JP5868341B2 - 光合分波器 - Google Patents

Description

本発明は光合分波器に関し、より詳細には周波数に対して周期的な透過特性を持ち、かつ、通過帯域幅が広帯域な光合分波器に関するものである。

１．合分波器技術について
波長多重（Wavelength Division Multiplexing ：ＷＤＭ）通信を支えるキーデバイスの一つに、光合分配器がある。光合分波器の実現形態には、回折格子やレンズ等を用いる空間光学型、紫外光照射により光ファイバーにブラッグ回折格子を形成したファイバー型、平面基板上で作製された導波路を用いた導波回路型がある。これらの中で、導波回路型は微細加工技術を用いて作製されるので小型集積性や量産性に優れるといった特長がある。導波回路型の合分波器の具体的な回路構成には、アレイ導波路格子（Arrayed-waveguide Grating：ＡＷＧ）、ラティス型インターリーブフィルタ（Interleave Filter：ＩＬＦ）等がある。

図１は、従来のＡＷＧ分波器の構成を示す図である。ＡＷＧ分波器１００は、図１に示すように、入力導波路１０１、分岐用スラブ導波路１０２、一定の導波路長差ΔＬを持つアレイ導波路１０３、集光用スラブ導波路１０４、各出力導波路１０５〜１０９からなる。分岐用スラブ導波路１０２に接続されているアレイ導波路１０３の各導波路端は、入力導波路１０１がスラブ導波路１０２に接続されている位置を中心とした同心円状の位置に、且つ、アレイ導波路１０３の各導波路間が等ピッチになる位置に置かれている。同様に、集光用スラブ導波路１０４に接続されているアレイ導波路１０３の各導波路端は、中心ポートとなる出力導波路１０７（中心出力導波路）が集光用スラブ導波路１０４に接続されている位置から等距離Ｒの位置に、且つ、アレイ導波路１０３の各導波路間が等ピッチｐになる位置に置かれている。なお、本回路は入出力を逆に用いれば合波器になる。

入力導波路１０１に入力された光は、分岐用スラブ導波路１０２で分岐されてアレイ導波路１０３の各導波路に入射され、各導波路でそれぞれ一定の遅延を受けた後に、集光用スラブ導波路１０４において相互に干渉し合い、波長毎に出力導波路１０５〜１０９の中の特定の出力導波路の位置に焦点を結び、分波される。導波路の実効屈折率をｎとすると、アレイ導波路１０３のｋ番目の導波路を経由して中心出力導波路１０７に伝搬する光とアレイ導波路１０３のｋ＋１番目の導波路を経由する光の光路長差はｎ・ΔＬになる。従って、ｍを整数（回折次数と呼ばれる）とすると、ｍ・λ＝ｎ・ΔＬを満足する波長λの光は、干渉の結果、中心出力導波路の位置で強め合うので、中心出力導波路に出力される。一方、別の出力導波路１０５、１０６、１０８、１０９（非中心出力導波路）では集光用スラブ導波路１０４において非中心出力導波路からアレイ導波路１０３の各導波路端までの距離が等距離ではなく約δＬ＝ｐ・ｑ／Ｒずつ異なっている。ここで、ｑは出力導波路中の各出力導波路１０５〜１０９のスラブ導波路１０４の端に沿った位置座標であり、中心出力導波路の位置がゼロ、正の方向は短いアレイ導波路に近い側である。従って、この距離差を考慮したｍ・λ’＝ｎ・（ΔＬ＋δＬ）を満足する波長λ’の光が非中心出力導波路には集光される。このようにして、各出力導波路には異なった波長の光が分波される。

ここで示したＡＷＧ合分波器１００の構成は最も基本的な構成であり、その通過域の波長特性／周波数特性は、ガウス関数的な形状の透過特性になる。しかしながら、合分波器透過に伴う信号歪みを避ける為には、合分波器の周波数特性は必要信号帯域内の信号スペクトル電力をそのまま透過する平坦な特性であることが望ましい。ＡＷＧ合分波器において通過域を平坦化する手法には各種の方法がある。例えば、非特許文献１に記載の同期マッハツェンダー型ＡＷＧでは、通過域の平坦化の為にＡＷＧ合分波器の入力導波路側にＡＷＧの合分波動作に同期して干渉するマッハツェンダー干渉計（同期ＭＺＩ）を付加している。同期ＭＺＩの繰り返し周波数、即ちフリースペクトルレンジ（Free Spectral Range：ＦＳＲ）は、ＡＷＧ合分波器の合分波するチャンネルの周波数間隔に合わせてあり、同期ＭＺＩを通った入力光の分岐用スラブ導波路での出射中心位置は周期的に僅かに変化する。この出射位置の周期的な移動により、集光用スラブ導波路における出力導波路での集光位置が周波数に対して線形に移動するのではなく、チャンネル間隔に合わせて階段状に移動し、その結果、通過域特性が平坦になる。実際に作製された同期ＭＺＩ付きＡＷＧでは、１００ＧＨｚのチャンネル間隔設計に対して０.５ｄＢ通過帯域幅が６９ＧＨｚ以上得られ、通常のＡＷＧ合分波器と比べて大幅に平坦度の高い通過域特性が得られている。

非特許文献２に記載のラティス型ＩＬＦ分波器２００の構成例を、図２（ａ）に示す。この光回路は、光カプラ２０１と一定の経路長差をもつ遅延回路からなるマッハツェンダー干渉計（Mach-Zhender Interferometer：ＭＺＩ）を複数段縦列接続したラティス型干渉計（非特許文献３）の一種である。１段目から（Ｎ−１）段目までのＭＺＩにおける遅延回路２１１〜２１３の経路長差は２ΔＬ、最終段であるＮ段目のＭＺＩにおける遅延回路２１４の経路長差はΔＬになっており、最終段ＭＺＩの後段の光カプラ２０２の結合率は５０％になっている。この様な構成のラティス型ＩＬＦ分波器２００は、ｃを光速、ｎを光の経路となる導波路の実効屈折率とすると、フリースペクトルレンジＦＳＲ＝ｃ／（ｎ・ΔＬ）で繰り返す周期的な周波数特性を持つと同時に、一方の出力ポート（出力ポート１）への伝達特性をＧ（ｆ）、他方の出力ポート（出力ポート２）への伝達特性をＨ（ｆ）とすると、

の特性を持つ（非特許文献４）。即ち、一方の出力ポート１への伝達特性を繰り返し周期の半分ずらした周波数強度特性が、他方の出力ポート２への伝達関数の周波数強度特性に一致する特性になり、各光カプラの結合率、及び、各段のＭＺＩの位相差を適切に設計することで、本回路は、奇数チャンネルをポート１へ、偶数チャンネルをポート２へといった具合に櫛歯状に合分波を行うＩＬＦ分波器として動作する。また、ラティス型干渉計は、段数が多いほど、より設計自由度が増し、通過域の矩形度が高い透過特性を得ることができる。

非特許文献２では、図２（ｂ）に示すようにトータルのＭＺＩの段数を３段としたラティス型ＩＬＦ合分波器２５１を基本回路にして、この基本回路を更に二分木状に２段接続した構成としており、この構成でチャンネル間隔５０ＧＨｚに対して０.５ｄＢ通過帯域幅が３３ＧＨｚ以上のＩＬＦ分波器を実現することができている。

ラティス型ＩＬＦ合分波器には、この構成のほかに、図３に示すように、非特許文献５に記載されているラティス型ＩＬＦ合分波器３００のような、ＭＺＩの導波路長差をそれぞれΔＬ（３１１）、２ΔＬ（３１２）、４ΔＬ（３１３）とした類似の特殊解構成もある。この構成においても、上述の図２に記載のラティス型ＩＬＦ合分波器２００の構成での特性とほぼ同様の平坦な通過域特性が得られている。

２．マルチキャリア変復調技術について
シングルモード光ファイバーを用いた長距離光伝送において、伝送速度を向上させるには、主に、変調シンボル速度の高速化、変調シンボルの多値化、偏波多重化、及び光マルチキャリア化等の方法がある。現在、実用化が進んでいる長距離１００Ｇ伝送では、多値変調技術の一種である４相位相変調（Quadrature Phase-Shift Keying ：ＱＰＳＫ変調）方式と多重技術の一種である偏波多重方式を用い、変調シンボル速度を約３２Ｇｂａｕｄにすることで１チャンネル当たり１２８Ｇｂｐｓの高速伝送を実現している。

１００Ｇ伝送を超える４００Ｇ或いは１Ｔ伝送といった次世代の高速伝送では、光の搬送キャリアを複数用いる光マルチキャリア方式が有望視されている。これまで行われてきた変調シンボル速度の高速化や変調シンボルの多値化といった方法では、更なる変調速度向上が難しいためである。変調シンボル速度高速化は、変復調器におけるＥＯ変換／ＯＥ変換速度や、上記１００Ｇ伝送で取り入られたデジタル信号処理速度で制限され、飛躍的な改善は難しい。変調多値数増加は、信号対雑音比劣化耐力とのトレードオフ、即ち伝送距離とのトレードオフの関係にあり、これもむやみに多値数を上げることは難しい。これに対し、光マルチキャリア方式は、一種の波長多重技術／周波数多重技術であり、光の搬送キャリアをサブチャンネルとして増やすことで伝送レートを上げているので、変調シンボル高速化や多値化の課題を回避することが出来る。

図４は、非特許文献６、及び７に記載の代表的な光マルチキャリア方式の送受信機４００・４５０の概略構成を、信号の様子を記した挿絵と共に示したものである。光マルチキャリア送信機４００は、ＣＷ（Continuous Wave）光源４０１、マルチキャリア発生器４０２、キャリア分離器４０３、キャリア毎の変調器４０４、合流カプラ４０５からなる。変調器４０４には、例えば偏波多重ＱＰＳＫ信号等が発生できる偏波多重ＩＱ変調器等が用いられる。ＩＱ変調器は、ベクトル変調器とも呼ばれ、２系統（ＩｃｈとＱｃｈ）の２値信号で駆動することでＱＰＳＫ信号を生成できるだけでなく、２系統の多値電気信号で駆動することで直交位相振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation ：ＱＡＭ変調）を行うことができる。ＣＷ光源４０１からの波長λ_０の光は、マルチキャリア発生器４０２により、一定周波数間隔Δｆの複数のＣＷ光からなるキャリア光群（波長λ_１〜λ_４）に変換される。これらのキャリア光群は、キャリア分離器４０３でキャリア毎の単一周波数ＣＷ光に分波され、各変調器４０４でサブチャンネルとしてそれぞれ変調された後に、合流カプラ４０５により合流されて複数キャリアから成る信号光となる。ＣＷ光源の発振波長を変えることで任意の波長群のマルチキャリア信号光を生成することができる。

光マルチキャリア受信機４５０は、分岐カプラ４５１、キャリア毎の復調器４５２、信号処理回路４５３からなる。復調器４５２には、例えば上記の偏波多重ＱＰＳＫ信号や直交位相振幅変調信号を復調できるコヒーレント検波器が用いられる。入力されたマルチキャリア信号光は、分岐カプラ４５１で分岐された後に、各復調器４５２でキャリア毎即ちサブチャンネル毎にベースバンド信号に復調される。なお、全てのサブチャンネルの信号光が各復調器４５２に入力されることになるが、コヒーレント検波器では、光電変換後の低域通過フィルタ電気回路等によって、局発光源発振波長に一致するサブチャンネルのみを選別復調することが可能なので、復調器４５２への全サブチャンネル一括受光に起因する隣接サブチャンネルのクロストークの問題は原理的には生じない。

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上述の受信機において分岐カプラを用いて各復調回路に信号を分配する方法は、波長依存性が無い、及び、簡便な回路で実現可能等の利点がある反面、本質的に損失を伴うという点で問題がある。特に扱う光キャリア数が多い場合には、分岐数、即ち分岐損失もそれに伴って大きくなるので、大きな問題になる。同様に、送信機における合流カプラを用いて各キャリアの信号光を集約する場合においても、損失増大が問題となる。

この損失の問題を回避する方法として、図５に示す光マルチキャリア送受信機５００・５５０ように、光マルチキャリア送受信機４００・４５０の分岐カプラの代わりに光信号分波器４０６を、合流カプラの変わりに光信号合波器４５４を用いる（光マルチキャリア送受信機５００・５５０）ことが考えられる。しかしながら、光マルチキャリア送受信機内でサブチャンネル合分波に用いる光信号合分波器４０６・４５４には、（１）低損失であること、（２）周回動作すること、（３）キャリアピッチ、即ち、合分波チャンネル間隔に対して出来るだけ広く平坦な通過域が得られること、（４）多ポート化が可能であること、の少なくとも４つの要件を満たすことが求められる。参考までに合流カプラ／分岐カプラを光信号合分波器として用いる従来構成に対してこれら要件の合否をみてみると、合流カプラ／分岐カプラは、多ポート時に原理的に損失が大きくなる為、多ポート時における低損失性に問題があると共に、この損失増加問題によって多ポート化そのものに対しても実質的な制約が生じるので、（１）及び（４）の要件を満たしていない、と言える。

周回動作とは、連続したＭ波の波長チャンネルλ_１〜λ_Ｍをポート１〜ポートＭから合波するＭ波合波器、或いは、ポート１〜ポートＭへ分波するＭ波分波器において、隣接して連続するＭ波の波長チャンネルλ_Ｍ＋１〜λ_２Ｍもポート１〜ポートＭに対して合分波、更に隣接して連続するＭ波についても同様、といった具合に周回的に波長チャンネルを合分波する動作のことである。前述のように、一般的に、送受信機は固定波長ではなく任意波長での動作が望まれる。その為、Ｍ波長の光マルチキャリア送受信機内で用いる信号合分波器には、任意のＭ連続の波長チャンネルを合分波できる能力、即ち周回動作が求められる。例えば、４キャリアの波長可変マルチキャリア送受信機の場合、送受信するサブチャンネルの波長の組み合わせは、λ_１〜λ_４の場合もあれば、λ_５〜λ_８やλ_３〜λ_６のこともあり、信号合分波器には任意の４連続サブチャンネルを合分波できる能力が求められる。

ＡＷＧ合分波器は、低損失性と多ポート化については問題が無く、通過域広平坦性に関しても同期マッハツェンダー型ＡＷＧ構成を用いることで問題を解決できるが、周回動作に関しては二つの観点で問題がある。

一つ目は、周回動作を行う設計にするとポート間で損失偏差が生じるという問題である。ＡＷＧ合分波器においても、アレイ導波路の光路長差ｎ・ΔＬによって定まるＦＳＲを、キャリア数とキャリア周波数間隔の積に一致するように設計すれば、概ね周回動作を行うことができる。しかし、このような設計を行った場合は、端の分波ポートの損失が真中の分波ポートの損失と比べて原理的に３ｄＢ大きくなる。これは干渉用スラブ導波路において、アレイ導波路から出力導波路に向かって放射される光がガウス分布となり、スラブ導波路に接続されている出力導波路の中で端に配置されている出力導波路に向かう光のパワーが弱いことに起因する。

二つ目の問題は、ＡＷＧ合分波器の周回動作の周波数周期が厳密には出力ポートによって異なるという問題である。前述のように各出力導波路において、スラブ導波路を含めた各アレイ導波路間の光路長差はｎ・（ΔＬ＋ｐ・ｑ／Ｒ）になる。ここで、ｐはそれぞれ干渉スラブ導波路におけるアレイ導波路ピッチ、Ｒはアレイ導波路と中心出力導波路の距離、ｑは該当出力導波路のスラブ導波路端に沿った位置座標であり、中心出力導波路の位置がゼロ、正の方向は短いアレイ導波路に近い側である。従って、各出力導波路における周回動作周期ＦＳＲ_ＡＷＧは、ＦＳＲ_ＡＷＧ＝ｃ／｛ｎ・（ΔＬ＋ｐ・ｑ／Ｒ）｝となり、出力導波路に依存して異なった値になる。一方、平坦特性を得る為に付加されている同期ＭＺＩの特性繰り返し周期ＦＳＲ_ＭＺＩは、ＦＳＲ_ＭＺＩ＝ｃ／（ｎ・ΔＬ_ＭＺＩ）である。ここでｎ・ΔＬ_ＭＺＩは、同期ＭＺＩの光路長差であり、Ｍポートの同期マッハツェンダー型ＡＷＧの場合は、ΔＬ_ＭＺＩ＝Ｍ・ΔＬで設計を行う。従って、中心出力導波路ではＦＳＲ_ＡＷＧ＝Ｍ・ＦＳＲ_ＭＺＩとなる。これは周回動作時に、ＡＷＧ側の特性が１回繰り返されたときに、同期ＭＺＩの特性がぴったり整数Ｍ回繰り返されることを意味するので、全ての周波数域で完全に同期を取ることができる。然しながら、中心導波路以外ではこの同期関係が成り立たず、ＡＷＧ側の特性が１回繰り返されたときに、同期ＭＺＩの特性が非整数回繰り返されることになる為、設計中心周波数の周期以外の周回周期においては、同期ＭＺＩとＡＷＧの特性に周波数ズレが生じる。このズレは、周回動作を繰り返し、設計中心周波数からずれた周波数域になるにつれて、より顕著になる。同期マッハツェンダー型ＡＷＧでは、付加されている同期ＭＺＩとＡＷＧが同期動作を行うことで平坦特性を得ているので、このような動作のズレは、透過特性のスペクトル形状に対して致命的な影響を与える。

