JP5520415B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は光変調器に関し、より詳細には変調信号のキャリア数と変調多値数との組み合わせを変えることができる光変調器に関する。

現在、光ファイバー通信システムにおいて実用化が進められている１００Ｇ伝送システムでは、多値変調技術の一種である４相位相変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ変調）方式と多重技術の一種である偏波多重方式を用いることで、１チャンネル当たり１２８Ｇｂｐｓの高速伝送レートを実現している。多値変調技術は、光信号の振幅と共に位相情報も利用することにより、１シンボルで多数の情報を伝送する技術である。ＱＰＳＫ変調方式では４値、即ち４種類の位相状態に符号を割り振ることで、１シンボルで２ビットの情報を伝送する。偏波多重方式は、偏波を利用して２系統の信号を多重化して同時に伝送する技術であり、通常の単偏波での伝送と比べて２倍の伝送レートが得られる。従って、偏波多重ＱＰＳＫ変調方式１００Ｇ伝送システムでは、１シンボル当たり合計４ビットの情報を伝送することでき、シンボルレートをビットレートの４分の１である３２Ｇｂａｕｄまで低減することができる。シンボルレートの大小は、偏波モード分散など伝送劣化の大きさに影響するだけでなく、変復調器への要求特性にも影響する為、システムの実現性を大きく左右する指標となる。

１００Ｇを超える将来の伝送を目差した研究開発においても、シンボルレートを抑えたまま伝送レートを増加させる為に、多値数をさらに増やしたＱＡＭ変調方式や伝送キャリアを複数用いるサブキャリア多重方式などが検討されている。例えば、１６ＱＡＭ変調方式では、１６値、即ち信号空間上における１６種類の位相振幅状態に符号を割る振ることで、１シンボルで４ビットの情報を伝送することができる。２サブキャリア多重方式では、２つのキャリアでそれぞれ独立して情報が伝送できるので、通常の１キャリアでの伝送と比較すると２倍のレートで情報を伝送できる。尚、サブキャリア多重方式は、キャリア間の直交関係を保つ最小間隔、即ちシンボルレートと同じキャリア間隔でキャリアを配置した場合、直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）とも言われる。

これら方式の光信号を生成する変調器について説明する前に、先ず、これらの変調器の基本構成となるＱＰＳＫ変調器について、図１〜３を参照しながら説明する。図１ＡはＱＰＳＫ変調器の構成の一例を、図１ＢはＱＰＳＫ変調器の動作概要として、図１ＡのＱＰＳＫ変調器中の地点Ａ〜Ｇのそれぞれにおける光信号の強度波形および信号点配置を示す。ＱＰＳＫ変調器１は、マッハツェンダー干渉計（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ：ＭＺＩ）、これを親ＭＺＩと呼ぶ、の各アーム導波路部分にＭＺＩ変調器（子ＭＺＩ変調器）が入れ子になったネストＭＺＩ変調器と呼ばれる構成になっている。

図２に子ＭＺＩ即ち単ＭＺＩ変調器の動作を詳細に示す。尚、図１Ａ、２Ａでは変調器はニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３ ；ＬＮ）のＺカット基板を用いたＬＮ変調器を想定して図示しているが、Ｘカット基板を用いる場合も基本的には同様の動作となる。図２Ａに示すように、Ｚカット基板を用いた場合は、駆動データ電気信号Ｖ_ｄｒｖ２を差動出力駆動回路３によって２つの出力に分離し、変調器の上側アームの変調用光移相器４と下側アームの変調用光移相器５に差動入力（下側アームに＋Ｖ_ｄｒｖ／２、下側アームに−Ｖ_ｄｒｖ／２）して、いわゆるプッシュプル駆動を行う。Ｘカット基板を用いる場合は、通常、変調器アーム間に駆動電極が配置され、上下アームに逆の電界が掛かるので、自動的にプッシュプル駆動になる。さて、単ＭＺＩ変調器に入力された連続（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ、ＣＷ）光６は、３ｄＢ光カプラ７ａで二分岐された後、上下アームの変調用光移相器４、５でそれぞれ位相変調を受け、３ｄＢ光カプラ７ｆにて再び合流する。この時の位相変調の様子を図２Ｂに示す。図２Ｂに示す矢印は、出力信号光８の電界ベクトルである。上側アーム経由の光はプラス方向の位相変調を受けるので、その電界ベクトルは反時計回り（バツ→白丸→黒丸）の軌跡を描き、下側アーム経由の光はマイナス方向の位相変調を受けるので、電界ベクトルは時計回りの軌跡を描く。両電界のベクトル合成が出力信号光の電界ベクトルとなるので、出力信号光の軌跡は実軸上の直線軌跡を描く。ここで、図２Ｃに示すように、単ＭＺＩ変調器をアーム導波路間の位相差を２π変化させるようにデータ電気信号で駆動すると、出力光は位相０とπに位相変調されて且つ信号タイミング時には信号光強度が一定値である位相２値に変調される。このように単ＭＺＩ変調器は光位相変調器として動作する。この単ＭＺＩ変調器による光位相変調は、単純な光移相器のみで構成される光位相変調器による光位相変調と比べると、図２Ｃを見て分かるようにＭＺＩの非線形な振る舞いにより、データ電気信号の駆動振幅が多少変動しても光信号出力が殆ど変動しないという利点を持ち、また、変調スペクトルの広がりが狭いという特長を持つため、位相変調（Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＰＳＫ）信号を生成する変調器として好んで用いられる。図２Ｄは単ＭＺＩ変調器１３を簡易表記した図である。

ネストＭＺＩ変調器では、図１に示すように、３ｄＢカプラ７ａで分岐されたＣＷ光が子ＭＺＩ変調器（Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器９、Ｑｃｈ用ＭＺＩ変調器１０）でそれぞれ位相２値の変調（図１ＢのＤ、Ｅ参照）され、π／２光移相器１１によって９０°の位相偏移を受け（図１ＢのＦ参照）、３ｄＢカプラ７ｆでそれら変調信号が合成されることにより、図１ＢのＧに示すように位相４値に変調されたＱＰＳＫ信号光が得られる。尚、π／２光移相器は実際には後続の位相調節器（可変光移相器）１２による調整により実現され、π／２光移相器として個別には設けずに省略されることが多い。

図３に単ＭＺＩ変調器を、ＬＮ基板上に、チタン拡散により形成した光導波路（ＬＮ導波路）で作製した場合の詳細な構成を示す。図３Ａ、図３ＢはＺカット基板、図３Ｃ、図３ＤはＸカット基板を用いた場合の構成をそれぞれ図示しており、図３Ｂは図３ＡのＩＩＩＢにおける断面を、図３Ｄは図３ＣのＩＩＩＤにおける断面をそれぞれ図示している。Ｚカット基板１４では、導波路１５の上部に高周波中心電極１６を設け、この高周波中心電極１６の周辺にＧＮＤ電極１７を設ける。高周波中心電極１６に電圧を加えると、図３Ｂに示すように、導波路コア１８近傍では上下方向に電界が生じる。この方向はＺカット基板の分極方向１９であるので、ポッケルス効果により屈折率が変化し、その結果、導波路を伝搬する光の位相が変化する。Ｘカット基板２０では、ＭＺＩの両アーム導波路１５の中間の上部に高周波中心電極１６を設け、両アーム導波路の周辺の上部にＧＮＤ電極１７を設ける。このような電極配置により、図３Ｄに示すように、コア近傍ではＸカット基板の分極方向１９である水平方向に電界を生じさせることができ、Ｚカット基板と同様に伝搬光の位相制御を行うことができる。尚、高周波中心電極１６は、導波路中の光の伝搬方向に合わせて、一方の端を信号入力端子とし、他方の端に終端抵抗２１を接続し進行波電極構造とすることで、極めて高速な変調を可能にしている。また、本図では示していないが、この高周波電極とは別に動作点調整用に集中定数電極構造の電極を設ける場合もある。また、これ以降の図では、Ｚカット基板、Ｘカット基板にかかわらず、必要に応じて単ＭＺＩ変調器を図２Ｄのように簡易表記する。

次に図４を参照しながら、従来の１６ＱＡＭ変調器の構成及び動作について説明する。図４Ａは１６ＱＡＭ変調器の構成を、図４Ｂは図４Ａの変調器中の地点Ａ〜Ｃにおける光信号の信号点配置を示す。１６ＱＡＭ変調器は、１つの１入力２出力の２：１光カプラ２２ａと、２つのＱＰＳＫ変調器１ａ、１ｂと、２つの光位相調節器（可変光移相器）１２ｅ、１２ｆと、１つの２入力１出力の２：１光カプラ２２ｂとからなる。入力されたＣＷ光６は、２：１光カプラ２２ａで分岐され、それぞれのＱＰＳＫ変調器１ａ、１ｂで個別にＱＰＳＫ変調され、２：１光カプラ２２ｂで合流する。ＱＰＳＫ変調器経由１ａのＱＰＳＫ信号１の電界振幅とＱＰＳＫ１ｂ経由のＱＰＳＫ信号２の比は２：１になる為、ＱＰＳＫ信号１とＱＰＳＫ信号２の相対位相を位相調節器１２ｅ、１２ｆで適切に調整することで、図４Ｂに示すように１６ＱＡＭ信号を生成することができる。（非特許文献１）

次に図５を参照しながら、２サブキャリア多重ＱＰＳＫ変調器の構成及び動作について説明する。図５Ａは従来の２サブキャリア多重ＱＰＳＫ変調器の構成を、図５Ｂは図５Ａの変調器中の地点Ａ〜Ｆにおける信号のスペクトル、及び、信号点配置を示す。２サブキャリア多重ＱＰＳＫ変調器は、１入力２出力のインターリーブ光フィルタ（ＩＬＦ）２３と、２つのＱＰＳＫ変調器１ａ、１ｂと、２つの光位相調節器（可変光移相器）１２ｅ、１２ｆと、２入力１出力の３ｄＢ光カプラ７ｇとからなる。ＩＬＦは二個の３ｄＢ光カプラ７ａ、７ｂに挟まれた光路長差ΔＬの遅延線からなり、公知の干渉原理により、フリースペクトルレンジ（ＦＳＲ）がｃ／ΔＬ；ここでｃは光速；である周期的な透過特性を持ち、入力された周波数間隔Δｆ＝ＦＳＲ／２の光を交互に分波して出力することができる。Ｂ側への透過特性Ｔ_Ｂ，Ｃ側の透過特性Ｔ_Ｃは、次式のように表される。

この変調器に、周波数がΔｆ離れた２波長のＣＷ光をサブキャリアとして入力する。ここで、このＣＷ光の波長をそれぞれｆ１、ｆ２とすると、ｆ１＝ｋ・ＦＳＲ、ｆ２＝（ｋ−０.５）・ＦＳＲ、ここでｋは整数、である。図５Ｂに示すように、入力された２波長のサブキャリアは、ＩＬＦ２３で分波され、それぞれのＱＰＳＫ変調器１ａ、１ｂで個別にＱＰＳＫ変調され、３ｄＢ光カプラ７ｇで合流する。このようにしてサブキャリア多重信号を生成することができる（非特許文献２）。

H.Yamazaki 他, "64QAM modulator with a hybrid configuration of Silica PLCs and LiNbO3 phase modulators," IEEE Photon. Technol. Lett., vol.22, no.5, pp.344-346. A.Sano 他, "13.4-Tb/s (134 x 111-Gb/s/ch) no-guard-interval coherent OFDM transmission over 3,600 km of SMF with 19-ps average PMD," proc. of ECOC 2008, paper Th.3.E.1. T.Yamada 他, "Compact 111-Gbit/s integrated RZ-DQPSK modulator using hybrid assembly technique with silica-based PLCs and LiNbO3 devices," proc. of OFC/NFOEC 2008, paper OThC3. K.Jinguji 他, "Synthesis of coherent two-port lattice-form optical delay line circuit," J. of Lightwave Technol., vol.13, no.1, pp.73-82. M.Oguma 他, "Compact and low-loss interleave filter employing lattice-form structure and silica-based waveguide," J. of Lightwave Technol., vol.22, no.3, pp.895-902. K.Takiguchi 他, "Integrated-optic eight-channel OFDM demultiplexer and its demonstration with 160 Gbit/s signal reception," Electronics Lett., vol.46, no.8, pp.575-576.

１６ＱＡＭ変調信号のように多値数が多い多値変調信号は、周波数占有帯域幅を増やすことなく１シンボルで伝送できる情報量を多くすることができるが、信号空間上の信号点の間隔が狭くなる為に雑音に対する耐力、即ち信号対雑音強度比（ＳＮＲ）劣化に対する耐力が悪くなるという問題がある。一方、サブキャリア多重信号は、信号空間上の信号点間の距離は変わらないため、ＳＮＲ劣化耐力はそれ程低下しないものの、周波数軸上での多重を行うため、周波数占有帯域が大きくなるという問題があった。これらの問題は、通信容量に関するシャノンの定理から演繹される本質的な問題であり、回避することはできない。即ち、ある一定の通信容量を確保するには、ＳＮＲを高く保つか、占有帯域幅を広く取るかのいずれかが少なくとも必要となる。ＳＮＲは伝送路中に配備される光増幅器で発生する自然放出光雑音により劣化するので、伝送距離が長く光増幅器を通過する回数が多い伝送路ほどＳＮＲは低くなる。従って、効率的な伝送路の運用という観点からは、伝送距離等によって決まる伝送路のＳＮＲに応じてこれらの変調方式を使い分けることが望まれる。即ち、伝送距離が短くＳＮＲを高く確保できる伝送区間では１６ＱＡＭ変調方式のようにＳＮＲ劣化耐力はあまり良くなくても占有帯域幅が狭い信号フォーマットを用いることが望ましい。一方、伝送距離が長くＳＮＲが悪い伝送区間ではサブキャリア多重信号のように広い周波数占有帯域が必要となるがＳＮＲ劣化耐力がある信号フォーマットを用いることが望ましい。このように変調フォーマットの使い分けを行えば、光ファイバーの利用効率を最大限に高めることができる。

然しながら、従来の変調器は各変調フォーマット専用の構成となっており、上述のような効率的な運用を行う場合、フォーマット毎に変調器を個別に用意しなければならないという問題があった。また、伝送区間をネットワークのトラヒック状態に応じて動的に切り替えるといった柔軟なネットワーク運用を行う場合、伝送区間の距離の変更に伴って変調器を入れ替えなければならない為、固定フォーマット専用の変調器では対応できないという問題があった。

本発明は、このような問題を鑑みてなされたもので、その目的とするところは、同一の変調器で複数の変調フォーマットをサポートする光変調器を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明では以下の手段を提供する。基本的な構成を図６に示す。本発明の変調器は、分配部２８と分配部２８からの出力光を個別に変調する光変調器アレイ２９と該変調器アレイ２９からの出力光を合わせる集約部３０からなる。前記分配部は、光分波機能と光分岐機能を切り替えて使用できる光分波／光分岐切替可能回路３１からなる。集約部は、信号光を任意の比率で合流できる可変合流回路、及び／または、光合波機能と光合流機能を切り替えて使用できる光合波／光合流切替可能回路３２とからなる。

本変調器は、変調するキャリア光の数に応じて分配部が光分波機能を発揮することによってキャリア光を分波することができ、個別の波長毎に変調された信号光を出力することができるのでキャリア多重された信号を生成することができる。また、変調多値数に応じて分配部が可変分岐機能を発揮し、集約部の可変合流機能と連動して、各光変調器へのパワー分配比を調整することで電界合成により多値変調信号を生成することができる。このように、分配部と集約部の動作を変えることにより、キャリア数と変調多値数の異なる複数の変調フォーマットを切り替えて発生させることが可能となる。

具体的な実施例としては、分配部は、単数又は複数の可変ＩＬＦを多段に接続して構成した可変１×Ｍ分波／分岐器、および／または１×Ｍの可変ＦＦＴ型干渉計、および／またはＩＬＦと可変光カプラと光スイッチとからなり、ＩＬＦと可変光カプラとを光スイッチで切り替える構造、および／または可変光カプラがツリー状に接続され、各可変光カプラの出力のいずれか一方に２×１光スイッチが挿入された構造からなる。光変調器アレイは、複数の光変調器からなる。集約部は、逆ツリー状に接続された単数又は複数の可変光カプラからなる構造、および／または逆ツリー状に接続された複数の可変減衰器からなる構造、および／または逆ツリー状に接続された単数又は複数の可変光カプラと複数の可変減衰器からなる構造、および／または単段Ｍ×１可変カプラからなる構造、及び／又は単数又は複数の可変ＩＬＦを多段に接続して構成した可変Ｍ×１合波／合流器、および／またはＭ×１の可変ＦＦＴ型干渉計、および／またはＩＬＦと可変光カプラとこれらを光スイッチで切り替える構造からなる。上記の構成により、分配部は光分波機能と可変光分岐機能を切り替えることができ、集約部は変調器からの信号光を任意の比率で合流すること、及び／又は、光合波機能と可変光合流機能を切り替えるができる。

本発明の光変調器は、複数の光変調器をキャリア毎の変調器として、または電界合成型の多値変調器として用いることができ、変調するキャリア数と変調多値数の比率も自由に変えることができる。したがって、同一構成の変調器で複数の変調フォーマット、特に、占有帯域幅とＳＮＲ劣化耐性の異なる複数の変調フォーマット、をサポートし、更にこれら変調フォーマットを動的に切り替えることができる。

