。上記特性のアモルファスワイヤの直径は１０μｍ、長さＬは０．２ｍｍとして、測定範囲±Ｈｍは４０Ｇに調整した。

コイルの巻き数は４８回、コイルピッチは５μｍとしてコイル出力電圧を高めた。
そのために、素子の構造は、図６に示すように、絶縁被膜で被覆された磁性ワイヤ４２の一部を基板に形成された溝４１に埋設し、溝４１の底面に下コイル４３１を配置し、ワイヤ上部に上コイル４３２を配置し両者を樹脂４７で固定して基板の平面上で接合し、コイル高さは溝の下コイル４３１、ワイヤ上部の上コイル４３２、および上限コイルのジョイント部段差４３３の３分割にした。これにより微細コイルを凹凸面上に実現した。
コイルについては、コイル内径を１５μｍ、コイルの側面の平面接続部を５μｍ、コイルピッチを５μｍとした。磁界検出素子のサイズは、ワイヤ長さ２００μｍ、コイル長さ１６０μｍ、溝深さ６μｍ、コイル凸部の高さ７μｍおよび上下コイルの接合部の段差は１μｍとした。

コイルの製作にあたっては、絶縁被覆されたワイヤを下コイルが設置されている溝に沿って樹脂で固定し、つぎに上コイルを設置して、コイルとワイヤ間の絶縁を確保した。ワイヤと電極の接続はワイヤ上面部の絶縁被覆材料を除去した後、被覆除去したワイヤ面４４と電極４５とを導電性金属材料を蒸着して接続部４６を形成した。

ＧＳＲ素子の平面図を図５に示す。基板上の基板溝２８に沿って磁性ワイヤ２９を２本設置し、それぞれのワイヤに一対の右巻きコイル２１Ｒと左巻きコイル２１Ｌおよび一対の右巻きコイル２２Ｒと左巻きコイル２２Ｌを設置する。両ワイヤに反対向きにパルス電流が流れるようにするために、ワイヤ通電用の入力電極２３、ワイヤプラス端子２１＋、ワイヤマイナス端子２１−、両ワイヤ接続部２５、右側ワイヤのプラス端子２２＋、マイナス端子２２−、ワイヤグランド端子２４と接続する。コイル接続は、出力端子２６から、右側左巻きコイル２２Ｌの端子２６１、２６２に接続され、順次コイル端子２６３、２６４、２６５、２６６、２６７、２６８と接続され、最後にコイルグランド端子２７に接続される。

コイル電圧はワイヤにはパルス電流を通電した時、外部磁界に起因した出力電圧は右巻きコイル同士と左巻きコイル同士には同相電圧が生じるが、右巻きと左巻きコイル間では逆相電圧が生じる。同じ巻方向のコイルは準接合、異なる方向のコイル間は逆接合されて、４つのコイルに生じる電圧はすべて加算される。

静電電位差による誘導電圧は、コイル２１Ｌとコイル２２Ｒは電流と反対向きに端子接続され、コイル２１Ｒとコイル２２Ｌは電流と同じ向きに端子接続がなされており、合計でキャンセルとなる。円周磁界がコイルに直接作る誘導電圧は、反対向きに電流が流れるふたつのコイル２２Ｌとコイル２１Ｌの端子接続によりキャンセルされ、さらに反対向きに電流が流れるふたつのコイル２２Ｒと２１Ｒの端子接続によってキャンセルされ、結局４つのコイルに生じる電圧はすべてキャンセルされる。配線ループに起因する誘導電圧は、二つの対称性のあるループによってキャンセルされる。端子２６３、２６４、２６５、２６６で形成されるループと端子２６１、２６２、２６７、２６８で形成されるふたつループは、同一方向向きの磁界を検知するがコイル電流の向きが反対なのでキャンセルすることになる。以上３つの要因による誘導電圧はすべて消失する。

