CN103384849B - 光调制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种可以用同一调制器支持多种调制格式的光调制器。该光调制器包括：分配部，由能够在光分波功能与光分支功能之间切换的可切换光分波/光分支回路构成；光调制器阵列部，连接至分配部；以及汇集部，连接至光调制机构，并由合流比率可变的合流回路和/或可切换光合波/光合流回路构成。分配部形成为可变1×M分波/分支器、1个或多个固定的ILF和光开关的组合、多个可变光耦合器和光开关的组合中的任一个或其组合。光调制器阵列部由多个光调制器构成。汇集部的结构由1个或多个可变光耦合器、多个可变衰减器的组合、M×1可变耦合器、可变M×1分波/分支器、一个或多个固定ILF光和光开关的组合中的任一个或其组合构成。

Description

光调制器

技术领域

本发明涉及光调制器，更具体地，涉及可以改变调制信号的载波数量和调制多级数量的组合的光调制器。

背景技术

现在，在光纤通信系统中100Gs传输系统正被逐步实际应用，在100Gs传输系统中通过使用作为多级调制技术之一的四相移键控调制(Quadrature Phase－Shift Keying：OPSK调制)方式和复用技术之一的偏振复用方式，实现每个信道128Gbps的高传输速率。多级调制技术是利用光信号的振幅和相位信息以一个码元发送多个信息的技术。在QPSK调制方式中，通过将码元分配到4级即4种相位状态，从而以一个码元发送2比特的信息。偏振复用方式是利用偏振对两个系统的信号进行复用并同时传输的技术，与通常的以单偏振波传输相比，该技术可以得到2倍的传输速率。因此，在偏振复用QPSK调制方式的100G传输系统中，每一个码元可以传输共计4比特的信息，并可以将码元率降低到比特率的四分之一即32Gbaud。码元率的大小不仅影响偏振模式色散等传输劣化的大小，而且也影响调制解调器的特性要求，因此成为显著影响系统实现性的指标。

在以超过100G为目标的未来传输的研发中，为了在抑制码元率的状态下增加传输速率，研究了进一步增加多级数量的QAM调制方式或使用多种传输载波的子载波复用方式等。例如，在16QAM调制方式中，将码元分配到16级即信号空间上的16种相位振幅状态，由此可以用一个码元传输4比特的信息。在双子载波复用方式中，由于可以使用两个载波分别独立地传输信息，所以与通常单载波的传输相比可以以两倍的速率传输信息。另外，在以保持载波间的正交关系的最小间隔(即与码元率相同的载波间隔)配置载波的情况下，子载波复用方式也被称为正交频分复用方式(Orthogonal Frequency－Division Multiplexing：OFDM)

在对生成上述光信号的调制器进行说明之前，先参照图1A、1B、2A、2B、2C、2D、3A、3B、3C和3D对这些调制器的基本构成即QPSK调制器进行说明。图1A示出了QPSK调制器的结构的一个示例，图1B作为QPSK调制器的操作概要示出了图1A的QPSK调制器中的各个位置A-G的光信号的强度波形和信号点配置。QPSK调制器1为所谓的嵌套MZI调制器结构，在该嵌套MZI调制器中，构成子MZI调制器的MZI调制器(子MZI调制器)插入被称为母MZI调制器的马赫泽德尔干涉仪(Mach－Zehnder Interferometer：MZI)的各个臂波导部分。

图2A、2B、2C和2D详细地示出了MZI即单MZI调制器的操作。另外，在图1A、2A中，假设调制器为LN调制器，该LN调制器使用了铌酸锂(LiNbO₃：LN)的Z切割基板，但是在使用X切割基板的情况下基本上也进行同样的操作。如图2A所示，在使用Z切割基板的情况下，由差分输出驱动电路3将驱动数据电信号V_drv2分为两个输出，差分输入信号被输入到调制器的上侧臂调制用光移相器4和下侧臂调制用光移相器5(对下侧臂输入+V_drv2，对下侧臂输入-V_drv2)即进行所谓的推挽驱动。在使用X切割基板的情况下，通常在调制器臂之间配置驱动电极，对上下臂施加反向电场，因此自动地进行推挽驱动。另外，输入到单MZI调制器的连续光(Continuous Wave，CW)6由3dB光耦合器7a分支两路后，在上下臂的调制用光移相器4、5中分别被施以相位调制，通过3dB光耦合器7f再合流。图2B示出了此时的相位调制的情形。图2B所示的箭头为输出信号光8的电场矢量。经由上侧臂的光受到正方向的相位调制，因此该电场矢量的轨迹为(叉→白点→黑点)逆时针方向，而经由下侧臂的光受到负方向的相位调制，因此电场矢量的轨迹为顺时针方向。两个电场矢量的合成为输出信号光的电场矢量，因此输出信号光的轨迹为实轴上的直线轨迹。这里，如图2C所示，通过数据电信号驱动单MZI调制器使臂波导间的相位差变化了2π时，输出光被相位调制为0和π且被调制为二相位，其中信号光强度为信号定时的恒定值。如上所述，单MZI调制器作为光相位调制器操作。由图2C可知，由该单MZI调制器进行的光相位调制与由纯光移相器构成光相位调制器所进行的光相位调制相比，具有如下优点：即使由于MZI的非线性操作使数据电信号的驱动振幅稍微变动，光信号输出也几乎不变，另外由于具有调制频谱宽度窄的优点，所以非常适合用于生成相移键控(Phase－Shift Keying：PSK)信号的调制器。图2D为简单示出单MZI调制器13的示意图。

如图1A和1B所示，在嵌套MZI调制器中，由3dB耦合器7a分支后的CW光通过子MZI调制器(Ich用MZI调制器9、Qch用MZI调制器10)分别进行二值相位调制(参照图1B的D、E)，通过π/2光移相器11施以90°的相位偏移(参照图1B的F)，通过3dB耦合器7f合成调制信号，由此，如图1B的G所示，得到调制为四值相位的QPSK信号光。另外，π/2光移相器实际上通过调整后续的相位调节器(可变光移相器)12来实现，而不会单独设置为π/2光移相器，因此往往被省略。

图3A、3B、3C和3D示出通过钛扩散在LN基板上形成光波导(LN波导)来制作单MZI调制器时的详细结构。图3A、图3B分别示出了使用Z切割基板时的结构，图3C、图3D分别示出使用了X切割基板时的结构，图3B示出了图3A的IIIB处的截面，图3D示出了图3C的IIID处的截面。在Z切割基板14中，在波导15的上部设置高频中心电极16，在该高频中心电极16的周围设置GND电极17。如图3B所示，在对高频中心电极16施加电压时，在波导芯18附近产生上下方向的电场。由于该方向是Z切割基板的极化方向19所以折射率会由于普克尔斯效应(pockels effect)而变化，由此改变了在波导中传播的光的相位。在X切割基板20中，在MZI的两臂波导15的中间的上部设置高频中心电极16，在两臂波导的周边的上部设置GND电极17。根据这样的电极配置，如图3D所示，可以在芯附近沿着X切割基板的极化方向19即水平方向产生电场，能够与Z切割基板相同地控制传输光的相位。另外，高频中心电极16与波导中的光的传输方向一致，以一个端子为信号输入端子，另一端与终端电阻21连接构成行波电极结构，由此可以进行超高速的调制。另外，在本图中没有示出，除了该高频电极之外，有时为了调整操作点还设置集总常数电极结构的电极。另外，在此后的附图中，不管是Z切割基板还是X切割基板，如果需要，单MZI调制器将以图2D所示的方式简单示出。

接下来，参照图4A和4B对现有的16QAM调制器的结构和操作进行说明。图4A表示16QAM调制器的结构，图4B表示图4A的调制器中的位置A-C处光信号的信号点配置。16QAM调制器包括：1个单输入双输出的2:1光耦合器22a；2个QPSK调制器1a、1b；2个光相位调节器(可变光移相器)12e、12f；和1个双输入单输出的2:1光耦合器22b构成。被输入的CW光6由2:1光耦合器22a分支，在各个QPSK调制器1a、1b中分别施以QPSK调制，在2:1光耦合器22b中合流。由于经由QPSK调制器1a的QPSK信号1的电场振幅与经由QPSK调制器1b的QPSK信号2的电场振幅之比为2:1，通过相位调节器12e、12f准确地调整QPSK信号1和QPSK信号2，如图4B所示可以生成16QAM信号(非专利文献1)。

接下来，参照图5A和5B对双子载波复用QPSK调制器的结构和操作进行说明。图5A示出现有的双子载波复用QPSK调制器的结构，图5B示出图5A的调制器中的位置A-F处的信号频谱和信号点配置。双子载波复用QPSK调制器由单输入双输出的交错光纤(ILF)23、2个QPSK调制器1a、1b；2个光相位调节器(可变光移相器)12e、12f和双输入单输出的3dB光耦合器7g构成。ILF由光路长度差ΔL的延迟线构成并具有周期透射特性，该延迟线被两个3dB光耦合器7a、7b夹持，根据公知的干涉原理，自由频程(FSR)为c/ΔL(这里c是光速)；并且ILF可以分波频率间隔为Δf＝FSR/2的间隔输入光并将其输出。B侧的透射特性T_B及C侧的透射特性T_C由下式表示。

(式1)

$T_B=\frac{1}{2}\·\{1+sin\left(2\mathrm{\π}\frac{f}{FSR}\right)\}$

$T_C=\frac{1}{2}\·\{1-\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{f}{FSR}\right)\}$

在该调制器中，输入了频率相差Δf的两种波长的CW光作为载波。这里，在设该CW光的波长分别为f1、f2时，f1＝k·FSR，f2＝(k-0.5)·FSR，这里k为整数。如图5B所示，所输入的两种波长的子载波通过ILF23分波，在各自的QPSK调制器1a、1b中分别被施以QPSK调制，并在3dB光耦合器7g中合流。这样可以生成子载波复用信号(非专利文献2)。

引用文献

非专利文献

非专利文献1:H.Yamazaki等,"64QAM modulator with a hybrid configurationof Silica PLCs and LiNbO3phase modulators,"IEEE Photon.Technol.Lett.,vol.22,no.5,pp.344-346.

非专利文献2:A.Sano等,"13.4-Tb/s(134x 111-Gb/s/ch)no-guard-intervalcoherent OFDM transmission over 3,600km of SMF with 19-ps average PMD,"proc.of ECOC 2008,paper Th.3.E.1.

非专利文献3:T.Yamada等,"Compact 111-Gbit/s integrated RZ-DQPSKmodulator using hybrid assembly technique with silica-based PLCs andLiNbO3devices,"proc.of OFC/NFOEC 2008,paper OThC3.

非专利文献4:K.Jinguji等,"Synthesis of coherent two-port lattice-formoptical delay line circuit,"J.of Lightwave Technol.,vol.13,no.1,pp.73-82.

非专利文献5:M.Oguma等,"Compact and low-loss interleave filteremploying lattice-form structure and silica-based waveguide,"J.of LightwaveTechnol.,vol.22,no.3,pp.895-902.

非专利文献6:K.Takiguchi等,"Integrated-optic eight-channel OFDMdemultiplexer and its demonstration with 160Gbit/s signal reception,"Electronics Lett.,vol.46,no.8,pp.575-576.

发明内容

本发明所要解决的问题

如16QAM调制信号之类的具有高阶多级数的多级调制信号，不必增加占有频带宽度就能够增加用一个码元输送的信息量，但是由于信号空间上的信号点的间隔窄，所以存在耐噪声的能力即耐信噪比(SNR)劣化能力差的问题。另一方面，子载波复用信号在信号空间上的信号点间的距离不变，因此虽然耐SNR劣化的能力不会降得那么低，但是由于进行频率轴上的复用，所以存在占有频带大这样的问题。这些问题是与通信容量相关的香农定理演化出的实质问题，是无法避免的。即，为了确保某恒定的通信容量，必需保持高SNR和获得宽的占有带宽中的至少任一种。由于SNR被传输路径中所配置的光放大器产生的自然放射光噪声劣化，所以传输距离越长且通过光放大器的次数越多，SNR越低。因此，从有效利用传输路径的角度看，期望按照由传输距离等决定的传输路径的SNR来分别使用这些调制方式。即，在传输距离短可以保持高SNR的传输区间中，即使16QAM调制方式之类耐SNR劣化能力也不会太好，所以优选使用占有频带窄的信号格式。另一方面，在传输距离长、SNR差的传输区间中，如子载波复用信号之类需要宽的占有频带优选使用具有耐SNR劣化能力的信号格式。这样有选择性的使用调制格式，则可以最大限度地提高光纤的利用效率。

然而，常规的调制器被配置成各种调制格式专用的结构，在实现上述高效率的运用的情况下，存在必需按照每个格式分别准备调制器的问题。另外，在进行按照网络的流量状态动态地切换传输区间这样灵活的网络运用时，由于必需根据传输区间距离的变更切换调制器，所以存在在固定格式下专用的调制器无法应对的问题。

本发明是鉴于上述问题而做出的，其目的在于提供一种用同一调制器支持多种调制格式的光调制器。

技术方案

为了实现上述目的，本发明提供了以下结构。图6示出基本的结构。本发明的调制器由分配部28、光调制器阵列部29和汇集部30构成，光调制器阵列部29对来自分配部28的输出光分别进行调制，汇集部30对调制阵列29输出的输出光进行合并。分配部由可切换光分波/光分支回路31构成，该可切换光分波/光分支回路31可以切换地使用光分波功能和光分支功能。汇集部由可变合流回路和/或可切换光合波/光合流回路32构成，该可变合流回路可以以任意比率对信号光进行合流，该可切换光合波/光合流回路32可以切换地使用光合波功能和光合流功能。

在本调制器中，通过分配部按照待调制的载波光的数量执行光分波功能，可以对载波光进行分波，由于能够输出为每个波长调制后的信号光，所以可以生成载波复用后的信号。另外，分配部按照待调制的多级数量执行可变分支功能，与汇集部的可变合流功能协调地调制各个光调制器的功率分配比，因此通过电场合成生成多级调制信号。这样，通过改变分配部和汇集部的操作，就可以交替地产生载波数量和调制多级数量不同的多种调制格式。

