JP5368979B2 - 電源制御装置およびその電源制御装置を有するヒートポンプ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源から供給された交流電流における高調波を低減し、力率を改善した電源制御装置と、その電源制御装置を有するヒートポンプ装置に関する。ここで、ヒートポンプ装置とは、例えば、ルームエアコンなどの空調機器、冷蔵庫などの冷凍冷蔵機器、およびヒートポンプ式の給湯機などを含むものである。

電源から供給された交流電流における高調波を低減し、力率を改善した従来の電源制御装置を有するヒートポンプ装置としては、例えば日本の特開平４−２７１２９９号公報に開示された空調機器がある。この空調機器における制御方法は、交流／直流変換回路に電源と閉回路を構成するリアクタとスイッチング素子を設けて、そのスイッチング素子をオンオフ制御して高調波が低減された正弦波の出力電圧を形成するものである。

図１０は、特開平４−２７１２９９号公報に開示された従来のヒートポンプ装置である空調機器を示す概略回路図である。図１０に示すように、従来の空調機器には、交流電源１０１の交流電流を直流電流に変換する交流／直流変換回路１０６、直流電流が供給されるインバータ部１０７、および入力力率を改善し、高調波を低減するためのリアクタ１０２と２つのスイッチング素子１０４，１０５とを有する入力電流制御回路が備えられている。また、図１０の従来の空調機器には、インバータ部１０７により駆動される圧縮機用モータ１０８、交流入力電流を検出する入力電流センサ（電流トランス）１０３、検出された交流入力電流を電圧に変換する変換回路１０９、スイッチング素子１０４，１０５を駆動するスイッチング素子ドライバ回路１１０、インバータ部１０７を駆動するインバータ部ドライバ回路１１１、およびスイッチング素子ドライバ回路１１０とインバータ部ドライバ回路１１１とを制御する制御装置１１２、が設けられている。

制御装置１１２は、スイッチング素子１０４，１０５のオンオフ制御を行うとともに、検出された交流入力電流に応じてスイッチング素子１０４，１０５のオン時間を変更している。制御装置１１２は、電流センサ１０３により検出された交流入力電流が所定値より大きければ、スイッチング素子１０４，１０５のオン時間の時間比率を大きくし、検出された交流入力電流が所定値より小さければ、スイッチング素子１０４，１０５のオン時間の時間比率を小さくする、制御を行っている。

図１０に示した従来のヒートポンプ装置の構成においては、電流センサ１０３により検出された交流入力電流値に基づいてスイッチング素子１０４，１０５のオン時間の時間比率を制御していた。しかし、電流センサ（電流トランス）１０３では瞬時電流を正確に測れないため、結果として歪みを含んでいる交流入力電流を正確に検出することができなかった。このため、電流センサ１０３により検出された交流入力電流値に基づいた制御では、高い力率を得ることが困難であった。また、交流／直流変換回路１０６の入力電流制御回路における２つのスイッチング素子１０４，１０５が、ノイズなどにより同時にオン状態となると、交流電源１０１とリアクタ１０２とスイッチング素子１０４，１０５により構成された閉回路に設けられた電流センサ１０３では対応することができず、装置が故障してしまうという問題を有していた。

そこで、より高い力率を得るために、歪みの影響が少なく電流検出精度の高いホールセンサを用いることが考えられる。しかし、ホールセンサを用いるためには、温度特性などを補償するための特別の回路が必要であり、複雑で高価な回路構成となるという問題を有している。さらに、もし、ホールセンサを用いた電流検出機構によりヒートポンプ装置を構成した場合、過電流保護などに迅速に対応できるように、応答速度を高めようとすると、ホールセンサの駆動回路の消費電力が増大するという問題を有している。

本発明は、前記従来のヒートポンプ装置における問題を解決するものであり、簡単な構成で交流入力電流を正確に検出して、入力電流を正弦波状の出力電流に低損失で形成して、歪みが小さく、高調波が大幅に低減され、高力率の出力を得ることができ、且つ短絡事故などによる過電流の発生を確実に防止することができる電源制御装置と、効率が高く、信頼性の高い省エネルギーのヒートポンプ装置を提供することを目的とする。

本発明に係る第１の観点の電源制御装置は、
交流電源からの交流電流がリアクタを介して入力され、スイッチング素子を有して整流電流に変換する整流回路、
前記整流回路からの出力された整流電流が入力され、直流負荷に対する出力を形成する平滑出力回路、
前記交流電源からの入力電圧の瞬時電圧を検出し、検出された瞬時電圧に基づいて前記入力電圧に関する極性情報と絶対値情報を含む入力電圧検出情報を形成して出力する入力電圧検出部、
前記交流電源からの入力電流を検出するための電流トランスと、前記電流トランスの出力側を短絡する抵抗とを有して、前記抵抗の両端に発生する電圧の絶対値を入力電流検出情報として出力する入力電流検出部、
前記整流回路から前記平滑出力回路へ入力される整流電流の瞬時値を検出して、前記整流電流の瞬時値を整流電流検出情報として出力する整流電流検出部、
前記整流回路の出力に接続された前記平滑出力回路の端子電圧を出力電圧として検出して、前記平滑出力回路の前記出力電圧を出力電圧検出情報として出力する出力電圧検出部、
前記入力電圧検出情報と前記入力電流検出情報と前記整流電流検出情報と前記出力電圧検出情報が入力され、前記スイッチング素子をオンオフ動作するための駆動指令信号を出力する制御回路、および
前記入力電流検出情報と前記整流電流検出情報と前記出力電圧検出情報とに基づいて、前記制御回路から前記整流回路に入力される前記駆動指令信号を遮断する遮断回路、を具備し、
前記制御回路は、前記整流回路から出力された整流電流が、前記交流電源からの入力電圧と同相であり、且つ、正弦波の整流波形となるように、前記出力電圧検出情報の前記出力電圧と前記平滑出力回路から出力すべき所望の出力電圧との第１の偏差を算出し、算出された前記第１の偏差と前記入力電圧検出情報の前記絶対値情報とにより目標入力電流を設定し、前記目標入力電流と前記整流電流検出情報の整流電流との第２の偏差を算出して、前記第２の偏差が少なくなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御しており、
前記遮断回路は、前記入力電流検出情報が予め決められた異常入力電流閾値を超えたとき、前記制御回路から前記整流回路に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成されている。

このように構成された本発明の第１の観点の電源制御装置は、スイッチング素子が誤動作して、交流電源側に過大な電流が流れた場合においても検出が可能であり、且つ直流電源側の短絡電流が流れた場合でも検出が可能になる。第１の観点の電源制御装置においては、交流電源側の電流検出手段として電流トランスを用いている。電流トランスは、入力電流の立ち上がりが急であれば、感度が高くなり、出力が大きくなるので、電流トランスの出力に基づいて交流電源の異常入力電流を検出することは、遮断するまでの時間遅れによるさらなる電流増大を防止することができる構成となる。この結果、電流トランスからの出力に基づいて遮断動作を行うことにより、回路保護を確実に行うことができ、スイッチング素子の限界まで電流を使用することが可能となる。

本発明に係る第２の観点の電源制御装置では、前記第１の観点の前記整流電流検出部において検出された前記整流電流の瞬時値が予め決められた異常整流電流閾値を超えたとき、前記整流回路の動作が異常であると判断して、前記遮断回路により前記制御回路から前記整流回路に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成されている。このように構成された第２の観点の電源制御装置は、短絡事故などによる過電流の発生を確実に防止することができる信頼性の高い装置となる。また、第２の観点の電源制御装置では、整流回路から平滑出力回路へ入力される電流を整流電流検出部により検出して、交流電源からの入力電流を検出することができるので、スイッチング素子のオンデューティ比を調整して、交流電源からの入力電流が正弦波状になるように高精度な制御を行うことができる。この結果、第２の観点の電源制御装置によれば、交流電源の利用効率を大幅に向上させることが可能となる。