この素子の構造と素子基板面上での配線構造によってパルス電流が作る円周方向磁界よって生じるコイルに発生する２００ｍＶ程度の誘導電圧Ｖｃをコイル電圧Ｖｍから取り除くことを成功した。
コイル間のアンバランスによって両者の差分ｄＶｃが３０ｍＶ程度残る場合がある。コイル誘導電圧Ｖｃを磁界ゼロの場合のコイル電圧差分ｄＶｃを測定して、プログラミング演算回路またはソフトプログラム演算の手段を用いて、測定値VｍからｄVｃを差し引くことにした。

ＧＳＲ素子のコイルの巻き数と抵抗は、４８回で２２０Ωとし、ワイヤの抵抗は、４Ωに調整した。これらのＧＳＲ素子を、図１０に示すパルス対応型のバッハー回路５５に接続して出力電圧を測定した結果、所定の出力電圧を得ることができた。
本素子と集積回路チップとの接続は、ワイヤおよび検出コイルの４つの電極と集積回路チップ側の接続用電極とを半田で直接接続した。

信号処理回路の構成を図１０に示す。パルス発振器５１、ＧＳＲ素子５２、パルス対応型バッハー回路５５、サンプルホールド回路５６、ＡＤ変換回路およびデジタル信号処理回路からなっている。
パルス発振器から１ＧＨｚの換算周波数をもつパルス電流をＧＳＲ素子に通電し、その時に発生するコイル電圧をパルス対応型バッハー回路で検知する。この時コイル抵抗は大きいが、コイルの寄生容量５４が極限的に抑制されているため、コイルには極微小電流が流れるだけで、その電圧降下はコイル出力電圧の５％以下と非常に小さい。

バッハー回路の入力側回路５３と出力側回路５６ともに高インピーダンスで、通常のバッハー回路の概念、つまり入力側回路は高インピーダンスで出力側回路は低インピーダンスと大きく異なっている。しかしワイヤのパルス電流によってコイルに一瞬の電流が流れ、電子スイッチ５７が開閉した一瞬のみ、つまり出力側のコンデンサが充電されるナノ秒以下の時間間隔のみバッハー回路として機能するパルス対応型バッハー回路によってコイル電圧は減衰することなくコンデンサ５８にサンプルホールドされ増幅器５９を介して出力される。

その後ＡＤ変換回路で１４ビットのデジタル信号に変換され、デジタル信号処理回路に転送され、所定の処理が行われて磁界Ｈに変換されて、その値が出力される。またデジタル信号処理回路は、直接の信号データを保存するメモリ部、信号補正プログラムと初期設定値を保存するメモリ部を有している。出力は２回の値を平均処理した。

上記構成のＧＳＲセンサの性能に関しては、現行のコイル式の改良型ＭＩセンサ商品ＡＭＩ３０６に比べて、磁気信号ノイズは２ｍＧから０．２ｍＧへと１０倍、測定範囲は±１２Ｇから±５０Ｇへと４倍，直線性は±０．２％から±０．１％へ、感度は２ｍＧから０．４ｍＧへと５倍、ヒステリシスは２ｍＧから０．５ｍＧ以下へ、原点の温度ドリフトは１ｍＧ／℃から０．０２ｍＧ／℃以下へと５倍、測定間隔２００Ｈｚの場合の消費電流は０．４ｍＡから０．１ｍＡへと１／４へと性能が大幅に向上している。
また、素子サイズは、長さ０．６ｍｍ、幅０．３ｍｍから長さ０．２ｍｍ、幅０．２ｍｍへと１／４と小型化、センササイズは、２ｍｍ×２ｍｍ×１ｍｍから１ｍｍ×１ｍｍ×０．６ｍｍへと１／４に小型化ができる。
総合的視点で見れば、１６０倍の性能指数の改善が実現している。