従来のＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 図１Ａの導波路の地点Ａ〜Ｇのそれぞれにおける光信号の強度波形、および信号点配置図である。 従来の単ＭＺＩ変調器の構成を示す図である。 図２Ａの単ＭＺＩ変調器による出力信号光の電界ベクトルの軌跡を示す図である。 図２Ａの単ＭＺＩ変調器による出力信号光強度の時間に対する変化を示す図である。 図２Ａの単ＭＺＩ変調器の簡易表記を示す図である。 従来の単ＭＺＩ変調器をＬｉＮｂＯ_３のＺカット基板を用いて作製した場合の構成図である。 図３Ａの単ＭＺＩ変調器のＩＩＩＢにおける断面図である。 従来の単ＭＺＩ変調器をＬｉＮｂＯ_３のＸカット基板を用いて作製した場合の構成図である。 図３Ｃの単ＭＺＩ変調器のＩＩＩＤにおける断面図である。 従来の１６ＱＡＭ変調器の構成を示す図である。 図４Ａの導波路の地点Ａ〜Ｃのそれぞれにおける光信号の信号点配置図である。 従来の２サブキャリア多重ＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 図５Ａの導波路の地点Ａ〜Ｆのそれぞれにおける光信号のスペクトル、及び、信号点配置図である。 本発明の光変調器の基本的な構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかるＭ＝４の場合のフォーマット可変光変調器の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる可変１×Ｎ分波フィルタの中の各可変１×２ＩＬＦを通過する各キャリア光の周波数と透過率の関係を示すグラフであり、４キャリアＢＰＳＫ変調器として動作させたときの関係であって、可変ＩＬＦ毎のグラフにおいて、実線は２出力の一方の出力ポートへの透過率を表し、破線は他方のポートへの透過率を表す。 本発明の第１の実施形態にかかる可変１×Ｎ分波フィルタの中の各可変１×２ＩＬＦを通過する各キャリア光の周波数と透過率の関係を示すグラフであり、２キャリアＱＰＳＫ変調器として動作させたときの関係であって、可変ＩＬＦ毎のグラフにおいて、実線は２出力の一方の出力ポートへの透過率を表し、破線は他方のポートへの透過率を表す。 本発明の第１の実施形態にかかる可変１×Ｎ分波フィルタの中の各可変１×２ＩＬＦを通過する各キャリア光の周波数と透過率の関係を示すグラフであり、１キャリア１６ＱＡＭ変調器として動作させたときの関係であって、可変ＩＬＦ毎のグラフにおいて、実線は２出力の一方の出力ポートへの透過率を表し、破線は他方のポートへの透過率を表す。 本発明において用いるマルチキャリア光源の構成例を示す図であり、波長可変光源と単ＭＺＩ変調器を用いた場合の構成である。 本発明において用いるマルチキャリア光源の構成例を示す図であり、複数の波長可変光源と光カプラを用いた場合の構成である。 本発明の光変調器（Ｍ＝４の場合）の構成を抽象化して示した図である。 本発明の光変調器（Ｍ＝４の場合）の、各変調フォーマットを発生させる時の、分岐部、合流部の各素子の動作設定、及び、各キャリアの変調方法をまとめた表である。 本発明の光変調器（Ｍ＝８の場合）の構成を抽象化して示した図である。 図１３Ａ、図１３Ｂおよび図１３Ｃの関係を示す図である。 本発明の光変調器（Ｍ＝８の場合）の各変調フォーマットを発生させる時の、分岐部、合流部の各素子の動作設定、及び、各キャリアの変調方法をまとめた表であり、図１３Ａ、図１３Ｂ、および図１３Ｃで１つの表である。 本発明の光変調器（Ｍ＝８の場合）の各変調フォーマットを発生させる時の、分岐部、合流部の各素子の動作設定、及び、各キャリアの変調方法をまとめた表であり、図１３Ａ、図１３Ｂ、および図１３Ｃで１つの表である。 本発明の光変調器（Ｍ＝８の場合）の各変調フォーマットを発生させる時の、分岐部、合流部の各素子の動作設定、及び、各キャリアの変調方法をまとめた表であり、図１３Ａ、図１３Ｂ、および図１３Ｃで１つの表である。 本発明の光変調器（Ｍ＝１２の場合）の構成を抽象化して示した図である。 図１５Ａおよび図１５Ｂの関係を示す図である。 本発明の光変調器（Ｍ＝１２の場合）の各変調フォーマットを発生させる時の、分岐部、合流部の各素子の動作設定、及び、各キャリアの変調方法をまとめた表であり、図１５Ａ、および図１５Ｂで１つの表である。 本発明の光変調器（Ｍ＝１２の場合）の各変調フォーマットを発生させる時の、分岐部、合流部の各素子の動作設定、及び、各キャリアの変調方法をまとめた表であり、図１５Ａ、および図１５Ｂで１つの表である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部の詳細な構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部の理想的な方向性結合器を用いた場合のＴＩＬＦ１−１単体の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部の理想的な方向性結合器を用いた場合のＴＩＬＦ２−１，２−２の単体の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部全体の計算透過特性であり、４キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部全体の計算透過特性であり、キャリア信号が隣接した２キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部全体の計算透過特性であり、キャリア信号が１ｃｈスキップした２ｃｈ間隔の２キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部全体の計算透過特性であり、１キャリア時の動作１の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部全体の計算透過特性であり、１キャリア時の動作２の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部のＴＩＬＦをラティス型の干渉計で構成した図である。 図１８の構成パラメータを用いた場合のＴＩＬＦ１−１の単体の計算透過特性を示す図である。 図１８の構成パラメータを用いた場合のＴＩＬＦ２−１、２−２の単体の計算透過特性を示す図である。 図１８の構成パラメータを用いた場合の分配部全体の計算透過特性を示す図であり、４キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 図１８の構成パラメータを用いた場合の分配部全体の計算透過特性を示す図であり、２キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 図１８の構成パラメータを用いた場合の分配部全体の計算透過特性を示す図であり、１キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部をＭ分波のＦＦＴ型干渉計（Ｍ＝４の場合）で構成した図である。 図２０の構成を用いた分配部の計算特性であり、４キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 図２０の構成を用いた分配部の計算特性であり、キャリア信号が隣接した２キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 図２０の構成を用いた分配部の計算特性であり、キャリア信号が１ｃｈスキップした２ｃｈ間隔の２キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 図２０の構成を用いた分配部の計算特性であり、１キャリア時の動作の計算透過特性を示す図である。 図２０の構成を用いた分配部の計算特性であり、２キャリア時の図２１Ｂとは別の動作の計算透過特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部をインターリーブフィルター（ＩＬＦ）と可変光カプラ（ＶＣ）、及び、これらを切り替える光スイッチで構成した図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部を多入力のスイッチ切替型とした図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部のＴＩＬＦの構成例であり、単ＭＺＩをベースにした可変カプラ内蔵型ＴＩＬＦの構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部のＴＩＬＦの構成例であり、単ＭＺＩをベースにした可変カプラ内蔵型ＴＩＬＦの高消光比版の構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部のＴＩＬＦの構成例であり、ラティス型干渉計をベースにした可変カプラ内蔵型ＴＩＬＦの構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部のＴＩＬＦの構成例であり、ラティス型干渉計をベースにした可変カプラ内蔵型ＴＩＬＦの高消光比版の構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる分配部を可変カプラ内蔵型ＦＦＴ干渉計で構成した場合の構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる集約部を可変光カプラで構成した図である。 本発明の第１の実施形態にかかる集約部を可変減衰器と２×１光カプラの組み合せで構成した図である。 本発明の第１の実施形態にかかる集約部を可変カプラ型と可変減衰器型の組み合せで構成した図である。 本発明の第１の実施形態にかかる集約部を単段Ｍ×１可変カプラで構成した図である。 本発明の第１の実施形態にかかる集約部を可変光カプラで構成し、信号高調波カットフィルタを組み込んだ場合の構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる光変調器アレイ部の、単ＭＺＩ光変調器を用いた場合の構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる光変調器アレイ部の、位相変調器を用いた場合の構成図である。 本発明の第１の実施形態にかかる光変調器アレイ部の、ネストＭＺＩ光変調器を用いた場合の構成図である。 本発明の第１の実施例にかかるフォーマット可変変調器の構成図である。 本発明の第１の実施例において出力された信号光の光スペクトルおよび信号コンスタレーションを、４サブキャリアＱＰＳＫ変調信号を発生する場合で示す図である。 本発明の第１の実施例において出力された信号光の光スペクトルおよび信号コンスタレーションを、２キャリア１６ＱＡＭ変調信号を発生する場合で示す図である。 本発明の第２の実施例にかかるフォーマット可変変調器の集約部の構成図である。 本発明の第３の実施例にかかる偏波多重機能付きフォーマット可変変調器の構成図である。 本発明の第３の実施例にかかる偏波多重機能付きフォーマット可変変調器の変形版の構成図である。 本発明の第３の実施例にかかる偏波多重機能付きフォーマット可変変調器の別の変形版の構成図である。 本発明の第３の実施例において出力された信号光の光スペクトルおよび信号コンスタレーションを、４キャリアＢＰＳＫ変調信号を発生する場合で示す図である。 本発明の第３の実施例において出力された信号光の光スペクトルおよび信号コンスタレーションを、２キャリアＱＰＳＫ変調信号を発生する場合で示す図である。 本発明の第３の実施例において出力された信号光の光スペクトルおよび信号コンスタレーションを、１キャリア１６ＱＡＭ変調信号を発生する場合で示す図である。

＜第１の実施形態：基本的な考え方＞
図７に、本発明の第１の実施形態であるフォーマット可変光変調器の構成を示す。本形態の変調器構成は、可変１×２ＩＬＦを多段に接続して構成した可変１×Ｍ分波フィルタ２４と、Ｍ個の位相変調器（ＰＳＫ変調器）１３−１〜１３−４とＭ／２個の２入力１出力光カプラ７ｇ、７ｈと（Ｍ／２）入力１出力可変光カプラ２５とからなる。図７はＭ＝４の例を示している。

可変ＩＬＦ（Ｔｕｎａｂｌｅ ＩＬＦ： ＴＩＬＦ）２７−１−１〜２７−２−２は二個の３ｄＢ光カプラ７ａ〜７ｆに挟まれた光路長差ΔＬ；ここで光路長差は導波路長差ではなく、導波路の屈折率を考慮して真空中の長さに換算した値である；の遅延線及び可変光移相器１２ａ〜１２ｆからなり、公知の干渉原理により、フリースペクトルレンジ（ＦＳＲ）がｃ／ΔＬ；ここでｃは光速；である周期的な透過特性を持つ。従って、周波数間隔Δｆ＝ＦＳＲ／２の光を交互に分波することができる。尚、周波数軸上でのこの周期の絶対位置は、可変移相器１２ａ〜１２ｆを用いて２光路の相対位相を調整することにより、シフトさせることができる。また、可変光カプラ（ＶＣ）２５は二個の３ｄＢ光カプラ７ｉ、７ｊに挟まれた可変光移相器１２ｇ、１２ｈからなり、可変移相器１２ｇ、１２ｈを用いて２光路の相対位相を調整することにより、合流比を所望の値に設定することができる。この可変光カプラ２５の透過特性は、公知の干渉原理により、次式のように表される。ここでＴ_１は可変光移相器１２−１−１側から出力ポートへ透過する光の透過特性、Ｔ_２は可変光移相器１２−１−２側から出力ポートへ透過する光の透過特性である。また、φは二個の３ｄＢ光カプラに挟まれた干渉アームの位相差；下アーム側の光を基準とした上アーム側の光の位相差；であり、可変移相器１２ｇ、１２ｈにより制御される。

このような構成のＶＣは干渉計型可変光カプラと呼ばれるが、他の形態、例えば、方向性結合器の結合率を変える構成のものや、Ｙ分岐の導波構造を変える構成のものでも、もちろん構わない。

尚、１入力２出力、或いは２入力１出力の光カプラ、可変光カプラ（ＶＣ）、可変ＩＬＦ（ＴＩＬＦ）は、２入力２出力の構成を用いて、不要な入出ポートを主信号経路には接続しない構成としても良い。また、ＰＳＫ変調器１３−２、１３−４の後段に配置してあるπ／２光移相器１１−１、１１−２は、π／２光移相器の後端に配置されている可変光移相器１２−２−１〜１２−２−４を用いた調整により実現することができるので、省略しても良い。また、それぞれのＴＩＬＦの中で組になっている可変光移相器１２ａ〜１２ｆはＴＩＬＦ中の相対位相を調整するので、組になっている可変光移相器１２ａ〜１２ｆのうちいずれか一方のみ設ける構成でも構わない。同様に、ＰＳＫ変調器１３−１、１３−２で組になっている可変光移相器１２−２−１、１２−２−２はＰＳＫ変調器１３−１、１３−２の出力光の相対位相を調整するので、可変光移相器１２−２−１、１２−２−２いずれか一方にのみ設ける構成でも構わない。ＰＳＫ変調器１３−３、１３−４の可変光移相器１２−２−３、１２−２−４や、ＶＣ２５の前段に配置されている可変光移相器１２−１−１、１２−１−２に関しても同様である。また、これら可変移相器１２−２−１〜１２−２−４、１２−１−１、１２−１−２は、ＰＳＫ変調器の出力光の相対位相が所望の値からずれた場合に、そのズレを修正するので、もし、作製精度の向上、或いは、トリミング技術の適用等によって、これらのズレが無い場合には、省略することができる。これらの省略、置き換えに関しては、特に断らない限り以降の実施形態、実施例でも同様である。

本変調器（Ｍ＝４）は、４キャリアＢＰＳＫ変調器、又は２キャリアＱＰＳＫ変調器、又は１キャリア１６ＱＡＭ変調器として動作する。尚、キャリア間隔がシンボルレートよりも大きい場合も含めて本発明は適用可能であるため、特にＯＦＤＭ方式に拘らず複数のキャリアを多重する方式を含めて一般的に説明する為、以降、特に断らなければ「キャリア」に「サブキャリア」も含むこととする。

ＴＩＬＦ２７−１−１〜２７−２−２の遅延線の光路長差は、ＴＩＬＦ２７−１−１のＦＳＲがキャリア間隔Δｆの２倍に、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２のＦＳＲがキャリア間隔Δｆの４倍になるように設計されている。本変調器を４キャリアＢＰＳＫ変調器として動作させる場合は、ＴＩＬＦの透過特性が図８Ａに示す特性になるように可変光移相器１２ａ〜１２ｆを調整する。即ち、ＴＩＬＦ２７−１−１は周波数ｆ１，ｆ３のキャリア光がＴＩＬＦ２７−２−１側のポートへ、周波数ｆ２，ｆ４のキャリア光がＴＩＬＦ２７−２−２側のポートへ分波するように調整する。ＴＩＬＦ２７−２−１はｆ１のキャリア光をＰＳＫ変調器１３−１側のポートへ、ｆ３のキャリア光をＰＳＫ変調器１３−２側のポートへ分波するように調整する。ＴＩＬＦ２７−２−２はｆ２のキャリア光をＰＳＫ変調器１３−３側のポートへ、ｆ４のキャリア光をＰＳＫ変調器１３−４側のポートへ分波するように調整する。また、ＶＣ２５は、結合率が３ｄＢになるように可変移相器１２ｇ、１２ｈを調整しておく。この動作状態で、入力ポートにキャリア間隔がΔｆである周波数がｆ１〜ｆ４の４波長の光をキャリアとして入力すると、入力された４つのキャリア光はこれらＴＩＬＦで分波された後、４つのＰＳＫ変調器でそれぞれＢＰＳＫ変調され、３ｄＢカプラ７ｇ、７ｈ、及びＶＣ２５で均等に合流され、４キャリアＢＰＳＫ変調信号が出力される。

図７に示す本変調器を２キャリアＱＰＳＫ変調器として動作させる場合は、ＴＩＬＦの透過特性が図８Ｂに示す特性になるように可変光移相器１２ａ〜１２ｆを調整する。即ち、ＴＩＬＦ２７−１−１はｆ１のキャリア光がＴＩＬＦ２７−２−１側のポートへ、ｆ２のキャリア光がＴＩＬＦ２７−２−２側のポートへ分波するように調整し、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２はそれぞれキャリア周波数ｆ１，ｆ２で３ｄＢカプラとして動作するように調整する。尚、ＰＳＫ変調器１３−１、１３−２からの出力光信号の相対位相差はπ／２になるように可変光移相器１２−２−１、１２−２−２を用いて適宜調整しておく。ＰＳＫ変調器１３−３、１３−４からの出力光信号に関しても可変光移相器１２−２−３、１２−２−４を用いて同様に適宜調整する。このようにそれぞれの素子を動作させることで、ＴＩＬＦ２７−２−１、ＰＳＫ変調器１３−１、１３−２、及び、３ｄＢ光カプラ７ｇを全体でひとつのＱＰＳＫ変調器Ａとして動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−２、ＰＳＫ変調器１３−３、１３−４、及び、３ｄＢ光カプラ７ｈも全体で、もうひとつのＱＰＳＫ変調器Ｂとして動作させる。また、ＶＣ２５は結合率が３ｄＢになるように可変移相器１２ｇ、１２ｈを調整しておく。以上のような動作調整を行うことで、本変調器はＴＩＬＦ２７−１−１と３ｄＢ結合器となったＶＣ２５の間にＱＰＳＫ変調器Ａ、Ｂが並列に接続された構成と等価になる。この動作状態で、入力ポートにキャリア間隔がΔｆである周波数がｆ１，ｆ２の２波長の光をキャリアとして入力すると、入力された２つのキャリア光はＴＩＬＦ２７−１−１で分波された後、この２つのＱＰＳＫ変調器Ａ，ＢでそれぞれＱＰＳＫ変調された後に、ＶＣ２５で均等に合流され、２キャリアＱＰＳＫ変調信号が出力される。

