CN104135454B - Ampsk无线携能通信系统的频域功率分配器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，不同于传统的时域功率分配方案，该功率分配器在频域将接收信号分解成两部分，其中载频分量用于能量收集，而边带分量用于信息解调；借助该功率分配器，在将接收信号的载波能量提取出来用于为设备供电的同时，可完成对调制信号的解调；因此，仅需发送一路信号便能在真正意义上实现信息与能量的同步传输。该功率分配器是由3dB分支定向耦合器和功率合成电路构成的三端口网络。本发明在维持AMPSK调制信号频谱利用率高、信息传输速率快等优势的前提下，充分发掘保留载波的类正弦体制的潜力，是AMSPK无线携能通信系统的重要组成部分之一。

Description

AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器

技术领域

本发明涉及一种基于微带电路设计的频域功率分配器，该功率分配器是面向信息与能量同时传输的AMPSK(Asymmetric M-ary Phase Shift Keying,不对称多元相移键控)无线携能通信系统而设计的，属于数字通信信号处理技术与无线输电技术的交叉领域。

背景技术

随着社会的飞速发展，跨学科、多平台的整合与集成逐渐成为技术创新的重要趋势与产业进步的源源动力。能源和无线电频谱日益成为稀缺资源。因此，迫切需要整合通信技术与能源技术现有的研究成果，推陈出新，在满足人们对高效可靠的信息交互需求的同时，又能有效地应对能源和频谱短缺的压力。无线携能通信(Simultaneous WirelessInformation and Power Transfer,SWIPT)这一全新概念便是在这样的社会需求背景下应运而生的，它是通信技术与输电技术交叉融合的一个前沿方向。旨在实现信息与能量的同步传输，在实现高效可靠通信的同时，完成能量的传输与收集，从而充分利用宝贵的发射功率，降低设备能耗，有效缓解能源压力。

目前在SWIPT系统中实现信息与能量同步传输的方式主要有两种：一是采用时分复用的方式，在划分的不同时隙中分别进行信息和能量的传递；二是索性将信息和能量分开传输，即收发两端之间建立起相互独立的两条链路，分别进行信息和能量的传递。然而，上述方案忽视了无线电波既是能量的载体，也是信息的载体这一本质属性，难以达到性能最优。

由于AMPSK(Asymmetric M-ary Phase Shift Keying,AMPSK)是一种保留载波的类正弦体制，因此可在高速高效传输信息的同时，充分利用载波能量实现无线输能；这样发射端只需发送一路AMPSK信号，便能在真正意义上实现信息与能量的同步传输，从而克服了现有方案的缺点。

本领域公知正弦波是功率型信号，其Fourier变换是个冲击函数，在频域能量高度集中，是最好的携能信号形式，但纯粹正弦信号理论上带宽为零，无法传递任何有用信息。如果保持正弦波频率不变，但其它波形参数(幅度、相位、形状、对称性或周期数等)被轻微调制，则尽管其功率谱主瓣和边带都会被展宽，但能量仍高度集中在载频上。超窄带(UltraNarrow Band,UNB)技术正是基于上述思路发展而来，即设法使表示零和非零数据的载波波形稍有不同，保持调制波形与正弦波极为“相似”，能量高度集中。现有UNB技术的典型方案如下所述：

1、不对称二元相移键控调制

为了提高频谱利用率，现已出现了一系列数据“0”和“1”的调制时段不对称的二元相移键控调制方法，如：

①中国专利号为“ZL200710025203.6”、发明名称为“统一的正交二元偏移键控调制和解调方法”中，公开了统一的不对称二元相移键控(ABPSK：Asymmetric Binary PhaseShift Keying)调制；

②中国专利号为“ZL200910033322.5”、发明名称为“频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法”中，公开了连续相位的扩展二元相移键控(CP-EBPSK：ContinuousPhase-Extended Binary Phase Shift Keying)调制及其多种变形。

