JP5510660B2

JP5510660B2 - 駆動回路、物理量測定装置

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Description

本発明は、駆動回路、物理量測定装置等に関する。

一般に、振動子を用いた物理量測定装置は、振動子の励振電流に比例した測定信号を出力する。安定した測定のためには、測定環境の温度変化に関わらず励振電流の振幅を一定にする駆動回路等が必要である。特許文献１では、検出回路の抵抗素子と同じものを駆動回路に用いることで、励振電流と検出電流の温度変化が相殺されて測定信号の出力が安定する発明を開示している。

特開２００８−２６１８４４号公報

しかし、特許文献１の００６０〜００６６段落に記載があるように、水晶振動子の振動周波数を変化させると適用が困難になる。特許文献１では、抵抗値までも同一にすることで解決が可能であるとしているが、回路設計上の制約が大きく現実的ではない。

また、特許文献１の発明は製造時のばらつき（以下、製造ばらつき）までも考慮したものではない。例えば、温度特性のみを考えた場合には安定しているキャパシタの容量も製造ばらつきは当然にありえる。従って、測定信号の微少な変化を正確に検出するためには、温度特性だけでなく、製造ばらつきや周波数の変化を考慮して振動子の駆動回路を設計する必要がある。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものである。本発明のいくつかの態様によれば、温度変化だけでなく製造ばらつきや周波数の変化に関わらず振動子の励振電流の振幅を一定にする駆動回路等を提供することができる。

（１）本発明は、振動子を励振させる駆動信号を出力する駆動回路であって、入力された励振電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路からの出力電圧を全波整流する全波整流回路と、前記電流電圧変換回路からの出力電圧に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、前記全波整流回路からの出力電圧を比較電圧と比較して、前記駆動信号の振幅を調整する比較調整回路と、を含み、前記比較調整回路は、前記比較電圧を供給する比較電圧供給回路を含み、前記比較電圧供給回路は、定電流源と、前記電流電圧変換回路が含む第１の抵抗と同じ素材の第２の抵抗とで前記比較電圧を生成する。

本発明によれば、駆動信号の振幅を比較電圧に基づいて調整することで、振動子の励振電流の振幅を一定にすることができる。まず、電流電圧変換回路が含む第１の抵抗と、前記比較電圧を供給する比較電圧供給回路が含む第２の抵抗とが同じ素材であるため、温度による抵抗値の変化の割合は同じである。そのため、温度変化に伴う励振電流の変化を抑えることができる。

ここで、同じ素材とは、製造された第１の抵抗と第２の抵抗の温度特性や製造ばらつきといった性質が同じになる素材であることを意味する。例えば、抵抗の種類（ポリシリコン抵抗、拡散抵抗、ウェル抵抗等）が同じ場合に温度特性や製造ばらつき等が同じになるならば、同じ種類の抵抗であることをもって同じ素材としてもよい。また、抵抗の種類だけでなく局所的なばらつきまでも考慮して同じ素材であるかどうかを判断してもよい。

また、後述の比較例の駆動回路では第２の抵抗に相当する抵抗を、例えば補償回路のローパスフィルターとして有している。しかし、本発明の駆動回路はそのような補償回路は不要であり、設計が簡略化でき回路規模も小さくなる。そして、比較例の駆動回路が有するローパスフィルターのキャパシタの容量は、温度変化こそ小さいものの、製造ばらつきによる変動があった。その結果、キャパシタの容量の変動が励振電流に影響を与え、温度条件が同じであっても駆動回路を含む製品毎で励振電流に差が生じていた。本発明の駆動回路はそのような問題を生じることはなく、振動子の励振電流の振幅を一定にすることができる。

さらに、比較例の駆動回路の増幅率は周波数依存性があり、例えば振動周波数を高くした場合には励振電流も大きくなる傾向があった。しかし、本発明の駆動回路では増幅率に周波数依存性がなく、振動子の励振電流の振幅を一定にすることができる。