図７に示す本変調器を１キャリア１６ＱＡＭ変調器として動作させる場合は、ＴＩＬＦの透過特性が図８Ｃに示す特性になるように可変光移相器１２ａ〜１２ｆを調整する。即ち、ＴＩＬＦ２７−１−１はキャリア周波数ｆ１で２：１カプラとして動作するように、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２は同じくキャリア周波数ｆ１で３ｄＢカプラとして動作するように調整する。また、ＶＣ２５は結合率が２：１になるように可変移相器１２ｇ、１２ｈを調整しておく。尚、ＰＳＫ変調器１３−１、１３−２からの出力光信号の相対位相差はπ／２になるように可変光移相器１２−２−１、１２−２−２を用いて適宜調整しておく。ＰＳＫ変調器１３−３、１３−４からの出力光信号に関しても可変光移相器１２−２−３、１２−２−４を用いて同様に適宜調整する。このようにそれぞれの素子を動作させることで、ＴＩＬＦ２７−２−１、ＰＳＫ変調器１３−１、１３−２、及び、３ｄＢ光カプラ７ｇは全体でひとつのＱＰＳＫ変調器Ａとして動作し、ＴＩＬＦ２７−２−２、ＰＳＫ変調器１３−３、１３−４、及び、３ｄＢ光カプラ７ｈも全体で、もうひとつのＱＰＳＫ変調器Ｂとして動作する。そして、ＴＩＬＦ２７−１−１、ＶＣ２５を合わせた全体では、１６ＱＡＭ変調器として動作する。尚、ＱＰＳＫ変調器Ａの出力光信号とＱＰＳＫ変調器Ｂの出力光信号の相対位相は、通常０になるように、即ちＱＰＳＫ変調器Ａの出力光信号の信号点配置図上のＩＱ軸がＱＰＳＫ変調器Ｂの出力光信号の信号点配置図上のＩＱ軸と同一になるように、可変光移相器１２−１−１、１２−１−２を用いて適宜調整しておく。この動作状態で入力ポートに周波数がｆ１の１波長の光をキャリアとして入力すると、入力されたキャリア光はＴＩＬＦ２７−１−１で２：１に分岐された後、ＱＰＳＫ変調器ＡとＱＰＳＫ変調器Ｂで個別にＱＰＳＫ変調され、２：１カプラで合流する。これら２：１の分岐比／合流比は電力での比率であるので、電界振幅での分岐比／合流比はその平方比、即ち√２：１になる。従って、ＱＰＳＫ変調器Ａ経由のＱＰＳＫ信号ＡとＱＰＳＫ変調器Ｂ経由のＱＰＳＫ信号Ｂの電界振幅の比は、分岐における比率と合流における比率の積になるので２：１になる。こうして図４ＢのＣに記載しているような、１キャリア１６ＱＡＭ変調信号が出力される。尚、今回、ＴＩＬＦ２７−１−１での分岐比とＶＣ２５は結合率を共に２：１にしているが、別の組み合せ、例えばＴＩＬＦ２７−１−１での分岐比を４：１、ＶＣ２５は結合率を３ｄＢ、でもＱＰＳＫ変調器ＡとＢ経由の信号の電界振幅比は２：１になるので、１キャリア１６ＱＡＭ変調信号を出力することができる。然しながら、この様に分岐と合流の比率を異ならせると一般に原理損失が発生するので好ましくなく、本実施形態のように同一の比率にした方が好ましい。これは１６ＱＡＭ信号の合成においてだけでなく、ＱＰＳＫ変調器Ａ，ＢにおけるＱＰＳＫ信号の合成においても同様のことが言えることを付記しておく。

以上のように、本発明の構成の変調器はＴＩＬＦとＶＣを調整するだけで、４キャリアＢＰＳＫ信号、２キャリアＱＰＳＫ信号、１キャリア１６ＱＡＭ信号といった具合にキャリア数と変調多値数の異なる複数の変調フォーマットを切り替えることができる。ＢＰＳＫ信号は１シンボルで１ビットの情報が送れるので４キャリアＢＰＳＫ信号は１シンボルで４ビットの情報を送ることができる。ＱＰＳＫ信号は１シンボルで２ビットの情報が送れるので２キャリアＱＰＳＫ信号も１シンボルで４ビットの情報を送ることができ、１６ＱＡＭ信号は１シンボルで４ビットの情報が送れるので１キャリア１６ＱＡＭ信号も１シンボルで４ビットの情報を送ることができる。このようにこの３種類の変調信号はいずれも同じ伝送レートを実現する。

前述したように、４キャリアＢＰＳＫ信号は４キャリア分の帯域を占有するもののＳＮＲ劣化耐力に優れる一方、１キャリア１６ＱＡＭ信号は逆にＳＮＲ劣化耐力は優れないものの、帯域は１キャリア分しか占有しない。２キャリアＱＰＳＫ信号はその中間である。従って、本変調器は、このような占有帯域幅とＳＮＲ劣化耐力の異なる複数の変調フォーマットの中から最適の変調フォーマットの信号を同一の構成で切り替えて発生させることができ、しかも、可変移相器による調整のみで高速に切り替えることができる。ＴＩＬＦとＶＣを調整するために駆動する光移相器の構成にもよるが、変調器で一般に用いられるＬＮ導波路等を用いた場合はマイクロ秒以下、後述のように光移相器部分に石英系導波路を用いた場合でもミリ秒程度の切替速度を実現できる。

尚、この切り替えにおいて、主信号であるデータ信号には一切変更を加えていない。一般に、電気データ信号のレート（シンボルレートに相当）を変更する場合、駆動回路や変調器の帯域等は最大レートに合わせた高い性能が必要となる。それに加えて、出力信号における不要なスペクトル広がりを防ぐ為に、低いシンボルレートで動作させる場合には逆に駆動信号に帯域制限をかける必要があり、電気のフィルタが別途必要になるなど、構成が複雑になる。本変調器ではデータ信号にはこのような変更を一切加えなくても、切替が可能であることから、周辺回路の構成を簡便に保つことができ、また、変調器の帯域は一定のシンボルレートにのみ合わせてデバイス設計することができる。従って、複数の変調フォーマットをサポートする光変調器を低コストに提供することができる。

このように、本願発明の変調器は、伝送区間で定まるＳＮＲ即ち距離に応じて効率的な伝送を行う為に、変調信号フォーマットを容易に変更することができ、しかも、高速切替が可能なことから、ネットワークのトラヒック状態に応じて伝送区間を動的に切り替えるといった柔軟なネットワーク運用行う場合にも、最適なフォーマットを動的に選択することができる。

ここで、本変調器と合わせて用いるマルチキャリア光源について説明する。図９は、マルチキャリア光源の例である。図９Ａは、単ＭＺＩ変調器１３を用いて種光源３４（波長ｆ０）に変調をかけることで、マルチキャリアを発生させる方法である。１キャリアの場合は、変調を行わずに単純にＯｐｅｎ動作するバイアスをかけることで、種光源そのものをキャリア光源ｆ１（＝ｆ０）とする。２キャリアの場合は、キャリア間隔の半分の周波数ｆ＝Δｆ／２でＶπ電圧の約２.３倍の振幅の正弦波３５をＮｕｌｌバイアスで加えることで、ｆ２＝ｆ０−ｆ、ｆ１＝ｆ０＋ｆの二つの周波数を発生させる。４キャリアの場合も同様の周波数でＶπ電圧の約３.９倍の振幅の正弦波をＮｕｌｌバイアスで加えることで、ｆ４＝ｆ０−３ｆ、ｆ３＝ｆ０−ｆ、ｆ２＝ｆ０＋ｆ、ｆ１＝ｆ０＋３ｆの四つの周波数を発生させる。このように駆動振幅を増すことで発生するキャリア数を増やすことができる。但し、キャリア数４を超える場合は、発生させた全てのキャリアの強度を同じにしてキャリア発生することはできないため、何らかのレベル調整機構が必要となる。

図９Ｂは、単純に波長可変光源３７ａ〜３７ｄを並べて光カプラ３８により出力をまとめる単純な構成である。必要なキャリア数に応じて光源を発光させることで、出力するキャリア数を変える。この構成では、最大キャリア数分の光源が必要になる点がデメリットであるが、キャリア間隔が不等間隔の場合にも対応できる点がメリットである。

次に、上述の本発明の変調器の他の構成を説明する際に構成のポイントを分かり易くする為に、構成を抽象化して示した図により、再度構成／動作を説明する。上記Ｍ＝４の場合の抽象構成を図１０に示す。本発明の変調器は大きく分けて、分配部２８、光変調器アレイ２９、集約部３０からなる。各ＴＩＬＦ２７−１−１〜２７−２−２の光路長差は、ΔＬ＝ｃ／（Ｍ・Δｆ）；ここでｃは光速；Δｆはキャリア周波数間隔；とすると、図１０の各ＴＩＬＦのカッコ内に記載したようにＴＩＬＦ２７−１−１で２ΔＬ、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２でΔＬになっている。第一の実施形態では、分配部はＴＩＬＦ２７−１−１〜２７−２−２がツリー状に多段に接続された構成になっており、光変調器アレイは、アレイ状に並んだＭＺＩ型のＰＳＫ変調器（ＰＳＫ）１３−１〜１３−４で構成され、集約部はＶＣ２５−１−１〜２５−２−２が逆ツリー状に多段に接続された構成になっている。但し、上述の説明では初段のＶＣ２５−１−１、２５−１−２はそれぞれ通常の３ｄＢ光カプラ７ｇ、７ｈになっている。

この変調器の、分配部、集約部の各素子の動作の組み合せによって、図１１の表に示すように３種類の変調フォーマットの信号を切り替えて発生することができる。尚、表の中において、各符号の名称ＴＩＬＦ１−１〜２−２、ＶＣ１−１〜２−２、ＰＳＫ１〜４は図１０の中で示している名称で記載している。第一の実施形態での説明では、２キャリアＱＰＳＫ信号を発生させる場合、キャリア信号が隣接したチャンネル（ｃｈ）を使用する場合を説明したが、本変調器は、それ以外にキャリア信号が１ｃｈスキップした２ｃｈ間隔のキャリア信号に対して２キャリアＱＰＳＫ信号を発生させることもできる。その場合、周波数ｆ１、ｆ３に対して、ＴＩＬＦ２７−１−１は３ｄＢカプラとして動作するように設定し、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２は分波器として動作するように設定し、ＰＳＫ１３−１とＰＳＫ１３−３で周波数ｆ１のＱＰＳＫ信号を発生させ、ＰＳＫ１３−２とＰＳＫ１３−４で周波数ｆ３のＱＰＳＫ信号を発生させる。また、１キャリア１６ＱＡＭ信号を発生させる場合も、詳細には２通りの動作方法がある。動作１は上述で説明した動作であるが、これ以外に動作２がある。動作２では周波数ｆ１に対して、ＴＩＬＦ２７−１−１，ＶＣ２４−１−１は３ｄＢカプラとして動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２、ＶＣ２４−２−１、２４−２−２は２：１カプラとして動作させることで、ＰＳＫ１３−１と１３−３で電界振幅２のＱＰＳＫ信号を発生させ、ＰＳＫ１３−２と１３−４で電界振幅１のＱＰＳＫ信号を発生させて、全体で１６ＱＡＭ信号を発生させる。

図１１の表を見て分かるように、１キャリア１６ＱＡＭ信号の発生方法が動作１のみの場合は、ＶＣ２５−２−１、２５−２−２は、３ｄＢとしてしか動作しないので第一の実施形態での構成のように通常の３ｄＢ固定カプラでも良い。一方、動作２のみの場合は、ＶＣ２５−１−１は、３ｄＢカプラとしてしか動作しないので通常の３ｄＢ固定カプラとしても良い。

尚、図１１の表では、全てのＰＳＫ変調器を駆動する場合のみを示しているが、一部のＰＳＫ変調器のみの駆動で使用することももちろん可能である。即ち、変調器の動作としては４キャリアＢＰＳＫ信号を発生させる状態にしておいて、例えば、入力するキャリア光はｆ１のみにし、駆動するＰＳＫ変調器はＰＳＫ１３−１のみにすることで１キャリアＢＰＳＫ信号を発生させることも可能である。同様に、２キャリアＢＰＳＫ信号、３キャリアＢＰＳＫ信号を発生させることも可能である。また同様の考えで、１キャリアＱＰＳＫ信号を発生させることも可能である。この場合は例えば、変調器を隣接ｃｈ動作の２キャリアＱＰＳＫ信号を発生させる状態にしておいて、入力するキャリア光はｆ１のみにし、駆動するＰＳＫ変調器は、ＰＳＫ１３−１、ＰＳＫ１３−２のみにすることで、１キャリアＱＰＳＫ信号を発生させることが可能となる。但し、これらの変形動作モードの場合は、当然のことながらキャリアを減らした分、伝送レートは減少する。以降の実施形態でも、特に例示しないが、キャリア数を減らした変形動作モードも含まれることを予め断っておく。

次にＭ＝８の場合の本願発明の変調器構成を図１２に、各種信号フォーマットを発生するための動作状態の一覧を図１３Ａ、Ｂ、およびＣの表に示す。尚、表の中において、各符号の名称ＴＩＬＦ１−１〜３−４、ＶＣ１−１〜３−４、ＰＳＫ１〜８は、図１２の中で示している名称で記載している。図１３Ａ、Ｂ、およびＣで１つの表を示す。構成、及び動作の考え方はＭ＝４の場合と同様である。本変調器では、８キャリアＢＰＳＫ信号、４キャリアＱＰＳＫ信号、２キャリア１６ＱＡＭ信号、１キャリア２５６ＱＡＭ信号の４種類の信号を切り替えて発生することができる。本構成でも、動作モードの限定を行えば、一部のＶＣは通常の３ｄＢ固定カプラに置き換えることができる。

このように、Ｍ＝２^ｎ；ｎ＝１、２、・・・の自然数、の場合の構成については、上述のｎ＝２、３での構成の考えを拡張して考えることで、容易に一般化することができる。

＜第２の実施形態：Ｍが２の累乗以外の場合＞
次に、Ｍが２の累乗以外の場合、例えばＭ＝１２の場合の構成について図１４に示す。本構成はＭ＝１６の構成を基に一部の構成要素を省いた構成になっている。具体的には、４段目のＴＩＬＦ２７−４−１〜２７−４−４、及び１段目のＶＣ２５−４−１〜２５−４−４がＭ＝１６ではそれぞれ８個並ぶが本構成では４個になっており、また、光変調アレイも１６個から１２個に削減した構成になっている。このように一部の要素を減らす構成とすることで、対応するキャリア数も減ることとなる。尚、当然のことながら図中の各ＴＩＬＦの光路長差の基本単位ΔＬは、前述の式でＭ＝１６とした時の値である。具体的な各種信号フォーマットを発生するための動作状態の例を図１５ＡおよびＢの表に示す。図１５ＡおよびＢで１つの表を示す。尚、表の中において、各符号の名称ＴＩＬＦ／ＶＣの１−１〜４−４、ＰＳＫ１〜１２は図１４の中で示している名称で記載している。本変調器では、１２キャリアＢＰＳＫ信号、６キャリアＱＰＳＫ信号、３キャリア１６ＱＡＭ信号、２キャリア６４ＱＡＭ信号、１キャリア４０９６ＱＡＭ信号の５種類の信号を切り替えて発生することができる。尚、表では１キャリア４０９６ＱＡＭ信号に関しては省略している。また、第１の実施形態で説明したように、一部のフォーマットでは複数の動作モードがある場合があるが、本表では代表的な動作モードのみ記載している。

このように、Ｍ＝２^ｎの構成を基に一部の構成要素を省いた構成とすることで、Ｍが２の累乗以外の変調器を構成することができる。

＜分配部の各種構成＞
次に、分配部の様々な構成について説明する。以下、Ｍ＝４の場合で具体的に示すが、Ｍ＝４以外の場合でも基本的には同様であることを予め断っておく。

＜分配部形態１：単純ＭＺＩ型＞
図１６Ａは、分配部形態１として、第１の実施形態；Ｍ＝４での分配部の構成を改めて詳しく説明した図である。ＴＩＬＦ２７−１−１〜２７−２−２のそれぞれは２個の２入力２出力の３ｄＢ光カプラ７ａ〜７ｆに可変光移相器１２ａ〜１２ｆ付きの遅延線が挟まれたＭＺＩ構成になっている。ＴＩＬＦ２７−１−１の遅延線の光路長差は２ΔＬ、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２での光路長差はΔＬになっている。分離するキャリアの周波数間隔がΔｆの場合、ΔＬ＝ｃ／（Ｍ・Δｆ）である。ｃは光速である。ここで、光カプラ７ａ〜７ｆは全て２入力２出力の構成で、入力側光カプラの一方の入力を未接続としたが、入力側の光カプラは１入力２出力の構成としても良い。また、光カプラの具体的な実現方法は、方向性結合器やマルチモード導波路構成、又は、波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）と呼ばれる一種の干渉計など、いずれの方法を用いても良く、１入力２出力構成の場合はＹ分岐を用いても良い。以降で述べる形態に関しても同様である。

