JP5283751B2 - 電力変換装置および電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置および電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法に関するものであり、特に、同期機の高速回転時の無負荷誘起電圧が直流電源電圧より高い場合に対応可能な電力変換装置および電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法に関する。

自動車や電車では、駆動システムによる加速、減速を行なわずに惰性で走行（惰行）することが運転モードの特徴である。同期機を使用する駆動システムでは、このような惰行の場合に、無負荷誘起電圧が発生し、この無負荷誘起電圧が電力変換装置を構成するスイッチング回路に逆並列接続されたダイオードを介して全波整流され、直流電圧（コンデンサの端子間電圧）が上昇して電源側に電力を回生し、駆動システム全体としてはブレーキ動作を行なうことになる。

関連する技術として、下記の特許文献１には、インバータの電源とインバータアーム間に一方向導通手段と開閉手段との並列接続回路を直列に挿入し、インバータを介して永久磁石形同期電動機を駆動する駆動装置であって、インバータの停止中には開閉手段を開放し、インバータの運転開始時には開閉手段を開放したままで、電動機の端子電圧が所定の値になるように励磁電流を制御し、電動機の端子電圧が所定値に達したとき開閉手段を閉とした状態で電動機のトルク電流を制御して電動機を加減速運転し、運転中のインバータを停止するときは、電動機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流をゼロに減少させた後、開閉手段を開放し、しかる後励磁電流を減少させてインバータの運転を停止させることを特徴とする電気車用永久磁石電動機の駆動装置が開示されている。特許文献１に開示された技術では、電源側のコンデンサの過電圧対策に関して考慮されている。

特開２０００−３０８３８８号公報

特許文献１では、インバータアーム側のコンデンサに関しては、ＩＧＢＴ等の半導体素子とインバータアーム側のコンデンサの電圧定格を適切に選ぶことで十分に対処できることとされている。しかしながら、ＩＧＢＴ等の半導体素子とインバータアーム側のコンデンサの電圧定格を適切に選んだとしても、無負荷誘起電圧がより高くなり、インバータアーム側のコンデンサが過電圧となり、インバータの停止を余儀なくされる場合が起こり得ると考えられる。そして、インバータアーム側のコンデンサを放電するためには、インバータアーム側のコンデンサに放電回路を付属させる必要があり、電力変換装置が必要以上に大きくなることやコストが大きくなるという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コンデンサ毎に放電回路を設ける必要をなくすことが可能な電力変換装置および電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、直流電源に直列に接続された断流器と、前記直流電源に前記断流器を介して並列に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに並列に接続され、直列に接続された抵抗器、および第１のスイッチング回路を含む放電回路と、同期機を駆動させる電力変換器と、前記電力変換器の直流側に並列に接続された第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に直列に接続された第２のスイッチング回路と、前記放電回路を制御する制御回路と、を備えた電力変換装置において、前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、を更に備え、前記制御回路は、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧に基づいて、前記放電回路を制御することを特徴とする。

本発明によれば、コンデンサ毎に放電回路を設ける必要をなくすことができる。つまり、直流電源に並列に接続された第１のコンデンサと電力変換器の直流側に並列に接続された第２のコンデンサの放電を１つの放電回路で行うことができるので、電力変換装置の小型化、部品点数低減による低コスト化を実現することができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す図である。 図２は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の制御回路１１の構成を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の要部動作を示す波形図である。 図４は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置の構成を示す図である。 図５は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置の制御回路１５の構成を示す図である。 図６は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置の要部動作を示す波形図である。

１ 直流電源
２ 断流器
３ 抵抗器
４、８ スイッチング回路
５ 放電回路
６、９ コンデンサ
７、１０ 電圧検出器
１１、１５ 制御回路
１２ 電力変換器
１３ 同期機
１４ 電流検出器
１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ 比較器
１７ａ、１７ｂ 反転（ＮＯＴ）器
１８ 保持（ラッチ）器
１９ａ、１９ｂ、１９ｃ 論理積（ＡＮＤ）器
２０ａ、２０ｂ 時素器