ラティス型ＩＬＦ合分波器は、低損失性、通過域の広帯域平坦性、周回動作に関しては問題ないが、多ポート化に関しては問題がある。ラティス型ＩＬＦ合分波器はそもそも２ポート回路であり、多ポート回路ではない。ラティス型ＩＬＦ合分波器を用いて多ポートの合分波器を構成する手法としては、２ポート回路であるラティス型ＩＬＦ合分波器を基本回路としてツリー状に多段に接続する方法、即ち、合分波周波数ピッチがΔｆ，２Δｆ，…，２^Ｎ−１・Δｆと異なるラティス型ＩＬＦ合分波器を複数用意し、これらを二分木形態でＮ段接続する方法が考えられる。図６は、ラティス型ＩＬＦ合分波器を複数二分木接続により多ポート化した場合の構成を示す図である。しかしながら、図６のように、単純に複数のラティス型ＩＬＦ合分波器６０１〜６０７を多段に接続する方法は、回路規模を単純に増大させてしまうと共に、回路長の長延化による伝搬損失増加を招くので好ましくない。

以上のように、従来の合分波器では、光マルチキャリア送受信機内に用いる光信号合分波器に必要な要件である低損失性、周回動作、通過域の広帯域平坦性、多ポート化を満足することができないという問題があった。

本発明は、このような問題を鑑みてなされたもので、その目的とするところは、低損失性、通過域の広帯域平坦性に優れ、周回動作、多ポート化が可能な合分波器を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の光合分波器は、光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成された（Ｎ−１）段のラティス型２光束干渉計と、前記ラティス型２光束干渉計に接続された２組の１×（Ｍ／２）光カプラと、前記１×（Ｍ／２）光カプラの出力に接続されて経路長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路と、前記Ｍアレイ遅延回路に接続されたＭ×Ｍ’光カプラとを備えることを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記Ｍ×Ｍ’光カプラは、ｍ段接続されたＭ／２アレイの２×２光カプラの組み合わせで構成され、前記ｋ段目ｊ番（ｋは１〜ｍの整数、ｊは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ_２（Ｍ））の２×２光カプラがｘ番目の経路とｙ番目の経路を結合し、前記ｘの値は

でありｙの値は

であり、（ｊ−１）div ２^ｍ−ｋと（ｊ−１）mod ２^ｍ−ｋはそれぞれ（ｊ−１）を２^ｍ−ｋで割った商と余りを表すことを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記Ｍアレイ遅延回路は、ｊ、ｋ（ｋは１〜ｍの整数、ｊは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ_２（Ｍ））をパラメータとして

で指定されるｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路において、両遅延経路の経路長差が２^ｍ−ｋ・ΔＬであることを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記ラティス型２光束干渉計のｑ段目の２光路遅延回路の経路長差が２^ｑ−２・Ｍ・ΔＬになっている、又は、２^{Ｎ―ｑ−１}・Ｍ・ΔＬになっていることを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記ラティス型２光束干渉計の２光路遅延回路の経路長差がＭ・ΔＬの整数倍であり、前記Ｍアレイ遅延回路の遅延経路長が長い方からＭ／２番目の遅延経路と一番短い遅延経路との経路長差がＭ・ΔＬ／２であり、前記Ｍ×Ｍ’光カプラの１段目の光カプラが５０％結合の光カプラであることを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記ラティス型２光束干渉計の１段目の２光路遅延回路の経路長差がＭ・ΔＬ／２であり、前記ラティス型２光束干渉計の１段目の光カプラが５０％結合の光カプラであり、前記ラティス型２光束干渉計の２段目以降の２光路遅延回路の経路長差がＭ・ΔＬの整数倍であり、前記Ｍアレイ遅延回路の遅延経路長が長い方からＭ／２番目の遅延経路と一番短い遅延経路との経路長差がＭ・ΔＬの整数倍であることを特徴とする。

本発明の光合分波器は、光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成された（Ｎ−１）段のラティス型２光束干渉計と、前記ラティス型２光束干渉計に接続された２組の１×２出力光カプラと、前記２組の１×２出力光カプラに接続された４アレイ遅延回路と、前記４アレイ遅延回路に接続された４×４光カプラと、４×４光カプラに接続された４組の１×（Ｍ／４）光カプラと、前記４組の１×（Ｍ／４）光カプラに接続された２組の（Ｍ／２）アレイ遅延回路と、前記２組の（Ｍ／２）遅延回路に接続された２組の（Ｍ／２）×（Ｍ／２）出力光カプラとを備えることを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記光合分波器の分波ポートに、光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成されたＮ段のラティス型２光束干渉計が接続されていることを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記光合分波器の各分波ポートに接続されているラティス型２光束干渉計の分散特性は、それぞれ前記各分波ポートで得られる前記光合分波器の分散特性の正負を逆にした特性であることを特徴とする。

本発明の光合分波器は、光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成された（Ｎ−１）段の第１のラティス型２光束干渉計と、前記第１のラティス型２光束干渉計に接続された２組の光カプラと、前記２組の光カプラに接続された第２および第３のラティス型２光束干渉計と、前記第２、第３のラティス型２光束干渉計に接続された４組の１×（Ｍ／２）光カプラと、前記４組の１×（Ｍ／２）光カプラに接続された２組のＭアレイ遅延回路と、前記２組のＭアレイ遅延回路に接続された２組のＭ×（Ｍ／２）光カプラと、前記第２、第３のラティス型２光束干渉計の任意の段で前記第２と第３のラティス型２光束干渉計の２光束のそれぞれの経路を結合する２組の光カプラとを備えることを特徴とする。

また、本発明の光合分波器の前記１×（Ｍ／２）光カプラ又は前記Ｍ×Ｍ’光カプラの少なくともひとつがＭＭＩ型の光カプラで構成されていることを特徴とする。

本発明のマルチキャリア光送信機はマルチキャリア光信号を送信し、電気信号を光信号に変換する複数の送信器と、前記送信器から出力される個別キャリア信号光を合波して前記マルチキャリア光信号にする合波器とを備え、前記合波器が前記光合分波器であることを特徴とする。

また、本発明のマルチキャリア光受信機は、マルチキャリア光信号を受信し、光信号を電気信号に変換する複数の受信器と、前記マルチキャリア光信号を分波して前記受信器へ入力する個別キャリア信号光にする分波器とを備え、前記分波器が前記光合分波器であることを特徴とする。

また、本発明のマルチキャリア光送信機の合波器の分散特性は、前記マルチキャリア光受信機の分波器の対応する各分波ポートの分散特性の正負を逆にした特性であることを特徴とする。

本発明によれば、低損失性、通過域広帯域平坦性や通過域設計自由度に優れ、周回動作、多ポート化が可能な合分波器をコンパクトな回路構成で実現することができる。

従来のＡＷＧ型合分波器を示す図である。 非特許文献２に記載の、従来のラティス型ＩＬＦ号分波器を示す図である。 非特許文献５に記載の従来の類似構成のラティス型ＩＬＦ号分波器を示す図である。 非特許文献６及び７に記載の、光マルチキャリア送受信機の構成例（４キャリアでの例）を示す図である。 図４に記載の送受信機の光カプラを、合分波器に置き換えた送受信機を示す図である。 複数二分木接続により多ポート化したラティス型ＩＬＦ合分波器を示す図である。 各種光カプラの構成の等価交換を示す図である。 本発明に係る合分波器の第１の実施形態を示す図である。 第１の実施形態の合分波器の等価回路構成を示す図である。 第１の実施形態の合分波器の等価回路の設計パラメータの一例を示す表である。 第１の実施形態の合分波器の等価回路の計算透過特性（ＩＬＦ単独）を示す図表である。 第１の実施形態の合分波器の等価回路の計算透過特性（ＩＬＦ補正）を示す図表である。 第１の実施形態の合分波器の基本要素回路を抽象化した等価変換則を示す図である。 第１の実施形態の合分波器の基本要素回路を抽象化した等価変換則を示す図である。 第１の実施形態の合分波器の基本要素回路を抽象化した等価交換則を示す図である。 第１の実施形態の合分波器の構成の等価変換を示す図である。 第１の実施形態の合分波器の設計パラメータの一例を示す表である。 第１の実施形態の合分波器の計算透過特性（Ｎ＝３）を示す図表である。 第１の実施形態の合分波器の計算透過特性（段数依存）を示す図表である。 本発明に係る合分波器の第２の実施形態を示す図である。 第２の実施形態の合分波器の設計パラメータの一例を示す表である。 第２の実施形態の合分波器の計算透過特性を示す図表である。 本発明に係る合分波器の第３の実施形態を示す図である。 第３及び第４の実施形態の合分波器の設計パラメータの一例を示す表である。 第３、第４及び第５の実施形態の合分波器の計算透過特性を示す図表である。 本発明に係る合分波器の第４の実施形態を示す図である。 第４の実施形態の合分波器の等価回路構成を示す図である。 本発明に係る合分波器の第５及び第７の実施形態を示す図である。 第５の実施形態の合分波器の設計パラメータの一例を示す表である。 Ｍ＝６の場合の合分波器の構成の一例を示す図である。 本発明に係る合分波器の第６の実施形態を示す図である。 第６の実施形態の合分波器の等価回路構成を示す図である。 第６の実施形態の合分波器の設計パラメータの一例を示す表である。 第６の実施形態の合分波器の計算透過特性を示す図表である。 第７の実施形態の合分波器の設計パラメータの一例を示す表である。 第７の実施形態の合分波器の計算透過特性を示す図表である。 第３、及び第７の実施形態の合分波器を対にして送信機、受信機に用いた本発明のマルチキャリア伝送システムの構成及び、その時のシステム全体での計算透過特性を示す図表である。 ラティス型ＩＬＦにおける入出力ポートと分散特性／分波ｃｈの関係を示す図である。 本発明に係る合分波器の第８の実施形態を示す図である。 第８の実施形態の合分波器の設計パラメータの一例を示す図表である。 第８の実施形態の合分波器の計算透過特性を示す図表である。 本発明に係る合分波器の第９の実施形態を示す図である。 第９の実施形態の合分波器の等価回路構成を示す図である。 第９の実施形態の合分波器の基本要素回路を抽象化した等価変換則を示す図である。 第９の実施形態の合分波器の回路構成を変形した回路構成を示す図である。 本発明に係る合分波器の第１０の実施形態を示す図である。 ＭＭＩカプラを用いた任意結合比カプラの構成例を示す図である。 ＭＭＩ構成での１×ｍカプラ、及びその等価回路を示す図である。 ＭＭＩ構成でのＭ×Ｍカプラ、及びその等価回路を示す図である。 Ｍ×Ｍカプラ入出力間の相対位相関係を示す図表である 第１０の実施形態の合分波器の設計パラメータを示す図表である。 第１０の実施形態の合分波器の計算透過特性を示す図表である。 ラティス型回路部の方向性結合器に関する等価交換を示す図である。 本発明の合分波器の第１の実施例の構成を示す図及びパラメータを示す表である。 第１の実施例の合分波器の回路レイアウト構成を示す図である。 第１の実施例の合分波器の計算透過特性を示す図表である。 第１の実施例の合分波器の実測分波特性を示す図表である。 第１の実施例の合分波器の実測通過域詳細特性を示す図表である。 第１の実施例の合分波器の高域ブースト設計における設計特性を示す図表である。 第１の実施例の合分波器の高域ブースト設計における実測特性を示す図表である。 本発明の合分波器の第二の実施例の構成を示す図及びパラメータを示す表である。 第２の実施例の合分波器の回路レイアウト構成を示す図である。 第２の実施例の合分波器の設計特性を示す図表である。 第２の実施例の合分波器の実測特性を示す図表である。

本願発明の実施形態を説明する前に、幾つかの構成要素の形態について予め述べておく。

図７は、各種光カプラ構成の等価変換を示す図である。光カプラの構成には、方向性結合器やマルチモード干渉計（Multimode Interference：ＭＭＩ）型、或いは、後述の実施例で用いている波長無依存カプラ（Wavelength Insensitive Coupler：ＷＩＮＣ）と呼ばれるＭＺＩの一種で構成された光カプラ（非特許文献８）など幾つかの構成が知られているが、基本的にはいずれの構成を用いても構わない。方向性結合器ではバー経路に対するクロス経路の相対位相がπ／２遅れ、マルチモード干渉計ではπ／２進むなど、細かな点で異なるが、これらの相対位相を補正することで、相互に置き換えることができる。例えば、図７（ａ）での３ｄＢカプラの例では、方向性結合器で構成される３ｄＢカプラを、前後に±π／２の移相器７０３、７０４を設けたＭＭＩカプラ７０２に置き換えても、同じ透過特性を得ることができる。本実施形態では、特に断りが無ければ基本的に方向性結合器を用いた場合で説明を行っていく。

また、以下の実施形態では、１入力２出力分岐器、或いは、２入力１出力合流器には、主にＹ分岐回路を用いた場合で説明を行っていくが、２入力２出力光カプラを用いて１ポートを未接続とした構成を用いてもよい。但し、２入力２出力光カプラを用いる場合は、上述のように、ポート間でπ／２の相対位相ズレが生じるので、この補正を行なう。具体的には、図７（ｂ）に示すように、Ｙ分岐カプラ７１１を有する１入力２出力分岐器は、クロス経路側に、π／２の移相器７１４を設けた３ｄＢ方向性結合器７１３に置き換えることができる。なお、２入力２出力光カプラを用いた場合は、未接続（不要）ポート７１２をモニターポートやテストポートとして活用してもよい。このことについては、固定結合比率の光カプラだけでなく、結合比率可変の可変光カプラについても同様である。

可変光カプラは、二つの２入力２出力３ｄＢ光カプラ７１２、７２３を２個の可変移相器を介して接続したＭＺＩで構成されている。光カプラ７２１をこの可変カプラに置き換える場合の等価変換則を図７（ｃ）に示しておく。この可変移相器の移相量を変えることで、ＭＺＩ全体を光カプラとしてみた場合の結合率を動的に変えることができる。勿論、可変光カプラはこのようなＭＺＩ構成だけでなく、方向性結合器の結合部の屈折率を変えることで結合器としての結合率を変える構成など他の構成を用いてもよい。

また、干渉計中に設けられている移相器は、干渉計の各経路を伝搬する光の相対位相変化を設定する為のものなので、絶対値が重要なのではなく各経路間での相対値が意味をもつ。従って、例えばＡとＢの２経路の干渉計、即ち２光束干渉計において、Ｂ経路の伝搬光の位相変化に対してＡ経路の伝搬光の位相変化をφだけ大きくする場合、Ａ経路にのみ＋φの移相器を設けても良いし、Ａ経路に＋φ／２の移相器を、Ｂ経路に−φ／２の移相器を設けても良い。また、位相量には２πの任意性がある。これらをまとめると、相対位相変化量φを設定する場合、Ａ経路には＋φ＋ψ＋２π・ａの移相器を、Ｂ経路には＋ψ＋２π・ｂの移相器を設ければ良い。ここで、ψは任意数、ａ，ｂは任意整数である。本明細書の説明では、この任意性に関しては特に記載せず、例えば「Ａ経路にのみ＋φの移相器を設ける」といった分かりやすい記載とするが、この任意性が含まれていることを予め断っておく。また、ある一本の経路において伝搬光が受ける位相変化量は経路中の要素で受ける位相変化量の総和になるので、総位相変化量は各要素の順序には依らない。よって、一本の経路中にある移相器や遅延線等の順序は入れ替えることができることも予め断っておく。これら移相器における移相量の相対性や移相器の順序の交換性については、移相量固定の移相器だけでなく、移相量を可変にした可変移相器に関しても勿論当てはまる。

また、移相器の実現手段には、僅かな長さの遅延線を用いるもの、導波媒体の実効屈折率を変えるものなど、幾つかの手段があるがいずれを用いても良い。導波媒体の実効屈折率を変える手段としては、熱光学効果や電気光学効果、光弾性効果等の物理現象による導波媒体を構成する物質の物性屈折率変化を利用しても良いし、導波媒体が導波路である場合は、導波路幅等の導波路サイズや構造を変えることによる構造屈折率変化を利用しても良い。

また、以下で述べる実施形態、実施例では、主に合分波器の合分波数Ｍが２のべき乗（Ｍ＝２^ｍ；ｍは自然数）であるとして例示／説明を行う。これは、本発明の合分波器の構成上、ポート数が２のべき乗であると、全体構成が過不足の無い構成になる為、都合が良いからである。然しながら、ポート数が２のべき乗以外の場合でも、ポート数がＭ’＝２^ｍ’（ここで、ｍ’は、Ｍ＜２^ｍ’である最小の自然数）である構成を基本構成として、一部のポート、及び、この一部のポートのみに関連する回路要素を省く構成とすれば、本発明の構成を適用できる。

また、各種の実施形態、実施例では主に分波器の場合で図示／説明するが、入出力を入れ替えることで、これら実施形態、実施例は合波器／分波器いずれの構成にもなることを予め断っておく。また、本明細書の説明では入出力ポートを一般化して合波ポート、分波ポートという名称を用いることがあるが、分波器では合波ポートは入力ポート、分波ポートは出力ポート、また、合波器ではこの逆で合波ポートは出力ポート、分波ポートは入力ポートのことをそれぞれ指している。

［第１の実施形態：基本形態］
本願発明の第１の実施形態である合分波器８００の構成を図８に示す。本図においては、合分波数、すなわち、分波ポート数Ｍ＝８の場合で図示している。合分波器８００は、光カプラ８０１と経路長差Ｍ・ΔＬの遅延回路８１１〜８１３が交互に多段に接続して構成された（Ｎ−１）段のラティス型２光束干渉計と、この干渉計の出力に接続された２組の１入力（Ｍ／２）出力光カプラ８１４と、この光カプラの出力に接続されて、すべての経路長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路８１５と、この遅延回路に接続されたＭ入力Ｍ出力光カプラ８１６からなる。なお、ΔＬ＝ｃ／（ｎ・Ｍ・Δｆ）（ｃは光速、ｎは経路媒質の実効屈折率、Δｆは合分波周波数間隔）である。Ｍ入力Ｍ出力光カプラ８１６は、ｍ段接続されたＭ／２アレイの２入力２出力光カプラ８０２で構成され、ｋ段目ｊ番（ｋは１〜ｍの整数、ｊは１〜Ｍ／２の自然数）の２入力２出力光カプラ８０２がｘ番目の経路とｙ番目の経路を結合するように接続する。ここで、ｍ＝ｌｏｇ₂（Ｍ）であり、