図１６Ｂは、理想的な方向性結合器を用いた場合のＴＩＬＦ２７−１−１単体の計算透過特性である。同様に図１６Ｃは、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２の単体の計算透過特性である。ここで、各可変光移相器は、φ＝０、ψ_Ａ＝π／２、ψ_Ｂ＝０に設定している。図１７は、分配部全体の計算特性である。図１７Ａは４キャリア時の特性であり、φ＝０、ψ_Ａ＝π／２、ψ_Ｂ＝０に設定している。図１７Ｂはキャリア信号が隣接した２キャリア時の特性であり、φ＝０、ψ_Ａ＝０、ψ_Ｂ＝π／２に設定している。図１７Ｃはキャリア信号が１ｃｈスキップした２ｃｈ間隔の２キャリア時の特性であり、φ＝π／２、ψ_Ａ＝π／２、ψ_Ｂ＝π／２に設定している。図１７Ｄは１キャリア時の動作１の場合の特性であり、φ＝２・ａｒｃｔａｎ（１／√２）≒０.３９π、ψ_Ａ＝０、ψ_Ｂ＝０に設定している。図１７Ｅは１キャリア時の動作２の場合の特性であり、φ＝π／２、ψ_Ａ＝ψ_Ｂ＝π／２−２・ａｒｃｔａｎ（1／√２）≒０.１１πに設定している。図中の矢印線は、各モードにおいて用いるキャリア信号の周波数位置を模式的に示したものである。ここに示すように、各動作状態にて各キャリアが、分波、乃至は、適切な分岐比で分岐されることが分かる。

尚、図１６Ｂ、Ｃ、図１７の各特性を見て分かるように、分配部の特性は周期特性を持っている。従って、各キャリアの配置は必ずしも隣接して並んでいる必要はなく、周期的に離れた周波数に配置しても良い。例えば、図１７Ａにおいて、ｆ２のキャリアは１９３.５ＴＨｚに配置されているが、本設計での周期２００ＧＨｚで離れた１９３.７ＴＨｚ、１９３.３ＴＨｚ等に配置しても良い。

＜分配部形態２：ラティス型＞
図１８は、分配部形態２として、分配部のＴＩＬＦをラティス型の干渉計で構成した例である。ラティス型の干渉計は、非特許文献４、５で開示されているように、ＭＺＩを多段にラティス状に接続した構成となっており、各段のＭＺＩの位相状態、及びカプラの結合率を個別に設定できることから、ラティスの段数を増やせば増やすほど透過特性の設計自由度が大きくなるという利点がある。一方、回路長がラティスの段数に応じて長くなる点が欠点である。ここでは、分配部形態１の単純ＭＺＩ型との特徴の差を簡単に示す為に、ラティス段数が２段の例で動作を説明する。図中にも記載しているが、ＴＩＬＦ２７−１−１の光路長差は、入力側に近い１段目がΔＬ、出力側に近い２段目が２ΔＬであり、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２の光路長差は１段目が２ΔＬ、２段目が４ΔＬである。尚、光路長差の基本単位ΔＬは、単純ＭＺＩの場合と同じである。

図１９Ａ、図１９Ｂに図１８の構成パラメータを用いた場合のＴＩＬＦ２７−１−１単体及び、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２の単体の計算透過特性を示す。ここでφ＝π／２、ψ＝２πに設定している。図１９Ａを見て分かるように、ラティス型を用いた場合は、隣接したチャンネルを組にして消光させることができる。単純ＭＺＩ型では、このような特性を得ることができず、必ず消光ｃｈと透過ｃｈが交互に並ぶ特性となるため、ＴＩＬＦの接続順番はＦＳＲの小さい順、即ちΔＬが大きい順、になる。然しながら、ラティス型を用いた場合は、消光ｃｈと透過ｃｈの並びを変えることができるため、ＴＩＬＦの接続の配置を入れ替えることができる。図１８の構成では、ＴＩＬＦ２７−１−１のＦＳＲが４Δｆ、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２のＦＳＲは２Δｆとなっており、ＦＳＲの大きいＴＩＬＦを最初の段に配置している。

分配部全体の計算透過特性を、図１９Ｃ、Ｄ、Ｅに示す。図１９Ｃは４キャリア時の特性であり、φ＝π／２、ψ＝２πに設定し、３つのＴＩＬＦを分波器として動作させている。図１９Ｄはキャリア信号が１ｃｈスキップした２ｃｈ間隔の２キャリア時の特性であり、φ＝π／２、ψ＝πに設定し、ＴＩＬＦ２７−１−１を分波器、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２を３ｄＢカプラとして動作させている。図１９Ｅは１キャリア時の動作１の場合の特性であり、φ＝０.０９５π、ψ＝πに設定し、ＴＩＬＦ２７−１−１を２：１カプラ、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２を３ｄＢカプラとして動作させている。

尚、本構成では、３つのＴＩＬＦを全てラティス型で構成したが、例えば、ＴＩＬＦ２７−１−１はラティス型、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２は単純ＭＺＩ型として混在させてももちろん良い。

＜分配部形態３：ＦＦＴ型＞
図２０は、分配部形態３として、分配部を非特許文献６に記載のＭ分波のＦＦＴ型干渉計で構成した例である。ＦＦＴ型の干渉計は１入力Ｍ分岐カプラ３９に、ΔＬずつ遅延差を持つＭ本の遅延線アレイ４０、及び２入力２出力カプラ７ｄ〜７ｇと可変光移相器１２ａ〜１２ｈを編みこんで接続構成した多段の可変Ｍ×Ｍカプラ４１からなる。図２０では１入力Ｍ分岐カプラ３９は１入力２出力光カプラ７ａ〜７ｃを多段に接続して構成しているが、１入力Ｍ出力のＭＭＩカプラ等を用いて構成しても良い。尚、遅延線部の光路長差の基本単位ΔＬは、単純ＭＺＩの場合と同じである。

また、Ｍ＝４以外、即ち、Ｍ＝２^ｎにおいて、ｎ＝２以外における多段可変Ｍ×Ｍカプラの構成は、以下のようになる。２入力２出力光カプラがｎ段、各段に２^ｎ−１個配置される。ｋ段目ｊ番（ｋは１〜ｎの整数、ｊは１〜２^ｎ−１の自然数）の光カプラは、Ｘ番目の経路とＹ番目の経路を結合する。ここで、

ただし、（ｊ−１）ｄｉｖ２^ｎ−ｋと（ｊ−１）ｍｏｄ２^ｎ−ｋはそれぞれ、（ｊ−１）を２^ｎ−ｋで割った商と、余りを表している。また、各段の間には各経路の相対位相を調整する光位相調節器が配置される。

本構成は、遅延線部が一段で済む為、前述の単純ＭＺＩ型やラティス型のＴＩＬＦを多段に接続した構成に比べて小型になるという利点がある。特にＭが大きくなればなるほど利点が大きくなる。一方、ＴＩＬＦを多段に接続した構成に比べて可変光移相器の数が多くなり、制御がやや煩雑になる点と消費電力が大きくなる点が欠点である。

本構成は単純ＭＺＩ型の構成と異なってみえるが、光カプラ、遅延線、可変光移相器といった要素の特性の数式を用いて全体の透過特性を数式で表すと、両者の特性は同じ式で記述される。従って、基本的には単純ＭＺＩ型と同じ特性が得られる。本構成の計算透過特性を図２１に示す。図２１Ａは４キャリア時の特性であり、φ＝０、ψ_Ａ＝π／２、ψ_Ｂ＝０に設定している。図２１Ｂはキャリア信号が隣接した２キャリア時の特性であり、φ＝０、ψ_Ａ＝０、ψ_Ｂ＝π／２に設定している。図２１Ｃはキャリア信号が１ｃｈスキップした２ｃｈ間隔の２キャリア時の特性であり、φ＝π／２、ψ_Ａ＝π／２、ψ_Ｂ＝π／２に設定している。図２１Ｄは１キャリア時の動作１の場合の特性であり、

ψ_Ａ＝０，ψ_Ｂ＝０に設定している。

このように、本構成は単純ＭＺＩ型と同じ特性を得ることができるが、可変光移相器の数が多く自由度が高い為、同じ特性を実現する為の可変光移相器の駆動パターンが複数存在する。例えば、図２１Ｅはφ_１＝φ_３＝ψ_２＝π／４、φ_２＝φ_４＝ψ_１＝−π／４、ψ_３＝ψ_４＝０とした時の計算特性であるが、図２１Ｂと全く同じ特性になっている。これは、各経路の相対位相差を見てみると、φ_１、φ_３の位相設定π／４は、ψ_１、ψ_３に移すことができ、同様に、φ_２、φ_４の位相設定−π／４は、ψ_２、ψ_４に移すことができるので、上記の位相設定は、φ_１＝φ_２＝φ_３＝φ_４＝ψ_１＝ψ_２＝０、ψ_３＝π／４、ψ_４＝−π／４と同じであり、この設定はφ＝０、ψ_Ａ＝０、ψ_Ｂ＝π／２と同じであるためである。このように、本構成では複数の可変光移相器の駆動パターンで同じ特性を得ることができる。

＜分配部形態４：要素のスイッチ切替型＞
以上は、干渉計フィルタの干渉条件を変えることで、分配部を分波回路や可変分岐比光カプラとして切り替えて動作させる構成例を示してきたが、次にこれらとは別の考え方の構成方法を分配部形態４として図２２に示す。本図はＭ＝４の場合を示している。本分配部は、各箇所においてインターリーブフィルター（ＩＬＦ）と可変光カプラ（ＶＣ）を光スイッチで選択できるよう構成されている。各ＩＬＦとＶＣを図１１の表の動作に倣って単純に切り替えて使用することで、分配部の可変動作を実現する。分配部形態１〜３の干渉計型フィルタのように細かな干渉条件の調整が不要になる点が利点であるが、光スイッチが必要となるので全体構成が複雑になる点が欠点である。尚、本構成も動作モードの限定によって常に結合率が３ｄＢになるＶＣについては、ＶＣを単純な３ｄＢカプラに置き換えてももちろん良い。尚、光スイッチには、Ｏｎ／Ｏｆｆ切り替えタイプの構成でも良いし、或いは、可変光カプラと同じ構成を用いて、中間領域を用いずに１００％透過、０％透過の動作点を用いるようにしても良い。

＜分配部形態５：多入力のスイッチ切替型＞
更に別の構成を分配部形態５として図２３に示す。本図もＭ＝４の場合を示している。本構成では、可変光カプラ（ＶＣ）がツリー状に多段に接続され、且つ、各ＶＣのいずれか一方の出力に２入力１出力光スイッチが挿入され、この光スイッチのＶＣが接続されていない側のポートが、分配部の入力ポートになっている。従って、初段目のＶＣの入力ポートと合わせてＭ入力（本図ではＭ＝４）の回路になっている。本構成を分配部に用いる場合は、マルチキャリア光源は用いずにこの４入力に個別のキャリア光源を別々に接続する。４キャリア時は、４つのキャリア光源をそれぞれの波長で発光させ、全ての光スイッチを分配部の入力ポート側、即ち各キャリア光源側を選択するように切り替える。ＶＣ２５−１−１、２５−２−２も経路選択スイッチとして用い、入力ポート３からの光が出力ポート３に導かれるように設定する。同様にＶＣ２５−２−１も経路選択スイッチとして用い、入力ポート２からの光が出力ポート２に導かれるように設定する。２キャリア時は、入力ポート２、３のキャリア光源を発光させ、光スイッチ４３−１−１のみ分配部の入力ポート側を選択するように設定し、光スイッチ４３−２−１、４３−２−２はＶＣ側を選択するように設定する。ＶＣ２５−１−１は経路選択スイッチとして用い、入力ポート３からの光がＶＣ２５−２−２に導かれるように設定する。ＶＣ２５−２−１、２５−２−２は３ｄＢカプラとして動作するように設定する。１キャリア時は、入力ポート３のみキャリア光源を発光させ、全ての光スイッチがＶＣ側を選択するように設定する。ＶＣ２５−１−１は２：１カプラとして、ＶＣ２５−２−１、２５−２−２は３ｄＢカプラとして動作するように設定する。このように動作させることで、各変調フォーマットを切り替えることができる。尚、本構成での光スイッチについても、Ｏｎ／Ｏｆｆ切り替えタイプの構成を用いても良いし、或いは、２入力１出力可変光カプラと同じ構成を用いて、中間領域を用いずに１００％透過、０％透過の動作点を用いるようにしても良い。

本形態では、分波器を用いない為、各キャリア光の波長をそれぞれ任意に設定することができるという利点がある。一方、光源が複数必要であると共に、これら複数の光源を複数の入力ポートにそれぞれ接続しなくてはならず、光源を含めた構成としては複雑な構成になる点が欠点である。

＜分配部形態６：可変カプラ内蔵単純ＭＺＩ型＞
更に別の構成を分配部形態６として説明する。全体構成は分配部形態１、２と同じであるが、各ＴＩＬＦの構成がこれらとは異なる。本形態でのＴＩＬＦの構成を図２４Ａに示す。本形態でのＴＩＬＦは、２個の可変光カプラに可変光移相器付きの遅延線が挟まれたＭＺＩ構成になっている。各可変カプラは、本図では、２個の３ｄＢ光カプラを２個の可変光移相器を介して接続したＭＺＩ構成としたが、別の構成でも構わない。遅延線による２本の干渉アームの光路長差は、本図ではΔＬ＝ｃ／（Ｍ・Δｆ）の場合で図示しているが、Ｍ＝４の場合のＴＩＬＦ２７−１−１では２ΔＬ、ＴＩＬＦ２７−２−１、２７−２−２ではΔＬとなる。Ｍ＝４以外も含めた一般構成では、ｎ段目のＴＩＬＦ、即ちＴＩＬＦ２７−（ｎ）−（Ｘ）の光路長差はＭ・ΔＬ／２^ｎになる。

本ＴＩＬＦを分波器として動作させる場合は、可変光カプラ２５−１、２５−２の結合率を３ｄＢにし、可変光カプラを通常の３ｄＢカプラとして動作させる。遅延線部分の可変光移相器の調整に関しては、前述の分配部形態１の時と同様に調整することで、所望の光キャリアを出力８−１と８−２へ分波する。本ＴＩＬＦを３ｄＢ光カプラ、或いは２：１光カプラのように任意の分岐比の分岐器として動作させる場合は、可変光カプラ１を遅延線部分の短アーム側か長アーム側のいずれか一方のみに光が導かれるように動作させ、可変光カプラ２５−２を結合率が所望の分岐比、例えば３ｄＢや２：１、になるよう動作させる。或いは、可変光カプラ２５−２を結合率が０％又は１００％結合になるよう動作させ、可変光カプラ２５−１を結合率が所望の分岐比、例えば３ｄＢや２：１、になるよう動作させる。この様に可変光カプラの動作を選ぶことによって、本ＴＩＬＦを分波器として動作させたり、所望の分岐比の分岐器として動作させたりすることができる。尚、分岐動作時の分岐比が３ｄＢしかない場合は、可変光カプラ１又は可変光カプラ２のいずれかを固定の３ｄＢカプラに置き換えることができる。

本形態は、分配部形態１と分配部形態４の構成の考え方を合わせたような形態になっており、メリット／デメリットもこの２形態の中間に位置する。

図２４Ｂは本形態の特性を更に向上させた構成である。図２４Ａの構成では、分岐器として動作させる場合に、可変光カプラ２５−１若しくは２５−２を０％又は１００％結合になるよう動作させるが、一般に、この様な干渉を利用した可変光カプラの場合、作製上の不完全性により、完全に１００％或いは０％で動作させることは難しく、所謂、消光比としては３０ｄＢ程度に留まってしまう。そこで、図２４Ｂの構成では、遅延線部分の短アーム側か長アーム側のいずれか一方に、消光比を向上させる為のＯｎＯｆｆスイッチ５５を設けている。ＯｎＯｆｆスイッチの構成は、本図では可変光カプラと同じように、２個の３ｄＢ光カプラを２個の可変光移相器を介して接続したＭＺＩ構成としたが、別の構成でも構わない。

本ＴＩＬＦを分波器として動作させる場合は、前述の動作に加えて、ＯｎＯｆｆスイッチを透過状態にする。本ＴＩＬＦを任意の分岐比の分岐器として動作させる場合は、可変光カプラ２５−１をＯｎＯｆｆスイッチ５５が設けられていないアーム側に光が導かれるように動作させ、ＯｎＯｆｆスイッチを遮断状態にし、可変光カプラ２５−２を結合率が所望の分岐比、例えば３ｄＢや２：１、になるよう動作させる。分岐動作では、ＯｎＯｆｆスイッチ側の経路に光が伝搬しないように動作させるが、本構成では可変光カプラ２５−１とＯｎＯｆｆスイッチの２箇所で伝搬光を遮断することにあるので、図２４Ａの構成と比べると２倍の消光比を得ることができる。尚、分岐動作時の分岐比が３ｄＢしかない場合は、可変光カプラ２５−２を固定の３ｄＢカプラに置き換えることができる。

＜分配部形態７：可変カプラ内蔵ラティス型＞
更に別の構成を分配部形態７として説明する。本形態でのＴＩＬＦの構成を図２５Ａに示す。本形態は、基本的には分配部形態２に分配部形態６の考えを適用したものであり、各ＴＩＬＦの構成が単ＭＺＩをベースとした構成ではなく、ラティス型干渉計をベースとした構成になっている点が分配部形態６での考えと異なる。本形態でのＴＩＬＦは、可変光カプラと可変光移相器付きの遅延線が交互に接続された構成になっている。

本形態は、基本的には分配部形態２に分配部形態６の考えを適用したものであるので、メリット、デメリットはこれらに上げているものと基本的には同じである。尚、図２５Ａが通常タイプで、図２５Ｂは、分岐動作時に不要経路からのクロストークが小さくなる高性能版である。