作为具体的实施例，分配部由单个或以多段方式连接的多个可变ILF构成的可变1×M分波/分支器、和/或1×M可变FFT型干涉仪、和/或ILF和可变光耦合器和光开关构成，并配置成通过开关切换ILF和可变光耦合器的结构、和/或可变光耦合器被连接成树状且在各个可变光耦合器的输出中的任一个中插入2×1光开关的结构。光调制器阵列部由多个光调制器构成。汇集部由如下结构构成：单个或连接为倒树状的多个可变光耦合器构成的结构；和/或连接为倒树状的多个可变衰减器构成的结构；和/或单个或连接为倒树状的多个可变光耦合器和多个可变衰减器构成的结构；和/或由单段M×1的可变耦合器构成的结构；和/或单个或以多段形式连接的多个可变ILF构成的可变M×1合波/合流器；和/或M×1的可变FFT型干涉仪；和/或通过光开关进行切换的ILF和可变光耦合器的结构。根据上述结构，分配部可以在光分波功能和可变光分支功能之间切换，汇集部可以按任意的比率合流来自调制器的信号光、和/或在光合波功能和可变光合流功能之间切换。

发明效果

本发明的光调制器可以将多个光调制器用作各个载波的调制器，或者用作电场合成型的多级调制器，可以自由地改变调制的载波数量和调制多级数量的比率。因此，用同一结构的调制器可以支持多个调制格式、特别是占有频带宽度和耐SNR劣化能力不同的多种调制格式，进而可以自动地切换这些调制格式。

附图说明

图1A是示出现有QPSK调制器的结构的示意图。

图1B是图1A的波导的各个位置A-G处光信号的强度波形和信号点配置图。

图2A是示出现有单MZI调制器的结构的示意图。

图2B是示出图2A的单MZI调制器的输出信号光的电场矢量的轨迹的示意图。

图2C是示出图2A的单MZI调制器的输出光强度相对于时间变化的示意图。

图2D是示出图2A的单MZI调制器的简单示意图。

图3A是示出使用LiNbO₃的Z切割基板制作现有单MZI调制器时的结构图。

图3B是图3A的单MZI调制器的IIIB处的截面图。

图3C是示出使用LiNbO₃的X切割基板制作现有单MZI调制器时的结构图。

图3D是图3C的单MZI调制器的IIID处的截面图。

图4A是示出现有的16QAM调制器的结构的示意图。

图4B是图4A的波导的各个位置A-C处的光信号的信号点配置图。

图5A是示出现有双子载波复用QPSK调制器的结构的示意图。

图5B是示出图5A的波导的各个位置A-F处的光信号的光谱和信号点配置图。

图6是示出本发明的光调制器的基本结构的示意图。

图7是示出根据本发明第一实施方式的M＝4时的格式可变光调制器的结构示意图。

图8A示出根据本发明第一实施方式的可变1×N分波滤波器中的各个可变1×2ILF中通过的各个载波光的频率与透射率的关系曲线，其中该关系为调制器作为4载波BPSK调制器操作时的关系，在每个可变ILF的曲线图中，实线表示双输出的一个输出端口的透射率，虚线表示另一个端口的透射率。

图8B示出根据本发明第一实施方式的可变1×N分波滤波器中的各个可变1×2ILF中通过的各个载波光的频率与透射率的关系曲线，其中该关系为调制器作为双载波BPSK调制器操作时的关系，在每个可变ILF的曲线图中，实线表示双输出的一个输出端口的透射率，虚线表示另一个端口的透射率。

图8C示出根据本发明第一实施方式的可变1×N分波滤波器中的各个可变1×2ILF中通过的各个载波光的频率与透射率的关系的曲线，其中该关系为调制器作为单载波16QAM调制器操作时的关系，在每个可变ILF的曲线图中，实线表示双输出的一个输出端口的透射率，虚线表示另一个端口的透射率。

图9A是示出在本发明中所使用的多载波光源的结构的示意图，其中该结构为使用波长可变光源和单MZI调制器时的结构。

图9B是示出在本发明中所使用的多载波光源的结构的示意图，其中该结构为使用多个波长可变光源和光耦合器时的结构。

图10是抽象地表示本发明的光调制器(M＝4时)的结构的示意图。

图11是汇总了本发明的光调制器(M＝4时)进行各种调制格式时的分支部、合流部的各个元件的操作设定和各个载波的调制方法的表。

图12是抽象地表示本发明的光调制器(M＝8时)的结构的示意图。

图13是示出图13A、图13B及图13C的关系的示意图。

图13A是汇总了本发明的光调制器(M＝8时)进行各种调制格式时的分支部、合流部的各个元件的操作设定和各个载波的调制方法的表，图13A、图13B及图13C构成一张表。

图13B是汇总了本发明的光调制器(M＝8时)进行各种调制格式时的分支部、合流部的各个元件的操作设定和各个载波的调制方法的表，图13A、图13B及图13C构成一张表。

图13C是汇总了本发明的光调制器(M＝8时)进行各种调制格式时的分支部、合流部的各个元件的操作设定和各个载波的调制方法的表，图13A、图13B及图13C构成一张表。

图14是抽象表示本发明的光调制器(M＝12时)的结构的示意图。

图15是示出图15A和图15B的关系的示意图。

图15A是汇总了本发明的光调制器(M＝12时)进行各种调制格式时的分支部、合流部的各个元件的操作设定和各个载波的调制方法的表，图15A、图15B构成一张表。

图15B是汇总了本发明的光调制器(M＝12时)进行各种调制格式时的分支部、合流部的各个元件的操作设定和各个载波的调制方法的表，图15A、图15B构成一张表。

图16A是根据本发明第一实施方式的分配部的详细结构图。

图16B是示出根据本发明第一实施方式的分配部使用定向耦合器时单个TILF的计算透射特性的示意图。

图16C是示出根据本发明第一实施方式的分配部的使用理想的定向耦合器时单个TILF2-1和单个TILF2-2的计算透射特性的图。

图17A是根据本发明第一实施方式的整个分配部在4载波操作时的计算透射特性的示意图。

图17B是根据本发明第一实施方式的整个分配部在载波信号邻接的双载波操作时的计算透射特性的示意图。

图17C是根据本发明第一实施方式的整个分配部在载波信号跳过1ch的2ch间隔的双载波操作时的计算透射特性的示意图。

图17D是根据本发明第一实施方式的整个分配部在单载波操作1时的计算透射特性的示意图。

图17E是根据本发明第一实施方式的整个分配部在单载波操作2时的计算透射特性的示意图。

图18是用晶格型干涉仪构成本发明第一实施方式的分配部的TILF的示意图。

图19A是示出使用图18的结构参数时单个TILF1-1的计算透射特性的示意图。

图19B是示出使用图18的结构参数时单个TILF2-1、单个TILF2-2的计算透射特性的示意图。

图19C是示出使用图18的结构参数的情况下，整个分配部在4载波操作时的计算透射特性的示意图。

图19D是示出使用图18的结构参数的情况下，整个分配部在双载波操作时的计算透射特性的示意图。

图19E是示出使用图18的结构参数的情况下，整个分配部在单载波操作时的计算透射特性的示意图。

图20是用M分波的FFT型干涉仪(M＝4时)构成本发明第一实施方式的分配部的示意图。

图21A是示出使用了图20结构的分配部在4载波操作时的计算透射特性的示意图。

图21B是示出使用了图20结构的分配部在载波信号相邻的双载波操作时的计算透射特性的示意图。

图21C是示出使用了图20结构的分配部在载波信号跳过1ch的2ch间隔的双载波操作时的计算透射特性的示意图。

图21D是示出使用了图20结构的分配部在单载波操作时的计算透射特性的示意图。

图21E是示出使用了图20结构的分配部在与图21B不同的双载波操作时的计算透射特性的示意图。

图22是由交错光纤(ILF)、可变光耦合器(VC)及对该交错光纤(ILF)和可变光耦合器(VC)进行切换的光开关构成的本发明第一实施方式的分配部的示意图。

图23是根据本发明第一实施方式的被制成多输入的开关切换型分配部的示意图。

图24A是根据本发明第一实施方式的分配部的TILF的结构示例图，其中，TILF为基于单MZI的可变耦合器内置型TILF。

图24B是根据本发明第一实施方式的分配部的TILF的结构示例图，其中，TILF为基于单MZI的高消光比版可变耦合器内置型TILF。

图25A是根据本发明第一实施方式的分配部的TILF的结构示例图，其中，TILF为基于晶格型干涉仪的可变耦合器内置型TILF。

图25B是根据本发明第一实施方式的分配部的TILF的结构示例图，其中，TILF为基于晶格型干涉仪的高消光比版可变耦合器内置型TILF。

图26是示出由可变耦合器内置型FFT干涉仪构成的本发明第一实施方式的分配部的结构示意图。

图27是示出由可变光耦合器构成的本发明第一实施方式的汇集部的示意图。

图28是示出由可变衰减器和2×1光耦合器组合构成的本发明第一实施方式的汇集部的示意图。

图29是示出由可变耦合器和可变衰减器型的组合构成的本发明第一实施方式的汇集部的示意图。

图30是示出由单段M×1可变耦合器构成的本发明第一实施方式的汇集部的示意图。

图31是示出由可变光耦合器构成的本发明第一实施方式的汇集部安装有高频信号截止滤波器时的结构示意图。

图32A是示出本发明第一实施方式的光调制器阵列部使用单MZI光调制器时的结构示意图。

图32B是示出本发明第一实施方式的光调制器阵列部使用相位调制器时的结构示意图。

图32C是示出本发明第一实施方式的光调制器阵列部使用嵌套MZI光调制器时的结构示意图。

图33是示出本发明第一实施方式的格式可变调制器的结构示意图。

图34A是示出生成4子载波QPSK调制信号的情况下本发明第一实施例中输出的信号光的光谱及信号星座的示意图。

图34B是示出生成双载波16QAM调制信号的情况下本发明第一实施例中输出的信号光的光谱及信号星座的示意图。

图35是示出本发明第二实施例的格式可变调制器的汇集部的结构示意图。

图36是示出本发明第三实施例的带偏振复用功能的格式可变调制器的结构示意图。

图37是示出本发明第三实施例的带偏振复用功能的格式可变调制器的变形的结构示意图

图38是示出本发明第三实施例的带偏振复用功能的格式可变调制器的另一变形的结构示意图

图39A是示出在生成4载波BPSK调制信号时本发明第三实施例中输出的信号光的光谱和信号星座的示意图。

图39B是示出在生成双载波BPSK调制信号时本发明第三实施例中输出的信号光的光谱和信号星座的示意图。

图39C是示出在生成单载波16QAM调制信号时本发明第三实施例中输出的信号光的光谱和信号星座的示意图。

具体实施方式

[第一实施方式：基本构思]。

图7示出根据本发明第一实施方式的格式可变调制器的结构。本实施方式的调制器结构由可变1×M分波滤波器24、M个相位调制器(PSK调制器)13-1～13-4、M/2个双输入单输出光耦合器7a、7h、以及(M/2)-输入-单输出可变光耦合器25构成，其中，可变1×M分波滤波器24通过连接多段可变1×2ILF而构成。图7示出了M＝4的示例。

可变ILF(Tunable ILF:TILF)27-1-1至27-2-2由两个3dB光耦合器7a-7f夹持的光路长度差ΔL(这里，光路长度差不是波导长度差，而是考虑了波导的折射率换算为真空中的长度后的值)的延迟线及可变光移相器12a-12f构成，根据公知的干涉原理，周期透射特性的自由光程(FSR)为c/ΔL，其中c为光速。因此，可以交替地对频率间隔Δf＝FSR/2的光进行分波。另外，频率轴上的该周期的绝对位置可通过使用可变移相器12a-12f调整两个光路的相对相位而移动。另外，可变光耦合器(VC)25由两个3dB光耦合器7i、7j夹持的可变光移相器12g、12h构成，通过使用可变移相器12a、12h调整两个光路的相对相位，可以将合流比设定为期望的值。根据公知的干涉原理，该可变光耦合器25的透射特性由以下公式表示。这里，T₁是从可变光移相器12-1-1侧透射到输出端口的光的透射特性，T₂是从可变光移相器12-1-2侧透射到输出端口的光的透射特性。另外，φ是被两个3dB光耦合器夹持的干涉臂的相位差(上臂侧的光相对于下臂侧的光的相位差)，由可变移相器12a、12h控制。

(式2)

$T_1=\frac{1}{2}\·(1-sin\mathrm{\φ})$

$T_2=\frac{1}{2}\·(1+\sin \mathrm{\φ})$

如上所述的VC可以称为干涉仪型可变光耦合器，但是当然也可以使用其他形式的结构，例如改变定向性耦合器的耦合率的结构或者改变Y分支的波导结构。

另外，单输入双输出或双输入单输出的光耦合器、可变光耦合器(VC)、可变ILF(TILF)也可以使用双输入双输出的结构，也可以配置成将不需要的输入输出端口没有与主信号路径连接的结构。另外，因为配置在PSK调制器13-2、13-4后段的π/2光移相器11-1、11-2可以通过使用配置在π/2光移相器后段的可变光移相器12-2-1～12-2-4进行调整来实现，所以也可以省略π/2光移相器11-1、11-2。另外，由于在各个TILF中成组的可变光移相器12a-12f可以调整TILF中的相对相位，所以也可仅在成组的可变光移相器12a-12f中的任一个中设置π/2光移相器11-1、11-2。同样，在PSK调制器13-1、13-2中，由于成组的可变光移相器12-2-1、12-2-2调制PSK调制器13-1、13-2的输出光的相对相位，所以可仅在可变光移相器12-2-1、12-2-2的任一个中设置π/2光移相器。对于PSK调制器13-3、13-4的可变光移相器12-2-3、12-2-4和配置在VC25的前段的可变光移相器12-1-1、12-1-2也同样。另外，在PSK调制器的输出光的相对相位偏离期望值的情况下，这些可变移相器12-2-1～12-2-4、12-1-1、12-1-2修正该偏差，而在提高制作精度或通过应用修正(trimming)技术等消除这些偏差的情况下上述可变移相器可以省略。关于这些可变移相器的省略和置换并没有特别的限定，在之后的实施方式和实施例中也同样。

本调制器(M＝4)作为4载波BPSK调制器、双载波QPSK调制器或单载波16QAM操作。另外，无论是否与OFDM方式相关，本发明都可应用于包括载波间隔比码元率大的情况，所以通过包括复用多载波的方式对本发明进行一般地说明，因此，在下文中“载波”包含“子载波”，除非另有说明。