である。なお、（ｊ−１）div ２^ｍ−ｋは（ｊ−１）を２^ｍ−ｋで割った商を、（ｊ−１）mod ２^ｍ−ｋは（ｊ−１）を２^ｍ−ｋで割った余りを表している。Ｍアレイ遅延回路８１５は、上記ｊ、ｋをパラメータとして上式で指定されるｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路において、両遅延経路の経路長差が２^ｍ−ｋ・ΔＬの関係となるようにする。なお、図８には、Ｍアレイ遅延回路８１５の経路長が下方から上方に向かってΔＬずつ増加している構成を代表例として示している。

なお、ラティス型２光束干渉計各段の２入力２出力光カプラ８０１の前後には、設計に応じて移相器８０３を配置する。同様に、Ｍ入力Ｍ出力光カプラ８１６を構成する２入力２出力光カプラ８０１、８０２の間を接続する経路にも移相器８０４を配置する。なお、図８では、Ｍアレイ遅延回路８１５の前後の移相器を配置していないが、実施例１等で説明するように配置する場合もある。

また、図８では、１入力Ｍ／２出力光カプラ８１４は、複数の１入力２出力光カプラを二分木状に接続して構成しているが、１入力Ｍ／２出力のＭＭＩ型光カプラ等の他の構成でも勿論良い。ＭＭＩ型の光カプラを用いた場合の設計例は、別の実施形態の中で改めて説明する。

合分波器８００の合分波動作を見通し良く理解する為に、まず合分波器８００とは構成が異なるものの透過特性が同じである等価回路９００を用いて、その動作を説明する。合分波器８００の等価回路９００を図９に示す。なお、図９の回路９００が図８に示した合分波器８００と同じ透過特性を持つ等価回路であることの証明については後で説明する。等価回路９００は、ラティス型ＩＬＦ９１０の出力に、複数のＭＺＩ型フィルタ９２０、９３０、９５０、９６０、９７０を二分木状に接続した構成となっている。ラティス型ＩＬＦ９１０の遅延回路の経路長差は、１段目から（Ｎ−１）段目の遅延回路ではＭ・ΔＬ、最終段であるＮ段目の遅延回路では（Ｍ・ΔＬ）／２となっている。合分波最終段のＭＺＩ型フィルタ９４０、９５０、９６０、９７０のＭＺＩ経路長差はΔＬ、最終段側から２段目のＭＺＩ型フィルタ９２０、９３０のＭＺＩ経路長差は２ΔＬとなっている。Ｍ＝８以外の場合も考慮した一般表現をすると、ラティス型ＩＬＦ９１０の出力にＭＺＩ型フィルタが二分木状にｌｏｇ_２（Ｍ／２）段接続され、最終段側からｓ段目のＭＺＩ型フィルタのＭＺＩ経路長差は２^ｓ−１・ΔＬになる。尚、ラティス型ＩＬＦや各ＭＺＩ型フィルタの出力ポート名は、図中には明記していないがいずれの場合も、上方の出力がポートＡ、下方の出力がポートＢであるとする。

このラティス型ＩＬＦ９１０は、各段の光カプラの結合位相角θ_０〜θ_Ｎ、及び移相器の位相シフト量φ_１〜φ_Ｎを適切な値、例えばＮ＝３の場合は図１０（ａ）の表の「単独パターン設定」の欄に示す値、に設定することで、図１１（ａ）に示す計算透過特性を持ち、偶数チャンネルと奇数チャンネルを櫛歯状に合分波する合分波周波数ピッチΔｆのＩＬＦとして動作する。ここで、結合位相角θ_ｉは光カプラの光結合係数を角度表現した量であり、（ｓｉｎ（θ_ｉ））^２が結合率のパワー比、即ちクロス経路へのパワー分配比になる。各ＭＺＩ型フィルタは、移相器９０２の各位相シフト量ψ’_１，１〜ψ’_２，４を例えば図１０（ｂ）の表の「昇順」の欄に示す値に設定することで、図１１（ｂ）及び（ｃ）に示すＳｉｎ形状の計算透過特性を持ち、ＭＺＩ型フィルタ９２０、９３０は合分波周波数ピッチ２ΔｆのＩＬＦ、ＭＺＩ型フィルタ９４０、９５０、９６０、９７０は合分波周波数ピッチ４ΔｆのＩＬＦとして動作する。

即ち、等価回路９００は、全体構成としては図６に示した構成、即ちＩＬＦを二分木状に多段接続した構成になっている。相違点は、図６の２段目以降のＩＬＦに、ラティス型ＩＬＦではなく単純なＭＺＩ型フィルタ９２０、９３０、９４０、９５０、９６０、９７０を適用した点である。単純なＭＺＩ型フィルタを適用することで、多段構成の干渉計フィルタであるラティス型ＩＬＦを適用した場合と比べて回路サイズを削減することが出来る。一方、単純なＭＺＩ型フィルタは、ラティス型ＩＬＦと比べて通過域が平坦ではなく、また、通過域と阻止域の間の急峻性が悪い他、阻止域で十分な消光特性が得られる領域も狭いので、合分波器全体構成としての特性に問題を生じる可能性が懸念される。

しかしながら、通過域と阻止域の間の急峻性は基本的に隣接チャンネル間の問題であるため、隣接チャンネルを合分波する合分波周波数ピッチΔｆのＩＬＦ、即ち図６で示す所の一段目のＩＬＦ６０１が、等価回路９００のようにラティス型ＩＬＦ９１０であれば問題ない。また、通過域の平坦性に関しては、１段目のＩＬＦであるラティス型ＩＬＦ９１０が任意の通過特性を設計しやすいという利点を活かして、２段目以降のＩＬＦであるＭＺＩ型フィルタ９２０、９３０、９４０、９５０、９６０、９７０の特性を補正することで解決できる。ポート数が多い場合、即ち二分木接続の段数が多い場合はＭＺＩ型フィルタを適用したＩＬＦが多くなるが、下段に位置するＭＺＩ型フィルタほど、ＭＺＩ型フィルタのＦＳＲは大きくなり、通過チャンネルにおけるＭＺＩ型フィルタの透過特性は平坦になっていくので、補正すべき量は飽和する傾向にある。また、阻止域の消光特性に関しても、今回想定しているマルチキャリア送受信機で用いられる合分波器では、以下に述べるように大きな消光比の特性を得る必要がないので問題にならない。送信機においては、変調器から出力される送信光信号は基本的にキャリア周波数の周辺にしかスペクトルが広がらないので、合波器の消光特性は隣接のチャンネルで、ある程度の消光比が得られていれば十分である。受信機においては、コヒーレント検波の過程で低域通過の電気フィルタ回路によって、他チャンネルの信号を排除することが可能なので、基本的には分波器が大きな消光比の特性を持つ必要はない。このように等価回路９００は、前述の懸念事項が問題になることは無く、回路サイズ削減のメリットのみを受けることができることがわかる。

上述の通過域平坦化補正を行った場合の、Ｎ＝３におけるラティス型ＩＬＦの光カプラの結合位相角θ_０〜θ_Ｎ、及び移相器の位相シフト量φ_１〜φ_Ｎの設定例を図１０（ａ）の表の「補正パターン設定、昇順」に示し、この設定時のラティス型ＩＬＦの計算透過特性を図１２（ａ）に、等価回路全体の計算透過特性を図１２（ｂ）に、通過域の計算特性の拡大図を図１２（ｃ）の「補正あり」に示す。なお、図１２（ｃ）には、ＭＺＩ型フィルタ部のみを通過したときの計算特性も「ＭＺＩｓ」に示す。更に、通過域平坦化補正を行っていない場合のラティス型ＩＬＦ単独の計算特性を「ＩＬＦ単独」に、その時の等価回路全体の計算特性を「補正なし」に併せて示しておく。このように図１２（ｃ）に示した各特性から、平坦化補正を行っていない場合はＭＺＩ型フィルタの特性の影響で通過域の平坦性がラティス型ＩＬＦ単独の特性と比べて劣化していたものが、平坦化補正を行うことでラティス型ＩＬＦ単独と同等の平坦特性を実現できることが分かる。また、平坦化補正に伴う損失の劣化は０.２ｄＢ程度と僅かであることが分かる。また、図１２（ｂ）と、図１１（ｄ）に示す通過域平坦化補正を行っていない場合の等価回路全体の全ポートの計算特性の比較から、平坦化補正に伴う阻止域の特性差も殆ど無いことが分かる。

このように、本等価回路で示す合分波器は、原理損失が小さく低損失であり、通過域は広帯域で平坦性に優れていることが分かる。また、本回路で用いられているあらゆる干渉計の経路長差がΔＬの整数倍であることから、ＦＳＲ＝ｃ／（ｎ・ΔＬ）での完全周回動作が担保されている。また、上述のように回路サイズの大幅な増加を招くことなく、多ポート化を行うことが可能になっている。

なお、出力ポート番号と出力チャンネルの関係は、ラティス型ＩＬＦのＮ段目の移相器の設定、及び、各ＭＺＩ型フィルタの移相器の設定を変更することである程度、自由に入れ替えることができることを追記しておく。即ち、ラティス型ＩＬＦやＭＺＩ型フィルタは移相器の設定により周波数特性をシフトさせることができるので、各段において出力ポートＡとＢに出力させるチャンネル群を入れ替えることができる。例えば、図１２（ｂ）で示した出力チャンネルのポート番号順は、図１０の表の「降順」欄に示した値に設定することで、図１２（ｄ）に示すように入れ替えることができる。

次に、図９に示した回路９００が図８に示した合分波器８００と同じ透過特性を持つ等価回路であることを説明する。最初に、基本要素回路の交換則について説明する。図１３に基本要素回路を抽象化して表した等価交換則１を示す。図１３（ａ）は２入力２出力要素１３０１の２出力にそれぞれ１入力２出力要素１３０２が接続された回路を示している。ここで、二つの１入力２出力要素１３０２は同一特性とする。一方、図１３（ｂ）は２つの１入力２出力要素１３０２のそれぞれの２出力にそれぞれ２入力２出力要素１３０１が編み込まれる様に接続された回路を示している。ここでも、二つの１入力２出力要素１３０２、二つの２入力２出力要素１３０１はそれぞれ同一特性とする。図において、要素中に記載している行列は、ぞれぞれの要素の伝達行列を表している。図中の破線で囲った、二つの１入力２出力要素、二つの２入力２出力要素の伝達行列は、それぞれ、

と表されるので、これらの伝達行列を用いて、図１３（ａ）の回路全体の伝達行列Ｈを表すと、

となり、同様に、図１３（ｂ）の回路全体の伝達行列Ｇは、

となる。従って、両回路は同じ伝達行列を持つので、伝達特性的には等価な回路となっていることが分かる。

また、自明と思われるが、図１４に等価交換則２を、図１５に等価交換則３を記載しておく。図１４の等価変換則は１入力１出力要素１４０１及び１入力２出力要素１４０２を使用した回路の等価交換則であり、図１５の等価変換則は１入力１出力要素１５０１及び２入力２出力要素１５０２を使用した回路の等価交換則である。図１４（ａ）の回路全体の伝達行列Ｈ２は、

であり、図１４（ｂ）の回路全体の伝達行列Ｇ２は、

であるので、この両回路も同じ伝達行列を持ち、伝達特性的には等価な回路である。同様に、図１５（ａ）の回路全体の伝達行列Ｈ３は、

であり、図１５（ｂ）の回路全体の伝達行列Ｇ３は、

であるので、この両回路も同じ伝達行列を持ち、伝達特性的には等価な回路である。

これら基本要素回路の交換側を用いて、図９に示した等価回路が図８に示した合分波器に変形できることを次に説明する。図１６（ａ）は図９に示した等価回路を改めて記載したものである。ラティス型ＩＬＦの遅延回路の経路長差については、Ｍ＝８の場合で記載している。図１６（ａ）の破線で囲んだ３箇所の部分１６０１〜１６０３が、等価交換側１を用いて、図１６（ｂ）の破線で囲んだ部分１６０４〜１６０６に示したように変換できる。次に、ラティス型ＩＬＦのＮ段目の遅延長４ΔＬの遅延回路を、等価交換側２を用いて、２分岐回路の後段に移動し、ＭＺＩ型フィルタの遅延回路であった遅延長２ΔＬ、ΔＬの遅延回路部分をそれぞれ、等価交換側３を用いて、光カプラの前段に移動することで、図１６（ｃ）の構成に変形できる。図１６（ｃ）の構成において、破線で囲んだ２箇所の部分１６０７、１６０８が、やはり等価交換側１を用いて、図１６（ｄ）の破線で囲んだ部分１６０９、１６１０に示したように変換できる。そして、ΔＬの遅延回路部分を、等価交換側３を用いて、更に光カプラの前段に移動することで、図１６（ｅ）の構成に変形できる。最後に、集められた遅延回路を、経路毎に集約することで、図１６（ｆ）の構成になる。この図１６（ｆ）の構成は、まさに図８に示した合分波器の構成である。従って、図８に示した合分波器は、図９に示した等価回路と見た目の構成は異なっているが、伝達特性としては等価な回路であり、同じ透過特性を持つことが分かる。なお、図８に示した合分波器のＭ×Ｍカプラ８１６内の各移相器８０４の設定位相シフト量は、図１６（ｆ）を見てわかるように、ψ_１，１＝ψ_１，２＝ψ’_１，１、ψ_１，５＝ψ_１，６＝ψ’_１，２、ψ_２，１＝ψ’_２，１、ψ_２，３＝ψ’_２，２、ψ_２，５＝ψ’_２，３、ψ_２，７＝ψ’_２，４、ψ_１，３＝ψ_１，４＝ψ_１，７＝ψ_１，８＝ψ_２，２＝ψ_２，４＝ψ_２，６＝ψ_２，８＝０であるとしている。ただし、前述したように、位相設定は相対的なものであるので、同じ透過特性が得られる他の組み合せも存在する。

第１の実施形態における、図８に示した合分波器８００は、図９に示した等価回路９００と比べて、干渉計の段数が更に少なくなっている。等価回路９００では、干渉計の段数は、ラティス型ＩＬＦでＮ段、ＭＺＩ型フィルタで（ｍ−１）段なので、合計で（Ｎ＋ｍ−１）段になる。ここで、ｍ＝ｌｏｇ_２（Ｍ）、Ｍは分波ポート数である。従って、分波ポート数Ｍを多くしていくと、大幅な増加ではないが回路全体での干渉計の段数が増えてしまうことに変わりは無い。一方、図８に示した合分波器８００の構成では、等価回路９００でのＭＺＩ型フィルタ９２０、９３０、９４０、９５０，９６０、９７０がラティス型ＩＬＦのＮ段目に全て繰り込まれた構成になっており、分波ポート数Ｍが増えても、回路全体の干渉計の段数は増えることはなく常にＮ段で一定になる。従って、図８に示した合分波器８００は、等価回路９００と比べても、回路サイズを更に削減することができ、特に多ポート時には大幅な回路サイズの削減が可能になり、多ポート化をより容易に行うことができる。もちろん、回路長が短くて済むので、伝搬損失の点でも有利な構成であると言える。

なお、上述の等価交換側を用いると、図１６（ｇ）〜（ｉ）に示すように、本実施形態の合分波器の構成を更に変形することができる。図１６（ｉ）は、（Ｎ−１）段目の干渉計部分まで変形を進めた図であるが、更に（Ｎ−２）段目、（Ｎ−３）段目と前段に進めることもできる。これら変形を更に進めた回路においても、等価回路９００と同じ特性になり、干渉計の段数も増えることなくＮ段で構成できるので、合分波器８００と同様の利点を得ることができる。ただし、干渉経路数が不用意に多くなる点が、合分波器８００と比べた欠点になる。具体的には、合分波器８００では（Ｎ−１）段目の干渉計部分の干渉経路数が２本であるが、図１６（ｉ）に示した回路構成ではＭ本（本図ではＭ＝８）に増えている。変形を更に進めた場合は、変形を進めた前段の干渉計部分においても同様に干渉経路数が増加する。この様な不必要な経路数の増加は、製造歩留を低下させる他、干渉計の位相調整などの負担が増えるので好ましくない。従って、図１６（ｆ）の変形までに留めた、即ち図８に示した構成が一番良い構成であると言える。

等価回路９００での計算特性と一部重複するが、第１の実施形態の図８に示した合分波器８００の計算透過特性を次に示す。計算に用いた回路パラメータ例を図１７に示す。尚、ポート数はＭ＝８、出力チャンネルのポート番号順は「昇順」とした。図１７の表中の「Ｎ＝３、平坦特性優先設定」に記載したパラメータは、図１０に示した等価回路における平坦化補正有りのパラメータと同じであり、その時の計算特性を図１８（ａ）に示す。また、通過域特性の拡大図を図１８（ｂ）の「平坦」に示す。この様に、本特性は、図１２に示した等価回路での特性と全く同じであることが分かる。

合分波８００は、等価回路での構成を考えて分かるように、等価回路上におけるラティス型ＩＬＦ部の設定自由度を利用しパラメータθ_ｉ、φ_ｊ（ｉ＝０〜Ｎ、ｊ＝１〜Ｎ）を変えることで、通過域の特性を変えることができる。例えば、広帯域性、或いは低損失性を優先した通過域の特性にする場合には、図１７の表中の「Ｎ＝３、広帯域特性優先設定」、「Ｎ＝３、低損失特性優先設定」に記載したパラメータを用いることで、全体特性としてはそれぞれ図１８（ｃ）、（ｄ）に示した特性を、通過域の詳細特性としてはそれぞれ図１８（ｂ）の「広帯域」、「低損失」に示した特性を得ることができる。これらの図を見て分かるように、広帯域性を優先した設計では、平坦性を優先した通常の設計と比べて、広い帯域幅を得ることができる。一方、低損失性、平坦性に関しては通常の設計と比べて劣った特性となっている。また、低損失性を優先した設計では、通常の設計と比べて、低い損失特性を得ることができている。一方、広帯域性に関しては通常の設計と比べて劣った特性となっている。