動作の考え方も基本的には分配部形態２、６から容易に類推できるので、ここでは図２５Ｂの構成のみ、その動作に関して簡単に述べる。また、合分波動作は分配部形態２でのＴＩＬＦ２７−１−１の動作を想定して説明するが、ＴＩＬＦ２７−２−１やＴＩＬＦ２７−２−２の動作に関しても、各遅延線の光路長差や結合率を読み替えて適用すれば良い。

本ＴＩＬＦを分波器として動作させる場合は、可変光カプラ２５−１、２５−２、２５−３を結合率がそれぞれ３ｄＢ、３ｄＢ、１４.６％となるように動作させ、各ＯｎＯｆｆスイッチ５５−１、５５−２を透過状態にする。遅延線部分の可変光移相器の調整に関しては、前述の分配部形態２の時と同様に調整することで、所望の光キャリアを出力８−１と８−２へ分波する。本ＴＩＬＦを任意の分岐比の分岐器として動作させる場合は、可変光カプラ２５−１、２５−２をＯｎＯｆｆスイッチ５５−１、５５−２が設けられていないアーム側に光が導かれるように動作させ、各ＯｎＯｆｆスイッチを遮断状態にし、可変光カプラ２５−３を結合率が所望の分岐比になるよう動作させる。尚、分波動作時に可変光カプラ２５−３の結合率が３ｄＢで、且つ、分岐動作時の分岐比が３ｄＢしかない場合は、可変光カプラ２５−３を固定の３ｄＢカプラに置き換えることができる。

＜分配部形態８：可変カプラ内蔵ＦＦＴ型＞
更に別の構成を分配部形態８として説明する。Ｍ＝４における、本分配部形態の構成を図２６に示す。本形態は、分配部形態３に分配部形態６の考えを適用したものであり、分配部形態３のＦＦＴ型干渉計において、一部又は全ての光カプラを可変光カプラに置き換えている。また、分配部形態６で説明したように、分岐動作時の不要経路からのクロストークを低減する為に、ＦＦＴ型干渉計の遅延線部分にＯｎＯｆｆ光スイッチを挿入している。もし、クロストーク特性の向上が必要なければ、本ＯｎＯｆｆ光スイッチは省略することができる。本形態は、基本的には分配部形態３に分配部形態６の考えを適用したものであるので、メリット、デメリットはこれらに上げているものと基本的には同じである。

本形態の分配部を４キャリア時に必要な分波器として動作させる場合は、全ての可変光カプラ２５−１−１〜２５−４−２を結合率がそれぞれ３ｄＢとなるように動作させ、各ＯｎＯｆｆスイッチ５５−１〜５５−４を透過状態にする。遅延線部分の可変光移相器の調整に関しては、前述の分配部形態３の時と同様に調整することで、各光キャリアをポート１〜４へ分波する。

本形態の分配部を隣接２キャリア時に必要な分波器及び分岐器の組み合わせとして動作させる場合は、可変光カプラ２５−１−１、２５−３−２、２５−４−１、２５−４−２を結合率が３ｄＢになるように動作させ、可変光カプラ２５−２−１、２５−２−２をそれぞれ遅延光路長差２ΔＬ、０のアーム側に光が導かれるように動作させ、ＯｎＯｆｆスイッチ５５−１、５５−３を遮断状態に、５５−２、５５−４を透過状態にする。尚、可変光カプラ２５−３−１の動作状態はいずれであっても良い。この様に動作させることで、途中に可変光カプラ２５−２−１、２５−２−２が入るが、可変光カプラ２５−１−１と遅延光路長差２ΔＬと０の干渉アームと可変光カプラ２５−３−２で、遅延光路長差２ΔＬのＩＬＦが構成されるので、φ_２、φ_４を調整する可変光移相器を適切に動作させることで、光キャリアｆ１、ｆ２を分波することができる。分波された光キャリアｆ１、ｆ２はそれぞれ可変光カプラ２５−４−１、２５−４−２で３ｄＢ分岐される。従って、分配部形態３における隣接２キャリア時の動作と同じ動作を実現する。同じ全体動作結果を得る為の各可変光カプラ、各ＯｎＯｆｆスイッチの動作には他の組み合せもあることは容易に分かるが、ここでは１例の提示に留める。

本形態の分配部を１キャリア時に必要な分岐器として動作させる場合は、可変光カプラ２５−１−１、２５−２−２を遅延光路長差０のアーム側に光が導かれるように動作させ、可変光カプラ２５−３−２、２５−４−１、２５−４−２を結合率がそれぞれ２：１、３ｄＢ、３ｄＢになるように動作させ、ＯｎＯｆｆスイッチ５５−１〜５５−３を遮断状態に、５５−４を透過状態にする。尚、可変光カプラ２５−２−１、２５−３−１の動作状態はいずれであっても良い。この様に動作させることで、入力された光キャリアを２：２：１：１の比率で分岐することができる。従って、分配部形態３における１キャリア時の動作と同じ動作を実現する。本動作でも、同じ全体動作結果を得る為の各可変光カプラ、各ＯｎＯｆｆスイッチの動作には上記とは異なる他の組み合せもあることは容易に分かる。

尚、上述の動作組み合せの場合は、可変光カプラ２５−３−１、２５−４−１、２５−４−２は常に３ｄＢ動作であるから、固定の３ｄＢ光カプラに置き換えることができる。また、ＯｎＯｆｆスイッチ５５−４は、常に透過状態であるから、省くことが出来る。

＜集約部の各種構成＞
次に、集約部の様々な構成について説明する。以下、Ｍ＝４の場合で具体的に示すが、Ｍ＝４以外の場合でも基本的には同様であることを予め断っておく。

＜集約部形態１：可変カプラ型＞
図２７は、集約部形態１である可変カプラ型集約部の構成図である。本構成は、第１の実施形態での集約部の構成を一般化した構成になっている。可変光カプラ（ＶＣ）が逆ツリー状に多段に接続され、集約部の入力ポートと可変カプラの間や各可変カプラの間には可変光移相器が配置されている。この様な構成で集約部の各入力ポートからの光を任意の比率で、且つ任意の相対位相関係で出力ポートに合流させることができる。

本構成も動作モードの限定によって、可変動作が必要なくなるＶＣに関しては単純な３ｄＢカプラに置き換えてももちろん良い。また、上記の各可変光移相器は、集約部の各入力ポートからの光の相対位相を調整することが目的なので、初段の可変光移相器１２−２−１〜１２−２−４のみを残して、残りの可変光移相器１２−１−１、１２−１−２は省略することが可能である。但し、各段に可変光移相器を設けた方が、相対位相の調整は行い易い。上記の各可変光移相器の別の省略の方法としては、可変光移相器１２−１−１と１２−１−２は対となってＶＣ２５−２−１からの光とＶＣ２５−２−２からの光の相対位相を調整するので、いずれか一方を省くことができる。可変光移相器１２−２−１と１２−２−２や、可変光移相器１２−２−３と１２−２−４に関しても同様である。また、集約部の入力ポートと可変カプラの間の可変光移相器１２−２−１〜１２−２−４も、光変調器側に可変位相機能を設ければ、省略することが可能である。更には、これら可変移相器は、光変調器アレイの出力光の相対位相が所望の値からずれた場合に、そのズレを修正するためのものであるので、もし、作製精度の向上、或いは、トリミング技術の適用等によって、これらのズレが無い場合には、これら可変移相器を省略することができる。

尚、各可変光カプラ（ＶＣ）は、例えば、２入力２出力の３ｄＢ光カプラと２入力１出力の３ｄＢ光カプラを２個の可変光移相器を介して接続したＭＺＩ構成になっている。尚、２入力１出力の３ｄＢ光カプラは２入力２出力の３ｄＢ光カプラを用いて一方の出力を未接続にして代用しても良い。また、３ｄＢ光カプラの具体的な実現方法は、方向性結合器やマルチモード導波路構成、又は、波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）と呼ばれる一種の干渉計など、いずれの方法を用いても良い。また、この各可変光カプラはＭＺＩ構成だけでなく、方向性結合器の結合部の屈折率を変えることで結合器としての結合率を変える構成など他の構成を用いても良い。以降の形態に関しても同様である。

＜集約部形態２：可変減衰器型＞
図２８は、集約部形態２の構成である。本形態は、可変カプラ型（集約部形態１）の可変カプラ部を、可変減衰器と２入力１出力光カプラの組み合せに置き換えたものになっている。本形態でも可変減衰器の減衰量を調整することで集約部の各入力ポートからの光を任意の比率で、且つ任意の相対位相関係で出力ポートに合流させることができる。但し、減衰によって比率を変えているので、等比率での合流以外の動作では原理的な損失が発生する。可変カプラ型（集約部形態１）ではこのような原理損失は発生しない。一方、本構成では、集約部の各入力ポートに対して個別に可変減衰器が備えられていることになるので、集約部の各入力ポートからの光のレベル調整が行いやすいという利点がある。

＜集約部形態３：可変減衰器付き可変カプラ型＞
図２９は、集約部形態３の構成である。本構成は、可変カプラ型と可変減衰器型を合わせた構成になっている。可変カプラにより合流比を調整することで原理損失を抑えると同時に、集約部の各入力ポートからの光のレベル調整も行いやすくなっている。欠点は、回路の規模が大きくなることである。

また、本図では可変減衰器４５−３−１〜４５−３−４の後に光モニタ４６−１〜４６−４を設けた構成を示している。このように光モニタを適宜備えることで各ポートからの信号状態を把握しながら各種の調整を行うことができる。光モニタに関しては、形態１、２等の他の形態においても同様に備えることができることは言うまでも無い。

＜集約部形態４：単段Ｍ×１可変カプラ型＞
図３０は、集約部形態４の構成である。本構成は、ＦＦＴ型分配部のΔＬを０とし、入出力を入れ替えた構成になっている。公知の干渉原理により、可変移相器をφ＝ψ_Ａ＝ψ_Ｂ＝π／２に設定すると、各入力ポート１、２、３、４から透過比率は１：１：１：１になる。同様に、φ＝π／２、ψ_Ａ＝ψ_Ｂ＝２・ａｒｃｔａｎ（１／√２）≒０.３９πに設定すると２：１：２：１の合流比に、φ＝２・ａｒｃｔａｎ（１／√２）≒０.３９π、ψ_Ａ＝ψ_Ｂ＝π／２に設定すると２：２：１：１の合流比になる。この様に、可変移相器の設定によって、所望の合流比を実現できるので、本構成も前述の集約部形態と同様に本発明の集約部として用いることができる。

＜集約部形態５：高調波カットフィルタ付き＞
ここまでの集約部の構成は、細かな構成は異なるものの、基本的には光変調アレイ部からの光信号を合流させている。もし、各キャリアの信号が高いレベルの高調波成分を持つ場合、即ち大きなサイドローブスペクトルをもつ場合、このサイドローブが隣接キャリアに対してクロストークになる可能性がある。通常、このサイドローブはそれほど大きくないので問題にならないが、光変調器アレイの周波数特性が良すぎ、且つ、駆動信号波形の矩形度が良すぎるなどの条件が揃うとサイドローブが大きくなるので問題になる。そこでこうした問題が生じた場合にこの影響を回避する手段として、各光変調器の後段に高調波をカットする光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）を備えることが考えられる。然しながら、この様なＯＢＰＦはそれなりの回路面積を必要とするので、単純に実装した場合、チップサイズが相当大きくなる。

ここでは、幾つかの工夫を入れることで回路規模を抑制してＯＢＰＦを実装することを考える。先ず、光信号の高調波が問題になるのは一つ目のサイドローブであり、通常、二つ目、三つ目とより高次になるにつれサイドローブの強度は急激に小さくなる。従って、本願発明の変調器の場合、隣接キャリアに対するクロストークのみを考慮するＯＢＰＦで十分である。よって、ＯＢＰＦはＩＬＦのように隣接チャンネルが減衰できるフィルタで良い。ＩＬＦでは１チャンネル置きに透過帯域が繰り返されるので、偶数チャンネルと奇数チャンネルで一つずつＩＬＦを用意すれば良く、キャリア毎にＩＬＦを用意する必要が無くなる。

Ｍ＝４の場合の具体的な構成例を図３１に示す。図３１の構成は、集約部形態１の構成をベースに最終段の可変カプラ２５−１−１の前に高調波除去フィルタ５６−１、５６−２として１入力１出力のＴＩＬＦを配置した構成になっている。本図では、ＴＩＬＦは非特許文献５に示されているようなラティス型ＴＩＬＦの構成にして透過率特性の矩形度が良い構成とした。ラティス型ＴＩＬＦの段数をここでは２段としているが、より矩形度の高い透過特性を得たいなどの要望があれば、より段数の多いラティス型ＴＩＬＦを採用してももちろん良い。本図でのラティス型ＴＩＬＦの各段遅延部の光路長差や光カプラの結合率は、分岐部形態２のＴＩＬＦ２７−２−１と同じにしてあるので、透過特性も同じになり、ψ＝２πの時、図１９Ｂに示す特性になる。尚、ψ＝２πの時は、図１９Ｂにおいてポート１と２が入れ替わった特性になる。

本集約部の基本的な動作は、集約部形態１と同じであり、それに高調波除去フィルタとしてのＴＩＬＦの動作が以下のように加わる。４キャリア時は、キャリア周波数ｆ１、ｆ３の信号光が高調波除去フィルタ５６−１を通り、キャリア周波数ｆ２、ｆ４の信号光が高調波除去フィルタ５６−２を通る。従って、高調波除去フィルタ５６−１はｆ１、ｆ３の信号光を透過、ｆ２、ｆ４の信号光を遮断するようにψ_１＝２πで動作させ、高調波除去フィルタ５６−２はｆ１、ｆ３の信号光を遮断、ｆ２、ｆ４の信号光を透過するようにψ_２＝０で動作させる。２キャリア時は、キャリア周波数ｆ１の信号光が高調波除去フィルタ５６−１を通り、キャリア周波数ｆ２の信号光が高調波除去フィルタ５６−２を通る。従って、高調波除去フィルタは４キャリア時と同じように動作させる。１キャリア時は高調波除去フィルタ５６−１、５６−２共にキャリア周波数ｆ１の信号光が通るので、高調波除去フィルタ５６−１、５６−２共にｆ１の信号光を透過するように、即ちψ_１＝ψ_２＝２πで動作させる。

ＴＩＬＦは図１９Ｂに示すように繰り返し特性を持つ為、Ｍが４より大きい場合でも、図３１に示すように最終段の可変カプラ２５−１−１の前に偶数チャンネルと奇数チャンネルでそれぞれ一つずつＴＩＬＦ５６−１、５６−２を配置すれば良いことが分かる。従って、Ｍが大きい場合においても比較的小さい回路面積で実装が可能であることが本構成の大きなメリットであることが分かる。

＜集約部形態６：分配部構成を流用した構成＞
ここでは、分配部形態の入出力ポートを入れ替えた形態を集約部として用いることを考える。この場合、分配部形態で分岐／分波の機能は、それぞれ合流／合波になる。集約部は変調された光が通る為、透過特性は波長無依存の特性であることが望ましい。上述の集約部形態１〜４で用いている可変光カプラや可変減衰器等は基本的にはほぼ波長無依存であるので、波長依存性が問題になることは無く使用できる。一方、分配部の構成は光路長差を持った干渉計が入っているので、これを集約部として用いた場合には、波長依存性が問題になる可能性があり、適用可否の吟味が必要である。

分配部形態４、及び、分配部形態６〜８の構成を、入出力ポートを入れ替えて集約部として用いた場合は、同一波長のキャリアを集約／合流させる時には、実質的に可変カプラを用いることになるので、波長無依存で任意の合流比で信号光を合流させることができる。異波長のキャリアを集約／合波させる時には、ＴＩＬＦを用いて合波させる事になるので、これも問題ない。集約部形態１〜４では、この合波させる場合にカプラで合流させていたことによって合流原理損失が生じていたが、この分配部形態４や分配部形態６〜８の入出力ポートを入れ替えた構成では、ＴＩＬＦでの合波になり、原理損失が生じない。従って、原理損失が無い点はこの分配部形態４や分配部形態６〜８において入出力ポートを入れ替えた構成におけるメリットとなる。また、ＴＩＬＦによる合波であるので、集約部形態５で述べたように信号光の高調波をカットする効果が得られるのも大きなメリットである。デメリットは、集約部形態１〜４と比べると構成がやや複雑になる点である。

同様に、分配部形態１〜３において入出力ポートを入れ替えた構成では、異波長のキャリアを集約／合波させる時にはＩＬＦを用いて合波させる事になるので問題ない。しかしながら、同一波長のキャリアを集約／合流させる時には、図１７Ｃ〜１７Ｂ、１９Ｄ〜１９Ｅ、２１Ｂ〜２１Ｅの透過特性に示されるように、ＩＬＦの透過特性がキャリア周波数付近では大きな波長依存性を持つので、スペクトル幅をもつ変調信号にとっては左右非対称のスペクトル歪みを受けることになり、基本的には用いることができない。然しながら、扱うキャリア光の周波数間隔がスペクトル幅よりも十分広い場合、即ち、シンボルレートがキャリア光の周波数間隔よりも十分小さい場合は、この透過特性の波長依存性は相対的に緩やかになり問題にならなくなる。このように、シンボルレートがキャリア光の周波数間隔よりも十分小さいという条件下では、分配部形態１〜３の入出力ポートを入れ替えた構成を集約部として用いることができる。この場合も、合流原理損失が生じない点がメリットであり、構成が複雑になる点がデメリットである。

