CN107250857B - 带波形整形功能的多级干涉仪电路、多载波光发送机以及多载波光接收机 - Google Patents

带波形整形功能的多级干涉仪电路、多载波光发送机以及多载波光接收机 Download PDF

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Abstract

本发明的多级干涉仪电路具备：合波端口；N‑1级格子型双光束干涉仪，各级分别具备路径长度差为M·ΔL/2的整数倍的双光束延迟电路，第1级格子型双光束干涉仪的双光束延迟电路连接于合波端口；M光束干涉仪，具有连接于最终级格子型双光束干涉仪的第一光耦合器的两组1×(M/2)光耦合器、延迟长度各相差ΔL的M阵列延迟电路、以及M×M光耦合器；以及M个分波端口，其中，在多级干涉仪电路内配置有一个或多个横向滤波器，以使在分波端口与合波端口之间进行波导的光至少通过一次。

Description

带波形整形功能的多级干涉仪电路、多载波光发送机以及多 载波光接收机
技术领域
本发明涉及一种具有光合分波器功能或光滤波器功能的多级干涉仪电路，更详细而言，涉及一种具备奈奎斯特波形整形等的波形整形滤波功能的多级干涉仪电路。
背景技术
当前，在已被实用化的长距离100G传输中，使用作为多值调制技术的一种的4相相位调制(Quadrature Phase-Shift Keying：QPSK调制)方式和作为复用技术的一种的偏振复用方式，将调制符号率设为约32Gbaud，由此在每一信道中实现128Gbps的高速传输。(传输速率128Gbps之中28Gbps的部分是传输控制上需要的信息或纠错所使用的比特，净数据传输速率为100Gbps。)在进一步的高速传输、例如400G或者1T传输等下一代高速传输中，除了调制符号的多值化、调制符号率的高速化之外，有望看到使用多个光输送载波的光多载波方式的传输技术的导入。光多载波方式是一种波分复用技术/频分复用技术，通过将多个光输送载波分别处理并行化为子信道(子载波)，来实现信道的大容量化。因此，存在为了对多个光输送载波进行并行处理而需要多个设备的缺点，但是，从容易实现的观点考虑，能比较容易地提高总的信道传输速率。整合了这样的多个光子载波的大容量信道也被称作超级信道。
在多载波方式中，在调制器/解调器的并行化的同时，还需要作为用于对各子载波进行合分波的合分波器的多级干涉仪电路。对于该多级干涉仪电路，要求如下必要条件：低损失、完整环绕动作、平坦的通带、多端口、窄信道间隔等。作为满足这些条件的多级干涉仪电路，有专利文献1所记载的多级干涉仪电路。
此外，近年来，为了提高光纤传输的频谱利用效率，能进行信号的波形整形、缩窄信号占用带宽的奈奎斯特波形整形技术受到关注。在不进行波形整形的常规的调制技术中，信号光频谱的宽度以占主要功率的主瓣的宽度计为调制符号率的两倍，当也包含旁瓣时为两倍以上。与此相对，当使用奈奎斯特波形整形技术时，变成信号频谱的宽度变窄至调制符号率左右的高矩形的频谱。因此，与常规的调制技术相比，在使用了奈奎斯特波形整形技术的调制信号中，能高密度地进行载波配置，能提高传输路径的频谱利用效率。这也适合于上述的超级信道中的子载波的配置。即，在各子载波中使用奈奎斯特波形整形技术能紧密地排列子载波，能降低信道的总占用带宽，因此频谱利用效率变高。
在奈奎斯特波形整形技术中，主要有使用数字信号处理器(DSP)的方法和使用光滤波器的方法。使用DSP的方法是如下方法：以数字域计算出在发送机中进行了奈奎斯特波形整形的信号波形，并且利用数字/模拟转换器(DAC)将该波形生成为电信号，利用光调制器将该电信号转换为信号光，由此生成进行了奈奎斯特波形整形的信号光(例如，参照非专利文献1)。使用光滤波器的方法是如下方法：利用光滤波器对通过常规的调制技术产生的信号光模拟地进行频带限制、以及频谱形状的校正，由此获得进行了奈奎斯特波形整形的信号光(例如，参照非专利文献2、3)。
在使用DSP进行奈奎斯特波形整形的方法中，首先单纯地存在DSP的功耗增大的问题。此外，在发送机的DSP中，除了奈奎斯特波形整形功能以外，还期待装入信号的多值化、发送设备/传输路径的线性/非线性预均衡等许多功能。另一方面，在高速的DAC中，有效比特数为5比特左右，不能说是足以用于波形整形的比特数。由此，特别是在加入所有上述功能的情况下，存在无法发挥充分的波形整形功能的特性的问题。此外，在使用DSP的方法中，波形整形对所产生的每一信号光进行处理。因此，在如多载波方式那样存在多个子载波信号的情况下，当然会存在如下问题：每一子载波都需要带奈奎斯特波形整形功能的DSP，功耗变大。
在使用光滤波器的方法中，对用于奈奎斯特波形整形的光滤波器要求陡峭且略复杂的频率特性，此外，还要求与各信道的中心波长匹配的特性。因此，对于光滤波器可使用利用了空间光学技术的高分辨率可变滤波器，但这样的光滤波器存在昂贵、且设备尺寸大、传输装置规模大的问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-59542号说明书
非专利文献
非专利文献1：K.Roberts et al.，“Flexible Transceivers,”in Proc.ECOC2012，paper We.3.A.3.
非专利文献2：Y.Huang et al.，“Real-Time 400G Superchannel Transmissionusing 100-GbE based 37.5-GHz Spaced Subcarriers with Optical Nyquist Shapingover 3,600-km DMF link,”in Proc.OFC/NFOEC 2013，paper NW4E.1.
非专利文献3：C.Pulikkaseril et al.，“Spectral modeling of channel bandshapes in wavelength selective switches,”Optics Express，Vol.19，No.9，pp.8458-8470(2011).
非专利文献4：K.Jinguji，et al.，"Mach-Zehnder interferometer typeoptical waveguide coupler with wavelength-flattened coupling ratio,"electronics letter，vol.26，no.17，pp.1326-1327，1990.
发明内容
发明所要解决的问题
本发明是鉴于如上问题而完成的，其目的在于，提供一种通过廉价且设备尺寸小的波导型技术而具有波形整形光滤波器功能的多级干涉仪电路。进一步，其目的在于，提供一种还集成有多载波方式中需要的合分波功能，并能对各子载波进行合分波且一起进行波形整形的多级干涉仪电路。
用于解决问题的方案
为了实现这样的目的，本发明的第一方案是一种多级干涉仪电路，其具备：至少一个合波端口；N-1级(N为2以上的自然数)格子型双光束干涉仪，各级格子型双光束干涉仪分别具备路径长度差为M·ΔL/2(M为自然数)的整数倍的双光束延迟电路和第一光耦合器，第1级格子型双光束干涉仪的所述双光束延迟电路经由第二光耦合器连接于所述至少一个合波端口；M光束干涉仪，具有输入分别连接于第N-1级格子型双光束干涉仪的所述第一光耦合器的两个输出的两组1×(M/2)光耦合器、连接于所述1×(M/2)光耦合器且延迟长度各相差ΔL的M阵列延迟电路、以及连接于所述M阵列延迟电路的M×M光耦合器；以及M个分波端口，连接于所述M×M光耦合器，所述多级干涉仪电路的特征在于，在所述多级干涉仪电路内配置有一个或多个横向滤波器，以使在所述分波端口与所述合波端口之间进行波导的光至少通过一次。
发明效果
根据本发明，能实现通过廉价且设备尺寸小的波导型技术而具有波形整形光滤波器功能的多级干涉仪电路，进而，能实现能对各子载波进行合分波且一起进行波形整形的多级干涉仪电路。
附图说明
图1是表示本发明的多级干涉仪电路的基本构成的图。
图2A是表示图1的多级干涉仪电路的M＝2的情况下的M×M耦合器的构成例的图。
图2B是表示图1的多级干涉仪电路的M＝4的情况下的M×M耦合器的构成例的图。
图2C是表示图1的多级干涉仪电路的M＝8的情况下的M×M耦合器的构成例的图。
图3是表示分波端口为8端口(M＝8)、干涉仪级数为4级(N＝4)的情况下的设计参数例的图。
图4A是表示使用了图3所记载的设计参数时的、无TF的多级干涉仪电路的功率透过率特性的图。
图4B是表示使用了图3所记载的设计参数时的、无TF的多级干涉仪电路的通带的功率透过率特性的图。
图4C是表示使用了图3所记载的设计参数时的、无TF的多级干涉仪电路的通带的群延迟特性的图。
图5是表示使用了图1的多级干涉仪电路的多载波收发机的一例的构成图。
图6A是表示作为驱动图5的偏振复用IQ调制器的、假定了QPSK调制的理想电信号波形的方形波的信号波形的图。
图6B是表示作为驱动图5的偏振复用IQ调制器的、假定了QPSK调制的实际电信号波形的升余弦波的信号波形的图。
图7A是表示来自图5的偏振复用IQ调制器的信号光的整个频谱的特性的图。
图7B是表示来自图5的偏振复用IQ调制器的信号光的频谱的主瓣中的详细特性的图。
图8A是表示在图5的发送机中使具有图7A及图7B的频谱形状的信号光透过无TF的多级干涉仪电路时的信号光的计算频谱等的整个区域中的特性的图。
图8B是表示在图5的发送机中使具有图7A及图7B的频谱形状的信号光透过无TF的多级干涉仪电路时的信号光的计算频谱等的主瓣/通带附近的详细特性的图。
图9A是表示用于本发明TF的一般构成例的图。
图9B是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9C是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9D是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9E是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9F是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9G是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9H是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9I是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图9J是表示用于本发明的TF的具体构成例的图。
图10A是表示图9B的TF的功率透过率特性的图。
图10B是表示图9B的TF的设计特性2中的群延迟特性的图。
图11A是表示图9C的TF的功率透过率特性的图。
图11B是表示图9C的TF的群延迟特性的图。
图12是表示微妙地改变了4抽头TF的参数时的图9C的TF的计算透过特性的图。
图13A是表示图9H的TF的功率透过率特性的图。
图13B是表示图9H的TF的群延迟特性的图。
图13C是表示图9H的TF的等效电路的图。
图13D是表示图9H的TF的脉冲响应的图。
图14A是表示图9I的TF的功率透过率特性的图。
图14B是表示图9I的TF的群延迟特性的图。
图15是表示本发明的实施方式一的多级干涉仪电路的构成图。
图16A是表示实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路的功率透过率特性的图。
图16B是表示实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路的通带的功率透过率特性的图。
图16C是表示实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路的通带的群延迟特性的图。
图17A是表示将实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的整个区域中的特性的图。
图17B是表示将实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的主瓣/通带附近的特性的图。
图18是表示本发明的实施方式二的多级干涉仪电路的构成图。
图19是表示本发明的实施方式三的多级干涉仪电路的构成图。
图20A是表示实施方式三的多级干涉仪电路的功率透过率特性的图。
图20B是表示实施方式三的多级干涉仪电路的通带的功率透过率特性的图。
图20C是表示实施方式三的多级干涉仪电路的通带的群延迟特性的图。
图21A是表示将实施方式三的多级干涉仪电路用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的整个区域中的特性的图。
图21B是表示将实施方式三的多级干涉仪电路用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的主瓣/通带附近的特性的图。
图22是表示本发明的实施方式四的多级干涉仪电路的构成图。
图23A是表示实施方式四的多级干涉仪电路的功率透过率特性的图。
图23B是表示实施方式四的多级干涉仪电路的通带的功率透过率特性的图。
图23C是表示实施方式四的多级干涉仪电路的通带的群延迟特性的图。
