WO2012070201A1

WO2012070201A1 - 直流電源装置

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Publication number: WO2012070201A1
Application number: PCT/JP2011/006384
Authority: WO
Inventors: 京極　章弘; 吉朗土山; 吉田　泉; 川崎　智広; シンホイ戴
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2010-11-24
Filing date: 2011-11-16
Publication date: 2012-05-31
Also published as: CN103229406B; JPWO2012070201A1; JP5870265B2; CN103229406A

Abstract

　本発明の直流電源装置は、交流電源１からの交流電圧を整流する整流回路５と、整流素子４ａと単方向性のスイッチング素子４ｂを含んで構成され、リアクタ２を介して交流電源１からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部４と、整流回路５の出力側に設けられた平滑コンデンサ６と、交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部３と、スイッチング素子４ｂのオン時にスイッチング素子４ｂを流れる電流を検出する第２の電流検出部７とを備えており、制御部８が、第１の電流検出部３と第２の電流検出部７を用いて、入力電流のアンバランス検知を行うとともに、入力電流を略正弦波状に制御する。

Description

直流電源装置

　本発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、リアクタを介して交流電源からの交流電圧を短絡・開放（オン・オフ）するスイッチング手段と、を備え、直流出力電圧を所望の電圧に制御し、かつ、交流電源からの入力電流を予め定められた波形状（正弦波等）に制御する直流電源装置に関するものであり、特に、その直流電源装置における入力電流検出方法に関する。

　直流電源装置は、スイッチング手段を用いて、リアクタを介して交流電源からの交流電圧をオン・オフすることによって、交流電源からの入力電流を正弦波状に制御しつつ、交流電源からの交流電圧を所望の直流電圧に変換する構成を有する。このように構成された直流電源装置において、交流電源からの入力電流を直接検出してフィードバック制御を行う場合、入力電流に直流成分が重畳され、正と負の振幅の大きさがアンバランスになった状態においても入力電流を正しく検出することができるように、通常ＤＣ－ＣＴと呼ばれる電流センサが用いられる。

　ＤＣ－ＣＴは、主にホール素子とオペアンプによって構成され、原理上、電流の交流成分だけでなく、直流成分まで含めて検出することができる。しかし、ＤＣ－ＣＴは、一般に高価であるため、ＤＣ－ＣＴを用いた場合には安価な直流電源装置を構成することが難しくなる。

　また、入力電流の検出にＤＣ－ＣＴを用いて電流フィードバック制御を行う場合、ＤＣ－ＣＴに内蔵されるオペアンプのオフセット電圧によってオフセット誤差が生じるため、このオフセット誤差を考慮して設計を行う必要がある。オフセット誤差の影響が許容できない範囲の場合には、オフセット量を適宜補正するなどの工夫が必要であった。

　また、従来の直流電源装置においては、高価なＤＣ－ＣＴを用いることなく、安価なＡＣ－ＣＴ（カレントトランスまたは交流変流器）を用いることにより、入力電流をフィードバック制御する直流電源装置が提供されている。図１１は、ＡＣ－ＣＴを用いた従来の直流電源装置の構成を示す図である。図１１に示すように、直流電源装置は、複数の半導体スイッチング素子を含んで構成された制御整流回路２１と、交流電源（ＡＣ）からの入力電流を正弦波に生成し、負荷に供給する直流出力電圧を設定された直流電圧指令値と等しくなるように、制御整流回路２１を制御する制御信号を発生させる制御信号発生回路２６と、を具備している。制御信号発生回路２６の電流制御回路２３は、複数の半導体スイッチング素子へのドライブ信号、若しくはドライブ信号を生成する過程における信号に含まれる直流成分を除去する直流成分除去回路２２を備えている。このように、入力電流に直流成分が重畳されることを実質的に回避することにより、原理的に直流成分の検出ができないＡＣ－ＣＴ（交流変流器３）による入力電流検知を可能とする構成の直流電源装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。

特許第３８６３０４８号公報

　しかしながら、上記のように構成された従来の直流電源装置においては、交流電源からの交流電圧の正負のバランスや、複数のスイッチング素子におけるスイッチング特性（遅延時間など）や、スイッチング素子のオン期間における電圧降下が等しいという回路の対称性を前提に動作するよう構成されている。このため、上記の従来の直流電源装置においては、交流電源の電圧波形の歪みや、それぞれのスイッチング素子における特性差などに関して、回路の対称性が不十分なときには、適用できない場合があった。

　また、一回転において負荷トルクが周期的に変動するモータのインバータ負荷など、負荷電力が一定でなく、周期的な脈動を有する場合や、交流電源電圧や負荷の大きさが急変したときなどの過渡時の場合においても、回路の対称性は崩れている。このように回路の対称性が崩れている場合においても、入力電流がアンバランス状態になる恐れがあり、このような入力電流をＡＣ－ＣＴで正しく検知することは困難である。このため、上記の従来の直流電源装置においては、入力電流がアンバランスになっても、アンバランス状態であることを検知できないという課題があった。