本発明に係る第３の観点の電源制御装置では、前記第１または第２の観点の前記出力電圧検出部において検出された前記平滑出力回路の出力電圧が予め決められた異常出力電圧閾値を超えたとき、前記直流側の負荷が異常であると判断して、前記遮断回路により前記制御回路から前記整流回路に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成されている。このように構成された第３の観点の電源制御装置は、過大電圧による回路の故障の発生を確実に防止することができる。

本発明に係る第４の観点の電源制御装置においては、前記第１乃至第３の観点の前記スイッチング素子をオンオフ動作するための駆動指令信号に基づいて、前記整流回路からの整流電流をサンプルホールドするサンプルホールド回路を設け、前記サンプルホールド回路が入力電流波形を再現し、再現された入力電流波形に基づいて前記制御回路が前記駆動指令信号のオン期間を調整するよう構成されている。このように構成された第４の観点の電源制御装置は、入力電流を正弦波状の出力電流に低損失で形成して、歪みが小さく、高調波が大幅に低減された高力率の出力を得ることができる。

本発明に係る第５の観点の電源制御装置においては、前記第１乃至第３の観点の前記整流回路が双方向スイッチング回路とダイオードブリッジにより構成され、前記双方向スイッチング回路が前記交流電源とリアクタを介して短絡可能に接続され、前記入力電圧検出部が前記交流電源の交流電圧の極性を検出することなく、前記双方向スイッチング回路のオンオフ駆動により、前記整流回路からの整流電流が前記交流電源の入力電圧と同相で、且つ正弦波の整流波形となるよう構成されている。このように構成された第５の観点の電源制御装置は、入力電流を正弦波状の出力電流に低損失で形成して、歪みが小さく、高調波が大幅に低減された高力率の出力を得ることができる。

本発明に係る第６の観点の電源制御装置は、交流電源がリアクタを介して複数のアーム回路で構成される整流回路に接続され、前記整流回路は、前記複数のアーム回路の少なくとも１つのアーム回路が、制御可能なスイッチング素子に逆方向のダイオードを並列接続した並列接続体を２つ縦列接続したブリッジアーム回路で構成され、そして前記整流回路の出力が平滑出力回路を経由して直流負荷に供給されるよう構成された電源制御装置であって、
前記交流電源からの入力電圧の瞬時電圧を検出し、検出された瞬時電圧に基づいて前記入力電圧に関する極性情報と絶対値情報を形成して出力する入力電圧検出部、
前記交流電源と前記整流回路との間に設けられ、前記交流電源からの入力電流を検出するための電流トランスと、前記電流トランスの出力側を短絡する抵抗とを有して、前記抵抗の両端に発生する電圧の絶対値を出力する入力電流検出部と、
前記整流回路と前記平滑出力回路との間に設けられ、前記平滑出力回路への整流電流を検出する整流電流検出部と、
前記整流回路の出力に接続された前記平滑出力回路の端子電圧を出力電圧として検出する出力電圧検出部と、
前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部と前記整流電流検出部と前記出力電圧検出部からの情報に基づき、前記整流回路から出力された整流電流が、前記交流電源からの入力電圧と同相であり、且つ、正弦波の整流波形となるように、前記平滑出力回路の前記出力電圧と前記平滑出力回路から出力すべき所望の出力電圧との第１の偏差を算出し、算出された前記第１の偏差と前記絶対値情報とにより目標入力電流を設定し、前記目標入力電流と前記整流電流との第２の偏差を算出して、前記第２の偏差が少なくなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、
前記入力電流検出部により検出された電圧の絶対値が予め決められた異常入力電流閾値を超えたとき、前記整流電流検出部により検出された前記整流電流が予め決められた異常整流電流閾値を超えたとき、若しくは前記出力電圧検出部により検出された前記出力電圧が予め決められた異常出力電圧閾値を超えたとき、前記スイッチング素子を遮断する遮断回路が設けられている。このように構成された本発明の第６の観点の電源制御装置は、スイッチング素子が誤動作して、交流電源側に過大な電流が流れた場合においても検出が可能であり、且つ直流電源側の短絡電流が流れた場合でも検出が可能となる。

上記のように構成された第６の観点の電源制御装置は、短絡事故などによる過電流の発生を確実に防止することができる信頼性の高い装置となる。

本発明に係る第７の観点の電源制御装置においては、前記第６の観点の前記入力電圧検出部により検出された瞬時電圧をＶacとし、前記整流回路から出力すべき所望の出力電圧をＶdc*とするとき、
（１−Ｄ）×Ｖdc*＝｜Ｖac｜
の関係より算出されるオンデューティ比Ｄにより、前記整流回路における入力電圧の瞬時電圧の極性と逆側のブリッジアーム回路のスイッチング素子を駆動するよう構成されている。このように構成された第７の観点の電源制御装置は、入力電流を正弦波状の出力電流に低損失で形成して、歪みが小さく、高調波が大幅に低減された高力率の出力を得ることができる。

本発明に係る第８の観点の電源制御装置においては、前記第６の観点の前記入力電圧検出部により検出された瞬時電圧をＶacとし、前記整流回路から出力すべき所望の出力電圧をＶdc*とし、Ｋを定数とするとき、
（１−Ｋ×Ｄ）×Ｖdc*＝｜Ｖac｜
の関係より算出されるオンデューティ比Ｄにより、前記整流回路における入力電圧の瞬時電圧の極性と逆側の前記ブリッジアーム回路の前記スイッチング素子を駆動し、
前記整流回路の実際の出力電圧Ｖdcが、所望の出力電圧Ｖdc*よりも高い場合には、定数Ｋの値を微少増加させ、前記整流回路の実際の出力電圧Ｖdcが、所望の出力電圧Ｖdc*よりも低い場合には、定数Ｋの値を微少減少させるよう構成されている。このように構成された第８の観点の電源制御装置は、入力電流を正弦波状の出力電流に低損失で形成して、歪みが小さく、高調波が大幅に低減された高力率の出力を得ることができる。

本発明に係る第９の観点の電源制御装置においては、前記第６の観点の前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記整流電流検出部により検出された整流電流値に基づいて、前記スイッチング素子のオンデューティ比のオン期間を決定するよう構成されている。このように構成された第９の観点の電源制御装置は、入力電流を正弦波状の出力電流に低損失で形成して、歪みが小さく、高調波が大幅に低減された高力率の出力を得ることができる。

本発明に係る第１０の観点の電源制御装置においては、前記第９の観点の前記制御回路が、前記スイッチング素子のオンオフの繰り返し動作を一定周期で行い、一定周期においてオフ期間がゼロにならないように制御するよう構成されている。このように構成された第１０の観点の電源制御装置は、入力電流を制御回路において再現することが可能となる。

本発明に係る第１１の観点の電源制御装置においては、前記第６乃至第１０の観点の前記スイッチング素子を、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。

本発明に係る第１２の観点のヒートポンプ装置は、前記第１の観点乃至第１１の観点のいずれかの電源制御装置を有するヒートポンプ装置であって、
入力電流検出部において検出された交流電源からの交流電圧の絶対値の平滑値により、当該ヒートポンプ装置の負荷状態を検知し、当該ヒートポンプ装置の制御を行うよう構成されている。このように構成された第１２の観点のヒートポンプ装置は、信頼性が高く高調波が大幅に低減された高力率の電源制御装置が用いられているため、省エネルギーであり、信頼性の高いヒートポンプ装置を提供することができる。
発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。