图24A是表示将实施方式四的多级干涉仪电路用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的整个区域中的特性的图。
图24B表示将实施方式四的多级干涉仪电路用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的主瓣/通带附近的特性。
图25A是表示本发明的一实施例的多级干涉仪电路的电路布局的俯视透视图的图。
图25B是表示图25A的XXVB-XXVB′的剖面图的图。
图25C是表示图25A的XXVC-XXVC′的剖面图的图。
图26A是表示作为本实施例制作出的有TF的多级干涉仪电路(发送机用有TF的合波器)的所有端口的功率透过特性的图。
图26B是表示作为本实施例制作出的有TF的多级干涉仪电路(发送机用有TF的合波器)的通带的功率透过特性的图。
图26C是表示作为参考制作出的无TF的多级干涉仪电路(接收机用无TF的分波器)的所有端口的功率透过特性的图。
图26D是表示作为参考制作出的无TF的多级干涉仪电路(接收机用无TF的分波器)的通带的功率透过特性的图。
图27A是表示从多载波发送机中的各偏振复用QPSK调制器输出的各子载波信号光频谱的图。
图27B是表示通过由所制作的图25A的多级干涉仪电路形成的合波器对多载波发送机中的各子载波信号进行合波后的多载波信号、即作为发送机的发送信号光的频谱的图。
图27C是表示通过多载波接收机中的由所制作的无TF的多级干涉仪电路形成的分波器对来自发送机的多载波信号进行分波后的子载波#2的信号的图。
图28A是表示将实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路用作接收机的分波器时的所有分波端口中的功率透过率特性的图。
图28B是表示将实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路用作接收机的分波器时的通带的功率透过率特性的图。
图28C是表示将实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路用作接收机的分波器时的通过域的群延迟特性的图。
图29A是表示将实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路用于接收机的分波器时的接收频谱、采样后的接收信号光频谱等的整个区域中的特性的图。
图29B是表示将实施方式一或实施方式二的多级干涉仪电路用于接收机的分波器时的接收信号光频谱等的主瓣/通带附近的特性的图。
具体实施方式
在对本发明的实施方式进行说明之前，预先对几种构成要素的形态进行说明。
首先，对于光耦合器的构成，公知定向耦合器、多模干涉仪(MultimodeInterference：MMI)型光耦合器、或者后述的实施例中使用的被称作波长不敏感耦合器(Wavelength Insensitive Coupler：WINC)的由一种MZI(Mach-Zehnder interferometer：马赫-曾德尔干涉仪)构成的光耦合器(非专利文献4)等几种构成。作为用于本发明的多级干涉仪电路的光耦合器，基本上可以使用任一构成。就这些光耦合器而言，在下述等细微之处有所不同：在定向耦合器中，交叉路径相对于条形路径的相对相位滞后π/2，在多模干涉仪型光耦合器中，超前π/2。但是，如专利文献1的详细内容所记载，通过进行在光耦合器的前后设置±π/2的移相器等校正，能进行这些光耦合器之间的定向耦合器的相互置换。在本实施方式中，若没有特别说明，则基本上在使用了定向耦合器的情况下进行说明。
此外，在以下的实施方式中，对于1×2分支器、或者2×1合流器，主要在使用了Y分支电路的情况下进行说明，但也可以采用如下构成：使用2×2耦合器并将一个端口设为未连接。其中，在使用2×2耦合器的情况下，如上所述，在端口之间产生π/2的相对相移，因此，如专利文献1的详细内容所记载，进行在交叉路径侧设置π/2的移相器等校正。需要说明的是，在使用了2×2耦合器的情况下，当然也可以将不需要的端口活用为显示器端口或测试端口。就此而言，不仅固定耦合比率的光耦合器，当然对于耦合比率可变的可变光耦合器也是同样的。
可变光耦合器由将两个3dB的2×2耦合器经由两个可变移相器连接的MZI构成。通过改变该可变移相器的移相量，能动态地改变将整个MZI视为光耦合器的情况下的耦合率。需要说明的是，在专利文献1中记载了将常规的光耦合器置换成该可变光耦合器的情况下的等效转换规则的详细内容。当然，可变光耦合器不仅可以采用这样的MZI构成，也可以采用通过改变定向耦合器的耦合部的折射率来改变作为耦合器的耦合率的构成等其他构成。
此外，设于干涉仪中的移相器用于设定在干涉仪的各路径中传播的光的相对相变，因此绝对值并不重要，各路径之间的相对值具有意义。因此，例如在A和B的2路径的干涉仪、即双光束干涉仪中，在使A路径的传播光的相变相对于B路径的传播光的相变增大
Figure GDA0001558667040000091
的情况下，既可以仅在A路径设置
Figure GDA0001558667040000092
的移相器，也可以在A路径设置
Figure GDA0001558667040000096
的移相器并在B路径设置
Figure GDA0001558667040000093
的移相器。此外，移相量有周期2π的任意性。总之，在设定相对相变量
Figure GDA0001558667040000094
的情况下，在A路径设置赋予
Figure GDA0001558667040000095
的相变的移相器、在B路径设置赋予+ψ+2π·b的相变的移相器即可。在此，ψ为任意数，a、b为任意整数。预先说明：在以下的说明中，关于该任意性没有特别记载，虽然采用例如“仅在A路径设置
Figure GDA0001558667040000101
的移相器”等易于理解的记载，但包含该任意性。此外，某一条路径中传播光所接收的相变量为通过路径中的元件接收的相变量的总和，因此总相变量不取决于各元件的顺序。由此，也预先说明位于一条路径中的移相器、延迟线等的顺序可以改换。就这些移相器中的移相量的相对性、移相器的顺序的更换性而言，不仅移相量固定的移相器，当然也适合于将移相量设为可变的可变移相器。
此外，对于移相器的实现单元，存在使用微小长度的延迟线的单元、改变波导介质的实效折射率的单元等几种单元，可以使用任一单元。作为改变波导介质的实效折射率的单元，既可以利用改变构成波导介质的物质的折射率的热光效应、电光效应、光弹性效应等物理现象，在波导介质为波导的情况下，也可以利用通过改变波导宽度等波导尺寸或结构实现的结构折射率变化。
此外，在以下所述的实施方式、实施例中，主要作为多级干涉仪电路的合分波数M为2的乘方(M＝2m；m为自然数)来进行举例示出/说明。这是由于，在本发明的多级干涉仪电路的构成上，当端口数为2的乘方时，整个构成为正合适的构成，因此情况良好。然而，即使在端口数为2的乘方以外的情况下，如果采用将端口数为M’＝2m’(在此，m’为M＜2m’的最小自然数)的构成作为基本构成、并省略一部分的端口以及仅与这一部分的端口相关的电路元件的构成，就也能应用本发明的构成。
此外，为了方便说明，各种实施方式、实施例的构成主要作为分波器进行图示/说明(光的输入/输出的朝向等)，但通过改换输入/输出能用作合波器。即，预先说明：只要输入/输出相反，则本质上合波器与分波器是相同的构成。此外，有时也将用作分波器的情况下的输入侧的端口普遍记载为合波端口，将输出侧的端口普遍记载为分波端口。此外，多级干涉仪的级序数将用作分波器的情况下的输入侧设为小号。
〔基本构成〕
图1是表示本发明的多级干涉仪电路的基本构成的图。图1的多级干涉仪电路100是具有N级干涉仪(110-1～110-N)的干涉仪电路，交替地连接有2×2耦合器103、111-1～111-N-1和延迟电路112-1～112-N，最后连接有M×M耦合器111-N。多级干涉仪电路100具备：合波端口101及102、连接于合波端口101及102的2×2耦合器103、N级干涉仪110-1～110-N、以及连接于第N级干涉仪110-N的分波端口132-1～132-M。
第1级干涉仪110-1具备：连接于2×2耦合器103的延迟电路112-1、和连接于延迟电路112-1的2×2耦合器111-1。第2级干涉仪110-2至第N-1级干涉仪110-N-1也具备：连接于前一级干涉仪(110-1～110-N-2)的2×2耦合器(111-1～111-N-2)的延迟电路(112-2～112-N-1)、和连接于延迟电路(112-2～112-N-1)的2×2耦合器(111-2～111-N-1)。第N级干涉仪110-N具备分别连接于2×2耦合器111-N-1的两个波导的1×(M/2)耦合器116-N及117-N、连接于1×(M/2)耦合器116-N及117-N的M阵列延迟电路112-N、以及连接于M阵列延迟电路112-N的M×M耦合器111-N。在M×M耦合器111-N的各端口连接有分波端口132-1～132-M。
在此，在将多级干涉仪电路100用作分波器的情况下，合波端口101或102被用作信号光的输入端口，在将多级干涉仪电路100用作合波器的情况下，合波端口101或102被用作信号光的输出端口。此外，在将多级干涉仪电路100用作合波器的情况下，分波端口132-1～132-M被用作信号光的输入端口，在将多级干涉仪电路100用作分波器的情况下，分波端口132-1～132-M被用作信号光的输出端口。
此外，在多级干涉仪电路100的光路，插入有包含多光束干涉仪的横向滤波器(TF：104、105、114-1～114-N、115-1～115-N、131-1～131-M)。TF的插入位置以在分波端口101及102与合波端口132-1～132-M之间进行波导的光至少通过一次的方式配置于多级干涉仪电路100内。即，如果是如下位置则可以是任一位置：在将多级干涉仪电路100用作分波器的情况下，从合波端口101及/或102输入的光在到达合波端口132-1～132-M之前至少通过TF一次的位置；或者，在将多级干涉仪电路100用作合波器的情况下，从合波端口132-1～132-M输入的光在到达分波端口101及/或102之前至少通过TF一次的位置。需要说明的是，关于具体的TF的插入位置将在后面进行说明。此外，在干涉仪(110-1～110-N)各级延迟电路(112-1～112-N)的前或后，根据设计来配置移相器(113-1～113-N)。需要说明的是，在图1中，未配置M阵列延迟电路之后的移相器，但如后述的实施例一等中说明有时也进行配置。
需要说明的是，在图1中，以将合波端口101及102设为输入端口、将分波端口132-1～132-M设为输出端口的分波端口数M＝8的分波器的情况为例子。但是，也可以采用将分波端口132-1～132-M设为输入端口、将合波端口101及102设为输出端口的合波器，端口数并不限定于M＝8。
第1级干涉仪110-1至第N-1级干涉仪110-N-1的延迟电路112-1～112-N-1将双光束干涉仪作为基本构成，所述双光束干涉仪具有短条臂波导以及长条臂波导这两条臂波导，短条臂波导与长条臂波导的路径长度差、即延迟长度为M·ΔL/2的整数倍kq。在此，ΔL为：
ΔL＝c/(n·M·Δf) 算式1
在此，c为光速，n为波导的实效折射率，Δf为合分波频率间隔。
此外，第N级干涉仪110-N的M阵列延迟电路112-N将M光束干涉仪作为基本构成。在此，在从短的开始按顺序对M阵列延迟电路112-N的臂波导标注编号1、2……M的情况下，编号i(1≤i≤M)的臂波导的、相对于最短的臂波导的路径长度差为：
(i-1)·ΔL(1≤i≤M/2) 算式2
((kN-1)·M/2+i-1)·ΔL(M/2+1≤i≤M) 算式3。
需要说明的是，可以有kq(q为1～N的整数)基本上为各种整数的设计。但是，如后述的实施方式，当采用每一级在乘方(kq为2的乘方)上不同的设计时，能以输入端口至输出端口的能取得的光的传播路径的路径长度没有重复的方式高效地获得多个路径长度，能以较少的级数获得接近所希望的特性的设计。
M×M耦合器111-N由m级连接的M/2阵列的2×2耦合器构成，第t级u号(t为1～m的整数，u为1～M/2的自然数)的2×2耦合器以将第x号路径与第y号路径耦合的方式连接。在此，m＝log2(M)，
[算式1]
x＝2m-t+1·{(u-1)div2m-t}+{(u-1)mod2m-t}+1 算式4
y＝2m-t+1·{(u-1)div2m-t}+{(u-1)mod2m-t}+1+2m-t 算式5
需要说明的是，(u-1)div 2m-t和(u-1)mod2m-t分别表示(u-1)除以2m-t得到的商和余数。图2A是表示图1的多级干涉仪电路100的M×M耦合器111-N的设为M＝2的情况下的构成例的图，图2B是表示设为M＝4的情况下的M×M耦合器的构成例的图，图2C是表示设为M＝8的情况下的M×M耦合器的构成例的图。
就M阵列延迟电路而言，基本上在将上述u、t作为参数并由上述算式指定的第x号延迟路径和第y号延迟路径中，两延迟路径的路径长度差为2m-t·ΔL的关系。而且，有时也在M阵列延迟电路中对上半部分的延迟路径追加M·ΔL/2的整数倍的路径长度。需要说明的是，在图1中示出了如下构成作为代表例：延迟电路112-1～112-N-1的路径长度在纸面上方较长，M阵列延迟电路112-N的路径长度从纸面下方朝向上方依次各增加ΔL。但延迟电路的配置由电路的布局决定，既可以双方都将纸面下方设为较长的延迟线，或者也可以如后述的实施方式设为它们混合的构成。
