JP5765968B2 - 光学式エンコーダ - Google Patents

Description

本発明は、位置の変位を検出する光学式エンコーダに関する。

従来、測定対象物の移動量や回転量等の変位を検出する変位検出装置として、光学式エンコーダが知られている。光学式エンコーダは、光源と、光源から発する光を反射もしくは透過し、光源に対して相対的に変位可能なスケールと、スケールで反射もしくは透過した光を受光する受光素子と、から構成されている。スケールには反射もしくは透過するパターンが形成されており、スケールの相対的な変位によって、受光素子で受光する光の光量が変化する。そして、受光素子で光量の変化によって生み出される検出信号に基づいて変位を検出する。

特許文献１には、このような光学式エンコーダが開示されている。即ち、図９に示されるように、１トラック上のスケールパターンに複数の異なる周期の変調を形成することにより、少ないスケールトラックからより多くの情報を得ることができる手法が開示されている。

特開２００９−１９８３１８号公報

上記従来例に加えて、本願の発明者による研究によれば、複数の変調周期を含むスケールを介してセンサ面上で受光される像には、以下の不要な空間周波数成分が存在することが分かってきた。即ち、回折光同士の干渉によって発生する不要な空間周波数成分や、スケール透過率あるいは反射率分布に含まれる不要な空間周波数成分である。この影響によって、理想的な正弦波からの誤差が生じ、その結果、逆正接演算によって位置信号に変換する際に、位置検出誤差になるという問題が顕在化した。

高精度な位置検出を行うためには、センサ面上で受光される像の、回折光同士の干渉によって発生する不要な空間周波数成分や、スケール透過率または反射率分布に含まれる不要な空間周波数成分を低減し、検出波形の誤差成分を低減する必要がある。この問題を解決する方法の一例として、全体概略構成が図２に示されるような光学式エンコーダが考えられている。即ち、例えば図３に示されるようなスケールと、図６乃至図８に示されるような受光面配置とセンサの信号処理回路を用いて、検出分解能の切り替えを行って信号を取得する方法である。この方法に関して、以下に本発明に対する比較例として説明する。

（比較例）
１トラック内に細周期パターンと粗周期パターンを備えたスケール（例えば図３に示されるスケール２）を用い、共通のセンサであるフォトダイオードアレイにて細周期パターン検出と粗周期パターン検出とを検出分解能を切り替えて行う。受光素子アレイであるフォトダイオードアレイ２０９の受光面配置の一例を図６、図７に示し、エンコーダの出力信号に関して説明する。図６及び図７中、フォトダイオードアレイ２０９にはフォトダイオードがＸ軸方向に５０μｍピッチで２８個並んでいる。

一つのフォトダイオードはＸ方向幅Ｘ＿ｐｄが５０μｍであり、Ｙ方向幅Ｙ＿ｐｄは８００μｍである。フォトダイオードアレイ２０９の全幅Ｘ＿ｔｏｔａｌは１４００μｍである。なお、ここでは、Ｙ方向幅Ｙ＿ｐｄは８００μｍの場合について説明を行うが、これに限るものではなく、Ｙ＿ｐｄがスケールトラック８のＹ方向幅Ｙ０の２×ｎ倍（ｎは自然数）であれば構わない。

それぞれのフォトダイオードからの出力は、図６、図７に示されるスイッチ２１０と図示しないスイッチ回路を介して切り替えられる。それぞれのフォトダイオードからの出力は、以下に述べる４相正弦波出力生成のために選択的に後段の４つの初段増幅器に接続されている。図８中、４つの初段増幅器（２４、２５、２６、２７）はＩＶ変換アンプであり、その出力は、Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、−Ｓ（Ａ−）、−Ｓ（Ｂ−）の４相正弦波出力のそれぞれに対応する。

検出分解能を切り替えるためのスイッチ回路は、スイッチ２１０への外部からの入力によって接続を切り替えることができる。入力がハイレベルの場合は図６に示すようにスケールパターン周期Ｐ＝１００μｍ（反射像周期２００μｍ）の検出ピッチとなる。また、入力がローレベルの場合は図７に示すようにスケールパターン周期Ｘ０＝７００μｍ（反射像周期１４００μｍ）の検出ピッチとなる。このように、検出分解能が切り替え可能な構成となっている。なおスケール位置が光源とフォトダイオードアレイの中間位置にあることから、フォトダイオードアレイ上の反射像周期はスケールパターン周期の２倍となっている。