在中国专利申请号为“201210243474.X”、发明名称为“用于解调多路ABPSK信号的数字滤波器组”中，将上述两种调制统一表示为：

s₀(t)＝Asinω_ct， 0≤t<T

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元"0"和"1"的调制波形；ω_c为载波角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，T＝NT_c为码元周期，τ＝KT_c为调制区间；B-A为载波键控的幅度，σ为载波键控的相位：当调制波形为硬跳变时，σ∈[0,π]；而当调制波形连续时，σ＝±ξ·Δsin(η×2πf_ct)，0≤Δ≤1，0≤η≤1，并且ξ∈{-1,1}的取值即相位调制极性可用一个伪随机序列来控制。

2、不对称多元相移键控调制

如果利用多元信息符号键控(1)式中调制区间τ在码元周期T中的位置，又可得到一系列不对称的多元相移键控(AMPSK：Asymmetric M-ary Phase Shift Keying)调制，其表达式如下：

其中，s_k(t)表示码元“k”的调制波形，k＝0,1,…,M-1；r_g为码元保护间隔控制因子，0≤r_g<1；其余参数的定义与式(1)相同。由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输功效和解调性能的“调制参数”。

依据中国专利号为“ZL200710025202.1”、发明名称为“多元位置相移键控调制和解调方法”的专利内容，取相位调制角度σ＝π以及A＝B＝1，可得到一种最常用的多元位置相移键控(MPPSK：M-ary Phase Position Shift Keying)，其表达式如下：

特别地，当M＝2且r_g＝0时，MPPSK调制退化为常见的扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended BPSK)调制(常取B＝-A)，其表达式如下：

AMPSK/ABPSK调制信号的功率谱表现出高载波和低边带的鲜明特点，可得到很高的频谱利用率以及优异的携能特性，其频谱特征如图1所示，可形象地理解成由载频上高大的“频谱树”加上边带上低矮的“频谱草”两部分构成。图2中给出了通过理论计算以及采用Welch功率谱估计方法求得的EBPSK信号(AMPSK中最简单的特例)载波能量占信号总能量的百分比。可见AMPSK信号能量高度集中在载频处，具有优异的携能特性。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，该功率分配器在频域处将接收信号分解成两部分，其中载频分量用于能量收集，而边带分量用于信息解调，以避免引起信号能量损耗及相互干扰，能更加有效地实现信息与能量的同时传输。本发明在维持AMPSK调制信号频谱利用率高、信息传输速率快等优势的前提下，充分发掘保留载波的类正弦体制的潜力，是AMSPK无线携能通信系统的重要组成部分之一，也为无线携能通信系统的设计提供了一条新颖的可行思路。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

无线携能通信是无线输能(Wireless Power Transfer,WPT)与无线通信(Wireless Information Transmission,WIT)相结合的产物。本发明拟在现有WPT技术基础之上，通过引入具有优异携能特性的AMPSK作为信息调制方案，并以本发明所设计的频域功率分配器作为接收端的动态功率分配(Dynamic Power splitting,DPS)方案，使现有WPT兼具WIT的功能。本发明所设计的频域功率分配器是AMSPK无线携能通信系统的核心元件之一，不同于传统的时域功率分配方案，该功率分配器在频域将接收的AMPSK信号分解成两部分，其中载频分量用于能量收集，而边带分量用于信息解调。因此，发射端仅需要发送一路AMPSK信号，便能在真正意义上实现信息与能量的同步传输。

本发明的具体方案为：一种AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，在完成对载波能量收集的同时，可完成对调制信号的解调，该功率分频器包括由3dB分支定向耦合器和功率合成电路两部分组成的一个三端口网络，其中3dB分支定向耦合器包括一个输入端口、一个信息解调端口和两个耦合端口，功率合成电路包括两个输入端口和一个能量收集端口，3dB分支定向耦合器的两个耦合端口分别与功率合成电路的两个输入端口相连，在功率合成电路的两个输入端口之间跨接有一个吸收电阻r，利用吸收电阻r可有效隔离功率合成电路的两个输入端口；3dB分支定向耦合器在频域将接收到的AMPSK信号分解成两部分，分别为载频分量和边带分量，其中载频分量用于能量收集，边带分量用于信息解调；3dB分支定向耦合器的信息解调端口具有窄带带阻特性，用于获取AMPSK信号的边带分量，从而获得与发送码元相对应的冲击波形；3dB分支定向耦合器的两个耦合端口，具有几乎无插损的带通特性，用于精确提取AMPSK信号的载频分量，借助功率合成电路将两路信号合成后，由能量收集端口输出载波能量。信息解调端与能量收集端彼此独立，不会造成信号能量的损耗及相互干扰，能有效地从接收信号中同时获取信息与能量。