本発明によれば、温度変化だけでなく製造ばらつきや周波数の変化に関わらず、振動子の励振電流の振幅を一定にする駆動回路を提供することができる。なお、ここでの一定とは、厳密に設計目標である励振電流の振幅に等しいということではなく、仕様で定めた使用環境条件下において許容される変動幅に収まることを意味する。許容される変動幅とは、例えば設計目標を含み限界値未満であるような範囲をいう。そして、限界値とは、例えば振動子を破壊する破壊電流が流れるような励振電流の振幅をいう。

（２）この駆動回路において、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗は、同一の抵抗領域にアレイ状に配置されてもよい。

本発明によれば、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗をレイアウトにおける同一の抵抗領域に配置することで、局所的な抵抗のばらつきをなくし、最終的に励振電流の振幅が一定であるようにできる。このとき、第１の抵抗および前記第２の抵抗はアレイ状、すなわち配列状に配置されているため配置の仕方が同一であり、形状に起因する抵抗のばらつきを生じにくくする。そのため、第１の抵抗と第２の抵抗との温度特性を揃えることができる。

（３）この駆動回路において、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗は、１つの抵抗値を有する抵抗セルを１つ又は複数組み合わせることで構成されてもよい。

本発明によれば、レイアウトにおいて前記第１の抵抗および前記第２の抵抗をそれぞれ抵抗セル（抵抗素子）の組合せで構成するため、抵抗のばらつきを生じにくい。そのため、第１の抵抗と第２の抵抗との温度特性を揃えることができる。

（４）この駆動回路において、前記第１の抵抗の抵抗値および前記第２の抵抗の抵抗値は、前記励振電流の振幅と前記振動子破壊する破壊電流が流れる限界値とを比較した演算結果に基づいて定められてもよい。

本発明によれば、設計目標とする励振電流の振幅を可能な限り限界値に近づけることができるため、例えばこの駆動回路を用いた物理量測定装置でＳ／Ｎ比の向上を図ることが可能になる。

（５）この駆動回路において、前記電流電圧変換回路と前記比較調整回路とは、共通の接地電位に接続されてもよい。

本発明によれば、第１の抵抗を含む電流電圧変換回路と第２の抵抗を含む比較調整回路とを共通の接地電位に接続することで、両抵抗の温度特性に差が生じないようにし、励振電流の振幅を一定に保つことができる。例えば、設計段階で第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値は、ある条件（例えば、ＴＹＰ条件（typical条件））の下で最適化がなされる。このとき、共通の接地電位に接続することで、例えば温度変動による励振電流の振幅の変化をなるべく小さくして限界値に至ることがないようにできる。

（６）本発明は、前記のいずれかに記載の駆動回路を含む物理量測定装置である。

本発明によれば、温度変化だけでなく製造ばらつきや周波数の変化に関わらず、振動子の励振電流の振幅を一定にする駆動回路を含むことで、安定した測定が可能な物理量測定装置を提供することができる。

第１実施形態の駆動回路のブロック図。第１実施形態の駆動回路の回路図例。図３（Ａ）はシミュレーションの条件を示すテーブル。図３（Ｂ）は比較例の駆動回路での励振電流のばらつきを示す図。図３（Ｃ）は第１実施形態の駆動回路での励振電流のばらつきを示す図。図４（Ａ）はレイアウトの概略図。図４（Ｂ）は抵抗領域における抵抗セルの配置例を示す図。図４（Ｃ）は図４（Ｂ）の抵抗セルの接続例を示す図。適用例の物理量測定装置を示す図。比較例の駆動回路のブロック図。比較例の駆動回路の回路図例。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

１．第１実施形態
本発明の第１実施形態について図１〜図４を参照して説明する。また、比較例の説明において図６〜図７も参照する。

１．１．本実施形態の駆動回路の構成
図１は本実施形態の駆動回路１０のブロック図である。駆動回路１０は、電流電圧変換回路２０、全波整流回路３０、比較調整回路４０、駆動信号生成回路５０を含む。