また、これらの設計自由度は、等価回路上におけるラティス型ＩＬＦ部の段数を増やすこと、即ち、ラティス型２光束干渉計の段数を増やすことで、増加させることができる。図８や図９の回路図で示した段数Ｎを変えた場合の例として、Ｎ＝２とＮ＝４において広帯域特性を優先して設計した場合のパラメータ設定例を図１７の表中の「Ｎ＝２」、「Ｎ＝４」の欄に示し、そのパラメータでの本合分波器の計算特性を、図１９（ａ）、（ｂ）にそれぞれ示す。また、通過域の詳細特性を、Ｎ＝３の場合も含め、図１９（ｃ）に示す。このように、段数Ｎが多く、設計自由度が多い合分波器ほど、通過域平坦性の高い特性を得ることができることが分かる。

以上、説明したように、本願発明の第１の実施形態の合分波器８００の構成を用いれば、低損失性、通過域広帯域平坦性や通過域設計自由度に優れ、周回動作、多ポート化が可能な合分波器をコンパクトな回路構成で実現することができる。

なお、図８に示した本実施形態の合分波器８００の構成では、Ｍアレイ遅延回路の遅延長が下方から上方に向かって順にΔＬずつ増加する遅延回路になっているが、必ずしもこの順である必要はなく、前述したように、ｊ、ｋをパラメータとして前式で指定されるｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路において、両遅延経路の経路長差が２^ｍ−ｋ・ΔＬとなる関係を満たしていれば他の順番でも良い。この理由については、等価回路９００及びその変形過程を考えることで次のように理解できる。図９に示した等価回路９００ではＭＺＩ型フィルタの向きが光路長の長い側が上方になる向きになっているが、各チャンネルが出力される出力ポートの並びが変わることを許容すれば、ＭＺＩ型フィルタの向きを上下反転させて光路長の長い側が下方になる向きになっても良い。但し、図１６に示したような干渉計段数の削減変形を可能にする為には、その向きがＭＺＩ型フィルタの各段で揃っていることが必要十分条件となる。即ち、ＭＺＩ型フィルタ９２０とＭＺＩ型フィルタ９４０の向きは揃っている必要は無いが、ＭＺＩ型フィルタ９２０とＭＺＩ型フィルタ９３０の向きは同じである必要があり、また、ＭＺＩ型フィルタ９４０、９５０、９６０、９７０の４つのＭＺＩ型フィルタも同じ向きである必要がある。このようにＭＺＩ型フィルタの向きが各段で揃っていれば、図１６（ｂ）から（ｃ）への変形の際や、図１６（ｄ）から（ｅ）への変形の際に等価交換則３を適用することができる。そして、変形を行った後の図１６（ｅ）から分かるように、上記、ｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路の経路長差には、最終段側からｓ段目即ち（ｍ−ｋ＋１）段目の遅延長差２^ｓ−１・ΔＬ即ち２^ｍ−ｋ・ΔＬが反映されることになる。ここで、ｓ＝ｍの場合は、ＭＺＩ型フィルタではなくラティス型ＩＬＦの最終段であるＮ段目の遅延回路の遅延長差（Ｍ・ΔＬ）／２即ち２^ｍ−１・ΔＬが反映される。尚、ＭＺＩ型フィルタの向きが各段で揃っていないと、この等価交換則３を適用できなくなるので、干渉計段数の削減変形を行うことができなくなる。

他の順番のＭアレイ遅延回路の具体例を示すと、等価回９００においてＭＺＩ型フィルタ９２０とＭＺＩ型フィルタ９３０の向きのみが光路長の長い側が下方になる向きである場合、図８に示した合分波器のＭアレイ遅延回路の遅延長は下方から上方に向かって、２ΔＬ、３ΔＬ、０、ΔＬ、６ΔＬ、７ΔＬ、４ΔＬ、５ΔＬとなる。

以降の実施例でも、特に明記しないが、このＭアレイ遅延回路において各種遅延長の遅延経路を別の順に並べることが可能であることを予め断っておく。

［第２の実施形態：偶／奇ｃｈ個別特性形態］
本願発明の第２の実施形態である合分波器２０００の構成を図２０に示す。本図においても、合分波数Ｍ＝８の場合で図示している。本実施形態の合分波器２０００の構成は、２組の１入力（Ｍ／２）出力光カプラ２０１４と、Ｍアレイ遅延回路２０１５と、Ｍ入力Ｍ出力光カプラ２０１６は、第一の実施形態と同一であるが、ラティス型２光束干渉計の各段の遅延回路２０１１〜２０１３の経路長差が（Ｍ・ΔＬ）／２であり、第１の実施形態での経路長差の半分である点が異なる。

このことは、第１の実施形態と同様に等価回路で考えてみると、第１の実施形態では等価回路９００におけるラティス型ＩＬＦの遅延回路の経路長差が、１〜（Ｎ−１）段目の遅延回路ではＭ・ΔＬ、最終段であるＮ段目の遅延回路では（Ｍ・ΔＬ）／２となっており、最終段ＭＺＩの後段の光カプラの結合率は５０％になっているのに対して、第２の実施形態では等価回路におけるラティス型ＩＬＦの遅延回路の経路長差がすべての段において（Ｍ・ΔＬ）／２となっており、各光カプラの光結合率の制約も特にないことを意味する。従って、第１の実施形態の等価回路９００におけるラティス型ＩＬＦは背景技術でも述べたように二つの出力ポートの強度特性は繰り返し周期の半分ずらして相互一致するのに対して、第２の実施形態の等価回路におけるラティス型ＩＬＦは、より一般的なラティス型干渉計の構成であり、二つの出力ポートの特性が相互一致しない設計も可能になる。即ち、合分波器全体で見てみると、第１の実施形態では、各ポートの出力強度特性が相対的に全て同じ特性になるのに対して、本第２の実施形態では、偶数チャンネルと奇数チャンネルで異なった特性を与えることができる。

具体例として、図２０に示した本第２の実施形態の合分波器２０００において、図２１に示す設計パラメータを用いた場合の計算特性を図２２に示す。段数は、Ｎ＝３とＮ＝５の場合において計算を行った。また、Ｍ×Ｍカプラ内の各移相器２００４の設定位相シフト量ψ_１，１〜ψ_２，８は図１７に示した第１の実施形態で用いた値と同じとした。本特性図を見て分かるように、奇数チャンネルである出力ポート１〜４までの透過特性と、偶数チャンネルである出力ポート５〜８までの透過特性を変えることができている。今回の設計では、帯域幅を偶数チャンネルと奇数チャンネルで変えた設計とした。

このように、本願発明の第２の実施形態の合分波器の構成を用いれば、第２の実施形態の合分波器で得られた利点に加え、偶数チャンネルと奇数チャンネルで例えば帯域幅を異ならせるなどの特性を与えることができる。

［第３の実施形態：べき乗展開形態］
本願発明の第３の実施形態である合分波器２３００の構成を図２３に示す。本図においても、合分波数Ｍ＝８の場合で図示している。本実施形態の合分波器２３００の構成は、ラティス型２光束干渉計の遅延回路２３１１〜２３１３の経路長差が（Ｎ−１）段目でＭ・ΔＬ（２３１１）、（Ｎ−２）段目で２Ｍ・ΔＬ（２３１２）、（Ｎ−３）段目（２３１３）で４Ｍ・ΔＬなっており、段を遡る毎に経路長差が２倍に増えている点が第１の実施形態と異なるが、２組の１入力（Ｍ／２）出力光カプラ２３１４と、Ｍアレイ遅延回路２３１５と、Ｍ入力Ｍ出力光カプラ２３１６は、第一の実施形態と同一である。即ち、第１の実施形態の仲間ではあるが、一部の光カプラの結合率をゼロにした特殊形態と言える。

第１の実施形態と同様に等価回路で考えてみると、等価回路におけるラティス型ＩＬＦの遅延回路の経路長差が、Ｎ段目、（Ｎ−１）段目、と段を遡る毎に経路長差が２倍に増えていることになる。このラティス型ＩＬＦにおいて入力ポートから出力ポートまでに辿る全ての遅延回路の経路の組み合わせを考えて経路長を整理すると、このラティス型ＩＬＦは０、Ｍ・ΔＬ／２、２Ｍ・ΔＬ／２、…、２^Ｎ・Ｍ・ΔＬ／２、即ち、Ｍ・ΔＬ／２ずつ異なる２^Ｎ通りの経路長を持っていることが分かる。一方、第１の実施形態では同様に経路長を整理すると幾つか重複する経路長があり、等価回路におけるラティス型ＩＬＦは０、Ｍ・ΔＬ／２、２Ｍ・ΔＬ／２、…、２（Ｎ−１）・Ｍ・ΔＬ／２、即ち、Ｍ・ΔＬ／２ずつ異なる２Ｎ通りの経路長を持っている。同様に第２の実施形態では、等価回路におけるラティス型ＩＬＦは０、Ｍ・ΔＬ、２Ｍ・ΔＬ、…、Ｎ・Ｍ・ΔＬ、即ち、Ｍ・ΔＬずつ異なる（Ｎ＋１）通りの経路長を持っている。このように、本第３の実施形態では、段数に対して効率良く複数の経路長を持つことができる。この経路長が異なる経路の数はトランスバーサルフィルタでのタップ数に相当し、経路数が多いほどより複雑な透過特性、ここでは特により広帯域な通過特性、を設定することができる。

具体例として、図２３に示した本第３の実施形態の合分波器２３００において、図２４の表中の「実施形態３」の欄に示す設計パラメータを用いた場合の計算特性を図２５（ａ）、（ｂ）に示す。尚、図２５（ａ）は段数Ｎ＝３の時の、図２５（ｂ）は段数Ｎ＝４の時の特性である。また、これらの通過域の詳細特性を図２５（ｃ）に示す。図２５（ｃ）には、第１の実施形態の「Ｎ＝３、平坦特性優先設定」での特性も参考として併せて記載してある。また、Ｍ×Ｍカプラ２３１６内の各移相器２３０４の設定位相シフト量ψ_１，１〜ψ_２，８は図１７に示した第１の実施形態で用いた値と同じとしている。第１の実施形態では、図１８で示したように、広帯域特性を得ようとすると損失が増えるだけでなく、通過域特性にリップルが生じ平坦性が悪くなる。第３の実施形態では、図２５（ｃ）の「Ｎ＝３（実施形態３）」を見て分かるように、若干損失が増えるものの通過域特性にリップルを生じることなく広帯域化を図ることができる。また、図２５（ｃ）の「Ｎ＝４（実施形態３、４）」を見て分かるように、第３の実施形態においても段数Ｎを増やすと、より通過域平坦性の高い特性が得ることができる。

このように、本第３の実施形態では、同じ段数で構成された第１実施形態に比べて、リップルを生じることなく、より広帯域な通過域特性を得ることができる。

［第４の実施形態：逆べき乗展開形態］
本願発明の第４の実施形態である合分波器２６００の構成を図２６に示す。本図においても、合分波数Ｍ＝８の場合で図示している。本実施形態の合分波器２６００の構成の考え方は、第３の実施形態と基本的には同じである。第３の実施形態では前述のようにラティス型２光束干渉計の遅延回路の経路長差が段を遡る毎に経路長差が２倍に増えているが、本第４の実施形態ではラティス型２光束干渉計の遅延回路２６１１〜２６１２の経路長差が１段目でＭ・ΔＬ／２、２段目で２Ｍ・ΔＬ／２、３段目で４Ｍ・ΔＬ／２となっており、段を経る毎に経路長差が２倍に増えており、Ｍアレイ遅延回路において上方半分の遅延経路に（２^Ｎ−２−１／２）・Ｍ・ΔＬの遅延長が上乗せされている点が第３の実施形態と異なる。本実施例においても第１の実施形態と同様に等価回路で考えてみる。ここで、図２７は、本実施形態の等価回路２７００を示す回路である。等価回路２７００を見て分かるように、ラティス型ＩＬＦ２７１０の遅延回路の経路長差が、Ｎ段目、（Ｎ−１）段目、と段を経る毎に経路長差が２倍に増えていることになる。即ち、第３の実施形態と本実施形態では等価回路のラティス型ＩＬＦ２７１０の入出力が逆向きになっている点だけが異なり、後は等価回路としては同じであることが分かる。

一般に、磁気光学素子などの非相反な素子を含まない光回路では相反定理が成り立ち、入出力を入れ替えた特性は同じ特性になる。即ち、２入力２出力回路においては、例えば、入力ポート１から出力ポート１への経路の特性は、出力ポート１から入力ポート１への逆経路の特性と同じになる。また、この回路が伝搬損等の損失が無い理想的な回路であると仮定すると、エネルギー保存則から、入力ポート１から出力ポート１への透過強度特性と入力ポート１から出力ポート２への透過強度特性の和は常に１になり、出力ポート１から入力ポート１への透過強度特性と出力ポート１から入力ポート２への透過強度特性の和も常に１となる。従って、入力ポート１から出力ポート２への透過強度特性と出力ポート１から入力ポート２への透過強度特性も同じになる。以上から、第４の実施形態の透過強度特性と第２の実施形態の透過強度特性は同じ特性になっていることが分かる。

実際に、図２６に示した第４の実施形態の合分波器２６００において、図２４の表中の「実施形態４、Ｎ＝４」に示した設計パラメータを用いた場合の計算特性は、図２５（ｂ）、及び、図２５（ｃ）の「Ｎ＝４、実施形態３、４」に示した特性に一致した。尚、本設計パラメータは同表中の「実施形態３、Ｎ＝４」に示した設計パラメータの順番を入れ替えたものであり、第３の実施形態の合分波器２３００の等価回路においてラティス型ＩＬＦの入出力を逆向きにしたことに相当する。また、Ｍ×Ｍカプラ２６１５内の各移相器２６０４の設定位相シフト量ψ_１，１〜ψ_２，８は図１７に示した第１の実施形態で用いた値と同じとしている。

［第５の実施形態：一般形態］
本願発明の第５の実施形態である合分波器２８００の構成を図２８に示す。本図においても、合分波数Ｍ＝８の場合で図示している。本実施形態は、第１〜４の実施形態を一般化した構成になっている。ラティス型２光束干渉計の遅延回路２８１１〜２８１３のｉ段目の経路長差はＭ・ΔＬ／２の整数倍ｋ_ｉになっており、Ｍアレイ遅延回路において上方半分の遅延経路に（ｋ_Ｎ−１）・Ｍ・ΔＬ／２の遅延長が上乗せされている。この一般化構成で見ると、Ｎ＝３の場合において、第１の実施形態はｋ_１＝ｋ_２＝２、ｋ_３＝１、第２の実施形態はｋ_１＝ｋ_２＝ｋ_３＝１、第３の実施形態はｋ_１＝４、ｋ_２＝２、ｋ_３＝１、第４の実施形態はｋ_１＝１、ｋ_２＝２、ｋ_３＝４であったと言える。

本願発明の合分波器の構成において、ラティス型２光束干渉計の遅延回路２８１１〜２８１３のｉ段目の経路長差の整数倍ｋ_ｉは、これら第１〜４の実施形態で示した整数倍の組に限られるものではなく、設計に応じて他の組み合せも採りうる。例えば、４段構成において、ｋ_１＝４、ｋ_２＝４、ｋ_３＝２、ｋ_４＝１の組み合わせでも、図２９に示したパラメータを用いることで、図２５（ｄ）や図２５（ｃ）の「Ｎ＝４（実施形態５）」に示した特性を得ることができる。尚、本計算例でも、Ｍ×Ｍカプラ内の各移相器２８０４の設定位相シフト量ψ_１，１〜ψ_２，８は図１７に示した第１の実施形態で用いた値と同じとしている。

第３、或いは４の実施形態で示したように、ラティス型２光束干渉計のｉ段目の遅延回路の経路長差の整数倍ｋ_ｉをべき乗の組にすると段数Ｎに対して効率良く複数の経路数を持つことができる。しかしながら、２^Ｎ通りの経路を持つことができるのに対して、設定できるパラメータθ_ｉ、φ_ｊ（ｉ＝０〜Ｎ、ｊ＝１〜Ｎ）の数は、概ねＮに比例する数しかない。従って、２^Ｎ通りの経路のパワー比、位相を独立に設定することができないので、完全に任意の通過域特性の設計を行うことはできない。一方、第２の実施形態では、（Ｎ＋１）の経路数に対して、設定できるパラメータは同数であるので、概ね任意の通過域特性の設計を行うことができる。また、第１の実施形態では、経路数が２Ｎ通りであり、設定パラメータの２倍であるが、これは偶数チャンネルと奇数チャンネルが相互一致する特性になるという制約をもたらすに過ぎないので、通常の合分波器設計においては、十分な設計自由度を持っているといえる。従って、ｋ_ｉを第３、或いは４の実施形態で示したべき乗の組に近い組み合せにするか第１、或いは２の実施形態で示したような一定値の組に近い組み合せにするかは、広帯域を得る為の段数効率を優先するか、設計自由度を優先するかで決めれば良い。

さて、ここまでの実施形態では、合分波数Ｍが２のべき乗（Ｍ＝２^ｍ；ｍは自然数）の場合で説明を行ってきたが、ここで、Ｍが２のべき乗以外の場合にどのような構成とするかについて簡単に説明しておく。

第５の実施形態を例にＭ＝６の場合の合分波器３０００の構成を図３０に示す。前述したように、Ｍが２のべき乗以外の場合は、ポート数がＭ’＝２^ｍ’（ここで、ｍ’は、Ｍ＜２^ｍ’である最小の自然数）である構成を基本構成として、一部のポート、及び、この一部のポートのみに関連する回路要素を省く構成となっている。図３０の例では、Ｍ＝６なので、Ｍ’＝８の構成が基本構成となっている。図に示したように、使用しない出力ポート、及び、光カプラ、移相器を省略している。省略したポートに出力されるチャンネルは利用できないこととなってしまうが、移相器２８０３の各設定位相シフト量をψ_０，１〜ψ_２，Ｍを可変移相器にして、これらの位相を周回動作毎に適切に設定し、省略ポートに出力されるチャンネルを別のポートに出力させることで、周回動作を担保することができる。

