JP2006230181A - 三相整流回路 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストで力率が改善され高調波電流を低減させることが可能な三相整流回路を提供する。
【解決手段】三相の各線間毎に設けられた三つの単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃと、前記三相の各線間毎に設けられた三つの力率改善回路２Ａ〜２Ｆ，３Ａ〜３Ｃとを備え、前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部は、それぞれ他の前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部と共通に接続され、前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部の間には、コンデンサ５が接続され、前記力率改善回路は、相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと同位相の相電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが二つの線間電流ＩＲＳ、ＩＲＴ，ＩＳＲ，ＩＳＴ，ＩＴＲ，ＩＴＳの和として生成されるように前記線間電流を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、三相整流回路に関する。

交流を直流に変換する技術としては、ダイオード整流器があるが、力率が低いという問題や、大きな高調波電流が発生し、高調波電流が、同じ電源に接続される機器に悪影響を与えるという問題がある。この高調波電流の問題に関しては、定格電流１６Ａまでの機器に対して、ＩＥＣ６１００２−３−２で規制値が定められている。以上のような背景から、対策回路が提案されている。

特開平２−１０６１７１号公報（特許文献１）には、直流に１個スイッチング素子を接続し、一定幅の高周波でスイッチングし、電流の包絡線を電源電圧波形に近付けることで、高調波を低減させる方法が記載されている。ＰＷＭコンバータ（特許文献２）は、コンバータの電圧を入力電圧に対し、遅れ位相の正弦波にすることで、リアクトル電流を力率１に制御し、また、高調波を低減させる方法である。

しかし、上記特許文献１の技術は、回路は簡単であるが、リアクトル電流が断続する範囲を超えると急に高調波が増加するという問題があり、比較的小容量の電力変換に適用される。また、ＰＷＭコンバータは、高調波の発生はないが、スイッチング素子数が多く、電流検出が必要であり、直流に直列にスイッチング素子が接続される為にスイッチング素子のデッドタイムの制御が必要となり、コストが高いという問題がある。

特開平２−１０６１７１号公報 特開平８−３３１８６０号公報

低コストで力率が改善され高調波電流を低減させることが可能な三相整流回路が望まれている。

本発明の目的は、低コストで力率が改善され高調波電流を低減させることが可能な三相整流回路を提供することである。

本発明の三相整流回路は、三相の各線間毎に設けられた三つの単相整流器と、前記三相の各線間毎に設けられた三つの力率改善回路とを備え、前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部は、それぞれ他の前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部と共通に接続され、前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部の間には、コンデンサが接続され、前記力率改善回路は、相電圧と同位相の相電流が二つの線間電流の和として生成されるように前記線間電流を制御することを特徴としている。力率が改善する低コストな三相電源が提供可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記力率改善回路は、前記単相整流器の入力側又は出力側の二相のそれぞれに接続されたリアクトルと、前記単相整流器の入力側又は出力側の二相間に接続された双方向スイッチとを備えていることを特徴としている。力率が改善する低コストな三相電源が提供可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記リアクトルを流れる電流がそれぞれ前記三相電源の線間電圧と同位相になるように前記双方向スイッチをスイッチングする制御部を備えていることを特徴としている。力率が改善する低コストな三相電源が提供可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記制御部は、三角波の信号と、リファレンス信号との比較結果に基づいて、前記双方向スイッチをスイッチングし、前記リファレンス信号は、直流電圧の設定値と前記三相整流回路から出力される直流電圧に基づいて生成される第１リファレンス信号と、前記三相電源の線間電圧に基づいて生成される第２リファレンス信号のうちいずれか大きい方の信号として生成されることを特徴としている。力率が改善する低コストな三相電源が提供可能となり、更に、大容量コンバータにも適用が可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記第２リファレンス信号は、前記三相電源の線間電圧に対して、位相が遅れた信号であることを特徴としている。力率が改善する低コストな三相電源が提供可能となり、また、大容量コンバータにも適用が可能となり、更に、より正弦波に近い信号が提供可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記制御部は、前記三相整流回路から出力される直流電圧に比例した三角波の信号を発生する三角波信号発生手段と、前記三相整流回路から出力される直流電圧に基づいて、直流の制御信号を生成する直流制御信号発生手段と、前記三相電源の線間電圧の絶対値を発生させる線間電圧絶対値発生手段と、前記制御信号と前記線間電圧の絶対値のレベルが高い方をリファレンス信号として出力するリファレンス信号発生手段と、前記三角波の信号よりも前記リファレンス信号のレベルが低いときに前記双方向スイッチを駆動する駆動信号を発生する駆動信号発生手段とを備えていることを特徴としている。力率が改善する低コストな三相電源が提供可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記制御信号発生手段は、予め設定された直流電圧を出力する直流電圧設定器と、前記直流電圧設定器により出力された前記直流電圧と、前記三相整流回路から出力された直流電圧とを演算し、前記演算の結果に基づいて前記制御信号を生成する演算器と、前記三相整流回路に対する運転指令に応答して、前記直流電圧設定器から出力された前記直流電圧が前記演算器に印加するように制御するスイッチとを備えたことを特徴としている。

本発明の三相整流回路において、前記制御信号発生手段には、前記三角波の信号の振幅と概ね同じ電圧値を制限電圧とする電圧制限手段が設けられていることを特徴としている。

本発明の三相整流回路において、第１及び第２の前記リアクトルをそれぞれ流れる電流の和が前記相電圧と同位相の相電流を構成し、かつ前記第１及び第２のリアクトルをそれぞれ流れる電流をそれぞれ前記三相電源の線間電圧から生成するように前記双方向スイッチをスイッチングする制御部を備えていることを特徴としている。リアクトルの容量の低下により低コストが実現可能となり、また、素子容量の低下により低コストが実現可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記第１及び第２のリアクトルをそれぞれ流れる電流の波形は、いずれも前記相電流の波形の一部を構成していることを特徴としている。リアクトルの容量の低下により低コストが実現可能となり、また、より小さな線間電流が生成可能となる。