　本発明は、上記の従来の直流電源装置における課題を解決するものであり、交流電源電圧における正負のバランスおよび回路の対称性、さらには負荷に周期的な脈動がないことなどの前提を一切必要とせず、しかも、交流電源電圧や負荷の急変時であっても、交流電源からの入力電流にアンバランスが生じた場合には、そのアンバランス状態を確実に検知することができる直流電源装置を提供することを目的とする。

　前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
　整流素子および単方向性のスイッチング素子を含んで構成され、リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
　前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
　前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
　前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子を流れる電流を検出する第２の電流検出部と、を備え、
　前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値を用いて、前記入力電流のアンバランス検知を行うとともに、前記入力電流を略正弦波状に制御する制御部を備える。

　上記のように構成された本発明の直流電源装置は、スイッチング素子のオン時に第２の電流検出部を流れる電流が、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しく、第１の電流検出部と第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の差が第１の電流検出部におけるオフセット成分に等しくなる。このため、本発明においては、スイッチング素子のオン時における第１の電流検出部および第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の絶対値の差情報を用いることにより、入力電流のアンバランス状態を検知することができる。

　また、本発明の直流電源装置は、交流電源からの交流電圧の位相を検出する電圧位相検出回路を備え、予め決められた複数の交流電圧位相において第２の電流検出部の読み値である検出電流値を検出し、交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における第２の電流検出部の検出電流値の差情報を用いて入力電流のアンバランス状態を検知する。

　本発明においては、スイッチング素子のオン時に第２の電流検出部を流れる電流が、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しく、第２の電流検出部が、双方向に電流が流れる交流電源の入力ラインとは異なり、常に同一方向に流れる電流を検出すればよいため、第２の電流検出部のオフセット誤差が無視できない場合においても、互いに交流電源の略１／２周期に相当する位相だけ離れた２つの交流電圧位相における第２の電流検出部の検出電流値の差を求めることにより、オフセット成分が相殺されるので、入力電流のアンバランス量を精度よく検知することができる。

　本発明の直流電源装置は、整流素子と単方向性のスイッチング素子を含んで構成されたスイッチング部のオン期間中に、スイッチング素子に流れる電流を検出する第２の電流検出部を備えることにより、入力電流のアンバランス量を検知できるので、入力電流を検出する第１の電流検出部に、安価なＡＣ－ＣＴ（カレントトランス）を用いることができる。

本発明に係る実施の形態１の直流電源装置の構成を示す図実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部の構成を示す回路図実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部の入力電流波形と出力電圧波形の一例を示した波形図実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部の別の構成例を示す図図３Ａの第１の電流検出部により形成される出力電圧波形を示す波形図入力電流において正負のバランスが取れている場合の入力電流波形の一例を示す波形図入力電流において正負のバランスが取れていない場合の入力電流波形の一例を示す波形図入力電流においてアンバランスが生じている状態において、図２Ａの第１の電流検出部により入力電流を検出した場合の出力電圧波形の一例を示す波形図実施の形態１の直流電源装置における入力電流と、スイッチング素子を流れる電流との関係を示しており、交流電圧の瞬時値が正の期間におけるスイッチング素子のオン時の電流の流れを示す図実施の形態１の直流電源装置における入力電流と、スイッチング素子を流れる電流との関係を示しており、交流電圧の瞬時値が正の期間におけるスイッチング素子のオフ時の電流の流れを示す図実施の形態１の直流電源装置における入力電流と、スイッチング素子を流れる電流との関係を示しており、交流電圧の瞬時値が負の期間におけるスイッチング素子のオン時の電流の流れを示す図実施の形態１の直流電源装置における入力電流と、スイッチング素子を流れる電流との関係を示しており、交流電圧の瞬時値が負の期間におけるスイッチング素子のオフ時の電流の流れを示す図実施の形態１の直流電源装置における第２の電流検出部７の回路構成の一例を示す図実施の形態１の直流電源装置における別の主回路構成例を示す図本発明に係る実施の形態２の直流電源装置の構成を示す図実施の形態２の直流電源装置において、交流電源電圧の瞬時値が正の期間（およそ位相９０度）における、入力電流とスイッチング素子を流れる電流の波形の一例を示す図実施の形態２の直流電源装置において、交流電源電圧の瞬時値が負の期間（およそ位相２７０度）における、入力電流とスイッチング素子を流れる電流の波形の一例を示す図ＡＣ－ＣＴを用いた従来の直流電源装置の構成を示す図

　第１の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
　整流素子および単方向性のスイッチング素子を含んで構成され、リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
　前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
　前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
　前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子を流れる電流を検出する第２の電流検出部と、を備え、
　前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値を用いて、前記入力電流のアンバランス検知を行うとともに、前記入力電流を略正弦波状に制御する制御部を備える。

　上記のように構成された第１の発明においては、第２の電流検出部を流れる電流が、間欠的でかつ、ゼロ（電流が流れない）若しくは正の値のみとなるので、第２の電流検出部が、入力電流のように双方向に流れる電流を検出する必要がなくなり、単方向に流れる電流のみを検出できればよい。このため、第１の発明においては、第２の電流検出部に、シャント抵抗やトランスなどで構成された簡単な構成のものを用いて、第１の電流検出部に比べてオフセット（直流成分）誤差の少ない検出を行うことができる。