ここで、図６に示すように、１００μｍの検出ピッチにおいては、信号に関わるフォトダイオードの全幅が１４００μｍとなり、スケールパターン７００μｍ周期（＝Ｘ０）の変調成分の反射像周期と一致する。また、図７に示すように、７００μｍの検出ピッチにおいては、未使用のフォトダイオードを残しつつ、それぞれ４つの隣接するフォトダイオードが電気的に接続される。これらの技術的意義については、後に詳述する。

４相正弦波の相対位相はそれぞれの検出ピッチに対し、Ｓ（Ａ＋）を基準とすると、Ｓ（Ｂ＋）は約＋９０度Ｓ（Ａ−）は約＋１８０度Ｓ（Ｂ−）は約＋２７０度の関係にある。これらの出力に対して、信号処理回路１０１で２相正弦波状信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）を生成し、さらにこれらの逆正接演算を行うことで位相信号を得る。
Ｓ（Ａ）＝Ｓ（Ａ＋）−Ｓ（Ａ−）
Ｓ（Ｂ）＝Ｓ（Ｂ＋）−Ｓ（Ｂ−）
（比較例におけるＡＰＣ）
ここで、上記分解能切り替え構成を備える比較例において、光源光量を制御するＡＰＣ（オートパワーコントロール）を一般的に考えると、図８に示すセンサの信号処理回路部を備えることとなる。即ち、４相正弦波出力形成のための４つの初段増幅器（２４、２５、２６、２７）をＡＰＣ制御信号用にも兼用させる構成となる。

図８に示される信号処理回路において、位置検出用に４相正弦波出力Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）がＡ相用差動アンプ２９、Ｂ相用差動アンプ３０を介して演算され、２相正弦波信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）が得られる。この時、分解能切り替えにより４相正弦波出力生成において未使用となるフォトダイオードは、ＧＮＤ（グラウンド）に接続されている（図８）。光源光量の制御を行うＡＰＣは、基本的に４つのＩＶ変換アンプ（２４、２５、２６、２７）の出力を用いて行う。

このような構成の場合、検出分解能の切り替えにより４相正弦波出力に使用されるフォトダイオードの数が異なるため、ＡＰＣに用いるフォトダイオードの数も異なることになり、検出分解能の切り替えによって光源光量が変動する。

そのため、以下のような問題が存在する。まず、ＡＰＣにより検出分解能の切り替え後に光源光量が減少する場合には、ＡＰＣ応答時間までの間、過渡的に２相正弦波（Ａ相、Ｂ相）の振幅が所望の値よりも大きくなり、信号振幅が飽和することが懸念される。また、ＡＰＣにより検出分解能の切り替え後に光源光量が増加する場合には、ＡＰＣ応答時間までの間、過渡的に２相正弦波（Ａ相、Ｂ相）の振幅が所望の値まで達しない。

さらに、検出分解能切り替えの際に信号振幅が飽和しないレベルまで信号振幅を抑えておくと、検出分解能の切り替え後に光源光量が増加する場合には、ＡＰＣ応答時間後の信号振幅を大きく取ることができず、高いＳ／Ｎを確保することが難しい。以上、検出分解能の切り替えによるＡＰＣに用いるフォトダイオード数が変化すること、すなわちＡＰＣ対象の光量が変化することは、切り替え時の信号振幅の飽和やダイナミックレンジ確保のためのＳ／Ｎ低下が位置検出誤差の要因となる。このため、切り替え前後の分解能を複合的に使用する位置検出を、高精度に行うことが難しいという問題があった。