本発明の三相整流回路において、前記第１及び第２のリアクトルをそれぞれ流れる電流は、互いに６０°位相がずれていることを特徴としている。リアクトルの容量の低下により低コストが実現可能となり、また、より小さな線間電流の生成を容易にすることができる。

本発明の三相整流回路において、前記制御部は、前記線間電圧に基づいて設定されるヒステリシス幅に、前記単相整流器の入力側を流れる電流が入っているときに前記双方向スイッチを駆動する駆動信号を出力することを特徴としている。更に、簡単な構成で実現可能となる。

本発明の三相整流回路によれば、低コストで力率が改善され高調波電流を低減させることが可能となる。

以下、図面を参照して、本発明の三相整流回路の一実施形態について説明する。

（第１実施形態）
図１は、本実施形態の三相整流回路の回路図である。図１において、符号１Ａ、１Ｂ、１Ｃは、それぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の三相電源である。同様に、符号２Ａ〜２Ｆはリアクトル、３Ａ〜３Ｃは双方向スイッチ、４Ａ〜４Ｃは単相整流器、５は平滑用コンデンサ、６は負荷、７は直流電圧検出器、８Ａ〜８Ｃは線間電圧検出器、９は掛け算器、１０は三角波発生器、１１は減算器、１２は直流電圧設定器、１３は調節器、１４Ａ〜１４Ｃは絶対値演算器、１５Ａ〜１５Ｃは移相器、１６Ａ〜１６Ｆのうち（１６Ａ、１６Ｂ）（１６Ｃ、１６Ｄ）（１６Ｅ、１６Ｆ）が対となって構成される優先回路、１７Ａ〜１７Ｃはコンパレータをそれぞれ示している。

リアクトル２Ａ，２Ｂ及び双方向スイッチ３Ａは、力率改善手段を構成している。同様に、リアクトル２Ｃ，２Ｄ及び双方向スイッチ３Ｂと、リアクトル２Ｅ，２Ｆ及び双方向スイッチ３Ｃは、それぞれ、力率改善手段を構成している。

また図１において、符号ＶＲはＲ相電圧を示し、ＶＳはＳ相電圧を示し、ＶＴはＴ相電圧を示している。同様に、符号ＩＲはＲ相電流、ＩＳはＳ相電流、ＩＴはＴ相電流、ＩＲＳはリアクトル２Ａの電流、ＩＳＲはリアクトル２Ｂの電流、ＩＳＴはリアクトル２Ｃの電流、ＩＴＳはリアクトル２Ｄの電流、ＩＴＲはリアクトル２Ｅの電流、ＩＲＴはリアクトル２Ｆの電流、ＣＡＲＲＩＥＲは搬送波、ＲＥＦ１は第１リファレンス信号、ＲＥＦ２は第２リファレンス信号、ＲＥＦはリファレンス信号、ＰＵＬＳＥは駆動パルス信号をそれぞれ示している。

図２は、線間電流と相電流のベクトル図である。
図３は、相電圧波形と線間電圧波形を示す図である。図３において、符号ＶＲＳはＲＳ線間電圧、ＶＳＴはＳＴ線間電圧、ＶＴＲはＴＲ線間電圧をそれぞれ示している。
図４の上図の符号ＶＲＳはＲＳ線間電圧、ＡはＲＳ線間電流、下図のＶＴＲはＴＲ線間電圧、ＢはＴＲ線間電流をそれぞれ示している。
図５は、図４の線間電流で生成される相電流（Ａ＋Ｂ）を示している。

本実施形態では、図１に示すように、単相整流回路４Ａ〜４Ｃが三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の線間にそれぞれに設けられている。単相整流回路４Ａ〜４Ｃは、その単相整流回路４Ａ〜４Ｃが設けられた各相の整流を行うことで、全体として三相整流が行われるようになっている。

以下では、Ｒ相を例にとり説明する（Ｓ相、Ｔ相は、Ｒ相と同様であるため、説明を省略する）。上記のように、力率を１にするためには、Ｒ相において、相電圧ＶＲと同じ位相の相電流ＩＲが生成されることが求められる。また、高調波の少ない電流波形が求められる。

図２に示すように、ＩＲ＝ＩＲＳ＋ＩＲＴである。ここで、同図に示すように、ＩＲＳは、線間電圧ＶＲＳと同じ位相の電流として得られる。同様に、ＩＲＴは、線間電圧ＶＴＲと逆位相の電流として得られる。このように、線間電圧ＶＲＳと同じ位相の電流として得られた線間電流ＩＲＳと、線間電圧ＶＴＲと逆位相の電流として得られた線間電流ＩＲＴの和により、相電圧ＶＲと同じ位相の相電流ＩＲが求められる。本実施形態では、線間電流ＩＲＳの波形を線間電圧ＶＲＳと同じ位相の正弦波として生成し、同様に、線間電流ＩＲＴの波形を線間電圧ＶＴＲと逆位相の正弦波として生成する。

本実施形態では、上記のように、それぞれが単相整流器４Ａ〜４Ｃを有する単相回路（例えばＲ相）において、それぞれ線間電圧の一方（例えばＶＲＳ）と同じ位相の線間電流（例えばＩＲＳ）と、他方（例えばＶＴＲ）と逆位相の線間電流（例えばＩＲＴ）の和として、相電圧（例えばＶＲ）と同じ位相の相電流（例えばＩＲ）を求めるようにしている。