［第６の実施形態：帯域優先形態］
本願発明の第６の実施形態である合分波器の構成を図３１に示す。本図においても、合分波数Ｍ＝８の場合で図示している。本実施形態では、ラティス型２光束干渉計部分は、第５の実施形態と同じであるが、その後の構成が、ラティス型２光束干渉計の出力に接続された２組の１入力２出力光カプラ３１１４と、これら光カプラの出力に接続された４アレイ遅延回路３１１５と、この遅延回路に接続された４入力４出力光カプラ３１１６と、この光カプラ３１１６に接続された４組の１入力（Ｍ／４）出力光カプラ３１１７と、これら光カプラに接続された２組の（Ｍ／２）アレイ遅延回路３１１８と、これら遅延回路に接続された２組の（Ｍ／２）入力（Ｍ／２）出力光カプラ３１１９からなる。４入力４出力光カプラ３１１６と（Ｍ／２）入力（Ｍ／２）出力光カプラ３１１９の詳細構成は、第１の実施形態で説明したＭ入力Ｍ出力光カプラ８１６と同じ考えの構成である。各遅延回路の遅延長は、図３１に記載した関係になっている。

本実施形態の合分波器の等価回路３２００を図３２に示す。図３２に示した構成から図３１に示した構成への等価変換の考え方は、第１の実施形態で説明した考えと同じである。この等価回路を見て分かるように、第１或いは第５の実施形態の等価回路においてＭＺＩ型フィルタで構成されていたＭＺＩ型フィルタ９２０、及び、ＭＺＩ型フィルタ９３０が、本実施形態の等価回路では、ラティス型フィルタ３２２０、及び、ラティス型フィルタ３２３０に置き換わっており、この点が両形態で大きく異なっている。これらラティス型フィルタは、２段構成のラティス型フィルタであり、各段における遅延回路の遅延長は、Ｍ・ΔＬ／４の整数倍ｋ_ｉ，ｊ（ここでｉ，ｊ＝１，２）になっている。

第１の実施形態で説明したように、本願発明では図６に示したＩＬＦの二分木接続構成において、２段目以降のＩＬＦ６０２〜６０７を単純なＭＺＩ型フィルタに置き換えることによって、大幅な回路サイズの削減を行っている。その代償としてＭＺＩフィルタの透過特性の影響で通過域の平坦性が劣化し、この平坦性劣化を１段目のＩＬＦであるラティス型ＩＬＦの通過域特性の設計で補正している。しかしながら、図１２（ｃ）を見て分かるように、この補正は基本的に通過域の損失を部分的にせよ増やして行っているため、僅かながら、原理的な損失が発生する。

そこで、本第６の実施形態では２段目のＩＬＦを単純なＭＺＩフィルタではなく、段数を２段に抑えたラティス型フィルタ３２２０〜３２７０ですることで、この僅かな原理損失の発生も抑える構成とした。第１の実施形態で説明したように、下段に位置するＭＺＩ型フィルタほど、ＭＺＩ型フィルタのＦＳＲは大きくなり、通過チャンネルにおけるＭＺＩ型フィルタの透過特性は平坦になる。よって、３段目以降のＩＬＦは単純なＭＺＩ型フィルタのまま据え置いても、比較的効率良くＭＺＩフィルタによる平坦性劣化を抑えることができ、２段目のＩＬＦをラティス型フィルタに置き換えるだけで、補正による原理損失増加を効果的に抑制できる。また、各チャンネルの広帯域性の確保は１段目のＩＬＦであるラティス型ＩＬＦ３２１０で行っているので、置き換えたラティス型フィルタにおいて広帯域な特性を確保する必要は無いので、このラティス型フィルタの段数は２段もあれば通常は十分である。

図３１に示した本第６の実施形態の合分波器３１００のＮ＝４に場合で、図３３に記載した設計パラメータを用いた場合の計算特性を図３４に示す。図３４（ｂ）には、第３の実施形態で、等価回路のラティス型ＩＬＦの段数Ｎが同じＮ＝４の場合の透過特性も併せて記載する。なお、Ｍ×Ｍカプラ３１１９内の各移相器３１０３の設定位相シフト量ψ_１，１〜ψ_２，８は図１７に示した第１の実施形態で用いた値と同じである。図３４を見て分かるように、本実施形態の合分波器３１００の通過域特性は、第３の実施形態の合分波器２３００の通過域特性と比べて、平坦性は同等で有りながら、損失は低くなっていることが分かる。また、副次的な効果として非隣接チャンネルのクロストークも低減されている。

このように、本第６の実施形態の合分波器３１００は、広帯域、低損失、低クロストークの特性を最小限の回路サイズの増加で得ることができる。

［第７の実施形態：逆群遅延形態］
ここまで、特性に関しては主に透過強度特性のみに着目して説明を行ってきたが、実際に伝送光信号を合分波器に通す場合は、群速度分散、或いは群遅延リップルといった指標で表される透過位相特性も問題になる場合がある。背景技術で述べたコヒーレント検波器では現在、デジタル信号処理技術を用いて復調処理を行う方法が主流になっており、群速度分散により生じた信号歪みは、このデジタル信号処理によりある程度補正することができる。しかし、群速度分散に大きな周波数依存性がある場合、即ち群遅延リップルが大きい場合などは、補正処理を行う回路規模が大きくなるという問題がある。また、デジタル信号処理技術を用いずに直接検波受信を行うような信号方式の場合は、群速度分散／群遅延リップルの影響をそのまま受けてしまう。従って、伝送信号を通す合分波器は、群速度分散がゼロであること、即ち、群遅延が通過域において一定でリップルを持たないことが望ましい。

第３の実施形態のＮ＝３における相対群遅延特性を計算してみると、図２５（ｅ）のようになり、通過域において群遅延特性にリップルを持つ。通過域における詳細特性を、図３６（ｄ）の「実施形態３」に示す。尚、これらの図において、周波数が規格化されているので、群遅延量もそれに合わせて規格化して図示している。実際の数値に換算するには、周波数単位がｆ_ｕｎｉｔ［Ｈｚ］である場合は、群遅延単位を１／ｆ_ｕｎｉｔ［ｓ］と見なせばよい。例えば、周波数単位が５０ＧＨｚである場合は、群遅延単位は２０ｐｓになるので、本図の通過域におけるリップル量は約６ｐｓになる。

一般に、３ｄＢカプラと遅延回路で構成されたＭＺＩ型フィルタでは通過域において群遅延リップルは生じないのに対して、ラティス型干渉計では群遅延リップルが生じる。即ち、図３６（ｄ）に見られる群遅延リップルは、等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部で生じている。

さて、図９に示す等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部のような、１段目から（Ｎ−１）段目までの遅延回路の経路長差が２ΔＬであり、最終段であるＮ段目の遅延回路の経路長差がΔＬであり、最終段遅延回路の後段の光カプラの結合率が５０％であるＮ段のラティス型ＩＬＦの伝達行列は、変数

（遅延回路における遅延時間差

ｃは光速、ｎは経路媒質の実効屈折率；ＦＳＲはΔＬで決まるフリースペクトルレンジ）を用いて、

で表される（非特許文献４）。下添字＊は

で定義されるパラ複素共役を表し、上添字＊は複素共役を表す。また、ｊは虚数単位である。この伝達行列を周波数ｆの伝達行列に表し直すと、

となる。ここで、

とした。また、このラティス型ＩＬＦはＦＳＲの繰り返し特性を持つので、

（ｍは整数）である。

この伝達行列から、透過強度特性に関しては、

であることが確認できると共に、位相特性Φが

であることが導かれる。ここで、各添字はラティス型ＩＬＦの入力／出力ポート番号（上側ポートが若番）の組を表している。更にこの位相特性から、群遅延特性ＧＤが、

であることが導かれる。各添字に関しては位相特性の場合と同様であり、次の群速度分散特性でも同様である。群速度分散特性σを単位周波数当たりの群遅延変化量と定義すると、

となる。

これらの式から、ラティス型ＩＬＦにおいて、経路１２（入力ポート１から出力ポート２へ経路）の伝達特性は、透過強度特性と群遅延特性共に経路１１（入力ポート１から出力ポート１へ経路）での特性を、周波数軸上でＦＳＲ／２だけずらした特性と同一であることが分かる。従って、本ラティス型ＩＬＦは、適切なパラメータ設定により入力ポート１から入力したＦＳＲ／２間隔の複数の光信号を奇数チャンネルと偶数チャンネルで出力ポート１と出力ポート２に選り分けるインターリーブフィルタとして動作することが理解できる。一方、経路２１（入力ポート２から出力ポート１へ経路）と経路２２（入力ポート２から出力ポート２へ経路）の透過強度特性は、経路１２と経路１１の透過強度特性とそれぞれ同じであるものの、群速度分散特性は共に正負の値が逆になり、群遅延リップルの生じ方が逆になっていることが分かる。従って、本ラティス型ＩＬＦは、入力ポート２から光信号を入力してもやはりインターリーブフィルタとして動作するが、入力ポート１から入力した場合と比べて、群速度分散特性が逆になることと、奇数チャンネルと偶数チャンネルの出力ポートが入れ替わる点が異なる。

奇数チャンネルと偶数チャンネルの入れ替わりは、次のようにパラメータの設定を変更することで元に戻すことができる。ラティス型ＩＬＦにおいて、周波数特性に影響を及ぼす要素は各段における遅延回路と移相器である。光カプラも厳密には周波数依存性をもつが、通常、比較的緩やかな周波数依存性なので多くの場合で無視できる。遅延長がｋ・ΔＬ；ここでｋは整数；の遅延回路の伝達行列Ｄ、及び、位相シフト量がφの移相器の伝達行列Ｐはそれぞれ

であり、遅延回路と移相器を併せた伝達特性Ｐ・Ｄは

となる。奇数チャンネルと偶数チャンネルを入れ替えるには、周波数特性をＦＳＲ／２シフトさせれば良い。上式においてｆ→ｆ−ＦＳＲ／２とするには、φ→φ＋ｋ・πとすれば良いので、各段の移相器の設定にｋ・πを上乗せすれば良いことが分かる。図９に示す等価回路９００におけるラティス型ＩＬＦ部９１０の場合、１段目から（Ｎ−１）段目までの遅延回路はｋ＝２、最終段であるＮ段目の遅延回路はｋ＝１であるので、結局、最終段の移相器の設定にのみπを上乗せすれば良い。

以上のことから、図９に示す等価回路９００におけるラティス型ＩＬＦ部においては、入力ポートを入れ替え、かつ、最終段移相器の位相をπシフトさせれば、群速度分散特性のみが逆になった特性を得ることができる。図２８に示した本願一般構成において、図３５に記載の設計パラメータ、ここで移相器位相シフト量については「逆分散」に示した設計パラメータ、を用いた場合の入力ポート２からの入力光に対する計算特性を図３６に示す。図３５には図２８に示した本願一般構成における第３の実施形態の設計パラメータも併せて記載しておく。この設計パラメータを見て分かるように、第３の実施形態と本第７の実施形態の設計上の違いは、Ｍアレイ遅延回路の前に配置されている移相器の位相φ_３と入力ポートのみである。図２５（ａ）と図３６（ａ）の比較、及び図３６（ｂ）に示す通過域における透過光強度特性の詳細特性を見て分かるように、第３の実施形態と本第７の実施形態において透過強度特性は同じである。一方、図２５（ｅ）と図３６（ｃ）の比較、及び図３６（ｄ）に示す通過域における相対群遅延特性の詳細特性を見て分かるように群遅延リップルの生じ方が丁度逆、即ち群速度分散の正負が逆になることが分かる。

一般に通信システムの中では、合波器と分波器は対で使用することが多い。例えば、背景技術で述べた光マルチキャリア方式の送受信では、送信機では合波器が受信機では分波器が用いられる。従って、図３７（ａ）に示すように、送信機側では第３の実施形態のような順分散特性の合波器３７０１を、受信機側では本第７の実施形態のような逆分散特性の分波器３７０２を用いるといった具合に、送信側と受信側で順分散特性の合分波器と逆分散特性の合分波器を組み合せることで、システム全体の特性において群速度分散を相殺し、群遅延リップルが生じないようにすることができる。図３７（ａ）のシステムにおいて送信機の各入力ポートから受信機の各出力ポートまでの通しでの透過光強度特性を図３７（ｂ）に、通過域における詳細特性を図３７（ｃ）に示す。群遅延リップルが相殺されて平坦な群遅延特性、即ち群速度分散がゼロになっていることが分かる。

ここで、分散相殺できる構成の組み合せに関して一般化しておく。図３８は、等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部の各種構成とこの各種構成における分波ｃｈ及び分散特性の関係を簡単にまとめたものである。先ず、図３８（ａ）を基本構成とした。ここで、ｋ₁〜ｋ _N-1 は２ｋ_Nの倍数とし、θ_N＝π／４即ち最終段の光カプラは３ｄＢカプラとしている。図３８（ａ）の基本構成において使用する入力ポートを変えた場合の各出力ポートでの分波ｃｈ及び分散特性の関係を図３８（ｂ）に、そしてこれらの最終段の移相器の位相φ_Nをπシフトさせた構成においての各出力ポートでの分波ｃｈ及び分散特性の関係をそれぞれ図３８（ｃ），（ｄ）に示している。更には、相反定理を用いて、これらの入出力を入れ替えた構成においての各出力ポートでの分波ｃｈ及び分散特性の関係をそれぞれ図３８（ｅ）〜（ｈ）に列記してある。前述の例では、送信機側合波器の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部に図３８（ａ）の構成を、受信機側分波器の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部に図３８（ｄ）の構成を用いていることになる。

然しながら、この組み合せ以外であっても、出力ポートと分波される奇数ｃｈ／偶数ｃｈの関係と分散特性の関係を踏まえて組み合わせを選択して合分波器を構成すれば、送受信機で分散を相殺できる組み合わせとして問題無く用いることができる。例えば図３８（ｂ）の構成を等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部として用いる場合は、このラティス型ＩＬＦ部の後段に接続されているＭＺＩ型フィルタ９２０以降とＭＺＩ型フィルタ９３０以降を出力ポートまで含めてそのままそっくり交換して接続した構成を等価回路での構成とすれば、透過特性は変わらず、群速度分散特性のみが逆になった特性を得ることができるので、前述の受信機側分波器として用いることができる。また、図３８（ｅ）の構成を送信機の合波器の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部として用いた場合は、受信機の分波器の等価回路としては、図３８（ｆ）又は（ｇ）の構成をラティス型ＩＬＦ部に用い、このラティス型ＩＬＦ部の後段に接続されているＭＺＩ型フィルタ９２０以降とＭＺＩ型フィルタ９３０以降を出力ポートまで含めてそのままそっくり交換して接続した構成を用いればよい。

但し、送信機側合波器と受信機側分波器で各ポートに出力されるチャンネルの並び順を同じにしたい場合には、前述の図３８（ａ），（ｄ）の構成の組み合わせか、図３８（ｂ），（ｃ）の構成の組み合わせを用いることになる。

［第８の実施形態：順分散１×Ｍと逆分散Ｍ連１×１］
第７の実施形態では、群速度分散が正負逆になる特性の合分波器の形態、及び、それを用いてシステム全体で群速度分散をゼロにする方法に関して述べてきたが、合分波器の使用方法或いは通信システムでの仕様によっては、送信機側、或いは、受信機側単体で群速度分散をゼロにしたいという要望もありえる。そこで、第８の実施形態では送信機側、或いは、受信機側単体で群遅延リップルを抑制する、即ち群速度分散をゼロにする方法を説明する。

前述したように、群遅延リップルは等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部で生じる。従って、前述の合分波器の分波ポートそれぞれに、逆分散特性を持つラティス型ＩＬＦを付加すれば良い。図３９にその回路構成を第８の実施形態として示す。主合分波器３９１０は実施形態５である図２８に示した本願一般構成の合分波器である。主合分波器３９１０は、入力ポート１を入力ポートとして用い、群速度分散特性が順分散特性となるようにする。付加フィルタ３９２０は、主合分波器の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部と同じ構成の回路であり、群速度分散特性が逆分散特性になるように、移相器の位相シフト量を設定し、且つ入力ポート２を用いる。主合分波器３９１０の出力ポートに接続されるそれぞれの付加フィルタ３９２０は全て同じものであるが、付加フィルタ３９２０の出力ポートは、主合分波器３９１０の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部の出力ポートと同じ側を使用する。即ち、合分波器全体の出力ポート番号が１〜（Ｍ／２）になる付加フィルタ３９２０については、上側の出力ポートを使用し、合分波器全体の出力ポート番号が（Ｍ／２＋１）〜Ｍになる付加フィルタ３９２０については、下側の出力ポートを使用する。この様に使用することで、主合分波器３９１０の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部の分散特性と付加フィルタの分散特性を相殺することができる。