优选的，所述AMPSK信号在一个码元周期NT_c内的简化表达式为：

其中，s_k(t)表示码元“k”的调制波形，k＝0,1,…,M-1；r_g为码元保护间隔控制因子，0≤r_g<1；ω_c为载波角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，T＝NT_c为码元周期，τ＝KT_c为调制区间；B-A为载波键控的幅度，σ为载波键控的相位：当调制波形为硬跳变时，σ∈[0,π]；当调制波形连续时，σ＝±ξ·Δsin(η×2πf_ct)，0≤Δ≤1，0≤η≤1，并且ξ∈{-1,1}的取值即相位调制极性可用一个伪随机序列来控制；由r_g和整数M、N、K构成改变信号带宽、传输功效和解调性能的调制参数，可兼顾极高的频谱利用率和优异的携能特性。

优选的，该频域功率分配器以微带电路形式实现，印制于电路板上。

优选的，构成频域功率分配器的微带电路中，对传输线进行弯折处理，以减小整体的尺寸。

有益效果：本发明提供的AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，相比较于现有技术，具有如下优势：

1、电路简单价廉，体积小、重量轻、便于模数混合集成；

2、信息解调端输出波形与冲击滤波输出波形一致，可直接兼容基于数字冲击滤波的解调器；

3、与现有的时分复用方式、以及能量与信息独立传输的方式相比，本发明在发射端仅需要发送一路信号，便能够完成信息与能量的同步传输，信息与能量的传输效率更高，且系统结构更为精简；

4、使设备摆脱传统导线的束缚，有效延长用电设备的生存时间，增强用电设备对恶劣环境和极端工况的适应性，避免因反复更换电池及铺设供电线路所造成的环境污染和资源浪费；

5、将AMPSK调制技术应用于无线携能通信系统中，在高效利用频谱资源传输信息的同时，可为能量受限型设备无线供电。

附图说明

图1为在约62.5MHz载频上实测的信号功率谱：其中1(a)为EBPSK调制，K:N＝3:1600，码率53.5kbps，-60dB功率带宽326Hz，频谱利用率164bps/Hz；1(b)为MPPSK调制，K:N＝3:1800，M＝512，码率428kbps，-60dB功率带宽478Hz，频谱利用率895bps/Hz；

图2为在调制占空比取值满足N≥20,K＝2时，EBPSK信号载波能量占总能量的理论计算与功率谱估计结果；结果均表明：EBPSK信号载波能量占总能量的90％以上，且随着N取值的增大而逐渐趋近于100％；EBPSK信号的能量高度集中在载频，具有优异的携能特性；对于B＝0的缺周期调制(MCM)，作为EBPSK的一个特例，其能量更为集中；

图3为所述SWIPT系统结构图，主要由发射端的信息调制模块、WPT系统以及接收端的DPS方案、整流与解调电路构成；发射端采用AMPSK调制方案对正弦载波进行调制；发射端与接收端之间以WPT系统为纽带相连接，构成能量与信息传输的无线链路；接收端借助于DPS方案将接收的信号功率进行分配，一部分用于信息解调，另一部分用于能量收集，从而实现信息与能量的同时传输；

图4为微带分支定向耦合器结构示意图，该向耦合器利用经各分支线耦合得到的分波在各个端口所形成的波程差，使之在某一端口同相而叠加，在另一端口反相而抵消，从而构成定向耦合器；其中端口(2)、端口(3)称为分支定向耦合器的耦合端，端口(4)称为分支定向耦合器的隔绝端；