図１に示すように、主回路は、三相電源１Ａ，１Ｂ，１Ｃの線間に、リアクトル（２Ａ、２Ｂ）（２Ｃ、２Ｄ）（２Ｅ、２Ｆ）を接続し、リアクトル（２Ａ、２Ｂ）（２Ｃ、２Ｄ）（２Ｅ、２Ｆ）の他端間に、双方向スイッチ３Ａ，３Ｂ，３Ｃと、単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃを接続し、単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃの直流側を並列にし、平滑コンデンサ５と負荷６が接続される構成である。単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃは、三相の各相毎に設けられ、各単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃの入力側の一方は、ある一の相に接続され、同入力側の他方は他の相に接続されている。単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃの出力側のＰ側、Ｎ側出力部は互いに共通に接続され、同Ｐ側、Ｎ側出力部の間にコンデンサ５が接続されている。

制御回路は次の構成である。搬送波（ＣＡＲＲＩＥＲ）は、直流電圧検出器７で検出された直流電圧と、三角波発生器１０の出力が掛算器９で演算されて、直流電圧の振幅に比例した三角波として生成される。リファレンスは、第１リファレンス信号ＲＥＦ１及び第２リファレンス信号ＲＥＦ２の２種類である。第１リファレンス信号ＲＥＦ１は、減算器１１において、検出器７で検出された直流電圧と、直流電圧設定器１２の出力の偏差が求められ、その偏差が調節器１３を経て得られる値である。第１リファレンス信号ＲＥＦ１は、ダイオード１６Ａ，１６Ｃ，１６Ｅに入力される。

第２リファレンス信号ＲＥＦ２は、検出器８Ａ，８Ｂ，８Ｃで検出された線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲが、絶対値演算器１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃにおいて全波整流され、移相器１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃを経て得られる値である。第２リファレンス信号ＲＥＦ２は、ダイオード１６Ｂ，１６Ｄ，１６Ｆに入力される。

第１リファレンス信号ＲＥＦ１と第２リファレンス信号ＲＥＦ２の大きい方｛（ダイオード１６Ａ，１６Ｂ）（ダイオード１６Ｃ、１６Ｄ）（ダイオード１６Ｅ、１６Ｆ）の入力の大きい方｝がリファレンス信号（制御信号）ＲＥＦとされる。コンパレータ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃにて、制御信号ＲＥＦと、搬送波（ＣＡＲＲＩＥＲ）とが比較され、コンパレータ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃからは、その比較結果を示すパルス信号ＰＵＬＳＥ（１，０）が出力される。そのパルス信号ＰＵＬＳＥ（１，０）は、双方向スイッチ３Ａ，３Ｂ，３Ｃの駆動信号とされ、パルス信号ＰＵＬＳＥが１すなわちＯＮのときそれぞれの双方向スイッチはＯＮ、０すなわちＯＦＦのときそれぞれの双方向スイッチはＯＦＦとなる。

電流のベクトル図を図２に示す。同図に示すように、ＩＲ＝ＩＲＳ＋ＩＲＴ，ＩＳ＝ＩＳＲ＋ＩＳＴ，ＩＴ＝ＩＴＳ＋ＩＴＲ，また、ＩＲＳ＝−ＩＳＲ，ＩＳＴ＝−ＩＴＳ，ＩＴＲ＝−ＩＲＴの関係がある。

一方、ＩＲＳとＩＲＴがＩＲを挟んで対称の関係にあるとき、ＩＲは相電圧ＶＲと同位相となる。この関係がＩＳとＶＳ、ＩＴとＶＴの間にも成立する必要があり、ＩＲＳ（−ＩＳＲ）、ＩＳＴ(−ＩＴＳ)、ＩＴＲ(−ＩＲＴ)がそれぞれ線間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴ、ＶＴＲと同位相にある場合に成立する。従って、ＩＲＳ（−ＩＳＲ）、ＩＳＴ(−ＩＴＳ)、ＩＴＲ(−ＩＲＴ)を線間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴ、ＶＴＲと同位相であって、ＩＲＳとＩＲＴ（−ＩＴＲ）、ＩＳＴとＩＳＲ（−ＩＲＳ）、ＩＴＲとＩＴＳ（−ＩＳＴ）をベクトル合成した波形がそれぞれ正弦波になるように、ＩＲＳ（−ＩＳＲ）、ＩＳＴ(−ＩＴＳ)、ＩＴＲ(−ＩＲＴ)を生成することによって力率１で高調波の少ない波形とすることができる。

図３〜図５は、この波形の作り方の一つの方法を説明する図である。
図３の上図は、三相相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの波形を示し、下図は３線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲの波形を示している。

本実施形態では、図４に示すように、ＲＳ間の線間電流Ａ（ＩＲＳ）をＲＳ間の線間電圧ＶＲＳの波形と同位相の正弦波形として生成するとともに、ＴＲ間の線間電流ｂ（ＩＴＲ）をＴＲ間の線間電圧ＶＴＲの波形と同位相の正弦波形として生成する。図１の回路は、線間電圧（ＶＲＳ，ＶＴＲ）とそれぞれ同位相の線間電流（ＩＲＳ，ＩＴＲ）を生成する構成とされている。

上記のように、線間電圧（ＶＲＳ，ＶＴＲ）とそれぞれ同位相の線間電流（ＩＲＳ，ＩＴＲ）が生成されることにより、図５に示すように、それらの線間電流（Ａ＋Ｂ）が合成されることによって得られる相電流ＩＲは、Ｒ相電圧と同相の正弦波形となる（図３のＶＲ参照）。なお、図５において、線間電流Ｂは上記の線間電流ｂ（ＩＴＲ）の位相を反転させたもの（ＩＲＴ）で、この線間電流Ｂと上記線間電流Ａ（ＩＲＳ）とを合成させる。また、図５に示すように、線間電流ＩＲＳ（符号Ａ）は、相電流（ＩＲ）に対して３０°位相が進んでおり、線間電流ＩＲＴ（符号Ｂ）は、相電流（ＩＲ）に対して３０°位相が遅れている。