図４０にＮ＝３の時の各部の設計パラメータを記載する。ここで、光カプラの結合位相角については、最も適した設計パラメータの考え方を説明する為に、三つのパターンで記載する。パターンＡは、主合分波器の設計パラメータが第３及び第７の実施形態と同じで、付加フィルタの設計パラメータが付加フィルタ単体として通過域が平坦になるようにした場合の設計パラメータである。そのときの付加フィルタ３９２０単体の計算特性を図４１（ａ）に、合分波器全体の計算特性を図４１（ｂ）、（ｃ）に示す。パターンＡの場合、合分波器全体の透過強度特性は通過域で確かに平坦特性が得られるが、群速度分散特性が完全に相殺せず、群遅延リップルが残ってしまっていることが分かる。これは、主合分波器３９１０の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部の設計パラメータが付加フィルタ３９２０と同じでないことに原因である。パターンＢは、主合分波器３９１０の設計パラメータはパターンＡと同じく主合分波器３９１０の設計パラメータが第７の実施形態と同じであり、また付加フィルタの設計パラメータを主合分波器３９１０の設計パラメータと同じにした場合の設計パラメータである。そのときの合分波器全体の計算特性を図４１（ｄ）、（ｅ）に示す。パターンＢの場合、群速度分散特性は完全に相殺しており群遅延リップルは生じていないが、透過強度特性の通過域平坦性が損なわれていることが分かる。これは、主合分波器３９１０の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部の設計パラメータが、第１の実施形態で説明したように等価回路におけるＭＺＩ型フィルタの通過域の非平坦性を補正する設計パラメータになっており、ラティス型ＩＬＦ部単体では平坦な通過域特性になっていない為である。従って、図３９に示す本第８の実施形態の合分波器では、第７の実施形態での設計パラメータを流用するのではなく、新たに設計パラメータを最適化する必要がある。具体的には、群速度分散特性を完全に相殺させる為の必要条件として、主合分波器３９１０の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部の設計パラメータと付加フィルタ３９２０の設計パラメータ同じにする必要があり、その上で、主合分波器３９２０の等価回路におけるＭＺＩ型フィルタの通過域の非平坦性を主合分波器３９１０の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部と付加フィルタ３９２０で分担して補正する必要がある。そのようにして最適化した設計パラメータがパターンＣである。そのときの合分波器全体の計算特性を図４１（ｆ）、（ｇ）に示す。パターンＣの場合、合分波器全体の透過強度特性は通過域で平坦な特性となっていると共に、群速度分散特性も完全に相殺されゼロになっており、群遅延リップルが生じていないことが分かる。

また、本実施形態では、主合分波器３９１０の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部と付加フィルタ３９２０の双方で隣接チャンネルの透過を阻止するので、隣接チャンネルのクロストークが第３の実施形態と比べて大きく低減できるという副次的な効果も得られる。

ここで、本実施形態でも分散相殺できる構成の組み合せの一般化に関して言及しておく。図３８で示した分類を流用して整理すると、上述の実施形態では、主合分波器の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部には図３８（ａ）の構成を、付加フィルタには図３８（ｄ）の構成を用いていることになる。然しながら、主合分波器の等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部と付加フィルタにおいて、偶数ｃｈ／奇数ｃｈといった透過チャンネルの関係が整合し、且つ分散が相殺される関係であれば、他の組み合わせを適用してももちろん良い。例えば、付加フィルタを図３８（ｂ）の構成に変更する場合は、偶数ｃｈ／奇数ｃｈが出力されるポートを勘案して、合分波器全体の出力ポート番号が１〜（Ｍ／２）の付加フィルタでは下側の出力ポートを使用し、合分波器全体の出力ポート番号が（Ｍ／２）＋１〜Ｍの付加フィルタでは上側の出力ポートを使用すればよい。更には、各付加フィルタが全て同じ構成の付加フィルタである必要もないことも付記しておく。

また、本実施形態では前述したように、隣接チャンネルのクロストークが低減できるという効果がある。この効果は、付加フィルタがインターリーブフィルタとして隣接チャンネルのクロストークを低減する強度透過特性によって得られている。付加フィルタの強度透過特性に関しては、図３８に示したいずれの構成によっても同じように得られる。従って、分散相殺の必要が無く、隣接チャンネルのクロストークの低減を得ることだけが目的であるならば、前述の組み合わせに囚われることなく、図３８に示したいずれの構成の付加フィルタを用いて良いことを付記しておく。

〔第９の実施形態：逆分散組み込み型形態〕
第８の実施形態では、群速度分散がゼロになる合分波器の形態として、主合分波器の分波ポートに逆分散特性を持つ付加フィルタを接続し、主合分波器と付加フィルタで分散特性を相殺させる方法について述べてきた。しかし、この方法では、分波ポート全てに付加フィルタであるラティス型ＩＬＦを接続する為、回路規模がかなり大規模になるという問題が生じる。そこで、第９の実施形態では、この付加フィルタを接続する位置を工夫することにより、接続する付加フィルタの数を大幅に減らす構成を説明する。

図４２は、本発明の第９の実施形態の合分波器４２００の回路構成を示す図である。本図においても、分波ポート数Ｍ＝８の場合で図示している。本実施形態では、ラティス型２光束干渉計部分は、第５の実施形態と同じであるが、その後の構成が、ラティス型２光束干渉計の出力に接続された２組の光カプラと、これら光カプラの出力に接続された４アレイ遅延回路４２１３と、この遅延回路４２１３に接続された４入力４出力光カプラ４２１４と、この光カプラ４２１４の出力に接続された２組のラティス型２光束干渉計（遅延回路４２１５〜４２１８を含む）と、２組の２アレイ１入力（Ｍ／２）出力カプラ４２１９、４２２０と、２組のＭアレイ遅延回路４２２１、４２２２と、２組のＭ×（Ｍ／２）カプラ４２２３、４２２４とが順に接続された構成になっている。４入力４出力光カプラ４２１４の詳細構成は、第一の実施例で説明したＭ入力Ｍ出力光カプラと同じ考えの構成である。Ｍ×（Ｍ／２）カプラ４２２３、４２２４の詳細構成は、第一の実施例で説明したＭ入力Ｍ出力光カプラを基本構成として出力ポートを半分にし、使用しない半分の出力ポート、及び、その出力ポートにのみに関連する内部の光カプラや移相器を省略した構成になっている。各遅延回路の遅延長は、図４２に記載した表に示した関係になっている。

ここで、第９の実施形態の合分波器の等価回路４３００の構成を図４３に示す。図４３に示した構成から図４２に示した構成への等価変換の考え方は、第１の実施形態で説明した考えと同じである。この等価回路４３００を見て分かるように、第１或いは第５の実施形態の等価回路において、ラティス型ＩＬＦ９１０とＭＺＩ型フィルタ９２０及びＭＺＩ型フィルタ９３０の間にラティス型ＩＬＦ９１０の逆分散特性を持つ新たなラティス型ＩＬＦ４３２０、４３３０が挿入されている。即ち、第８の実施形態では主合分波器の出力に接続されていた付加フィルタを、本実施例では主合分波器の中に持ってきている。尚、図４３に示したダミー回路４３２１、４３２２は、図４２の回路への等価変換の際に必要となるため加えてある。この部分は、等価変換後に図４２のＭ×（Ｍ／２）カプラ４２２３、３２２４で記載している省略した出力ポートや、光カプラ、移相器に該当する部分、及びＭアレイ遅延回路４２２１、４２２２の一部分になっている。

第８の実施形態でも述べたように、群速度分散は等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部で生じているので、この出力部分で逆分散特性を持つラティス型ＩＬＦ４３２０、４３３０を設けることで、第８の実施形態と同様に本実施形態でも合分波回路全体での分散特性を相殺させることができる。しかも、第８の実施形態と異なり等価回路におけるラティス型ＩＬＦ（４３１０）部の出力に逆分散特性を持つラティス型ＩＬＦ（４３２０、４３３０）を設けるだけなので、付加フィルタとしてのラティス型ＩＬＦの数は出力ポート数Ｍに依存せずに２回路のみでよい。従って、特に出力ポート数Ｍが多い合分波器の場合は、第８の実施形態の合分波器と比べて本実施形態では大幅に回路規模を削減することができる。また、第８の実施形態の合分波器では干渉計段数が、主合分波器でＮ段、付加フィルタでＮ段の合計２Ｎ段であったが、本実施形態では図４２に示したように（２Ｎ−１）段であり、干渉計の段数も削減できている。

回路パラメータの設計の考え方は、第８の実施形態と同じである。即ち、付加フィルタの位置が変わっただけなので、基本的には第８の実施形態と同じパラメータを用いればよい。具体的には、主合分波器由来の各遅延線の遅延長倍数ｋ_０，ｉ、各光カプラの結合位相角θ_０，ｉ、各移相器の移相量φ_０，ｉには、図４０（ａ）のパターンＣのパラメータｋ_ｉ、θ_ｉ、φ_ｉを、付加フィルタ由来の各遅延線の遅延長倍数ｋ_１，ｉ、各光カプラの結合位相角θ_１，ｉ、各移相器の移相量φ_１，ｉには、図４０（ｂ）のパターンＣのパラメータｋ_ｉ、θ_ｉ、φ_ｉを用いる。但し、φ_１，Ｎのみには０を用いる。これは、第８の実施形態で説明したのと同様、図３８で示した分類を流用して整理すると、等価回路における主合分波器由来の順分散ラティス型ＩＬＦ４３１０部分には図３８（ａ）の構成を、付加フィルタ由来の逆分散ラティス型ＩＬＦ４３２０、４３３０部分には図３８（ｂ）の構成を用いていることになるからである。もちろん、等価回路における主合分波器由来のラティス型ＩＬＦ４３１０部分の構成と付加フィルタ由来のラティス型ＩＬＦ４３２０、４３３０部分の構成は、第８の実施形態と同様に他の組み合わせを用いても構わない。例えば、図４３に示した等価回路において付加フィルタ由来の逆分散ラティス型ＩＬＦ４３２０、４３３０部分には図３８（ｄ）の構成を用いても良い。その場合は、付加フィルタ由来の逆分散ラティス型ＩＬＦ部における偶数ｃｈ／奇数ｃｈの出力ポートが逆転するので、付加フィルタ由来の逆分散ラティス型ＩＬＦ４３２０、４３３０部分に接続されているＭＺＩ型光フィルタ４３４０以降とダミー回路４３２１、及びＭＺＩ型光フィルタ４３５０以降とダミー回路４３２２を、それぞれにおいて入れ替えることになる。

上述のパラメータを用いた時の本合分波器の計算特性は、図４１（ｆ），（ｇ）に示した第８の実施形態で得られた特性と同じ特性になった。このように、本実施形態は第８の実施形態と同じ透過特性を持ちながら、実質的な付加フィルタの回路規模を大きく削減することができている。

ここで、４×４カプラを構成する２×２カプラアレイの順序交換について述べておく。図４４は、２×２カプラアレイの順序交換側を抽象化して説明する為の図である。図４４（ａ）は、同じ伝達特性を持つ二つの要素Ｐの後段に、Ｐとは別の同じ伝達特性を持つ二つの要素Ｑが編込み接続された回路を示している。要素Ｐ、要素Ｑ共に２入力２出力の要素である。一方、図４４（ｂ）は、このＰとＱの接続順番を入れ替えた回路を示している。これら図において要素中に記載している行列は、それぞれの要素の伝達行列を表している。図中において破線で囲って示した、編込み部及び二つの要素Ｐをまとめた要素アレイＲの伝達行列、二つの要素Ｑをまとめた要素アレイＳの伝達行列は、それぞれ

と表される。これらの伝達行列を用いて図４４（ａ）の回路全体の伝達行列Ｈを表すと、

となり、同様に図４４（ｂ）の回路全体の伝達行列Ｇは

となる。従って、両回路は同じ伝達行列を持つので、伝達特性的には等価な回路になっている、即ち、要素アレイＲと要素アレイＳは、伝達特性を保ったまま、順序を入れ替えることができることが分かる。

４×４カプラは、要素アレイＲと要素アレイＳの間に移相器がある構成になっているので、上記交換側をそのまま適用することはできない。この交換側を適用するには、これら移相器を要素Ｐや要素Ｑに完全に繰り込むことが可能である、という条件を満たす必要がある。より一般化して４つある移相器の伝達関数を上の移相器から順番にΞ_１，Ξ_２，Ξ_３，Ξ_４と表す。ここで、Ξ_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ・ξ_ｉ）、ｊは虚数単位である。もしξ_１＝ξ_２、ξ_３＝ξ_４であるならば、上側の要素Ｐに１番目と３番目の移相器を、下側の要素Ｐに２番目と４番目の移相器を繰り込み、要素Ｐを二つとも同じ伝達行列Ｐ’

を持つ新たな要素Ｐ’として見ることで、移相器を完全に繰り込ことができる。また、もしξ_１＝ξ_３、ξ_２＝ξ_４であるならば、上側の要素Ｑに１番目と２番目の移相器を、下側の要素Ｑに３番目と４番目の移相器を繰り込み、要素Ｑを二つとも同じ伝達行列Ｑ’

を持つ新たな要素Ｑ’として見ることで、移相器を完全に繰り込ことができる。この移相器の繰り込みは、要素Ｐと要素Ｑで分担して行っても勿論良いし、必要に応じてこの４×４カプラの前段、或いは後段に、別の移相器アレイを設けることで繰り込みを行っても良い。いずれにしても、図４４に示した構成に実質的に変形できるかどうかが、順序交換できるかどうかを決める。

本実施例での４×４カプラでは、ξ_１＝ξ_３＝φ_１，１、ξ_２＝ξ_４＝０であるので、要素Ｑ側にこれら移相器を繰り込んで上記交換側を適用することができ、２×２カプラアレイの順番を入れ替えることができる。図４５にその入れ替えの様子を示す。図４５（ａ）が図４２に示していた元の構成で、図４５（ｂ）が交換側を用いて２×２カプラアレイの順番を入れ替えた構成である。更にこの構成は、図４５（ｃ）に示すように２×２カプラアレイとその後段の遅延回路を入れ替えることも可能であることが分かる。従って、これらの入れ替えを更に後段の回路要素に適用することで、２組のラティス型２光束干渉計を結合させている結合位相角θ_０，Ｎの２×２カプラアレイは、この２組のラティス型２光束干渉計中の任意の位置に置くことができることが分かる。

〔第１０の実施形態：ＭＭＩカプラ形態〕
図４６は、本発明の第１０の実施形態の合分波器４６００の回路構成を示す図である。本図においても、分波ポート数Ｍ＝８の場合で図示している。第１〜９までの実施形態では、光カプラに主に方向性結合器を用いた構成で本願発明を説明してきた。第１０の実施形態では、光カプラにＭＭＩ型光カプラを用いた構成の本願発明の例を説明する。本図には、第５の実施形態を基にして、各光カプラにＭＭＩ型光カプラを用いた場合の構成を示している。但し、ｋ_Ｎ＝１としている。ＭＭＩ型光カプラは１×ＭカプラやＭ×Ｍカプラ等の多ポートのカプラであっても１回路で実現できる。従って、特に多ポートのカプラにおいては小型のサイズで実現することができるというメリットがある。また、２×２光カプラにおいても、方向性結合器では光結合させる光導波路を極めて近接して並べる必要があるため、材料によっては安定に作製することが難しいことがあるが、ＭＭＩ型光カプラでは、光結合部がマルチモードのコア幅の広い導波路であり、この導波路に接続する入出力の導波路間隔も設計により比較的広く取る事が可能である為、製造トレランスを緩くできる場合があるというメリットがある。

先ず、任意結合率の２×２光カプラに関して説明する。ＭＭＩ型光カプラは、通常、等分配の結合率となる。従って、結合率が５０％以外の２入力２出力光カプラを構成するには、ＭＺＩ構成を実質的には用いる必要がある。図４７にＭＭＩ型光カプラを用いたＭＺＩ構成の任意結合率の２×２光カプラの構成例を示す。図４７（ａ）では、２個の２入力２出力ＭＭＩ光カプラ４７１１、４７１２を導波路長差ΔＬの２本の導波路アームで接続している。２入力２出力ＭＭＩ光カプラは上述の様に等分配、即ち、３ｄＢ光カプラになるので、図７（ｃ）に示した可変光カプラの動作と同様に、適切な導波路長差ΔＬを設け、２本の導波路アームの位相差Δη＝−２π・ｎ・ΔＬ／λを設定することで、任意結合率の２×２光カプラを実現することができる。ここで、ｎは導波路の実効屈折率、λは動作波長である。図４７（ｂ）では、上記位相差Δηを、導波路長差ΔＬではなく、導波路ギャップによる実行屈折率の違いにより設けている。導波路ギャップ部の屈折率はクラッドの屈折率であり、導波路コアの屈折率よりも低い為、光が早く進む。これにより、位相差ηを制御する。図４７（ｃ）では、ＭＭＩカプラ４６３１は、図４７（ｂ）の２個のＭＭＩカプラ４６２１、４６２２を近接して配置し、そのＭＭＩ間を上方のみコアとし、下方をクラッドのままギャップとしている。即ち、図４７（ｂ）の導波路アーム長をゼロにして、上記の導波路ギャップをＭＭＩ型光カプラ間のギャップとした構成と考えれば良い。回路のサイズは、図４７（ａ）よりも（ｂ）の方が、更に（ｂ）よりも（ｃ）の方が小さくなる。図４６の合分波器４６００では、図４７（ｃ）の回路を用いた構成を図示してある。

次に、１×（Ｍ／２）カプラに関して説明する。ＭＭＩ型光カプラを用いた１入力ｍ出力カプラでは、Ｙ分岐カプラを用いた１入力ｍ出力カプラと異なり、各出力ポート間の位相関係は一般的には等位相ではない。設計にもよるが、ＭＭＩにおけるセルフイメージ長の１／４ｍの長さのＭＭＩ型光カプラを用いた１入力ｍ出力カプラの場合、ｐ番目（ｐは０〜ｍ−１の整数）の出力ポートからの出力光の位相は

となることが知られている。従って、Ｙ分岐カプラからの置き換えを行うためには、各ポート間でのこの位相差を補正する必要がある。図４８に例としてｍ＝４の場合における１×ｍカプラの等価変換回路を示す。図４８（ａ）に示したように、必要に応じて上記位相差を補正する移相器をＭＭＩ型光カプラの出力に設けることで、Ｙ分岐カプラを用いた１入力ｍ出力カプラ４８２１を、ＭＭＩ型光カプラを用いた１入力ｍ出力カプラ４８１１に置き換えることができる。