［実施例２］
実施例２は、１００ｐＴ（１μＧ）程度の生体磁気レベルの超微小磁界を測定対象にした生体磁気検知センサである。
使用したＧＳＲ素子の平面図を図７に示す。４本のワイヤ３１、３２、３３、３４に、左巻コイルはそれぞれ３１Ｌ、３２Ｌ、３３Ｌ、３４Ｌを配置し、右巻コイルはそれぞれ３１Ｒ、３２Ｒ、３３Ｒ、３４Ｒを配置したものである。パルス電流は、ワイヤ電極３５＋からワイヤ３１、ワイヤ結合部３５１、ワイヤ３２、結合部３５２、ワイヤ３３、結合部３５３、ワイヤ３４と流れてワイヤグランド端子３５Ｇに入る。コイル配線は、コイル出力電極３６＋から、コイル３２Ｒ、３１Ｒ、３２Ｌ、３１Ｌと接続され、続いて３４Ｒ、３３Ｒ、３４Ｌ、３３Ｌと図７の図面のように配線接続され最後にコイルグランド電極３６Gに接続される。この配線により、磁界の影響で検知される出力電圧はすべて同符号になり、誘導電圧はすべてキャンセルされる。

実施例１と比較して、ワイヤ長さを０．２ｍｍから２ｍｍへと長くし、コイル巻き数を４８回から１０００回へと２０倍増加させた。また、磁性ワイヤは異方性磁界Ｈｋが５Ｇから１．５Ｇのワイヤを使用した。素子の長さが１０倍も長いのでＨｍは４０Ｇから２Ｇと１／２０に大きく減少した。さらに周波数は２ＧＨｚとし、および測定値の平均回数を４回から１６回と４倍（ノイズは１／２に減少）にした。コイル抵抗は５ｋΩ程度、ワイヤの抵抗は４０Ωに調整した。
以上の設計因子の変更により、ノイズを０．２ｍＧから２０ｎＧ（２ｐＴ）へと大幅に減少したので生体磁気１００ｐＴを検知することが可能になる。

この生体磁気検知センサは、磁気信号ノイズは２ｐＴ（２０ｎＧ）、測定範囲は±２Ｇ，直線性は±０．１％、感度は２ｎＧ／ビット、ヒステリシスは１ｐＴ、原点の温度ドリフトは０．２ｐＴ／℃以下、連続測定の場合の消費電流は１０ｍＡ以下と総合特性にも優れたものである。

［実施例３］
実施例３のＧＳＲ素子の平面図を図８に示す。
２本のワイヤ２１，２２に左巻コイルを２個２１Ｌ，２２Ｌを配置したものである。パルス電流は、ワイヤ電極２３からワイヤ２１、ワイヤ結合部２５、ワイヤ２２と流れてワイヤグランド端子２４に入る。コイル配線は、コイル出力電極２６から、端子２６１、２６２、２６３、２６４と接続され、最後にコイルグランド電極２７に接続される。この配線により、磁界の影響で検知される出力電圧はすべて同符号になり、誘導電圧はすべてキャンセルされる。
本実施例の特徴は、実施例１の基本構成およびセンサ緒元をベースにして、測定範囲を２００Ｇに拡大したものである。そのために、実施例１に比較して、コイルピッチを５μｍから２μｍへ、長さを０．２０ｍｍから０．０８ｍｍ、コイル巻き数を４８回と同じにした。素子の構造、パルス周波数、ワイヤ材質などは同じにした。
総合的性能は、磁気信号ノイズは１ｍＧ、測定範囲は±２００Ｇ，直線性は±０．１％、感度は１ｍＧ／ビット、ヒステリシスは０．１ｍＧ以下、原点の温度ドリフトは０．１ｍＧ／℃以下、測定間隔２００Ｈｚの場合の消費電流は０．１ｍＡ、素子サイズは、長さ０．０８ｍｍ、幅０．２ｍｍと小型である。
自動車、家電、工場、産業用ロボットおよび電力センサなどに適している。