以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、これらの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す図である。本実施の形態にかかる電力変換装置は、直流電源１に直列に接続された断流器２と、直流電源１に断流器２を介して並列に接続された第１のコンデンサ６と、互いに直列に接続されて、コンデンサ６に並列に接続され過電圧を抑制する抵抗器３、および第１のスイッチング回路４と、同期機１３を駆動させる電力変換器１２と、電力変換器１２の直流側に並列に接続された第２のコンデンサ９と、コンデンサ９とコンデンサ６との間に直列に接続された第２のスイッチング回路８と、コンデンサ６の電圧を検出する第１の電圧検出器７と、コンデンサ９の電圧を検出する第２の電圧検出器１０と、スイッチング回路４、スイッチング回路８、および断流器２を制御する制御回路１１と、を備えている。抵抗器３、およびスイッチング回路４は、放電回路５を構成する。

実施の形態１では、同期機１３として、回転子に取り付けられた永久磁石による磁束を用いた永久磁石同期機を利用している。永久磁石同期機においては、永久磁石による磁束が一定であり、同期機１３単体の特性として、永久磁石による磁束密度と同期機１３の回転速度との積に比例した誘起電圧を発生する。この誘起電圧は、一般に無負荷誘起電圧と呼ばれている。これに対して、電力変換器１２は入力の直流電源１の直流電圧以上の電圧を発生することはできないことから、無負荷誘起電圧が電力変換器１２の最大出力電圧を越える領域では、永久磁石による磁束を打ち消すような磁束を電機子巻線で発生させるように、電力変換器１２でいわゆる弱め界磁制御を行って、高回転速度までの運転を行う。

一般に、自動車や電車などの電気車では、電力変換器が停止していて、力行でもなく回生でもない、惰性で走行する惰行という運転モードがあることが特徴である。そして、永久磁石同期機を利用した電気車の惰行においては、前述した無負荷誘起電圧が発生する。

図１に示す実施の形態１にかかる電力変換装置において、同期機１３で発生する無負荷誘起電圧が電力変換器１２の直流電圧（コンデンサ６の両端電圧に相当）よりも大きな領域では、同期機１３で発生する無負荷誘起電圧が電力変換器１２を構成するスイッチング回路Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚのダイオードを介して全波整流され、直流電圧が上昇し、直流電源１側に電力が回生され、システム全体としてはブレーキ力が発生し、ブレーキ動作が行われることになる。

また、電気車の惰行中に、弱め界磁制御のための励磁電流を流すべく電力変換装置が運転することは、永久磁石同期機の巻線に電流を流すことにより生じる銅損や電力変換器１２の損失が発生するので、省エネルギーの観点から好ましいことではない。特に、エネルギー効率が最重要課題の電気自動車においては、非常に大きな課題である。

そこで、実施の形態１では、図１に示すように、電力変換器１２とコンデンサ６の間にスイッチング回路８を直列に挿入し、電力変換器１２を介して同期機１３を駆動する。なお、実施の形態１において、スイッチング回路８は、例えばダイオード等の一方向導通回路を逆並列に接続した例えばＩＧＢＴ等のトランジスタ等の開閉回路を含んで構成することができ、電力変換器１２を構成するスイッチング回路Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚと同じものを使用することができる。また、スイッチング回路４も、スイッチング回路８と同様に、例えばダイオード等の一方向導通回路を逆並列に接続した例えばＩＧＢＴ等のトランジスタ等の開閉回路を含んで構成することができ、電力変換器１２を構成するスイッチング回路Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚと同じものを使用することができる。

制御回路１１は、電圧検出器１０によって検出されたコンデンサ９の電圧値、および電圧検出器７によって検出されたコンデンサ６の電圧値を入力として、断流器２、スイッチング回路４、およびスイッチング回路８を制御する。

電力変換器１２が加速運転を行う場合には、制御回路１１は、直流電源１から電力変換器１２に電力を供給するため、スイッチング回路８のトランジスタをオン状態に制御する。

また、電力変換器１２が運転を停止する場合には、制御回路１１は、スイッチング回路８のトランジスタをオフ状態に制御する。このときに同期機１３で発生する無負荷誘起電圧がコンデンサ９の電圧より大きい場合は、コンデンサ９は電力変換器１２を構成するスイッチング回路Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚのダイオードを介してピーク充電されるが、コンデンサ９の容量を適切に選択することにより、コンデンサ９は即座に充電され、システム全体としてブレーキ動作になることはない。