次に、Ｍ×Ｍカプラに関して説明する。図４９にＭ×Ｍカプラの等価変換を説明する図を示す。図４９（ａ）は、本実施形態で使用している単一ＭＭＩで構成したＭ×Ｍカプラ４９１１である。尚、等価変換の説明の便宜上、前段に補正用移相器を配置しており、その値は図中の表に記載した値としている。図４９（ｂ）は、第５の実施形態等で用いてきた２×２光カプラを編み込んで構成したＭ×Ｍカプラを示している。尚、こちらも説明の便宜上、初段の２×２光カプラアレイの前にも移相器を配置している。各移相器の位相ψ_ｘ，ｙは図中の表に記載した値となっている。図５０は、これら移相器も含めたＭ×Ｍカプラの各入出力ポート間の経路における出力光の相対位相関係を示した表である。ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラ単体の入出力ポート間の経路における出力光の位相関係は、

となることが知られている。ここで、ｐ、ｑは、ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラのそれぞれ入力ポート番号、出力ポート番号であり、０〜Ｍ−１の整数である。単体図５０（ａ）の表は、この式を基に前段の補正用移相器も加味して計算してある。また、図５０（ｂ）の表は、Ｍ×Ｍカプラを構成している個別の２×２光カプラに於ける入出力ポート間の位相関係、及び、各移相器の移相量から計算している。

さて、図５０（ｂ）の表から２×２光カプラを編み込んで構成したＭ×Ｍカプラの動作を解釈してみる。出力ポート８の欄を見てみると、いずれの入力ポートから光を入力しても全て同じ位相で出力されていることが分かる。一方、出力ポート４欄を見てみると、入力ポートを一つずらすと出力光の位相が０.２５πずつ増えることが分かる。従って、各入力ポートに等位相で光を入力すると、出力ポート８に対しては位相が揃って出力され、光が強め合って出力されるのに対して、出力ポート４に対しては、入力ポート１からの光と入力ポート５からの光が反位相になっているため打ち消し合い、同様に入力ポート２からの光と入力ポート８からの光が打ち消し合うといった具合に、各入力ポート間で光が打ち消し合う。他の出力ポートにおいても、同様に各入力ポート間で光が打ち消し合い、結局、出力ポート８からのみ光が出力される。ここで、各入力ポートに位相を−０.２５πずつずらして光を入力すると、今度は出力ポート４においては、上述の入力ポート間の位相ズレと入力光の位相ズレの関係が丁度かみ合って、出力光の位相が揃い、出力光が強め合って出力される。逆に、出力ポート８においては、各入力ポートからの光の位相ズレがそのまま反映されて出力される為、結局、打ち消し合ってしまう。他の出力ポートにおいても、各入力ポートからの光の位相ズレと入力光の位相ズレの関係がかみ合わずに、やはり各入力ポート間で光が打ち消し合い、結局、出力ポート４からのみ光が出力される。同様の解釈で、各入力ポートに位相を−０.５πずつずらして光を入力すると、今度は出力ポート６からのみ光が出力されるといった具合に、各入力ポートに入力される光の位相ズレ量に応じて、光が出力されるポートが変わる。２×２光カプラを編み込んで構成したＭ×Ｍカプラはこのような動作をしている。

本願発明の合分波器において、Ｍ×Ｍカプラの前段にあるＭアレイ遅延回路は、入力される光の周波数ｆに応じて、各遅延線で位相差−２π・ｆ・ｎ・ΔＬ／ｃである位相ズレを引き起こす。ここで、ｃは光束、ｎは導波路の実効屈折率である。つまり、このＭアレイ遅延回路とＭ×Ｍカプラの組み合せにより、基本的な合分波動作が引き起こされていることになる。

一方、図４９（ａ）に示した構成のＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラの各入出力ポート間の経路における出力光の相対位相関係は、図５０（ａ）の表に示した様に入出力ポートの並び順は異なるものの、２×２光カプラを編み込んで構成したＭ×Ｍカプラのそれと同じ関係であることが分かる。従って、適切な補正移相器を備え、且つ、Ｍ×Ｍカプラの入出力ポートの並び順を適宜並べ替えれば、２×２光カプラを編み込んで構成したＭ×Ｍカプラと置き換えることができる。

これらのことを加味して、各光カプラをＭＭＩ型の光カプラに置き換えた合分波器の回路が、図４６に示した合分波器４６００である。上述した１×（Ｍ／２）カプラでの位相補正やＭ×Ｍカプラでの位相補正を行うために、ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラ４６１７の前段に移相器を設けている。また、ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラ４６１７への置き換えによって生じる入力ポートの並び順の変換を補正する為に、移相器とＭアレイ遅延回路４６１５の間に接続交換回路４６１６を設けている。なお、ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラ４６１７への置き換えによって生じる出力ポートの並び順の変換に関しては、補正を行っていないので、第５の実施形態での各出力ポートからの出力チャンネルの関係は異なることになる。接続交換回路では、導波路が交差することになるが、図４６の下図に示すように、Ｍアレイ遅延回路４６１８は、Ｍアレイ遅延回路４６１５の下半分の向きを変えることで、ある程度、交差の数を減らすことができる。

図４６に示した本実施形態の合分波器の具体的な設計パラメータの例をＮ＝３、Ｍ＝８の場合で図５１に示す。ラティス型２光束干渉計部分の設計は、基本的に第３の実施形態の値を踏襲しているが、光カプラに関しては上述の様にＭＺＩ構成を実質的に用いているので、図７で示したように変換を行い、そのＭＺＩの光路長差を決める位相差Δη_ｉはπ−２θ_ｉとする。また、接続交換回路での接続先の移相器要素番号、及び、補正用位相器の位相ζ_ｙは、図４６に示した構成の場合、図５１の表中のパターンＡに示した値になる。

本設計パラメータを用いた場合の計算特性を図５２（ａ）に示す。また、通過域特性の拡大図を図５２（ｃ）に示す。図５２（ｃ）には第３の実施形態の「Ｎ＝３」での特性も参考として併せて記載してある。図２５（ａ）に記載した第３の実施形態での特性と比較して分かるように、各出力ポートからの出力チャンネルの関係は異なっているが、透過波形の形状は全く同じになっていることが分かる。図５２に示した通過域特性の拡大図においても、本実施形態と第３の実施形態で全く同じであることが分かる。

また、図５１（ａ）で示したＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラの入出力ポート間相対位相関係は、出力ポート８で各入力ポート間の位相差が０になるように、図４９（ａ）で示した補正移相器の位相を設定したが、他の出力ポートで各入力ポート間の位相差が０になるように選んでももちろん良い。その場合は、補正用移相器への位相設定をそれに併せて変更すると共に、Ｍ×Ｍカプラの入出力ポートの並び順も適宜入れ替えることになる。図５１のパターンＢに示したパラメータは、その一例として出力ポート３で位相差を０にした場合のパラメータある。このパターンＢを用いた時の計算特性を図５２（ｂ）に示す。パターンＢに於いても各出力ポートからの出力チャンネルの関係が更に異なっているが、透過波形の形状は全く同じになっていることが分かる。また、通過域の詳細特性もパターンＡの場合と同じであった。

尚、ここまでの第１０の実施形態の合分波器では、全ての光カプラをＭＭＩ型の光カプラに置き換えたが、部分的な置き換えであっても勿論良い。例えば、回路サイズへの影響が比較的大きいＭ×Ｍカプラ及び１×（Ｍ／２）カプラのみをＭＭＩ型光カプラに置き換えて、ラティス型２光束干渉計部分の光カプラは方向性結合器型光カプラのままにしても良い。

次に、光カプラにＭＭＩ型光カプラを用いた場合のもう一つの大きなメリットについて説明する。第５の実施形態の様に１×（Ｍ／２）カプラにＹ分岐カプラを用いたり、Ｍ×Ｍカプラに２×２光カプラを編み込み構成を用いたりした場合、基本的には出力ポート数は２のべき乗になる。２のべき乗以外のポート数を実現する場合は、第５の実施形態で説明したように一部の出力ポートを未使用にする形態になる為、回路としてはやや無駄のある構成となってしまう。然しながら、ＭＭＩ型の光カプラは、１０×１０カプラや１×５カプラなど任意のポート数の光カプラを単体で構成できるので、無駄な回路を備えることなく、この２のべき乗の制限を外すことができる。これは、光カプラにＭＭＩ型光カプラを用いる見逃せないメリットの一つである。

具体例として分波ポート数をＭ＝１０とした場合について述べる。基本的な回路構成は図４６に示した通りであり、ＭＭＩ型１×（Ｍ／２）カプラ４６１４には１×５カプラが、ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラ４６１７には１０×１０カプラが配置されることになる。パラメータ例を図５１のＭ＝１０の欄に示す。ラティス型２光束干渉計部分の設計はＭ＝８の場合と同じにしてある。本設計パラメータを用いた場合の計算特性を図５２（ｄ）に示す。また、通過域特性の拡大図も図５２（ｃ）に示す。図５２（ｄ）の計算特性を見て分かるように、分波ポート数が１０の場合であっても、ポート数８の場合と同じ等に所望の合分波特性が得られていることが分かる。また、図５２（ｃ）に示した通過域特性の拡大図をみても、分波ポート数が８の場合と基本的には変わらない特性が得られていることが分かる。

［実施例］
上記の実施形態のうち幾つかの構成において、実際に作製した合分波器を実施例として説明する。尚、以下の実施例では、多チャンネルＩＬＦ回路の実現手段として、石英系平面光波回路（石英系ＰＬＣ）を用いている。これは、石英系ＰＬＣが、低挿入損失性、設計自由度、信頼性、量産性に優れ、背景技術で述べたＡＷＧ型合分波器のような受動回路の実用基盤技術として確立しているからである。しかしながら、本願発明は、回路構成に関する発明であるので、実現技術には基本的に異存しないことは明らかである。従って、他の材料系の導波路、例えば、シリコン、高分子、多元系酸化物材料や半導体材料等を用いた導波回路で実現しても、本実施例等で示した効果が同様に得られることに変わりは無い。更には、光カプラ、遅延線といった構成要素は、導波路デバイスだけでなく、空間光学デバイスでも実現できることから、本発明の構成を空間光学デバイスで実現しても勿論良い。

また、実際に回路を設計する際には、回路パターンレイアウト上の都合や、素子の特性バラツキを抑えるためなどの理由により、これまで説明した実施形態の回路をそのまま用いるとは限らず、必要に応じて回路構成の変形等を行う。ここでは、先ずこの変形規則に関して説明する。

図５３（ａ）、（ｂ）は、光カプラの一種である方向性結合器に関する変換則を説明した図である。図５３（ａ）は、結合位相角がθである方向性結合器を示している。この方向性結合器の伝達行列Ｃｐは

で表される。これまで説明してきた設計では、θは０〜π／２の範囲の値で設計されている。前述したように光パワーの結合率は、（ｓｉｎ（θ））^２で表されるので、この範囲のθで結合率は０〜１００％の値を取ることができる。一般に、θが大きくなるほど、方向性結合器の結合部の物理長は長くなり、また、作製誤差の影響も受けやすくなる。

一方、図５３（ｂ）に示す回路の伝達行列Ｆは、入力側の移相器、交差、結合位相角θ’＝π／２−θの方向性結合器、出力側の移相器、のそれぞれの伝達行列Ｐｓ１、Ｘｗ、Ｃｐ’、Ｐｓ２を用いて

となる。行列の前に掛かっているｊは、回路全体に掛かる一定の位相シフト量になるだけなので、２ポート干渉回路としては特に考慮しなくても良い。従って、図５３（ｂ）に示す回路の伝達行列Ｆは、図５３（ａ）に示す方向性結合器５３０１の伝達行列Ｃｐと基本的に同じ伝達行列を持つので、伝達特性的には等価な回路であることが分かる。両回路の方向性結合器の結合位相角の間にはθ’＝π／２−θの関係があることから、設計パラメータとしてのθが０〜π／４の場合は、図５３（ａ）の通常の構成を、θがπ／４〜π／２の場合には、θ’に換算すると０〜π／４となる図５３（ｂ）の構成を用いることによって、実際に用いる方向性結合器５３０２の結合位相角を常に０〜π／４とすることができる。このように、図５３（ａ）と図５３（ｂ）を使い分けることによって、方向性結合器の結合部の物理長を短く抑えることができ、従って、作製誤差の影響も受けにくくなる。

また、この等価変換は、交差導波路によるポートの並びの入れ替えが可能であることを示しているので、この入れ替えを利用する例を次に示す。図５３（ｃ）は前述の実施形態のラティス型２光束干渉計部分の一部を抜き出して示したものである。ここに示した２個の光カプラ即ち方向性結合器５３０４、５３０５は、上述の方向性結合器の変換則を用いて図５３（ｄ）の破線部５３０７、５３０８の形に等価変換できる。更に、図５３（ｄ）において交差導波路を解くように、経路長差ΔＬの遅延回路及び移相器のレイアウトを上下反転させると、図５３（ｅ）の構成に変形ができる。尚、図５３（ｄ）で遅延回路前後にある位相シフト量πの移相器は、２本の干渉導波路に同じ位相シフトをもたらしているので、これは回路全体に掛かる一定の位相シフト量になるだけである。従って、２ポート干渉回路としては影響がないので、この変形の過程において省略した。このように方向性結合器に関する変換則を用いることで、ラティス型２光束干渉計部分における遅延回路を各段で個別に上下のレイアウトを入れ替えることができる。

［実施例１：４ｃｈ合分波器 その１］
第１の実施例として作製した４チャンネルの合分波器５４００の構成を図５４に示す。本実施例は、構成としては第３及び第７の実施形態に該当し、分波ポート数は４ポート、即ちＭ＝４、回路段数は３段タイプ、即ちＮ＝３になる。各段の遅延回路の遅延長の係数はそれぞれｋ_１＝４、ｋ_２＝２、ｋ_３＝１である。即ち、ラティス型２光束干渉計部分の１段目５４１１、２段目５４１２の遅延回路の遅延長はそれぞれ８ΔＬ、４ΔＬになる。また、４アレイ遅延回路５４１３の遅延差はΔＬになる。今回、各チャンネルの周波数間隔は５０ＧＨｚとし、また、石英ＰＬＣの実効屈折率は約１.４５なので、ΔＬの値は約１ｍｍになる。

ラティス型２光束干渉計部分の光カプラ５４０１〜５４０３は、透過特性をある程度可変にできるように可変光カプラとした。ラティス型２光束干渉計部分の初段の遅延回路５４１１は、後述するレイアウトの都合により、長い方の経路が下側になるように上下反転した構成とした。ラティス型２光束干渉計部分の１段目の移相器５４０４、及び２段目の移相器５４０５は相対位相調節器として上下両経路に備えた。また、４アレイ遅延回路５４１３の後には、遅延回路での光路長誤差即ち位相誤差を修正する為に、各経路に位相調整器ψ_０，１〜ψ_０，４を備えた４アレイ相対位相調整器５４１４を置いた。実施形態で示した移相器φ_Ｎ、即ち等価回路におけるラティス型ＩＬＦ部の最終段の移相器に相当する移相器は、本実施例では、この４アレイ相対位相調整器５４１４で兼ねることにした。即ち、ψ_０，１、ψ_０，２の値を両方ともφ_Ｎ分同時に変化させることで、実施形態で示した移相器φ_Ｎの動作を兼ねている。尚、各相対位相調整器は、製造誤差による位相誤差の修正や周波数特性における周波数シフトの調整も兼ねて用いる。実施形態で示したＭ×Ｍカプラを構成している各光カプラ、即ち本実施例で４アレイ相対位相調節器５４１５の前後の光カプラ５４１６は、広い波長域において３ｄＢ結合特性を得る為にＷＩＮＣ型の光カプラとした。

前述してきた各種の等価変換則を考慮した設計パラメータを図５４に示した表に記載する。表には平坦特性を重視した設計パラメータ「平坦通過域設計」とわざと通過域の端の透過特性を持ち上げた設計パラメータ「高域ブースト設計」の２種類を記載している。いずれの設計においても可変光カプラの結合率は５０％以下の設計にすることができている。

石英系ＰＬＣ上での、実際の回路レイアウトを図５５に示す。前述したようにラティス型２光束干渉計部分の初段の遅延回路を上下反転した構成にしているので、本図のように回路全体をコンパクトな九十九折のレイアウトに無理なく行うことができる。

各位相調整器や可変カプラの可変移相器は、熱光学移相器５５０３を用いている。熱光学移相器は、導波路クラッド上に設けた薄膜ヒータによって局所的に導波路の温度を制御し、熱光学効果により薄膜ヒータ直下の導波路の屈折率、即ち導波光の位相を制御するものである。尚、図中には示していないが、熱光学移相器５５０３の薄膜ヒータの両側のクラッドには熱光学移相器５５０３の消費電力を低減する為の断熱溝を設けている。また、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンが回路チップ５５０５上に形成されている。

石英系ＰＬＣの導波路は複屈折性がある。従って、遅延回路においては、縦偏光モードの導波光と横偏光モードの導波光で光路長が異なる。これは、各偏光モードで合分波周波数のズレを引き起こすことになるので望ましくない。本実施例では、この偏光依存性を解消する為に遅延回路の中間地点に偏波回転器５５０２を備える構成としている。偏波回転器５５０２は、４５°に主軸を傾けた半波長板をチップ上に形成した溝５５０１に挿入することで実現している。この偏波回転器５５０２により、導波光の偏光モードが入れ替わるので複屈折による光路長差ズレを相殺することができる。また、相対位相調節器５４０４〜５４０５、及び４アレイ位相調節器５４１４も、これら調節器で位相調整時に生じる僅かな複屈折の変動を相殺する為に、偏波回転器の前後に分割して配置した。