電流電圧変換回路２０は、振動子６０からの励振電流２００を電圧に変換して出力電圧２０２を出力する。出力電圧２０２の振幅は励振電流２００の振幅に比例している。

全波整流回路３０は、電流電圧変換回路２０からの出力電圧２０２を全波整流して直流に近い電圧を得て出力電圧２０４を出力する。

比較調整回路４０は、全波整流回路３０からの出力電圧２０４を比較電圧と比較し、比較結果を反映した信号である出力電圧２０６を駆動信号生成回路５０に出力する。そして、駆動信号生成回路５０は出力電圧２０６に基づいて駆動信号２０８の振幅を調整する。

比較調整回路４０は、比較電圧を供給する比較電圧供給回路４２を含む。比較電圧供給回路４２は、電流電圧変換回路２０が含む抵抗（第１の抵抗）と同じ素材の抵抗（第２の抵抗）を有しており、第２の抵抗によって比較電圧を生成する。例えば、本実施形態のように、定電流源と第２の抵抗によって比較電圧を生成してもよい。このことにより、比較電圧に、第１の抵抗と同じ温度特性が反映されることになる。

駆動信号生成回路５０は、電流電圧変換回路２０からの出力電圧２０２に基づいて駆動信号２０８を生成する。

なお、本実施形態の駆動回路１０は入力端子（ＤＧ）１００と出力端子（ＤＳ）１０２を含んでいてもよい。このとき、駆動回路１０は、入力端子１００と出力端子１０２に振動子６０が繋がれて使用される。振動子６０は、例えば水晶振動子であってもよいし、ジャイロセンサー等の物理量測定装置に用いられる振動子であってもよい。

１．２．比較例の駆動回路との比較
本実施形態の駆動回路の回路図の例を示す前に、比較例の駆動回路について図６〜図７を用いて説明する。比較例の駆動回路の説明の後で、図２を用いて本実施形態の駆動回路の回路図の例を示して比較する。

１．２．１．比較例の駆動回路
図６は比較例の駆動回路５００のブロック図である。本実施形態の駆動回路１０（図１）と異なり、抵抗のばらつきを補償するための補償回路５２０を含み、第１の抵抗とは関連のない定電圧源である比較電圧供給回路４１を用いている。なお、図１と同じ要素には同じ番号を付しており説明は省略する。

補償回路５２０は、本実施形態の駆動回路１０（図１）の第２の抵抗に相当する抵抗を有する。つまり、補償回路５２０は、電流電圧変換回路２０が含む第１の抵抗と同じ温度特性の抵抗であって、第１の抵抗の温度変化を相殺するための抵抗を有している。

補償回路５２０は電流電圧変換回路２０からの出力電圧２０２を受け取る。そして、全波整流回路３０は電流電圧変換回路２０からの出力電圧２０２ではなく、補償回路５２０からの出力電圧５３０を受け取る。

図７は、図６の比較例の駆動回路５００の回路図の例である。なお、図１、図６と同じ要素には同じ番号を付しており説明は省略する。

電流電圧変換回路２０は、例えばキャパシタ２２、抵抗２４、オペアンプ２６で構成される。キャパシタ２２の容量はＣ_ｉｖであり、抵抗２４の抵抗値はＲ_ｉｖである。電流電圧変換回路２０の伝達関数Ｈ_ｉｖは数１で表される。なお、抵抗２４は前記の第１の抵抗である。

すると、そのゲイン成分（変換利得）Ｇ_ｉｖはＲ_ｉｖ≫Ｃ_ｉｖのときにおよそＲ_ｉｖとなる。

補償回路５２０は、抵抗５０６、キャパシタ５０８で構成されるローパスフィルターと、抵抗５０２、抵抗５０４、オペアンプ５１０で構成される非反転増幅回路を含む。抵抗５０６の抵抗値はＲ_ｃ、キャパシタ５０８の容量はＣ_ｃであり、抵抗５０２、抵抗５０４の抵抗値はそれぞれＲ_２、Ｒ_１である。補償回路５２０の伝達関数Ｈ_ｃｏは数３で表される。

ここで、ローパスフィルターでの減衰率が１／１０、非反転増幅回路での増幅率が１０倍であるような場合を想定して式（３）を簡略化する。式（３）の非反転増幅回路での増幅率を数値で置き換えると数４になる。