　さらに、上記のように構成された第１の発明においては、スイッチング素子のオン時に第２の電流検出部を流れる電流が、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しくなるので、第２の電流検出部によって、入力電流のアンバランスを検知することが可能となる。

　第２の発明は、特に、第１の発明において、前記制御部が、前記入力電流のアンバランス検知を、前記スイッチング素子のオン時における前記第１の電流検出部および第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差情報に基づいて判断するよう構成されている。

　第２の発明においては、スイッチング素子のオン期間中に第２の電流検出部に流れる電流が、入力電流の絶対値に等しいため、第１の電流検出部の読み値である検出電流値と第２の電流検出部の読み値である検出電流値のそれぞれの絶対値の差情報を用いて、第１の電流検出部のオフセット誤差を推定することができる。

　また、第２の発明においては、特に、第１の電流検出部にＡＣ－ＣＴを用いた場合、第１の電流検出部のオフセット誤差と入力電流のアンバランス量がほぼ等しくなるため、同じ構成を用いることにより、入力電流のアンバランス検知を行うことができる。

　第３の発明は、特に、第２の発明において、前記制御部が、前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差が所定の電流値以上の場合、前記スイッチング素子を停止させるよう構成されている。このように構成された第３の発明においては、回路の異常や想定外の交流電源の変動などが原因となり、入力電流のアンバランスが規定以上の大きさになった場合、より早く異常状況であることを検知し、負荷への直流電圧の供給を停止することができる。

　第４の発明は、特に、第２または第３の発明において、前記制御部が、前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正し、補正した結果に基づいて前記入力電流を略正弦波状に制御するよう構成されている。このように構成された第４の発明においては、一時的にオフセットの影響等によって入力電流のアンバランス状態が発生した場合においても、正しく入力電流を検出することができ、入力電流のアンバランス状態を解消してバランスのとれた電流波形に保つことができる。

　第５の発明は、特に、第２または第３の発明において、前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路を備えており、予め決められた複数の交流電圧位相においてのみ、前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差を検出するよう構成されている。このように構成された第５の発明においては、制御部の演算頻度を下げることができ、入力電流のアンバランス検知に必要な精度を保ちつつ、制御部の演算負荷を軽減することができる。

　第６の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
　整流素子および単方向性のスイッチング素子を含んで構成され、リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
　前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
　前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
　前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子を流れる電流を検出する第２の電流検出部と、を備えた直流電源装置であって、
　前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路をさらに備え、
　前記制御部は、予め決められた複数の交流電圧位相において前記第２の電流検出部の検出電流値を検出し、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差情報に基づいて、前記入力電流のアンバランス検知を行うとともに、前記入力電流を略正弦波状に制御するよう構成されている。このように構成された第６の発明においては、第２の電流検出部のオフセット誤差を相殺することができるため、第２の電流検出部のオフセット誤差の影響を受けることなく、かつ、第１の電流検出部からの検出結果を用いることなく、入力電流のアンバランス検知を行うことができる。

　第７の発明は、特に、第６の発明において、前記制御部が、交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における第２の電流検出部の検出電流値の差が所定の電流値以上の場合、前記スイッチング部を停止させるよう構成されている。このように構成されただい７の発明においては、回路の異常や想定外の交流電源の変動などが原因となり、入力電流のアンバランスが規定以上の大きさになった場合、より早く異常状況であることを検知して、負荷への直流電圧の供給を停止することができる。

　第８の発明は、特に、第６または第７の発明において、前記制御部が、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正するよう構成されている。このように構成された第８の発明においては、一時的にオフセットの影響等によって入力電流にアンバランス状態が発生した場合においても、正しく入力電流を検出することができるため、入力電流のアンバランス状態を解消してバランスのとれた電流波形に保つことができる。

　第９の発明は、特に、第６または第７の発明において、前記予め決められた複数の交流電圧位相が、前記交流電源からの交流電圧の略ピーク位相を含むよう構成されている。このように構成された第９の発明においては、入力電流の絶対値が大きくなる交流電圧位相での検知により、入力電流に含まれるオフセット量、すなわち、入力電流のアンバランス量の検出精度を高めることができる。

　第１０の発明は、特に、第１乃至第３、若しくは第６または第７におけるいずれかの発明において、前記第２の電流検出部が、一次側がスイッチング素子に直列に接続されるとともに、２次側が整流されて抵抗終端されたカレントトランスにて構成されている。このように構成された第１０の発明においては、オフセット誤差の小さな第２の電流検出部を用いることができるとともに、第２の電流検出部によって、制御部と電流検出部との間を絶縁することができるため、直流電源装置の構成を簡単なものにすることができる。

　第１１の発明は、特に、第１乃至第３、若しくは第６または第７におけるいずれかの発明において、前記第２の電流検出部によって検出された検出電流値が、所定の電流値よりも大きくなったとき、前記スイッチング素子をオフする過電流保護動作を備えている。このように構成された第１１の発明においては、スイッチング素子の過電流保護回路のための電流検出として別の検出手段を用いる必要が無く、第２の電流検出部によって兼ねることで、直流電源装置をより簡単な構成にすることができる。