そこで、本発明は上記問題点に鑑み、分解能切り替えによって位置検出信号生成において未使用となる受光素子が存在しても、光源光量の変動を抑えることができる光学式エンコーダを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係わる光学式エンコーダは、光源と、前記光源により照射され測位方向の細周期パターンおよび粗周期パターンを１つのトラック内に備えるスケールと、前記細周期パターンと前記粗周期パターンに共通であって前記光源から出た前記スケールからの透過光または反射光を検出する受光素子アレイと、前記受光素子アレイからの位置検出信号を生成するための第１の初段増幅手段を含む信号処理手段と、を有し、前記細周期パターンを検出するために前記受光素子アレイを測位方向に第１の周期で構成する高分解能検出モードと、前記粗周期パターンを検出するために前記受光素子アレイを測位方向に第２の周期で構成する低分解能検出モードと、を備える光学式エンコーダにおいて、前記低分解能検出モードと前記高分解能検出モードとを切り替える際に、前記光源の光量変動を制御するために前記第１の初段増幅手段からの出力信号を用いる制御手段を有し、前記制御手段は、前記高分解能検出モードおよび前記低分解能検出モードの少なくとも一方において位置検出に未使用の受光素子がある場合に前記未使用の受光素子の出力を入力する第２の初段増幅手段を備え、前記未使用の受光素子がある場合に前記第１の初段増幅手段と前記第２の初段増幅手段からの出力信号の和信号を基に前記光源の光量変動を制御することを特徴とする。

本発明によれば、分解能切り替えによって位置検出信号生成において未使用となる受光素子が存在しても、全ての受光素子で受光した光量の和信号からＡＰＣをかけることができる。このため、分解能切り替え前後での光源光量の変動を抑えることができる。

本発明の実施形態に係わるセンサの信号処理回路部の説明図である。 本発明の実施形態に係わる光学式エンコーダの構成を示す概略図である。 本発明の実施形態に係わるスケールトラックの構成を説明する平面図である。 本発明の実施形態に係わる高分解能検出時のフォトダイオードアレイの受光面配置を表す平面図である。 本発明の実施形態に係わる低分解能検出時のフォトダイオードアレイの受光面配置を表す平面図である。 比較例における高分解能検出時のフォトダイオードアレイの受光面配置を表す平面図である。 比較例における低分解能検出時のフォトダイオードアレイの受光面配置を表す平面図である。 比較例におけるセンサの信号処理回路部の説明図である。 従来技術を示す図である。

《第１の実施形態》
本実施形態における光学式エンコーダの構成を図２に示す。このエンコーダは、測位方向が紙面垂直方向であって、可動部に取り付けられるスケール２、固定部に取り付けられるセンサユニット７を備える。センサユニット７は、ＬＥＤからなる光源１、受光素子アレイであるフォトダイオードアレイ９を有する受光素子３、信号処理回路部を内蔵したフォトＩＣチップからなる半導体素子を備える。更に、及びそれらを実装したプリント基板４等が同一パッケージ内に実装された受発光一体型のセンサユニットである。

スケール２は、ガラス基板上にクロム反射膜がとしてパターニングされたスケールトラック８を備えている。センサユニット７内の光源１から出射した発散光束はスケール２のスケールトラック８に照射される。１つのトラック内に細周期パターンと粗周期パターンを備えるスケールトラック８から反射した光束は、センサユニット７内で細周期パターン検出と粗周期パターン検出に共通に用いられるフォトダイオードアレイ９に向けて反射される。

光源１とフォトダイオードアレイ９はスケールトラック８の平面と平行な同一平面上にあって、光源１から出てスケールトラック８で反射されてフォトダイオードアレイ９に至る。即ち、光源１からフォトダイオードアレイ９に至る光路の丁度中間位置にスケールトラック８が存在する関係となる。これより、スケールトラック８の反射率分布が２倍拡大された像としてフォトダイオードアレイ９上で受光される。フォトダイオードアレイ９によって受光された反射光束は電気信号に変換され、エンコーダ信号として図２に示す信号処理回路１０１に送られる。信号処理回路１０１は、センサユニット７で得られたエンコーダ信号の内挿処理や、記憶装置１０２への信号の書き込み、および、読み出し、位置信号の出力等を行う。

（細周期パターンと粗周期パターンを備えたスケール）
１つのトラック内に細周期パターンと粗周期パターンを備えるスケール２のスケールトラック８の一部の拡大図を図３に示す。スケールトラック８は、単位ブロックパターン１０を測位方向である移動方向（Ｘ軸方向）と移動方向に垂直な方向（Ｙ軸方向）にそれぞれ周期的に並べたパターンとなっている。スケールトラック８の単位ブロックパターン１０は、Ｘ方向幅Ｘ０が７００μｍ、Ｙ方向幅Ｙ０が５０μｍである。