式（４）のＨ_ｃｏのゲイン成分Ｇ_ｃｏは数（５）である。

上記の想定に従い、式（５）のゲイン成分Ｇ_ｃｏが１であるとすると、（ωＣ_ｃＲ_ｃ）^２＝９９≫１である。よって、ゲイン成分Ｇ_ｃｏは数６のようになる。

ここで、補償回路５２０の効果について説明する。電流電圧変換回路２０および補償回路５２０を考慮したゲイン成分Ｇ_ｓｕｂは式（２）と式（６）から数７のようになる。

式（７）において、Ｒ_ｉｖ、Ｒ_ｃはそれぞれ分子、分母にある。よって、補償回路５２０のローパスフィルターの抵抗５０６（Ｒ_ｃ）に電流電圧変換回路２０の抵抗２４（抵抗値はＲ_ｉｖ）と同じ素材を用いることで、抵抗値の製造ばらつきと温度変化の影響を受けない。従って、補償回路５２０によって、抵抗２４（第１の抵抗）の変動を吸収することができる。

全波整流回路３０は、補償回路５２０からの出力電圧５３０を全波整流して出力電圧２０４を出力する。そして、後段の積分器で平滑化されるので直流に近い電圧を得られる。全波整流回路３０は、補償回路５２０からの出力電圧５３０をコンパレーター３２に入力してアナログ接地電位と比較する。そして、コンパレーター３２の出力を用いてスイッチ３４とスイッチ３５を排他的にオンにする。

ここで、全波整流回路３０は、抵抗３６、抵抗３７、オペアンプ３８で構成される反転増幅回路を含む。ここでは、抵抗３６と抵抗３７の抵抗値は等しく増幅率は１であるとしてよい。反転増幅回路により位相が１８０°変化するので、スイッチ３４、スイッチ３５と組み合わせることで、出力電圧２０４として正弦波の正の部分のみが出力されることになる。

このとき、全波整流回路３０におけるゲイン成分Ｇ_ｒｅは正弦波の平均値から数８のようになる。

比較調整回路４０は、抵抗４６、キャパシタ４７、オペアンプ４８で構成される積分器を含む。全波整流回路３０により得られた直流化した電圧が、定電圧源である比較電圧供給回路４１からの比較電圧Ｖ_ｒｅｆ０と比較されてＶ_ｒｅｆ０に等しくなるようにフィードバックがかかる。そして、そのフィードバック信号であるオペアンプ４８からの出力電圧２０６が駆動信号生成回路５０に入力される。出力電圧２０６は駆動信号２０８の振幅を調整するのに用いられる。

駆動信号生成回路５０は、キャパシタ５２、抵抗５３で構成されるハイパスフィルターと、コンパレーター５４と、駆動信号２０８を出力するためのＮトランジスター５８を含む。電流電圧変換回路２０からの出力電圧２０２を受け取るハイパスフィルターは位相を調整する。ハイパスフィルターの出力はコンパレーター５４に入力される。そして、アナログ接地電位と比較されて矩形波として出力される。その矩形波によってＮトランジスター５８がオンしたときには、駆動信号２０８はローレベルとなる。逆にＮトランジスター５８がオフの場合には、駆動信号２０８はハイレベルとなる。ここで、駆動信号２０８のハイレベルは、抵抗５６を介してＮトランジスター５８のドレインに接続された比較調整回路４０の出力電圧２０６が反映されるので、駆動信号２０８の振幅が調整される。

１．２．２．比較例の駆動回路の問題点
比較例の駆動回路５００では、励振電流２００の振幅をＩ_ｄｒとすると、Ｉ_ｄｒと比較電圧Ｖ_ｒｅｆ０との間には式（７）、式（８）により数９の関係がある。

式（９）を励振電流２００の振幅をＩ_ｄｒについての式に変形すると数１０となる。

前記の通り、Ｒ_ｃとＲ_ｉｖの温度変化等は相殺される。また、比較電圧Ｖ_ｒｅｆ０は定電圧であり、式（１０）の右辺の括弧内は定数である。よって、比較例の駆動回路５００の使用環境の温度が変化しても、同一の周波数（ω）で使用する限りは、容量Ｃ_ｃの温度変化が十分小さいので、一定の励振電流２００の振幅Ｉ_ｄｒが保たれる。