この合分波回路チップは、火炎堆積（ＦＨＤ）法等のガラス膜堆積技術と反応性イオンエッチング（ＲＩＥ）等の微細加工技術の組み合わせを用いて作製した。具体的には、シリコン基板上に下部クラッド層となるガラス膜を堆積／透明化し、引き続き、屈折率がクラッド層よりもやや高いコア層を堆積した。次に、光導波回路となるコアパターンを微細加工技術によりパターン化し、上部クラッド層となるガラス膜を堆積／透明化することで埋め込み型の光導波路を作製した。そして、上部クラッド表面に薄膜ヒータとなる金属を真空蒸着法等で堆積し、これを微細加工技術でパターン化し、熱光学移相器を装荷した。更に、熱光学移相器の断熱溝を微細加工技術により形成した。波長板挿入溝をダイシングソーにより形成し、その溝に半波長板を挿入して接着剤固定した。最後に、入出力ポートには光ファイバーを接続し、温度調節器付きのケースにチップを収納し、合分波モジュールとした。導波路のコアとクラッドの比屈折率差は１.５％である。チップサイズは約３０×１３ｍｍとコンパクトに合分波器を実現できた。

設計パラメータ「平坦通過域設計」を用いた時の本合分波器の計算特性を図５６に示す。図５６（ａ）は、「順分散動作設定」のパラメータを用い時に入力ポート１に入力光を入射した時、即ち順分散動作時の分波特性である。図５６（ｂ）は、「逆分散動作設定」のパラメータを用いた時に入力ポート２に入力光を入射した時、即ち逆分散動作時の分波特性である。

作製した合分波器において、設計パラメータ「平坦通過域設計」となるように可変カプラの可変移相器、及び各相対位相調節器を微調整した時の実測分波特性を図５７に示す。順分散動作時、逆分散動作時共に、ポート間のバラツキもなく１５００〜１６００ｎｍの広い波長範囲で良好な繰り返し特性の分波特性が得られている。また、１５５０ｎｍ付近での各ポートの実測通過域特性の詳細を図５８に示す。透過率特性、相対群遅延特性共に図５６に示した設計特性とほぼ同じで所望の特性になっていることが分かる。各ポートの挿入損失はファイバー接続損も含めて３.２ｄＢと低損失の値が得られた。これは、背景技術で述べた光マルチキャリア送受信機内に用いる光信号合分波器に従来方法である合流カプラや分岐カプラを用いた時に生じる原理損失６ｄＢよりも２.８ｄＢも損失が低いことを示している。通常、市販の光カプラは０.２ｄＢ程度の過剰損失があるので、合計で３ｄＢ以上損失が低いといえる。透過強度特性における０.５ｄＢ帯域幅は、約３８ＧＨｚであり、チャンネル間隔５０ＧＨｚに対する帯域占有率は７６％を越えていた。また、透過強度特性において通過域の中で大きなリップルは見られず、通過域平坦性は非常に良好であった。通過域における群遅延リップルは、順分散動作時、逆分散動作時共に約７.７ｐｓであり、そのリップルの生じ方は順分散動作時、逆分散動作時で丁度逆特性になっている。

以上のように作製した第一の実施例の合分波器は、低損失性、通過域の広帯域平坦性に優れ、また、良好な周回動作を示していることが分かる。本実施例では４ポートへの多ポート化の実証に成功したが、前述の実施形態の説明で述べたように、更なる多ポート化も容易であることがわかる。また、通過域における相対群遅延特性が、順分散動作時、逆分散動作時で丁度逆の特性になっているので、第７の実施形態で示したように送信機側合波器と受信機側分波器でこれらの動作を使い分けることで、群遅延リップルを相殺することが可能であることも分かる。

次に、設計パラメータ「高域ブースト設計」で且つ「順分散動作設定」のパラメータを用いた時の本合分波器の計算特性を図５９に示す。このように設計パラメータを変えることで、通過域の形状をある程度変えることができる。

作製した同じ合分波器において、「高域ブースト設計」の設計パラメータになるように可変光カプラの可変移相器、及び各相対位相調節器を調整した時の実測分波特性を図６０に示す。１５５０ｎｍ付近だけの評価ではあるが「平坦通過域設計」の時と同様に良好な繰り返し特性が得られていることが分かる。また、図５４に示した設計特性とほぼ同じで所望の特性が得られていることも分かる。このような通過域の端の透過特性を持ち上げた特性は、送信機の変調器や受信機の受光器の帯域不足等の周波数特性補償／補正に用いることができる。

以上のように、本願発明の第１の実施例の合分波器の構成を用いれば、低損失性、通過域広帯域平坦性や通過域設計自由度に優れ、周回動作、多ポート化が可能な合分波器をコンパクトな回路構成で実現することができる。

［実施例２：４ｃｈ合分波器 その２］
第２の実施例として作製した４チャンネルの合分波器６１００の構成を図６１に示す。本実施例も、構成としては第３及び第７の実施形態に該当し、分波ポート数は４ポート、即ちＭ＝４、回路段数は２段タイプ、即ちＮ＝２になる。各段の遅延回路の遅延長の係数はそれぞれｋ_１＝２、ｋ_２＝１である。即ち、ラティス型２光束干渉計部分の遅延回路６１１２の遅延長は４ΔＬになる。また、４アレイ遅延回路６１１５の遅延差はΔＬになる。今回も、各チャンネルの周波数間隔は５０ＧＨｚとした。

回路段数を２段にしたことが、実施例１と大きく異なる他、４アレイ遅延回路６１１５の前段にある２組の光カプラをＹ分岐カプラではなく、ＷＩＮＣ型の光カプラ６１１８とし２入力２出力のカプラとした点が異なっている。ＷＩＮＣ型光カプラ６１１８のラティス型２光束干渉計から接続されていない側の入力は、モニターポートとし４アレイ相対位相器６１１７の調整に用いた。レイアウト変換や可変カプラ６１１１、６１１４の適用などのその他の点に関しては実施例１と同じである。

本実施例で用いた設計パラメータを図６１に示した表に記載する。本合分波器も石英系ＰＬＣを用いて実現した。実際の回路レイアウトを図６２に示す。本実施例でも回路全体をコンパクトな九十九折のレイアウトに無理なく行うことができる。チップサイズは約２６×１３ｍｍとコンパクトに合分波器を実現できた。

本合分波器の計算特性を図６３に示す。図６３（ａ）は、「順分散動作設定」のパラメータを用い時に入力ポート１に入力光を入射した時、即ち順分散動作時の分波特性である。図６３（ｂ）は、「逆分散動作設定」のパラメータを用いた時に入力ポート２に入力光を入射した時、即ち逆分散動作時の分波特性である。

作製した合分波器の分波特性を図６４に示す。順分散動作時、逆分散動作時共に、良好な繰り返し特性の分波特性が得られ、透過率特性、相対群遅延特性共に図６３に示した設計特性とほぼ同じで所望の特性になっていることが分かる。各ポートの挿入損失はファイバー接続損も含めて２.８ｄＢと低損失の値が得られた。透過強度特性における０.５ｄＢ帯域幅は、約３０ＧＨｚであり、理論通り段数に応じて帯域幅が変化することがわかる。

以上のように、本願発明の第２の実施例の合分波器の構成においても、低損失性、段数に応じた通過域広帯域平坦性が得られており、周回動作、多ポート化が可能な合分波器をコンパクトな回路構成で実現することができる。

今回の実施例では移相器を位相調節器、即ち可変移相器で構成したが、所定の導波路長差や導波路幅を部分的に変えて実行屈折率を変えることで実現する固定移相器で構成しても良い。固定移相器を用いた場合、製造精度上、光路長調整が必要な場合は紫外光誘起恒久屈折率変化等を利用したトリミング技術を用いて合わせ込みを行えば良いことを付記しておく。

１０１ 入力導波路
１０２ 分岐用スラブ導波路
１０３ アレイ導波路
１０４ 集光用スラブ導波路
１０５〜１０９ 出力導波路
２００ ラティス型合分波器
２０１〜２０２、８０１〜８０２、２００１〜２００２、２３０１〜２３０２、２６０１〜２６０２、２８０１〜２８０２、３１０１〜３１０２ 光カプラ
２１１〜２１４、３１１〜３１３、８１１〜８１４、２０１１〜２０１３、２３１１〜２３１４、２６１１〜２６１２、２８１１〜２８１３、３１１１〜３１１３、４２１１、４２１２、４２１５〜４２１８、４６１１〜４６１３、５４１１、５４１２、６１１２ 遅延回路
２５１ ラティス型ＩＬＦ合分波器の基本回路
４００、５００ 送信機
４５０、５５０ 受信機
４０１ ＣＷ光源
４０２ マルチキャリア発生器
４０３ キャリア分離器
４０４ 変調器
４０５ 合流カプラ
４０６ 分岐カプラ
４０６ 光信号合波器
４５２ 復調器
４５３ ＤＳＰ
４５４ 光信号分波器
６０１〜６０７ ＩＬＦ合分波周波数ピッチ
７０１、７１３、７２２〜７２３ ３ｄＢ方向性結合器
７０３〜７０４、７１４、７２４、８０３〜８０４、９０１〜９０２、２００３〜２００４，２３０３〜２３０４、２６０３〜２６０４、２８０３〜２８０４、３１０３〜３１０４、５３０４ 移相器
７１１ Ｙ分岐カプラ
７１２ 未接続ポート
７２１ 方向性結合器
８００、２０００、２３００、２６００、２８００、３０００、３１００、４２００、４６００、５４００ 合分波器
８１４、２０１４、２３１４、２６１３、２８１４、４２１９、４２２０ １×（Ｍ／２）カプラ
８１５、２０１５、２３１５、２６１４、２８１５、４２２１、４２２２、４６１５，４６１８ Ｍアレイ遅延回路
８１６、２０１６、２３１６、２６１５、２８１６ Ｍ×Ｍカプラ
９００、２７００、３２００ 等価回路
９１０、２７１０、３２１０ ラティス型ＩＬＦ
９２０、９３０、９４０、９５０、９６０、２７２０、２７３０、２７４０、２７５０、２７６０、２７７０、３２２０、３２３０、３２４０、３２５０、３２６０、３２７０、４３４０、４３５０、４３６０、４３７０、４３８０、４３９０ ＭＺＩ型光フィルタ
１３０１、１５０２ ２入力２出力要素
１３０２、１４０２ １入力２出力要素
１４０１、１５０１ １入力１出力要素
１６０１〜１６１２ 合分波器構成の等価変換部分
３０１４ １×（Ｍ´／２）カプラ
３０１５ Ｍ´アレイ遅延回路
３０１６ Ｍ´×Ｍ´カプラ
３１１４ 分波器
３１１５、４２１３、５４１３、６１１５ ４アレイ遅延回路
３１１６、４２１４ ４×４カプラ
３１１７ １×（Ｍ／４）カプラ
３１１８ （Ｍ／２）アレイ遅延回路
３１１９ （Ｍ／２）×（Ｍ／２）カプラ
３７０１ 合波器
３７０２ 分波器
３９１０ 主合分波器
３９２０ 付加フィルタ
４２２３、４２２４ Ｍ×（Ｍ／２）カプラ
４３１０ ラティス型ＩＬＦ（順分散）
４３２０、４３２０ ラティス型ＩＬＦ（逆分散）
４３２１、４３２２ ダミー回路
４６１４ ＭＭＩ型１×（Ｍ／２）カプラ
４６１６、４６１９ 接続交換回路
４６１７ ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラ
４７１１、４７１２、４７２１、４７２２、４７３１、４９１１ ＭＭＩ型Ｍ×Ｍカプラ
４８２１ １×２カプラ
５３０１、５３０２、５３０４、５３０５ 方向性結合器
５３０７、５３０８ 等価変換部分
５４０１〜５４０３、６１１１、６１１４ 可変光カプラ
５４０４、５４０５、６１１３ 相対位相調節器
５４１４、５４１５，６１１６、６１１７ ４アレイ相対位相調節器
５４１６、６１１８、６１１９ ＷＩＮＣ型光カプラ
５５０１、６２０１ 波長板挿入溝
５５０２、６２０２ 偏波回転器
５５０３ 可変移相器（熱光学移相ヒータ）
５５０４ 導波路コア
５５０５、６２０３ 回路チップ
５５０６ 接着剤

Claims (14)

1. 光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成された（Ｎ−１）段のラティス型２光束干渉計と、
   前記ラティス型２光束干渉計に接続された２組の１×（Ｍ／２）光カプラと、
   前記１×（Ｍ／２）光カプラの出力に接続されて経路長がΔＬずつ異なるＭアレイ遅延回路と、
   前記Ｍアレイ遅延回路に接続されたＭ×Ｍ’光カプラと
   を備えることを特徴とする光合分波器。
2. 前記Ｍ×Ｍ’光カプラが、ｍ段接続されたＭ／２アレイの２×２光カプラの組み合わせで構成され、
   ｋ段目ｊ番（ｋは１〜ｍの整数、ｊは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ₂（Ｍ））の前記２×２光カプラがｘ番目の経路とｙ番目の経路を結合し、
   前記ｘの値は
   

   

   
   でありｙの値は
   

   

   
   であり、
   （ｊ−１）div ２^m-kと（ｊ−１）mod ２^m-kはそれぞれ（ｊ−１）を２^m-kで割った商と余りを表す
   ことを特徴とする請求項１記載の光合分波器。
3. 前記Ｍアレイ遅延回路は、ｊ、ｋ（ｋは１〜ｍの整数、ｊは１〜Ｍ／２の自然数、ｍ＝ｌｏｇ₂（Ｍ））をパラメータとして
   

   

   
   で指定されるｘ番目の遅延経路とｙ番目の遅延経路において、
   両遅延経路の経路長差が２^m-k・ΔＬである
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の光合分波器。
4. 前記ラティス型２光束干渉計のｑ段目の２光路遅延回路の経路長差が２^q-2・Ｍ・ΔＬになっている、又は、２^N-q-1・Ｍ・ΔＬになっていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の光合分波器。
5. 前記ラティス型２光束干渉計の２光路遅延回路の経路長差がＭ・ΔＬの整数倍であり、前記Ｍアレイ遅延回路の遅延経路長が長い方からＭ／２番目の遅延経路と一番短い遅延経路との経路長差がＭ・ΔＬ／２であり、前記Ｍ×Ｍ’光カプラの１段目の光カプラが５０％結合の光カプラである
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の光合分波器。
6. 前記ラティス型２光束干渉計の１段目の２光路遅延回路の経路長差がＭ・ΔＬ／２であり、前記ラティス型２光束干渉計の１段目の光カプラが５０％結合の光カプラであり、前記ラティス型２光束干渉計の２段目以降の２光路遅延回路の経路長差がＭ・ΔＬの整数倍であり、前記Ｍアレイ遅延回路の遅延経路長が長い方からＭ／２番目の遅延経路と一番短い遅延経路との経路長差がＭ・ΔＬの整数倍である
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の光合分波器。
7. 光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成された（Ｎ−１）段のラティス型２光束干渉計と、
   前記ラティス型２光束干渉計に接続された２組の１×２出力光カプラと、
   前記２組の１×２出力光カプラに接続された４アレイ遅延回路と、
   前記４アレイ遅延回路に接続された４×４光カプラと、
   ４×４光カプラに接続された４組の１×（Ｍ／４）光カプラと、
   前記４組の１×（Ｍ／４）光カプラに接続された２組の（Ｍ／２）アレイ遅延回路と、
   前記２組の（Ｍ／２）遅延回路に接続された２組の（Ｍ／２）×（Ｍ／２）出力光カプラとを備えることを特徴とする光合分波器。
8. 前記光合分波器の分波ポートに、光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成されたＮ段のラティス型２光束干渉計が接続されていることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の光合分波器。
9. 前記光合分波器の各分波ポートに接続されているラティス型２光束干渉計の分散特性は、それぞれ前記各分波ポートで得られる前記光合分波器の分散特性の正負を逆にした特性であることを特徴とする請求項８に記載の光合分波器。
10. 光カプラと経路長差がＭ・ΔＬ／２の整数倍の２光路遅延回路が交互に多段に接続して構成された（Ｎ−１）段の第１のラティス型２光束干渉計と、
    前記第１のラティス型２光束干渉計に接続された２組の光カプラと、
    前記２組の光カプラに接続された第２および第３のラティス型２光束干渉計と、
    前記第２、第３のラティス型２光束干渉計に接続された４組の１×（Ｍ／２）光カプラと、
    前記４組の１×（Ｍ／２）光カプラに接続された２組のＭアレイ遅延回路と、
    前記２組のＭアレイ遅延回路に接続された２組のＭ×（Ｍ／２）光カプラと、
    前記第２、第３のラティス型２光束干渉計の任意の段で前記第２と第３のラティス型２光束干渉計の２光束のそれぞれの経路を結合する２組の光カプラと
    を備えることを特徴とする光合分波器。
11. 前記１×（Ｍ／２）光カプラ又は前記Ｍ×Ｍ’光カプラの少なくともひとつがＭＭＩ型の光カプラで構成されていることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の光合分波器。
12. マルチキャリア光信号を送信するマルチキャリア光送信機であって、
    前記マルチキャリア光送信機は、電気信号を光信号に変換する複数の送信器と、前記送信器から出力される個別キャリア信号光を合波して前記マルチキャリア光信号にする合波器とを備え、
    前記合波器が請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の光合分波器であることを特徴とするマルチキャリア光送信機。
13. マルチキャリア光信号を受信するマルチキャリア光受信機であって、
    前記マルチキャリア光受信機は、
    光信号を電気信号に変換する複数の受信器と、
    前記マルチキャリア光信号を分波して前記受信器へ入力する個別キャリア信号光にする分波器と
    を備え、
    前記分波器が請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の光合分波器であることを特徴とするマルチキャリア光受信機。
14. 請求項１２に記載のマルチキャリア光送信機と請求項１３に記載のマルチキャリア光受信機とを組み合わせたマルチキャリア光送受信機であって、
    前記マルチキャリア光送信機の合波器の分散特性は、前記マルチキャリア光受信機の分波器の対応する各分波ポートの分散特性の正負を逆にした特性である
    ことを特徴とするマルチキャリア光送受信機。

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