また、スイッチング回路８のトランジスタがオフ状態の場合には、電力変換器１２側から直流電源１側へという方向の電力の流れがスイッチング回路８によって遮断されるので、惰行時に同期機１３で発生する無負荷誘起電圧が直流電源１側に回生されることによって生じる不要なブレーキ力の発生とそれに伴う電力の損失を防ぐことができ、さらに、直流電源１の電圧が通常の電圧以上に上昇することを防ぐことができる。

図２に制御回路１１の構成の一例を示す。制御回路１１は、コンデンサ９の電圧値Ｖｃとコンデンサ６の電圧値Ｖｆｃを入力とし、コンデンサ９の電圧値Ｖｃとコンデンサ６の電圧値Ｖｆｃの値に応じて、スイッチング回路８、放電回路５を構成するスイッチング回路４、および断流器２を制御する信号を出力する。

図２に示すように、コンデンサ９の電圧値Ｖｃと過電圧の設定値を示す所定の閾値（ここでは、一例として、１８５０Ｖとする。）との比較を比較器１６ａで行い、コンデンサ９の電圧値Ｖｃが過電圧の設定値を示す所定の閾値（ここでは、１８５０Ｖ）以上になると、比較器１６ａは、値（論理信号）「１」を出力する。その比較器１６ａから出力された値「１」は、論理積（ＡＮＤ）器１９ａに入力される。なお、論理積（ＡＮＤ）器１９ａの出力信号は、保持（ラッチ）器１８によって、「１」の値を保持されるようになっている。つまり、保持（ラッチ）器１８は比較器１６ａの出力の値「１」を保持するようになっており、その保持条件は反転（ＮＯＴ）器１７ａと比較器１６ｂで決められている。コンデンサ９の電圧値Ｖｃは比較器１６ｂに入力され、コンデンサ９の電圧値Ｖｃは所定の閾値（ここでは、一例として、１６００Ｖとする。）と比較され、比較器１６ｂは、コンデンサ９の電圧値Ｖｃが所定の閾値（ここでは、１６００Ｖ）より低くなると値「１」を出力する。その比較器１６ｂの出力は、反転（ＮＯＴ）器１７ａに入力され、反転される。つまり、値「１」が反転（ＮＯＴ）器１７ａに入力されると、反転（ＮＯＴ）器１７ａから値「０」が出力されることになる。反転（ＮＯＴ）器１７ａの出力が「０」の場合は、保持（ラッチ）器１８は、比較器１６ａの出力「１」を保持したままになる。コンデンサ９の電圧値Ｖｃが所定の閾値（ここでは、１６００Ｖ）より大きくなると比較器１６ｂの出力は「０」となり、反転（ＮＯＴ）器１７ａの出力は、「１」となるため、保持（ラッチ）器１８は保持状態を解除して、比較器１６ａの値を「１」から「０」に変更する。つまり、コンデンサ９の電圧Ｖｃが一度１８５０Ｖになったら、１６００Ｖまで放電されるまで、断流器２を制御する制御信号ＳＣＳ（後述）は「０」となる。

また、コンデンサ６の電圧値Ｖｆｃは、比較器１６ｃに入力され、所定の閾値（ここでは、一例として、１６００Ｖとする。）と比較され、コンデンサ６の電圧値Ｖｆｃが所定の閾値（ここでは、１６００Ｖ）以上になると、比較器１６ｃは、値「１」を出力する。その比較器１６ｃから出力された値「１」は、論理積（ＡＮＤ）器１９ａに入力される。

論理積（ＡＮＤ）器１９ａは、比較器１６ａから出力された値と比較器１６ｃから出力された値が両方とも「１」である場合に信号「１」を出力する。なお、それ以外は、論理積（ＡＮＤ）器１９ａは、信号「０」を出力する。

論理積（ＡＮＤ）器１９ａの出力信号は反転（ＮＯＴ）器１７ｂに入力され、反転（ＮＯＴ）器１７ｂの出力信号は、断流器２を制御するＯＮ（反転（ＮＯＴ）器１７ｂの出力が「１」の場合）／ＯＦＦ（反転（ＮＯＴ）器１７ｂの出力が「０」の場合）制御信号ＳＣＳとなる。