［実施例４］
実施例４のＧＳＲ素子の平面図を図９に示す。
１本のワイヤ２１に左巻コイル２１Ｌと右巻きコイル２１Ｒの２個のコイルを配置したものである。パルス電流は、ワイヤ電極２３からワイヤ２１に流れてワイヤグランド端子２４に入る。コイル配線は、コイル出力電極２７から、端子２６１、２６２、２６３、２６４と接続され、最後にコイルグランド電極２６に接続される。この配線により、磁界の影響で検知される出力電圧はすべて同符号になり、誘導電圧のうち円周磁界が直接作るコイル誘導電圧を除いて大部分がキャンセルされる。
実施例４は、実施例１の基本構成およびセンサ緒元をベースにして、素子サイズを超小型化して、生体内で使用する医療機器に組み込むことを可能にしたものである。磁性ワイヤは、Ｈｋが１．５Ｇ，ワイヤ径を２μｍ、コイルピッチを１μｍとして、磁性ワイヤ長さを４０μｍ、コイル巻き数を３２回とし、素子サイズを長さ０．０４ｍｍ、幅０．０４ｍｍにした。磁気信号ノイズは２ｍＧ、測定範囲は±５０Ｇ，直線性は±０．１％、感度は２ｍＧ／ビット、ヒステリシスは０．５ｍＧ以下、原点の温度ドリフトは０．０２ｍＧ／℃以下、測定間隔２００Ｈｚの場合の消費電流は０．０５ｍＡ、回路は、医療機器の電子回路に組み込んだ。
胃カメラ、カテーテルなど生体内部で地磁気などの磁界を検出して生体内の測定装置の姿勢を検知する用途に適したものである。

［実施例５］
実施例５は、実施例１の基本構成およびセンサ緒元をベースにして、測定周期を２００Ｈｚから２０ＭＨｚに拡大に拡大したものである。素子は、直線状あるいは面上に配置したアレイセンサ素子とした。
そのために、実施例１において、パルス間隔を５０ｎ秒に短くし、２０ＭＨｚに対応できる波数応答性を持つバッハー回路、増幅器およびＡＤ変換器を採用した。さらに素子と回路との接続部に高速切り替えスイッチを備えた。超高速測定を実現した本ＧＳＲセンサは、紙幣検知、磁気カメラなど磁気マッピングなどに適している。

本発明の超高速スピン回転現象を基礎とした超高感度マイクロ磁気センサは、微小磁界検知能力、高速測定、高感度、低消費電流、および良質な磁気信号を提供し、電子コンパス、磁気ジャイロ等の微小な地磁気を測定して、３次元方位計およびリアルタイム三次元方位計への応用、生体磁気を測定した医療用センサ、マイクロサイズ化して生体内部での応用、高速測定能力を活用した磁気マッピング応用、さらに測定範囲を拡大した産業用磁気センサなど、幅広い用途で、その使用が期待される。

１０:ＢＨ磁化曲線、１１：コイル出力曲線、１２：ワイヤ軸方向断面、１３：ワイヤ断面、１４：表面磁区、１５：コア磁区、１６：左スピン向き、１７：右スピン向き、
１８：表面磁区スピン向き、１９：コア磁区スピン向き

２：実施例１、実施例３および実施例４のＧＳＲセンサ素子
２１：左側ワイヤ、２１＋：左ワイヤ＋端子、２１−：左ワイヤグランド端子
２２：右側ワイヤ、２２＋：右ワイヤ＋端子、２２−：右ワイヤグランド端子
２１L：左側左巻きコイル、２１R：左側右巻コイル、２２L：右側左巻コイル、２２R：右側右巻きコイル
２３：ワイヤ入力側電極、２４：ワイヤグランド側電極、２５：両ワイヤ接続部
２６：コイル＋電極、２７：コイルグランド電極
２６１から２６８：コイル端子
２８：基盤溝、２９：磁性ワイヤ