本発明に係る電源制御装置は、検出された交流入力電流および出力電流に基づいて、交流入力電流を正弦波状の出力電流に低損失で形成して、高調波が大幅に低減された高力率の出力を形成することができる。また、本発明の電源制御装置を有するヒートポンプ装置は、安全性、信頼性及び効率の高い装置となる。したがって、本発明に係る電源制御装置およびヒートポンプ装置は、簡単な構成で、電源の力率、即ち電源の利用効率を大幅に高めることができるため、従来用いられていた電源と同じ電源からより大きい電力出力を得ることが可能となり、省エネルギーの電源システムを構築することができる。

本発明に係る実施の形態１の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図 実施の形態１の電源制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態１の電源制御装置における入力電流の一例を示す波形図 実施の形態１の電源制御装置に用いられている電流トランスの出力特性の一例を示す波形図 実施の形態１の電源制御装置における第２の絶対値検出回路の出力特性の一例を示す波形図 実施の形態１の電源制御装置に電流トランスの特性を用いることによる利点を説明する図 本発明に係る実施の形態２の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図 実施の形態２の電源制御装置における入力電流および整流電流波形図 本発明に係る実施の形態３の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図 本発明に係る実施の形態４の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図 実施の形態４の電源制御装置において用いられる双方向スイッチング回路の回路図 従来のヒートポンプ装置を示す概略回路図

以下、本発明に係る好適な実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明は、以下に説明する実施の形態の構成に限定されるものではなく、以下に説明する実施の形態は本発明を実施するための具体的な一例であり、同じ技術的思想に基づく構成が本発明に含まれることは言うまでもない。

（実施の形態１）
図１は、本発明に係る実施の形態１の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。図２は実施の形態１の電源制御装置の構成を示すブロック図である。

図１において、実施の形態１の電源制御装置は、交流電源１がリアクタ２を介して整流回路である全波整流回路４に接続されており、交流電源１とリアクタ２と全波整流回路４により閉回路が構成されている。全波整流回路４は、２つのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）９，１０、および４つのダイオード１１，１２，１３，１４より構成されている。第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０は直列接続されており、その接続点にリアクタ２の一端が接続されている。リアクタ２の他端は交流電源１の一方の出力端に接続されている。第１のスイッチング素子９および第２のスイッチング素子１０には、逆方向電流が流れるように第１のダイオード１１および第２のダイオード１２がそれぞれ並列接続されている。また、第３のダイオード１３および第４のダイオード１４は直列接続されており、その接続点に交流電源１の他方の出力端が接続されている。

上記のように構成された全波整流回路４においては、第１のスイッチング素子９と第１のダイオード１１が並列接続され、第２のスイッチング素子１０と第２のダイオード１２が並列接続されており、それぞれの並列接続体が直列接続されて１つのアーム回路が構成されている。また、第３のダイオード１３および第４のダイオード１４が直列接続されて１つのアーム回路が構成されている。そして、全波整流回路４においては、２つのアーム回路によりブリッジアーム回路が構成されている。

以上のように、第１のスイッチング素子９と第１のダイオード１１の並列接続体と第２のスイッチング素子１０と第２のダイオード１２の並列接続体が直列接続されて第１のアーム回路が構成されており、第３のダイオード１３および第４のダイオード１４の直列接続体により第２のアーム回路が構成されている。実施の形態１においては、全波整流回路４が第１のアーム回路と第２のアーム回路により構成されたブリッジアーム回路で構成されている。全波整流回路４の出力は平滑出力回路である平滑コンデンサ７により充放電が繰り返されて平滑化され、直流電力が直流負荷８に入力されている。

上記のように構成された電源制御回路には、制御回路２４を含む制御装置５０（図２参照）が設けられている。
図２のブロック図に示すように、制御装置５０には、制御回路２４の他に、交流電源１からの入力電圧の瞬時電圧を検出する入力電圧検出部５１、交流電源１からの入力電流の絶対値を検出する入力電流検出部５２、全波整流回路４と平滑コンデンサ７の間を流れる整流電流を検出する整流電流検出部５３、平滑コンデンサ７の端子電圧を検出する出力電圧検出部５４、および遮断回路２１が設けられている。遮断回路２１は、入力電流検出部５２と整流電流検出部５３と出力電圧検出部５４からの各検出信号に基づき制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断するよう構成されている。

入力電圧検出部５１（図２参照）は、交流電源１の入力電圧の瞬時電圧（Ｖac）を検出するパルストランス（ＰＴ）１５と、パルストランス１５からの出力に基づき入力電圧の瞬時電圧の絶対値（│Ｖac│）を検出する第１の絶対値検出回路１６と、パルストランス１５からの出力に基づき入力電圧の極性を検出する第１の比較回路１７とを有している。第１の絶対値検出回路１６により検出された入力電圧の瞬時電圧の絶対値、および第１の比較回路１７により検出された入力電圧の極性を示す情報は、制御回路２４に入力される。

入力電流検出部５２（図２参照）は、交流電源１の入力電流を検出する電流トランス（ＣＴ）３と、電流トランス３により検出された検出電流を入力電流に比例した検出電圧に変換する抵抗１８と、その検出電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路１９と、絶対値化された検出電圧が予め決められた所定値以上か否かを検出する第２の比較回路２０とを有している。第２の比較回路２０は絶対値化された検出電圧と所定値との比較結果を示す情報（遮断信号）を、遮断回路２１および制御回路２４に入力する。遮断回路２１においては、絶対値化された検出電圧が所定値以上であれば、制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断する。

整流電流検出部５３（図２参照）は、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間に設けられた抵抗５と、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間を流れる電流（整流電流）と予め決められた所定値（異常整流電流閾値）とを比較する第３の比較回路２２を有している。第３の比較回路２２は、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間を流れる整流電流と所定値（異常整流電流閾値）との比較結果を示す情報（遮断信号）を、遮断回路２１および制御回路２４に入力する。第３の比較回路２２は、整流電流が所定値（異常整流電流閾値）以上の電流であれば、遮断信号を遮断回路２１に入力し、遮断回路２１は制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断する。

出力電圧検出部５４（図２参照）は、平滑コンデンサ７の端子電圧を検出する直流電圧検出手段である直流電圧検出器６と、検出された平滑コンデンサ７の端子電圧と予め決められた所定値（異常出力電圧閾値）とを比較する第４の比較回路２３とを有する。第４の比較回路２３は、平滑コンデンサ７の端子電圧と所定値（異常出力電圧閾値）との比較結果を示す情報（遮断信号）を、遮断回路２１および制御回路２４に入力する。第４の比較回路２３は、平滑コンデンサ７の端子電圧が所定値（異常出力電圧閾値）以上であれば、遮断信号を遮断回路２１に入力し、遮断回路２１は制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断する。

以上のように構成された実施の形態１の電源制御装置について、その動作について以下に説明する。
実施の形態１の電源制御装置において、直流負荷８が接続されて駆動される場合、交流電源１から供給された電力は、リアクタ２を介して、第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０を有するブリッジアーム回路で構成された全波整流回路４に供給される。

実施の形態１の電源制御装置において、交流電源１からの入力電圧の瞬時電圧はパルストランス１５により検出され、第１の比較回路１７において入力電圧の極性が検出される。また、パルストランス１５の出力は第１の絶対値検出回路１６に入力され、入力電圧の瞬時電圧の絶対値｜Ｖac|が検出される。これらの入力電圧に関する極性情報と絶対値情報は、制御回路２４へ入力される。

実施の形態１の電源制御装置においては、パルストランス１５と第１の絶対値検出回路１６と第１の比較回路１７を有する入力電圧検出部５１が検出した交流電源１の入力電圧に関する情報に基づいて、制御回路２４は全波整流回路４におけるスイッチング素子９，１０を駆動制御する。