　以下、本発明に係る実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施の形態の直流電源装置においては、具体的な構成ついて説明するが、本発明の直流電源装置は以下の実施の形態の具体的な構成に限定されるものではなく、同様の技術的思想に基づく構成を含むものである。また、本発明は、交流電源からの交流電圧を一旦直流電圧に変換して負荷へ電力供給する各種電気機器、例えば冷蔵庫、洗濯機、ヒートポンプ給湯機などの電化製品など、入力電流の電流制御を行う直流電源装置を備えた各種電気機器に適用できるものである。

　（実施の形態１）
　図１は、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置の構成を示す図である。図１に示すように、実施の形態１の直流電源装置は、交流電源１の一方の交流ラインに接続されたリアクタ２と、リアクタ２に流れる電流、すなわち入力電流を検出する第１の電流検出部３と、整流素子４ａおよび単方向性のスイッチング素子４ｂとから構成されて、リアクタ２を介して交流電源１を短絡・開放（オン・オフ）する双方向性のスイッチング手段であるスイッチング部４と、スイッチング部４の両端に交流入力端がそれぞれ接続された整流回路５と、整流回路５の直流出力端間に接続された平滑コンデンサ６と、スイッチング素子４ｂに流れる電流を検出する第２の電流検出部７を具備する。

　なお、実施の形態１の直流電源装置におけるスイッチング素子４ｂは、必ずしもＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどの単方向性の素子でなくてもよく、双方向性の素子であっても、整流素子４ａ等によって実質的に単一方向にしか電流が流れない回路構成であればよい。

　さらに、実施の形態１の直流電源装置は、マイクロコンピュータなどから構成される制御部８と、交流電源１の両ライン間に接続された交流電圧位相検出回路９を備えている。交流電圧位相検出回路９は、例えば、ゼロクロス検出回路などで構成される。制御部８は、交流電圧位相検出回路９から得られる交流電源１のゼロクロス点と電源周期から、交流電源１の交流電圧位相を推定演算する電圧位相演算部８ａと、平滑コンデンサ６の直流電圧を直流電圧指令値と比較する電圧比較部８ｂと、電圧比較部８ｂの結果を基に比例積分補償演算を行う電圧制御部８ｃと、電流指令値を生成する電流指令生成部８ｄを備える。電流指令生成部８ｄは、電圧位相演算部８ａによって得られる交流電圧位相に相当する略正弦波状の基準電流波形の電流振幅値と、電圧制御部８ｃからの出力とを乗算することにより、電流指令値を生成する。

　また、制御部８は、第１の電流検出部３による検出電流値（読み値）と、第２の電流検出部７による検出電流値（読み値）の絶対値の差より入力電流におけるオフセット値、すなわちアンバランス量を演算するアンバランス検知部８ｅ（詳細は後述する）を備える。アンバランス検知部８ｅにおいて求められたアンバランス量によって、第１の電流検出部３の読み値である検出電流値を補正し、補正された入力電流の瞬時値と電流指令値とを電流比較部８ｆにおいて比較する。制御部８は、電流比較部８ｆの結果を基に補正された入力電流の瞬時値が電流指令値と等しくなるように、比例積分補償演算を行う電流制御部８ｇと、三角波状の搬送波を生成する搬送波生成部８ｈと、電流制御部８ｇの出力を搬送波と比較してスイッチング部４のＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ信号生成部８ｉと、を備えている。上記のように構成された実施の形態１の直流電源装置は、スイッチング部４をスイッチング動作させることにより、入力電流が略正弦波状に制御されつつ、直流電圧指令に応じて制御された直流電圧（出力電圧）を負荷１０へ供給する。

　なお、実施の形態１においては、制御部８内には、Ａ／Ｄ変換回路等で構成される直流電圧および各電流の検出部が設けられており、これらの検出部の表記については、図１では省略している。なお、第１の電流検出部３は、制御部８の内部に設けられた交流電流を直流電流に変換するＡ／Ｄ変換回路等を含むものとする。

　以下、アンバランス検知部８ｅにおけるアンバランス検知の方法、および第１の電流検出部３のオフセットを補正する方法について説明する。

　図２Ａは、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部３の構成を示す回路図である。図２Ｂは、第１の電流検出部３における入力電流波形と出力電圧波形（Ｖｏ）の一例を示した波形図である。

　図２Ａに示した第１の電流検出部３の構成は、入力電流の向きと絶対値の両方の情報を検出する回路構成の一例である。図２Ａに示した構成は、ＡＣ－ＣＴで構成された電流検出回路の一例である。図２Ａに示す第１の電流検出部３においては、ＡＣ－ＣＴにより検出された２次側電流がオフセット（Ｖcc／２）されている。図２Ｂに示すように、第１の電流検出部３は、制御部８内において、第１の電流検出部３の検出電圧を取り込むＡ／Ｄ変換回路の入力範囲に相当する電源電圧Ｖccの約１／２を中心として、入力電流に比例した出力電圧（Ｖｏ）が形成される。

　図３Ａおよび図３Ｂは、それぞれ、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部３の別の構成例を示す図である。図３Ａに示す第１の電流検出部３においては、ＡＣ－ＣＴにより検出された２次側電流が全波整流されて出力される構成である。図３Ａのように構成された第１の電流検出部３は、図３Ｂに示す出力電圧波形（Ｖｏ）を形成する。