次に、第１実施形態の動作を図８〜図１８及び図２２〜図２４を参照して説明する。

軽負荷のとき（負荷６の抵抗値が大きいとき）は、図８に示すように、電圧偏差に基づいて生成される第１リファレンス信号ＲＥＦ１は、電源電圧の検出値から生成される第２リファレンス信号ＲＥＦ２より高く、その結果、図９に示すように、リファレンス信号ＲＥＦ＝第１リファレンス信号ＲＥＦ１となり、双方向スイッチ３Ａ〜３Ｃの駆動信号となるパルス信号ＰＵＬＳＥは、上記リファレンス信号ＲＥＦと搬送波ＣＡＲＲＩＥＲが入力されるコンパレータ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃの出力として生成され、搬送波ＣＡＲＲＩＥＲの振幅値がＲＥＦ値より大きい場合ＯＮとなる。図２２は、図９の一部を拡大した図である。図２２において、上述したように、搬送波ＣＡＲＲＩＥＲの振幅値がＲＥＦ値より大きい期間でパルス信号ＰＵＬＳＥがＯＮとなる。このとき、図９に示すように、搬送波ＣＡＲＲＩＥＲの振幅値がＲＥＦより大きい期間が短いため、パルス信号ＰＵＬＳＥのパルス幅は小さい（双方向スイッチ３Ａ〜３ＣがＯＮする時間が短い）。このことから、図１０に示すように、リアクトル電流は断続波形となり、その包絡線は電源電圧波形の正弦波形であり、高調波は少ない。ここで、断続波形とは、パルス信号ＰＵＬＳＥがＯＦＦとなって電流値が下がったときに、次にパルス信号ＰＵＬＳＥがＯＮになるまでの期間が充分あるため電流値が一旦ゼロに戻り、その後のパルス信号ＰＵＬＳＥのＯＮにより、電流値が再度ゼロから立ち上がることをいう。

図１１は、図８の場合に比べて負荷が重く（負荷６の抵抗値が小さく）なり、第１リファレンス信号ＲＥＦ１が第２リファレンス信号ＲＥＦ２の頂点と等しくなったときを示しており、図１２は、このときのリファレンス信号ＲＥＦと搬送波ＣＡＲＲＩＥＲ、パルス信号ＰＵＬＳＥを示している。図２３は、図１２の一部を拡大した図である。図２３のＰＵＬＳＥ幅は、図２２のＰＵＬＳＥ幅よりも広くなっている。この場合、図１３に示すように、リアクトル電流は、まだ、断続波形で高調波は少ない。

図１４は、図１１の場合に比べてさらに負荷が重く（負荷６の抵抗値がさらに小さく）なり、第１リファレンス信号ＲＥＦ１が第２リファレンス信号ＲＥＦ２の頂点より低くなった場合を示しており、図１５は、その場合において仮に第１リファレンス信号ＲＥＦ１をリファレンス信号ＲＥＦとした（第２リファレンス信号ＲＥＦ２を０、即ち第２リファレンス信号ＲＥＦ２がないとした）ときの電流波形である。パルス信号ＰＵＬＳＥがＯＮとなるパルス幅が図８、図１４の場合に比べて大きいため、リアクトル電流に連続部分（パルス信号ＰＵＬＳＥがＯＦＦになっても電流値がゼロに戻らないままパルス信号ＰＵＬＳＥがＯＮとなり電流値が立ち上がること）が発生し、この部分の電流は、急激に大きくなり、波形が正弦波から離れひずむため高調波が大きくなる。

この図１５に示す現象は、上記特許文献１の技術の問題に対応している。即ち、上記特許文献１の技術では、リアクトル電流が断続する範囲を超えると、図１５と同様に急激に高調波が増加するため、小容量までしか適用できないという問題があった。換言すれば、上記特許文献１の技術では、図１０及び図１３に示すように、リアクトル電流が断続する（電流値がゼロに戻る）程度の小さな電流しか流すことができず、大電流を流すと高調波が大きくなるという問題があった。

それに対し、本実施形態では、第１リファレンス信号ＲＥＦ１が第２リファレンス信号ＲＥＦ２より低くなったときには、第２リファレンス信号ＲＥＦ２をリファレンス信号ＲＥＦとする方法を採用する。図１６は、この方法が用いられた場合の、リファレンス信号ＲＥＦと搬送波ＣＡＲＲＩＥＲ、及びパルス信号ＰＵＬＳＥを示している。図２４は、図１６の一部を拡大する図である。図１４、図１６及び図２４に示すように、第２リファレンス信号ＲＥＦ２があることで、パルス信号ＰＵＬＳＥのパルス幅が所定値以上大きくならないように制限されている。図２４において、ＰＵＬＳＥ幅は、ｔ₁＞ｔ₂＞ｔ₃の関係となっている。図１７は、このときの電流波形である。リアクトル電流は、連続部分が発生しても電流値が急に増加することはなく、ひずむことが抑制される。このように、本実施形態では、特開平２-１０６１７１号公報の技術の問題が解決されている。

図１７は、移相器１５Ａの位相遅れが０°のときの電流波形を示している。これに対し、図１８は、移相器１５Ａの遅れを３°としたとき電流波形を示している。図１８では、電流波形が、より正弦波に近づけられている。
これは、ＰＷＭ方式で位相をずらすことで電流をとる原理と同じである。ＰＷＭ方式と違う点は、ＰＷＭ方式が、原理上、全周期に亘って位相差のみでの運転の為、リアクトル電流が連続であること（電流がゼロに戻らない。よって、制御系ではリアクトル電流が分らない）が条件となっており、電流の偏りを生じそれを補正するため、電流検出が必要であるに対し、本方式では、リアクトル電流に連続する部分もあるものの、第１リファレンス信号ＲＥＦ１によって、１周期に必ず２回断続モードがある（電流がゼロに戻る）ため、リアクトル電流の偏りがなくなり、電流検出が不要となる点である。また、高調波も電源の位相差を利用する方法であるので高調波は少なくなる。図１７と図１８の電流波形では、高調波の多さは同じであるが、図１８の電流波形の方が電流をより多くとることができる。