此外，在图1中，1×(M/2)耦合器以将多个1×2耦合器呈二叉树状连接的方式构成，但当然也可以为MMI型1×(M/2)耦合器等其他构成。
在本构成中，除了横向滤波器104、105、114-1～114-N、115-1～115-N、131-1～131-M以外的构成与专利文献1所记载的构成相同。即，本发明的构成与专利文献1所记载的构成在如下方面差异较大：TF104、105、114-1～114-N、115-1～115-N、131-1～131-M被插入至少一级以上的干涉仪中所有干涉光路径、及/或合波端口的至少任一方、及/或分波端口。为了对插入有该TF的效果进行说明，首先对未插入有TF的构成(无TF的多级干涉仪电路：参照专利文献1)中的特性进行简单说明。
〔无TF的情况下的特性〕
图3中示出分波端口为8端口(M＝8)、干涉仪级数为4级(N＝4)的情况下的设计参数例。在此，延迟长度倍数ki为负的情况表示就图1中延迟电路的路径长度而言下侧路径较长。此外，光耦合器的参数θi被称作耦合相位角，是对光耦合器的光耦合系数进行角度表达的量，(sin(θi))2为耦合率的功率比、即向交叉路径的功率分配比。需要说明的是，在顺群延迟纹波设计(顺GDR设计)和逆群延迟纹波设计(逆GDR设计)中，最终级的移相器
Figure GDA0001558667040000141
的值与所使用的合波端口不同。需要说明的是，在本构成中，使用如上所述以较少的级数获得所希望的高矩形的透过特性的、每一级ki在2的乘方上不同的设计。但是，预先说明如专利文献1所记载也可以有各种整数的设计。图4A中示出使用图3所记载的设计参数时的、无TF的多级干涉仪电路的所有分波端口的功率透过率特性，图4B中示出无TF的多级干涉仪电路的通带的功率透过率特性，图4C中示出无TF的多级干涉仪电路的通带的群延迟特性。在这些图中，横轴由通过合分波间隔标准化后的相对频率表示。需要说明的是，图4B、图4C所示的通带的特性在所有分波端口为相同的特性。此外，图4A、图4B所示的功率透过率特性在顺GDR设计和逆GDR设计中为完全相同的特性。另一方面，如图4C所示，群延迟特性在顺GDR设计(0401)和逆GDR设计(0402)中为上下反转的特性。由功率透过率特性的图可知，无TF的本多级干涉仪电路的原理损失小，为低损失，通带在宽频带中平坦性优异。如专利文献1所记载，关于该平坦性，通过增加干涉仪级数，能进一步提高平坦性。关于分波端口数，也能通过增加M光束干涉仪的干涉路径阵列数M来进一步增加分波端口数，而不必增加干涉仪级数，即不会导致电路尺寸的大幅度增加。此外，本电路中使用的所有干涉仪的路径长度差为ΔL的整数倍，因此确保了FSR＝c/(n·ΔL)下的完整环绕动作。
如图4C所示，群延迟特性在频带内具有群延迟纹波。需要说明的是，在这些图中，如上所述，横轴的频率被标准化，因此与其匹配地也标准化图示出群延迟量。为了将标准化后的群延迟量换算为实际的数值，在频率单位为funit[Hz]的情况下，将群延迟单位视为1/funit[s]即可。例如，在频率单位为37.5GHz的情况下，群延迟单位为26.6ps，因此本图的通带中的纹波量约为18ps。一般而言，在通信系统中，多数情况下成对地使用合波器和分波器。在多载波方式中，在发送机中使用中合波器，在接收机中使用分波器。如上所述，在顺GDR设计和逆GDR设计中为上下反转的特性。因此，通过在发送机中使用顺GDR设计的合波器、在接收机中使用逆GDR设计的分波器，能使各多级干涉仪电路的群延迟纹波在整个收发系统的特性中抵消为零。
如以上所说明，无TF的多级干涉仪电路具有通带平坦特性优异的矩形的透过特性。因此，可认为：如果使信号光透过该无TF的多级干涉仪电路，则能生成具有高矩形的频谱的奈奎斯特信号。但是，实际上来自调制器的输出信号光、即向多级干涉仪电路输入的原始信号光不具有平坦的频谱，因此不会如此。以下详细地进行说明。
图5是表示作为使用了图1的多级干涉仪电路100的多载波收发机的一例的多载波收发机500的构成例的图。需要说明的是，本图中，在子载波数为4的情况下进行图示。图5的多载波收发机500具备发送机510和接收机520。发送机510具备：对每一子载波准备的输送波光源511-1～511-4、供每一子载波的2值电信号以及来自输送波光源511-1～511-4的光输入的偏振复用矢量调制器(偏振复用IQ调制器)512-1～512-4、以及对各子载波信号光进行合波并整合成多载波信号的合波器513。接收机520具备：将来自发送机510的多载波信号分波成各子载波信号的分波器521、对每一子载波准备的本振光源522-1～522-4、供各子载波信号以及来自本振光源522-1～522-4的光输入的相干解调器523-1～523-4、以及供来自相干解调器523-1～523-4的解调电信号分别输入的模拟数字转换器(ADC)/数字信号处理器(DSP)524-1～524-4。
假定在发送机510中奈奎斯特波形整形在电信号的阶段不进行而在光信号的阶段进行，因此驱动调制器的电信号为方形波。在此，图6A是表示假定QPSK调制并驱动调制器的2值的理想电信号的图，图6B表示假定QPSK调制并驱动调制器的、来自常规使用的电数据信号源的实际的2值的电信号波形。如图6A所示，理想的是，驱动调制器的电信号是以方形波为基础的波形。但是，由于电设备的频带有限，因此，如图6B所示，实际的驱动波形是电平的过渡部分平缓的被称作升余弦波的波形。即使在16值正交振幅调制(16QAM调制)等多值调制中，只要电信号的电平增加至4值等，方形波就为驱动波形的基础，其也不会改变成圆滑的波形为实际的驱动波形。
图7A表示来自图5的偏振复用IQ调制器512-1～512-4的偏振复用QPSK调制信号光的整个频谱的特性，图7B表示偏振复用QPSK调制信号光的频谱的主瓣中的详细特性。来自由图6A或图6B的电信号波形驱动的偏振复用IQ调制器的偏振复用QPSK调制信号光的频谱如图7A所示为以由Sinc函数表示的形状为基础的频谱形状。在由图6A所示的完整的方形波的电信号驱动的情况下为Sinc形状。在由图6B所示的升余弦波的电信号驱动的情况下，与纯粹的Sinc形状相比，旁瓣衰减，此外，主瓣变成稍尖的形状。观察图7A及图7B所记载的各种条件下的计算频谱可知，这些形状依赖于驱动振幅或调制器自身的频率特性而微妙地变化。
图8A表示发送机510中使具有图7A及图7B的频谱形状的信号光透过无TF的多级干涉仪电路(由于是发送机内，因此用作合波器)时的信号光的计算频谱等的整个区域中的特性，图8B表示主瓣/通带附近的详细特性。在图8A及图8B中，合波器513的子载波间隔与子载波信号光的符号率之比约为1.17(相当于子载波间隔＝37.5GHz，符号率＝32Gbaud)，子载波信号的调制方式为偏振复用QPSK调制，调制器的驱动条件为利用升余弦波电信号进行的2Vπ振幅驱动，调制器的频带设为无限制。起初，来自调制器的输出信号光、即输入至合波器的原始信号光的功率谱密度(802、812)不平坦而呈山形。由该计算结果可知，即使合波器513的透过率特性(801、811)为通带平坦性优异的高矩形的形状，透过合波器的信号光、即作为发送机的发送信号光的功率谱密度(803、813)也仍然呈山形。当然，从带宽的观点考虑，旁瓣被除去，主瓣的宽度也变窄，因此变得接近奈奎斯特信号。
因此，为了使发送信号光的频谱形状也如奈奎斯特信号一样为高矩形的形状，需要使合波器513的通带具有对原始信号的Sinc频谱形状进行校正的倾角形状的特性。作为简单地使通带具有倾角特性的方法，如专利文献1所记载，存在适当地调整光耦合器的参数θi来提高高频的方法。然而，调整该参数θi的方法在相邻信道的消光比劣化的方面存在问题。在用作发送机的合波器的情况下，相邻信道的消光比劣化会导致相邻子载波信号光的旁瓣部分向该子载波泄露、即串扰。这会导致信号品质降低，因此不理想。
为了易于理解该串扰的原因，当以作为分波器的动作进行说明时，在无TF的多级干涉仪电路的情况下，输入至合波端口的信号光被输出至任一分波端口。即，在使该信道的通带具有倾角形状的特性的情况下，作为倾角赋予损失的部分的光不是在什么地方消失，而一定被输出至其他分波端口，因此调整参数θi的方法本质上为产生串扰的方法。
〔TF的构成〕
为了不产生串扰而具有倾角形状的特性，必须采用将作为倾角的部分的光舍弃于分波端口以外的构成。在本发明的多级干涉仪电路的构成中，通过TF来实现不产生串扰而具有倾角形状的特性。图9A～图9J是表示本发明中的TF的构成例的图。图9A是TF的一般构成，图9B～图9J是TF的详细构成例。图9A的TF900是一种多光束干涉仪，其具备：1输入S输出耦合器(1×S耦合器)901、连接于1×S耦合器901的S条输出的S阵列延迟电路902、以及分别连接有S阵列延迟电路902的S条臂波导的S条输出的S输入1输出耦合器(S×1耦合器)903。此外，根据需要，在S阵列延迟电路902的各臂波导插入有移相器(ηi)904-1～904-s。
S阵列延迟电路902的各臂波导(延迟线)的相邻的臂波导之间的路径长度差为ΔLTF。(因此，S阵列延迟电路902的最短的臂波导与最长的臂波导的路径长度差为(S-1)·ΔLTF。)此时，TF具有以由ΔLTF决定的周期重复的透过特性。重复周期FSRTF为：
FSRTF＝c/(n·ΔLTF) 算式6。
在此，c为光速，n为波导的实效折射率。通常，ΔLTF被设定为：
ΔLTF＝M·ΔL 算式7。
其中，在将TF插入多级干涉仪电路的输出端口的情况下，不限于此。当将算式7代入算式6并使用算式1时，FSRTF＝Δf。因此，在ΔLTF处于算式7的关系的情况下，TF的特性的重复周期与多级干涉仪电路的合分波间隔一致，能对各端口的子载波信号一起赋予相同的校正特性。一般而言，在横向滤波器中，通过各抽头的强度/相位的值，能在由FSR决定的定义频率范围内决定透过特性，抽头数越多，其透过特性的设计自由度越大。因此，即使在本构成的TF900中，通过适当地设定1×S耦合器901的分支比、S×1耦合器903的合流比、以及移相器的移相量，也能获得大体上校正Sinc特性的倾角特性。
图9B的TF910是作为路径长度差为ΔLTF的双光束干涉仪的2抽头TF。对于1×2耦合器911、2×1耦合器913，使用将不需要的输入/输出端口设为未使用的2×2耦合器。图10A表示TF910的功率透过率特性，图10B表示TF910的设计特性2中的群延迟特性。对于图10A的功率透过率特性，计算各2×2耦合器911、913的耦合相位角(耦合率)ξ1的设计值作为设计1：0.1518π(21.1％)、设计2：0.1292π(15.6％)，图10B所示的群延迟特性通过设计2的参数进行计算。需要说明的是，图10A中还同时示出对由升余弦波信号进行了2Vπ振幅驱动时的信号光的频谱形状进行校正的目标特性。假定目标校正特性1为在所谓的奈奎斯特频带±B/2的整个范围内进行校正的情况，目标校正特性2为仅在略窄于其的范围内进行校正的情况。在此，B是信号光的符号率。观察图10A可知，即使是2抽头TF，也能大致校正Sinc形状的频谱。其中，在设计1中，计算出残留有1dB左右的频带内纹波，此外，在设计2中，虽然纹波量变小，但能校正的范围变得略小于奈奎斯特频带。需要说明的是，就图10A的功率透过特性而言，无论在使用了输入端口0(In0)/输出端口0(Out0)的情况下，还是在使用了输入端口1(In1)/输出端口1(Out1)的情况下，在任一情况下都为相同的特性。其中，如图10B所示，群延迟特性在使用了输入端口0/输出端口0的情况和使用了输入端口1/输出端口1的情况下为上下反转的特性。
图9C表示作为路径长度各相差ΔLTF的4光束干涉仪的4抽头TF920的构成例。1×4耦合器921、4×1耦合器923使用如下构成：组合2×2耦合器，且将不需要的输入/输出端口设为未使用。在路径长度差3ΔLTF和2ΔLTF的路径插入有π移相器924-2、924-3。图11A表示TF920的功率透过率特性，图11B表示TF920的群延迟特性。对于图11A的透过特性，计算各2×2耦合器921、923的耦合相位角(耦合率)作为ξ1＝0.1518π(21.1％)、ξ2＝0.0088π(7.5％)。需要说明的是，图11A中还同时示出对由升余弦波信号进行了2Vπ振幅驱动时的信号光的频谱形状在奈奎斯特频带±B/2的整个范围内进行校正的目标特性。观察图11A可知，在4抽头TF中，能通过大致接近目标特性的倾角形状的特性对Sinc形状的频谱进行校正。需要说明的是，该功率透过率特性在使用了相同编号的输入/输出端口的组、即输入端口p(Inp)/输出端口p(Outp)(p＝0～3的整数)中的任一个的情况下也为相同的特性。其中，如图11B所示，群延迟特性根据输入/输出端口的组而不同，在p＝0和3、或者p＝1和2的情况下分别为上下反转的特性。
图9D～图9F是作为路径长度各相差ΔLTF的4光束干涉仪的4抽头TF的构成例，但1×4耦合器、4×1耦合器的构成、移相器的位置与图9C的构成不同。这些4抽头TF的功率透过率特性、群延迟特性与图11B所示的特性完全相同。需要说明的是，其中，用作1输入1输出的TF时，在1×4耦合器(921、951)、4×1耦合器(923、953)中无需使用交叉波导，因此在设计布局以及损失特性上，与图9D及9E的构成相比，图9C及9F的构成可以说是有利一些的构成。
图9G所示的TF960为二级级联地连接双光束干涉仪(MZI)的构成，第1级MZI961的路径长度差为ΔLTF，第2级MZI962的路径长度差为2ΔLTF，第2级MZI962中，在一方的路径插入有π移相器967。该二级连接的TF960的特性也与图11A所示的输入端口3/输出端口3中的特性完全相同。