図１に示すように、交流電源１は、第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０との接続点と、第３のダイオード１３と第４のダイオード１４との接続点に、交流電圧がリアクタ２を介して印加される。第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０は、制御回路２４からの駆動指令信号により相補的にオンオフ駆動されて、交流電源１から入力された入力電流を正弦波の出力電流に形成する。この結果、全波整流回路４から整流された整流電流が、入力電圧と実質的に同相で正弦波を整流した実質的に山型の波形となる。実施の形態１の電源制御装置においては、第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０のオンオフ駆動により、リアクタ３がエネルギーの蓄積と放出を行って、正弦波を有する整流電流が形成される。このように、実施の形態１の電源制御装置においては、出力される電流が入力電圧と同相の正弦波となるように、第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０のオンオフ駆動されているため、高調波が低減され、力率が大幅に向上している。

実施の形態１の電源制御装置においては、入力電圧検出部５１からの情報に基づいて、制御回路２４により入力電流が正弦波の電流となるように、第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０がオンオフ駆動される。なお、このオンオフ駆動においては、制御回路２４で検出された入力電圧に応じて第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０のオンデューティ比（１周期におけるオン時間の割合）Ｄが設定される。入力電圧が高い場合にはオン時間の割合を大きくし、入力電圧が小さい場合にはオン時間の割合を小さくする。このように、第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０が入力電圧に応じてオンオフ駆動されることにより、入力電流が正弦波の電流に形成され、力率の向上と、高調波の低減が図られている。

次に、制御回路２４におけるオンデューティ比Ｄを設定する動作について説明する。なお、オンデューティ比Ｄとは、スイッチング素子９，１０のオンオフ動作におけるオン期間とオフ期間の一周期における、オン期間の時間比率である。

制御回路２４において設定されるオンデューティ比Ｄは、電源制御装置から出力すべき所望の出力電圧をＶdc*とし、第１の絶対値検出回路１６の出力である出力電圧の瞬時電圧Ｖacの絶対値を｜Ｖac｜とすると、下記の式（１）により表される。
（１−Ｄ）×Ｖdc*＝｜Ｖac｜ （１）
したがって、オンデューティ比Ｄは、所望の出力電圧Ｖdc*と入力電圧の瞬時電圧Ｖacにより決定される。

制御回路２４においては、式（１）で決まるオンデューティ比Ｄにより、第１の比較回路１７により得られた入力電圧の極性情報に基づき、スイッチング素子９，１０を相補的にオンオフ駆動する。

制御回路２４におけるオンデューティ比Ｄによる２つの第１のスイッチング素子９または第２のスイッチング素子１０への入力信号配分は、以下のとおりである。第１の比較回路１７により得られた入力電圧の極性情報を用いて、交流電源１のリアクタ２側（図１における上側入力端子）の電圧が高い場合には、第２のスイッチング素子１０（図１に示すアーム回路における下側スイッチング素子）をオンオフ駆動する。一方、交流電源１の反対側（図１における下側入力端子）の電圧が高い場合には、第１のスイッチング素子９（図１に示すアーム回路における上側スイッチング素子）をオンオフ駆動する。このように、第１のスイッチング素子９または第２のスイッチング素子１０をオンオフ駆動することにより、交流電源１からの入力電流を正弦波を整流した実質的に山型の波形を有する整流電流に形成する。

なお、出力すべき所望の出力電圧Ｖdc*の精度を更に高める場合には、直流電圧検出器６により得られた実際の出力電圧Ｖdcを用いることにより可能となる。実施の形態１の電源制御装置においては、出力電圧検出部５４に比較回路を設けて、検出された実際の出力電圧Ｖdcと予め設定した所望の出力電圧Ｖdc*とを比較するように構成することが可能である。出力電圧検出部５４において、検出された実際の出力電圧Ｖdcが所望の出力電圧Ｖdc*より低い場合には、オンデューティ比Ｄに一定の微少増分を加える。一方、検出された実際の出力電圧Ｖdcが所望の出力電圧Ｖdc*より高い場合には、オンデューティ比Ｄから一定の微少値を差し引くようにする。すなわち、下記の式（２）で係数Ｋを微少修正する。
（１−Ｋ×Ｄ）×Ｖdc*＝｜Ｖac｜ （２）
式（２）において、係数Ｋの初期値は１であり、例えば、１秒ごとに検出された実際の出力電圧Ｖdcと所望の出力電圧Ｖdc*との差に応じて、係数Ｋの値を０．１ずつ変化させるなどの方法を実施すればよい。

上記のように係数Ｋを変化させることにより、検出された実際の出力電圧Ｖdcが所望の出力電圧Ｖdc*に漸近していく。この結果、実施の形態１の電源制御装置は、出力電圧の精度の更なる向上を図ることが可能となる。なお、係数Ｋを微調整する方法以外でも、検出された実際の出力電圧Ｖdcと所望の出力電圧Ｖdc*との差に基づいて、比例や積分などの演算処理を行って、係数Ｋを決定する方法も可能であることはいうまでもない。

以上のように、実施の形態１の電源制御装置は、入力電圧検出部５１、更に出力電圧検出部５４からの各種情報に基づいてスイッチング素子（ＩＧＢＴ）９，１０を高精度に制御することができるため、交流電源１の利用効率（力率）を大幅に向上させることができる。

実施の形態１の電源制御装置においては、交流電源１からの入力において異常状態が発生した場合、又は当該電源制御装置内の回路において異常状態が発生した場合、更には直流負荷８において異常状態が発生した場合、第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０のオンオフ制御を停止するための遮断回路２１が設けられている。遮断回路２１により第１のスイッチング素子９と第２のスイッチング素子１０のオンオフ駆動が停止されると、当該電源制御装置は直流負荷８に供給すべき所望のレベルの出力が確実に停止される。

次に、実施の形態１の電源制御装置において異常状態が発生した時の動作について説明する。以下、実施の形態１の電源制御装置における入力電流検出部５２、整流電流検出部５３、および出力電圧検出部５４の異常状態発生時の動作について順次説明する。

［入力電流検出部５２］
交流電源１と全波整流回路４との間に設けられた電流トランス３は、交流電源１からの入力電流を検出し、抵抗１８により検出された入力電流に対応する検出電圧に変換する。その検出電圧は第２の絶対値検出回路１９に入力され、検出電圧の絶対値が検出されて、第２の比較回路２０に入力される。第２の比較回路２０においては、電流トランス１０３が検出した入力電流に対応する検出電圧の絶対値が予め決められた所定値（異常入力電流閾値）と比較される。その比較結果を示す情報（遮断信号）が遮断回路２１と制御回路２４に入力される。検出電圧の絶対値が異常入力電流閾値以上であれば、遮断回路２１は、制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０に入力されている駆動指令信号を瞬時に遮断する。

図３Ａ，３Ｂ，３Ｃは、実施の形態１の電源制御装置に用いられている電流トランス３の出力特性の一例を示す波形図である。図３Ａは電流トランス３が検出する入力電流波形であり、図３Ｂは電流トランス３の出力電圧波形であり、図３Ｃは第２の絶対値検出回路１９から出力された電圧波形である。

図３Ａにおいて破線で示すきれいな正弦波の入力電流が電流トランス３により検出された場合、電流トランス３は図３Ｂにおいて破線で示すようなきれいな正弦波の出力電圧波形を出力する。この場合、第２の絶対値検出回路１９は図３Ｃにおいて破線で示すようなきれいな正弦波の電圧を出力する。

もし、交流電源１からの入力電流が立ち上がりが急な波形を有して、例えば図３Ａの実線で示すような立ち上がりが急な部分を有する入力電流波形が電流トランス３により検出された場合、電流トランス３の出力電圧においては、入力電流の立ち上がりの急な部分がさらに強調された急峻な電圧波形となる。このため、電流トランス３から出力された電圧波形の振幅は大きくなる。このような電流トランス３の出力電圧が第２の絶対値検出回路１９に入力されると、図３Ｃにおいて実線で示すような電圧波形となり、この電圧波形の電圧が第２の絶対値検出回路１９から第２の比較回路２０に入力される。