３：実施例２のＧＳＲセンサ素子
３１：１段目のワイヤ、３２：２段目のワイヤ、３３：３段目のワイヤ、３４：４段目のワイヤ
３１Ｒ、３２Ｒ、３３Ｒ、３４Ｒ：各段の右巻きコイル
３１Ｌ、３２Ｌ、３３Ｌ、３４Ｌ：各段の左巻コイル
３５＋：ワイヤ入力電極、３５Ｇ：ワイヤグランド電極、３５１、３５２、３５３：ワイヤ連結部
３６＋：コイル出力電極、３６Ｇ：コイルグランド電極

４：単位磁界検出素子の基板
４１：基板上の溝 、４２：磁性ワイヤ、４３：コイル
４３１：下コイル、 ４３２：上コイル、４３３：ジョイント部段差、４４：ワイヤ端子
４５：ワイヤ電極、４６：接続部、４７：樹脂
５：電子回路
５１：パルス発振器、５２：ＧＳＲ素子、５３：入力側回路、５４：コイル寄生容量、
５５：パルス対応型バッハー回路、 ５６：出力側回路（サンプルホールド回路）
５７:電子スイッチ、 ５８：サンプルホールド用コンデンサ、 ５９：増幅器

Claims (8)

1. 基板上に導電性を有する磁界検出用磁性ワイヤとそれに巻回した周回コイルとワイヤ通電用の電極２個とコイル電圧検出用電極２個を設置した磁界検出素子および前記磁性ワイヤにパルス電流を流す手段とパルス電流を流した時に生じるコイル電圧を検知する回路とコイル電圧を外部磁界Ｈに変換する手段とからなる磁気センサにおいて、
   前記磁性ワイヤは、１０Ｇ以下の異方性磁界を有し、かつ円周方向スピン配列を持つ表面磁区と軸方向にスピン配列を持つ中央部コア磁区の２相の磁区構造を有してなり、
   前記磁性ワイヤに通電するパルス電流は、該周波数は０．５ＧＨｚ〜４．０ＧＨｚで、該ワイヤ表面に異方性磁界の１．５倍以上の円周方向磁界を発生させるのに必要な電流強度以上とし、
   前記コイルはコイルピッチ１０μｍ以下でコイル内径を２５μｍ以下とすることを特徴とする超高感度マイクロ磁気センサ。
2. 請求項１に記載の超高感度マイクロ磁気センサにおいて、
   前記磁性ワイヤに前記パルス電流を通電することによって、前記表面磁区内のワイヤ軸方向の磁界により軸方向に傾斜した円周方向スピンを超高速に一斉回転させて、その時に生じる超高速スピン回転現象による前記ワイヤの軸方向の磁化変化のみをコイル出力として取り出し、関係式（１）を使って磁界Ｈに変換することを特徴とする超高感度マイクロ磁気センサ。
   Ｖｓ=Ｖｏ・Ｌ・πＤ・ｐ・Ｎｃ・ｆ・sin（πＨ/２Ｈｍ） （１）
   ここで、Ｖｓはコイル出力電圧、Ｖｏは比例定数、制御因子定数としては、Ｌはワイヤの長さ、Dはワイヤの直径、ｐはパルス電流の表皮深さ、Ｎｃはコイルの巻き数、ｆはパルス周波数、Ｈｍはコイル出力電圧が最大値を取る時の外部磁界強度。
3. 請求項１または請求項２に記載の超高感度マイクロ磁気センサにおいて、
   基板上に右巻きコイルの検出素子と左巻きコイルの検出素子の一対または複数対を設置し、左巻コイルと右巻コイルに反対向きに前記パルス電流が流れるように、ワイヤ通電用の電極２個とワイヤ端子を接続し、またコイル電圧検出用電極２個とコイル端子は前記ワイヤには前記パルス電流を通電した時に、右巻きコイルと左巻きコイルの出力電圧が外部磁界に比例した出力電圧が同符号になり、かつ外部磁界がゼロの場合にパルス通電が作る円周方向磁界によって発生する出力電圧が異符号になるように接続することを特徴とする
   超高感度マイクロ磁気センサ。
4. 請求項１または請求項２に記載の超高感度マイクロ磁気センサにおいて、
   前記基板上の前記磁性ワイヤ１本に、パルス電流の流れてくる方向に向けて一対の左巻きコイルの第１コイルと右巻きコイルの第２コイルとを取り付け、
   また、前記第１コイルと前記第２コイルのそれぞれに、パルス電流の流れてくる方向に向けて、第１コイル端子と第２コイル端子とを設けて、