对图9C所记载的TF920～图9G所记载的TF960的特性相同的理由进行简单地说明。图9D所记载的构成例二的TF930为在路径长度差ΔLTF的MZI(设为MZI1)的两干涉路径嵌套了路径长度差2ΔLTF的MZI(设为MZI2)的构成。在MZI1的整个路径嵌入相同构成的MZI2，即，整个路径的光接收相同的MZI2的透过特性，因此，即使该MZI2被带到MZI1之外，在MZI1之外集中地赋予MZI2的透过特性，总的透过特性也不变。将该MZI2归于MZI1之外的构成正是图9G所记载的二级连接的TF960的构成。因此，图9D所记载的构成例二的TF930与图9G所记载的二级连接的TF960为相同的透过特性。需要说明的是，在二级连接的TF960中，使用各级MZI中的哪个输入/输出端口(上侧/下侧)与图9D的构成例二的TF930中使用哪个输入/输出端口的组直接对应。
关于图9F所示的TF950，也在MZI2嵌套有MZI1，因此出于相同的理由可知为相同的透过特性。关于图9C所记载的构成例一的TF920，由于只是构成例四的位于4×1耦合器中的ξ1的耦合率的2×2耦合器的两输出的移相器的位置的双方都移动至该光耦合器的两输入，因此仍为相同的透过特性。与构成例一的TF920相比，图9E所记载的构成例三的TF940只是4×1耦合器中的2×2耦合器的编入顺序不同，来自各路径的合流比、以及来自各路径的相位关系在任一4×1耦合器中都相同，因此仍为相同的透过特性。
至此，关于双光束干涉仪、4光束干涉仪，对各种详细构成进行了说明，按照类似的想法，即使在8光束干涉仪等进一步的多光束干涉仪中也能构成TF。干涉数增加意味着设计自由度相应增加，能获得更接近目标特性的特性。图11A中还同时示出二级连接TF的MZI1单体和MZI2单体的功率透过率特性。当对这些单体特性以分贝表达进行取和时，与整体的设计特性一致，由此可知，作为等效电路的多级构成中的级数增加意味着能设定具有更高阶的纹波的透过特性，意味着能设计与目标特性更匹配的特性。
那么，如上所述，在图7A及7B中，应该校正的信号光的频谱基本上呈Sinc形状，但根据驱动条件等，其形状有微妙差异。因此，目标校正特性也根据驱动条件等而不同。图12表示代表性的驱动条件下不同的目标校正特性、以及与这些目标校正特性匹配并微妙地改变4抽头TF的参数时的TF920的功率透过特性。对于各目标校正特性，计算4抽头TF的参数、例如各2×2耦合器921、923的耦合相位角(耦合率)作为设计1(ξ1＝0.1380π(17.6％)、ξ2＝0.075π(5.5％))、设计2(ξ1＝0.1518π(21.1％)、ξ2＝0.088π(7.5％))、设计3(ξ1＝0.1668π(25.0％)、ξ2＝0.104π(10.3％)。如图12所示，可知：通过4抽头左右的TF对各驱动条件的任一目标校正特性都能大体实现按照目标的校正倾角特性。需要说明的是，即使在合波器513的子载波间隔与子载波信号光的符号率之比与上述的1.17不同的情况下，也如上所述适当地选择需要的抽头数并校准设计参数即可。
在图9B的TF910～图9G的TF960中，群延迟特性中产生纹波，即，发生了群速度色散。当信号光从存在群速度色散的介质通过时，发生波形失真。当前，在使用了QPSK调制方式等高阶的调制方式的传输中，使用相干检波器以及数字信号处理(DSP)技术进行解调处理的方法成为主流。因群速度色散产生的信号波形失真能通过该数字信号处理技术在某种程度上进行校正。但是，在群速度色散存在较大的频率依赖性的情况下、即群延迟纹波较大的情况下等，存在进行校正处理的电路规模变大的问题。此外，在不使用数字信号处理技术来进行直接检波接收之类的信号方式的情况下，会直接受到群速度色散/群延迟纹波的影响。因此，理想的是：使传输信号通过的多级干涉仪电路的群速度色散为零，即群延迟在通带中固定而不具有纹波。
图9H表示作为路径长度各相差ΔLTF的3光束干涉仪的3抽头TF970的构成例。对于1×3耦合器971、3×1耦合器972，使用如下构成：组合2×2耦合器，且将不需要的输入/输出端口设为未使用。各2×2耦合器971、972的耦合相位角(耦合率)设为ξ1＝0.0978π(9.1％)、ξ2＝0.0930π(8.4％)。图13A表示TF970的功率透过率特性，图13B表示TF970的群延迟特性，图13C表示TF970的等效电路，图13D表示TF970的脉冲响应。功率透过率特性为与上述的2抽头TF相同程度的校正近似度。另一方面，群延迟特性平坦而不具有纹波。当示意地绘制出TF970的构成时，如图13C所示。即，从各延迟线通过的信号光的功率比相对于路径长度为正中的延迟线构成对称。这表示：该电路的脉冲响应如图13D所示为相对于时间左右对称的应答。因此，获得群速度色散为零的特性。在图13D中，κi是与各2×2耦合器的ξi对应的耦合率。
图9I的TF980是路径长度基本上各相差ΔLTF，但路径长度在一部分的路径中为相同长度的TF。具体而言，下数第2号和第3号路径的路径长度为相同长度，均为相对于1号下的路径的路径长度增长ΔLTF的设计。2×2光耦合器981、983的耦合相位角(耦合率)为ξ1＝ξ2＝0.0984π(9.3％)。图14A表示TF980的功率透过率特性，图14B表示TF980的群延迟特性。TF980的功率透过率特性也为与上述的2抽头TF相同程度的校正近似度。群延迟特性在输入/输出端口的组不同，但在p＝1和2的情况下平坦而不具有纹波。TF980能按照与上述的向多级构成的等效转换相同的理论，等效转换为图9J所示的二级连接构成的TF990。图9J所记载的二级连接构成的TF990级联地连接作为路径长度差为ΔLTF的双光束干涉仪(MZI)的2抽头TF，第1级MZI991为使用1×2耦合器993的输入端口1(下侧的端口)以及2×1耦合器994的输出端口1(下侧的端口)的构成，第2级MZI992为使用1×2耦合器995的输入端口0(上侧的端口)以及2×1耦合器996的输出端口0(上侧的端口)的构成。两MZI991、992的2×2耦合器的耦合相位各为ξ1＝ξ2，是相同的，因此，如上所述，群延迟特性在第1级MZI991和第2级MZI992为上下反转的特性。因此，按照总计，群延迟纹波为在第1级MZI991和第2级MZI992彼此抵消，平坦而不具有纹波的特性。仅供参考，在图14A及图14B中还预先记载了二级连接构成中的各级MZI单体的功率透过率特性、群延迟特性。需要说明的是，即使在将图9I所记载的TF980的耦合相位角(耦合率)设为ξ1＝0.0984π(9.3％)、ξ2＝π/2-ξ1(90.7％)的情况下，只要不具有群延迟纹波的端口的组单纯地改换为p＝0和3，则不产生与其他特性相关的差异，同样也能获得不具有群延迟纹波的特性。
在以上的图9A～图9J的任一构成的TF900～990中，作为倾角赋予损失的部分的光也被输出并舍弃至未使用的端口。或者，在对光耦合器使用了Y分支耦合器的情况下作为放射模式被舍弃。例如，在图9B的2抽头TF910中使用了输入端口1以及输出端口1的情况下，作为倾角赋予损失的部分的光被输出至作为未使用的端口的输出端口0。因此，即使将TF900～990嵌入于本发明的多级干涉仪电路并赋予倾角特性，作为倾角赋予损失的部分的光也不会被输出至多级干涉仪电路的其他信道的端口。因此，不会产生过度的串扰，能纯粹地使多级干涉仪电路的通带透过特性具有对Sinc频谱形状进行校正的倾角形状的特性，能将原始信号整形并输出成作为奈奎斯特信号的特征的高矩形的频谱。
需要说明的是，该倾角特性基本上仅在图5的发送机510的合波器513中需要。如果是从发送机510发送来的信号光为高矩形的频谱形状的子载波信号被进行合波后的多载波信号(超级信道)，则在接收机520的分波器521中保持各子载波信号的高矩形性并进行分波即可，因此，作为通带的特性，具有低损失且平坦的矩形的透过特性即可。因此，如果对接收机520中使用的分波器521使用无TF的多级干涉仪电路，则基本上没有问题。其中，在接收机520的相干解调器523-1～523-4的受光器、ADC的频率特性在所需频带中不是充分平坦的情况下，例如在频带不足且高频的增益变小的情况下，当然也可以使用以下方法：与发送机510的合波器513相同，使通带的特性具有倾角形状的特性，相对增大接收信号的高频成分，由此补偿这些设备的频带不足。除此以外，在中频的增益变小的情况下，相对增大接收信号的中频成分等，通带的特性形状采用与进行补偿的设备的频率特性匹配的补偿特性即可。在任意情况下，通过补偿特性而衰减的频带的光在TF被舍弃，也不会被输出至其他信道的端口，因此不会产生过度的串扰，能对通带的信号特性进行校正。
需要说明的是，在图9A～图9J所记载的TF900～990中，使相对于S阵列延迟电路的各延迟路径的、1×S耦合器(分支耦合器)的分支比与S×1耦合器(合流耦合器)的合流比相同，这是由于，像这样使比率一致能将理论上的过度损失抑制得较低。如果允许产生过度损失，则比率可以不必相同。例如，在S＝2的情况下，使相对于各延迟路径的分支比、合流比这双方均由x：y构成的TF与将分支耦合器的分支比设为1：1、将合流耦合器的合流比设为x2：y2而构成的TF的经由各延迟路径的光的电场振幅比相同，因此，透过特性的频率特性的形状相同，但与前者相比，后者的透过率为(x+y)/√(2(x2+y2))倍，在x≠y的情况下，产生过度损失。
〔TF向多级干涉仪电路的嵌入〕
TF向多级干涉仪电路的嵌入方法有几种方法。第一种方法是嵌入于图1所记载的多级干涉仪电路100的构成中的合波端口101及/或102、即图1的TF104及/或TF105的位置(TF0)的方法。除了图4A～图4C所记载的合分波特性之外，透过信号光还接收TF的特性。需要说明的是，通常，在将多级干涉仪电路100用作分波器的情况下，合波端口仅使用两个中的任一方来输入信号光的情况较多，因此TF的嵌入可以仅为合波端口101及102中输入信号光的端口。此外，即使在将多级干涉仪电路100用作合波器的情况下，仅从两个中任一方来输出信号光的情况较多，因此，TF的嵌入可以仅为合波端口101及102中输出信号光的端口。在该嵌入方法的情况下，TF位于多级干涉仪电路之外，因此，除了存在电路设计、电路调整变容易的优点之外，在仅嵌入合波端口101及102中一方的端口的情况下，还存在嵌入的TF的数量仅一个即可的优点。
如以下的具体实施方式所详述，第二种方法是嵌入于图1所记载的构成中的干涉仪电路110-1～110-N的内部、即图1的TF114-1～114-N、115-1～115-N(TF1～TFN)的位置的方法。嵌入干涉仪的哪一级是任意的，但在所嵌入的级中，在所有光路嵌入TF。例如，在嵌入第1级干涉仪110-1的情况下，在干涉仪110-1的长条臂波导(附图上侧路径)和短条臂波导(附图下侧路径)的两臂波导嵌入相同的透过特性的TF(TF114-1、115-1)。如此，通过将TF嵌入干涉仪的两路径，整个光路的光接收TF的相同的透过特性，因此，能视为与将TF归于多级干涉仪电路之外的构成等效的构成，能获得与上述第一种向合波端口的嵌入方法相同的特性。即使在嵌入第2级干涉仪110-2至第N-1级干涉仪110-N-1的情况下也相同。
此外，作为第二种方法的变形例，在多级干涉仪电路的延迟电路嵌入TF，能将多级干涉仪的延迟电路的延迟长度设为嵌入TF的延迟电路的延迟电路部。从延迟电路级数的观点考虑，第二种方法的变形例存在即使将TF嵌入干涉仪，其级数也不增加的优点。因此，能抑制实质上的电路的波导长度的增加，因此能避免电路尺寸增加，并且能抑制损失增加。关于该第二种方法，在后述的实施方式中将详述。
需要说明的是，关于第N级干涉仪，在第N-1级干涉仪的2×2耦合器111-N-1的第一输出与1×(M/2)耦合器116-N的输入之间、以及第N-1级干涉仪的2×2耦合器111-N-1的第二输出与1×(M/2)耦合器117-N的输入之间插入相同特性的TF较好(图1的114-N以及115-N(TFN)的位置)。在将TF插入M阵列延迟电路112-N的各臂波导的情况下，TF的数量为M，M阵列延迟电路112-N的空间变大，多级干涉仪电路100的电路规模变大。在该情况下，从将多级干涉仪电路100嵌入的设备的尺寸的小型化的观点考虑是不利的。
第三种方法是嵌入于图1所记载的构成中的分波端口132-1～132-M、即图1的TF131-1～131-M(TFN+1)的位置的方法。与第一种方法相同，除了图4A～图4C所记载的合分波特性之外，透过信号光还接收嵌入于各分波端口的TF的特性。在将多级干涉仪电路100用作分波器的情况下，如果从一部分的分波端口不输出光，则可以仅嵌入于分波端口131-1～131-M中输入光的分波端口。此外，在将多级干涉仪电路100用作合波器的情况下，如果从一部分的分波端口不输出光，则可以仅嵌入于分波端口131-1～131-M中输入光的分波端口。在该第三种嵌入方法的情况下，TF独立地位于各分波端口，因此，存在如下优点：即使在对许多子载波进行合分波的情况下，ΔLTF也无需一定满足算式7的关系，对校正特性的设计自由度增加。此外，还存在可在各分波端口改变设计参数的优点。
如果利用上述第一种至第三种方法的至少一种方法配置TF，则能使在分波端口101及102与合波端口132-1～132-M之间进行波导的光至少通过TF一次，由于来自分波端口101或102的输出光、或者来自合波端口132-1～132-M的输出光从TF通过，因此能进行输出光的波形整形。需要说明的是，第一种、第二种方法中，在进行合分波的子载波数为两个以上的情况下，通过所嵌入的TF对进行合分波的各子载波信号一起进行校正，因此，TF的ΔLTF需要满足算式7的关系。此外，所嵌入的TF的种类可以是多种，例如，可以是在第1级嵌入种类A的TF、在第2级嵌入种类B的TF的情况。