しかし、容量Ｃ_ｃについても製造ばらつきによる変動がある。また、複数の周波数で使用されることは通常あり得ることである。したがって、温度変化だけでなく製造ばらつきや周波数の変化を考慮すると、比較例の駆動回路５００については一定の励振電流２００を得ることが難しい。

１．２．３．本実施形態の駆動回路による問題の解決
図２は、本実施形態の駆動回路１０の回路図の例である。なお、図１、図６、図７と同じ要素には同じ番号を付しており説明は省略する。

本実施形態の駆動回路１０は、比較例の駆動回路５００（図６、図７）から補償回路５２０を削除し、比較電圧供給回路４２において抵抗２４（第１の抵抗）の変動を吸収するように機能する抵抗４４（第２の抵抗）を備えている。比較電圧供給回路４２は、定電流源４３と抵抗４４によって生成される比較電圧を供給する。定電流源４３の電流値をＩ_ｒｅｆ、抵抗４４の抵抗値をＲ_ｒｅｆとすると比較電圧Ｖ_ｒｅｆは数１１で表される。

比較例の駆動回路５００の比較電圧供給回路４１は定電圧の比較電圧を供給していた。本実施形態の駆動回路１０の比較電圧供給回路４２では、例えば抵抗４４の抵抗値Ｒ_ｒｅｆの温度変化に伴って比較電圧も変動する点で異なる。

ここで、式（９）を修正して式（１１）を考慮すると、本実施形態の駆動回路１０について励振電流２００の振幅Ｉ_ｄｒと比較電圧Ｖ_ｒｅｆとの間には数１２の関係がある。

式（１２）を励振電流２００の振幅をＩ_ｄｒについての式に変形すると数１３となる。

比較例の駆動回路５００では、式（１０）の通り、Ｉ_ｄｒは振動周波数（ω）やローパスフィルターのキャパシタ容量Ｃ_ｃに影響されていた。しかし、本実施形態の駆動回路１０では、式（１３）の通り、ωやＣ_ｃを含まない。よって、Ｒ_ｒｅｆとＲ_ｉｖの温度変化等が相殺される限り一定のＩ_ｄｒを得ることができる。なお、Ｒ_ｒｅｆとＲ_ｉｖの温度特性を同じにするために、電流電圧変換回路２０と比較調整回路４０とは共通の接地電位に接続することが好ましい。

このように、本実施形態の駆動回路１０は、温度変化だけでなく製造ばらつきや周波数の変化に関わらず振動子の励振電流の振幅を一定にすることができる。

１．２．４．本実施形態の駆動回路の効果
図３（Ａ）〜（Ｃ）を用いて本実施形態の駆動回路の効果を説明する。図３（Ａ）はシミュレーションの条件を示すテーブルである。図３（Ｂ）、図３（Ｃ）はそれぞれ比較例の駆動回路、第１実施形態の駆動回路での励振電流のばらつきを示す図である。

例えば、図２又は図７の駆動回路を物理量測定装置に適用する場合、励振電流に比例した測定信号を安定的に測定するためには、励振電流の振幅を一定にする必要がある。また、測定信号を精度よく測定するためには、励振電流の振幅を大きくしてＳ／Ｎ比を向上させる必要がある。一方、励振電流の振幅を大きくしすぎると、過大な電力で振動子を動作させることとなり振動子が折れるなどの破壊を生じる。ここで、振動子の破壊を生じる場合の電流を破壊電流とし、破壊電流を生じる励振電流の振幅を限界値とする。