TILF 27-1-1～27-2-2的延迟线之间的光路长度差被设计成使TILF27-1-1的FSR为载波间隔Δf的两倍，TILF27-2-1、27-2-2的FSR为载波间隔Δf的四倍。在本调制器作为4载波BPSK调制器操作时，调制可变光调制器12a-12f，以使TILF的透射特性为如图8A所示的特性。即TILF27-1-1对载波光进行调整，以使频率f1、f3的载波光分波到TILF27-2-1侧端口，频率f2、f4的载波光分波到TILF27-2-2侧端口。TILF27-2-1对载波光进行调整，以使f1的载波光分波到PSK调制器13-1侧端口，f3的载波光分波到PSK调制器13-2侧端口。TILF27-2-2对载波光进行调整，以使f2的载波光分波到PSK调制器13-3侧端口，f4的载波光分波到PSK调制器13-4侧端口。另外，VC25预先调整可变移相器12g、12h，以使耦合率达到3dB。在该操作状态下，当载波间隔为Δf、频率为f1-f4的四种波长的光被作为载波输入到输入端口时，被输入的4种载波光在该TILF被分波之后，由四个PSK调制器分别进行BPSK调制，然后由3dB耦合器7g、7h及VC25均等地合流，输出4载波BPSK调制信号。

在将图7所示的调制器作为双载波BPSK调制器操作时，调整可变光移相器12a-12f以使TILF的透射特性成为图8B所示的特性。即，TILF27-1-1对载波光进行调整，以使f1载波光分波到TILF27-2-1侧端口，f2载波光分波到TILF27-2-2侧端口，TILF27-2-1、TILF27-2-2被调整为分别在载波频率f1、f2下作为3dB耦合器操作。另外，使用可变光移相器12-2-1、12-2-2预先适当地调整PSK调制器13-1、13-2输出的输出光信号的相对相位差，以使其达到π/2。同样也可以使用可变光移相器12-2-3、12-2-4适当地调整自PSK调制器13-3、13-4输出的输出光信号。通过使各个元件如此操作，将TILF27-2-1、PSK调制器13-1、13-2及3dB光耦合器7g整体地作为一个QPSK调制器A来操作，TILF27-2-2、PSK调制器13-3、13-4及3dB光耦合器7h也整体地作为另一个QPSK调制器B来操作。另外，VC25预先调整可变移相器12g、12h以使耦合率达到3dB。通过以上的调整操作，本调制器与在TILF27-1-1和成为3dB耦合器的VC25之间并联连接有QPSK调制器A、B的结构等效。在该状态下，载波间隔为Δf、频率为f1、f2两种波长的光作为载波输入到输入端口时，被输入的两种载波光由TILF27-1-1分波后，由该两个QPSK调制器A、B分别进行QPSK调制，然后由VC25均等地合流，输出双载波QPSK调制信号。

在将图7所示的本调制器作为单载波16QAM调制器操作时，调整可变光移相器12a-12f以使TILF的透射特性成为图8C所示的特性。即，TILF27-1-1被调整为在载波频率f1下作为2:1耦合器操作，TILF27-2-1、TILF27-2-2被调整成在相同的载波频率f1下作为3dB耦合器操作。另外，VC25预先调整可变移相器12g、12h以使耦合率为2:1。另外，使用可变光移相器12-2-1、12-2-2预先适当地调整PSK调制器13-1、13-2输出的输出光信号的相对相位差，以使其达到π/2。同样也可以使用可变光移相器12-2-3、12-2-4适当地调整自PSK调制器13-3、13-4输出的输出光信号。通过使各个元件如此操作，将TILF27-2-1、PSK调制器13-1、13-2及3dB光耦合器7g整体地作为一个QPSK调制器A操作，TILF27-2-2、PSK调制器13-3、13-4及3dB光耦合器7h也整体地作为另一个QPSK调制器B操作。而且，TILF27-1-1与VC25的组合也整体地作为16QAM调制器操作。另外，预先使用可变光移相器12-1-1、12-1-2适当地调整QPSK调制器A的输出光信号和QPSK调制器B的输出光信号的相对相位，以使其通常为0，即QPSK调制器A的输出光信号的信号点配置图上的IQ轴与QPSK调制器B的输出光信号的信号点配置图上的IQ轴相同。在该操作状态下，频率为f1的一种波长的光作为载波被输入到输入端口时，被输入的载波光由TILF27-1-1分支为2:1之后，由QPSK调制器A和QPSK调制器B分别进行QPSK调制，由2:1耦合器合流。由于该2:1的分支比/合流比为功率的比率，所以电场振幅的分支比/合流比为其平方，即为因此，经由QPSK调制器A的QPSK信号A与经由QPSK调制器B的QPSK信号B的电场振幅之比为分支下的比率与合流下的比率之积，即为2:1。通过这种方式输出如图4B的C所示的单载波16QAM调制信号。另外，此次设TILF27-1-1中的分支比和VC25的耦合率均为2:1，但是在其它的组合下，例如TILF27-1-1的分支比为4：1，VC25的耦合率为3dB时，经由QPSK调制器A和B的信号的电场振幅比为2:1，因此也可以输出单载波16QAM调制信号。但是，如上所述地使分支与合流的比率不相同时，一般会生成原理损耗，因此并不是优选的。优选的是如本实施方式那样使用相同的比率。这不仅在16QAM信号合成中，而且在QPSK调制器A、B中的QPSK信号的合成中也是同样的，在此提醒注意。

如上所述，在本发明的调制器配置中，仅通过调整TILF和VC就可以在4载波BPSK信号、双载波QPSK信号、单载波16QAM信号中切换载波数量和调制多级数量不同的调制格式。由于BPSK信号是通过一个码元发送1比特的信息，所以4载波BPSK信号能够通过一个码元发送4比特信息。由于QPSK信号是通过一个码元发送2比特的信息，所以双载波QPSK信号也能够通过一个码元发送4比特信息。由于16QAM信号是通过一个码元发送4比特的信息，所以单载波16QAM信号也能够通过一个码元发送4比特信息。如此，该三种调制信号均实现了相同的传输速率。

如上所述，4载波BPSK信号虽然占用了4个载波的带宽，但是耐SNR劣化能力优良，另一方面，单载波16QAM信号虽然耐SNR劣化能力差，但是仅占用了一个载波的带宽。双载波QPSK信号处于上述信号格式的中间。因此，本调制器能够使用同一结构在上述占有带宽宽度和耐SNR劣化能力不同的多种调制格式中切换地生成最佳的调制格式信号。而且，仅通过可变移相器的调整就可以高速地进行切换。根据为了调整TILF和VC而驱动的光移相器的结构，使用一般用于调制器等的LN波导时，可以实现微秒以下的切换速度，在光移相器部分使用了石英类波导的情况下也可以实现毫秒程度的切换速度，下文将对此进行描述。

另外，在上述切换中，作为主信号的数据信号完全不变。一般地，在电数据信号的速率(相当于码元率)改变的情况下，驱动电路和调制器等需要与最大速率匹配的高性能。除此之外，为了防止输出信号中不必要的频谱扩散，在以低码元率操作的情况下反而对驱动信号施加了带宽限制，另外还需要电滤波器等，这将导致结构复杂。在本调制器中，即使对数据信号完全不施加如此变更也可以进行切换，因此保持了周边电路结构的简化，还通过使调制器的带宽与恒定的码元率相匹配来进行设备设计。因此，可以提供支持多种调制格式的廉价的调制器。

如上所述，在本发明的调制器中，由于按照SNR即由传输区间所确定的距离高效地进行传输，因此可以容易地变更调制信号格式，同时因为可以进行高速切换，所以通过根据网络的通信量状态动态地切换传输区间这种灵活的网络运动，可以动态地选择最佳的格式。

接下来，对与本调制器配合使用的多载波光源进行说明。图9A和9B是多载波光源的示例。图9A示出使用单MZI调制器13对种光源34(波长f0)进行调制，由此生成多载波的方法。在单载波的情况下，不进行调制，而通过简单地应用Open(打开)操作的偏置，将种光源作为载波光源f1(f1＝f0)。在双载波的情况下，以载波间隔的一半频率f＝Δf/2通过Null(归零)偏置向具有约2.3倍振幅的正弦波35施加Vπ电压，由此生成f2＝f0-f、f1＝f0+f这两种频率。在四载波的情况下也以同样的频率通过Null偏置向具有约3.9倍振幅的正弦波施加Vπ电压，由此生成f4＝f0-3f、f3＝f0-f、f2＝f0+f、f1＝f0+3f四种正弦波。这样通过增加驱动振幅可以增加生成的载波数量。但是在载波数量超过4时，无法使所生成的所有载波的强度都相同，因此在载波数量超过4时需要若干等级调整机构。

图9B示出一种简单结构，在该结构中波长可变光源37a-37d简单排列并由光耦合器38汇集输出。按照需要的载波数量使光源发光，由此改变输出的载波数量。该结构的缺点在于，需要与最大载波数量相对应的光源，但其优点在于，在载波间隔为不等间隔的情况下也能满足要求。

在对本发明的上述调制器的其他结构进行说明时，还构成了其他的发明点，为了容易理解这些发明点，通过参照抽象地示出结构的附图对其结构/操作进行说明。图10示出上述M＝4时的抽象结构。本发明的调制器大致划分为分配部28、光调制器阵列部29、汇集部30。在设ΔL＝c/(M·Δf)(其中c为光速，Δf为载波频率间隔)时，各个TILF27-1-1～27-2-2的光路长度差如图10的各个TILF的括号内所记载，TILF27-1-1中为2ΔL，TILF27-2-1、TILF27-2-2中为ΔL。在第一实施方式中，分配部具有将TILF27-1-1～TILF27-2-2多段连接成树状的结构，光调制器阵列部由排列成阵列状的MZI型PSK调制器(PSK)13-1～13-4构成，汇集部VC25-1-1～25-2-2具有多段连接成倒树状的结构。但是在上述说明中，初段的VC25-2-1、25-2-2分别为普通的3dB光耦合器7g、7h。

如图11的表所示，通过该调制器的分配部、汇集部的各个元件的操作的组合可以交替地生成三种调制格式的信号。另外，在表中，各个码元的名称TILF1-1～2-2、VC1-1～2-2、PSK1～4使用图10中所示的名称记载。虽然在第一实施方式的说明中，在生成双载波QPSK信号的情况下，已经对使用在其中载波信号彼此相邻的信道(ch)进行了说明，但是除此之外，本调制器还可以生成用于以2ch间隔跳过1ch的载波信号的双载波QPSK信号。对于频率为f1、f3的情况，TILF27-1-1被设定为作为3dB耦合器操作，TILF27-2-1、TILF27-2-2被设定为作为分波器操作，PSK13-1和PSK13-3生成频率f1的QPSK信号，PSK13-2和PSK13-4生成频率f3的QPSK信号。另外，在生成单载波16QAM信号的情况下，详细而言存在两种操作方法。操作1是上述说明的操作，除此之外存在操作2。在操作2中，对频率为f1的情况，TILF27-1-1、VC25-1-1作为3dB耦合器操作，TILF27-2-1、27-2-2、VC25-2-1、25-2-2作为2:1耦合器操作，由此PSK13-1和PSK13-3生成电场振幅2的QPSK信号，PSK13-2和PSK13-4生成电场振幅1的QPSK信号，并且整体生成16QAM信号。

由图11的表可知，在单载波16QAM信号的生成方法仅为操作1时，由于VC25-2-1、25-2-2未作为3dB耦合器操作，所以也可以如第一实施方式的结构那样使用普通的3dB固定耦合器。另一方面，在仅为操作2的情况下，由于VC25-1-1不作为3dB耦合器操作，所以也可以使用普通的3dB耦合器。

另外，在图11的表中，仅示出了驱动所有的PSK调制器的情况，当然也可以仅驱动一部分的PSK调制器。即，通过在生成4载波BPSK信号的状态下调制器的操作，例如假设输入的载波光仅为f1，则通过仅驱动PSK调制器PSK13-1也可以生成单载波BPSK信号。同样，也可以产生双载波BPSK信号、三载波BPSK信号。另外，根据同样的构思，也可以生成单载波QPSK信号。此时，例如通过在相邻ch操作中生成双载波QPSK信号的状态下的调制器，仅通过输入载波光f1并仅驱动PSK调制器PSK13-1、PSK13-2，也可以生成单载波QPSK信号。但是，在这些变形操作模式中，由于载波的减少传输速率当然也降低了。在下面的实施方式中虽然没有特别说明，但也预先包含了载波数量减少的变形操作模式。

接下来，图12示出M＝8时的本发明的调制器结构，图13A、13B及13C的概览表中示出用于生成各种信号格式的操作状态。另外，在表中，使用图12中所示的名称记载各个码元的名称TILF1-1～3-4、VC1-1～3-4、PSK1～8。图13A、13B及13C示出一张表。结构及操作的构思与M＝4的情况相同。在本调制器中，可以切换地生成8载波BPSK信号、4载波QPSK信号、双载波16QAM信号、单载波256QAM信号这四种信号。在本结构中，如果进行操作模式的限定，则一部分的VC可以置换成通常的3dB固定耦合器。

如上所述，通过扩展上述的n＝2、3的结构的构思很容易得到M＝2ⁿ(n＝1、2、…自然数)的结构。

[第二实施方式：M为2的乘方以外的情况]

接下来，图14示出M为2的乘方以外的情况例如M＝12时的结构。本结构是以M＝16的结构为基础省略了一部分结构要素后的结构。具体地，第4段的TILF27-4-1～27-4-4和第一段的VC25-4-1～25-4-4在M＝16的结构中分别排列了8个，而在本结构中第4段的TILF27-4-1～27-4-4和第一段的VC25-4-1～25-4-4分别排列了4个，另外，光调制器阵列部的结构也从16个削减为12个。通过将结构的要素减少了一部分，可以减少对应的载波数量。另外，图中的各个TILF的光路长度差的基本单位ΔL当然为通过上述公式为M＝16时的值。图15A及15B的表中示出了用于生成各种信号格式的操作状态的具体示例。图15A及15B示出一个表。另外，在表中以图14中所示的名称记载各个码元名称TILF/VC的1-1～4-4、PSK1-12。在本调制器中，可以切换地生成12载波BPSK信号、6载波QPSK信号、3载波16QAM信号、双载波64QAM信号、单载波4096QAM信号这五种信号。另外，在表中省略了单载波4096QAM信号。另外，如第一实施方式中的说明所述，在一部分信号格式下存在多个操作模式，但是本表中仅记载了代表性的操作模式。

如上所述，通过以M＝2ⁿ的结构为基础省略一部分结构要素的结构，可以构成M为2的乘方以外的调制器。

[分配部的各种结构]

接下来，对分配部的各种结构进行说明。在下文中，具体地示出了M＝4的情况，但是对于M＝4以外的情况基本上也是同样的结构。

[分配部形式1：纯MZI型]