以上述べたように、第１実施形態の三相整流器は、単相整流器４Ａ〜４Ｃの入力側の二相間にスイッチ３Ａ〜３Ｃが接続されるとともに前記入力側の二相のそれぞれにリアクトル２Ａ〜２Ｆの一端部が接続されてなる単相整流回路が三組設けられ、三組の前記単相整流器の前記入力側の二相にそれぞれ接続された前記リアクトルの他端部は、三相電源１Ａ〜１Ｃの三組の線間にそれぞれ接続され、前記三組の単相整流器の出力側のＰ側とＮ側がそれぞれ共通に接続され、前記単相整流器の出力側のＰ側とＮ側間にコンデンサが接続されている構成である。

本実施形態では、前記三相整流回路において、前記三組の単相整流回路の電流が、それぞれ線間電圧と同位相となるように制御する制御部を備えている。

上記のように、三相の各相毎に設けられた単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃの上記力率改善手段の双方向スイッチ３Ａ，３Ｂ，３Ｃは、線間電流（例えばＲ相であれば、ＩＲＴとＩＲＳ）の和が相電圧（例えばＶＲ）と同位相の正弦波の相電流（例えばＩＲ）となるようにスイッチングされる。単相整流器４Ａ，４Ｂ，４Ｃ及びその上記力率改善手段が三相のそれぞれに設けられ、他の相の影響を受けることなく、各相毎に独立して線間電流（例えばＲ相であれば、ＩＲＴとＩＲＳ）を生成すれば、相電圧（例えばＶＲ）と同位相の正弦波の相電流（例えばＩＲ）が得られる。本実施形態では、上記のような線間電流（例えばＲ相であれば、ＩＲＴとＩＲＳ）は、線間電圧（例えばＶＲＴ（−ＶＴＲ）とＶＲＳ）と同位相の正弦波として生成すればよい。

上記特許文献１の方式が小容量までしか適用できなかったのに対して、本実施形態の三相整流回路では、大容量まで拡大できるという効果がある。また、ＰＷＭ方式と比較すると、本実施形態の制御回路では、電流検出が不要であり、デッドタイムの制御が不要であるという効果がある。また、本実施形態の主回路では、素子の個数を１／２にすることができ、また、素子の電流定格を１／√３にすることができる。また、リアクトルの容量は、１／√３にすることができ、リアクトルの個数はＰＷＭ方式の２倍であるが、リアクトル容量は、電流定格の２乗となるため、トータル容量は[（１／√３）²×６]／３＝２／３となる。
以上のことから、本実施形態では、従来、ＰＷＭ方式でしか実現できなかった大きな容量にまで、低コストで高調波を減少させることができる。
また、大容量になると、リアクトルのコストが高価になり、回路全体のコストに対してリアクトルのコストが支配的になるが、上記のことから回路全体としても低コストが実現される。

（第２実施形態）
次に、図１、図２５〜図２９を参照して、第２実施形態について説明する。
第２実施形態において、上記第１実施形態と共通する部分についての説明は省略する。

第２実施形態は、上記第１実施形態を更に改善したものである。まず、第２実施形態において改善すべき点について図１を参照して説明する。

図１の回路が停止中であるとき、直流電圧検出器７の出力電圧は０Ｖに近い値である。そのため、図１の回路の運転開始時は、直流電圧検出器７の出力電圧は０Ｖから出発する。このことから、調節器１３の出力である第１リファレンス信号ＲＥＦ１の値は、マイナスの値か、又はゼロクランプされていれば０の値となる。そのため、第２リファレンス信号ＲＥＦ２がリファレンス信号ＲＥＦとなる。この場合、正弦波の第２リファレンス信号ＲＥＦ２のうち値が小さいときには駆動パルス信号ＰＵＬＳＥのパルス幅が大きくなり、双方向スイッチがＯＮとなる時間が長くなることから、電流値及び直流電圧値が大きくなる。これにより、過大突入電流が発生し、直流電圧が過電圧となり、使用部品の定格を超える場合、不具合が発生する。以下、図２５を参照してより具体的に説明する。

図２５は、図１の減算器１１、直流電圧設定器１２及び調節器１３を具体的なハードウェアで構成したときの図である。図２５において、符号１０１は直流電圧設定器、１０２〜１０４は抵抗器、１０５はコンデンサ、１０６はオペアンプを示している。図１の回路では、直流電圧検出器７で検出された値が＋、直流電圧設定器１２により設定された値が−として加算しているのに対して、図２５では、オペアンプ１０６によって、入出力極性が反転されるため、一般的に構成されるように、直流電圧検出器７により検出された値を−、直流電圧設定器１０１により設定された値を＋として加算している。

図２５の回路では、停止時に直流電圧設定器１０１により設定された電圧（正の値）は、直流電圧検出器７により検出された電圧（０Ｖ）よりも大きいため、オペアンプ１０６の出力（ＲＥＦ１）は−側に振れることになる。この状態で起動させると、図１において、第２リファレンス信号ＲＥＦ２がリファレンス信号ＲＥＦとなるため、上記のように、駆動パルス信号ＰＵＬＳＥのパルス幅が広くなり、過大な電流が流れることとなる。これが第２実施形態において、改善すべき点である。

次に、図２６を参照して、第２実施形態について説明する。

図２６において、図２５と同じ回路要素には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。図２６において図２５との相違点は、直流電圧設定器１０１と抵抗器１０３の間に、スイッチ２０１が追加されている点と、オペアンプ１０６の入出力間に抵抗器１０４及びコンデンサ１０５と並列にツェナーダイオード２０２が追加されている点である。