〔实施方式一〕
图15是表示本发明的实施方式一的多级干涉仪电路1500的构成图。图15的多级干涉仪电路1500是合分波数、即分波端口数为8(M＝8)的情况下的例子。干涉仪级数设为4级(N＝4)，TF以外的设计参数与图3所记载的参数相同。
多级干涉仪电路1500中，在对来自输入端口1501(相当于图1的合波端口101)以及1502(相当于图1的合波端口102)的输入光进行耦合的2×2耦合器1503与输出端口1504-1～1504-8(相当于图1的分波端口132-1～132-M)之间，串联地配置有干涉仪1510-1～1510-4。在此，第1级干涉仪1510-1采用将图9F所记载的4抽头TF950作为TF1(TF114-1、TF115-1)嵌入图1所记载的多级干涉仪电路100的第1级干涉仪110-1的构成(1512-1以及1514-1)。具体而言，在本实施方式的干涉仪1510-1的延迟电路的短条臂波导，嵌入有4抽头TF950(1514-1)。另一方面，在干涉仪1510-1的延迟电路的长条臂波导，也嵌入有4抽头TF950，对两个TF赋予干涉仪1510-1的延迟差(1512-1)。就是说，将图1的第1级干涉仪110-1的延迟电路112-1的长条臂波导的延迟长度重整于TF114-1(TF1)的各臂波导作为基础延迟长度，将第1级干涉仪1510-1的长条臂波导设为带基础延迟的4抽头TF1512-1。因此，带基础延迟的4抽头TF1512-1的各路径的延迟长度以配置于干涉仪1510-1的短条臂路径侧的4抽头TF1514-1的最短路径的路径长度为基准，为32ΔL、40ΔL、48ΔL、56ΔL。如此，通过整合延迟电路和TF，能避免干涉仪总级数的增加，能抑制电路尺寸。4抽头TF1514-1以及带基础延迟的4抽头TF1512-1的ΔLTF为8ΔL，满足算式7的关系(ΔLTF＝M·ΔL)。此外，4抽头TF1514-1、以及带基础延迟的4抽头TF1512-1的各2×2耦合器的耦合相位角(耦合率)使用上述的ξ1＝0.1518π(21.1％)、ξ2＝0.0088π(7.5％)。
需要说明的是，来自4抽头TF1514-1的光和来自带基础延迟的4抽头TF1512-1的光通过2×2耦合器1511-1进行耦合，在4抽头TF1514-1与2×2耦合器1511-1之间插入有移相量π的移相器1513-1。
第2级干涉仪1510-2具备延迟电路1512-2和对来自延迟电路1512-2的光进行耦合的2×2耦合器1511-2，在干涉仪1520-2的长条臂波导插入有移相量π的移相器1513-2。第3级干涉仪1510-3具备延迟电路1512-3和对来自延迟电路1512-3的光进行耦合的2×2耦合器1511-3。第4级干涉仪1510-4具备：将来自2×2耦合器1511-3的光进一步分支为8个输出的1×4耦合器1516-4、1517-4；供来自1×4耦合器1516-4、1517-4的光输入的8阵列延迟电路1512-4；以及供来自8阵列延迟电路1512-4的光输入的8×8耦合器1511-4。在8×8耦合器1511-4的各输出，连接有输出端口1504-1～1504-8。在2×2耦合器1511-3与1×4耦合器1516-4之间插入有移相器1513-4。在顺GDR设计的情况下，将移相器1513-4的移相量设为零，使用输入端口1501。在逆GDR设计的情况下，将移相器1513-4的移相量设为π，使用输入端口1502。
需要说明的是，在图15的多级干涉仪电路1500中，将从输入端口1501或1502输入光、从输出端口1504-1～1504-8输出分波光的分波器的情况作为例子。但是，也可以采用从输出端口1504-1～1504-8输入光、从输入端口1501或1502输出合波光的合波器。此外，多级干涉仪电路1500也具有作为光滤波器的功能。
此外，在本实施方式中，将4抽头TF配置于多级干涉仪的第1级(1510-1)，但也可以配置于其他级，例如多级干涉仪的第2级(1510-2)等。其中，就向多级干涉仪的第2级(1510-2)、第3级(1510-3)的配置而言，延迟路径的布局稍微难以进行。这是由于，第2级延迟电路1512-2的延迟长度为16ΔL，第3级延迟电路1512-3的延迟长度为8ΔL，相对于此，4抽头TF的延迟电路的最大延迟长度为24ΔL，因此，难以对4抽头TF的延迟电路和多级干涉仪的延迟电路进行整合。此外，就向多级干涉仪的第4级(1510-4)的配置而言，与向第2级、第3级的配置相同，在布局上存在问题，同时在与M阵列延迟电路1512-4进行整合的情况下，需要在所有各延迟路径嵌入4抽头TF，因此，存在第4级总延迟路径数变得相当多的问题。在多级干涉仪的哪一级配置TF考虑这样的延迟路径的布局的容易性等来决定即可。其他实施方式中也相同。
图16A表示实施方式一的多级干涉仪电路1500的功率透过率特性，图16B表示多级干涉仪电路1500的通带的功率透过率特性，图16C表示多级干涉仪电路1500的通带的群延迟特性。需要说明的是，图16B及图16C所示的通带的特性在所有分波端口为相同的特性。图16A及图16B所示的功率透过率特性在顺GDR设计和逆GDR设计中为完全相同的透过特性。观察图16A可知，能在所有端口中对通带赋予相同的倾角特性。这是由于，4抽头TF1514-1以及带基础延迟的4抽头TF1512-1的ΔLTF为8ΔL，满足算式7的关系，因此多级干涉仪电路的合分波间隔与4抽头TF1514-1以及带基础延迟的4抽头TF1512-1的特性重复周期完全一致。此外，将图16A所记载的功率透过率特性与图4A所记载的无TF的多级干涉仪电路中的功率透过率特性进行比较可知，向相邻端口的消光比在合分波栅格上双方均约为13dB，是相同的。如此，通过设置TF的本发明的构成，能不产生过度串扰地使通带功率透过特性具有倾角形状的特性。
图16C中记载了顺GDR设计(1601)、逆GDR设计(1602)以及TF单体(1603)中的群延迟特性。群延迟特性在顺GDR设计(1601)和逆GDR设计(1602)中为上下非对称的特性。这是由于，图4C所示的无TF的多级干涉仪电路中的顺GDR设计(0401)、逆GDR设计(0402)的群延迟特性叠加了TF单体的特性(1603)。在此，如上所述，假定为了Sinc校正而在发送机中使用有TF的合波器、在接收机中使用无TF的分波器的情况下，尝试思考整个收发系统中的残留群延迟纹波会怎样。当在发送机中使用本实施方式的4抽头有TF且顺GDR设计的合波器、在接收机中使用上述的无TF且逆GDR设计的分波器时，由合波器中的无TF的多级干涉仪电路构成引起的群延迟纹波(0401)与无TF的分波器的群延迟纹波(0402)抵消，最终，合波器中的TF单体中的群延迟纹波(1603)残留。当合分波间隔为37.5GHz时，本实施方式中的TF单体的群延迟纹波量、即整个收发系统中的残留群延迟纹波量约为15ps。
图17A表示将实施方式一的多级干涉仪电路1500用于发送机的合波器时的发送信号光的发送信号光频谱等的整个区域中的特性，图17B表示多级干涉仪电路1500的发送信号光频谱等的主瓣/通带附近的特性。在频谱计算中，多级干涉仪电路的子载波间隔与子载波信号光的符号率之比约为1.17(相当于子载波间隔＝37.5GHz，符号率＝32Gbaud)，子载波信号的调制方式为偏振复用QPSK调制，调制器的驱动条件为利用升余弦波电信号进行的2Vπ振幅驱动，调制器的频带设为无限制。
图17A中记载了：多级干涉仪电路1500的功率透过率(1701)；TF单体的功率透过率(1702：参考)；从发送机所使用的光调制器输出的信号光、即被输入至多级干涉仪电路1500的信号光的功率谱密度(1703)；透过多级干涉仪电路1500的发送信号光，即作为发送机的发送信号光的功率谱密度(1704)；以及根奈奎斯特信号(α＝0.32)的功率谱密度(1705)。此外，图17B中记载了：多级干涉仪电路1500的功率透过率(1711)、无TF的多级干涉仪电路的功率透过率(1712：参考)、TF单体的透过率(1713：参考)、从发送机所使用的光调制器输出的信号光的功率谱密度(1714)、透过多级干涉仪电路1500(有TF)的发送信号光的功率谱密度(1715)、以及根奈奎斯特信号(α＝0.32)的功率谱密度(1716)。如图17A及图17B所示，本实施方式的多级干涉仪1500的功率透过率特性(1701、1711)为无TF的多级干涉仪电路的通带的平坦的功率透过率特性(1712)乘以TF单体的功率透过率特性(1702、1713)后的功率透过率特性。其通带的功率透过率特性(1711)为校正Sinc频谱的倾角形状的特性。如上所述，来自调制器的信号光的功率谱密度(1703、1714)具有Sinc形状的山形频谱形状。因此，当使来自调制器的信号光从多级干涉仪电路1500通过时，信号光的功率谱密度(1703、1714)通过多级干涉仪1500的功率透过率特性(1701、1711)进行整形，从多级干涉仪电路1500通过后的发送信号光的功率谱密度(1704、1715)为极接近根奈奎斯特信号的功率谱密度(1705、1716)的高矩形的频谱。如此，多级干涉仪电路1500的通带透过特性(1701、1711)能将从调制器输出的信号光的功率谱密度(1703、1714)的Sinc形状校正为极接近根奈奎斯特信号的功率谱密度(1705、1716)的高矩形的频谱(1704、1715)。
在本实施方式的情况下，发送信号光的频谱顶部的平坦性为纹波0.2dB以下，就发送信号光的频谱的陡峭性而言，虽然带宽有些不匹配，但从频谱的弯曲下落方式的观点考虑，当大致进行数值化时，以滚降率α计约为0.32。
〔实施方式二〕
图18是表示本发明的实施方式二的多级干涉仪电路1800的构成图。图18的多级干涉仪电路1800也是合分波数、即分波端口数为8(M＝8)的情况下的例子。干涉仪级数也设为4级(N＝4)，TF以外的设计参数与实施方式一相同，与图3所记载的参数相同。
多级干涉仪电路1800中，在对来自输入端口1801(相当于图1的合波端口101)以及1802(相当于图1的合波端口102)的输入光进行耦合的2×2耦合器1803与输出端口1804-1～1804-8(相当于图1的分波端口132-1～132-M)之间，串联地配置有干涉仪1810-1～1810-4。在此，第1级干涉仪1810-1采用将图9G所记载的二级连接构成TF960的第2级MZI962作为TF1(TF114-1、TF115-1)嵌入图1所记载的多级干涉仪电路100的第1级干涉仪110-1的构成(1812-1以及1814-1)。此外，第2级干涉仪1810-2采用将图9G所记载的二级连接构成TF960的第1级MZI961作为TF2(TF114-2、TF115-2)嵌入图1所记载的多级干涉仪电路100的第2级干涉仪110-2的构成(1812-2以及1814-2)。具体而言，在本实施方式的干涉仪1810-1的延迟电路的短条臂波导，嵌入有二级连接构成TF960的第2级MZI962(1814-1)。另一方面，在干涉仪1810-1的延迟电路的长条臂波导，也嵌入有二级连接构成TF960的第2级MZI962，对两个TF赋予干涉仪1810-1的延迟差(1812-1)。就是说，将图1的第1级干涉仪110-1的延迟电路112-1的长条臂波导的延迟长度重整于TF114-1(TF1)的各臂波导作为基础延迟长度，将第1级干涉仪1810-1的长条臂波导设为带基础延迟的2抽头TF1812-1。因此，带基础延迟的2抽头TF1812-1的各路径的延迟长度以配置于干涉仪1810-1的短条臂路径侧的2抽头TF1814-1的最短路径的路径长度为基准，为32ΔL、48ΔL。此外，在干涉仪1810-2的延迟电路的短条臂波导，嵌入有二级连接构成TF960的第1级MZI961(1814-2)。另一方面，在干涉仪1810-1的延迟电路的长条臂波导，也嵌入有二级连接构成TF960的第1级MZI961，对两个TF赋予干涉仪1810-2的延迟差(1812-2)。就是说，将图1的第2级干涉仪110-2的延迟电路112-2的长条臂波导的延迟长度重整于TF114-2(TF2)的各臂波导作为基础延迟长度，将第2级干涉仪1810-2的长条臂波导设为带基础延迟的2抽头TF1812-2。因此，带基础延迟的2抽头TF1812-2的各路径的延迟长度以配置于干涉仪1810-2的短条臂路径侧的2抽头TF1814-2的最短路径的路径长度为基准，为16ΔL、24ΔL。如此，将二级连接构成TF960的第1级MZI961和第2级MZI962，分开配置于多级干涉仪中的不同的级，由此尽管TF为二级连接构成，也能避免不必要地增加整个多级干涉仪电路的干涉仪级数，也能抑制电路尺寸。二级连接构成TF960的ΔLTF为8ΔL，满足算式7的关系(ΔLTF＝M·ΔL)。此外，二级连接构成TF960的各2×2耦合器963～966的耦合相位角(耦合率)为与实施方式一相同的ξ1＝0.1518π(21.1％)、ξ2＝0.0088π(7.5％)。
需要说明的是，来自2抽头TF1814-1的光与来自带基础延迟的2抽头TF1812-1的光通过2×2耦合器1811-1进行耦合，在2抽头TF1814-1与2×2耦合器1811-1之间插入有移相量π的移相器1813-1。来自2抽头TF1814-2的光与来自带基础延迟的2抽头TF1812-2的光通过2×2耦合器1811-2进行耦合，在带基础延迟的2抽头TF1812-2与2×2耦合器1811-2之间插入有移相量π的移相器1813-2。