图16A详细示出将第一实施方式M＝4的分配部结构更改为分配部形式1的示意图。TILF27-1-1～27-2-2分别由MZI构成，该MZI在两个双输入双输出的3dB光耦合器7a-7f中夹持带可变光移相器12a-12f的延迟线。TILF27-1-1的延迟线的光路长度差为2ΔL，TILF27-2-1、27-2-2中的光路长度差为ΔL。在分离的载波的频率间隔为Δf时，ΔL＝c/(M·Δf)，其中c为光速。这里，光耦合器7a-7f均为双输入双输出的结构，输入侧光耦合器的一个输入未进行连接，但是输入侧光耦合器也可以为单输入双输出的结构。另外，具体的实现光耦合器的方法也可以使用定向耦合器、或多模波导结构、或被称为波长不敏感耦合器(WINC)的一种干涉仪等的任意一种方法，在为单输入双输出结构的情况下也可以使用Y分支。对于下文所述的内容形式也同样。

图16B是使用了理想的定向耦合器的情况下的单个TILF27-1-1的计算透射特性。同样，图16C是单个TILF27-2-1和单个TILF27-2-2的计算透射特性。这里，各可变光耦合器被设定为φ＝0，ψ_A＝π/2，ψ_B＝0。图17A、17B、17C、17D和17E是整个分配部的计算特性。图17A是4载波时的特性，被设定为φ＝0，ψ_A＝π/2，ψ_B＝0。图17B是载波信号邻接的双载波时的特性，被设定为φ＝0，ψ_A＝0，ψ_B＝π/2。图17C是载波信号跳过1ch的2ch间隔的双载波时的特性，被设定为φ＝π/2，ψ_A＝π/2，ψ_B＝π/2。图17D是单载波操作1时的特性，φ＝2·arctan(1/√2)≈0.39π、ψ_A＝0、ψ_B＝0。图17E是单载波动作2时的特性，φ＝π/2、ψ_A＝ψ_B＝π/2－2·arctan(1/√2)≈0.11π。图中的带箭头线示意性地示出了在各个模式下使用的载波信号的频率位置。根据这里所示可知：在各个操作状态下各个载波以适当的分支比进行分波或分支。

另外，观察图16B、16C、图17A、17B、17C、17D和17E的各个特性可知，分配部的特性具有周期特性。因此，各个载波的配置未必需要彼此邻接地排列，而可以周期性间隔的频率彼此分离配置。例如，在图17A中，f2载波配置在193.5THz，在本设计中被配置成以周期200GHz分离的193.5THz、193.3THz等。

[分配部形式2：晶格型]

作为分配部形式2，图18示出由晶格型干涉仪构成分配部的TILF的示例。晶格型干涉仪如非专利文献4、5所公开，为将MZI多段连接成晶格状的结构，由于可以分别地设定各段的MZI的相位状态及耦合器的耦合率，所以晶格的段数越多透射特性的设计自由度越大。另一方面，存在回路长度与晶格的段数相应地增长的缺点。这里，为了简单地表示与分配部形式1的纯MZI型之间的特征差异，以晶格段数为两段的示例说明其操作。在图中没有记载，但是TILF27-1-1的光路长度差靠近输入侧的第一段为ΔL，靠近输出侧的第二段为2ΔL，第二段为4ΔL。另外，光路长度差的基本单位ΔL与纯MZI的情况相同。

图19A、图19B示出使用了图18的结构参数的情况下的单个TILF27-1-1和单个TILF27-2-1、27-2-2的计算透射特性。这里，设定φ＝π/2、ψ＝2π。观察图19A可知，在使用晶格型干涉仪的时候，可以以邻接的信道为一组进行消光。在纯MZI型中没有这样的特性，而是必需消光ch和透射ch交替排列，因此TILF的连接顺序为FSR自小到大的顺序，即ΔL自大到小的顺序。但是，在使用晶格型干涉仪的情况下，可以改变消光ch和透射ch的排列，因此可以替换TILF的连接配置。在图18的结构中，TILF27-1-1的FSR为4ΔL，TILF27-2-1、27-2-2的FSR为2ΔL，将FSR大的TILF配置在最初段。

图19C、19D、19E示出分配部整体的计算透射特性。图19C是4载波时的特性，设定为φ＝π/2、ψ＝2π，使三个TILF作为分波器操作。图19D是载波信号跳过1ch的2ch间隔的双载波时的特性，设定为φ＝π/2、ψ＝π，TILF27-1-1作为分波器操作，TILF27-2-1、27-2-2作为3dB耦合器操作。图19E是单载波操作1时的特性，设定φ＝0.095π、ψ＝π，TILF27-1-1作为2:1耦合器操作，TILF27-2-1、27-2-2作为3dB耦合器操作。

另外，在本结构中，3个TILF全采用晶格型结构，当然也可以采用TILF27-1-1被配置为晶格型结构、TILF27-2-1、27-2-2被配置为纯MZI型的混合结构。

[分配部形式3：FFT型]

作为分配部形式3，图20是示出由非专利文献6所记载的M分波FFT型干涉仪构成分配部的示例。FFT型干涉仪由M条延迟线阵列40和多段可变M×M耦合器41构成，该M条延迟线阵列40与单输入M分支耦合器39连接，该多段可变M×M耦合器41通过交错地连接双输入双输出耦合器7d-7g和可变光移相器12a-12h而构成。在图20中通过将多段单输入双输出光耦合器7a-7h连接而构成单输入M分支耦合器39，但是也可以使用单输入M输出的MMI耦合器等构成单输入M分支耦合器39。另外，延迟线部的光路长度差的基本单位ΔL与纯MZI的情况相同。

另外，除了M＝4之外，即在M＝2ⁿ中，除n＝2以外的多段可变M×M耦合器的结构如下所示。双输入双输出光耦合器被配置成n段，各段配置2^n-1个。第k段第j个(k为1～n的整数，j为1～2^n-1的自然数)光耦合器将第X路径和第Y路径结合起来。

(式3)

X＝2^n-k+1·{(j-1)div2^n-k}+{(j-1)mod2^n-k}+1

Y＝2^n-k+1·{(j-1)div2^n-k}+{(j-1)mod2^n-k}+1+2^n-k

其中，(j－1)div2^n－k和(j－1)mod2^n－k分别表示(j－1)除以2^n－k后的商和余数。另外，在各段之间配置有用于调整各个路径的相位的光相位调节器。

由于本结构的延迟线部仅配置了一段，所以与将所述纯MZI型或晶格型TILF连接多段的结构相比具有结构小型化的优点。特别是，M越大该优点越明显。另一方面，与将TILF连接了多段的结构相比，存在可变光移相器的数量多、控制稍微复杂、消耗功率大的缺点。

虽然本结构与纯MZI型的结构不同，但是使用光耦合器、延迟线、可变光移相器这些要素特性的数学公式表示整体透射特性时，两种结构的特性表示为相同的公式。因此，本结构基本上可以得到与纯MZI型相同的特性。图21A、21B、21C、21D和21E示出本结构的计算透射特性。图21A是4载波时的特性，设φ＝0、ψ_A＝π/2、ψ_B＝0。图21B是载波信号相邻的双载波时的特性，设φ＝0、ψ_A＝0、ψ_B＝π/2。图21C是载波信号跳过1ch的2ch间隔的双载波时的特性，设φ＝π/2、ψ_A＝π/2、ψ_B＝π/2。图21D是单载波操作1的情况下的特性，设ψ_A＝0，ψ_B＝0。

(式4)

$\mathrm{\φ}=2\·\arctan \left(\frac{1}{\sqrt{2}}\right)\≅0.39\mathrm{\π}$

虽然如上所述，本结构可以得到与纯MZI型同样的特性，但是，由于可变光移相器的数量多且自由度高，因此存在各种可变光移相器的驱动模式，以实现相同的特性。例如，图21E是设φ₁＝φ₃＝ψ₂＝π/4、φ₂＝φ₄＝ψ₁＝－π/4、ψ₃＝ψ₄＝0时的计算特性，是与图21B完全相同的特性。这样从各个路径的相对相位差的角度观察，φ₁、φ₃的相位设定的π/4可以转移到ψ₁、ψ₃，同样，φ₂、φ₄的相位设定的-π/4可以转移到ψ₂、ψ₄，因此，上述相位设定与φ₁＝φ₂＝φ₃＝φ₄＝ψ₁＝ψ₂＝0、ψ₃＝π/4、ψ₄＝－π/4相同，该设定与φ＝0、ψ_A＝0、ψ_B＝π/2相同。这样，在本结构中可以以多个可变光移相器的驱动模式得到相同的特性。

[分配部形式4：要素开关切换型]

在上文描述中，讨论了通过改变干涉仪滤波器的干涉条件，将分配部作为分波回路或可变分支比光耦合器切换地操作的结构例，但是接下来作为分配部形式4，图22示出了M＝4的情况。该分配部形式4是不同于上述技术构思的构成方法。本分配部配置成在各个位置通过光开关可以选择交错滤波器(ILF)和可变光耦合器(VC)。按照图11的表的操作简单地切换使用各个ILF和VC以实现分配部的可变操作。与分配部形式1-3的干涉仪型滤波器相同，在分配部形式4中存在不需细微地调整干涉条件的优点，但是由于需要光开关，所以存在整体结构复杂的缺点。另外，在本结构中，由于操作模式的限定而将VC的耦合率始终限定为3dB，当然也可以将VC置换成简单的3dB耦合器。在光开关中，可使用ON/OFF切换型的结构，或者也可以使用与可变光耦合器相同的结构，不使用中间区域而使用100％透射、0％透射的操作点。

[分配部形式5：多输入开关切换型]

图23示出作为分配部形式5的另一个结构。本图也为M＝4的情况。在本结构中，可变光耦合器(VC)以多段连接成树状，且在各VC的任一个输出中插有双输入单输出光开关，该光开关的未连接有VC一侧的端口为分配部的输入端口。因此，与第一段VC的输入端口共同构成M输入(在本图中M＝4)的回路。在使用本结构的情况下，不使用多载波光源而使用与该四个输入分别连接的各个载波光源。在载波信号为4载波时，以各种波长产生4载波光源，并切换所有光开关以便选择分配部的输入端口侧即各个载波光源侧。VC25-1-1、25-2-2也作为路径选择开关使用，并设定成将从输入端口3输入的光导入到输出端口3。同样，VC25-2-1也作为路径选择开关使用，并设定成将从输入端口2输入的光导入到输出端口2。在载波信号为双载波时，设定成使输入端口2、3的载波光源发光，仅使光开关43-1-1选择分配部的输入端口侧，光开关43-2-1、43-2-2选择到VC侧。VC25-1-1作为路径选择开关使用，设定成将从输入端口3输入的光导入到VC25-2-2。VC25-2-1、25-2-2被设定成作为3dB耦合器操作。在载波信号为单载波时，设定成仅使输入端口3的载波光源发光，将所有的光开关选择到VC侧。VC25-1-1作为2:1耦合器操作，VC25-2-1、VC25-2-2作为3dB耦合器操作。通过这样的操作可以切换各种调制格式。另外，对于本结构中光开关也可以使用ON/OFF切换型的结构，或者使用与双输入单输出可变光耦合器同样的结构。也可以不使用中间区域而使用100％透射、0％透射的操作点。

在本方式中，由于未使用分波器，所以存在可以分别任意地设定各个载波光的波长的优点。另一方面，由于需要多个光源，且必需将多个光源分别连接到多个输入端口，所以作为包含光源的结构存在结构复杂的缺点。

[分配部形式6：可变耦合器内置纯MZI型]

对作为分配部形式6的另一结构进行说明。整体结构与分配部形式1、2相同，但是各个TILF结构与之不同。图24A示出了本方式中的TILF的结构。本方式的TILF为两个可变光耦合器夹持带可变光移相器的延迟线的MZI结构。各个可变光耦合器在本图中为具有通过两个可变光移相器连接的两个3dB光耦合器的MZI结构，但是也可以是其它的结构。由延迟线形成的两个干涉臂的光路长度差在本图中示出为ΔL＝c/(M·Δf)，但是在M＝4的情形下的TILF27-1-1中为2ΔL，在TILF27-2-1、27-2-2中为ΔL。在除M＝4以外的一般结构中，第n段的TILF即TILF27－(n)－(X)的光路长度差为M·ΔL/2ⁿ。

在本TILF作为分波器操作时，设可变光耦合器25-1、25-2的耦合率为3dB，使可变光耦合器作为常规的3dB耦合器操作。关于延迟线部分的可变光耦合器的调整，通过进行与上述分配部形式1相同的调整，可以将期望的载波光分波到输出8-1和8-2。在使本TILF如3dB光耦合器或2:1光耦合器那样作为任意比的分支器操作时，使可变光耦合器1按照使光导入到延迟线部分的短臂侧和长臂侧中的任一方的方式操作，使可变光耦合器25-2以耦合率为期望的分支比例如3dB或2:1操作。或者，使可变光耦合器25-2以耦合率为0％或100％耦合的方式操作，使可变光耦合器25-1以耦合率为期望的分支比例如3dB或2:1的方式操作。这样通过选择可变光耦合器的操作，可以使本TILF作为分波器操作或者作为期望分支比的分支器操作。另外，在分支操作时的分支比只为3dB的情况下，可变光耦合器1和可变光耦合器2中的任一方可以置换成固定的dB耦合器。

本方式的分配部形式是合并了分配部形式1和分配部形式4的结构构思，优点/缺点处于这两种形式的中间。

图24B示出进一步提高本形式的特性的结构。在图24A的结构中，使可变光耦合器25-1或25-2作为分支器操作时其耦合率为0％或100％，但是一般地，在使用这种干涉的可变光耦合器时，由于制作上的不完全性，难以完全地达到100％或0％，所谓消光比仍停留在30dB左右。因此，在图24B的结构中，在延迟线部分短臂侧或长臂侧的任一方中设置用于提高消光比的On/Off开关55。在本图中，On/Off开关的结构与可变光耦合器相同，为通过两个可变光移相器连接两个3dB光耦合器的MZI结构，但是也可以是其它结构。

在本TILF作为分波器操作时，除了上述操作之外，还使On/Off开关处于透射状态。在本TILF作为任意分支比的分支器操作时，使可变光耦合器25-1按照使光导入到未设置On/Off开关55的臂侧的方式操作，使On/Off开关处于遮断状态，使可变光耦合器25-2以耦合率为期望的分支比例如3dB或2:1的方式操作。在分支操作中虽然光不传播到On/Off开关侧的路径，但在本结构中，由于在可变光耦合器25-1和On/Off开关的两个位置遮断传输光，因此与图24A的结构相比可以得到2倍的消光比。另外，在分支操作时的分支比仅为3dB时，可以将可变光耦合器25-2置换成固定的3dB耦合器。