このような場合には、励振電流の振幅Ｉ_ｄｒが、温度変動、量産ばらつき、周波数の変化を考慮しても限界値未満であり、かつＳ／Ｎ比向上のためになるべく大きいことが必要である。駆動回路の設計においては、例えば、式（１３）と過去のデータからＴＹＰ条件で第１の抵抗や第２の抵抗の抵抗値が仮決定され、シミュレーションで限界値までのマージンがどの程度あるかが見積もられて調整がなされる。図３（Ｂ）、図３（Ｃ）は、その場合のシミュレーション結果の例を示す。ここで、ＴＹＰ条件とはtypical条件のことであり、温度は例えば２５℃の常温であって、プロセスパラメーターが標準値であるような条件である。

この例では、図３（Ａ）のテーブルのようにシミュレーション条件１〜条件４が定められており、番号が大きくなるにつれて考慮する対象が増えるため条件が厳しくなっている。例えば、条件１では使用温度の変化（例えば、−４５℃〜８０℃）に伴う第１の抵抗や第２の抵抗（比較例の駆動回路ではローパスフィルターに含まれる抵抗）の抵抗値の変動のみを考慮している。条件２以降では、さらに製造ばらつきによるキャパシタ容量の変化を考慮し、条件３以降では振動周波数をより高いものにしている。ここで、例えばｆ_０とは仕様で定められた最も低い周波数であり、ｆ_２は最も高い周波数である。そして、ｆ_１はその中間の周波数であるとする。

図３（Ｂ）は図７の比較例の駆動回路５００で、ＴＹＰ条件において励振電流の振幅Ｉ_ｄｒがターゲット値ＴとなるようにＲ_ｃとＲ_ｉｖを定めている場合のシミュレーション結果を表す。条件１においては、矢印で示されるＩ_ｄｒの変動の幅は小さく、その最大値も限界値Ｆ未満である。Ｒ_ｃとＲ_ｉｖとが温度変化を相殺しているので、期待する結果が得られている。

しかし、比較例の駆動回路５００におけるＩ_ｄｒは、式（１０）の通り、周波数（ω）と容量Ｃ_ｃの変化の影響を受ける。そのため、条件２においては、Ｉ_ｄｒの変動の幅は大きくなっている。そして、条件３および条件４においては、周波数の変化に伴いＩ_ｄｒの大きさや変動の幅が大きくなり限界値Ｆをこえる場合が生じている。従って、シミュレーション結果から判断すると、ＴＹＰ条件においてＩ_ｄｒをターゲット値Ｔよりも低くするような設計のやり直しが必要となる。このことは、比較例の駆動回路５００を物理量測定装置に適用する場合には、Ｓ／Ｎ比が小さくなり測定の精度が低下し得ることを意味する。

図３（Ｃ）は図２の本実施形態の駆動回路１０で、ＴＹＰ条件において励振電流の振幅Ｉ_ｄｒがターゲット値ＴとなるようにＲ_ｒｅｆとＲ_ｉｖを定めている場合のシミュレーション結果を表す。Ｒ_ｒｅｆとＲ_ｉｖとが温度変化を相殺し、図３（Ｂ）の場合と異なり周波数（ω）と容量Ｃ_ｃの変化の影響は受けないので、条件１〜条件４の全てで期待する結果を得ている。

しかも、その変動の最大値と限界値Ｆとのマージンが十分にあり、さらにＩ_ｄｒを大きくする余地がある。つまり、ターゲット値をＴから新たなターゲット値Ｔ_ｎ（＞Ｔ）へとすることが可能である。このとき、式（１３）の左辺にＴ_ｎを代入することで、第１の抵抗および第２の抵抗の抵抗値が新たに決定される。このことは、本実施形態の駆動回路１０を物理量測定装置に適用する場合には、Ｓ／Ｎ比を大きくすることができ、測定の精度が向上し得ることを意味する。

１．３．抵抗の素材の同一化
本実施形態の駆動回路では、第１の抵抗と第２の抵抗が同じ温度特性を有し、同じ製造ばらつきを示すことが必要である。そこで、第１の抵抗と第２の抵抗の素材を同じにするためのレイアウト手法について、図４（Ａ）〜図４（Ｃ）を用いて説明する。なお、本実施形態では、素材を同じにするとは、単に抵抗の種類を揃えるだけでなく、レイアウトでの配置場所の違いに起因する局所的なばらつき（例えばインプラのイオン注入量の差によるシート抵抗の偏り）を含めて特性を同じにすることを意味する。