第3级干涉仪1810-3具备延迟电路1812-3和对来自延迟电路1812-3的光进行耦合的2×2耦合器1811-3。第4级干涉仪1810-4具备：将来自2×2耦合器1811-3的光进一步分支为8个输出的1×4耦合器1816-4及1817-4、供来自1×4耦合器1816-4及1817-4的光输入的8阵列延迟电路1812-4、以及供来自8阵列延迟电路1812-4的光输入的8×8耦合器1811-4。在8×8耦合器1811-4的各输出，连接有输出/合波端口1804-1～1804-8。在2×2耦合器1811-3与1×4耦合器1816-4之间插入有移相器1813-4。在顺GDR设计的情况下，将移相器1813-4的移相量设为零，使用输入端口1501。在逆GDR设计的情况下，将移相器1813-4的移相量设为π，使用输入端口1502。
需要说明的是，在图18的多级干涉仪电路1800中，将从输入端口1801或1802输入光、从输出端口1804-1～1804-8输出分波光的分波器的情况作为例子。但是，也可以采用从输出端口1804-1～1804-8输入光、从输入端口1801或1802输出合波光的合波器。此外，多级干涉仪电路1800也可以具有作为光滤波器的功能。
需要说明的是，在本实施方式中，也与实施方式一相同，二级连接构成TF的各MZI也可以配置于多级干涉仪的任一级(1810-1～1810-4)。
实施方式二的多级干涉仪电路1800的计算透过特性与实施方式一的特性完全相同，即为图16A～图16C所记载的透过特性。这是由于，如上所述，实施方式一中应用的图9F所记载的4抽头TF与本实施方式中应用的图9G所记载的二级连接构成TF960基本上为等效电路，具有相同的透过特性。
与实施方式一相比，尽管实施方式二获得相同的透过特性，但延迟电路的最大延迟长度变短，延迟路径的总数变少，因此布局设计变容易，可以说是有利的构成。
如实施方式二所示，在能将多抽头TF置换为多级连接TF的情况下，可以采用将多抽头TF配置于多级干涉仪的一处的级的方法(实施方式一所示的配置方法)和将多级连接TF分开配置于多级干涉仪中的不同的级的方法(实施方式二所示的配置方法)等以相同的特性配置多个的方法。例如，就作为8光束干涉仪的8抽头TF而言，使用与上述的TF的构成中说明过的想法相同的想法，除了对2抽头TF进行三级连接的构成之外，即使是4抽头TF与2抽头TF的二级连接构成也能获得相同的透过特性。因此，除了如实施方式一所示将8抽头TF配置于多级干涉仪的一处的级的方法、如实施方式二所示将三级的2抽头TF分开配置于多级干涉仪中的不同的三个级的方法之外，还可以采用将4抽头TF与2抽头TF分开配置于多级干涉仪中的不同的两个级的方法。如此，在使用多抽头TF的情况下，预先说明作为获得相同的透过特性的合分波电路的实现方法、即该TF的配置方法存在多种方法。
〔实施方式三〕
图19表示本发明的实施方式三的多级干涉仪电路1900的构成。图19的多级干涉仪电路1900也是合分波数、即分波端口数为8(M＝8)的情况下的例子。干涉仪级数也设为4级(N＝4)，TF以外的设计参数与实施方式一相同，与图3所记载的参数相同。
多级干涉仪电路1900中，在对来自输入端口1901(相当于图1的合波端口101)以及1902(相当于图1的合波端口102)的输入光进行耦合的2×2耦合器1903与输出端口1904-1～1904-8(相当于图1的分波端口132-1～132-M)之间，串联地配置有干涉仪1910-1～1910-4。在此，第1级干涉仪1910-1采用将图9B所记载的2抽头TF910作为TF1(TF114-1、TF115-1)嵌入图1所记载的多级干涉仪电路100的第1级干涉仪110-1的构成(1912-1以及1914-1)。具体而言，在本实施方式的干涉仪1910-1的延迟电路的短条臂波导，嵌入有2抽头TF910(1914-1)。另一方面，在干涉仪1910-1的长条臂波导，也嵌入有2抽头TF910，对两个TF赋予干涉仪1910-1的延迟差(1912-1)。就是说，将图1的第1级干涉仪110-1的延迟电路112-1的长条臂波导的延迟长度重整于TF114-1(TF1)的各臂波导作为基础延迟长度，将第1级干涉仪1910-1的长条臂波导设为带基础延迟的2抽头TF1912-1。因此，带基础延迟的2抽头TF1912-1的各路径的延迟长度以配置于干涉仪1910-1的短条臂路径侧的2抽头TF1914-1的最短路径的路径长度为基准，为32ΔL、40ΔL。如此，实施方式三中也与上述的实施方式一及二相同，通过整合延迟电路和TF，能避免干涉仪总级数的增加，能抑制电路尺寸。2抽头TF1914-1以及带基础延迟的2抽头TF1912-1的ΔLTF为8ΔL，满足算式7的关系(ΔLTF＝M·ΔL)。此外，2抽头TF910的各2×2耦合器911、913的耦合相位角(耦合率)使用上述的ξ1＝0.1292π(15.6％)。
需要说明的是，来自2抽头TF1914-1的光和来自带基础延迟的2抽头TF1912-1的光通过2×2耦合器1911-1进行耦合，在2抽头TF1914-1与2×2耦合器1911-1之间插入有移相量π的移相器1913-1。
第2级干涉仪1910-2具备延迟电路1912-2和对来自延迟电路1912-2的光进行耦合的2×2耦合器1911-2，在干涉仪1910-2的长条臂插入有移相器1913-2。第3级干涉仪1910-3具备延迟电路1912-3和对来自延迟电路1912-3的光进行耦合的2×2耦合器1911-3。第4级干涉仪1910-4具备：将来自2×2耦合器1911-3的光进一步分支为8个输出的1×4耦合器1916-4、1917-4；供来自1×4耦合器1916-4、1917-4的光输入的8阵列延迟电路1912-4；以及供来自8阵列延迟电路1912-4的光输入的8×8耦合器1911-4。在8×8耦合器1911-4的各输出，连接有输出端口1904-1～1904-8。在2×2耦合器1911-3与1×4耦合器1916-4之间插入有移相器1913-4。在顺GDR设计的情况下，将移相器1913-4的移相量设为零，使用输入端口1501。在逆GDR设计的情况下，将移相器1913-4的移相量设为π，使用输入端口1502。
需要说明的是，在图19的多级干涉仪电路1900中，将从输入端口1901或1902输入光、从输出端口1904-1～1904-8输出分波光的分波器的情况作为例子。但是，也可以采用从输出端口1904-1～1904-8输入光、从输入端口1901或1902输出合波光的合波器。此外，多级干涉仪电路1900也可以具有作为光滤波器的功能。
需要说明的是，在本实施方式中，也与实施方式一相同，2抽头TF也可以配置于多级干涉仪中的任一级(1910-1～1910-4)。
图20A表示实施方式三的多级干涉仪电路1900的所有分波端口的功率透过率特性，图20B表示多级干涉仪电路1900的通带的功率透过率特性，图20C表示多级干涉仪电路1900的通带的群延迟特性。需要说明的是，图20B及图20C所示的通带的特性在所有分波端口为相同的特性。图20A及图20B所示的透过率强度特性与实施方式一相同，在顺GDR设计和逆GDR设计中为完全相同的透过特性。即使在实施方式三中，TF的ΔLTF也为算式7的关系，因此2抽头TF的特性重复周期与多级干涉仪电路的合分波间隔完全一致，能在所有端口中对通带赋予相同的倾角特性。此外，向相邻端口的消光比在合分波栅极上双方均约为13dB，通过设置TF的本发明的构成，能不产生过度串扰地使通带功率透过特性具有倾角形状的特性。如图20C所示，群延迟特性与实施方式一相同，为无TF的多级干涉仪电路中的群延迟特性叠加了TF单体的特性后的特性。在发送机中使用有TF的顺GDR设计合波器、在接收机中使用无TF的逆GDR设计分波器的情况下，作为残留群延迟纹波的TF单体中的群延迟纹波量在合分波间隔为37.5GHz时约为10ps。
图21A表示将实施方式三的多级干涉仪电路1900用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的整个区域中的特性，图21B表示多级干涉仪电路1900的发送信号光频谱等的主瓣/通带附近的特性。频谱计算中的条件与实施方式一中记载的条件相同。在实施方式三中，从光调制器输出的信号光的功率谱密度(2103、2114)也通过多级干涉仪电路1900的透过率特性(2101、2111)进行整形。其结果是，来自多级干涉仪电路的输出信号光、即作为发送机的发送信号光的功率谱密度(2104、2115)大体被整形成作为根奈奎斯特信号的功率谱密度(2105、2116)的特征的高矩形的频谱。其中，输出信号光的频谱顶部的平坦性为纹波0.5dB以下，与使用了实施方式一的多级干涉仪电路的情况相比，平坦性降低一些。需要说明的是，输出信号光的频谱的陡峭性以滚降率α计约为0.38，为与实施方式一的情况大体相同的程度。
与实施方式一、二相比，虽然实施方式三的一些特性变差，但延迟电路的最大延迟长度变短，延迟路径的总数也变少，因此可以说是对于布局设计有利的构成。
〔实施方式四〕
图22是表示本发明的实施方式四的多级干涉仪电路2200的构成图。图22的多级干涉仪电路2200也在合分波数、即分波端口数为8个(M＝8)的情况下进行图示。干涉仪级数设为4级(N＝4)，TF以外的设计参数与实施方式一相同，与图3所记载的参数相同。
多级干涉仪电路2200中，在对来自输入端口2201(相当于图1的合波端口101)以及2202(相当于图1的合波端口102)的输入光进行耦合的2×2耦合器2203与输出端口2204-1～2204-8(相当于图1的分波端口132-1～132-M)之间，串联地配置有干涉仪2210-1～2210-4。在此，第1级干涉仪2210-1采用将图9J所记载的二级连接构成TF990的第1级MZI991作为TF1(TF114-1、TF115-1)嵌入图1所记载的多级干涉仪电路100的第1级干涉仪110-1的构成(2212-1以及2214-1)。此外，第2级干涉仪2210-2采用将图9J所记载的二级连接构成TF990的第2级MZI962作为TF2(TF114-2、TF115-2)嵌入图1所记载的多级干涉仪电路100的第2级干涉仪110-2的构成(2212-2以及2214-2)。具体而言，在本实施方式的干涉仪2210-1的延迟电路的短条臂波导，嵌入有二级连接构成TF990的第1级MZI991(路径长度差ΔLTF：使用作为下侧的端口的输入端口1/输出端口1)(2214-1)。另一方面，在干涉仪2210-1的延迟电路的长条臂波导，也嵌入有二级连接构成TF990的第1级MZI991，对两个TF赋予干涉仪2210-1的延迟差(2212-1)。就是说，将图1的第1级干涉仪110-1的延迟电路112-1的长条臂波导的延迟长度重整于TF114-1(TF1)的各臂波导作为基础延迟长度，将第1级干涉仪2210-1的长条臂波导设为带基础延迟的2抽头TF2212-1。因此，带基础延迟的2抽头TF2212-1的各路径的延迟长度以配置于干涉仪2210-1的短条臂路径侧的2抽头TF2214-1的最短路径的路径长度为基准，为32ΔL、40ΔL。此外，在干涉仪2210-2的延迟电路的短条臂波导，嵌入有二级连接构成TF990的第2级MZI992(路径长度差ΔLTF：使用作为上侧端口的输入端口0/输出端口0)(2214-2)。另一方面，在干涉仪2210-1的延迟电路的长条臂波导，也嵌入有二级连接构成TF990的第2级MZI992，赋予干涉仪2210-2的延迟差(2212-2)。就是说，将图1的第2级干涉仪110-2的延迟电路112-2的长条臂波导的延迟长度重整于TF114-2(TF2)的各臂波导作为基础延迟长度，将第2级干涉仪2210-2的长条臂波导设为带基础延迟的2抽头TF2212-2。因此，带基础延迟的2抽头TF2212-2的各路径的延迟长度以配置于干涉仪2210-2的短条臂路径侧的2抽头TF2214-2的最短路径的路径长度为基准，为16ΔL、24ΔL。如此，通过将二级连接构成TF990的第1级MZI991和第2级MZI992分开配置于多级干涉仪中的不同的级，尽管TF为二级连接构成，也能避免不必要地增加整个多级干涉仪电路的干涉仪级数，能抑制电路尺寸。二级连接构成TF990的ΔLTF为8ΔL，满足算式7的关系(ΔLTF＝M·ΔL)。此外，二级连接构成TF990的各2×2耦合器993～996的耦合相位角(耦合率)使用上述的ξ1＝0.0984π(9.3％)。
来自2抽头TF2214-1的光与来自带基础延迟的2抽头TF2212-1的光通过2×2耦合器2211-1进行耦合，在2抽头TF2214-1与2×2耦合器2211-1之间插入有移相器2213-1。来自2抽头TF2214-2的光与来自带基础延迟的2抽头TF2212-2的光通过2×2耦合器2211-2进行耦合，在带基础延迟的2抽头TF2212-2与2×2耦合器2211-2之间插入有移相器2213-2。
第3级干涉仪2210-3具备延迟电路2212-3和对来自延迟电路2212-3的光进行耦合的2×2耦合器2211-3。第4级干涉仪2210-4具备：将来自2×2耦合器2211-3的光进一步分支为8个输出的1×4耦合器2216-4、2217-4；供来自1×4耦合器2216-4、2217-4的光输入的8阵列延迟电路2212-4；以及供来自8阵列延迟电路2212-4的光输入的8×8耦合器2211-4。在8×8耦合器2211-4的各输出，连接有输出/合波端口2204-1～2204-8。在2×2耦合器2211-3与1×4耦合器2216-4之间插入有移相器2213-4。在顺GDR设计的情况下，将移相器2213-4的移相量设为零，使用输入端口1501。在逆GDR设计的情况下，将移相器2213-4的移相量设为π，使用输入端口1502。