比較器１６ａの出力信号は、時素器２０ａを通して、スイッチング回路４のＯＮ（時素器２０ａの出力が「１」の場合）／ＯＦＦ（時素器２０ａの出力が「０」の場合）制御信号ＧＳとなる。なお、時素器２０ａは、入力信号をある所定の時間（遅延時間）だけタイミングを遅らせて出力するものである。これは、断流器２が開放（ＯＦＦ）されるより、先にスイッチング回路４がＯＮすること（貫通電流が流れること）を防止する効果がある。そのため、時素器２０ａの遅延時間は、断流器２の開放する時間を見越して設定する（後述する図３における時刻ｔ１〜ｔ２の期間分（例えば、１００ｍｓｅｃ程度）に設定する）。

また、時素器２０ａの出力信号は更に時素器２０ｂに入力され、その時素器２０ｂの出力信号は比較器１６ｂの出力信号と合わせて論理積（ＡＮＤ）器１９ｂに入力される。その論理積（ＡＮＤ）器１９ｂの出力がスイッチング回路８のＯＮ（論理積（ＡＮＤ）器１９ｂの出力が「１」の場合）／ＯＦＦ（論理積（ＡＮＤ）器１９ｂの出力が「０」の場合）制御信号ＯＳとなる。なお、時素器２０ａの出力信号を更に時素器２０ｂに入力し、スイッチング回路８がＯＮするタイミングをスイッチング回路４がＯＮするタイミングより遅らせることにより、スイッチング回路８に大きな電流が流れることを防止でき、スイッチング回路８が壊れることを防止できる効果がある。

実施の形態１は、このような回路構成においてコンデンサ９の電圧が想定以上（例えば、想定の閾値以上等）に大きい電圧（過電圧）になった場合を考慮したものである。前述したように同期機１３で発生する無負荷誘起電圧は直流電源１の電圧より大きいので、制御方法などによっては、コンデンサ９の電圧が想定以上に大きい電圧になることがしばしば起こり得る。そのため、コンデンサ９の電圧を制御する（電荷を放電する）方法は重要であると言える。

次に、実施の形態１の動作について、図３を参照しながら説明する。
図３の時刻ｔ０において、電圧検出器１０によって検出可能なコンデンサ９の電圧が何らかの要因で上昇し過電圧になると、電力変換器１２の動作は停止し、制御回路１１は、スイッチング回路８のトランジスタをオフ状態に制御する。

このようにスイッチング回路８のトランジスタをオフ状態に制御した後、コンデンサ９の電圧とコンデンサ６の電圧に電位差がある状態でスイッチング回路８のトランジスタを再びオン状態にすると、スイッチング回路８のインピーダンスが小さいので、スイッチング回路８に大きな短絡電流が流れ、スイッチング回路８が破壊されることになる。これを防止するため、以下に説明するように、実施の形態１では、制御回路１１は、スイッチング回路８のトランジスタを再びオン状態に制御する前に、スイッチング回路４のトランジスタをオン状態に制御する。

時刻ｔ１において、制御回路１１は、断流器２をオフ状態に制御して、直流電源１側に電力が回生しないようにする。
時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング回路４のトランジスタをオン状態に制御する。これにより、コンデンサ６の電荷が放電されるので、電圧検出器７によって検出されたコンデンサ６の電圧が下がることになる。

時刻ｔ３において、制御回路１１は、スイッチング回路４のトランジスタをオン状態にしたまま、スイッチング回路８のトランジスタをオン状態に制御する。これにより、コンデンサ９の電荷が放電される。このように、コンデンサ９の電圧とコンデンサ６の電圧の電位差を少なくした後でスイッチング回路８のトランジスタをオン状態に制御することで、スイッチング回路８に大きな短絡電流が流れることを防ぎ、スイッチング回路８の破壊を防ぐことができる。実施の形態１においては、上記のような、２つのコンデンサ９とコンデンサ６の電荷の放電を、１つの放電回路５で実施することができる。

時刻ｔ４において、コンデンサ９の電荷が放電され、コンデンサ９の電圧が電力変換器１２が起動できる電圧にまで低下すると、制御回路１１は、スイッチング回路４のトランジスタをオフ状態に制御する。また、それに合わせて、制御回路１１は、スイッチング回路８のトランジスタもオフ状態に制御する。制御回路１１が以上のような制御を行うことにより、同期機１３で発生する無負荷誘起電圧が直流電源１やコンデンサ６に流れ込む（印加される）のを防止することができる。