＜光変調器アレイ部の各種構成＞
次に、光変調器アレイ部の各種構成について説明する。通常、光変調器アレイ部の光変調器には、図３２Ａに示す単ＭＺＩ型の位相変調器を用いる。これは前述したように、駆動電気信号の振幅が多少ずれても出力信号に影響が出にくく、また変調スペクトルの広がりが狭い為である。然しながら、これらの品質が気にならない適用先の場合には、図３２Ｂに示す単純な位相変調器構成を用いても構わない。また、発生する信号の最小多値数が２値、即ち、ＢＰＳＫ信号でなくても良いのであれば、光変調器アレイ部の光変調器に、図３２Ｃに示すネストＭＺＩ型の変調器を用いても良い。この場合は、最小の多値数は４値、即ちＱＰＳＫ信号となる。更に、多値数が大きな信号を発生する変調器を用いてももちろん良い。

尚、最後尾に配置されている可変光移相器は、分配部側や集約部等の他の部分でその機能を設けている場合は、或いは、前述のように光変調器アレイ部の各光変調器間で相対位相の調整を行う必要が無い場合は、省略することが可能である。

また、これまで説明した可変光移相器に関して、本願発明の光変調器内の各光回路の間に配置されている、信号位相を調節するための可変光移相器は、各光回路に入力される複数の信号間の位相のずれを補正するために配置されている。各光回路に入力される複数の信号間の位相のずれは、光変調器内において使用されている各光回路の光素子の組み合わせによって設計上生じる場合と、温度変化、導波路長の設計値からの作製誤差等により、設計上の値からずれて生じる場合とがある。光変調器内において使用されている各光回路の光素子の組み合わせによっては、設計上は各光回路に入力される信号の位相のずれが生じない場合がある。この場合、上記信号位相調整機能、すなわち光回路間に配置されている信号位相を調節するための可変光移相器は、温度変化、導波路長の設計値からの作製誤差等により生じるずれを補正するためのみに設置される。

＜フォーマット可変変調器＞
第１の実施例として作製したフォーマット可変変調器の構成を図３３に示す。本実施例では、前述の実施形態のうち、Ｍ＝４とし、分配部の構成は分配部形態１の単純ＭＺＩ型とし、集約部の構成は集約部形態１の可変カプラ型とし、光変調器アレイ部はネストＭＺＩ型のＱＰＳＫ変調器を基本構成としている。従って、本変調器は、４キャリアＱＰＳＫ変調、２キャリア１６ＱＡＭ変調、１キャリア２５６ＱＡＭ変調の３種類の変調器として用いることができる。

本変調器は、石英系平面光波回路（ＰＬＣ）とＬＮ変調アレイを組み合せた複合集積技術（非特許文献３）を用いて実現した。ＰＬＣ導波路は、ＥＯ効果が非常に小さいため単体で高速変調器を構成することはできないが、伝搬損失がＬＮ導波路の１０分の１以下であり非常に低損失な導波媒体であり、且つ、曲がり導波路の許容曲げ半径が２ｍｍ程度で高い設計自由度を持つことから、受動回路であれば低損失で多彩な光回路を実現できる。一方、ＬＮ導波路は、伝搬損失や許容曲げ半径がＰＬＣ導波路と比べて大きいので複雑な光回路を構成することは不向きであるが、高いＥＯ効果を持ち、また、変調に伴う光吸収等の現象が生じないことから、高速変調回路としては非常に優れている。

従って、特に本実施例の変調器のように複雑な変調器の場合は、分配／集約回路等の受動回路部分にはＰＬＣ導波路を用い、変調アレイ部のみＬＮ導波路を用いて両者を複合集積することで、ＰＬＣ導波路とＬＮ導波路の双方の長所を得ることができ、ＬＮ導波路モノリシック技術で作製するよりも低損失で良好な特性の変調器を実現することができる。このメリットは、構成が複雑な変調器ほど顕著となり、今回の構成のようにインターリーブフィルターや可変カプラ、更には後述する実施例２で示すように、分配／集約回路に加えて偏波合成器が必要となる偏波多重変調器では、更にメリットが大きくなる。

分配部の構成について詳細に説明する。本構成では、各ＴＩＬＦを２段構成、即ち、メインのＴＩＬＦ２７−１−１−１、２７−２−１−１、２７−２−２−１の出力に、それぞれ、サブのＴＩＬＦ２７−１−１−２、２７−１−１−３、２７−２−１−２、２７−２−１−３、２７−２−２−２、２７−２−２−３を接続している。サブＴＩＬＦとメインＴＩＬＦは基本的に同じ構成であり、干渉計の光路長差ΔＬ、即ち、ＦＳＲは同じである。但し、サブＴＩＬＦは１入力１出力の構成とし、いわゆる、ゲート回路として用いる。このような構成にすることで、メインＴＩＬＦで分離しきれずに漏れこんだクロストークを、サブＴＩＬＦでブロックすることができるので、低クロストークでの分離特性を得ることができる。

具体的な動作について、ＴＩＬＦ２７−１−１−１、２７−１−１−２、２７−１−１−３を例に説明する。キャリア間隔をΔｆとすると、ＴＩＬＦ２７−１−１−１、２７−１−１−２、２７−１−１−３のＦＳＲはいずれも２Δｆに設計する。ＴＩＬＦ２７−１−１−１〜２７−１−１−３を分波器として用いる場合、即ち、キャリア光ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４を、ｆ１、ｆ３とｆ２、ｆ４の２群に分離する場合、ＴＩＬＦ２７−１−１−１は通常の分波器として動作させる。即ち、ｆ１、ｆ３を例えば上側のポート、ｆ２、ｆ４を下側のポートへ出力するように、ＴＩＬＦ２７−１−１−１内の可変光移相器を調整する。この時、上側ポートに接続されているＴＩＬＦ２７−１−１−２は、ｆ１、ｆ３が最大透過、ｆ２、ｆ４が最小透過となるように、ＴＩＬＦ２７−１−１−２内の可変光移相器を調整する。同様に、下側ポートに接続されているＴＩＬＦ２７−１−１−３は、ｆ１、ｆ３が最小透過、ｆ２、ｆ４が最大透過となるように、ＴＩＬＦ２７−１−１−３内の可変光移相器を調整する。このように、ＴＩＬＦ２７−１−１−１で分離されたキャリア光は、ＴＩＬＦ２７−１−１−２、ＴＩＬＦ２７−１−１−３で更に不要キャリア光を除去するようにフィルタリングされる。従って、２段構成としたＴＩＬＦは、通常の一段で構成される場合と比べて、二倍の消光比、即ち、低クロストーク性能を得ることができる。

ＴＩＬＦ２７−１−１−１〜２７−１−１−３全体を可変カプラとして用いる場合、即ち、例えばキャリア光ｆ１を等分配する場合、ＴＩＬＦ２７−１−１−１内の可変光移相器を調整することで、ＴＩＬＦ２７−１−１−１の透過特性を周波数軸上でシフトさせ、ＴＩＬＦ２７−１−１−１の両出力ポートへの透過率が周波数ｆ１で同じになるようにする。この時、ＴＩＬＦ２７−１−１−２、及び、ＴＩＬＦ２７−１−１−３は、共に周波数ｆ１で最大透過になるように、ＴＩＬＦ２７−１−１−２内、及び、ＴＩＬＦ２７−１−１−３内のそれぞれの可変光移相器を調整する。等分配以外の任意の分岐比、例えば２：１にする場合も基本的には同じで、ＴＩＬＦ２７−１−１−１の分岐比が周波数ｆ１で所望の分岐比、例では２：１、になるように、ＴＩＬＦ２７−１−１−１内の可変光移相器を調整する。ＴＩＬＦ２７−１−１−２、及び、ＴＩＬＦ２７−１−１−３については、等分配の場合と同じく、周波数ｆ１で最大透過になるように調整する。

ＴＩＬＦ２７−２−１−１、２７−２−１−２、２７−２−１−３、及び、ＴＩＬＦ２７−２−２−１、２７−２−２−２、２７−２−２−３に関しても、基本的に考え方は同じである。尚、ＴＩＬＦ２７−２−１−１、２７−２−１−２、２７−２−１−３、２７−２−２−１、２７−２−２−２、２７−２−２−３のＦＳＲは共に４Δｆに設計する。

また、図３３を見て分かるように、ＴＩＬＦの干渉計の光路長が長い側が、ＴＩＬＦ２７−１−１−１、２７−１−１−２、２７−１−１−３に関しては下側、ＴＩＬＦ２７−２−１−１、２７−２−１−２、２７−２−１−３、２７−２−２−１、２７−２−２−２、２７−２−２−３に関しては上側となっている。これはこれら干渉計の配置が、実際には回路チップ上で九十九折に配置されており、これら干渉計の光路長が長い側が常に九十九折の曲がりの外側になるようにレイアウトしている為である。この様にレイアウトすることで、チップサイズを小さくすることができる。

この分配部は、全て入力側のＰＬＣチップ（ＰＬＣ−Ｉ）上に作製されている。ＴＩＬＦ内の可変光移相器は、熱光学移相器を用いている。熱光学移相器は、導波路クラッド上に設けた薄膜ヒータによって局所的に導波路の温度を制御し、熱光学効果により薄膜ヒータ直下の導波路の屈折率、即ち導波光の位相を制御するものである。また、入力ポートには、偏波保持ファイバーを接続している。尚、各ＴＩＬＦを構成している３ｄＢ光カプラは、波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）設計とした。

次に、光変調器アレイ部の構成について詳しく説明する。光変調器アレイは、４つのネストＭＺＩ変調器（ＱＰＳＫ変調器）１−１〜１−４からなる。図３３に示すように、ＱＰＳＫ変調器でデータ変調を行う変調用光移相器はＬＮ基板上に作製され、３ｄＢ光カプラやバイアス制御行うための可変光移相器１２−４−１〜１２−４−１６、また、各子ＭＺＩからの出力光の相対位相を調整する可変光移相器１２−３−１〜１３−３−８は、ＰＬＣチップ（ＰＬＣ−ＩやＰＬＣ−Ｏ）上に作製されている。これらの可変光移相器も熱光学移相器を用いている。尚、ＬＮチップにはＸカット基板を用いており、データ変調を行う変調用光移相器の中心電極は、図３Ｂに示したように、子ＭＺＩの間に配置されている。ＱＰＳＫ変調器のＩｃｈとＱｃｈの子ＭＺＩからの信号光を相対位相差９０°に調整して合成する為のπ／２光移相器は、熱光学移相器を調整することによって実現している。尚、可変光移相器１２−４−１〜１２−４−１６や可変光移相器１２−３−１〜１２−３−８は、今回、ＰＬＣ−Ｏ側に設けたが、ＰＬＣ−Ｉ側に設けてももちろん良い。ＱＰＳＫ変調器の子ＭＺＩを構成している３ｄＢ光カプラ、及び、親ＭＺＩの入力側の３ｄＢ光カプラは、Ｙ分岐導波路で構成している。親ＭＺＩの出力側の３ｄＢ光カプラは波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）とした。

このＷＩＮＣの出力は２ポートあるが、一方は、集約部である可変カプラＶＣへ接続し、もう一方は、モニタ出力とした。このモニタは、ＱＰＳＫ変調器毎に用意されているので、各ＱＰＳＫ変調器の動作点バイアス調整やＩｃｈ／Ｑｃｈ間の位相調整のためのモニタとして用いることができる。更に、ＱＰＳＫ変調器を通してではあるが、分配部の出力ポートをモニタしていることになるので、ＴＩＬＦの分波状態や、ＴＩＬＦをカプラとして動作させている時の分岐比モニタとしても用いることができる。このモニタをもちいることで、出力ポートからの信号光をモニタする場合と比べて、これら調整を非常に効率良く行うことができる。

次に、集約部の構成について詳細に説明する。本構成では、図２７に記載した集約部形態１の構成から、可変カプラ外にある可変光移相器を全て省いた構成としている。このように図２７記載の可変光移相器１２−１−１、１２−１−２や可変光移相器１２−２−１〜１２−２−４を省いても、図３３のＱＰＳＫ変調器内の可変光移相器１２−３−１〜１２−３−８を組み合せて駆動することで代用することができる。例えば、可変光移相器１２−２−１に該当する箇所の位相をΔφ動かしたい場合は、その上流にある可変光移相器１２−３−１、１２−３−２を同時にΔφ動かせば、実質的に変光移相器１２−２−１で位相をΔφ動かしたことになる。可変光移相器１２−３−１、１２−３−２が元々それぞれψ_１，ψ_２に設定されていた場合には、それぞれψ_１＋Δφ，ψ_２＋Δφに設定し直せば良い。可変光移相器１２−１−１で位相をΔφ動かしたい場合も、同様にその上流にある可変光移相器１２−３−１〜１２−３−４を同時にΔφ動かせば良い。他の可変光移相器に関しても同様である。このように可変光移相器を省く構成にすることで回路長を短くしている。

この集約部は、図３３に示す通り全て出力側のＰＬＣチップ（ＰＬＣ−Ｏ）上に作製されている。可変カプラＶＣ２５−１−１、２５−２−１、２５−２−２は可変光移相器を介して２個の３ｄＢ光カプラを接続したマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ）になっている。これらの可変光移相器も熱光学移相器を用いている。また、この３ｄＢ光カプラは通常の方向性結合器とした。通常の方向性結合器の場合、結合率はそれなりの波長依存性を持つ。方向性結合器が波長依存性を持ち、結合率が３ｄＢ即ち５０％からずれると、一般に、可変光移相器をどのように設定しても、ＶＣ全体として高い結合比（例えば、１：０等）の特性を得ることができなくなる。然しながら、今回、これらＶＣで必要な結合率は、１：１、或いは２：１であり、それ程大きな比率を必要としない。このような条件下では、方向性結合器で一般に生じる波長依存性は、通信波長帯（１５２０〜１６２０ｎｍ）の範囲では問題の無いレベルであるので、小型で且つ低損失特性が得られる通常の方向性結合器を今回用いている。

ＰＬＣチップは、火炎堆積（ＦＨＤ）法等のガラス膜堆積技術と反応性イオンエッチング（ＲＩＥ）等の微細加工技術の組み合わせを用いて作製した。具体的には、シリコン基板上に下部クラッド層となるガラス膜を堆積／透明化し、引き続き、屈折率がクラッド層よりもやや高いコア層を堆積した。そして、光導波回路となるコアパターンを微細加工技術によりパターン化し、上部クラッド層となるガラス膜を堆積／透明化することで埋め込み型の光導波路を作製した。最後に、上部クラッド表面に薄膜ヒータとなる金属を真空蒸着法等で堆積し、これを微細加工技術でパターン化し、熱光学移相器を装荷した。

導波路のコアとクラッドの比屈折率差は１.５％である。チップサイズはＰＬＣ（Ｉ）で約１４×３６ｍｍ、ＰＬＣ（Ｏ）で約７×３１ｍｍあった。尚、図中には示していないが、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンがチップ上に形成されている。

ＬＮチップは、Ｘカット基板上に形成された２対８組の合計１６本の位相変調アレイで構成されている。位相変調アレイの各導波路はチタン拡散法により作製し、図３Ａ、Ｂに示すように、各対の導波路間上部に中心電極を形成し、各対の周囲にはＧＮＤ電極を形成することで、進行波電極を構成している。尚、図３３には示していないが、図３Ａ、Ｂに示すように、各進行波電極へは変調信号を伝搬させる為の高周波配線パターンがチップ上に形成されている。

本実施例の変調器は、これらのＰＬＣチップ及びＬＮチップを端面接続し、ＰＬＣ−Ｉの入力ポート、ＰＬＣ−Ｏの出力ポートに、それぞれ、偏波保持光ファイバー、通常のシングルモード光ファイバーを接続し、チップ全体を高周波パッケージに収納実装して作製した。

作製した変調器に、図９Ｂに示した波長可変光源アレイ４個と光カプラからなるマルチサブキャリア光源を接続し、変調動作の確認を行った。各波長可変光源の発光周波数間隔、即ち、サブキャリア間隔は２５ＧＨｚである。データ変調を行う８本の変調用光移相器中心電極には、ＰＮ＝１１段の擬似ランダム（ＰＲＢＳ）ＮＲＺ電気信号を、８本それぞれ異なる遅延を与えた上で、入力した。変調シンボルレートは２５Ｇｂａｕｄである。従って、サブキャリア間隔とシンボルレートが等しいので、複数サブキャリア光を用いて本変調器で発生する光信号はＯＦＤＭ信号となる。

４サブキャリアＱＰＳＫ変調信号を発生する場合は、上記マルチサブキャリア光源から本変調器に４サブキャリア光ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４を入力する。ＴＩＬＦ２７−１−１−１はこれらサブキャリア光を、ｆ１、ｆ３はＴＩＬＦ２７−１−１−２側へ、ｆ２、ｆ４はＴＩＬＦ２７−１−１−３側への２群に分ける分波器として動作させる。ＴＩＬＦ２７−１−１−２はｆ１、ｆ３に対して透過、ｆ２、ｆ４に対して遮断するフィルタとして動作させ、ＴＩＬＦ２７−１−１−３はｆ２、ｆ４に対して透過、ｆ１、ｆ３に対して遮断するフィルタとして動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−１−１はｆ１、ｆ３を、ｆ１はＴＩＬＦ２７−２−１−２側へ、ｆ３はＴＩＬＦ２７−２−１−３側へ、分ける分波器として動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−１−２はｆ１に対して透過、ｆ３に対して遮断するフィルタとして動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−１−３はｆ３に対して透過、ｆ１に対して遮断するフィルタとして動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−２−１はｆ２、ｆ４を、ｆ２はＴＩＬＦ２７−２−２−２側へ、ｆ４はＴＩＬＦ２７−２−２−３側へ、分ける分波器として動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−２−２はｆ２に対して透過、ｆ４に対して遮断するフィルタとして動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−２−３はｆ４に対して透過、ｆ２に対して遮断するフィルタとして動作させる。４つのＱＰＳＫ変調器１−１〜１−４は、それぞれＱＰＳＫ変調器として動作させる。ＶＣ２５−１−１、２５−２−１、２５−２−２は全て５０％結合に調整する。尚、実際のデバイスの伝搬損失のバラツキ等や、各サブキャリア光の光パワーレベルのバラツキがある場合には、これらＶＣの結合率を微妙に調整して、各サブキャリア信号のレベルを揃える様にしてももちろん良い。