需要说明的是，在图22的多级干涉仪电路2200中，将从输入端口2201或2202输入光、从输出端口2204-1～2204-8输出分波光的分波器的情况作为例子。但是，也可以采用从输出端口2204-1～2204-8输入光、从输入端口2201或2202输出合波光的合波器。此外，多级干涉仪电路2200也可以具有作为光滤波器的功能。
此外，在本实施方式中，也与上述的实施方式相同，各2抽头TF也可以配置于多级干涉仪中的任一级(2210-1～2210-4)。
图23A表示实施方式四的多级干涉仪电路2200的所有分波端口的功率透过率特性，图23B表示多级干涉仪电路2200的通带的功率透过率特性，图23C表示多级干涉仪电路2200的通带的群延迟特性。需要说明的是，图23B及图23C所示的通带的特性在所有分波端口为相同的特性。图23A及图23B所示的功率透过率特性与实施方式一相同，在顺GDR设计和逆GDR设计中为完全相同的特性。即使在实施方式四中，TF的ΔLTF也为算式7的关系，因此各2抽头TF的特性重复周期与多级干涉仪电路的合分波间隔完全一致，能在所有端口中对通带赋予相同的倾角特性。此外，向相邻端口的消光比在合分波栅极上双方均约为13dB，通过设置TF的本发明的构成，能不产生过度串扰地使通带功率透过特性具有倾角形状的特性。
如图23C所示，群延迟特性在顺GDR设计和逆GDR设计中为上下反转的特性，与图4C所记载的无TF的多级干涉仪电路的群延迟特性相同。这是由于，本实施方式中应用的图9J所记载的二级连接构成TF990的群延迟特性平坦而不具有纹波，即，在本实施方式中，TF单体中的群延迟特性(2抽头TF2214-1或带基础延迟的2抽头TF2212-1与2抽头TF2214-2或带基础延迟的2抽头TF2212-2的合计的群延迟特性)平坦而不具有纹波。换个说法，实施方式四中使用的TF的群延迟特性在2抽头TF2214-1或带基础延迟的2抽头TF2212-1与2抽头TF2214-2或带基础延迟的2抽头TF2212-2为上下反转的特性。因此，群延迟纹波在两者相互抵消，作为TF单体部分的群延迟特性平坦而不具有纹波。如此，实施方式四的群延迟特性与无TF的多级干涉仪电路的群延迟特性相同，因此，在发送机中使用实施方式四的有TF的顺GDR设计合波器、在接收机中使用无TF的逆GDR设计分波器的情况下，能使整个收发系统中的残留群延迟纹波为零。
图24A表示将实施方式四的多级干涉仪电路2200用于发送机的合波器时的发送信号光频谱等的整个区域中的特性，图24B表示多级干涉仪电路2200的发送信号光频谱等的主瓣/通带附近的特性。频谱计算中的条件与实施方式一中记载的条件相同。在实施方式四中，从光调制器输出的信号光的功率谱密度(2403、2414)也通过多级干涉仪电路2200的透过率特性(2401、2411)成形。其结果是，来自多级干涉仪电路的输出信号光、即作为发送机的发送信号光的功率谱密度(2404、2415)大体被整形成作为根奈奎斯特信号的功率谱密度(2405、2416)的特征的高矩形的频谱。其中，输出信号光的频谱顶部的平坦性为纹波0.5dB以下，与使用了实施方式一的多级干涉仪电路的情况相比，平坦性降低一些。需要说明的是，输出信号光的频谱的陡峭性以滚降率α计约为0.36，为与实施方式一的情况大体相同的程度。
与实施方式一、二相比，虽然实施方式四的一些特性变差，但是，如上所述在能使整个收发系统中的残留群延迟纹波为零这方面有较大的优点。从延迟路径的总数来看的电路规模可以说是与实施方式二相同的程度。
需要说明的是，在实施方式四中，作为嵌入于多级干涉仪电路的TF，使用了2抽头TF，但本发明并不限定于此，即使在嵌入了其他抽头数的TF的情况下，按照相同的想法，也能实现TF单体部分的群延迟特性平坦而不具有纹波的实施方式。例如，在如图9C～9F所记载的4抽头TF的情况下，将使用了In0/Out0的4抽头TF和使用了In3/Out3的4抽头TF分别分担倾角量地嵌入多级干涉仪的第1级和第2级即可。
以上，在几个TF的种类中对本发明的多级干涉仪电路的实施方式进行了具体地说明，但本发明的构成并不限定于此，例如，当然在实施方式三中也可以取代2抽头TF而使用图9H所记载的3抽头TF970或图9I所记载的3抽头/4路径TF980等，预先说明在所使用的TF的种类和数量、向多级干涉仪嵌入的级的位置等存在各种组合。
此外，在本实施方式中，作为具有多个分波端口的多级干涉仪电路进行了说明，但当然也可以为如下构成：省略M端口的分波端口内一部分的分波端口，且也省略仅涉及省略端口的光电路，仅使用限定的分波端口。当对极端情况进行举例时，当然也可以用作分波端口采用仅残留一个端口的构成，并且不具有合分波功能的1输入1输出的奈奎斯特波形整形滤波器。
〔实施例〕
将实际制作出的本发明的多级干涉仪电路作为实施例进行说明。图25A表示本实施例的多级干涉仪电路的电路布局2500的俯视透视图，图25B表示图25A的XXVB-XXVB′的剖面图，图25C表示图25A的XXVC-XXVC′的剖面图。在本实施例中，作为本发明的多级干涉仪电路的实现单元，使用石英系平面光波电路(石英系PLC)。这是由于，石英系PLC在低插入损失性、设计自由度、可靠性、量产性上优异，确立为多级干涉仪电路之类的无源电路的实用基础技术。然而，本发明是涉及电路构成的发明，因此显然在实现技术中基本上无异议。因此，也可以通过其他材料系的波导、例如使用了硅或磷化铟(InP)等半导体材料或高分子、多元系氧化物等材料等的波导电路来实现，没什么变化的是，在这些其他材料系的电路中也同样地获得本实施例等所示的效果。
在本实施例中，制作了图15的实施方式一的多级干涉仪电路1500的构成。分波端口数为8(M＝8)，干涉仪级数为4级(N＝4)。本实施例的电路布局2500在硅基板的电路芯片2501上配置有实施方式一的多级干涉仪电路1500。本实施例以将整个电路折叠多次的方式进行布局，由此能尽量缩小芯片尺寸。进行该折叠布局时，在各级延迟电路1512-1～1512-4、1514-1中将较短的路径配置于比较长的路径靠近芯片的中心侧。因此，(1)在延迟电路1512-2之前插入交叉波导2511，(2)在延迟电路1512-3之后插入交叉波导2512，由此(3)改换延迟电路1512-2至延迟电路1512-3的干涉仪的上下的路径，(4)使干涉仪的朝向局部反转。合分波间隔设为37.5GHz，此外，石英PLC的实效折射率约为1.45，因此ΔL的值约为675μm。
在多级干涉仪的2×2耦合器1503(θ0)、1511-1(θ1)、1511-2(θ2)、1511-3(θ3)，以及TF的2×2耦合器2513、2516(ξ1)、2514、2515(ξ2)，以能在某种程度上调整透过特性的方式使用耦合率可变的光耦合器。该可变耦合率光耦合器包含将两个3dB的2×2耦合器在插入有可变移相器的两条路径连接的MZI，通过可变移相器改变MZI的干涉条件，由此实现可变耦合率的光耦合器功能。对于构成多级干涉仪的8×8耦合器1511-4的2×2耦合器2517(θ4)以及3dB耦合器2518、2519，使用了3dB耦合的波长不敏感耦合器(WINC)。对于WINC使用了由一种MZI构成的公知的构成。多级干涉仪电路中的各移相器兼具用于修正各路径中的光路长度误差即相位误差的相位调整器，在各级以及8×8耦合器中，设置为相对相位调整器2521～2530。图15所记载的第1级干涉仪1510-1的移相器1513-1、以及TF中的各移相器整合于相对相位调整器2523及2524。第2级干涉仪1510-2的移相器1513-2整合于相对相位调整器2525及2526。第3级干涉仪1510-3的移相器1513-3整合于相对相位调整器2527及2528。第4级干涉仪1510-4的移相器1513-4整合于相对相位调整器2529、2530。例如，在使第4级干涉仪1510-4的移相器1513-4的值改变π的情况下，在相对相位调整器2529、2530之内，使设于4条延迟量4ΔL～7ΔL的8阵列延迟电路的可变移相器的移相量同时地改变π即可。
各相对相位调整器、可变耦合器的可变移相器使用热光移相器。热光移相器通过设于波导包层上的薄膜加热器来局部控制波导的温度，通过热光效应来控制薄膜加热器正下方的波导的折射率，即波导光的相位。作为例子，通过可变移相器2528对详细结构进行说明。如图25B的XXVB-XXVB′剖面图所示，在可变移相器2528的波导包层2531及2532上形成有热光移相器的薄膜加热器2533及2534。虽然在图25A的俯视透视图中未示出，但波导包层2531及2532的两侧形成有用于降低热光移相器的功耗的隔热槽2535～2537。此外，用于向各薄膜加热器供应驱动电流的电气布线图案形成于电路芯片2501上。
石英系PLC的波导存在双折射性。因此，在延迟电路中，在纵偏光模式的波导光与横偏光模式的波导光中光路长度不同。这是由于，在各偏光模式下引起合分波频率的偏移，因此不理想。在本实施例中，为了消除该偏光依赖性，采用如下构成：在延迟电路1512-1及1514-1的中间地点、以及延迟电路1512-3的中间地点具备偏振旋转器2542，在8阵列延迟电路1512-4的中间地点、以及延迟电路1512-2的中间地点具备偏振旋转器2541。作为例子，当通过偏振旋转器2541进行说明时，如图25C的XXVC-XXVC′剖面图所示，偏振旋转器2541通过将使主轴倾斜45°的半波板插入形成于电路芯片2501上的槽2543来实现。通过该偏振旋转器2541及2542，波导光的偏光模式被改换，因此能抵消由双折射引起的光路长度差偏移。此外，为了抵消相位调整时产生的轻微的双折射的变动，相对相位调整器2523～2530也分割配置于偏振旋转器2541及2542的前后。
电路芯片2501使用火焰沉积(FHD)法等玻璃膜沉积技术和反应性离子刻蚀(RIE)等微细加工技术的组合制作而成。具体而言，在硅基板上使作为下部包层的玻璃膜沉积/透明化，接着沉积折射率略高于包层的芯层。接下来，通过微细加工技术对作为光波导电路的芯图案进行图案化，使作为上部包层的玻璃膜沉积/透明化，由此制作出嵌入型光波导。然后，通过真空蒸镀法等在上部包层表面沉积作为薄膜加热器的金属，通过微细加工技术对其进行图案化，装载热光移相器的薄膜加热器。进而，通过微细加工技术形成热光移相器的隔热槽。通过切割锯形成波板插入槽，将半波板插入该槽并利用粘接剂进行固定。最后，在输入/输出端口连接光纤，将芯片收纳于带温度调节器的箱，作为合分波模块。波导的芯与包层的比折射率差为1.5％。波导的最小曲率半径以2mm进行设计，芯片尺寸约为66×15mm，能紧凑地实现多级干涉仪电路。需要说明的是，作为参考，同时还制作了无TF的多级干涉仪电路。
图26A表示作为本实施例制作出的有TF的多级干涉仪电路(发送机用有TF的合波器)的所有端口的透过特性，图26B表示作为本实施例制作出的有TF的多级干涉仪电路(发送机用有TF的合波器)的通带的透过特性，图26C表示作为参考制作出的无TF的多级干涉仪电路(接收机用无TF的分波器)的所有端口的透过特性，图26D表示作为参考制作出的无TF的多级干涉仪电路(接收机用无TF的分波器)的通带的透过特性。各可变光耦合器的耦合率以及各相对相位调整器以实施方式一所说明的顺GDR设计中的耦合率、移相量的方式进行微调，但还考虑到后述的光调制的EO频带的频率特性的校正，使TF的倾角量略深于设计值。需要说明的是，作为参考，在图26C及图26D中还同时示出了同时制作出的无TF的多级干涉仪电路的合分波特性(通带特性平坦)，但无TF的多级干涉仪电路以逆GDR设计的方式进行调整。
在所有8端口中，获得大致按照设计的良好特性。可知：通带的倾角形状在所有8端口均为相同的形状，并一起获得校正特性。此外，向相邻端口的消光比在合分波栅极上约为12dB，与无TF的多级干涉仪电路中的消光比大致相同不变。因此，可知：通过设置TF的本发明的构成，可不产生过度串扰地使通带透过特性具有倾角形状的特性。
使用制作出的本实施例的多级干涉仪电路，构成图5所记载的发送机/接收机，进行被奈奎斯特整形后的多载波信号的收发测试。在发送机510中将上述的顺GDR设计的有TF的多级干涉仪电路用作合波器，在接收机520中将逆GDR设计的无TF的多级干涉仪电路用作分波器。本次制作出的多级干涉仪电路具有8端口的分波端口，因此能进行8个子载波的合分波，但考虑到实验设备的情况，仅使用3个子载波进行了合分波实验。各子载波信号的调制方式为偏振复用QPSK调制，调制器的驱动条件为2Vπ振幅驱动。对驱动电信号使用大体具有升余弦波的波形的伪随机数符号。调制符号率为32Gbaud。各子载波的输送波频率分别使用适合于在频率轴上连接的端口：#7、#2、#6的193.3750THz、193.4125THz、193.4500THz。
图27A表示从上述发送机中的各偏振复用QPSK调制器输出的各子载波信号的光频谱(图5的观测点1)，图27B表示通过上述合波器对各子载波信号进行合波后的多载波信号、即作为发送机的发送信号光的光频谱(图5的观测点2)，图27C表示在接收机中通过上述分波器对来自发送机的多载波信号进行分波后的子载波#2的信号，即来自端口2的信号光频谱(图5的观测点3)。需要说明的是，图27B及图27C中还同时图示出使非该子载波信号的调制器输出断开，仅使该子载波信号独立与多级干涉仪电路连通时的光频谱。