　図３Ａの構成は、入力電流の絶対値情報のみを得る回路の一例である。図３Ｂに示すように、ＧＮＤ基準の出力電圧とすることによって、同一ＧＮＤを基準とした電源電圧Ｖccで動作する制御部８内のＡ／Ｄ変換回路を用いて、図２Ａに示した構成による検出方式と比べて、約２倍のＡ／Ｄ変換回路の分解能を得ることが可能である。

　図４Ａは、入力電流において正負のバランスが取れている場合の入力電流波形の一例を示す波形図である。図４Ｂは、入力電流において正負のバランスが取れていない場合、すなわちアンバランスが生じている状態の入力電流波形の一例を示す波形図である。

　図５は、図４Ｂに示すように、入力電流においてアンバランスが生じている状態において、前述の図２Ａに示した構成の第１の電流検出部３（ＡＣ－ＣＴ）により入力電流を検出した場合の出力電圧波形の一例である。図５の出力電圧波形においては、オフセット成分（直流レベル）をわかりやすくするために、第１の電流検出部３の出力結果において高周波成分をＬＰＦ（ローパスフィルタ）によってカットしたときの出力電圧波形を示している。

　図２Ａに示したようなＡＣ－ＣＴで構成された一般的な電流検出回路における入出力特性は、終端抵抗Ｒｏと励磁インダクタンスによって決まるＨＰＦ（ハイパスフィルタ）特性を備えるため、入力電流に含まれる直流成分および低周波成分がカットされている。その結果、図５に示すように、得られる出力電圧は、ほぼ正負のバランスがとれた波形となる。図３Ａに示した全波整流型の電流検出回路においても、折り返し前の出力電圧で考えれば同様である。

　したがって、第１の電流検出部３としてＡＣ－ＣＴを用いると、入力電流に直流成分があり、アンバランス状態となっている場合であっても、入力電流の直流成分が検出出力へ伝達されないために、第１の電流検出部３による検出結果は、オフセット（直流成分）の無いバランスのとれた波形となる。このとき、第１の電流検出部３におけるオフセット誤差は、入力電流に含まれる直流成分に相当するオフセット成分にほぼ等しい状態となっている。

　このため、ＡＣ－ＣＴで構成された第１の電流検出部３を用いて直接、入力電流のアンバランス状態を検知することは、原理的に困難である。

　図６Ａ～図６Ｄは、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における入力電流（第１の電流検出部３の検出対象）と、スイッチング素子４ｂを流れる電流（第２の電流検出部７の検出対象）との関係を示す図である。

　上記のように、図６Ａおよび図６Ｂは、交流電源１の交流電圧の瞬時値が正である電圧位相期間における入力電流の流れを示した図である。図６Ａは、スイッチング素子４ｂのオン時における入力電流の流れを示した図であり、図６Ｂは、スイッチング素子４ｂのオフ時における入力電流の流れを示した図である。

　図６Ｃおよび図６Ｄは、交流電源１の交流電圧の瞬時値が負である電圧位相期間における入力電流の流れを示した図である。図６Ｃは、スイッチング素子４ｂのオン時における入力電流の流れを示した図であり、図６Ｄは、スイッチング素子４ｂのオフ時における入力電流の流れを示した図である。

　図６Ａおよび図６Ｃに示すように、実施の形態１の直流電源装置においては、スイッチング素子４ｂのオン期間中において、第１の電流検出部３と第２の電流検出部７を流れる電流の大きさ（絶対値）は、一致する。

　また、図６Ａ～図６Ｄに示すように、第２の電流検出部７は、第１の電流検出部３のように双方向に流れる電流を検出する必要がなく、０（電流が流れていない状態）もしくは単一方向に流れる電流を検出すればよい。

　図７は、第２の電流検出部７の回路構成の一例を示す図である。図７に示した第２の電流検出部７は、ＡＣ－ＣＴ（カレントトランス）の２次巻線がダイオードＤ１と抵抗Ｒｏで構成された半波整流回路に接続されており、半波整流回路の終端がＧＮＤに接続されている。第２の電流検出部７においては、ＧＮＤ基準として抵抗Ｒｏの両端電圧を検出する構成としている。

　ダイオードＤ１は、スイッチング素子４ｂに電流が流れる際に、順方向となってＡＣ－ＣＴの２次側に電流が流れる向きに接続されている。抵抗Ｒｏには、ＡＣ－ＣＴの分流比（巻数比）に基づき、スイッチング素子４ｂを流れる電流に比例した電流が流れる。

　上記のように構成された第２の電流検出部７をＡＣ－ＣＴを用いて構成することによって、電流検出部と電位の異なる制御部８との間を絶縁して信号を伝達することができるだけでなく、制御部８と抵抗ＲｏのＧＮＤ電位を共通とすることができるので、制御部８内に具備されたＡＤ変換回路などを用いて簡単に入力電流の絶対値を検出することが可能となる。

　また、図７に示す第２の電流検出部７においては、スイッチング素子４ｂのオン直後に短時間に流れるリカバリ電流が１次巻線を流れる際に、２次巻線側で短絡電流を流す向きにダイオードＤ２が接続されている。このようにダイオードＤ２を接続することにより、第２の電流検出部７内のＡＣ－ＣＴが磁気飽和することなく、安定して動作を継続することができる。