出力された信号光の光スペクトルを図３４Ａの上図に示す。尚、マルチキャリア光源でサブキャリアを１波ずつ発光させた時の出力信号光のスペクトルも合わせて重ねて示す。また、サブキャリアを１波ずつ発光させた時の出力信号光の信号コンスタレーション、即ち各サブキャリアの信号コンスタレーションを図３４Ａの下図に示す。このように、良好な４サブキャリアＱＰＳＫ変調信号が発生できていることが分かる。

２キャリア１６ＱＡＭ変調信号を発生する場合は、上記マルチサブキャリア光源から本変調器に２サブキャリア光ｆ１，ｆ２を入力する。ＴＩＬＦ２７−１−１−１はこれらサブキャリア光を、ｆ１はＴＩＬＦ２７−１−１−２側へ、ｆ２はＴＩＬＦ２７−１−１−３側へ、に分ける分波器として動作させる。ＴＩＬＦ２７−１−１−２はｆ１に対して透過、ｆ２に対して遮断するフィルタとして動作させ、ＴＩＬＦ２７−１−１−３はｆ２に対して透過、ｆ１に対して遮断するフィルタとして動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−１−１はｆ１において２：１カプラとなるように動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−１−２，２７−２−１−３は共にｆ１に対して最大透過となるように動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−２−１はｆ２において２：１カプラとなるように動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−２−２、２７−２−２−３はｆ２に対して共に最大透過となるように動作させる。ＱＰＳＫ変調器は、ＱＰＳＫ変調器１−１と１−２、ＱＰＳＫ変調器１−３と１−４をそれぞれ組にして１６ＱＡＭ変調器として動作させる。ＶＣ２５−１−１は５０％結合に調整する。ＶＣ２５−２−１、２５−２−２は２：１カプラになるように調整する。ＱＰＳＫ変調器１−１で生成される電界強度が２であるＱＰＳＫ信号（大ＱＰＳＫ信号）と、ＱＰＳＫ変調器１−２で生成される電界強度が１であるＱＰＳＫ信号（小ＱＰＳＫ信号）の相対位相関係は、可変光移相器１２−３−１と１２−３−２を同時に、或いは、可変光移相器１２−３−３と１２−３−４を同時に変化させることで調整する。ＱＰＳＫ変調器１−３での大ＱＰＳＫ信号とＱＰＳＫ変調器１−２での小ＱＰＳＫ信号の相対位相関係に関しても同様に可変光移相器１２−３−５と１２−３−６を同時に、或いは、可変光移相器１２−３−７と１２−３−８を同時に変化させることで調整する。

出力された信号光の光スペクトル、及び、各サブキャリアの信号コンスタレーションを図３４Ｂに示す。このように、良好な２サブキャリア１６ＱＡＭ変調信号が発生できていることが分かる。

１キャリア２５６ＱＡＭ変調信号を発生する場合は、上記マルチサブキャリア光源から本変調器にサブキャリア光ｆ１のみを入力する。ＴＩＬＦ２７−１−１−１はｆ１において４：１カプラとなるように動作させる。ＴＩＬＦ２７−１−１−２、２７−１−１−３は共にｆ１に対して最大透過となるように動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−１−１、ＴＩＬＦ２７−２−２−１はｆ１において共に２：１カプラとなるように動作させる。ＴＩＬＦ２７−２−１−２、２７−２−１−３、２７−２−２−２、２７−２−２−３は共にｆ１に対して最大透過となるように動作させる。ＱＰＳＫ変調器は、４つのＱＰＳＫ変調器を組にして２５６ＱＡＭ変調器として動作させる。ＶＣ２５−１−１は４：１カプラになるように、ＶＣ２５−２−１、２５−２−２は２：１カプラになるように調整する。各ＱＰＳＫ変調器で生成されるＱＰＳＫ信号間の相対位相関係は、可変光移相器１２−３−１と１２−３−２、１２−３−３と１２−３−４、１２−３−５と１２−３−６、１２−３−７と１２−３−８を組にして変化させることで調整する。

出力された信号光の光スペクトルは図３４Ｂ上図のｃｈ１のみのスペクトルとほぼ同様のスペクトルが得られた。但し、信号コンステレーションに関しては、１６行１６列の信号点と考えられる図が得られたものの、２５６ＱＡＭ信号になると、駆動電気信号自体の品質、即ち雑音の影響が見えてくるため、ぼやけたコンステレーションとなった。これは原理的な問題ではないので、駆動電気信号自体の品質を向上させた評価系で動作を行えば改善する。

以上のように、キャリア数と多値数が異なる信号光、即ち、占有帯域幅とＳＮＲ劣化耐力の異なる複数の変調フォーマットの信号光を、同一の変調器で動的に切り替えて発生させることができた。

＜フォーマット可変変調器２＞
実施例１の変型版として、集約部の構成を集約部実施形態６の構成としたのが、実施例２である。本集約部の構成を図３５に示す。尚、分配部や光変調器アレイ部の構成及び動作は実施例１と同じである。本集約部は、分配部形態６と分配部形態７を組み合せた構成を、入出力を入れ替え、集約部として用いている。

初段目であるＴＩＬＦ５７−２−１、５７−２−２には、分配部形態６で示した可変カプラ内蔵単純ＭＺＩ型のＴＩＬＦを用い、最終段であるＴＩＬＦ５７−１−１には、分配部形態７で示した可変カプラ内蔵ラティス型のＴＩＬＦを用いている。これらＴＩＬＦの基本的な動作の考え方は、分配部形態６と分配部形態７で示した説明と同じであり、分岐／分波を、それぞれ合流／合波に読み替えて考えればよい。

４キャリア時には、ＴＩＬＦ５７−２−１をＱＰＳＫ変調器１−１からのキャリア周波数ｆ１の信号光とＱＰＳＫ変調器１−２からのキャリア周波数ｆ３の信号光を合波させる合波器、ＴＩＬＦ５７−２−２をＱＰＳＫ変調器１−３からのキャリア周波数ｆ２の信号光とＱＰＳＫ変調器１−４からのキャリア周波数ｆ４の信号光を合波させる合波器、ＴＩＬＦ５７−１−１をＴＩＬＦ５７−２−１からのキャリア周波数ｆ１，ｆ３の信号光とＴＩＬＦ５７−２−２からのキャリア周波数ｆ２，ｆ４の信号光を合波させる合波器として動作させる。２キャリア時には、ＴＩＬＦ５７−２−１をＱＰＳＫ変調器１−１からのキャリア周波数ｆ１の信号光とＱＰＳＫ変調器１−２からのキャリア周波数ｆ１の信号光を２：１の比率で合流させ１６ＱＡＭ信号を合成させる合流器、ＴＩＬＦ５７−２−２をＱＰＳＫ変調器１−３からのキャリア周波数ｆ２の信号光とＱＰＳＫ変調器１−４からのキャリア周波数ｆ２の信号光を２：１の比率で合流させ１６ＱＡＭ信号を合成させる合流器、ＴＩＬＦ５７−１−１をＴＩＬＦ５７−２−１からのキャリア周波数ｆ１の信号光とＴＩＬＦ５７−２−２からのキャリア周波数ｆ２の信号光を合波させる合波器として動作させる。１キャリア時には、ＴＩＬＦ５７−２−１をＱＰＳＫ変調器１−１からのキャリア周波数ｆ１の信号光とＱＰＳＫ変調器１−２からのキャリア周波数ｆ１の信号光を２：１に比率で合流させ１６ＱＡＭ信号を合成させる合流器、ＴＩＬＦ５７−２−２をＱＰＳＫ変調器１−３からのキャリア周波数ｆ１の信号光とＱＰＳＫ変調器１−４からのキャリア周波数ｆ１の信号光を２：１の比率で合流させ１６ＱＡＭ信号を合成させる合流器、ＴＩＬＦ５７−１−１をＴＩＬＦ５７−２−１からのキャリア周波数ｆ１の信号光とＴＩＬＦ５７−２−２からのキャリア周波数ｆ１の信号光を４：１の比率で合流させ２５６ＱＡＭ信号を合成させる合流器として動作させる。

いずれの場合も合波器として動作させる場合には、キャリア周波数では原理損失を生じずに信号を集約することができる。また、合波の際には信号光の高調波をカットする効果が得られる。

本集約部の構成では、ＴＩＬＦ５７−２−１、５７−２−２には可変カプラ内蔵単純ＭＺＩ型を、ＴＩＬＦ５７−１−１には可変カプラ内蔵ラティス型のＴＩＬＦを用いているが、これは回路サイズと合波動作時の透過特性のバランスを取ったためである。ＴＩＬＦ５７−１−１は、偶数チャンネルと奇数チャンネルを交互にインターリーブ合波する為に、切れの良いフィルタ特性にした方が良いので、透過周波数特性の矩形度に優れる可変カプラ内蔵ラティス型のＴＩＬＦを用いた。一方、ＴＩＬＦ５７−２−１、５７−２−２では、隣接チャンネル同士を合波するのではなく１チャンネルスキップしたチャンネルを合波する為、フィルタ特性の切れはそれ程求められないので、回路サイズが小さくて済む可変カプラ内蔵単純ＭＺＩ型のＴＩＬＦを用いた。

この様に、本実施形態では、集約部の回路構成が実施形態１と比べてやや複雑になるもののマルチキャリア時には、損失が低く、且つ、各キャリア信号間で信号高調波に起因するクロストークが少ないというメリットが得られる。

尚、クロストークを低減させるという観点では、最終段であるＴＩＬＦ５７−１−１が大きな役割を果たしている。これは、集約部形態５で述べたように隣接チャンネルの信号からのクロストークの影響が一番大きいからである。従って、損失に関してあまり考慮しなくて良いのであれば、最終段以外のＴＩＬＦ、本実施例ではＴＩＬＦ５７−２−１、５７−２−２、を集約部形態１で示した可変光カプラを用いても良い。この場合、一部の合波動作時に損失が犠牲になるが、ＴＩＬＦを可変光カプラに置き換えた分、回路サイズは小さくできる。このように、要求仕様に応じて、各集約部形態を織り交ぜた構成にしても勿論良い。

＜偏波多重機能付きフォーマット可変変調器＞
実施例３として作製した偏波多重機能付きフォーマット可変変調器の構成を図３６に示す。本実施例では、前述の実施形態のうち、Ｍ＝４とし、分配部の構成は形態１の単純ＭＺＩ型とし、集約部の構成は集約部形態１の可変カプラ型とし、光変調器アレイ部は単ＭＺＩ型のＢＰＳＫ変調器を基本構成とし、これらを２系統集積し偏波多重を行う構成としている。従って、本変調器は、偏波多重４キャリアＢＰＳＫ変調、偏波多重２キャリアＱＰＳＫ変調、偏波多重１キャリア１６ＱＡＭ変調の３種類の変調器として用いることができる。本変調器も石英系平面光波回路（ＰＬＣ）とＬＮ変調アレイを組み合せた複合集積技術を適用して実現した。また、ＬＮチップ基板も実施例１と同じようにＸカット基板を用いている。

本構成でも、実施例１と同じように分配部の各ＴＩＬＦは低クロストーク特性が得られる２段構成にした。図中では、２段構成をまとめてＴＩＬＦとして符号付けをしている。

偏波多重信号を生成する場合は、通常、変調器を２セット分レイアウトし、この２個の変調器の出力光を直交偏波関係で偏波多重する。よって、基本的には単偏波での変調器２個に、ＣＷ入力光をこれら２個の変調器に分配する光カプラ、及び、偏波回転器と偏波合成カプラが必要な構成要素になる。従って、今回のフォーマット可変変調器に関しても同様に、フォーマット可変変調器が２セット必要となるが、本実施例では各要素の接続関係を工夫することにより、分配部のＴＩＬＦを単偏波分の１セットのみに抑える構成とした。具体的には、ＣＷ入力光を２系統に分配する光カプラを、分配部の前ではなく、分配部の後、即ち、光変調器アレイの前に配置した。図３６を見て分かるように、入力光は直ぐにＴＩＬＦで構成される分配部に入力され、この分配部で、分波或いは分岐された後に、４つの分配カプラで分配され、ＢＰＳＫ変調器に入力されている。８個あるＢＰＳＫ変調器は、ＢＰＳＫ変調器５０−１、５０−３、５０−５、５０−７がＸ偏波用、ＢＰＳＫ変調器５０−２、５０−４、５０−６、５０−８がＹ偏波用と、Ｘ偏波信号用とＹ偏波信号用が上から交互に並べられている。ここで、Ｘ偏波信号用とＹ偏波信号用の変調器は共にＸカット基板を用いた変調器なので、これら変調器を通過している時点での信号光はいずれも基板に対して水平な偏波方向（ＴＥ偏波）で伝搬していることに注意されたい。これらの信号は合流用３ｄＢカプラやＶＣで合波或いは合流された後、偏波回転器により、Ｙ偏波用の信号光は偏波方向を基板に対して垂直な方向（ＴＭ偏光）に変換されて、偏波合成カプラにより、もう一方のＸ偏波用信号光と多重されて出力される。

このように、入力ＣＷ光をＸ偏波信号用とＹ偏波信号用の２系統に分配する光カプラ（各偏波信号分配用３ｄＢ光カプラ）を、分配部と光変調器アレイ部の間に配置することにより、この分配光カプラの数は多くなるものの、分配部をＸ偏波信号用とＹ偏波信号用で共用化し、分配部の数を１セットのみに抑えることができた。分配光カプラの面積に比べると、ＴＩＬＦ等で構成される分配部の面積は桁違いに大きいので、大幅にレイアウト面積を削減できる。また、各種変調フォーマットを切り替える際に分配部のＴＩＬＦ等は前述のように可変移相器を複数個所動作させるが、分配部の数が１セットで済むという事は、この動作箇所も増えないということを意味するので、動作制御が簡単になり、また消費電力も低減できるというメリットも得ることができる。

集約部では、Ｘ偏波信号用とＹ偏波信号用の２系統の回路が編みこまれるようにレイアウトされている。可変光カプラＶＣ２５−１からはＸ偏波用の変調信号光が、可変光カプラＶＣ２５−２からはＹ偏波用の変調信号光が出力され、偏波回転器、偏波合成カプラを経て、これらの信号光が偏波多重されて出力される。

尚、Ｘ偏波信号用とＹ偏波信号用の２系統の光回路をレイアウトする方法としては、図３１Ａの方法以外の方法も可能である。例えば、図３７に示すように、ＢＰＳＫ変調器５０−１〜５０−４をＸ偏波信号用に、ＢＰＳＫ変調器５０−５〜５０−８をＹ偏波信号用にして、前述の４つの分配光カプラの出力を相互に編みこんで、これらＢＰＳＫ変調器に接続し、Ｘ偏波信号用集約部とＹ偏波信号用集約部は単純に上下に並べるレイアウトがある。また、別のレイアウト方法として、図３８に示すように、ＢＰＳＫ変調器５０−１、５０−２、５０−５、５０−６をＸ偏波信号用に、ＢＰＳＫ変調器５０−３、５０−４、５０−７、５０−８をＹ偏波信号用にして、分配光カプラ４９−１、４９−２の出力を編みこんで、分配光カプラ４９−３、４９−４の出力を編みこんで、Ｘ偏波信号用集約部とＹ偏波信号用集約部は合流用３ｄＢ光カプラとＶＣの間でのみ編みこむレイアウトなどがある。いずれの方法もＸ偏波信号用ＢＰＳＫ変調器とＹ偏波信号用ＢＰＳＫ変調器の並ぶ順番が変わるだけで、光回路としての接続関係は変わらないので、機能的には同じ構成である。

尚、図３７，３８では、作図上、各偏波信号分配用３ｄＢ光カプラと各ＢＰＳＫ変調器までの導波路長が各経路で異なっているように見えるが、実際のレイアウトでは等長になるように設計している。厳密に言えば、ＴＩＬＦの経路長は短アーム側で計算して、本変調器の入力ポートから出力ポートまでの距離が、ＢＰＳＫ変調毎の各経路で同じになるように設計している。実施例１、２や実施例３の図３６に示した構成に関してももちろん、この等長設計を行っている。

ＴＥ偏波光をＴＭ偏波光に変換する偏波回転器には、主軸を４５°傾けた薄膜の半波長板を用いている。４５°の半波長板を透過する各偏波の光は、ポアンカレ球上で見てみると４５°直線偏波軸であるＰＱ軸で半回転した位置に偏波変換される。従って、ＴＥ偏光はＴＭ偏光に、ＴＭ偏光はＴＥ偏光に変換されるのでＴＥ／ＴＭ変換器として動作する。半波長板は、導波路を横切る溝に挿入し屈折率整合した接着剤にて固定してある。尚、導波路を横切る溝は半波長板での反射が戻り光として伝搬するのを防ぐ為に８度傾けて作製してある。尚、ＰＬＣ−Ｉに入力する信号光はＴＥ偏光となるように偏光保持入力ファイバーの角度を調整してある。