単位ブロックパターン１０は、細周期パターンとしてＸ軸方向５０μｍの幅でピッチＰ１００μｍごとに等間隔に配置されたパターン列からなる領域（領域Ａ）と、粗周期パターンとして７００μｍ周期の変調パターン列からなる領域（領域Ｂ）よりなる。領域Ａと領域ＢのＹ軸方向の幅は共に２５μｍである。

領域Ａは、さらにＹ方向１２．５μｍごとに分割されており、パターン列が単位ブロックパターンの中心基準線に対しＸ軸方向に±（１００／１２）μｍそれぞれシフトしている。このような構成にすることで、スケール反射像の強度分布がセンサ受光面領域で積分されることにより、１００μｍ周期の３倍周期成分がキャンセルされ、理想的な正弦波からの歪が抑えられる。なお、本実施形態では、３倍周期成分のみの対策を行っているが、これに限るものではなく、他の周期成分をキャンセルするために多段のシフトにしたり、連続的なシフトにしてももちろん構わない。

領域Ｂには、Ｘ方向幅５０μｍの１１個の反射パターン列が並べられている。それぞれ反射パターンのＹ軸方向の幅は、Ｗ１＝５μｍ、Ｗ２＝９μｍ、Ｗ３＝１６μｍ、Ｗ４＝２０μｍ、Ｗ５＝２５μｍ、Ｗ６＝２５μｍ、Ｗ７＝２５μｍ、Ｗ８＝２０μｍ、Ｗ９＝１６μｍ、Ｗ１０＝９μｍ、Ｗ１１＝５μｍである。

また、本実施形態では、スケールのパターンとして、領域Ａが１００μｍピッチ、領域Ｂが７００μｍピッチの場合について説明を行うが、本発明はこれに限るものではない。即ち、不要な周期成分をキャンセルするために２つの領域のパターンのピッチの比が奇数倍であれば構わない。

（検出分解能の切り替え可能なフォトダイオードアレイおよび信号処理回路）
続いて、図１および図４乃至図５を用いて、本実施形態における検出分解能の切り替えと、信号処理回路について説明する。図１は本実施形態におけるセンサの信号処理回路部について説明する図である。図４は細周期パターンを検出する高分解能検出モード時のフォトダイオードアレイ９の受光面配置、図５は粗細周期パターンを検出する低分解能検出モード時のフォトダイオードアレイ９の受光面配置である。

ここで図４、図５のフォトダイオードアレイ９は、図６、図７と同様に、フォトダイオードがＸ軸方向に５０μｍピッチで２８個並んでおり、一つのフォトダイオードはＸ方向幅Ｘ＿ｐｄが５０μｍであり、Ｙ方向幅Ｙ＿ｐｄは８００μｍである。そして、フォトダイオードアレイ９の全幅Ｘ＿ｔｏｔａｌは１４００μｍとなる。それぞれのフォトダイオードからの出力は、図４、図５に示すスイッチ１０と不図示のスイッチ回路を介して切り替えられ、選択的に後段の４つの初段増幅器に接続されている。

４個の初段増幅器アンプからの出力は、Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）の４相出力にそれぞれに対応する。４相正弦波出力を用いるのは、直流成分を除去して振幅を２倍に拡大した信号を得て、移動方向の判別を行うことができるようにするためである。

ここで、細周期パターン検出用のフォトダイオードアレイの測位方向の全受光幅は、粗周期パターンの周期に対応した低分解能検出用のフォトダイオードアレイの測位方向の受光幅の整数倍（ここでは１倍である１４００μｍ）とされる。また粗周期パターン検出用の測位方向の受光幅は、スケールの細周期パターンの周期に対応した細周期パターン検出用フォトダイオードアレイの測位方向の各受光幅の整数倍（ここでは１倍である２００μｍ）とされる。

（分解能の切り替え）
スイッチ回路への入力がハイレベルの場合は、高分解能検出モードとして図４に示すように、スケールパターン１００μｍ（第１の周期である反射像周期２００μｍ）の検出ピッチとなる。一方、スイッチ回路への入力がローレベルの場合は、低分解能検出モードとして図５に示すようにスケールパターン７００μｍ（第２の周期である反射像周期１４００μｍ）の検出ピッチとなる。