　なお、図示していないが、第２の電流検出部７の別の構成として、図３Ａに示した全波整流型の構成を用いても、同様の効果を得ることが可能である。

　また、第２の電流検出部７をシャント抵抗で構成し、シャント抵抗の低電位側を共通ＧＮＤとする制御部８を用いて直接ＡＤ変換しても、原理上、オフセット誤差の影響を無視でき、同様の効果を奏することができる。

　また、図示していないが、第２の電流検出部７の検出結果にオフセット誤差が含まれる構成である場合においても、スイッチング素子４ｂがオフの期間で電流が流れていない期間の検出結果を０とみなして補正することにより、第２の電流検出部７の検出結果のオフセットの影響をなくすことが可能となる。

　以上のことから、実施の形態１における直流電源装置では、アンバランス検知部８ｅにおいて、第２の電流検出部７により、入力電流の絶対値に相当する電流を検出することができるため、スイッチング素子４ｂがオンとなっているタイミング毎に、第１の電流検出部３の読み値である検出電流値と第２の電流検出部７の読み値である検出電流値の絶対値の差を検出することによって、スイッチングの都度、入力電流のオフセット値を検出することができる。

　次に、制御部８における、第１の電流検出部３の検出結果の補正方法について、以下に記述する。

　電流比較部８ｆは、スイッチングの都度得られるオフセット値を入力電流におけるアンバランス量の瞬時値とみなして、このオフセット値を第１の電流検出部３の読み値である検出電流値から減ずる方向で補正する。

　その際、アンバランス検知部８ｅおよび電流比較部８ｆは、ノイズの影響を緩和するために、上記オフセット値をＬＰＦ演算したものをアンバランス量として補正処理を行ってもよい。

　また、電流比較部８ｆにおいて、第１の電流検出部３の読み値（検出電流値）はそのままとして、電流指令生成部８ｄからの電流指令値に上記のように検出されたオフセット値を加えることにより、電流制御部８ｇにて電流制御を行っても同様の結果が得られる。

　以上のように、実施の形態１の直流電源装置においては、アンバランス検知部８ｅによりアンバランス量検知を行い、第１の電流検出部３による検出電流値に対してオフセット補正することにより、第１の電流検出部３として、原理的に直流成分を検出できないＡＣ－ＣＴを用いても、交流電源１からの入力電流を、図４Ａに示すようにバランスのとれた正弦波状の電流波形に保つことができる。

　なお、実施の形態１の直流電源装置においては、スイッチングの都度、オフセット値を補正することにより、原理上、直流成分だけでなく、電源周波数よりも十分低い低周波成分についても補正を行うことができる。このため、実施の形態１の直流電源装置は、負荷電力に低周波の変動成分がある場合においても、正確に入力電流の検出を行うことができるという効果も奏する。

　また、実施の形態１の直流電源装置においては、第１の電流検出部３と第２の電流検出部７の読み値である検出電流値の絶対値の差が規定値を超えた場合には、入力電流のオフセット値（アンバランス量）が想定以上になっている状況であるため、制御部８が回路の異常や想定外の交流電源の変動があったと判断して、即座にスイッチング動作を停止させるよう構成することも可能である。

　さらに、実施の形態１の直流電源装置において、第１の電流検出部３にＡＣ－ＣＴに代えてＤＣ－ＣＴを用いた場合には、ＤＣ－ＣＴのオフセット誤差を補正することができるため、よりバランスのとれた入力電流波形を得ることが可能となる。

　なお、本発明の直流電源装置の主回路の構成は、図１に示した、整流回路５の交流入力側にてリアクタ２を介して交流電源１を短絡する回路構成に限られるものではなく、例えば図８に示すように、整流回路５の出力側にスイッチング素子４ｂが配置された回路構成においても、スイッチング素子４ｂのオン期間中において、第１の電流検出部３と第２の電流検出部７を流れる電流の絶対値は一致するので、同様の効果を奏することができる。

　また、実施の形態１の直流電源装置において、図示してはいないが、第２の電流検出部７は、スイッチング素子４ｂの電流を検出していることから、第２の電流検出部７を、スイッチング素子４ｂを流れる電流が予め定められた規定電流値よりも大きい場合にスイッチング素子４ｂをオフする過電流保護装置の電流検出部として兼用することで、少ない部品点数にて、入力電流制御と過電流保護を構成することも可能となる。

　（実施の形態２）
　図９は、本発明に係る実施の形態２の直流電源装置の構成を示す図である。図９に示すように、実施の形態２の直流電源装置は、前述の実施の形態１と同様に、交流電源１の一方の交流ラインに接続されたリアクタ２と、リアクタ２に流れる電流、すなわち入力電流を検出する第１の電流検出部３と、整流素子４ａおよび単方向性のスイッチング素子４ｂとから構成されて、リアクタ２を介して交流電源１を短絡・開放（オン・オフ）する双方向性のスイッチング手段であるスイッチング部４と、スイッチング部４の両端に交流入力端がそれぞれ接続された整流回路５と、整流回路５の直流出力端間に接続された平滑コンデンサ６と、スイッチング素子４ｂに流れる電流を検出する第２の電流検出部７と、を具備する。