偏波合成カプラには、２個の光カプラに挟まれた２本のアーム導波路の一方に応力解放溝が掘られた干渉計を用いている。ガラスの高温透明化工程を経た石英系導波路は、シリコン基板と石英ガラスの熱膨張係数差に起因して、一般に強い圧縮応力が生じており、これにより複屈折Ｂが生じている。応力解放溝部では応力解放により複屈折Ｂが非常に小さい値になっていることから、応力解放溝の長さ、及び、干渉計の導波路長差を調整することで、偏波合成カプラを構成している干渉計アームの光路長差を、例えば、ＴＥ偏光に対しては等長の光路長差に、ＴＭ偏光に対しては半波長の光路長差に設計することができる。このように設計された干渉計では、ＴＥ偏光とＴＭ偏光は別ポートに伝搬するため、上側入力ポートに入力されたＴＥ偏光の信号光と下側入力ポートに入力されたＴＭ偏光を共に出力ポートに出力することができる。従って、このような干渉計は偏波合成カプラとして動作する。

可変光移相器として用いる熱光学移相器の薄膜ヒータの両側のクラッドには熱光学移相器の消費電力を低減する為の断熱溝を設けた（図３６〜３８では、図示を省略してある）。尚、図中には示していないが、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンがチップ上に形成されている。

各チップの作製方法、チップ接続実装方法等の作製方法は、実施例１と同様である。

本実施例でも、図９Ｂに示したマルチキャリア光源を使用して変調動作の確認を行った。各波長可変光源の発光周波数間隔、即ち、キャリア間隔は５０ＧＨｚにした。データ変調を行う８本の変調用光移相器中心電極には、ＰＮ＝１１段の擬似ランダム（ＰＲＢＳ）ＮＲＺ電気信号を、８本それぞれ異なる遅延を与えた上で、入力した。変調シンボルレートは２５Ｇｂａｕｄである。従って、キャリア間隔がシンボルレートの２倍あるので、本実施例で動作確認する光信号は普通のＦＤＭ信号となる。尚、今回の変調シンボルレートは評価装置の都合上２５Ｇｂａｕｄとしたが、今回のキャリア間隔５０ＧＨｚの場合、前述のようにＯＦＤＭ信号となる５０Ｇｂａｕｄまでの変調シンボルレートまで高速化しても各キャリアの信号の独立性を保つことができるので、例えば、１００Ｇ伝送で用いられている３２Ｇｂａｕｄのシンボルレートで変調を行うことももちろん可能である。

４キャリアＢＰＳＫ変調信号を発生する場合は、上記マルチキャリア光源から本変調器に４キャリア光ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４を入力する。実施例１の４キャリア時と同様の動作により、ＴＩＬＦ２７−１−１はこれらキャリア光をｆ１、ｆ３はＴＩＬＦ２７−２−１側へ、ｆ２、ｆ４はＴＩＬＦ２７−２−２側への２群に分ける分波器として動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−１はｆ１、ｆ３をｆ１は分配用３ｄＢカプラ４９−１側へ、ｆ３は分配用３ｄＢカプラ４９−２側へ、分ける分波器として動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−２はｆ２，ｆ４を、ｆ２は分配用３ｄＢカプラ４９−３側へ、ｆ４は分配用３ｄＢカプラ４９−４側へ、に分ける分波器として動作させる。８つのＢＰＳＫ変調器は、それぞれＢＰＳＫ変調器として動作させる。ＶＣ２５−１、ＶＣ２５−２は共に５０％結合に調整する。

本変調器から出力された信号光をバルクのＰＢＳでＸ偏波信号のみ切り出して観測した光スペクトルを図３９Ａの上図に、各キャリアの信号コンスタレーションを図３９Ａの下図に示す。バルクＰＢＳでＹ偏波のみ切り出して観測した場合も同様の測定結果が得られた。このように、良好な偏波多重４キャリアＢＰＳＫ変調信号を生成できていることが分かる。

２キャリアＱＰＳＫ変調信号を発生する場合は、上記マルチキャリア光源から本変調器に２キャリア光ｆ１，ｆ２を入力する。実施例１の２キャリア時と同様の動作により、ＴＩＬＦ２７−１−１はこれらキャリア光を、ｆ１はＴＩＬＦ２７−２−１側へ、ｆ２はＴＩＬＦ２７−２−２側へ、に分ける分波器として動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−１はｆ１において３ｄＢカプラとなるように動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−２はｆ２において３ｄＢカプラとなるように動作させる。ＢＰＳＫ変調器は、ＢＰＳＫ変調器５０−１と５０−３、ＢＰＳＫ変調器５０−２と５０−４、ＢＰＳＫ変調器５０−５と５０−７、ＢＰＳＫ変調器５０−６と５０−８をそれぞれ組にしてＱＰＳＫ変調器として動作させる。ＶＣ２５−１、ＶＣ２５−２は共に５０％結合に調整する。

出力された信号光のＸ偏波信号の光スペクトル、及び、各サブキャリアの信号コンスタレーションを図３２Ｂに示す。Ｙ偏波の場合も同様の測定結果が得られた。このように、良好な偏波多重２キャリアＱＰＳＫ変調信号を生成できていることが分かる。

１キャリア１６ＱＡＭ変調を発生する場合は、上記マルチキャリア光源から本変調器にキャリア光ｆ１のみを入力する。ＴＩＬＦ２７−１−１はｆ１において２：１カプラとなるように動作させ、ＴＩＬＦ２７−２−１、ＴＩＬＦ２７−２−２はｆ１において３ｄＢカプラとなるように動作させる。ＢＰＳＫ変調器は４つのＢＰＳＫ変調器５０−１、５０−３、５０−５、５０−７で一組、５０−２、５０−４、５０−６、５０−８で一組にして２組の１６ＱＡＭ変調器として動作させる。ＶＣ２５−１、ＶＣ２５−２は２：１カプラになるように調整する。

ＢＰＳＫ変調器５０−１、５０−３で構成されるＱＰＳＫ変調器で生成される電界強度が２であるＱＰＳＫ信号（大ＱＰＳＫ信号）と、ＢＰＳＫ変調器５０−５、５０−７で構成されるＱＰＳＫ変調器で生成される電界強度が１であるＱＰＳＫ信号（小ＱＰＳＫ信号）の相対位相関係は、可変光移相器１２−１と１２−３を同時に、或いは、可変光移相器１２−５と１２−７を同時に変化させることで調整する。同様にＢＰＳＫ変調器５０−２、５０−４で構成されるＱＰＳＫ変調器で生成される大ＱＰＳＫ信号と、ＢＰＳＫ変調器５０−６、５０−８で構成されるＱＰＳＫ変調器で生成される小ＱＰＳＫ信号の相対位相関係は、可変光移相器１２−２と１２−４を同時に、或いは、可変光移相器１２−６と１２−８を同時に変化させることで調整する。

出力された信号光のＸ偏波信号の光スペクトル、及び、各サブキャリアの信号コンスタレーションを図３９Ｃに示す。Ｙ偏波の場合も同様の測定結果が得られた。このように、良好な偏波多重１キャリア１６ＱＡＭ変調信号を生成できていることが分かる。

以上のように、本実施例でも、キャリア数と多値数が異なる信号光、即ち、占有帯域幅とＳＮＲ劣化耐力の異なる複数の変調フォーマットの信号光を、同一の変調器で動的に切り替えて発生させることができた。

尚、本実施例では、偏波合成器の実現には、応力解放溝を用いた複屈折調整を利用したが、これ以外の例えば、導波路幅を横方向に広くして扁平な導波路構造にした場合に生じる構造複屈折を利用する方法や、また半波長板を主軸０°、或いは９０°の角度で導波路に挿入することで半波長板自身の複屈折を利用する方法を用いても良い。また、３ｄＢの原理損失を許容すれば通常の３ｄＢ光カプラで代用しても良い。但し、偏波合成器を用いた方が、この原理損失を回避できるほか、前述の偏波回転器で回転し切れなかった偏波成分を偏波合成器で除去でき、偏波クロストークを低減できるので、通常は偏波合成器を用いた方が良い。

以上の実施例では、ＬＮチップにはＸカット基板を用いたが、Ｚカット基板を用いた構成としても良い。この場合、信号電極の数がＸカット基板を用いた場合と比べると倍になる。また、分極反転構造をもつＺカット基板を用いても良い。この場合は、信号電極の数はＸカット基板を用いた場合と同じで済む。

また、以上の実施例では、複合集積の組み合わせとして、ＬＮ導波路と石英系ＰＬＣ導波路の組み合わせで説明しているが、これは、ＬＮ導波路は高いＥＯ効果を持ち高速変調器の主流導波路技術であり、また、石英系導波路は受動導波路としては最も低損失な導波路であり、この組み合せが、複雑な変調器を低損失に実現する組み合わせとして優れているからである。しかしながら、他の材料系の導波路、例えば、ＥＯ効果をもつ導波路系として多元系酸化物材料や半導体材料等を用いた導波路と、受動導波路としてシリコンや高分子材料を用いた導波路の組み合わせ、或いは、ＥＯ効果をもつ導波路単体でモノリシックに構成しても、もちろん、本実施例等で示した効果が同様に得られることに変わりは無いことを付記しておく。

更には、変調器の構成要素は空間系デバイスでも実現できることから、空間系のデバイス要素で構成してももちろん良いことも付記しておく。

１、１ａ、１ｂ、１−１〜１−４ ＱＰＳＫ変調器（ネストＭＺＩ変調器）
２、２ａ〜２ｄ、２−１〜２−Ｎ、２（Ｉ）、２（Ｑ） 駆動データ電気信号
３ 差動出力駆動回路
４ 上側変調用光移相器
５ 下側変調用光移相器
６ 入力ＣＷ光
７、７ａ〜７ｊ ３ｄＢ光カプラ
８、８−１、８−２ 出力光信号
９ Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器
１０ Ｑｃｈ用ＭＺＩ変調器
１１、１１ａ、１１ｂ π／２光移相器
１２、１２ａ〜１２ｌ、１２−１〜１２−８、１２−１−１〜４−１６ 光位相調節器（可変光移相器）
１３、１３−１〜１３−４ 単ＭＺＩ変調器（位相変調器、ＰＳＫ変調器）
１４ ＺカットＬＮ基板
１５ 導波路
１６ 高周波中心電極
１７ ＧＮＤ電極
１８ 導波路コア
１９ 分極方向
２０ ＸカットＬＮ基板
２１ 終端抵抗
２２、２２ａ、２２ｂ ２：１光カプラ
２３、２３−１−１〜２３−２−２ インターリーブ光フィルタ（ＩＬＦ）
２４ 可変１×Ｍ分波フィルタ
２５、２５−１〜２５−３、２５−１−１〜２５−４−２、２５−１−１−１〜２５−１−１−３ 可変光カプラ
２６ ２キャリアＣＷ光
２７、２７−１−１〜２７−２−２、２７−１−１−１〜２７−２−２−３ 可変インターリーブ光フィルタ（ＴＩＬＦ）
２８ 分配部
２９ 光変調器アレイ
３０ 集約部
３１ 光分波／光分岐切替可能回路
３２ 可変合流回路、または、光分波／光合流切替可能回路
３３−１〜３３−Ｎ 光変調手段
３４ 波長可変種光源
３５ 正弦波信号
３６ キャリア光出力
３７ａ〜３７ｄ 波長可変光源
３８ 光カプラ
３９ １×Ｍカプラ
４０ Ｍアレイ遅延線
４１ 多段Ｍ×Ｍカプラ
４２、４２−１−１〜４２−２−２ １×２光スイッチ
４３ ４３−１−１〜４３−２−２ ２×１光スイッチ
４４ 入力光信号
４５、４５−１−１〜４５−３−４ 可変減衰器
４６、４６−１〜４６−４ 光モニタ
４７ Ｍ×１カプラ
４８、４８−１〜４８−８ データ変調用電極
４９、４９−１〜４９−４ 各偏波信号分配用３ｄＢ光カプラ
５０、５０−１〜５０−８ ＢＰＳＫ変調器
５１、５１−１〜５１−４ 合流用３ｄＢ光カプラ
５２ 偏波回転器（半波長板）
５３ 偏波合成カプラ
５４ 応力開放溝
５５、５５−１〜５５−４ ＯｎＯｆｆ光スイッチ
５６、５６−１〜５６−２ 高周波除去フィルタ
５７、５７−１−１〜５７−２−２ 可変カプラ内蔵型ＴＩＬＦ

Claims (14)

1. 光変調器であって、
   光分波機能と光分岐機能を切り替えることができる光分波／光分岐切替可能回路からなる分配部と、
   該分配部に接続された光変調器アレイと、
   該光変調器アレイに接続され、合流比率を変えられる合流比率可変合流回路、及び／又は、光合波機能と光合流機能を切り替えることができる光合波／光合流切替可能回路からなる集約部と
   からなることを特徴とする光変調器。
2. 前記光分波／光分岐切替可能回路、及び／又は、前記光合波／光合流切替可能回路が合分波特性を変えられる可変フィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 請求項２記載の可変フィルタが、可変インターリーブフィルタ、或いは、複数の可変インターリーブフィルタをツリー状、又は、逆ツリー状に接続した構成である、ことを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
4. 請求項３記載の可変インターリーブフィルタが１入力２出力インターリーブフィルタの２出力にそれぞれ１入力１出力インターリーブフィルタを接続して構成されていること、又は、該構成の入出力を入れ替えた構成であることを特徴とする請求項３に記載の光変調器。
5. 請求項２記載の可変フィルタが、Ｍ＝２^ｎ（ｎは自然数）において、
   １入力Ｍ出力光カプラと、
   Ｍ経路の遅延回路と、
   該遅延回路からの経路に対して２^ｎ−１個の２入力２出力光カプラがｎ段備えられ、ｋ段目ｊ番（ｋは１〜ｎの整数、ｊは１〜２^ｎ−１の自然数）の該光カプラはＸ番目の経路とＹ番目の経路を結合し、各段の間には各経路の相対位相を調整する光位相調節器を備えたＭ入力Ｍ出力光カプラと、
   からなること、又は、該構成の入出力を入れ替えた構成であること、ここで、
   

   

   ただし、（ｊ−１）ｄｉｖ２^ｎ−ｋと（ｊ−１）ｍｏｄ２^ｎ−ｋはそれぞれ、（ｊ−１）を２^ｎ−ｋで割った商と、余りであることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
6. 前記光分波／光分岐切替可能回路、及び／又は、前記光合波／光合流切替可能回路が、光カプラと遅延線からなる干渉計型フィルタを含み、該光カプラの少なくとも一部が結合率可変の光カプラであり、該結合率を調整することで一部の遅延線を通る光をゼロにして干渉機能を消失させ、分波機能を分岐機能、又は、合波機能を合流機能に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
7. 前記光分波／光分岐切替可能回路、及び／又は、前記光合波／光合流切替可能回路が、光合分波器と、分岐比／合流比固定或いは可変の光分岐器／合流器と、該光合分波器と該光分岐器／合流器を選択切り替えする光スイッチと、からなることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
8. 前記光分波／光分岐切替可能回路が、１入力２出力の可変光カプラをツリー状に接続した構成からなり、該可変光カプラの一方の出力には２入力１出力の光スイッチが挿入され、該光スイッチの他方の入力ポートが前記分配部の他の入力ポートであること、を特徴とする請求項１に記載の光変調器。
9. 前記合流比率可変合流回路が可変光カプラであることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
10. 請求項９記載の可変光カプラが、複数の２入力１出力可変カプラを逆ツリー状に接続してなることを特徴とする請求項９に記載の光変調器。
11. 請求項１０記載の可変光カプラが、最終段の２入力１出力可変カプラの入力に、１入力１出力の可変インターリーブフィルタを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の光変調器。
12. 請求項９記載の可変光カプラが、Ｍ入力のカプラであり、
    Ｍ＝２^ｎ（ｎは自然数）、該Ｍ入力の経路に対して２^ｎ−１個の２入力２出力光カプラがｎ段備えられ、ｋ段目ｊ番（ｋは１〜ｎの整数、ｊは１〜２^ｎ−１の自然数）の該光カプラはＸ番目の経路とＹ番目の経路を結合し、各段の間には各経路の相対位相を調整する光位相調節器を備えたＭ入力Ｍ出力光カプラと、
    Ｍ入力１出力光カプラと、
    からなり、ここで
    

    

    ただし、（ｊ−１）ｄｉｖ２ ^ｋ−１ と（ｊ−１）ｍｏｄ２ ^ｋ−１ はそれぞれ、（ｊ−１）を２ ^ｋ−１ で割った商と、余りであることを特徴とする請求項９に記載の光変調器。
13. 前記分配部に出力光を２系統に分配する光カプラが接続され、分配された２系統それぞれに前記光変調器アレイが接続され、該２系統の光変調器アレイにそれぞれ前記集約部が接続され、該集約部の一方に出力光の偏波方向を他方の出力光の偏波方向に直交する偏波に変換する偏波回転器が備えられ、前記集約部からの出力光を合波する光カプラからなることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
14. 発生させるキャリア光出力のキャリア数を変更可能なマルチキャリア光源と、
    前記マルチキャリア光源から発生される前記キャリア光出力を入力して変調する請求項１乃至１３のいずれかに記載の光変調器と
    を備えたことを特徴とする光送信機。

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