由图27A及图27B可知，来自调制器的输出信号光、即被输入至合波器的各子载波信号的光频谱呈山形，但通过从上述合波器通过，各子载波信号被整形成作为奈奎斯特信号的特征的平坦且高矩形的频谱，能良好地生成被奈奎斯特整形后的多载波信号。此外，由图27B可知，从发送机输出的多载波信号中各子载波的信号电平与来自相邻子载波的泄露信号电平之比、即串扰量在各载波的中心频率中被充分低地抑制为-30dB左右。
如上所述，通过本发明的构成，能以廉价且设备尺寸较小的波导形态实现能对多个光子载波进行合分波并且一起进行波形整形的光滤波器多级干涉仪电路。然后，即使是使用简易的电信号源产生的光子载波信号，只要使用本发明的多级干涉仪电路对这些光子载波信号进行合波，就也能生成由被奈奎斯特波形整形后的光子载波形成的多载波信号。因此，在发送机中不需要波形整形DSP、空间光学滤波器，能实现功耗较小、装置规模较小的多载波发送机。
此外，本发明的构成的多级干涉仪电路能改变其通带的特性，因此，通过将多级干涉仪电路用于接收机的分波器，能使通带具有适当的特性并相对调整接收信号的频率成分。由此，能补偿受光器、模拟数字转换机(ADC)等接收机内的元件的频率特性的不完整性。例如，在受光器、ADC存在频带不足的情况下，使其具有倾角特性并相对增大接收信号的高频成分等、通带的形状具有与进行补偿的设备的频率特性匹配的补偿特性即可。此外，频率特性的不完整性不仅由设备本身的特性引起，在原理上也会因伴随着模拟数字转换的采样的0阶保持而产生。特别是在采样率相对于应该接收的信号频带不充分高的情况下，对通带平坦性产生不可忽视的影响。对此，也同样可以通过使分波器的通带具有适当的下降特性来进行补偿。
例如，具有受光器的频率特性和ADC的频率特性的特性能在5阶的贝塞尔-汤姆逊滤波器的特性近似，3dB带宽为调制符号率的32Gbaud的约7成的22.6GHz。此外，ADC中的采样率为64Gsps。在该情况下，在作为调制符号率的32Gbaud奈奎斯特信号中的电带宽的16GHz的频率中，受光器特性/ADC特性/采样特性的总体增益与作为直流成分的0Hz下的增益相比降低约2.4dB。
为了对其进行补偿，例如，将以具有适当倾角的方式重新设计参数的实施方式一的多级干涉仪电路1500用作接收机的分波器即可。作为与上述条件匹配的具体设计参数，将实施方式一的多级干涉仪电路1500的4抽头TF1514-1以及带基础延迟的4抽头1512-1的各2×2耦合器的耦合相位角(耦合率)设为ξ1＝0.11π(11.5％)、ξ2＝0.05π(2.4％)。当然，如果受光器/ADC的特性、采样率不同，则应该补偿的特性发生改变，因此这些各2×2耦合器的耦合相位角、TF抽头数与补偿特性匹配地设计为适当的、最佳的值。
图28A表示上述参数下的实施方式一的多级干涉仪电路1500的所有分波端口的功率透过率特性，图28B表示多级干涉仪电路1500的通带的功率透过率特性，图28C表示多级干涉仪电路1500的通带的群延迟特性。图28C中记载了顺GDR设计(2801)、逆GDR设计(2802)以及TF单体(2803)中的群延迟特性。
图29A表示从发送器发送从实施方式一所示的合波器输出来的光信号、即具有功率谱密度(1704、1715)的光信号，并通过具备上述参数的分波器的接收机接收该光信号时的多级干涉仪电路1500的透过后的信号光频谱的整个区域中的特性，图29B表示信号光频谱的主瓣/通带附近的特性。在频谱计算中，多级干涉仪电路的子载波间隔与子载波信号光的符号率之比约为1.17(相当于子载波间隔＝37.5GHz，符号率＝32Gbaud)。
图29A中记载了：上述参数下的多级干涉仪电路1500的功率透过率(2901)；TF单体的功率透过率(2902)；被输入至接收机的信号光、即被输入至多级干涉仪电路1500的信号光的功率谱密度(2903)；透过多级干涉仪电路1500的接收信号光、即被输入至受光器的信号光的功率谱密度(2904)；包含采样效果的受光器/ADC的总体增益特性(2905)；受光以及AD转换后、即采样后的信号的功率谱密度(2906)；以及奈奎斯特信号(α＝0.32)的功率谱密度(2907)。此外，图29B中记载了：上述参数下的多级干涉仪电路1500的功率透过率(2911)；无TF的多级干涉仪电路的功率透过率(2912)；TF单体的透过率(2913)；被输入至接收机的信号光、即被输入至多级干涉仪电路1500的信号光的功率谱密度(2914)；透过多级干涉仪电路1500(有TF)的接收信号光、即被输入至受光器的信号光的功率谱密度(2915)；包含采样效果的受光器/ADC的总体增益特性(2916)；受光以及AD转换后、即采样后的信号的功率谱密度(2917)；以及奈奎斯特信号(α＝0.32)的功率谱密度(2918)。
如图29A及图29B所示，上述参数下的多级干涉仪电路1500的功率透过率特性(2901、2911)为使无TF的多级干涉仪电路1500的通带的平坦的功率透过特性(2912)乘以TF单体的功率透过率特性(2902、2913)的功率透过率特性。其通带的功率透过率特性(2911)为对包含采样效果的受光器/ADC的总体增益特性(2916)进行校正的倾角顶部形状的特性。因此，当使被输入至接收机的信号光从多级干涉仪电路1500通过时，信号光的谱密度(2903、2914)通过多级干涉仪电路1500的功率透过率特性(2901、2911)进行整形，透过多级干涉仪电路1500的信号光的功率谱密度(2904、2915)暂时为倾角顶部形状的频谱。但是，当信号光经由受光器/ADC转换为电信号，进而被采样为离散信号时，如采样后的信号的功率谱密度(2906、2917)所示，为极接近奈奎斯特信号的功率谱(2907、2918)的高矩形的频谱。如此，上述参数下的多级干涉仪电路1500的通带透过特性(2901、2911)即使有包含采样效果的受光器/ADC的总体增益特性(2905、2916)，对其进行校正，直接保持被输入至接收机的信号光的平坦顶部的谱密度(2903、2914)，也能转换为具有高矩形平坦顶部的谱密度(2906、2917)的离散信号。如此，通过在保持平坦顶部的谱密度的状态下进行光电转换、向离散信号的转换，能极力降低受光器等产生的噪声的影响、伴随AD转换的量子化噪声的影响。
需要说明的是，在本次的实施例中，通过相位调整器即可变移相器构成移相器，但也可以由通过局部改变规定的波导长度差、波导宽度而改变实效折射率实现的固定移相器构成。在使用了固定移相器的情况下，在制造精度上，需要进行光路长度调整的情况下，预先说明使用利用了紫外光引发永久折射率变化等的微调技术来进行校准即可。

Claims (12)

1.一种多级干涉仪电路，具备：
至少一个合波端口；
N-1级格子型双光束干涉仪，各级格子型双光束干涉仪分别具备路径长度差为M·ΔL/2的整数倍的双光束延迟电路和第一光耦合器，第1级格子型双光束干涉仪的所述双光束延迟电路经由第二光耦合器连接于所述至少一个合波端口，其中，N为2以上的自然数，M为自然数；
M光束干涉仪，具有输入分别连接于第N-1级格子型双光束干涉仪的所述第一光耦合器的两个输出的两组1×(M/2)光耦合器、连接于所述1×(M/2)光耦合器且延迟长度各相差ΔL的M阵列延迟电路、以及连接于所述M阵列延迟电路的M×M光耦合器；以及
M个分波端口，连接于所述M×M光耦合器，
所述多级干涉仪电路的特征在于，
在所述多级干涉仪电路内配置有一个或多个1输入1输出横向滤波器干涉仪，以使在所述分波端口与所述合波端口之间进行波导的光至少通过一次，
在所述N-1级格子型双光束干涉仪中的至少一个格子型双光束干涉仪的两条臂波导的双方，分别插入有具有相同的透过特性的1输入1输出横向滤波器干涉仪。
2.一种多级干涉仪电路，具备：
至少一个合波端口；
N-1级格子型双光束干涉仪，各级格子型双光束干涉仪分别具备路径长度差为M·ΔL/2的整数倍的双光束延迟电路和第一光耦合器，第1级格子型双光束干涉仪的所述双光束延迟电路经由第二光耦合器连接于所述至少一个合波端口，其中，N为2以上的自然数，M为自然数；
M光束干涉仪，具有输入分别连接于第N-1级格子型双光束干涉仪的所述第一光耦合器的两个输出的两组1×(M/2)光耦合器、连接于所述1×(M/2)光耦合器且延迟长度各相差ΔL的M阵列延迟电路、以及连接于所述M阵列延迟电路的M×M光耦合器；以及
M个分波端口，连接于所述M×M光耦合器，
所述多级干涉仪电路的特征在于，
在所述多级干涉仪电路内配置有一个或多个1输入1输出横向滤波器干涉仪，以使在所述分波端口与所述合波端口之间进行波导的光至少通过一次，
在所述N-1级格子型双光束干涉仪中的至少一个格子型双光束干涉仪的两条臂波导的双方，分别嵌入有具有相同的透过特性的1输入1输出横向滤波器干涉仪，一方的臂波导的所述1输入1输出横向滤波器干涉仪相对于另一方的臂波导的所述1输入1输出横向滤波器干涉仪设有延迟差。
3.根据权利要求1或2所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
在所述N-1级格子型双光束干涉仪中的至少两个格子型双光束干涉仪的两条臂波导的双方，嵌入有1输入1输出横向滤波器干涉仪，一级的格子型双光束干涉仪的1输入1输出横向滤波器干涉仪与另一级的格子型双光束干涉仪的1输入1输出横向滤波器干涉仪的群延迟频率特性的符号相反。
4.根据权利要求1或2所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
在所述至少一个以上合波端口中、输入信号光的端口或者输出信号光的端口插入有1输入1输出横向滤波器干涉仪。
5.根据权利要求1或2所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
在所述M个分波端口中、输入信号光的端口或者输出信号光的端口插入有1输入1输出横向滤波器干涉仪。
6.根据权利要求1或2所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
在所述第N-1级所述格子型双光束干涉仪的所述第一光耦合器的第一输出与所述M光束干涉仪的所述两组1×(M/2)光耦合器中第一1×(M/2)光耦合器的输入之间、以及所述第N-1级所述格子型双光束干涉仪的所述第一光耦合器的第二输出与所述M光束干涉仪的所述两组1×(M/2)光耦合器中第二1×(M/2)光耦合器的输入之间，分别插入有1输入1输出横向滤波器干涉仪。
7.根据权利要求6所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
插入于所述第N-1级所述格子型双光束干涉仪的所述第一光耦合器的第一输出与所述M光束干涉仪的所述两组1×(M/2)光耦合器中第一1×(M/2)光耦合器的输入之间、以及所述第N-1级所述格子型双光束干涉仪的所述第一光耦合器的第二输出与所述M光束干涉仪的所述两组1×(M/2)光耦合器中第二1×(M/2)光耦合器的输入之间的1输入1输出横向滤波器干涉仪为相同的透过特性。
8.根据权利要求1或2所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
所述1输入1输出横向滤波器干涉仪由1×S耦合器、连接于1×S耦合器的S条输出的S阵列延迟电路、以及S条输出分别连接于S阵列延迟电路的S条臂波导的S×1耦合器构成，所述S阵列延迟电路的相邻的臂波导之间的路径长度差为M·ΔL的整数倍，其中，S为2以上的自然数。
9.根据权利要求1或2所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
所述M×M光耦合器由m级连接的M/2阵列的2×2光耦合器的组合构成，
所述M×M光耦合器的第t级u号的2×2光耦合器将第x号路径与第y号路径耦合，所述x、y的值为：
(算式1)
x＝2m-t+1·{(u-1)div 2m-t}+{(u-1)mod2m-t}+1
y＝2m-t+1·{(u-1)div 2m-t}+{(u-1)mod2m-t}+1+2m-t，
(u-1)div2m-t和(u-1)mod2m-t分别表示(u-1)除以2m-t得到的商和余数，其中，t为1～m的整数，u为1～M/2的自然数，m＝log2(M)。
10.根据权利要求9所述的多级干涉仪电路，其特征在于，
所述M阵列延迟电路将u、t作为参数，在由算式2指定的第x号延迟路径和第y号延迟路径中，两延迟路径的路径长度差为2m-t·ΔL，其中，t为1～m的整数，u为1～M/2的自然数，m＝log2(M)，
(算式2)
x＝2m-t+1·{(u-1)div 2m-t}+{(u-1)mod2m-t}+1
y＝2m-t+1·{(u-1)div 2m-t}+{(u-1)mod2m-t}+1+2m-t。
11.一种多载波光发送机，发送多载波信号光，其特征在于，
所述多载波光发送机具备：多个发送机，将电信号转换为信号光；以及合波器，对从所述发送机输出的独立子载波信号光进行合波并生成所述多载波信号光，
所述合波器是权利要求1至10中任一项所述的多级干涉仪电路。
12.一种多载波光接收机，其特征在于，
所述多载波光接收机具备：分波器，将所述多载波信号光分波为独立的子载波信号光；以及接收机，将所述多载波信号光分别从光信号转换为电信号，
所述分波器是权利要求1至10中任一项所述的多级干涉仪电路。
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