スイッチ２０１は、運転指令が出力されたときにＯＮとされる。ツェナーダイオード２０２は、ツェナー電圧が搬送波ＣＡＲＲＩＥＩＲの振幅に略等しい値のものが使用される。

第２実施形態（図２６）では、停止時にはスイッチ２０１がＯＦＦであるため、オペアンプ１０６の入力は、直流電圧検出器７により検出された負の値だけとなるため、オペアンプ１０６の出力は反転増幅されて＋側に振れる。運転指令によりスイッチ２０１がＯＮとなり、直流電圧検出器７により検出された直流電圧と、直流電圧設定器１０１により設定された直流電圧が加算されてオペアンプ１０６に入力され、調節動作が開始される。

図２６の回路によれば、停止時はオペアンプ１０６の出力（第１リファレンス信号ＲＥＦ１）は、＋電圧の状態にあり、起動と同時に調節動作を開始することになる。この場合、起動と同時に、第１リファレンス信号ＲＥＦ１がリファレンス信号ＲＥＦとなり、駆動パルス信号ＰＵＬＳＥのパルス幅は最小値から出発するため、過大突入電流の発生、及び過電圧は発生しない。

図２７は、本実施形態の動作をプログラムで実行させるための動作手順を示したフローチャートである。回路が停止中のとき（ステップＳ１−Ｙ）には、第１リファレンス信号ＲＥＦ１を搬送波ＣＡＲＲＩＥＲの上限値以上の値とする（ステップＳ２）。一方、運転指令が出力されて運転が開始される時（ステップＳ１−Ｎ）には、停止中の第１リファレンス信号ＲＥＦ１を初期値として使う（ステップＳ３）。

仮にツェナーダイオード２０２がない場合には、第１リファレンス信号ＲＥＦ１は、オペアンプ１０６の電源電圧まで振れる。即ち、例えばオペアンプ１０６の電源電圧が１２Ｖである場合、第１リファレンス信号ＲＥＦ１は最初１２Ｖから下がり始めることになる。搬送波ＣＡＲＲＩＥＲの振幅が例えば７．５Ｖである場合、第１リファレンス信号ＲＥＦ１が１２Ｖから７．５Ｖまで下がるまでは、駆動パルス信号ＰＵＬＳＥは出力されない。

ツェナーダイオード２０２のツェナー電圧が搬送波ＣＡＲＲＩＥＲの振幅と同じ値（例えば７．５Ｖ）である場合、第１リファレンス信号ＲＥＦ１は、最初その７．５Ｖから下がり始めることになり、直ちに駆動パルス信号ＰＵＬＳＥが出力される。即ち、ツェナーダイオード２０２がない場合に比べて、第１リファレンス信号ＲＥＦ１が１２Ｖから７．５Ｖまで下がるまでの時間を稼ぐことができる。これにより、運転指令が出力されてから実際に運転（調節動作）が開始されるまでの時間が短くなり、応答性が向上する。

次に、図２８及び図２９を参照して、第２実施形態の効果について説明する。
図２８は、第２実施形態が採用される前の構成（図２５）による効果を示し、図２９は、第２実施形態が採用された構成（図２６）による効果を示している。

図２８に示すように、図２５の回路では、運転開始時に、調節器１３の出力（第１リファレンス信号ＲＥＦ１）が負の値（又は０）から出発しており、このことから上記の理由により、最初、大電流が流れ、その後次第に定格電流に収まっていくと共に、電圧は最初増加して、その後だんだんと設定電圧に近づいていく。このように、過大突入電流が流れ、直流電圧が過電圧となる不具合が発生する。

図２９に示すように、図２６の回路では、運転開始時に、調節器１３の出力（第１リファレンス信号ＲＥＦ１）が大きな値から出発しており、このことから上記の理由により、最初、小電流が流れ、その後次第に定格電流に上がっていくと共に、電圧は最初小さな値であり、その後だんだんと上昇する。このように、図２６の回路では、突入電流や過電圧の問題が発生していない。

本実施形態によれば、運転開始時に電圧調節器１３の出力（第１リファレンス信号ＲＥＦ１）が最大値（搬送波ＣＡＲＲＩＥＲの上限値）から調節動作を開始することにより、起動時に駆動パルス信号ＰＵＬＳＥのパルス幅が最小の値から出発することにより、過大突入電流の発生や直流電圧の過電圧の不具合をなくすことができる。なお、本実施形態では、電圧制限手段の一例として、ツェナーダイオードを設けたが、これに代えて、電圧クリップ回路、定電圧回路等を用いることが可能である。

（第３実施形態）
次に、図６、図７、図１９〜図２１を参照して、第３実施形態について説明する。
第３実施形態において、上記第１実施形態と共通する部分についての説明は省略する。

第３実施形態では、図６に示すように、線間電圧（例えばＲ相であればＶＲＳ、ＶＴＲ）に基づいて、線間電流（例えばＩＲＳ、ＩＲＴ）を生成し、図７に示すように、その生成された線間電流の和から、相電圧（例えばＶＲ）と同相で正弦波の相電流（ＩＲ）を生成する。以下、具体的に説明する。

図６の上の図において、符号Ａは、線間電流ＩＲＳの波形を示しており、そのうちのＡ−１の部分は、Ｒ相の電圧の０〜６０°までの波形から生成し、Ａ−２の部分はＳ相の３００〜３６０°までの反転波形から生成し、Ａ−３の部分はＲ相の１８０〜２４０°までの波形から生成し、Ａ−４の部分はＳ相の１２０〜１８０°までの反転波形から生成する。

また、図６の下の図において、符号ｂは、線間電流ＩＴＲの波形を示しており、そのうちのｂ−１の部分は、Ｔ相の電圧の０〜６０°までの波形から生成し、ｂ−２の部分はＲ相の３００〜３６０°までの反転波形から生成し、ｂ−３の部分はＴ相の１８０〜２４０°までの波形から生成し、ｂ−４の部分はＲ相の１２０〜１８０°までの反転波形から生成する。図７に示すように、線間電流ＩＲＳとＩＲＴ（−ＩＴＲ）の合成波形（Ａ＋Ｂ）は、相電圧（例えばＶＲ）と同相で正弦波の相電流ＩＲの波形となる。