（低分解能検出モード）
低分解能検出モード時の７００μｍの検出ピッチにおいては、各々４つの隣接するフォトダイオードが電気的に接続される。これにより、図５のＡ＋、Ｂ＋、Ａ−、Ｂ−夫々がスケールパターン１００μｍ周期の変調成分の反射像周期と一致する２００μｍの幅で加算されることになり、１００μｍ周期の変調成分が出力に与える影響を低減することができる。

なお、低分解能検出モード時に位置検出に用いられないフォトダイオードアレイ９の未使用のセンサは位置検出用の初段増幅器には入力されない。

（高分解能検出モード）
高分解能検出モード時の１００μｍの検出ピッチにおいては、信号に関わるフォトダイオードの全幅が１４００μｍとなり、スケールパターン７００μｍ周期の変調成分の反射像周期と一致する。このため、７００μｍ周期の変調成分によって出力振幅が変動する影響を低減することができる。即ち、図４において離散して配置されるＡ＋、Ｂ＋、Ａ−、Ｂ−夫々がスケールパターン７００μｍ周期の変調成分の反射像周期と一致する１４００μｍの範囲で加算されることになり、７００μｍ周期の変調成分が出力に与える影響を低減することができる。

（位相信号の形成）
図１に示すように、４相正弦波出力Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）の位置検出信号生成に用いられる初段増幅器（第１の初段増幅器）として、４つのＩＶ変換アンプ（３４、３５、３６、３７）が構成されている。４相正弦波の相対位相はそれぞれの検出ピッチに対し、Ｓ（Ａ＋）を基準とすると、Ｓ（Ｂ＋）は約＋９０度、Ｓ（Ａ−）は約＋１８０度、Ｓ（Ｂ−）は約＋２７０度の関係にある。これらの出力は、図２中の信号処理回路４０１において、以下の演算を行う。
Ｓ（Ａ）＝Ｓ（Ａ＋）−Ｓ（Ａ−）
Ｓ（Ｂ）＝Ｓ（Ｂ＋）−Ｓ（Ｂ−）
上記の演算を行って、直流分が除去された２相正弦波状信号Ｓ（Ａ）、Ｓ（Ｂ）を生成し、さらにこれらの逆正接演算を行うことで位相信号を得る。

（各周波数成分の発生メカニズムと不要成分の除去）
ここで、各周波数成分の発生メカニズムと不要成分の除去について説明する。スケールパターンからの回折角度分布は、反射率分布のフーリエ変換によって得られる。本実施形態のスケールトラック８では反射率の測位方向（Ｘ方向）分布が、一定振幅の１００μｍ周期の反射率変調と、一定振幅の７００μｍ周期の反射率変調との和になっている。これにより、主要な回折成分は、０次光に加え、粗周期（７００μｍ周期）による±１次回折光と、細周期（１００μｍ周期）による±１次回折光の５成分となる。

これらの回折光に関して回折光同士の干渉による干渉縞の空間周波数は、干渉し合う回折光の回折角の差分によって決定される。粗周期が細周期の７倍であることから、細周期による回折角度は粗周期による回折角度の７倍となる。これより、粗周期の２倍拡大像の空間周波数を１ｆ（１ｆの空間周波数成分は、０次光と粗周期による±１次回折光の干渉によって発生する）とすると、０次光と細周期による±１次回折光の干渉によって７ｆの空間周波数成分が発生する。

検出されるべき１ｆの空間周波数成分と７ｆの空間周波数成分の他に、以下の不要
な空間周波数成分２ｆ、６ｆ、８ｆ、１４ｆが発生する。即ち、空間周波数成分２ｆは、粗周期による±１次回折光同士の干渉によって発生し、空間周波数成分６ｆは、細周期による＋１次（−１次）回折光と粗周期による＋１次（−１次）回折光の干渉によって発生する。また空間周波数成分８ｆは、細周期による＋１次（−１次）回折光と粗周期による−１次（＋１次）回折光の干渉によって発生し、空間周波数成分１４ｆは、細周期による±１次回折光同士の干渉によって発生する。