图5为运用奇模、偶模的概念及叠加原理进行分析的原理图；将定向耦合器沿其对称平面一分为二，使四端口网络变为两个二端口网络；5(a)所示为分支定向耦合器各端口输入输出电压示意图；5(b)所示为将5(a)中端口(1)、(4)输入信号分解为两个分量叠加的等效示意图；5(c)所示为其中的偶模工作情况；5(d)所示为其中的奇模工作情况；

图6为偶模工作情况示意图；定向耦合器分支线对称面上的电压等幅同相，电流等于0，等效为开路，故可以沿对称面将定向耦合器分成如图6所示的两个独立的二端口网络；6(a)为偶模二端口网络等效电路图；6(b)为将并联分支线等效为并联导纳后的偶模二端口网络等效电路图；

图7为奇模工作情况示意图；定向耦合器分支线对称面上的电压等幅反向，电压等于0，等效为短路，故可以沿对称面将定向耦合器分成如图7所示的两个独立的二端口网络；7(a)为奇模二端口网络等效电路图；7(b)为将并联分支线等效为并联导纳后的奇模二端口网络等效电路图；

图8为分支定向耦合器端口(2)、(3)输出波形示意图；其中的相位比滞后π/2，而的相位比滞后π，即端口(2)、(3)的输出相差为90度；

图9为相位调节后分支定向耦合器端口(2)、(3)输出波形示意图；通过将分支定向耦合器端口(2)的输出传输线延长λ_p0/4便可将端口(2)、(3)两路输出信号的相位调节到一致；

图10为频域功率分配器信息解调端输出的与发送码元相位跳变处相对应的明显的“冲击”波形；

图11为微带三端口功率分配电路原理图；信号由端口1输入，端口1处所接传输线的特性阻抗为Z₀，分别经特性阻抗为Z₀₂、Z₀₃的两分支微带线，从端口2和端口3输出，负载电阻分别为R₂和R₃；两分支之间无耦合，在中心频率时的电长度均为θ＝π/2；

图12为微带三端口功率分配器结构示意图；考虑到输出端口2和端口3所接负载并不是阻值分别为R₂和R₃的纯电阻，而是特性阻抗为Z₀的传输线，因此，需要在其间各引入一段λ_p/4传输线作为阻抗变换器；

图13为所述AMPSK携能通信系统的频域功率分配器结构示意图；该功率分配器是由3dB分支定向耦合器和功率合成电路构成的三端口网络，通过将3dB分支定向耦合器的端口(2)、(3)分别与功率合成电路的端口2、3相连接而构成；其中端口1为信号输入端，端口2为信息解调端，端口3为能量收集端；

图14为所述AMPSK携能通信系统频域功率分配器实施例电路结构示意图；该频域功率分配器工作频率f_c＝2.45GHz；为了减小电路的横向尺寸，与图13所示原理图相比，在最终的设计电路中对部分传输线进行了适当的弯折处理，这些处理并不会对电路的设计原理与实际性能造成影响；

图15为所述AMPSK携能通信系统频域功率分配器S参数的仿真曲线；其中，在载频附近S(1,1)均小于-20dB，说明输入端口匹配良好；在载频处的S(1,3)的值为-0.0841dB，表明载频分量由端口1输入并由端口3输出时，仅损耗约2％的功率，载频分量可以几乎无损地通过该网络；而载频处的S(1,2)的值为-39.5471dB，S21对载频呈现出很好的带阻特性；

图16为输入端(端口1)输入信号与能量收集端(端口3)输出信号对比；输入信号的幅度为876.3mV，而输出波形的幅度为876.0mV，可见，载频分量通过该电路所带来的功率损耗很微小；

图17为信息解调端(端口2)输出的“冲击”波形；可以看到与发送码元相位跳变处相对应的明显的“冲击”波形；而且“冲击”幅度可达到400mV左右，约为输入信号幅度的一半。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