第２の絶対値検出回路１９から出力された電圧波形（図３Ｃの実線の波形）から明らかなように、入力電流において立ち上がりが急な部分がある波形の場合、電流トランス３により検出された波形は、入力電流の立ち上がりの急な部分がさらに強調された振幅の大きな電圧波形となる。したがって、図３Ｃにおいて示す第２の絶対値検出回路１９の出力において、所定値を超過しているか否かを検出することにより、立ち上がりが急な波形を持つ入力電流が異常に大きな入力電流になる前に検出することが可能となる。即ち、電流トランス３を有する入力電流検出部５２は、実際の入力電流が異常に大きな入力電流となる前に異常と判断して、遮断回路２１によりスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断することが可能となる。

実施の形態１の電源制御装置においては、立ち上がりが急である電流波形を電流トランス３が検出したとき、電流トランス３が急な部分をさらに強調して、感度が高くなる特性を利用している。図４は、電流トランス３の特性を用いることによる利点を説明する図である。図４の（ａ）は入力電流の立ち上がり角度が小さい場合の波形（Ｘ）と大きい場合の波形（Ｙ）を示している。図４の（ｂ）は電流トランス３から出力される電圧波形であり、（Ｘ）が入力電流の立ち上がり角度が小さい場合の電流トランス３の出力電圧波形であり、（Ｙ）が入力電流の立ち上がり角度が大きい場合の電流トランス３の出力電圧波形である。

入力電流検出部５２において、入力電流が異常電流であることを検知して、遮断回路２１がスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断するまでには遅れ時間が存在する。この遅れ時間の間に入力電流が異常に高くなり素子や機器などを破壊するおそれがある。特に、入力電流における立ち上がりが急激な場合には、遅れ時間の間に大きな電流となり、大きな事故につながる場合がある。実施の形態１の電源制御装置においては、このような事故を防止するために、前述の電流トランス３の特性である、入力が急激に変化したときに感度が高くなるという特性を利用している。

電流トランス３においては、図４の（ａ）および（ｂ）から明らかなように、入力電流の立ち上がり角度が大きくなるほど、即ち電流の増加率が大きくなるほど、電流トランス３の出力電圧波形は急峻になっていく。図４の（ｂ）に示すように、実施の形態１の電源制御装置においては、電流トランス３の出力電圧が予め設定されている所定値である異常入力電流閾値を超える時点で、遮断回路２１を用いてスイッチング素子９，１０をオフ状態にしている。前述したように入力電流が異常と判断してから実際に遮断されるまでにはある程度の時間が経過するため、急峻な場合には、その時間経過の間にさらに電流が増加して、スイッチング素子９，１０の限界電流を超過してしまう可能性がある。しかし、実施の形態１の電源制御装置においては、検出電流の変化が急であるとき、感度が高くなる電流トランス３を用いて入力電流を検出しているため、前述の図３Ａから図３Ｃに示したように、入力電流が急な立ち上がりを有している場合には、実際の入力電流の値よりも低い値で異常であると判断することが可能である。

実施の形態１の電源制御装置においては、実際に電流が遮断されるときには、スイッチング素子９，１０の限界電流を超過することなく確実に遮断できる構成となる。したがって、本発明に係る実施の形態１の電源制御装置においては、スイッチング素子９，１０の限界電流値を過不足なく使用することができ、必要以上に大きい電流容量のスイッチング素子９，１０を使用する必要がないという優れた効果を有する。そして、本発明に係る実施の形態１の電源制御装置において用いる電流トランス３は、回路損失を招かない特性を有しているため、当該電源制御装置は高い効率を有する。また、実施の形態１の電源制御装置は、入力電流検出にホールセンサなどの検出手段を用いないため、環境温度などの影響が少なく、回路を簡素化できるという利点を有する。

以上のように、実施の形態１の電源制御装置においては、入力電流検出部５２における入力電流検出手段である電流トランス３が入力電流の異常を検出したとき遮断回路２１がスイッチング素子９，１０に入力される駆動指令信号を確実に遮断して、装置の安全性および信頼性を高めている。

［整流電流検出部５３］
また、実施の形態１の電源制御装置においては、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間に設けた抵抗５を有する整流電流検出部５３が異常状態を検出したとき、スイッチング素子９，１０に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成されている。整流電流検出部５３は、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間を流れる整流電流を検出している。整流電流検出部５３においては、抵抗５により電圧降下した整流電流情報を第３の比較回路２２に入力する。第３の比較回路２２では、検出された整流電流が所定値（異常整流電流閾値）以上か否かを検出する。第３の比較回路２２における比較結果を示す情報（遮断信号）は、遮断回路２１および制御回路２４に入力される。検出された整流電流が異常整流電流閾値以上であれば、遮断回路２１は、制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断する。

［出力電圧検出部５４］
さらに、実施の形態１の電源制御装置においては、平滑コンデンサ７の端子電圧を検出する出力電圧検出部５４が異常状態を検出したとき、スイッチング素子９，１０に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成されている。出力電圧検出部５４においては、直流電圧検出器６が出力電圧である平滑コンデンサ７の端子電圧を検出し、第４の比較回路２３は検出された出力電圧が所定値（異常出力電圧閾値）以上か否かを検出する。第４の比較回路２３における比較結果を示す情報（遮断信号）は、遮断回路２１および制御回路２４に入力される。検出された出力電圧が異常出力電圧閾値以上であれば、遮断回路２１は、制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０への駆動指令信号を遮断する。

以上のように、実施の形態１の電源制御装置においては、入力電流検出部５２における電流トランス３が異常に大きい入力電流値を検出したとき、整流電流検出部５３が異常に大きい整流電流値を検出したとき、若しくは出力電圧検出部５４が異常に高い出力電圧を検出したときのいずれの状態においても、遮断回路２１は制御回路２４から全波整流回路４のスイッチング素子９，１０に入力される駆動指令信号を確実に遮断する。

したがって、実施の形態１の電源制御装置は、安全性の高い装置となり、当該電源制御装置を用いたヒートポンプ装置の信頼性を高めることができる。

（実施の形態２）
次に、添付の図５および図６を用いて、本発明に係る実施の形態２の電源制御装置について説明する。図５は実施の形態２の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。図６は実施の形態２の電源制御装置における入力電流と整流電流を示す波形図である。実施の形態２の電源制御装置において、前述の実施の形態１の電源制御装置と異なる点は、全波整流回路４から平滑コンデンサ７へ流れる整流電流を抵抗５により検出して、その検出された電流値を示す整流電流情報がサンプルホールド回路２５を介して制御回路２４に入力されている点である。したがって、実施の形態２の説明及び図５において、前述の実施の形態１の電源制御装置と同じ機能、構成を有する構成要素には同じ符号を付し、それらの構成要素の説明は実施の形態１における説明を適用する。

実施の形態２の電源制御装置においては、交流電源１の入力電圧を検出するパルストランス（ＰＴ)１５の出力が第１の絶対値検出回路１６に入力され、交流電圧の絶対値情報が第１の絶対値検出回路１６において検出される。実施の形態２の電源制御装置は、検出された交流電圧の絶対値情報が制御回路２４へ入力されており、交流電圧の絶対値情報とサンプルホールド回路２５からの整流電流情報とに基づき当該電源制御装置への入力電流を検知するよう構成されている。

実施の形態２の電源制御装置における入力電流検知動作について、図６を用いて説明する。図６の（ａ）は交流電源１から入力された入力電流を示す波形図である。図６の（ｂ）においては、図６の（ａ）に示した入力電流が入力されたときに、全波整流回路４から出力されて、抵抗５を通る実際の整流電流波形（凹凸波形）を実線で示し、入力電流をそのまま全波整流した場合の波形（山型波形）を破線で示す。