低分解能検出モードでは、スケールからの反射回折像に含まれる空間周波数成分に関し、以下に示すように、不要な周波数成分は低減され、空間周波数成分１ｆのみが存在し、ほぼ理想的な正弦波が得られる。不要成分の除去に関しては、以下に示す通りである。低分解能検出モードでは、隣接する４つのフォトダイオード（図５のＡ＋、Ｂ＋、Ａ−、Ｂ−）の出力が加算される。即ち、スケールパターン１００μｍ周期の変調成分の反射像周期と一致する２００μｍの幅が加算されることになり、１００μｍ周期の変調成分が出力に与える影響を低減することができる。これにより、不要周波数成分７ｆが除去できる。

更に不要周波数成分２ｆ、６ｆ、８ｆ、１４ｆといった偶数次成分は、センサアレイに接続される信号処理回路で、Ｓ（Ａ）＝Ｓ（Ａ＋）−Ｓ（Ａ−）によって除去される。その結果、不要な周波数成分は低減され、１ｆに関してほぼ理想的な正弦波が得られる。

高分解能検出モードでは、図４に示すＡ＋、Ｂ＋、Ａ−、Ｂ−の夫々７つの離散するフォトダイオードの出力が加算される。即ち、スケールパターン７００μｍ周期の変調成分の反射像周期と一致する１４００μｍの範囲でＡ＋、Ｂ＋、Ａ−、Ｂ−の夫々が加算されることで、７００μｍ周期の変調成分が出力に与える影響を低減することができる。これにより、不要周波数成分１ｆが除去できる。

更に不要周波数成分２ｆ、６ｆ、８ｆ、１４ｆといった偶数次成分は、センサアレイに接続される信号処理回路で、Ｓ（Ａ）＝Ｓ（Ａ＋）−Ｓ（Ａ−）によって除去される。その結果、不要な周波数成分は低減され、７ｆに関してほぼ理想的な正弦波が得られる。

（ＡＰＣ制御）
スケール２のスケールトラック８を照射する光源１の光量変動は、フォトダイオードアレイ９の各出力の和を基に常時一定となるようにＡＰＣ（オートパワーコントロール）制御回路により制御される。ここでＡＰＣ制御回路は、位置検出用のＩＶ変換アンプ（３４、３５、３６、３７）を第１の初段増幅手段とし、その出力信号を用いる。即ち、ＩＶ変換アンプ（３４、３５、３６、３７）は位置検出用および光源光量制御用に兼用される増幅手段となり、ＡＰＣ制御回路では、位置検出に用いられるフォトダイオードアレイ９の各素子からの出力を全て初段増幅回路に入力して光源光量を制御する。

ここで、高分解能検出モードおよび／または低分解能検出モードにおいて、位置検出に用いられない未使用の受光素子が存在する場合がある。この場合、未使用の受光素子があれば、位置検出に用いられるフォトダイオードアレイ９の各素子からの出力の和が減少することとなる。未使用の受光素子は、上述したような低分解能検出モードのみで発生する場合の他、高分解能検出モードのみで発生する場合、高分解能検出モードおよび低分解能検出モードで発生する場合がある。

後者の例としては、図４において２８個の受光素子の内、左側から１番目、６番目乃至８番目、１３番目乃至１５番目、２０番目乃至２２番目、２７番目乃至２８番目を位置検出に未使用の受光素子とし、図５の配置に類した配置とした場合である。

前者の例としては、図４において、２８個の受光素子の内、左側から、Ａ＋相は３、１１、１９番目、Ｂ＋相は５、１３、２１番目、Ａ−相は７、１５、２３番目、Ｂ＋相は９、１７、２５番目を位置検出に用いる受光素子とする。そして、これら以外を位置検出に未使用の受光素子とした場合である。

そこで、本実施形態では、ＡＰＣ用に第１の初段増幅器である４つのＩＶ変換アンプ（３４、３５、３６、３７）の他に、第２の初段増幅器として５つ目の初段増幅器であるＩＶ変換アンプ３８を備える。そして、検出分解能の切り替えにより４相正弦波出力生成において未使用となるフォトダイオードに対し、５つ目の初段増幅器であるＩＶ変換アンプ３８に接続する。