本发明拟在现有WPT技术基础之上，通过引入具有优异携能特性的AMPSK作为信息调制方案，并以本发明所设计的频域功率分配器作为接收端的动态功率分配方案，使现有WPT兼具WIT的功能。所述AMSPK无线携能通信系统框图如图所示，本发明所设计的频域功率分配器是AMSPK无线携能通信系统的核心元件之一，不同于传统的时域功率分配方案，该功率分配器在频域将接收的AMPSK信号分解成两部分，其中载频分量用于能量收集，而边带分量用于信息解调。因此，发射端仅需要发送一路AMPSK信号，便能在真正意义上实现信息与能量的同步传输。

一种AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，在完成对载波能量收集的同时，可完成对调制信号的解调，该功率分频器包括由3dB分支定向耦合器和功率合成电路两部分组成的一个三端口网络，其中3dB分支定向耦合器包括一个输入端口、一个信息解调端口和两个耦合端口，功率合成电路包括两个输入端口和一个能量收集端口，3dB分支定向耦合器的两个耦合端口分别与功率合成电路的两个输入端口相连，在功率合成电路的两个输入端口之间跨接有一个吸收电阻r，利用吸收电阻r可有隔离功率合成电路的两个输入端口；3dB分支定向耦合器在频域将接收到的AMPSK信号分解成两部分，分别为载频分量和边带分量，其中载频分量用于能量收集，边带分量用于信息解调；3dB分支定向耦合器的信息解调端口具有窄带带阻特性，用于获取AMPSK信号的边带分量，从而获得与发送码元相对应的冲击波形；3dB分支定向耦合器的两个耦合端口，具有几乎无插损的带通特性，用于精确提取AMPSK信号的载频分量，借助功率合成电路将两路信号合成后，由能量收集端口输出载波能量。信息解调端与能量收集端彼此独立，不会造成信号能量的损耗及相互干扰，能有效地从接收信号中同时获取信息与能量。

所述AMPSK信号在一个码元周期NT_c内的简化表达式为：

其中，s_k(t)表示码元“k”的调制波形，k＝0,1,…,M-1；r_g为码元保护间隔控制因子，0≤r_g<1；ω_c为载波角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，T＝NT_c为码元周期，τ＝KT_c为调制区间；B-A为载波键控的幅度，σ为载波键控的相位：当调制波形为硬跳变时，σ∈[0,π]；当调制波形连续时，σ＝±ξ·Δsin(η×2πf_ct)，0≤Δ≤1，0≤η≤1，并且ξ∈{-1,1}的取值即相位调制极性可用一个伪随机序列来控制；由r_g和整数M、N、K构成改变信号带宽、传输功效和解调性能的调制参数，可兼顾极高的频谱利用率和优异的携能特性。

下面就本发明的设计过程加以说明。

一、设计原理

1、3dB分支定向耦合器

如图4所示，3dB分支定向耦合器由主线、副线及若干耦合分支组成，其利用经各分支线耦合得到的分波在各端口所形成的波程差，使之在某一端口同相而叠加，在另一端口反相而抵消，从而构成定向耦合器。图4中分支线与主副线相并联，分支线长度及其间距均为1/4中心相波长，传输线均用归一化特性导纳表示。其中端口(1)、(4)的归一化特性导纳为端口(2)、(3)的归一化特性导纳为R为变阻比；该类定向耦合器可同时起到定向耦合与阻抗变换两个作用。

分支定向耦合器的工作过程为：假定信号由端口(1)经A点输入，到达D点的信号是两路信号叠加的结果，一路是从A到D，波程为λ_p0/4，另一路是从A→B→C→D，波程为3λ_p0/4，二者波程差为λ_p0/2，对应的相位差为π。若适当选择各分支传输线的归一化特性导纳a₁、a₂和b，可以使得这两路信号的幅度相等，则两条路径的信号在端口(4)相互抵消，实现对调制信号载波的抑制，突出调制信息的变化，故将端口(4)称为信息解调端口。再看端口(3)，从A到C的路径也有两条，一条沿A→B→C，另一条沿A→D→C，两条路径均为λ_p0/2，因而到达C点的两路信号同相，故端口(3)成为耦合端口，耦合信号的大小取决于各分支线的归一化特性导纳值a₁、a₂和b。