上記第１実施形態では、図４に示すように、線間電圧（例えばＶＲＳ）と同位相の正弦波の線間電流（例えばＩＲＳ）を生成したのに対して、第２実施形態では、図６に示すように、線間電圧（例えばＶＲＳ）とピークのタイミングは同じであるが正弦波ではない線間電流（例えばＩＲＳ）を生成する。図６及び図７に示すように、合成することで相電流（例えばＩＲ）を生成する二つの線間電流（例えばＩＲＳ、ＩＲＴ）は互いに６０°位相がずれている。図７に示すように、二つの線間電流（例えばＩＲＳ、ＩＲＴ）は、それぞれ、相電流（上記例ではＩＲ）の波形の一部を構成している。

次に、図１９から図２１を参照して、第３実施形態の回路構成及び動作について説明する。図１９において、図１と同じ構成要素については同じ符号を付して、その詳細な説明を省略する。

図１９において、符号５０はゼロクロス検出器、５１はパターン発生器、５２は掛算器、５３はヒステリシスコンパレータ、５４は変流器、をそれぞれ示している。図２０に示すように、線間電圧検出器８Ａ〜８Ｃによって、線間電圧が検出されると、ゼロクロス検出器５０は、その線間電圧のゼロクロス点を検出することで、線間電圧の位相を検出する。パターン発生器５１は、線間電圧検出器８Ａ〜８Ｃによって検出された線間電圧の波形と、ゼロクロス検出器５０によって検出された線間電圧の位相に基づいて、三角形状のパターンを発生する。同図に示すように、パターン発生器５１によって発生するパターンは、３０〜９０°及び２１０〜２７０°が線間電圧の正弦波の波形の０〜６０°に対応し、９０〜１５０°及び２７０〜３３０°が線間電圧の正弦波の波形の１２０〜１８０°に対応している。

ヒステリシスコンパレータ５３は、図２１に示すように、パターン発生器５１によって発生されたパターンが掛算器５２を経て得られた三角形状のパターン６０に対して、所定幅（電流制御範囲）６１が設けられてなるヒステリシス幅の中に、変流器５４によって検出された電流６２が入っているときだけ、双方向スイッチ３Ａ〜３Ｃを駆動する（オンする）駆動信号を出力する。これにより、図６に示すような線間電流（例えばＩＲＳ，ＩＴＲ）が生成される。

なお、上記においては、パターン発生器５１の出力と変流器５４の検出値に基づいて、変流器５４の検出値が、パターン発生器５１の出力通りの波形（図６参照）となるように双方向スイッチ３Ａ〜３Ｃをスイッチングする方法の一つとして、ヒステリシスコンパレータ５３を用いたが、ヒステリシスコンパレータ５３に代えて、パターン発生器で発生されたパターンに追従させるようにスイッチングする公知の方法を適用することが可能である。例えば、一定間隔で電流上限値に追従させるやり方でもよい。

また、上記においては、ヒステリシス幅は、線間電圧検出器８Ａ〜８Ｃによって検出された線間電圧の波形、及びゼロクロス検出器５０によって検出された線間電圧の位相に基づいて、パターン発生器５１により設定されたが、パターン発生器５１に代えて、関数発生器により設定されてもよい。

第３実施形態では、相電流（例えばＩＲ）を線間電流（例えばＩＲＳ，ＩＲＴ）の和として生成するに際して、上記第１実施形態に比べて、より小さな値の線間電流で相電流を生成することができる。上記第１実施形態では、図５に示すように、二つの線間電流（例えばＩＲＳ，ＩＲＴ）が一部において、相電流（例えばＩＲ）に対して正負を打消し合って、相電流（例えばＩＲ）を生成しているのに対して、第２実施形態では、図７に示すように、打消し合うことはないためである。また、電流値が低減できるため、スイッチング素子等の素子のコスト低減にもなる。

上記各実施形態において、力率改善回路（Ｒ相では、符号２Ａ，２Ｂ，３Ａ）は、単相整流器（Ｒ相では、符号４Ａ）の入力側に設けられたが、出力側に設けられてもよい。

本発明による三相整流回路の第１実施形態を示す回路図。 線間電流と相電流のベクトル図。 相電圧波形と線間電圧波形を示す図。 線間電圧波形と線間電流波形を示す図。 本発明による三相整流回路の第１実施形態において、図４の線間電流で生成される相電流の波形を示す図。 本発明による三相整流回路の第３実施形態における、線間電圧波形と線間電流波形を示す図。 本発明による三相整流回路の第３実施形態において、図６の線間電流で生成される相電流の波形を示す図。 軽負荷のときの第１リファレンス信号と第２リファレンス信号と搬送波との関係を示す図。 図８のときのリファレンス信号と搬送波とパルス信号の関係を示す図。 図８のときのリアクトル電流の波形図。 第１リファレンス信号が第２リファレンス信号の頂点と等しいときの搬送波との関係を示す図。 図１１のときのリファレンス信号と搬送波とパルス信号の関係を示す図。 図１１のときのリアクトル電流の波形図。 第１リファレンス信号が第２リファレンス信号の頂点より低いときの搬送波との関係を示す図。 図１４の場合において、第１リファレンス信号をリファレンス信号とした（第２リファレンス信号を０とした）ときのリアクトル電流の波形図。 図１４の場合において、第２リファレンス信号をリファレンス信号としたときのリファレンス信号と搬送波、及びパルス信号の関係を示す図。 図１６の場合において、移相器の移相遅れが０のときのリアクトル電流の波形図。 図１６の場合において、移相器の移相遅れが３°のときのリアクトル電流の波形図。 本発明による三相整流回路の第３実施形態を示す回路図。 本発明による三相整流回路の第３実施形態において、線間電圧検出器とゼロクロス検出器とパターン発生器の各出力の関係を示す図。 本発明による三相整流回路の第３実施形態において、ヒステリシスコンパレータの動作を説明する図。 図９の一部拡大図。 図１２の一部拡大図。 図１６の一部拡大図。 本発明による三相整流回路の第２実施形態を説明するための回路図。 本発明による三相整流回路の第２実施形態を示す回路図。 本発明による三相整流回路の第２実施形態の動作を説明するためのフローチャート。 本発明による三相整流回路の第２実施形態の効果を説明するためのタイムチャート。 本発明による三相整流回路の第２実施形態の効果を示すタイムチャート。