　さらに、実施の形態２の直流電源装置は、制御部８と、交流電圧位相検出回路９とを備えている。制御部８は、交流電圧位相検出回路９から得られる交流電源１のゼロクロス点と電源周期から、交流電源１の交流電圧位相を推定演算する電圧位相演算部８ａと、平滑コンデンサ６の直流電圧を直流電圧指令値と比較する電圧比較部８ｂと、電圧比較部８ｂの結果を基に比例積分補償演算を行う電圧制御部８ｃと、電流指令値を生成する電流指令生成部８ｄと、を備える。電流指令生成部８ｄは、電圧位相演算部８ａによって得られる交流電圧位相に相当する略正弦波状の基準電流波形の電流振幅値と電圧制御部８ｃからの出力とを乗算することにより、電流指令値を生成する。

　また、制御部８は、電圧位相演算部８ａによって得られる交流電圧位相が交流電源電圧のピーク位相に相当する９０度および２７０度のそれぞれのタイミングにおいて、第２の電流検出部７で電流検出を行い、それぞれの電流の読み値（検出電流値）の差より入力電流のオフセット値、すなわちアンバランス量を演算するアンバランス検知部８ｅを備えている。さらに、制御部８は、第１の電流検出部３の読み値（検出電流値）を、アンバランス検知部８ｅにより算出されたアンバランス量で補正し、補正した結果得られた入力電流の瞬時値と電流指令値とを比較する電流比較部８ｆと、電流比較部８ｆの結果を基に補正された入力電流の瞬時値が電流指令値と等しくなるように、比例積分補償演算を行う電流制御部８ｇと、三角波状の搬送波を生成する搬送波生成部８ｈと、電流制御部８ｇの出力を搬送波と比較してスイッチング部４のＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ信号生成部８ｉと、を備えている。上記のように構成された実施の形態２の直流電源装置は、スイッチング部４をスイッチング動作させることにより、入力電流が略正弦波状に制御されつつ、直流電圧指令に応じて制御された直流電圧を負荷１０へ供給する。

　以下、実施の形態２におけるアンバランス検知部８ｅのアンバランス検知方法および第１の電流検出部３の検出結果に含まれるオフセットを補正する方法について、詳細に説明する。

　図１０Ａは、交流電源電圧の瞬時値が正の期間（およそ位相９０度）における、入力電流とスイッチング素子４ｂを流れる電流の波形の一例を示す図である。図１０Ａに示すように、交流電源電圧の瞬時値が正の期間においては、スイッチング素子４ｂがオンのときにスイッチング素子４ｂを流れる電流の大きさＩ２（90）は、入力電流の大きさＩ１(90)に等しい。

　図１０Ｂは、交流電源電圧の瞬時値が負の期間（およそ位相２７０度）における、入力電流とスイッチング素子４ｂを流れる電流の波形の一例を示す図である。図１０Ｂに示すように、交流電源電圧の瞬時値が負の期間においては、スイッチング素子４ｂがオンのときにスイッチング素子４ｂを流れる電流Ｉ２(270)は、入力電流の絶対値の大きさ（－Ｉ１(270)）に等しくなる。

　実際に、入力電流に直流成分Ｉdcが重畳している場合、交流電圧位相９０度における入力電流の大きさと、交流電流位相２７０度における入力電流の大きさの差は、およそ直流成分Ｉdcの２倍に等しくなる。

　第２の電流検出部７の検出結果である検出電流値に含まれる電流のオフセット成分をＩoffとし、交流電流位相９０度における検出電流値（Ｉ２（90））と、交流電流位相２７０度における検出電流値（Ｉ２(270)）は、いずれも正の値の電流であるため、第２の電流検出部７による検出電流値はオフセット成分Ｉoffが双方に加算された読み値となる。このため、アンバランス検知部８ｅで算出される、交流電圧位相９０度と２７０度における第２の電流検出部７の検出電流値の差は、オフセット成分Ｉoffの影響を受けることがなく、入力電流に含まれている直流成分Ｉdcの２倍に等しくなる。

　以上のように、実施の形態２の直流電源装置の構成において、第２の電流検出部７は、図７に示した構成に限定されるものではなく、オフセット誤差が大きなものであっても、そのオフセット成分が相殺されるため、使用することができるという利点を有する。

　なお、実施の形態２の直流電源装置の構成においては、電圧位相が９０度と２７０度の場合の構成について説明したが、本発明はこのような構成に限定されるものではなく、交流電圧位相が互いに１８０度離れたタイミングにおいて入力電流の絶対値の差を検出する構成においても同様の結果となる。

　したがって、実施の形態２の直流電源装置では、入力電流に直流成分が重畳し、アンバランス状態となっている場合、交流電圧位相が１８０度離れたタイミングでの入力電流の絶対値の差を、第２の電流検出部７を用いて検出することにより、入力電流がアンバランス状態にあることを正確に検知することができる。

　実施の形態２の直流電源装置においては、前述の実施の形態１と同様に、制御部８が入力電流のアンバランス量（前述のＩdcに相当）を用いて第１の電流検出部３の検出電流値を補正する構成を有しているため、第１の電流検出部３に直流成分を伝達できないＡＣ－ＣＴを使用することが可能となる。