分支定向耦合器可以等效为一个四端口网络，运用奇模、偶模的概念及叠加原理进行分析，将定向耦合器沿其对称平面一分为二，使四端口网络变为两个二端口网络。图5(a)中为端口(1)的入射波电压，及分别为各端口的反射波电压，同时也是进入各端口外接负载(或传输线)的入射波电压。而进入网络的入射波电压 及便是自各端口负载反射回来的反射波电压。若端口(2)、(3)、(4)终端均接匹配负载，则现建立网络各端口反射波电压及与端口(1)入射波电压之间的关系。

假定端口(1)入射波电压端口(4)的入射波电压如图5(a)所示。可将分解为两个分量的叠加，即：

因此图5(a)、(b)是等效的。由于定向耦合器为线性网络，各端口的电压可用图5(c)所示的偶模和图5(d)所示的奇模两种工作情况下的电压叠加获得。

偶模工作情况下，定向耦合器分支线对称面上的电压等幅同相，电流等于0，等效为开路，故可沿对称面将定向耦合器分成如图6所示的两个独立的二端口网络。奇模工作情况下，分支线对称面上的电压等幅反向，电压等于0，等效为短路，同样可以沿对称面将定向耦合器分成如图7所示的两个独立的二端口网络。

现分别分析各独立二端口网络的特性。图6所示偶模二端口网络中，两个终端开路的并联枝节长度均为λ_p0/8，终端开路线的输入导纳：

其等效并联导纳分别为Y₁＝ja₁Y₀₁和Y₂＝ja₂Y₀₁。图7所示奇模二端口网络中，两个终端短路的并联枝节长度均为λ_p0/8，终端短路线的输入导纳：

其等效并联导纳分别为Y₁＝-ja₁Y₀₁和Y₂＝-ja₂Y₀₁。由于图6(b)、图7(b)都是由基本电路级联而成的二端口网络，可将其视为级联网络从而得到偶模和奇模网络的转移参量矩阵分别为：

由于二端口网络外接传输线的特性阻抗分别为Z₀₁和Z₀₂＝RZ₀₁，故对应的偶模、奇模网络的归一化转移参量为：

偶模工作时，已知输入端口(1)的入射波电压为1/2，若用Γ_e表示输入端电压反射系数，用T_e表示网络的电压传输系数，则端口(1)和端口(2)的反射波电压分别为：

类似地，对于端口(4)和端口(3)而言，端口(4)和端口(3)的反射波电压分别为：

同理，也可得到奇模工作时的关系如下：

应用叠加原理，可得到定向耦合器各端口的反射波电压分别为：

而Γ和T可用网络的转移参量表示：

当端口(1)完全匹配时，应等于零，即：

假设当端口(1)与端口(4)理想隔离时，应等于零，即：

为了使上面两式同时成立，Γ_e和Γ_o必须同时为零。由式(20)、(22)可以得到：

将式(11)代入式(26)可得：

a₁＝Ra₂ (27)

(b²-a₁a₂)R＝1 (28)

将式(26)代入式(21)、(23)可得T_o和T_e为：

将式(11)、(12)代入上式(29)、(30)可得：

因此，将上式(31)、(32)代入式(17)、(18)可得：

从式(33)可以看出，的相位比滞后π/2，而的相位比滞后π。即两个耦合端口的输出与的相差为90度，图8给出的仿真结果也证明了这一点。因此，将与通过功率合成器进行功率合成之前，需要将该两路输出的相位调节到一致，相位调节后输出波形如图9所示。

联立式(27)、(28)及式(34)可以得到计算定向耦合器各分支段归一化导纳值的一组设计公式：

对于耦合度为3dB的不变阻抗(R＝1)分支定向耦合器而言，可以得到3dB微带分支定向耦合器的设计参数如下：

a₁＝a₂＝1 (40)

按照上述参数对3dB分支定向耦合器进行设计，并通过延长输出线将端口(2)和端口(3)两路输出信号的相位调节到一致，此时，端口(2)与端口(3)的输出信号功率分别约占输入信号功率的1/2。进一步，需要考虑将端口(2)与端口(3)这两路信号进行合成，从而获得与输入信号功率基本一致的输出信号。本发明通过功率合成电路，完成对上述两路信号的合成。