図６の（ｂ）に示すように、抵抗５を通る電流の包絡線は、破線で示す入力電流を全波整流した場合の波形と対応している。図６の（ｂ）において実線で示す整流電流波形（凹凸波形）において、抵抗５に電流が流れている期間（凸期間）は、図５に示した電源制御装置のスイッチング素子９，１０がオフ期間のときである。このオフ期間においてサンプルホールド回路２５においてサンプルホールド動作を行うことにより、入力電流の情報を得ることができ、入力電流を再現することが可能となる。実施の形態２の電源制御装置においては、全波整流回路４のスイッチング素子９，１０が時分割のオンオフ期間で動作するよう構成されているため、整流電流におけるオフ期間において電流値を検出することにより、入力電流を検知することができる。そして、サンプルホールド回路２５は、次のオフ期間まで検出した電流情報を保持しているため、入力電流情報が入力される制御回路２４においては入力電流波形を再現することが可能となる。したがって、実施の形態２の電源制御装置においては、整流電流から入力電流を検知することが可能となる。したがって、制御回路２４は、スイッチング素子９，１０のオンオフの繰り返し動作を一定周期で行い、その一定周期においてオフ期間がゼロにならないように制御されている。

実施の形態２の電源制御装置においては、検知された入力電流情報を用いて、その入力電流が正弦波になるようにスイッチング素子９，１０のオンデューティ比を制御している。
実施の形態２の電源制御装置においては、以下のように整流電流を入力電圧と同相の正弦波電流に制御して、高調波を低減し、力率の高い交流／直流変換装置となる。制御回路２４において、直流電圧検出手段である直流電圧検出器６により検出された実際の出力電圧Ｖdcと、所望の出力電圧Ｖdc*との偏差を算出する。算出された偏差と、交流電源１の入力電圧の絶対値情報の振幅情報とにより、目標入力電流を設定する。目標入力電流と、整流電流から検知された入力電流との偏差を求め、偏差が少なくなるように、スイッチング素子９，１０のオンデューティ比を調整する。このように、実施の形態２の電源制御装置においては、いわゆる高力率コンバータの動作原理を利用している。

上記のように構成され、動作する実施の形態２の電源制御装置は、前述の実施の形態１の電源制御装置における効果に加えて、さらに整流電流を入力電圧と同相の正弦波に近づけることが可能となり、電源力率が極めて高く、電源容量のほぼ限界まで電力を利用することが可能となる。

（実施の形態３）
次に、添付の図７を用いて、本発明に係る実施の形態３の電源制御装置およびヒートポンプ装置について説明する。図７は実施の形態３の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。実施の形態３の電源制御装置において、前述の実施の形態２の電源制御装置と異なる点は、平滑回路２６をさらに設けて、第２の絶対値検出回路１９の出力が平滑回路２６において平滑化（平均値化）されて、その平均値情報が制御回路２４に入力されるよう構成されている点である。このように、実施の形態３の電源制御装置においては、電流トランス３の出力の絶対値を示す信号が平滑回路２６に入力されて平滑化され入力電流の平均値が検出されている。検出された入力電流の平均値情報は、制御回路２４に入力されている。したがって、実施の形態３の説明及び図７において、前述の実施の形態１および実施の形態２の電源制御装置と同じ機能、構成を有する構成要素には同じ符号を付し、それらの構成要素の説明は実施の形態１および実施の形態２における説明を適用する。

実施の形態３の電源制御装置により電力が供給される直流負荷８は、具体的には作動流体を圧縮する圧縮機のモータを駆動する回路である。圧縮機モータの回転数を上げるとヒートポンプ装置の能力が増大して、より多くの熱需要をまかなうことが可能となる。しかしながら、ヒートポンプ装置の動作環境、例えば環境温度などが異なると、同じ圧縮機モータが同じ回転数で駆動しても同じ能力、同じ消費電力とはならない。特に、環境温度が上昇して高くなると、作動流体の圧力が上昇して、同じ圧縮機モータを同じ回転数で駆動しようとすると、消費電力が急増する。このために、実施の形態３の電源制御装置においては、消費電力の急増を検出するために、入力電流を監視して、入力電流が急激に大きくなり、ヒートポンプ装置として想定されている許容値を超える可能性がある場合には、圧縮機モータの回転数を下げる、若しくは圧縮機モータへの電力供給を停止するなどのシステム制御を行っている。

実施の形態３の電源制御装置は、消費電力の急増を検知するために、電流トランス３により検出された入力電流を用いている。実施の形態３の電源制御装置における入力電流検出部５２０は、前述の実施の形態１において説明したように入力電流の変化が急であるとき感度（出力）が高くなる電流トランス３と、この電流トランス３により検出された検出電流を入力電流に比例した検出電圧に変換する抵抗１８と、その検出電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路１９と、絶対値化された検出電圧が予め決められた所定値以上か否かを検出する第２の比較回路２０と、そして絶対値化された検出電圧が入力されて平滑化（平均値検出）する平滑回路２６と、を有している。平滑回路２６において入力電流の平均値が検出され、その平均値が予め決められた値を超えた場合には、圧縮機モータの回転数を下げる、若しくは圧縮機モータへの電力供給を停止するなどのシステム制御を行っている。

以上のように、実施の形態３の電源制御装置においては、電流トランス３が入力電流の検出とともに消費電力急増の検出を兼用することにより、システム制御用に新たな検出手段を設けることなく、簡素な構成で信頼性の高いシステムを構築することができる。

（実施の形態４）
次に、添付の図８を用いて、本発明に係る実施の形態４の電源制御装置について説明する。図８は実施の形態４の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。実施の形態４の電源制御装置において、前述の実施の形態１の電源制御装置と異なる点は、整流回路４における前段部分に双方向スイッチング回路２７が設けられ、後段部分にダイオードで構成された全波整流回路２８が設けられている点である。したがって、実施の形態４の説明及び図８において、前述の実施の形態１の電源制御装置と同じ機能、構成を有する構成要素には同じ符号を付し、それらの構成要素の説明は実施の形態１における説明を適用する。

本発明に係る実施の形態４の電源制御装置は、実施の形態１の電源制御装置と同様に、交流電源１の入力電流がリアクタ２を介して、整流回路４に入力されている。整流回路４は双方向スイッチング回路２７と全波整流回路２８を具備している。全波整流回路２８は、２つのダイオードの直列回路が並列に接続されて、４つのダイオードによりダイオードブリッジ回路が構成されている。全波整流回路２８の出力は、平滑コンデンサ７により平滑化され、直流負荷８へ電力を供給している。

図８に示すように、実施の形態４の電源制御装置は、整流回路４への入力端子間に１つの双方向スイッチング回路２７が設けられており、この双方向スイッチング回路２７は、制御回路２４により制御されている。双方向スイッチング回路２７に対する制御回路２４からの駆動指令信号は、遮断回路２１により遮断できるよう構成されている。

実施の形態４の電源制御装置における制御回路２４での処理内容は、前述の実施の形態１の制御回路２４の処理内容にほぼ同じであるが、実施の形態１の電源制御装置におけるスイッチング素子９，１０に対する処理内容が双方向スイッチング回路２７に対する処理内容に変更されている点が異なっている。但し、実施の形態４の電源制御装置においては、極性情報を必要としない双方向スイッチング回路２７が用いられているため、交流電源１の入力電圧の極性によってスイッチング素子を切替える必要がなく、制御回路が簡素化されている。また、同じ理由により、実施の形態４の電源装置においては、交流電源１の入力電圧の極性を検知するための回路が不要となり、回路が簡素化されている。