図４（Ａ）は本実施形態の駆動回路１０（図２参照）のレイアウト３００の概略図である。セル３０２は入力端子ＤＧのパッドまたはノードであり、セル３０４は出力端子ＤＳのパッドまたはノードである。抵抗領域３１０、３１２、３２０はそれぞれ抵抗が配置される領域であり、抵抗領域内では主として抵抗セルがアレイ状に配置される。ここでアレイ状にとは、図４（Ｂ）のように同じ抵抗セルがある間隔をおいて並べられていることをいう。なお、間にダミーセルが配置されていてもよいし、隣接する抵抗セルの間隔は一定である必要はない。

図４（Ａ）左図のように、入力端子ＤＧからの信号を受け取る電流電圧変換回路２０に含まれる第１の抵抗（図２の抵抗２４、抵抗値はＲ_ｉｖ）は、入力端子ＤＧのセル３０２付近の抵抗領域３１０に配置される傾向がある。また、出力端子ＤＳから出力される駆動信号に関係する比較電圧を作る第２の抵抗（図２の抵抗４４、抵抗値はＲ_ｒｅｆ）は、出力端子ＤＳのセル３０４付近の抵抗領域３１２に配置される傾向がある。この場合、第１の抵抗と第２の抵抗に局所的なばらつきが生じる可能性があり、特に駆動回路の面積が大きくなると可能性は高くなる。そこで、図４（Ａ）右図のように、第１の抵抗と第２の抵抗とを抵抗領域３２０といった１つの抵抗領域内に配置することによって局所的なばらつきが生じることを回避する。

図４（Ｂ）は抵抗領域３２０における抵抗セル３２２Ａ〜３２２Ｊの配置例を示す図である。この例では、抵抗セル３２２Ａ〜３２２Ｊのそれぞれは１つの抵抗値を有する同じ種類の抵抗素子である。なお、図（Ｂ）ではある階層での上面図を表しており、抵抗セルの一部のみが示されている。抵抗セル３２２Ａ〜３２２Ｊはビア等を経由して他の階層のメタル等などと接続されており、直列接続又は並列接続により様々な抵抗値を実現する。抵抗セル３２２Ａ〜３２２Ｊの組合せによりＲ_ｉｖとＲ_ｒｅｆを作れば、これらは狭い領域に同じように配置されていることから局所的なばらつきが生じることは少ない。

図４（Ｃ）は図４（Ｂ）の抵抗セルの接続例を示す図である。例えば、抵抗セルの抵抗値が１つ１５ｋΩの場合に、式（１３）からＲ_ｒｅｆ＝４７．５ｋΩ、Ｒ_ｉｖ＝１５ｋΩが必要であるとする。このとき、抵抗セル３２２Ａ〜３２２Ｃを直列に繋ぎ（４５ｋΩ）、更に並列接続した抵抗セル３２２Ｅ〜３２２Ｊ（２．５Ω）とも直列に繋ぐことでＲ_ｒｅｆを作ることができる。そして、これらの間に存在する抵抗セル３２２ＤをＲ_ｉｖとすることができる。このように、Ｒ_ｒｅｆもＲ_ｉｖも同じ抵抗セルの組合せで作ることで、特性のばらつきが生じる可能性を小さくすることができる。また、Ｒ_ｉｖを構成する抵抗セルとＲ_ｒｅｆを構成する抵抗セルとを分散して配置することで局所的なばらつきが生じる可能性をさらに小さくできる。特に、Ｒ_ｉｖを構成する抵抗セルが複数あるような場合には、Ｒ_ｒｅｆを構成する抵抗セルとを互い違いに配置してもよい。