以上説明したように、実施の形態１においては、コンデンサ９、およびコンデンサ６の各々に放電回路を設ける必要をなくすことができる。すなわち、コンデンサ９とコンデンサ６の放電を１つの放電回路５で行うことができるので、電力変換装置の小型化、部品点数低減による低コスト化を実現することができるという効果を奏する。

実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２について説明する。図４は、この発明の実施の形態２の電力変換装置の構成を示す図である。
なお、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

実施の形態２にかかる電力変換装置においては、実施の形態１にかかる電力変換装置と比較して、スイッチング回路８に流れる電流を検出する電流検出器１４を更に備えていることが特徴である。また、それに伴い、実施の形態２にかかる電力変換装置においては、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御回路１１に代えて、制御回路１５を備えている。

図５に制御回路１５の構成の一例を示す。実施の形態１の制御回路１１と比較して、スイッチング回路８に流れる電流を検出する電流検出器１４によって検出された電流ｉｄを入力として、ｉｄが所定の閾値（ここでは、一例として、１０００Ａとする。）より低い場合のみスイッチング回路８及びスイッチング回路４をＯＮするように、比較器１６ｄと論理積（ＡＮＤ）器１９ｃを追加する。そのことにより、スイッチング回路８に流れる電流値が所定の閾値（ここでは、１０００Ａ）より大きくなると、制御回路１５は、スイッチング回路８のトランジスタとスイッチング回路４のトランジスタをオフ状態に制御することができる。

次に、実施の形態２の動作について、図６を参照しながら説明する。図６の時刻ｔ３までは、実施の形態２の動作は、先に説明した実施の形態１の動作と同じであるので、説明を省略する。

図６の時刻ｔ４において、電流検出器１４で検出されたスイッチング回路８に流れる電流値が所定の閾値より大きくなると、制御回路１５は、スイッチング回路８のトランジスタとスイッチング回路４のトランジスタをオフ状態に制御する。これにより、スイッチング回路８が過電流によって破壊されることを防止できる効果を奏する。また、スイッチング回路８のトランジスタと合わせてスイッチング回路４のトランジスタをオフ状態にすることで、コンデンサ６の電圧が下がることを防止して、次にスイッチング回路８のトランジスタをオン状態にするときにコンデンサ９の電圧とコンデンサ６の電圧の電位差をできるだけ小さくすることができ、コンデンサ９の電圧とコンデンサ６の電圧の電位差による大きな電流が流れるのを防止できる効果を奏する。なお、時刻ｔ４のようにスイッチング回路８に大きな電流が流れる要因として、スイッチング回路４がオン状態にされずに（スイッチング回路４がオフ状態で）スイッチング回路８がオン状態にされる場合などが考えられる。

その後、時刻ｔ５において、制御回路１５は、再度、コンデンサ９の電荷の放電を行うためにスイッチング回路４のトランジスタをオン状態に制御する。さらにその後、直ぐに、時刻ｔ６において、制御回路１５は、スイッチング回路８のトランジスタをオン状態に制御して、コンデンサ９の電荷を放電する。

時刻ｔ６においてスイッチング回路８のトランジスタがオン状態に制御されてコンデンサ９の電荷が放電されることにより、時刻ｔ７において、コンデンサ９の電圧が電力変換器１２が起動できる電圧にまで低下すると、制御回路１５は、スイッチング回路４のトランジスタをオフ状態に制御する。また、それに合わせて、制御回路１５は、スイッチング回路８のトランジスタもオフ状態に制御する。制御回路１５が以上のような制御を行うことにより、同期機１３で発生する無負荷誘起電圧が直流電源１やコンデンサ６に流れ込む（印加される）のを防止することができる。

以上説明したように、実施の形態２においては、コンデンサ９、およびコンデンサ６の各々に放電回路を設ける必要をなくすことができる。すなわち、コンデンサ９とコンデンサ６の放電を１つの放電回路５で行うことができるので、電力変換装置の小型化、部品点数低減による低コスト化を実現することができるという効果を奏する。