[分配部形式7：可变耦合器内置晶格型]

对作为分配部形式7的另一结构进行说明。图25A示出本形式的TILF的结构。本形式基本上是在分配部形式2中应用了分配部形式6的构思后的形式，各个TILF的结构并不是以单MZI为基础的结构，而是以晶格型干涉仪为基础的结构，这一点不同于分配部形式6。本方式中的TILF被配置成将可变光耦合器和带可变光移相器的延迟线交替连接的结构。

本形式基本上是在分配部形式2中应用了分配部形式6的构思后的结构，因此在优点和缺点上也与上述形式基本相同。另外，图25A示出常规类型，图25B是分支操作时来自多余路径的串扰减小的高性能版。

基本上根据分配部形式2、6可以很容易地类推出本形式的操作方式，因此，在此仅以图25B的结构简单地说明其操作。另外，基于分配部形式2中的TILF27-1-1的操作假设来对复用/分波进行说明，关于TILF27-2-1或TILF27-2-2的操作，只要替换各个延迟线的光路长度差和耦合率即可适用。

在使本TILF作为分波器操作时，使可变光耦合器25-1、25-2、25-3以耦合率分别为3dB、3dB、14.6％进行操作，使各个On/Off开关55-1、55-2为透射状态。关于延迟线部分的可变光移相器的调整，通过进行与上述分配部形式2相同的调整，使期望的载波分波到输出8-1和8-2。在使本TILF作为任意分支比的分支器操作时，使可变光耦合器25-1、25-2操作，以使光导入到未设置On/Off开关55-1、55-2的臂侧，使各On/Off开关处于遮断状态，可变光耦合器25-3以耦合率为期望分支比的方式操作。另外，在分波操作时可变光耦合器25-3的耦合率为3dB，且分支操作时的分支比只为3dB的情况下可以将可变光耦合器25-3置换成固定的3dB耦合器。

[分配部形式8：内置FFT型可变耦合器]

对作为分配部形式8的另一结构进行说明。图26示出M＝4时本分配部形式的结构。本形式是在分配部形式3中应用了分配部形式6的构思后的结构，其中在分配部形式3的FFT型干涉仪中将一部分或全部的光耦合器置换成可变光耦合器。另外，如分配部形式6的说明所述，为了降低分支操作时来自多余路径的串扰，在FFT型干涉仪的延迟线部分插入On/Off光开关。如果需要提高串扰特性，则可以省略本On/Off光开关。本形式基本上是在分配部形式3中应用了分配部形式6的构思后的形式，因此，优点和缺点与上述基本相同。

在使本形式的分配部作为4载波所需的分波器操作时，使所有的可变光耦合器25-1-1～25-4-2分别以耦合率3dB进行操作，使各个On/Off开关55-1～55-4处于透射状态。关于延迟线部分的可变光移相器的调整，通过进行与上述分配部形式3相同的调整，将各个光载波分波到端口1-4。

在使本形式的分配部作为邻接双载波所需的分波器和分支器的组合操作时，使可变光耦合器25-1-1、25-3-2、25-4-1、25-4-2以耦合率为3dB进行操作，且使可变光耦合器25-2-1、25-2-2进行操作，以使光分别导入到延迟光路长度差为2ΔL、0的臂侧，使On/Off开关55-1、55-3处于遮断状态，使55-2、55-4处于透射状态。另外，可变光耦合器25-3-1的操作状态也可以是任意的。通过这样的操作，在中间插入可变光耦合器25-2-1、25-2-2，由可变光耦合器25-1-1和延迟光路长度差为2ΔL和0的干涉臂和可变光耦合器25-3-2构成延迟光路长度差为2ΔL的ILF，由此可使调整φ2、φ4的可变光移相器适当地操作，从而可以对光载波f1、f2进行分波。分波后的光载波f1、f2分别由可变光耦合器25-4-1、25-4-2进行3dB分支。因此，实现了与分配部形式3中的邻接双载波时的操作相同的操作。当然在得到相同的整体操作结果的各个可变光耦合器、各个OnOff开关的操作中也可以容易地想到存在其它的组合，这里不过是一个示例。

在使本形式的分配部作为单载波所需要的分支器操作时，使可变光耦合器25-1-1、25-2-2操作，以使光导入到延迟光路长度差为0的臂侧，使可变光耦合器25-3-2、25-4-1、25-4-2分别以耦合率2:1、3dB、3dB的方式操作，使On/Off开关55-1～55-3处于遮断状态，使55-4处于透射状态。另外，也可以使可变光耦合器25-2-1、25-3-1的操作状态为任意的。通过这样的操作，可以对输入的光载波以2:2:1:1的比率进行分支。因此，可以实现与分配部形式3中的单载波时的操作相同的操作。当然，在得到相同的整体操作结果的各个可变光耦合器、各个OnOff开关的操作中也容易想到存在与上述不同的其他组合。

另外，在上述操作组合的情况下，可变光耦合器25-3-1、25-4-1、25-4-2始终以3dB操作，因此可以置换成3dB光耦合器。另外，由于On/Off开关55-4始终处于透射状态，因此可以省略。

[汇集部的各种结构]

接下来，对汇集部的各种结构进行说明。以下具体示出了M＝4的情况。但是在M＝4以外的情况下也可以类推出结构基本上是相同的。

[汇集部形式1：可变耦合器型]

图27是汇集部形式1的可变耦合器型汇集部的结构图。本结构是第一实施方式中的汇集部的结构一般化后得到的结构。可变光耦合器(VC)以多段的形式连接成倒树状，在汇集部的输入端口与可变耦合器之间或各个耦合器之间配置可变光移相器。通过这样的结构可以使来自汇集部的各个输入端口的光以任意的比率及任意的相对相位关系合流到输出端口。

由于操作模式的限定，对于本结构中的不需要可变操作的VC当然也可以置换成简单的3dB耦合器。为了调整来自汇集部的各个输入端口的光的相对位移，可以仅保留初段的可变光移相器12-2-1～12-2-4，省略余下的可变光移相器12-1-1、12-1-2。然而，在各段设置可变光移相器时，相对相位的调整容易进行。在省略上述可变光移相器的其它方法中，由于可变光移相器12-1-1和12-1-2成对地调整来自VC25-2-1的光和来自VC25-2-2的光，因此可以省略其中的任一方。对于可变光移相器12-2-1和12-2-2、可变光移相器12-2-3和可变光移相器12-2-4也是同样的。另外，如果在光调制器侧设置了可变相位功能，则也可以省略汇集部的输入端口和可变耦合器之间的可变光移相器12-2-1～12-2-4。进而，在光调制器阵列部的输出光的相对相位偏离期望值时，这些可变移相器可以修正该偏差，因此在提高制作精度或应用调整技术等消除了这些偏差的情况下，可以省略这些可变移相器。

另外，各个可变光耦合器(VC)例如由通过两个可变光移相器连接的双输入双输出3dB光耦合器和双输入单输出3dB光耦合器的MZI构成。另外也可以使用一个输出不连接的双输入双输出3dB光耦合器结构来代替双输入单输出3dB光耦合器。另外，作为实现3dB光耦合器的具体方法，可以使用定向性耦合器、多模波导结构或一种干涉仪的被称为波长不敏感耦合器(WINC)的任意一种方法。另外，各个可变光耦合器不仅可以是MZI结构，也可以是其它结构，如使用通过改变定向性耦合器的耦合部的折射率来改变作为耦合器的耦合率的结构等。下文中的方式也是同样的。

[汇集部形式2：可变衰减器型]

图28是汇集部形式2的结构。本形式是将可变耦合器型(汇集部形式1)的可变耦合部置换成可变衰减器和双输入单输出光耦合器的组合的结构。在本形式中也可以通过调整可变衰减器的衰减量以任意的比率及任意的相对相位关系使来自汇集部的各个输入端口的光合流到输出端口。但是，由于通过衰减改变比率，因此会在以等比率的合流之外的操作中生成原理上的损耗。在可变耦合器型(汇集部形式1)中不会生成这样的原理损耗。另一方面，在本结构中，汇集部的各个输入端口分别具有可变衰减器，因此存在如下优点：可容易地调整自汇集部的各个输入端口输出的光的等级。

[汇集部形式3：带可变衰减器可变耦合器型]

图29是汇集部形式3的结构。本结构为合并了可变耦合器型和可变衰减器型的结构。合流比通过可变耦合器进行调整以抑制原理损耗，从而使得来自汇集部的各个输入端口的光等级也可以被容易地调整。该结构的缺点是电路规模大。

另外，在本图中还示出在可变衰减器45-3-1～45-3-4之后设置光监视器46-1～46-4的结构。由此，通过适当地配置光监视器，可以把握来自各个端口的信号状态，且可以进行各种调整。在形式1、2等及其他形式中也可以同样的方式设置光监视器。

[汇集部形式4：单段M×1可变耦合器型]

图30示出汇集部形式4的结构。在本结构中，FFT型分配部的ΔL设为0，输入与输出进行互换。根据公知的干涉原理，在将可变移相器设定为φ＝ψ_A＝ψ_B＝π/2时，由各个输入端口1、2、3、4透射的透射比率为1：1：1：1。同样，在设定φ＝π/2、ψ_A＝ψ_B＝2·arctan(1/√2)≈0.39π时合流比率为2：1：2：1；在设定φ＝2·arctan(1/√2)≈0.39π、ψ_A＝ψ_B＝π/2时合流比率为2：2：1：1。这样，根据可变移相器的设定，可以实现期望的合流比，因此本结构与上述的汇集部形式同样也可以用作本发明的汇集部。

[汇集部形式5：带高频截止滤波器]

上述汇集部的结构虽然都是细微结构不同，但是基本上都可以使来自光调制器阵列部的光信号合流。如果在各载波信号具有高电平的高频成分时，即具有大的旁瓣频谱时，该旁瓣有可能对邻接的载波产生串扰。通常，该旁瓣不是那么大因此没有什么问题。但是，光调制器阵列部的频率特性过于优异且驱动信号波形的矩形度过好等条件齐备时，由于旁瓣很大所以会存在问题。因此，为了避免这些问题产生的影响，通常认为在各个光调制器的后段配置截断高频的带通滤波器(OBPF)可作为消除这些影响的手段。但是，由于这样的OBPF需要与之相应的电路面积，所以在简单地安装时芯片尺寸会变得相当大。

申请人在此进行了努力研究实现了OBPF并抑制了电路规模。首先，光信号的高频所带来的问题是第一旁瓣，通常，随着旁瓣次数变为第二、第三和更高次旁瓣其强度锐减。因此，仅考虑针对邻接载波的串扰，在本申请的调制器中使用OBPF就足够。因而，OBPF也可以是ILF之类的可以使邻接信道衰减的滤波器。由于在ILF中每间隔一个信道重复透射特性，所以在偶数信号和奇数信道各准备一个ILF即可，不必为每个载波准备ILF。

图31示出了M＝4情况下的具体结构例。图31的结构被配置成，在汇集部形式1的结构的基础上在最后段的可变耦合器25-1-1之前配置单输入单输出TILF作为高频截止滤波器56-1、56-2。在本图中，TILF为非专利文献5所示的晶格型TILF的结构，其透射率特性的矩形度优良。在此设置了两段晶格型TILF，但是如果想要得到矩形度更高的透射特性等，当然可以采用段数更多的晶格型TILF。本图中的晶格型TILF的各段延迟部的光路长度差或光耦合器的耦合率与分支部形式2的TILF27-2-1相同，因此透射特性相同，在ψ＝2π时，为图19B所示的特性。另外，在ψ＝2π时也可以互换图19B中端口1和2的特性。

本汇集部的基本操作与汇集部形式1相同，其中可以追加以下的操作作为高频截止滤波器的TILF的操作。在载波信号为4载波时，载波频率为f1、f3的信号光在高频截止滤波器56-1中通过，载波频率为f2、f4的信号光在高频截止滤波器56-2中通过。因此，高频截止滤波器56-1以ψ₁＝2π操作，以使f1、f3的信号光通过，f2、f4的信号光截止，高频截止滤波器56-2以ψ₂＝0操作，以使f1、f3的信号光截止，f2、f4的信号光通过。在载波信号为双载波时，在高频截止滤波器56-1中通过载波频率为f1的信号光，在高频截止滤波器56-2中通过载波频率为f2的信号光。因此，高频截止滤波器与载波信号为4载波时进行同样的操作。在载波信号为单载波时，载波频率为f1的信号光在高频截止滤波器56-1、56-2中均通过，因此高频截止滤波器56-1、56-2均以ψ1＝ψ2＝2π操作，以通过f1信号光。

如图19B所示，可知由于TILF具有重复的特性，所以即使在M大于4的情况下，如图31所示在最后段的可变耦合器25-1-1之前，在偶数信道和奇数信道中分别配置一个TILF56-1、56-2即可。因此，本结构最大的优点在于，即使在M大的情况下也可以以比较小的电路面积进行安装。

[汇集部形式6：沿用分配部结构]

这里，可以考虑将分配部形式的输入输出端口互换以作为汇集部使用。在这种情况下，在分配部形式中分支/分波的功能分别变为合流/合波。由于调制后的光经过汇集部，所以透射特性优选地无波长依赖性的特性。由于在上述汇集部形式1-4中所使用的可变光耦合器或可变衰减器等基本上无波长依赖，所以使用时波长依赖性不会成为问题。另一方面，由于分配部的结构中插入了具有光路长度差的干涉仪，所以在将分配部用作汇集部时，波长依赖有可能成为问题，能否应用还需要考虑。

分配部形式4及分配部形式6-8的结构通过互换输入输出端口来作为汇集部使用时，在汇集/合流同一波长的载波时实质上使用可变耦合器，因此可以无波长依赖性地以任意的合流比对信号光进行合流。在汇集/合波不同波长的载波时，由于使用TILF进行合波，所以也没有问题。在汇集部形式1-4中，在进行上述合波时通过耦合器使光合流，因而会生成合流原理损耗，但是在该分配部形式4和分配部形式6-8的输入输出互换后的结构中，通过TILF的合波不会生成原理损耗。因此，没有原理损耗这一点是该分配部形式4和分配部形式6-8的输出输出互换后的结构的优点。另外，由于通过TILF进行合波，所以如汇集部形式5中所述，具有如下较大优点：可以去除信号光的高频。缺点是与汇集部形式1-4相比结构稍微复杂。