２．適用例
本発明の駆動回路の適用例について図５を参照して説明する。図１〜図４と同じ要素には同じ番号を付しており説明は省略する。

２．１．物理量測定装置
図５は物理量測定装置１の例を示す図である。物理量測定装置１は駆動回路１０、検出回路９０、振動子６０、振動子７０を含む。検出回路９０は、振動子７０に設けられた検出手段から例えば差分信号として測定信号２９０、２９２を受け取る。測定信号は振動子６０の励振電流に比例している。そして、駆動回路１０から必要な情報を内部信号２９４として受け取り、所定の演算を行って測定する物理量に応じた検出信号２９６を出力する。

物理量測定装置１は例えばジャイロセンサーであって、検出した角速度を検出信号２９６として出力してもよい。また、物理量測定装置１は例えば加速度センサーであって、検出した加速度を検出信号２９６として出力してもよい。このとき、検出回路９０において演算処理が行われて、速度情報を検出信号２９６として出力してもよいし、距離情報を検出信号２９６として出力してもよい。

図３を用いて説明した本実施形態の駆動回路１０の効果により、物理量測定装置１は温度変化、製造ばらつき、周波数の変化に関わらず安定的に測定が可能であり、Ｓ／Ｎ比が大きいために精度のよい測定が可能である。

これらの例示に限らず、本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法および結果が同一の構成、あるいは目的および効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

１…物理量測定装置、１０…駆動回路、２０…電流電圧変換回路、２２…キャパシタ、２４…抵抗、２６…オペアンプ、３０…全波整流回路、３２…コンパレーター、３４…スイッチ、３５…スイッチ、３６…抵抗、３７…抵抗、３８…オペアンプ、４０…比較調整回路、４１…比較電圧供給回路、４２…比較電圧供給回路、４３…定電流源、４４…抵抗、４６…抵抗、４７…キャパシタ、４８…オペアンプ、５０…駆動信号生成回路、５２…キャパシタ、５３…抵抗、５４…コンパレーター、５６…抵抗、５８…Ｎトランジスター、６０…振動子、７０…振動子、９０…検出回路、１００…入力端子（ＤＧ）、１０２…出力端子（ＤＳ）、２００…励振電流、２０２…出力電圧、２０４…出力電圧、２０６…出力電圧、２０８…駆動信号、２９０…測定信号、２９２…測定信号、２９４…内部信号、２９６…検出信号、３００…駆動回路のレイアウト、３０２…セル、３０４…セル、３１０…抵抗領域、３１２…抵抗領域、３２０…抵抗領域、３２２Ａ〜３２２Ｊ…抵抗セル、５００…比較例の駆動回路、５０２…抵抗、５０４…抵抗、５０６…抵抗、５０８…キャパシタ、５１０…オペアンプ、５２０…補償回路、５３０…出力電圧

Claims

振動子を励振させる駆動信号を出力する駆動回路であって、
入力された励振電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路からの出力電圧を全波整流する全波整流回路と、
前記電流電圧変換回路からの出力電圧に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、
前記全波整流回路からの出力電圧を比較電圧と比較して、前記駆動信号の振幅を調整する比較調整回路と、を含み、
前記比較調整回路は、
前記比較電圧を供給する比較電圧供給回路を含み、
前記比較電圧供給回路は、
定電流源と、前記電流電圧変換回路が含む第１の抵抗と同じ素材の第２の抵抗とで前記比較電圧を生成する駆動回路。
請求項１に記載の駆動回路において、
前記第１の抵抗および前記第２の抵抗は、同一の抵抗領域にアレイ状に配置される駆動回路。
請求項１乃至２のいずれかに記載の駆動回路において、
前記第１の抵抗および前記第２の抵抗は、１つの抵抗値を有する抵抗セルを１つ又は複数組み合わせることで構成される駆動回路。
請求項１乃至３のいずれかに記載の駆動回路において、
前記第１の抵抗の抵抗値および前記第２の抵抗の抵抗値は、前記励振電流の振幅と前記振動子破壊する破壊電流が流れる限界値とを比較した演算結果に基づいて定められる駆動回路。
請求項１乃至４のいずれかに記載の駆動回路において、
前記電流電圧変換回路と前記比較調整回路とは、共通の接地電位に接続される駆動回路。
請求項１乃至５のいずれかに記載の駆動回路を含む物理量測定装置。