   第１コイルの第１コイル端子と第２コイルの第１コイル端子とを接続し、
   コイル出力電極と第１コイルの第２コイル端子とを接続するとともにコイルグランド電極と第２コイルの第２コイル端子を接続し、
   かつ、
   前記第１コイルおよび前記第２コイルの前記第１コイル端子と前記第１コイルおよび前記第２コイルの前記第２コイル端子とは前記磁性ワイヤの両側に配置し、
   前記コイル出力電極から前記第１コイルの第２コイル端子への配線とコイルグランド電極から前記第２コイルの第２コイル端子への配線が交差していることを特徴とする超高感度マイクロ磁気センサ。
5. 請求項１または請求項２に記載の超高感度マイクロ磁気センサにおいて、
   前記基板上の２本の前記磁性ワイヤは、並列かつパルス電流がお互いに反対方向に流れるように接続して
   配置し、
   一の前記磁性ワイヤにパルス電流の流れてくる方向に向けて一対の左巻きコイルの第１コイルと右巻きコ
   イルの第２コイルとを取り付け、
   他の前記磁性ワイヤにパルス電流の流れてくる方向に向けて一対の左巻きコイルの第３コイルと右巻きコイルの第４コイルとを取り付け、
   また、前記第１コイルと前記第２コイルと前記第３コイルと前記第４コイルのそれぞれに、パルス電流の流れてくる方向に向けて、第１コイル端子と第２コイル端子とを設けて、
   該コイルのコイル端子間の接続は、前記磁性ワイヤの２本の間に配置し、前記第１コイルの第１コイル端子と前記第４コイルの第２コイル端子を接続し、前記第４コイルの第１コイル端子と前記第２コイルの第１コイル端子を接続し、前記第１コイルの第２コイル端子と前記第３コイルの第２コイル端子を接続し、
   前記コイルのコイル端子と接続する電極は、前記２本の磁性ワイヤの両側に配置し、コイル出力電極から前記第３コイルの第１コイル端子への配線とコイルグランド電極から前記第２コイルの第２コイル端子への配線が前記２本の磁性ワイヤの間で交差していることを特徴とする超高感度マイクロ磁気センサ。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載された超高感度磁気マイクロ磁気センサにおいて、
   プログラミング演算電子回路またはソフトプログラム演算の手段を用いて、磁界Ｈにおけるコイル電圧の測定値から、磁界ゼロにおけるコイル誘導電圧を差し引くことを特徴とする超高感度マイクロ磁気センサ。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載された超高感度磁気マイクロ磁気センサにおいて、
   内蔵した温度センサと温度依存性補正プログラムを使ったＶｓに対する温度の影響を補正する手段を有することを特徴とする超高感度マイクロ磁気センサ。
8. 請求項１ないし請求項７のいずれかに記載された超高感度磁気マイクロ磁気センサにおいて、
   前記磁界検出素子に使用されている前記磁性ワイヤとして、アモルファス構造またはナノ結晶構造を有していて、小さな結晶磁気異方性とゼロまたは弱負磁歪特性を持つ磁性合金からなる高透磁率磁性ワイヤに対して、引張応力を負荷し軸方向と円周方向に異方性を発生させて、円周方向スピン配列を持つ円周表面磁区と軸方向スピン配列を持つ中央部コア磁区の２相の磁区構造を形成せしめ、さらに十分大きなパルス電流でパルス磁界アニーリング処理を測定毎に行い円周方向に磁化飽和させて磁化履歴を消去することができる磁性ワイヤを用いることを特徴とする超高感度マイクロ磁気センサ。

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