2、功率合成电路

功率合成电路是一个三端口网络，其作用是将3dB分支定向耦合器的两个耦合端口，即端口(2)和端口(3)的输出功率进行合成，从而提取AMPSK信号的载波分量，用于能量的收集。功率合成电路是线性互易网络，倘若互换其输入输出端口，功率合成电路就转变为功率分配电路，即将输入功率按一定比例进行分配。为了简化分析，此处从功率分配电路的角度对该功率合成电路的工作原理进行分析。

功率分配电路原理图如图11所示，信号由端口1输入，端口1处所接传输线的特性阻抗为Z₀，分别经特性阻抗为Z₀₂、Z₀₃的两分支微带线，从端口2和端口3输出，负载电阻分别为R₂和R₃。两分支间无耦合，在中心频率时的电长度均为θ＝π/2。

功率分配器应具备下列条件：

①两输出端口(端口2、3)电压等幅、同相，输出功率比可为任意指定值；

②输入端口(端口1)无反射。

由上述条件可以确定Z₀₂、Z₀₃及R₂、R₃的值，现具体分析如下：

由于端口2和端口3的输出功率与其输出电压的关系为：

设由条件①所要求的输出功率比为：

将式(41)、(42)代入式(43)有：

将条件①中要求的代入式(44)，可得：

R₂＝k²R₃ (45)

条件②要求端口1无反射，即要求由Z_in2和Z_in3并联而成的端口1的总输入阻抗等于Z₀。由于在中心频率处θ＝π/2，根据传输线理论中输入阻抗与特性阻抗和负载阻抗的关系式：

可知，两支路的输入阻抗均为纯电阻，即：

所以：

若以两支路的输入电阻表示其功率之比，则有：

因此，联立式(45)、(48)和(49)有：

式(50)中共有R₂、R₃、Z₁₂和Z₀₃四个参数但只有三个约束条件，因此，不妨假设R₂＝kZ₀，则R₃＝Z₀/k，代入式(50)可解得：

由式(51)可见，只需指定k值，便可以计算R₂、R₃、Z₀₂和Z₀₃四个参数的取值，进而完成端口2与端口3之间分配比为1/k²的功率分配电路的设计。

由于和等幅、同相，故在端口2和端口3之间跨接一电阻r并不会影响功分器正常工作时的性能，但当端口2、3外接负载不等于R₂、R₃时，来自负载的反射波功率便会由端口2、3向端口1反射，此时该三端口网络就变成一功率合成器，为使端口2、3彼此隔离，可在其间加入一吸收电阻r起隔离作用。隔离电阻r的取值可按下式进行计算：

实际中，输出端口2和端口3所接负载并不是阻值分别为R₂和R₃的纯电阻，而是特性阻抗为Z₀的传输线，因此，为了获得所需的负载阻值，需要在其间各引入一段λ_p/4传输线作为阻抗变换器。如图12所示。该λ_p/4阻抗变换器的特性阻抗分别为Z₀₄和Z₀₅，由式(46)计算可得：

综上所述，只需指定k值，便可以根据式(51)、(52)和(53)计算出结构如图12所示的微带三端口功率分配器各段微带线的特性阻抗以及隔离电阻阻值，从而完成功率分配比为k²的功分器设计。由于3dB分支定向耦合器两个耦合端口(2)、(3)输出的是等功率的信号，且均约为输入信号功率的一半。对该两路信号进行等功率合成，需取k＝1，故由式(51)、(52)、(53)可得等功率的功率合成电路的设计参数为：

二、基于微带电路的频域功率分配器设计方案

根据上述分支定向耦合器及功率合成电路的设计原理与理论参数，本发明基于微带电路进行实施例的设计。实施例选用介质基片参数为相对介电常数ε_r＝2.2，损耗角正切tanD＝0.0009，基板厚度h＝0.508mm，敷铜层厚度为35μm。