また、スイッチング回路４が故障した場合などに放電を行おうとしてスイッチング回路８をオンした時にスイッチング回路８が破壊するのを防止することができる。そのため、スイッチング回路８の信頼性を向上できるという効果を奏する。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、電力変換装置および電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法に有用であり、特に、同期機の高速回転時の無負荷誘起電圧が直流電源電圧より高い場合に対応可能な電力変換装置および電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法に適している。

Claims (7)

1. 直流電源に直列に接続された断流器と、
   前記直流電源に前記断流器を介して並列に接続された第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサに並列に接続され、直列に接続された抵抗器、および第１のスイッチング回路を含む放電回路と、
   同期機を駆動させる電力変換器と、
   前記電力変換器の直流側に並列に接続された第２のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に直列に接続された第２のスイッチング回路と、
   前記放電回路を制御する制御回路と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出器と、
   前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
   を更に備え、
   前記制御回路は、
   前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧に基づいて、前記放電回路を制御し、
   前記第２のコンデンサを放電する場合に、前記断流器をオフ状態に制御し、前記第１のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第１のコンデンサを放電し、その後に、前記第２のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第２のコンデンサを放電する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電源に直列に接続された断流器と、
   前記直流電源に前記断流器を介して並列に接続された第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサに並列に接続され、直列に接続された抵抗器、および第１のスイッチング回路を含む放電回路と、
   同期機を駆動させる電力変換器と、
   前記電力変換器の直流側に並列に接続された第２のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に直列に接続された第２のスイッチング回路と、
   前記放電回路を制御する制御回路と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出器と、
   前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
   を更に備え、
   前記制御回路は、
   前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧に基づいて、前記放電回路を制御し、
   前記第１のコンデンサの電圧が第１の電圧閾値以上になり且つ前記第２のコンデンサの電圧が第２の電圧閾値以上になったときに、前記断流器をオフ状態に制御し、前記断流器が開放した後に、前記第１のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第１のコンデンサを放電し、前記第１のスイッチング回路がオン状態になった後且つ前記第２のコンデンサの電圧が第３の電圧閾値より低くなったときに、前記第２のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第２のコンデンサを放電する
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記第２のスイッチング回路に流れる電流を検出する電流検出器を更に備え、
   前記制御回路は、前記第２のコンデンサを放電するときに前記電流検出器によって検出された前記第２のスイッチング回路に流れる電流が電流閾値より大きくなると前記第２のスイッチング回路をオフ状態に制御すること
   を特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 直流電源に直列に接続された断流器と、前記直流電源に前記断流器を介して並列に接続された第１のコンデンサと、直列に接続された抵抗器、および第１のスイッチング回路を含み、前記第１のコンデンサに並列に接続された放電回路と、同期機を駆動させる電力変換器と、前記電力変換器の直流側に並列に接続された第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に直列に接続された第２のスイッチング回路と、前記第１および前記第２のスイッチング回路、ならびに前記断流器を制御する制御回路と、を備えた電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法であって、
   前記制御回路が、前記断流器をオフ状態に制御するステップと、
   前記制御回路が、前記第１のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第１のコンデンサを放電するステップと、
   前記制御回路が、その後に、前記第２のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第２のコンデンサを放電するステップと、
   を含むことを特徴する電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法。
5. 前記制御回路が、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧に基づいて、前記放電回路、前記断流器、および前記第２のスイッチング回路を制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法。
6. 前記制御回路が、前記第１のコンデンサの電圧が第１の電圧閾値以上になり且つ前記第２のコンデンサの電圧が第２の電圧閾値以上になったときに、前記断流器をオフ状態に制御するステップと、
   前記制御回路が、前記断流器が開放した後に、前記第１のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第１のコンデンサを放電するステップと、
   前記制御回路が、前記第１のスイッチング回路がオン状態になった後且つ前記第２のコンデンサの電圧が第３の電圧閾値より低くなったときに、前記第２のスイッチング回路をオン状態に制御して前記第２のコンデンサを放電するステップと、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法。
7. 前記制御回路が、前記第２のコンデンサを放電するときに前記第２のスイッチング回路に流れる電流が電流閾値より大きくなると前記第２のスイッチング回路をオフ状態に制御するステップを更に含むこと
   を特徴とする請求項５または６に記載の電力変換装置のコンデンサ電圧の制御方法。

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