図９は、実施の形態４の電源制御装置において用いられる双方向スイッチング回路２７の具体例である。図９の（ａ）は全波整流回路２９とＩＧＢＴ３０により構成された双方向スイッチング回路２７Ａを示したものである。図９の（ａ）に示す双方向スイッチング回路２７Ａは、制御可能なスイッチング素子を１つで実現するものである。全波整流回路２９は、２つのダイオードの直列体を１つのアーム回路として、２つのアーム回路が並列接続されて、４つのダイオードによるダイオードブリッジ回路により構成されている。アーム回路における２つのダイオードの接続点が交流電源１に接続される端子Ａ，Ｂとなっている。また、全波整流回路２９のカソード側端子にＩＧＢＴ３０のコレクタ端子が接続され、全波整流回路２９のアノード側端子にＩＧＢＴ３０のエミッタ端子が接続される。また、全波整流回路２９のアノード側端子には端子Ｄが設けられている。ＩＧＢＴ３０のゲート端子である制御端子Ｃには制御回路２４からの駆動指令信号が入力されるよう構成されており、制御端子Ｃに対して、端子Ｄの電位より高電位である、一定以上の電圧が印加されると、ＩＧＢＴ３０はオン状態となる。結果として、交流電源１に接続されている端子Ａと端子Ｂは、端子間の電位の極性に関係なく、同電位となる。即ち、双方向スイッチング回路２７Ａの端子Ｃに入力する信号を制御することにより、双方向スイッチング回路２７Ａはオンオフ動作する。

図９の（ｂ）に示した双方向スイッチング回路２７Ｂは、２つのＩＧＢＴ３１，３３と、それらのＩＧＢＴ３１，３３のそれぞれに並列に配置されたダイオード３２，３４とにより構成されている。ＩＧＢＴ３１とダイオード３２は逆方向の並立接続である。即ち、ＩＧＢＴ３１のコレクタ端子とダイオード３２のカソード端子が接続され、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とダイオード３２のアノード端子が接続されている。一方、ＩＧＢＴ３３とダイオード３４は逆方向の並立接続であるが、ＩＧＢＴ３１とＩＧＢＴ３３は逆向きである。即ち、ＩＧＢＴ３３のエミッタ端子とダイオード３４のアノード端子が接続され、ＩＧＢＴ３３のコレクタ端子とダイオード３２のカソード端子が接続されている。そして、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とＩＧＢＴ３３のエミッタ端子が接続されている。また、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とＩＧＢＴ３３のエミッタ端子との接続点には端子Ｄが設けられている。このようにＩＧＢＴ３１，３３とダイオード３２，３４が接続されて双方向スイッチング回路２７Ｂが構成されている。

図９の（ｂ）に示した双方向スイッチング回路２７Ｂは、図９の（ａ）の双方向スイッチング回路２７Ａに比べてスイッチング時の電流通過素子の少ない構成である。図９の（ｂ）の双方向スイッチング回路２７Ｂは、図９の（ａ）の双方向スイッチング回路２７Ａと同様に、制御端子Ｃに対して、端子Ｄの電位より高電位である、一定以上の電圧を印加すると、ＩＧＢＴ３１，３３はオン状態となる。このため、端子Ａの電位が端子Ｂの電位よりも高い場合には、ＩＧＢＴ３１とダイオード３４とにより、端子Ａと端子Ｂが同電位となり、双方向スイッチング回路２７Ｂがスイッチング動作する。一方、端子Ａの電位が端子Ｂの電位よりも低い場合には、ＩＧＢＴ３３とダイオード３２とにより、端子Ａと端子Ｂとが同電位となり、双方向スイッチング回路２７Ｂがスイッチング動作する。このようにして、双方向スイッチング回路２７Ｂは、端子Ａと端子Ｂの電位の高低に関係なく、スイッチング動作することが可能になる。結果として、図８に示した制御回路２４においては交流電源１の極性を知ることなく、スイッチング制御することが可能となる。

上記のように、実施の形態４の電源制御装置の構成では、交流電源１の極性情報を必要としない制御システムが実現できるため、制御回路を簡素化することが可能となる。

なお、実施の形態４の電源制御装置は、実施の形態１の電源制御装置におけるスイッチング素子９，１０を双方向スイッチング回路に置き換えた構成であるが、この構成は、前述の実施の形態２の電源制御装置の構成、および実施の形態３の電源制御装置の構成に対しても同様に適用できる。

なお、前述の実施の形態１乃至４の説明においては、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる例で説明したが、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴであっても同様の効果が得られる。

前述の実施の形態２乃至３の説明においては、制御回路２４とは別の回路としてサンプルホールド回路２５と平滑回路２６を用いた例で説明したが、サンプルホールド回路２５と平滑回路２６の機能を、制御回路２４の演算機能を用いても実現することも可能である。

前述の実施の形態１乃至３における全波整流回路４において、片側のアームをダイオードのみの縦列接続した例で説明したが、スイッチング素子を縦列接続したものでも同様の効果が得られる。
前述の実施の形態４においては、双方向スイッチング回路の具体例を図９を用いて説明したが、逆方向に高い耐圧を持つデバイスを用いるなど、図９に示した構成以外でも双方向スイッチング回路を実現することは可能である。

本発明の電源制御装置においては、入力電流の変化が急であれば、実際に遮断できるときの入力電流はさらに増加しており、そのためにスイッチング素子の限界電流を超えてしまうという問題に対して、電流トランスを入力電流の検出に用いているため、電流増加が急であればそれだけ検出感度が高まり、遮断すべきであるという判断を早く行うことができる構成となっている。したがって、本発明によれば、実際に遮断できるときの電流値を低くすることができ、スイッチング素子の限界電流近くまで使用することが可能になる。

また、本発明の電源制御装置においては、整流回路と平滑出力回路との間に平滑出力回路への整流電流検出部を設けて、整流電流検出部により検出された瞬時の整流電流値が予め決められた閾値を超えたとき、遮断回路がスイッチング素子の駆動を遮断している。また、本発明の電源制御装置においては、スイッチング素子がオフ期間にあるときの平滑出力回路への整流電流値に基づいて、スイッチング素子のオンデューティ比Ｄを決定することにより、スイッチング素子の制御周期ごとの入力電流を正確に検出することができる。また、上記のように構成された本発明の電源制御装置は、交流電源からの入力電流を高精度な正弦波状に形成する制御を実現することができ、電源力率が向上し、電源の利用効率が大幅に向上する。

さらに、本発明の電源制御装置においては、整流回路がダイオードのみからなるダイオードブリッジと、入力電圧の極性に関係しない双方向スイッチング回路とにより構成され、単相交流電源にリアクタを介して双方向スイッチング回路が接続されている。双方向スイッチング回路のオンオフ動作により、入力電圧と同相で、正弦波状の出力電流を低損失で形成して、歪みが小さく、高調波が大幅に低減された高力率の出力を得ることができる。また、本発明の電源制御装置においては、１つのスイッチング回路で構成され、且つ入力電圧の極性判別が不要であるため、簡単な構成となり、小型で製造コストの低減を図ることができる。

本発明のヒートポンプ装置は、前記の電源制御装置を用いたヒートポンプ装置であって、入力電流の変化が急であるときに感度が高くなる電流検出手段の絶対値の平均値を用いて、システムの負荷状態を検知している。このように、本発明のヒートポンプ装置は、新たな検出手段を追加することなく、負荷が重くなっている場合にはヒートポンプ装置の能力を絞るなどのシステム制御を行うことが可能となり、ヒートポンプ装置の広範囲かつ適切な運転が可能になる。
発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。

本発明に係る電源制御装置は、電源入力の力率が改善され、高調波が大幅に低減されるため、この電源制御装置を用いたヒートポンプ装置、例えば、ルームエアコンなどの空調機器、冷蔵庫などの冷凍冷蔵機器、あるいはヒートポンプ式の給湯機などの各種分野において有用である。

Claims (12)