　なお、実施の形態２の直流電源装置は、入力電流のオフセット値（アンバランス量）が規定値を超えた場合、制御部８が回路の異常や想定外の交流電源の変動があったと判断して、即座にスイッチング動作を停止させる構成としてもよい。

　また、実施の形態２の直流電源装置においては、検出する交流電圧位相タイミングを、前述のように交流電源１の一周期間に１組（９０度と２７０度）だけとせず、必要な検出精度に応じて、検出精度を向上させるために、交流電源１の一周期の間に、複数位相の組み合わせ（例：４５度と１３５度、１２０度と３００度などの組み合わせ）で行ってもよいし、それらの結果を平均して採用してもよい。ただし、交流電源１の交流電圧のピーク位相である９０度および２７０度を検知タイミングとする場合が最も入力電流のアンバランス量の絶対値が大きくなることから、９０度および２７０度を検知タイミングの１つに加えることにより、検出がより容易になるという効果を奏する。

　なお、実施の形態２の直流電源装置において示した、予め定められた電源周期の互いに１／２周期離れた複数の交流電圧位相タイミングでのみ電流検出動作、およびオフセット値の補正を行う制御動作を、前述の実施の形態１の構成の直流電源装置に適用してもよい。

　上記のように実施の形態１の直流電源装置において、実施の形態２の電流検出動作および補正を行う制御動作を行うことにより、制御部８の演算負荷が軽減される。さらに、このように構成された実施の形態１の直流電源装置において、特に９０度および２７０度の位相で電流検出を実行することにより、検出タイミングのずれによる影響が出にくくなり、実施の形態２と同様の効果を奏する。

　以上のように、本発明に係る直流電源装置は、低コストであるＡＣ－ＣＴを用いて入力電流を検出して電流制御を行う場合においても、交流電源や負荷の状態に関係なく、交流電源からの入力電流がアンバランス状態になったときを確実に検知することができる。このため、本発明は、交流電源からの交流電圧をいったん直流電圧に変換して負荷へ電力供給する、例えば冷蔵庫、洗濯機、ヒートポンプ給湯機などの電化製品などの入力電流の電流制御を行う直流電源装置を備えた各種電気機器への用途に適用することができる。

　１　交流電源
　２　リアクタ
　３　第１の電流検出部
　４　スイッチング部
　４ａ　整流素子
　４ｂ　スイッチング素子
　５　整流回路
　６　平滑コンデンサ
　７　第２の電流検出部
　８　制御部
　８ａ　電圧位相演算部
　８ｅ　アンバランス検知部
　９　交流電圧位相検出回路

Claims

　交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
　整流素子および単方向性のスイッチング素子を含んで構成され、リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
　前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
　前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
　前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子を流れる電流を検出する第２の電流検出部と、を備え、
　前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値を用いて、前記入力電流のアンバランス検知を行うとともに、前記入力電流を略正弦波状に制御する制御部を備えた直流電源装置。
　前記制御部は、前記入力電流のアンバランス検知を、前記スイッチング素子のオン時における前記第１の電流検出部および第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差情報に基づいて判断するよう構成された請求項１に記載の直流電源装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差が所定の電流値以上の場合、前記スイッチング素子を停止させるよう構成された請求項２に記載の直流電源装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正し、補正した結果に基づいて前記入力電流を略正弦波状に制御するよう構成された請求項２または３に記載の直流電源装置。
　前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路を備えており、予め決められた複数の交流電圧位相においてのみ、前記第１の電流検出部と前記第２の電流検出部の検出電流値の絶対値の差を検出するよう構成された請求項２または３に記載の直流電源装置。
　交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
　整流素子および単方向性のスイッチング素子を含んで構成され、リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
　前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
　前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
　前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子を流れる電流を検出する第２の電流検出部と、を備えた直流電源装置であって、
　前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路をさらに備え、
　前記制御部は、予め決められた複数の交流電圧位相において前記第２の電流検出部の検出電流値を検出し、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差情報に基づいて、前記入力電流のアンバランス検知を行うとともに、前記入力電流を略正弦波状に制御するよう構成された直流電源装置。
　前記制御部は、交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における第２の電流検出部の検出電流値の差が所定の電流値以上の場合、前記スイッチング部を停止させるよう構成された請求項６に記載の直流電源装置。
　前記制御部は、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正するよう構成された請求項６または７に記載の直流電源装置。
　前記予め決められた複数の交流電圧位相は、前記交流電源からの交流電圧の略ピーク位相を含むよう構成された請求項６または７に記載の直流電源装置。
　前記第２の電流検出部は、一次側がスイッチング素子に直列に接続されるとともに、２次側が整流されて抵抗終端されたカレントトランスにて構成された請求項１乃至３、若しくは請求項６または７のいずれか１項に記載の直流電源装置。
　前記第２の電流検出部によって検出された検出電流値が、所定の電流値よりも大きくなったとき、前記スイッチング素子をオフする過電流保護動作を備えた請求項１乃至３、若しくは請求項６または７のいずれか１項に記載の直流電源装置。