图13给出了所述AMPSK携能通信系统的频域功率分配器结构示意图。该功率分配器是由3dB分支定向耦合器和功率合成电路构成的三端口网络，通过将3dB分支定向耦合器的端口(2)、(3)分别与功率合成电路的端口2、3相连接而构成。其中端口1为信号输入端，天线接收到的AMPSK信号由端口1输入。端口2为信息解调端，具有窄带带阻特性，用于获取信号的边带分量，输入AMPSK信号时，信息解调端可获得与发送码元相对应的“冲击”波形，如图10所示。端口3为能量收集端，具有几乎无插损的带通特性，用于精确提取信号的载频分量。该频域功率分配器的信息解调端与能量收集端彼此独立，不会造成信号能量损耗及相互干扰，能有效地从接收信号中同时获取信息与能量。

参照图13所示的结构示意图，采用微带电路完成了一款工作频率f_c＝2.45GHz的所述AMPSK携能通信系统频域功率分配器实施例的设计。为了减小电路的横向尺寸，在最终的设计电路中对部分传输线进行了适当的弯折处理，这些处理并不会对电路的设计原理与实际性能造成影响，所设计电路的最终结构如图14所示。

图14所示频域功率分配器各端口S参数曲线如图15所示。其中，在载频附近S(1,1)均小于-20dB，说明输入端口匹配良好，信号能够有效地馈入功率分配器。在载频处的S(1,3)值为-0.0841dB，表明载频分量由端口1输入并由端口3输出时，仅损耗约2％的功率，载波可以几乎无损地通过该网络。而载频处的S(1,2)值为-39.5471dB，对载波呈现出很好的带阻特性。各端口性能与理论分析结果一致，符合设计指标要求。

对具有如图15所示S参数的电路进行时域仿真，得到输入端(端口1)波形与能量收集端(端口3)波形的对比如图16所示。输入信号的幅度为876.3mV，而输出波形的幅度为876.0mV，可见，载波通过该电路所带来的功率损耗甚微。

与此同时，信息解调端(端口2)的输出波形如图17所示。可以看到与发送码元相位跳变处相对应的明显的“冲击”波形，而且“冲击”的幅度可以达到400mV左右，约为输入信号幅度的一半。通过一定的技术手段对“冲击”波形进行检测，可以获取接收信号中所包含的信息。从而高效地实现信息与能量的同步传输。

通过对本实施例的设计与分析，可以看出基于上述原理设计的AMPSK携能通信系统频域功率分配器，在将AMPSK信号的载波能量提取出来用于为设备供电的同时，可完成对信号的解调。借助该频域功率分配器，可从一路接收信号中同时提取信息与能量，在真正意义上实现了信息与能量的同步传输。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，其特征在于：在完成对载波能量收集的同时，可完成对调制信号的解调，该功率分配器包括由3dB分支定向耦合器和功率合成电路两部分组成的一个三端口网络，其中3dB分支定向耦合器包括一个输入端口、一个信号解调端口和两个耦合端口，功率合成电路包括两个输入端口和一个能量收集端口，3dB分支定向耦合器的两个耦合端口分别与功率合成电路的两个输入端口相连，在功率合成电路的两个输入端口之间跨接有一个吸收电阻r，利用吸收电阻r可有效隔离功率合成电路的两个输入端口；3dB分支定向耦合器在频域将接收到的AMPSK信号分解成两部分，分别为载频分量和边带分量，其中载频分量用于能量收集，边带分量用于信号解调；3dB分支定向耦合器的信号解调端口具有窄带带阻特性，用于获取AMPSK信号的边带分量，从而获得与发送码元相对应的冲击波形；3dB分支定向耦合器的两个耦合端口，具有无插损的带通特性，用于精确提取AMPSK信号的载频分量，借助功率合成电路将两路信号合成后，由能量收集端口输出载波能量；所述AMPSK表示不对称多元相移键控。

2.根据权利要求1所述的AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，其特征在于：该频域功率分配器以微带电路形式实现，印制于电路板上。

3.根据权利要求2所述的AMPSK无线携能通信系统的频域功率分配器，其特征在于：构成频域功率分配器的微带电路中，对传输线进行弯折处理，以减小整体的尺寸。