符号の説明

１Ａ、１Ｂ、１Ｃ Ｒ，Ｓ，Ｔ相の電源
２Ａ〜２Ｆ リアクトル
３Ａ，３Ｂ，３Ｃ 双方向スイッチ
４Ａ，４Ｂ，４Ｃ 単相整流器
５ 平滑コンデンサ
６ 負荷
７ 直流電圧検出器
８ 線間電圧検出器
９ 掛算器
１０ 三角波発生器
１１ 減算器
１２ 直流電圧設定器
１３ 調節器（ＰＩコントローラ）
１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ 絶対値演算器
１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ 移相器
１６Ａ〜１６Ｅ 優先回路（ダイオード）
１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃ コンパレータ

Claims (12)

1. 三相の各線間毎に設けられた三つの単相整流器と、
   前記三相の各線間毎に設けられた三つの力率改善回路とを備え、
   前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部は、それぞれ他の前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部と共通に接続され、
   前記単相整流器のＰ側及びＮ側の出力部の間には、コンデンサが接続され、
   前記力率改善回路は、相電圧と同位相の相電流が二つの線間電流の和として生成されるように前記線間電流を制御する
   ことを特徴とする三相整流回路。
2. 請求項１記載の三相整流回路において、
   前記力率改善回路は、
   前記単相整流器の入力側又は出力側の二相のそれぞれに接続されたリアクトルと、
   前記単相整流器の入力側又は出力側の二相間に接続された双方向スイッチと
   を備えている
   ことを特徴とする三相整流回路。
3. 請求項２記載の三相整流回路において、
   前記リアクトルを流れる電流がそれぞれ前記三相電源の線間電圧と同位相になるように前記双方向スイッチをスイッチングする制御部を備えている
   ことを特徴とする三相整流回路。
4. 請求項３記載の三相整流回路において、
   前記制御部は、三角波の信号と、リファレンス信号との比較結果に基づいて、前記双方向スイッチをスイッチングし、
   前記リファレンス信号は、直流電圧の設定値と前記三相整流回路から出力される直流電圧に基づいて生成される第１リファレンス信号と、前記三相電源の線間電圧に基づいて生成される第２リファレンス信号のうちいずれか大きい方の信号として生成される
   ことを特徴とする三相整流回路。
5. 請求項４記載の三相整流回路において、
   前記第２リファレンス信号は、前記三相電源の線間電圧に対して、位相が遅れた信号である
   ことを特徴とする三相整流回路。
6. 請求項３から５のいずれか１項に記載の三相整流回路において、
   前記制御部は、
   前記三相整流回路から出力される直流電圧に比例した三角波の信号を発生する三角波信号発生手段と、
   前記三相整流回路から出力される直流電圧に基づいて、直流の制御信号を生成する直流制御信号発生手段と、
   前記三相電源の線間電圧の絶対値を発生させる線間電圧絶対値発生手段と、
   前記制御信号と前記線間電圧の絶対値のレベルが高い方をリファレンス信号として出力するリファレンス信号発生手段と、
   前記三角波の信号よりも前記リファレンス信号のレベルが低いときに前記双方向スイッチを駆動する駆動信号を発生する駆動信号発生手段と
   を備えている
   ことを特徴とする三相整流回路。
7. 請求項６記載の三相整流回路において、
   前記制御信号発生手段は、
   予め設定された直流電圧を出力する直流電圧設定器と、
   前記直流電圧設定器により出力された前記直流電圧と、前記三相整流回路から出力された直流電圧とを演算し、前記演算の結果に基づいて前記制御信号を生成する演算器と、
   前記三相整流回路に対する運転指令に応答して、前記直流電圧設定器から出力された前記直流電圧が前記演算器に印加するように制御するスイッチと
   を備えたことを特徴とする三相整流回路。
8. 請求項７記載の三相整流回路において、
   前記制御信号発生手段には、前記三角波の信号の振幅と概ね同じ電圧値を制限電圧とする電圧制限手段が設けられている
   ことを特徴とする三相整流回路。
9. 請求項２記載の三相整流回路において、
   第１及び第２の前記リアクトルをそれぞれ流れる電流の和が前記相電圧と同位相の相電流を構成し、かつ前記第１及び第２のリアクトルをそれぞれ流れる電流をそれぞれ前記三相電源の線間電圧から生成するように前記双方向スイッチをスイッチングする制御部を備えている
   ことを特徴とする三相整流回路。
10. 請求項９記載の三相整流回路において、
    前記第１及び第２のリアクトルをそれぞれ流れる電流の波形は、いずれも前記相電流の波形の一部を構成している
    ことを特徴とする三相整流回路。
11. 請求項９または１０に記載の三相整流回路において、
    前記第１及び第２のリアクトルをそれぞれ流れる電流は、互いに６０°位相がずれている
    ことを特徴とする三相整流回路。
12. 請求項９から１１のいずれか１項に記載の三相整流回路において、
    前記制御部は、前記線間電圧に基づいて設定されるヒステリシス幅に、前記単相整流器の入力側を流れる電流が入っているときに前記双方向スイッチを駆動する駆動信号を出力する
    ことを特徴とする三相整流回路。

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