同样，在互换了分配部形式1-3的输入输出端口的结构中，在汇集/合波不同波长的载波时由于使用ILF进行合波所以波长依赖性不会成为问题。但是，在汇集/合流同一波长的载波时，如图17C-17B、19D-19E、21B-21E的透射特性所示，ILF的透射特性在载波频率附近具有很大的波长依赖性，因此具有频谱宽度的调制信号受到了左右非对称的频谱变形，基本上无法使用。但是，在所处理的载波光的频率间隔比频谱宽度足够宽的情况下，即码元率比载波光的频率间隔足够小的情况下，该透射特性的波长依赖性相对缓和，从而不会成为问题。由此，在码元率比载波光的频率间隔足够小的条件下，分配部形式1-3的互换输入输出端口的结构可以作为汇集部使用。此时的优点是不会存在生成合流原理损耗，缺点是结构复杂。

[光调制器阵列部的各种结构]

接下来，对光调制器阵列部的各种结构进行说明。通常，光调制器阵列部的光调制器使用图32A所示的单MZI型相位调制器。如上所述，即使驱动电信号的振幅稍微偏离并且调制频谱的宽度较窄也难以对输出信号产生影响。但是，在应用对象不要求这些品质的情况下可以使用图32B所示的简单的相位变换调制器的结构。另外，如果生成的信号的最小多级数为2，即如果不是BPSK信号也可以的话，光调制器阵列部的调制器也可以使用图32C所示的嵌套MZI型调制器。此时，最小多级数为4，即为QPSK信号。另外，也可以使用生成多级数量大的信号的调制器。

另外，在分配部侧或汇集部等其它的部分中设置了可变光调制器的功能的情况下，或者如上所述，在光调制器阵列部的各个光调制器之间不需要进行相对相位调整的情况下，可以省略配置在最后的可变光调制器。

另外，上述可变光调制器配置在本发明的光调制器内的各个光回路之间，并用于调节信号相位，而且用于修正输入到各个光回路中的多个信号间的相位偏差。被输入到各个光回路中的多个信号间的相位偏差存在如下两种：由于光调制器内所使用的各个光回路的光元件的组合等设计上因素产生的相位偏差；由于温度变化、波导长度的设计值的制造误差等偏离了设计要求的值产生的相位偏差。有时由于在光调制器内使用的各个光回路的光元件的组合等设计上的因素使输入到各个光回路中的信号相位生成偏差。此时，上述信号相位调整功能即用于调整配置光回路之间信号相位的可变光调制器被配置成仅修正由于温度变化、波导长度偏离设计值的制造误差等所引起的偏差。

实施例1

[格式可调调制器]

图33示出根据第一实施例制作出的格式可调调制器的结构。在本实施例中，设上述实施方式中的M＝4，分配部的结构为分配部形式1的纯MZI型，汇集部的结构为汇集部形式1的可变耦合器型，光调制器阵列部以嵌套MZI型QPSK调制器为基本结构。因此，本调制器可以用于4载波QPSK调制器、双载波16QAM调制器、单载波256QAM调制器这三种调制器。

本调制器是使用石英类平面光波回路(PLC)和LN调制阵列组合后的复合集成技术(非专利文献3)实现的。由于EO效应非常小，所以PLC波导无法单独构成高速调制器，但由于其传播损耗低于LN波导的十分之一，所以PLC波导是非常低损耗的波导介质，此外，由于弯曲波导的允许曲率半径为2mm左右从而具有很高的设计自由度，因此如果是无源回路则可以以低损耗实现多种光回路。另一方面，由于LN波导的传输损耗和允许的曲率半径比PLC波导大，所以无法构成复杂的光回路，但是由于具有高EO效应、另外不会伴随调制生成光吸收等现象，所以作为高速调制回路非常优良。

因此，特别是在如本实施例的调制器这样复杂的调制器的情况下，分配/汇集回路等无源回路部分使用PLC波导，仅调制阵列部使用LN波导，复合集成这两种波导，由此可以得到PLC波导和LN波导二者的优点，与由LN波导单片技术制成调制器相比可以以低损耗实现良好特性的调制器。调制器的结构越复杂该优点越显著，除了本结构中的交错滤波器和可变耦合器以及后述的实施例2所示的分配/汇集回路以外，在需要偏振合成器的偏振复用调制器中存在更大的优点。

对分配部的结构进行详细说明。在本结构中，各个TILF由两段构成，即在主TILF27-1-1-1、27-2-1-1、27-2-2-1的输出分别连接有子TILF27-1-1-2、27-1-1-3、27-2-1-2、27-2-1-3、27-2-2-2、27-2-2-3。子TILF和主TILF基本上是相同的结构，干涉仪的光路长度差为ΔL，即FSR相同。但是子TILF为单输入单输出的结构，作为所谓的栅电路使用。根据这样的结构，在用主TILF未分离尽从而泄露出的串扰可以用子TILF进行阻挡，可以得到串扰低的分离特性。

对于具体的操作，例举TILF27-1-1-1、27-1-1-2、27-1-1-3进行说明。在设载波间隔为Δf，设TILF27-1-1-1、27-1-1-2、27-1-1-3的FSR均为2Δf。将TILF27-1-1-1～27-1-1-3作为分波器使用时，即在将载波光f1、f2、f3、f4分为f1和f3以及f2和f4两组时，TILF-1-1-1作为通常的分波器操作。即调整TILF27-1-1-2内的可变光移相器，以使f1和f3例如输入到上侧端口、f2和f4输出到下侧端口。此时，与上侧端口连接的TILF27-1-1-2以f1、f3达到最大透射、f2、f4达到最小透射的方式调整TILF27-1-1-2内的可变光移相器。同样，与下侧端口连接的TILF27-1-1-3以f1、f3达到最小透射、f2、f4达到最大透射的方式调整TILF27-1-1-3内的可变光移相器。这样，由TILF分离的载波光在TILF27-1-1-2、TILF27-1-1-3内被进一步滤波，以除去不需要的载波光。因此，作为两段结构的TILF与通常的一段结构的情况相比，可以得到两倍的消光比即低串扰性能。

在将TILF27-1-1-1～27-1-1-3整体作为可变耦合器使用时，即例如均等分配载波光f1时，通过调整TILF27-1-1-1内的可变光移相器，可以使TILF27-1-1-1的透射特性在频率轴上移动，使TILF27-1-1-1对两个输出端口的透射率在频率f1处相同。此时，调整TILF27-1-1-2及TILF27-1-1-3内的相应的可变光移相器，以使TILF27-1-1-2及TILF27-1-1-3均在频率f1处达到最大透射。对于等分配以外的任意分支比例如2:1的情况也基本相同，调整TILF27-1-1-1内的可变光移相器，以使TILF27-1-1-1的分支比在频率f1处为期望的分支比例如为2:1。对于TILF27-1-1-2和TILF27-1-1-3，也与等分配的情况相同，调整为在频率f1处达到最大透射。

关于TILF27-2-1-1、27-2-1-2、27-2-1-3以及TILF27-2-2-1、27-2-2-2、27-2-2-3，基本上也是相同的构思。另外，TILF27-2-1-1、27-2-1-2、27-2-1-3、27-2-2-1、27-2-2-2、27-2-2-3的FSR均设定为4Δf。

另外，由图33可知，TILF干涉仪的光路长度长的一侧在TILF27-2-1-1、27-2-1-2、27-2-1-3中为下侧，在TILF27-2-1-1、27-2-1-2、27-2-1-3、27-2-2-1、27-2-2-2、27-2-2-3中为上侧。这是因为这些干涉仪的配置实际上在回路芯片上被配置得弯弯曲曲，这些干涉仪的光路长度长的一侧始终被配置在弯曲的外侧的缘故。通过这样的配置可以减小芯片的尺寸。

该分配部均被制作在输入侧的PLC芯片(PLC-1)上。TILF内的可变光移相器使用热光学移相器。热光学移相器通过设置波导包层上的薄膜加热器局部地控制波导的温度，通过热光学效应控制薄膜加热器正下方的波导的折射率即控制波导的相位。另外，输入端口连接有保偏光纤。另外，构成各个TILF的3dB光耦合器被设计成波长不敏感耦合器(WINC)。

接下来，对光调制器阵列部的结构进行详细的说明。光调制器阵列部由4个嵌套MZI调制器(QPSK调制器)1-1～1-4构成。如图33所示，在LN基板上制作通过QPSK调制器进行数据调制的调制用光移相器，在PLC芯片(PLC-1或PLC-0)上制作用于3dB光耦合器或进行偏置控制的可变光移相器12-4-1～12-4-16及调整从各个子MZI输出的输出光的相对相位的可变光移相器12-3-1至13-3-8。这些可变光移相器也可以使用热光学移相器。另外，LN芯片使用X切割基板，用于进行数据调制的调制用光移相器的中心电极如图3B所示配置在子MZI之间。π/2光移相器将从QPSK调制器Ich和Qch的子MZI输出的信号光调整为相对相位差90°并进行合成，该π/2光移相器通过调整热光学移相器来实现。另外，可变光移相器12-4-1～12-4-16和可变光移相器12-3-1～12-3-8此次被设置在PLC-0一侧，但是当然也可以设置在PLC-I侧。构成QPSK调制器的子MZI的3dB光耦合器和母MZI输出侧的3dB光耦合器由Y分支波导构成。母MZI输出侧的3dB光耦合器为波长不敏感耦合器(WINC)。

该WINC的输出有两个端口，一个端口与作为汇集部的可变耦合器VC连接，另一个端口作为监视输出端口。由于该监视器用于每个QPSK调制器，因此可以用作监视各个QPSK调制器的操作点偏置调整和Ich/Qch间的相位调整的监视器。虽然该监视器是为QPSK调制器准备的，但是由于是监视分配部的输出端口，因此也可以用作监视TILF的分波状态或将TILF作为耦合器操作时的分支比的监视器。由于具有了该监视器，与监视自输出端口输出的信号光的情况相比，可以非常高效地进行调整。

接下来，对汇集部的结构进行详细的说明。本结构是在图27所记载的汇集部形式1的结构中省略了位于可变耦合器的外部的所有可变光移相器后的结构。即使省略了图27所记载的可变光移相器12-1-1、12-1-2或可变光移相器12-2-1～12-2-4，也可以通过组合图33的QPSK调制器内的可变光移相器12-3-1～12-3-8来代替上述可变光移相器。例如，要将可变光移相器12-2-1所处位置的相位移动Δφ时，只要使位于上游的可变光移相器12-3-1、12-3-2同时移动Δφ，则实质上通过可变光移相器12-2-1移动了相位Δφ。在可变光移相器12-3-1、12-3-2原本被设定为ψ₁、ψ₂时，只要分别修改为ψ₁+Δφ，ψ₂+Δφ即可。要通过可变光移相器12-1-1将相位移动Δφ时，同样也是使位于上游的可变光移相器12-3-1～12-3-4同时移动Δφ即可。关于其它的可变光移相器也是同样的。通过这样省略可变光移相器可以缩短回路长度。

如图33所示，该汇集部均被制作在输出侧的PLC芯片(PLC-O)上。可变耦合器VC25-1-1、25-2-1、25-2-2成为经由可变光移相器连接的两个3dB光耦合器的马赫泽德尔干涉仪(MZI)。这些可变光干涉仪也可以使用热光学移相器。另外，该3dB光耦合器为常规的定向性耦合器。在可变光干涉仪为常规的定向性耦合器的情况下，耦合率具有相应的波长依赖性。在定向性耦合器具有波长依赖性、耦合率偏离3dB即50％时，通常无论怎样设定可变光移相器，作为VC整体也无法得到高耦合比(例如1：0等)特性。但是，在这些VC中所需要的耦合率为1:1或2:1，不需要那么大的比率。在这样的条件下，由定向性耦合器简单生成的波长依赖性在通信波段(1520-1620nm)的范围内，这是没问题的，因此此次使用小型且可以得到低损耗特性的普通定向性耦合器。

使用火焰水解法(FHD)等玻璃膜沉积技术和反应性离子蚀刻(RIE)等微细加工技术的组合制造PLC芯片。具体地，在硅基板上沉积用于构成下部包层的玻璃膜并使之透明化，接着，沉积折射率比包层稍高的芯层。而且，通过微细加工技术对构成波导回路的芯图案进行图案化，通过沉积构成上部包层的玻璃膜并使之透明化来制作嵌入型光波导。最后，通过真空蒸镀法等在上部包层表面沉积构成薄膜加热器的金属，通过微细加工技术对该金属进行图案化，从而形成热光学移相器。

波导的芯和包层的相对折射率差为1.5％。PLC(I)的芯片尺寸为大约14×36mm，PLC(O)的芯片尺寸为大约7×31mm。另外，图中没有示出，在芯片上形成有电布线图案，用于对各个薄膜加热器供给驱动电流。

通过在X切割基板上形成的两对8组共计16个相位调制阵列构成LN芯片。通过钛扩散法制作相位调制阵列的各个波导，如图3A、B所示，在各对波导间的上部形成中心电极，通过在各对的周围形成GND电极，构成行波电极。另外，在图33中未示出，如图3A、B所示，在芯片上形成高频布线图案，用于对各个行波电极传输调制信号。

将这些PLC芯片及LN芯片的端面连接，在PLC-I的输入端口、PLC-O的输出端口分别连接了保偏光纤、普通的单模光纤，芯片整体被收纳安装于高频封装体中，从而制作出本实施例的调制器。

在制作出的调制器上连接有多载波光源以进行调制操作的确认，该多载波光源由4个图9B所示的波长可变光源阵列和光耦合器构成，各个波长可变光源的发光频率间隔，即子载波间隔为25GHz。对PN＝11段的模拟随机(PRBS)NRZ电信号应用8个不同延迟后，输入到用于进行数据调制的8个调制用光移相器中心电极。调整码元率为25Gbaud。因此，由于子载波间隔和码元率相同，所以在本调制器中使用多个子载波光生成的光信号为OFDM信号。