これにより、スイッチ回路に外部からの入力を行うことで検出分解能を切り替える場合、４相正弦波出力Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）とともに、５つ目のＩＶ変換アンプを介したＳ（Ｃ）が出力される。そして、第１の初段増幅手段からの出力と第２の初段増幅手段からの出力である５つのＩＶ変換アンプを介した出力全て（Ｓ（Ａ＋）、Ｓ（Ｂ＋）、Ｓ（Ａ−）、Ｓ（Ｂ−）、Ｓ（Ｃ））の和信号を用いて光源１のＡＰＣ（オートパワーコントロール）を行う。このことにより、分解能切り替え前後の光源光量の変化を回避することができる。

以上説明したように、分解能切り替えによって位置検出信号生成に未使用となるフォトダイオードが存在しても、全てのフォトダイオードで受光した光量の和信号から常時ＡＰＣ（オートパワーコントロール）を行うことができる。このため、切り替え時の光源光量の変動を回避できる。その結果、ＡＰＣ本来の光源特性変化等の長期的経時変化への光源光量安定性を維持したまま、切り替え後の分解能での検出信号をＡＰＣ応答時間に依存することなく高速高精度で取得することが可能となる。また、切り替え前後の分解能を複合的に使用する位置検出がＡＰＣ応答時間に依存することなく高速高精度で可能となる。

（変形例）
以上、スケールからの反射光をフォトダイオードアレイで検出するものとしたが、反射光の替わりにスケールからの透過光を検出するようにしても良い。また、本発明の技術思想の下で上述した各実施形態に記載した技術事項を適宜組み合わせて用いることも勿論可能である。

１・・光源、２・・スケール、３・・受光素子、４・・プリント基板、５・・樹脂。６・・透明ガラス基板、７・・センサユニット、８・・スケールトラック、９・・フォトダイオードアレイ、１０・・スイッチ、３４・・Ａ＋相用初段増幅器、３５・・Ｂ＋相用初段増幅器、３６・・Ａ−相用初段増幅器、３７・・Ｂ−相用初段増幅器、３８・・Ｃ相用初段増幅器

Claims (4)

1. 光源と、
   前記光源により照射され測位方向の細周期パターンおよび粗周期パターンを１つのトラック内に備えるスケールと、
   前記細周期パターンと前記粗周期パターンに共通であって前記光源から出た前記スケールからの透過光または反射光を検出する受光素子アレイと、
   前記受光素子アレイからの位置検出信号を生成するための第１の初段増幅手段を含む信号処理手段と、を有し、
   前記細周期パターンを検出するために前記受光素子アレイを測位方向に第１の周期で構成する高分解能検出モードと、
   前記粗周期パターンを検出するために前記受光素子アレイを測位方向に第２の周期で構成する低分解能検出モードと、
   を備える光学式エンコーダにおいて、
   前記低分解能検出モードと前記高分解能検出モードとを切り替える際に、前記光源の光量変動を制御するために前記第１の初段増幅手段からの出力信号を用いる制御手段を有し、前記制御手段は、前記高分解能検出モードおよび前記低分解能検出モードの少なくとも一方において位置検出に未使用の受光素子がある場合に前記未使用の受光素子の出力を入力する第２の初段増幅手段を備え、
   前記未使用の受光素子がある場合に前記第１の初段増幅手段と前記第２の初段増幅手段からの出力信号の和信号を基に前記光源の光量変動を制御することを特徴とする光学式エンコーダ。
2. 前記第１の初段増幅手段は、前記受光素子アレイからの４相出力に対応して４個の初段増幅手段より構成されることを特徴とする請求項１に記載の光学式エンコーダ。
3. 前記高分解能検出モードまたは前記低分解能検出モードにおいて前記未使用の受光素子が存在し、前記未使用の受光素子の各出力が前記第２の初段増幅手段に入力することを特徴とする請求項１または２に記載の光学式エンコーダ。
4. 前記高分解能検出モードおよび前記低分解能検出モードにおいて前記未使用の受光素子が存在し、前記未使用の受光素子の各出力が前記第２の初段増幅手段に入力することを特徴とする請求項１または２に記載の光学式エンコーダ。