1. 交流電源からの交流電流がリアクタを介して入力され、スイッチング素子を有して整流電流に変換する整流回路、
   前記整流回路からの出力された整流電流が入力され、直流負荷に対する出力を形成する平滑出力回路、
   前記交流電源からの入力電圧の瞬時電圧を検出し、検出された瞬時電圧に基づいて前記入力電圧に関する極性情報と絶対値情報を含む入力電圧検出情報を形成して出力する入力電圧検出部、
   前記交流電源からの入力電流を検出するための電流トランスと、前記電流トランスの出力側を短絡する抵抗とを有して、前記抵抗の両端に発生する電圧の絶対値を入力電流検出情報として出力する入力電流検出部、
   前記整流回路から前記平滑出力回路へ入力される整流電流の瞬時値を検出して、前記整流電流の瞬時値を整流電流検出情報として出力する整流電流検出部、
   前記整流回路の出力に接続された前記平滑出力回路の端子電圧を出力電圧として検出して、前記平滑出力回路の前記出力電圧を出力電圧検出情報として出力する出力電圧検出部、
   前記入力電圧検出情報と前記入力電流検出情報と前記整流電流検出情報と前記出力電圧検出情報が入力され、前記スイッチング素子をオンオフ動作するための駆動指令信号を出力する制御回路、および
   前記入力電流検出情報と前記整流電流検出情報と前記出力電圧検出情報とに基づいて、前記制御回路から前記整流回路に入力される前記駆動指令信号を遮断する遮断回路、を具備し、
   前記制御回路は、前記整流回路から出力された整流電流が、前記交流電源からの入力電圧と同相であり、且つ、正弦波の整流波形となるように、前記出力電圧検出情報の前記出力電圧と前記平滑出力回路から出力すべき所望の出力電圧との第１の偏差を算出し、算出された前記第１の偏差と前記入力電圧検出情報の前記絶対値情報とにより目標入力電流を設定し、前記目標入力電流と前記整流電流検出情報の整流電流との第２の偏差を算出して、前記第２の偏差が少なくなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御しており、
   前記遮断回路は、前記入力電流検出情報が予め決められた異常入力電流閾値を超えたとき、前記制御回路から前記整流回路に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成された電源制御装置。
2. 前記整流電流検出部において検出された前記整流電流の瞬時値が予め決められた異常整流電流閾値を超えたとき、前記整流回路の動作が異常であると判断して、前記遮断回路により前記制御回路から前記整流回路に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成された請求項１に記載の電源制御装置。
3. 前記出力電圧検出部において検出された前記平滑出力回路の出力電圧が予め決められた異常出力電圧閾値を超えたとき、前記交流電源からの入力が異常入力であると判断して、前記遮断回路により前記制御回路から前記整流回路に入力される駆動指令信号を遮断するよう構成された請求項１または２に記載の電源制御装置。
4. 前記スイッチング素子をオンオフ動作するための駆動指令信号に基づいて、前記整流回路からの整流電流をサンプルホールドするサンプルホールド回路を設け、前記サンプルホールド回路が入力電流波形を再現し、再現された入力電流波形に基づいて前記制御回路が前記駆動指令信号のオン期間を調整するよう構成された請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電源制御装置。
5. 前記整流回路が双方向スイッチング回路とダイオードブリッジにより構成され、前記双方向スイッチング回路が前記交流電源とリアクタを介して短絡可能に接続され、前記交流電源の交流電圧の極性を検出することなく、前記双方向スイッチング回路のオンオフ駆動により、前記整流回路からの整流電流が前記交流電源の入力電圧と同相で、且つ正弦波の整流波形となるよう構成された請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電源制御装置。
6. 交流電源がリアクタを介して複数のアーム回路で構成される整流回路に接続され、前記整流回路は、前記複数のアーム回路の少なくとも１つのアーム回路が、制御可能なスイッチング素子に逆方向のダイオードを並列接続した並列接続体を２つ縦列接続したブリッジアーム回路で構成され、そして前記整流回路の出力が平滑出力回路を経由して直流負荷に供給されるよう構成された電源制御装置であって、
   前記交流電源からの入力電圧の瞬時電圧を検出し、検出された瞬時電圧に基づいて前記入力電圧に関する極性情報と絶対値情報を形成して出力する入力電圧検出部、
   前記交流電源と前記整流回路との間に設けられ、前記交流電源からの入力電流を検出するための電流トランスと、前記電流トランスの出力側を短絡する抵抗とを有して、前記抵抗の両端に発生する電圧の絶対値を出力する入力電流検出部と、
   前記整流回路と前記平滑出力回路との間に設けられ、前記平滑出力回路への整流電流を検出する整流電流検出部と、
   前記整流回路の出力に接続された前記平滑出力回路の端子電圧を出力電圧として検出する出力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部と前記整流電流検出部と前記出力電圧検出部からの情報に基づき、前記整流回路から出力された整流電流が、前記交流電源からの入力電圧と同相であり、且つ、正弦波の整流波形となるように、前記平滑出力回路の前記出力電圧と前記平滑出力回路から出力すべき所望の出力電圧との第１の偏差を算出し、算出された前記第１の偏差と前記絶対値情報とにより目標入力電流を設定し、前記目標入力電流と前記整流電流との第２の偏差を算出して、前記第２の偏差が少なくなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、
   前記入力電流検出部により検出された電圧の絶対値が予め決められた異常入力電流閾値を超えたとき、前記整流電流検出部により検出された前記整流電流が予め決められた異常整流電流閾値を超えたとき、若しくは前記出力電圧検出部により検出された前記出力電圧が予め決められた異常出力電圧閾値を超えたとき、前記スイッチング素子を遮断する遮断回路を設けた電源制御装置。
7. 前記入力電圧検出部により検出された瞬時電圧をＶacとし、前記整流回路から出力すべき所望の出力電圧をＶdc*とするとき、
   （１−Ｄ）×Ｖdc*＝｜Ｖac｜
   の関係より算出されるオンデューティ比Ｄにより、前記整流回路における入力電圧の瞬時電圧の極性と逆側のブリッジアーム回路のスイッチング素子を駆動するよう構成された請求項６に記載の電源制御装置。
8. 前記入力電圧検出部により検出された瞬時電圧をＶacとし、前記整流回路から出力すべき所望の出力電圧をＶdc*とし、Ｋを定数とするとき、
   （１−Ｋ×Ｄ）×Ｖdc*＝｜Ｖac｜
   の関係より算出されるオンデューティ比Ｄにより、前記整流回路における入力電圧の瞬時電圧の極性と逆側の前記ブリッジアーム回路の前記スイッチング素子を駆動し、
   前記整流回路の実際の出力電圧Ｖdcが、所望の出力電圧Ｖdc*よりも高い場合には、定
   数Ｋの値を微少増加させ、前記整流回路の実際の出力電圧Ｖdcが、所望の出力電圧Ｖdc*
   よりも低い場合には、定数Ｋの値を微少減少させるよう構成された請求項６に記載の電源制御装置。
9. 前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記整流電流検出部により検出された整流電流値に基づいて、前記スイッチング素子のオンデューティ比のオン期間を決定するよう構成された請求項６に記載の電源制御装置。
10. 前記制御回路は、前記スイッチング素子のオンオフの繰り返し動作を一定周期で行い、一定周期においてオフ期間がゼロにならないように制御するよう構成された請求項９に記載の電源制御装置。
11. 前記スイッチング素子が、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴである請求項６乃至１０のいずれか一項に記載の電源制御装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電源制御装置を有するヒートポンプ装置であって、
    入力電流検出部において検出された交流電源からの交流電圧の絶対値の平滑値により、当該ヒートポンプ装置の負荷状態を検知し、当該ヒートポンプ装置の制御を行うよう構成されたヒートポンプ装置。

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