在需要生成4载波QPSK调制信号时，从上述多子载波光源向本调制器输入4个子载波光f1、f2、f3、f4。TILF27-1-1-1发挥分波器的作用，将这些子载波光分为两组，一组f1、f3分到TILF27-1-1-2侧，一组f2、f4分到TILF27-1-1-3侧。TILF27-1-1-2发挥滤波器的作用，使f1、f3透射，使f2、f4截止。TILF27-1-1-3发挥滤波器的作用，使f2、f4透射，使f1、f3截止。TILF27-2-1-1发挥分波器的作用，将f1分到TILF27-2-1-2侧，将f3分到TILF27-2-1-3侧。TILF27-2-1-2发挥滤波器的作用，使f1透射，使f3截止。TILF27-2-1-3发挥滤波器的作用，使f3透射，使f1截止。TILF27-2-2-1发挥分波器的作用，将f2和f4中的f2分到TILF27-2-2-2侧，将f4分到TILF27-2-2-3侧。TILF27-2-2-2发挥滤波器的作用，使f2透射，使f4截止。TILF27-2-2-3发挥滤波器的作用，使f4透射，使f2截止。4个QPSK调制器1-1～1-4分别作为QPSK调制器操作。VC25-1-1、25-2-1、25-2-2均被调整为50％耦合。另外，在存在实际的设备传输损耗偏差等或各个子载波的光功率等级的偏差时，当然需要使各个子载波信号的大小一致。

图34A的上图示出输出的信号光的光谱。另外，也重叠地显示了由多子载波光源逐一地发出子载波光时输出信号光的光谱。另外，图34A的下图示出逐一地发出子载波光时的输出信号光的信号星座，即各个子载波信号星座。由此可知，可以生成良好的4子载波QPSK调制信号。

在需要生成双载波16QAM调制信号时，从上述多子载波光源向本调制器输入2个子载波光f1、f2。TILF27-1-1-1发挥分波器的作用对这些子载波进行分离，将f1分到TILF27-1-1-2侧，将f2分到TILF27-1-1-3侧。TILF27-1-1-2发挥滤波器的作用，使f1透射，使f2截止。TILF27-1-1-3发挥滤波器的作用，使f2透射，使f1截止。TILF27-2-1-1在f1作为2:1耦合器发挥作用。TILF27-2-1-2、27-2-2-3进行操作，均对f1达到最大透射。TILF27-2-2-1、27-2-2-3进行操作，均对f2达到最大透射。在QPSK调制器中，QPSK调制器1-1和1-2为一组，QPSK调制器1-3和1-4为一组，均作为16QAM调制器操作。VC25-1-1被调整为50％耦合。VC25-2-1、25-2-2被调整为2:1耦合。通过可变移相器12-3-1和12-3-2同时变化来调整，或者通过可变移相器12-3-3和12-3-4同时变化来调整由QPSK调制器1-1生成的电场强度为2的QPSK信号(大QPSK信号)与由QPSK调制器1-2生成的电场强度为1的QPSK信号(小QPSK信号)之间的相对相位关系。关于QPSK调制器1-3中的大QPSK信号和QPSK1-2中的小QPSK信号的相对相位关系也同样通过可变光移相器12-3-5和12-3-6同时变化来调整或者通过可变光移相器12-3-7和12-3-8同时变化来调整。

图34B示出输出的信号光的光谱以及各个子载波的信号星座。由此可知，可以生成良好的双载波16QAM调制信号。

在生成单载波256QAM调制信号时，从上述多子载波光源向本调制器仅输入子载波光f1。TILF27-1-1-1在f1处作为4:1耦合器操作。TILF27-1-1-2、27-1-1-3进行操作，对f1达到最大透射。TILF27-2-1-1、TILF27-2-2-1在f1中作为2:1耦合器操作。TILF27-2-1-2、27-2-1-3、27-2-2-2、27-2-2-3均以对f1达到最大透射的方式操作。QPSK调制器中，4个QPSK调制器被分为组作为256QAM调制器操作。VC25-1-1被调整为4：1耦合器，VC25-2-1、25-2-2被调整为2:1耦合器。通过将可变光移相器12-3-1和12-3-2、12-3-3和12-3-4、12-3-5和12-3-6、12-3-7和12-3-8分别作为一组并使其变化来调制由各个QPSK调制器生产的QPSK信号间的相对相位关系。

被输出的信号光的光谱得到仅与图34B的上图的ch1的光谱几乎相同的光谱。但是关于信号星座，虽然得到了16行16列信号点的图，但是在为256QAM信号时，受到驱动电信号本身的品质即显现出噪声的影响因而变为模糊的星座。由于这不是原理上的问题，所以通过用于评价系统的操作可以改善，该评价系统用于提高驱动电信号自身的品质。

如上所述，可以通过用同一调制器切换地生成载波数量和多级数量不同的信号光，即占有带宽和耐SNR劣化能力不同的多种调制格式的信号光。

实施例2

[格式可变调制器2]

实施例2是实施例1的变形，其汇集部的结构为汇集部实施方式6的结构。图35表示了本汇集部的结构。另外，分配部和光调制器阵列部的结构和操作与实施例1相同。本汇集部使用在组合了分配部形式6和分配部形式7后的结构中互换了输入输出后的结构。

在第一段的TILF57-2-1和57-2-2使用分配部形式6所示的可变耦合器内置型纯MZI型的TILF，最后段的TILF57-1-1使用分配部形式7所示的可变耦合器内置晶格型TILF。这些TILF的基本操作思路与分配部形式6和分配部形式7所示出的说明相同，将分支/分波替换为合流/合波来理解即可。

在载波信号为4载波时，TILF57-2-1、TILF57-2-2和TILF57-1-1作为合波器操作，TILF57-2-1使QPSK调制器1-1输出的载波频率为f1的信号光和QPSK调制器1-2输出的载波频率为f3的信号光合波；TILF57-2-2使QPSK调制器1-3输出的载波频率为f2的信号光和QPSK调制器1-4输出的载波频率为f4的信号光合波；TILF57-1-1使TILF57-2-1输出的载波频率为f1、f3的信号光和TILF57-2-2输出的载波频率为f2、f4的信号光合波。在载波信号为双载波时，TILF57-2-1和TILF57-2-2作为合流器操作，TILF57-1-1作为合波器操作，TILF57-2-1以2:1的比率使QPSK调制器1-1输出的载波频率为f1的信号光和QPSK调制器1-2输出的载波频率为f1的信号光合流，合流成16QAM信号；TILF57-2-2以2:1的比率使QPSK调制器1-3输出的载波频率为f2的信号光和QPSK调制器1-4输出的载波频率为f2的信号光合流，合流成16QAM信号；ILF57-1-1使TILF57-2-1输出的载波频率为f1的信号光和TILF57-2-2输出的载波频率为f2的信号光合波。在载波信号为单载波时，TILF57-2-1、TILF57-2-2和TILF57-1-1作为合流器操作，TILF57-2-1以2:1的比率使QPSK调制器1-1输出载波频率为f1的信号光和QPSK调制器1-2输出载波频率为f1的信号光合流，TILF57-2-2以2:1的比率使QPSK调制器1-3输出载波频率为f1的信号光和QPSK调制器1-4输出载波频率为f1的信号光合流，合成16QAM信号；TILF57-1-1以4：1的比率使TILF57-2-1输出载波频率为f1的信号光和TILF57-2-2输出载波频率为f1的信号光合流，合成256QAM信号。

在任何情况下作为合波器操作时，都可以在没有原理损耗的情况下以载波频率汇集信号。另外，在合波时可以去除信号光的高频。

在本汇集部的结构中，TILF57-2-1、57-2-2使用可变耦合器内置纯MZI型，TILF57-1-1使用可变耦合器内置晶格型TILF，这是为了兼顾回路尺寸与合波操作时透射特性的平衡的缘故。TILF57-1-1为了对偶数信道和奇数信道进行交替合波，采用遮断性良好的滤波特性TILF为佳，因此采用了透射频率特性的矩形度优良的可变耦合器内置晶格型TILF。另一方面，TILF57-2-1、57-2-2并不是对相邻的信道之间进行合波，而是对跳过一个信号的信道进行合波，因此对滤波特性的遮断要求不是那么高，可以使用电路尺寸小的可变耦合器内置纯MZI型TILF。

如上所述，在本实施方式中，汇集部的回路结构与实施方式1相比虽然变得稍微复杂，但是在载波信号为多载波时，具有损耗降低且各个载波信号之间由信号高频引起的串扰小的优点。

另外，从降低串扰的观点，最后段的TILF57-1-1起到很大作用。如汇集部形式5所述，这是由于来自相邻信道的信号的串扰影响最大的缘故。因此，如果可以不太考虑损耗，最后段以外的TILF、即在本实施例中为TILF57-2-1、57-2-2也可以使用汇集部形式1中所示的可变光耦合器。此时，虽然在一部分合波操作时牺牲了损耗，但是电路尺寸可以减小将TILF替换成可变光耦合器的大小。当然也可以按照要求规格制成各个汇集部形式交织的结构。

实施例3

[带偏振复用功能的格式可变调制器]

图36示出了作为实施例3制作的带偏振复用功能的格式可变调制器的结构。在本实施例中，设上述实施方式中的M＝4，分配部的结构为形式1的纯MZI型，汇集部的结构为汇集部形式1的可变耦合器型，光调制器阵列部被构成为以单个MZI型BPSK调制器为基本结构，对其进行两个系统集成偏振复用。因此，本调制器可以用作偏振复用4载波BPSK调制、偏振复用双载波QPSK调制、偏振复用单载波16QAM调制这三种调制的调制器。本调制器也是应用了石英类平面光波回路(PLC)和LN调制阵列组合后的复合集成技术而实现的。另外，LN芯片基板也与实施例1相同使用X切割基板。

在本结构中，与实施例1相同，分配部的各个TILF为可以得到低串扰特性的两段结构。在图中，两段结构被整体标记为TILF。

在生成偏振复用信号时，通过将调制器布局成两组，以正交偏振关系使该两组的调制器的输出光偏振复用。因而，基本上在两个单偏振的调制器中作为必要的构成要素有光耦合器、偏振旋转器和偏振合成耦合器，该光耦合器用于将CW输入光分配到该两个调制器中。因此，关于本格式可变调制器也同样，需要两组格式可变调制器，但是在本实施例中对各个要素的连接关系进行了研究，将分配部的TILF制成仅抑制单偏振波成分的一组的结构。具体地，不是在分配部之前配置对两个系统分配CW输入光的光耦合器，而是在分配部之后光调制器阵列部之前配置光耦合器。通过图36可知，输入光直接输入到由TILF构成的分配部，在该分配部进行分波或分支之后用4个分配耦合器进行分配，再输入到BPSK调制器。在8个BPSK调制器中，BPSK调制器50-1、50-3、50-5、50-7用于X偏置，BPSK调制器50-2、50-4、50-6、50-8用于Y偏置，X偏振信号用的调制器和Y偏振信号用的调制器自上而下交替排列。这里，由于X偏振信号用的调制器和Y偏振信号用的调制器均是使用X切割基板的调制器，因此在信号光通过这些调制器的时刻均相对于基板以水平偏振方向(TE偏振)传输，这一点请注意。这些信号通过合流用3dB耦合器和VC进行合波或合流之后，Y偏振用的信号光通过偏振旋转器将偏振方向变换到相对于基板垂直的方向(TM偏振)，与另一方的X偏振用信号光通过偏振合波耦合器进行复用并输出。

这样，光耦合器(各个偏振信号分配用3dB光耦合器)将输入CW光分配到X偏振信号用和Y偏振信号用的两个系统，通过将该光耦合器配置在分配部和光调制器阵列部之间，虽然该分配光耦合器的数量会增加，但是分配部共用于X偏振信号和Y偏振信号，可以将分配部的数量限制为1组。与分配光耦合器的面积相比，由TILF等构成的分配部的面积要大一个数量级，因此本实施方式的结构可以大幅度地削减布局面积。另外，在切换各种调制格式时分配部的TILF等如上所述可以使多个可变移相器操作，但是分配部的数量仅为一组即可，这意味着该操作位置也不会增加，因此存在如下优点：可以使控制操作简化，还可以降低电力消耗。

在汇集部中，用于X偏振信号和Y偏振信号的两个系统的电路交织地布局。自可变光耦合器VC25-1输出用于X偏振的调制信号光，自可变光耦合器VC25-2输出用于Y偏振的调制信号光，经过偏振旋转器、偏振合成耦合器，这些信号光被偏振复用后再输出。

另外，关于用于X偏振信号和Y偏振信号的两个系统的光回路的布局方法，除了图36的方法之外还可以是其它的方法。例如，有如图37所示的布局：将BPSK调制器50-1～50-4用于X偏振信号，将BPSK调制器50-5～50-8用于Y偏振信号，上述4个分配光耦合器的输出互相交织地与这些BPSK调制器连接，将用于X偏振信号的汇集部和用于Y偏振信号的汇集部简单地以上下方向进行排列。另外，作为其它的布局方法，还有如图38所示的布局等：将BPSK调制器50-1、50-2、50-5、50-6用于X偏振信号，将BPSK调制器50-3、50-4、50-7、50-8用于Y偏振信号，使分配光耦合器49-1、49-2的输出交织，使分配光耦合器49-3、49-4的输出交织，将用于X偏振信号的汇集部和用于Y偏振信号的汇集部仅在合流用3dB光耦合器和VC之间交织的布局。任一方法均是通过改变用于X偏振信号的BPSK调制器和用于Y偏振信号的BPSK调制器的排列顺序，不改变光回路的连接关系，因此功能上是相同的。

另外，在图37、38中可以看出，用于偏振信号分配的3dB光耦合器与各个路径中的各个BPSK调制器的波导长度不同，但是在实际的布局中是按照长度相等设定的。严格地说，TILF的路径长度以短臂侧进行计算，从本调制器的输入端口到输出端口的距离设定成在每个BPSK调制路径中均相同。关于实施例1、2和实施例3的图36所示的结构当然也进行这样的等长度设定。

将TE偏振光变换为TM偏振光的偏振旋转器使用主轴倾斜了45°后的薄膜半波长板。透过45°的半波长板的各个偏振光在鲍英卡勒偏振球(Poincaré sphere)上观察时，偏振旋转到以直线偏振轴即PQ轴旋转一半的位置。由于将TE偏振光变换为TM偏振光，将TM偏振光变换为TE偏振光，所以偏振旋转器作为TE/TM变换器操作。半波长板插入到横切波导的槽中通过折射率匹配的粘合剂固定。另外，为了防止半波长板反射的返回光在偏振旋转器中传播，横切波导的槽被制作成倾斜8°。另外调整入射到保偏光纤中的角度，以使输入到PLC-I中的信号光变为TE偏振光。

在偏振合成耦合器中，使用干涉仪在两个光耦合器所夹持的两条臂波导中的一方开口形成应力释放槽。构成石英类波导的玻璃经过高温透明化工序后，由于石英基板和石英玻璃的热膨胀系数差，一般会产生很强的压缩应力，因此会生成双折射B。通过应力释放槽部来释放应力可以使双折射B为非常小的值，因此通过调整应力释放槽的长度及干涉仪的波导长度差，可以将构成偏振合成耦合器的干涉仪臂的光路长度差设计成例如对TE偏振为相等长度的光路长度差，对TM偏振为半波长的光路长度差。由如此设计的干涉仪将TE偏振光和TM偏振光输出到不同的端口，所以可以使输入到上侧输入端口的TE偏振光的信号光和输入到下侧输入端口的TM偏振光一起输出到输出端口。因此，这样的干涉仪作为偏振合成耦合器操作。

热光学移相器作为可变光移相器使用，在热光学移相器的薄膜加热器的两侧的包层中设置有隔热槽，用于降低热光学移相器的消耗电力(图36-图38中省略了图示)。另外，图中未示出，在芯片上形成有电布线图案，该电布线图案用于对各个薄膜加热器供给驱动电流。

各个芯片的制造方法、芯片连接安装方法等制造方法与实施例1相同。

在本实施例中，也使用图9B所示的多载波光源进行调制操作的确认。各个波长可变光源的发光频率间隔即载波间隔为50GHz。对PN＝11段的模拟随机(PRBS)NRZ电信号赋予8个各不相同的延迟后输入到进行数据调制的8个调制用光移相器中心电极。调制码元率为25Gbaud。因此，由于载波间隔为码元率的2倍，所以在本实施例中确认操作的光信号为普通的FDM信号。另外，此次调制码元率在本评价装置中为25Gbaud，但是在本次的载波间隔为50GHz的情况下，即使如上所述调制码元率提速到OFDM信号即50Gbaud的调制码元率，也可以确保各个载波信号的独立性。因而，当然可以按例如在100G传输中所使用的32Gbaud的码元率进行调制。

在生成4载波BPSK调制信号时，从上述多个载波光源向本调制器输入4载波光f1、f2、f3和f4。通过与实施例1的4载波时同样的操作，TILF27-1-1作为分波器操作，将这些载波光分为两组，将f1、f3分到TILF27-2-1侧，将f2、f4分到YILF27-2-2侧；TILF27-2-1作为分波器操作，将f1和f3分为两组，将f1分到分配用3dB耦合器49-1侧，将f3分到3dB耦合器49-2侧；TILF27-2-2作为分波器操作，将f2和f4分为两组，将f2分到分配用3dB耦合器49-3侧，将f4分到3dB耦合器49-4侧。8个BPSK调制器分别作为BPSK调制器操作。VC25-1、VC25-2的耦合率均被调制为50％。

图39A的上图示出从本调制器输出的信号光用立体(bulk)的BPS分离X偏振信号后所观测到光谱，图39A的下图示出各个载波的信号星座。在用立体(bulk)BPS分离Y偏振信号后进行观测时也可以得到同样的测量效果。由此可知本调制器可以生成良好的偏振复用4载波BPSK调制信号。

在生成双载波QPSK调制信号时，从上述多载波光源向本调制器输入双载波光f1、f2。通过与实施例1的双载波时同样的操作，TILF27-1-1作为分波器操作，将这些光的f1分到TILF27-2-1侧，将f2分到TILF27-2-2侧，TILF27-2-1在频率f1作为3dB耦合器操作，TILF27-2-2在频率f2作为3dB耦合器操作。在QPSK调制器中，BPSK调制器50-1和50-3为一组，BPSK调制器50-2和50-4为一组，BPSK调制器50-5和50-7为一组，BPSK调制器50-6和50-8为一组作为QPSK调制器操作。VC25-1、VC25-2的耦合率均被调整为50％。

图32B示出输出的信号光的X偏振信号的光谱及各个子载波的信号星座。在信号光为Y偏振的情况下也可以得到同样的测量结果。由此可知生成了良好的偏振复用双载波QPSK调制信号。

在生成单载波16QAM调制时，从上述多载波光源向本调制器仅输入载波光f1。TILF27-1-1在频率f1作为2:1耦合器操作，TILF27-2-1、TILF27-2-2在频率f1作为3dB耦合器操作。在BPSK调制器中，四个BPSK调制器50-1、50-3、50-5、50-7为一组，BPSK调制器50-2、50-4、50-6、50-8为一组，作为两组16QAM调制器操作。VC25-1、VC25-2的耦合率均被调整为50％。

通过使可变光移相器12-1和12-3同时变化或使可变光调制器12-5和12-7同时变化来调整由BPSK调制器50-1、50-3构成的QPSK调制器所生成的电场强度为2的QPSK信号(大QPSK信号)与由BPSK调制器50-5、50-7构成的QPSK调制器所生成的电场强度为1的QPSK信号(小QPSK信号)的相对相位关系。同样，通过使可变光移相器12-2和12-4同时变化或使可变光调制器12-6和12-8同时变化来调整由BPSK调制器50-2、50-4构成的QPSK调制器所生成的大QPSK信号与由BPSK调制器50-6、50-8构成的QPSK调制器所生成的小QPSK信号的相对相位关系。

图39C示出输出信号光的X偏振信号的光谱以及各个载波的信号星座。在信号光为Y偏振的情况下也得到同样的测量结果。由此可知本调制器可以生成良好的偏振复用单载波16QAM调制信号。

如上所述，在本实施例中，也可以由同一调制器动态切换地生成载波数量和多级数量不同的信号光，即占有频带和耐SNR劣化能力不同的多种调制格式的信号光。

另外，在本实施例中在偏振合成器的实现中使用了双折射调整，该双折射调整使用了应力释放槽，但是除此之外，例如也可以采用将波导制成横向宽的扁平波导结构，使用该结构所产生的结构双折射的方法、或将半波长板以主轴0°或90°的角度插入波导中利用半波长板自身的双折射的方法。另外，如果允许3dB原理损耗，也可以用普通的3dB光耦合器来代替偏振合成器。但是在使用偏振合波器时，除了可以避免该原理损耗之外，还可以通过上述偏振旋转器旋转除去未除尽的偏振成分，可以降低偏振串扰，因而通常优选使用偏振合波器。

在以上的实施例中，LN芯片使用X切割基板，也可以使用Z切割基板。此时与使用X切割基板的情况相比，信号电极的数量将翻倍。另外，也可以使用具有极化翻转结构的Z切割基板。此时，信号电极的数量与使用X切割基板时的数量相同即可。

另外，在以上的实施例中，以LN波导和石英类PLC波导的组合作为多个集成的组合进行说明，这是因为LN波导具有高EO效应，是高速调制器的主流波导技术，另外，石英类波导作为无源波导是损耗最低的波导，该组合作为以低损耗实现复杂调制器的组合比较有优势。当然，其他材料类波导，例如使用多元类氧化物材料或是半导体材料等作为具有EO效应的波导，使用硅或高分子材料作为无源波导，由上述具有EO效应的波导和无源波导的组合或者由具有EO效应的波导单独构成单片电路，也可以得到与本实施例等所示出的效果同样的效果。

进而，调制器的构成要素由空间系设备实现，当然也可以由空间系设备要素构成。

符号说明

1、1a、1b、1-1～1-4QPSK调制器(嵌套MZI调制器)

2、2a～2b、2-1～2-N、2(I)、2(Q)驱动数据电信号

3 差分输出驱动电路

4 上侧调制用光移相器

5 下侧调制用光移相器

6 输入CW光

7、7a～7j 3dB光耦合器

8、8-1、8-2输出光信号

9 Ich用MZI调制器

10 Qch用MZI调制器

11、11a、11bπ/2光移相器

12、12a～12l、12-1～12-8、12-1-1～4-16光相位调制器(可变光移相器)

13、13-1～13-4单MZI调制器(相位调制器、PSK调制器)

14 Z切割LN基板

15 波导

16 高频中心电极

17 GND电极

18 波导芯

19 极化方向

20 X切割LN基板

21 终端电阻

22、22a、22b 2:1光耦合器

23、23-1-1～23-2-2 交错光滤波器(ILF)

24 可变1×M分波滤波器

25、25-1～25-3、25-1-1～25-4-2、25-1-1-1～25-1-1-3 可变光耦合器

26 双载波CW光

27、27-1-1～27-2-2、27-1-1-1～27-2-2-3可变交错光滤波器(TILF)

28 分配部

29 光调制器阵列部

30 汇集部

31 可切换光分波/光分支回路

32 可变合流回路或可切换光合波/光合流回路

33-1～33-N光调制装置

34 波长可变种光源

35 正弦波信号

36 输出载波光

37a～37d 波长可变光源

38 光耦合器

39 1×M耦合器

40 M阵列延迟线

41 多段M×M耦合器

42 42-1-1～42-2-2 1×2光开关

43 43-1-1～43-2-2 2×1光开关

44 输入光信号

45、45-1-1～45-3-4 可变衰减器

46、46-1～46-4 光监视器

47M×1耦合器

48、48-1～48-8 数据调制用电极

49、49-1～49-4 各偏振信号分配用3dB光耦合器

50、50-1～50-8 BPSK调制器

51、51-1～51-4 合流用3dB光耦合器

52 偏振旋转器(半波长板)

53 偏振合成耦合器

54 应力释放槽

55、55-1～55-4 OnOff光开关

56、56-1～56-2 高频截止滤波器

57、57-1-1～57-2-2 可变耦合器内置型TILF

Claims (13)

1.一种光调制器，其特征在于，包括：

能够在光分波功能与光分支功能之间切换的可切换光分波/光分支回路；

光调制器阵列部，连接至所述可切换光分波/光分支回路；以及

合流比率可变的合流回路和/或可切换光合波/光合流回路，连接至所述光调制器阵列部，其中，所述合流比率可变的合流回路能够改变合流比率，所述可切换光合波/光合流回路能够在光合波功能与光合流功能之间切换。

2.根据权利要求1所述的光调制器，其中，

所述可切换光分波/光分支回路和/或所述可切换光合波/光合流回路包括合波/分波特性可变的可变滤波器。

3.根据权利要求2所述的光调制器，其中，

所述可变滤波器配置有可调谐交错滤波器，或者被配置成被连接成树状或倒树状的结构的多个可调谐交错滤波器。

4.根据权利要求3所述的光调制器，其中，

所述可调谐交错滤波器被配置成在单输入双输出交错滤波器的两个输出分别连接单输入单输出交错滤波器的结构，或者被配置成将所述结构的输入与输出互换后的结构。

5.根据权利要求2所述的光调制器，其中，M＝2ⁿ时，n为自然数，

所述可变滤波器包括：

单输入M输出光耦合器；

M条路径的延迟回路；以及

M输入M输出光耦合器，其中，为所述延迟回路的路径准备n段2^n-1个双输入双输出光耦合器，其中第k段中的第j个光耦合器将第X路径和第Y路径耦合，并且所述M输入M输出光耦合器在各段之间设有用于调整各个路径的相对相位的光相位调节器，其中，k为1～n的整数，j为1～2^n-1的自然数，

或者，所述可变滤波器为将所述可变滤波器的结构中的输入与输出互换后的结构，

其中给出以下等式，

(式1)

X＝2^n-k+1·{(j-1)div2^n-k}+{(j-1)mod 2^n-k}+1

Y＝2^n-k+1·{(j-1)div2^n-k}+{(j-1)mod 2^n-k}+1+2^n-k

其中，(j-1)div2^n-k表示(j-1)除以2^n-k的商，(j-1)mod2^n-k表示(j-1)除以2^n-k的余数。

6.根据权利要求1所述的光调制器，其中，

所述可切换光分波/光分支回路和/或所述可切换光合波/光合流回路包括由光耦合器和延迟线构成的干涉仪型滤波器，所述光耦合器的至少一部分为耦合率可变的光耦合器，通过调整所述耦合率使经过一部分延迟线的光为零，从而使干涉功能消失，并从分波功能切换至分支功能或从合波功能切换至合流功能。

7.根据权利要求1所述的光调制器，其中，

所述可切换光分波/光分支回路和/或所述可切换光合波/光合流回路由光合波/分波器、分支比/合流比固定或可变的光分支器/合流器、在所述光合波/分波器与所述光分支器/合流器之间选择地切换的光开关构成。

8.根据权利要求1所述的光调制器，其中，

所述可切换光分波/光分支回路具有多个输入端口，所述可切换光分波/光分支回路被配置成使单输入双输出的可变光耦合器彼此连接成树状结构，在所述可变光耦合器的一个输出连接有双输入单输出光开关，所述可变光耦合器的输入端口为所述多个输入端口中的一个，所述双输入单输出光开关的另一输入端口为所述多个输入端口中的另一个。

9.根据权利要求1所述的光调制器，其中，

所述合流比率可变的合流回路为可变光耦合器。

10.根据权利要求9所述的光调制器，其中，

所述可变光耦合器被配置成将多个双输入单输出可变耦合器连接成倒树状结构。

11.根据权利要求10所述的光调制器，其中，

所述可变光耦合器在其最后段的双输入单输出可变耦合器的输入中设有单输入单输出可调谐交错滤波器。

12.根据权利要求9所述的光调制器，其中，

所述可变光耦合器是M输入的耦合器，M＝2ⁿ，n为自然数，

所述可变光耦合器包括M输入M输出光耦合器和M输入单输出光耦合器，

在所述M输入M输出光耦合器中，为M输入的路径准备n段2^n-1个双输入双输出光耦合器，其中第k段中的第j个光耦合器将第X路径和第Y路径耦合，并且所述M输入M输出光耦合器在各段之间设有用于调整各个路径的相对相位的光相位调节器，其中，k为1～n的整数，j为1～2^n-1的自然数，

其中给出以下等式，

(式2)

X＝2^k·{(j-1)div2^k-1}+{(j-1)mod 2^k-1}+1

Y=2^k·{(j-1)div2^k-1}+{(j-1)mod 2^k-1}+1+2^k-1

其中，(j-1)div2^k-1表示(j-1)除以2^k-1的商，(j-1)mod2^k-1表示(j-1)除以2^k-1的余数。

13.根据权利要求1所述的光调制器，其中，

所述可切换光分波/光分支回路连接有光耦合器，所述光耦合器将输出光分配至两个系统，分配光后的两个系统分别与所述光调制器阵列部连接，所述两个系统的光调制器阵列部分别连接至所述合流比率可变的合流回路和/或可切换光合波/光合流回路，在所述合流比率可变的合流回路和/或可切换光合波/光合流回路的一侧设有偏振旋转器，所述偏振旋转器将输出光变换成其偏振方向与另一侧的输出光的偏振方向垂直的偏振波，所述光耦合器对所述合流比率可变的合流回路和/或可切换光合波/光合流回路输出的输出光进行合波。