JP6228910B2 - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents
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Description
また、ブラシレスモータの相切替時やPWM(Pulse Width Modulation)駆動時のスイッチング時にコイルから電源側に電流が流れてしまう現象(負電流)があり、このことで顧客システムに障害をきたす可能性がある。上記逆接続防止手段は、電力供給路を通じて顧客回路に負電流が流れることを防止する役割も担っている。
逆接続防止手段を有するモータ駆動制御装置には、例えば以下の文献がある。
また、特許文献2記載のモータ駆動回路は、逆接続防止手段として、MOSFETのスイッチ素子が用いられている。スイッチ素子は、電源の効率は殆ど低下しないという利点がある半面、顧客回路に負電流が流れることを防げないという問題がある。
近年、逆接続防止手段をダイオードで構成するよりも、効率改善が得られるMOSFETで回路を構成するケースが多くなってきている。しかし、MOSFETでは負電流が防げないため、顧客の要求によってはダイオードで構成せざるを得ず、この場合、効率が悪化する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
図1は、本実施形態におけるモータ駆動制御装置1を示す概略の構成図である。
図1に示すように、モータ駆動制御装置1は、単相のブラシレスモータであるモータ20の駆動を制御する。モータ20は、例えば、ホール素子である位置検出器30を備える。このモータ駆動制御装置1は、制御回路部4と、プリドライブ回路3と、Hブリッジ回路からなるインバータ回路2と、逆接続保護回路5と、負電流防止回路6と、を備える。
また、制御回路部4は、駆動制御信号Sdに同期したFD信号(第2の制御信号の一例)を生成してFD端子4aから負電流防止回路6に出力する。具体的には、制御回路部4は、各相の通電期間においては、駆動制御信号Sdがハイ(H)レベルであれば、FD信号をハイ(H)レベルとし、駆動制御信号Sdがロー(L)レベルであれば、FD信号をロー(L)レベルとする。その結果、制御回路部4は、ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3の駆動信号がハイレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Q11をオフさせず、ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3の駆動信号がローレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Q11をオフする。また、制御回路部4は、インバータ回路2における通電切換えの開始からその後の所定期間に亘って、FD信号(第2の制御信号の一例)を負電流防止回路6に出力して、逆接続防止用スイッチ素子Q11をオフさせる。
なお、各相の通電期間における第2の制御信号(FD信号)の立下がりタイミングは、必ずしも、第1の制御信号に同期している必要はなく、負電流の発生開始前であれば、第1の制御信号の立下がりタイミングよりも遅延したタイミングであってもよい。
ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3は、P型MOSFETである。ローサイドスイッチング素子Q2,Q4は、N型MOSFETである。
ハイサイドスイッチング素子Q1のドレインとローサイドスイッチング素子Q2のドレインとの接続ノードと、ハイサイドスイッチング素子Q3のドレインとローサイドスイッチング素子Q4のドレインとの接続ノードとの間には、モータ20が接続される。
なお、ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3とローサイドスイッチング素子Q2,Q4とは、MOSFETに限られず、他の種類の半導体スイッチ素子を用いてもよい。
逆接続防止用スイッチ素子Q11は、寄生ダイオードを有し、この寄生ダイオードは、カソードがインバータ回路2側に配されている。これにより、直流電源がモータ駆動制御装置1に正負が逆に接続された場合でも、このモータ駆動制御装置1のインバータ等に負の電圧が印加されなくなる。
FD信号がHレベルならば、ゲート電位D0は閾値電圧よりも低く、このときスイッチ素子Q12はオフする。
FD信号がLレベルならば、このとき、ゲート電位D0は抵抗R3,R4の抵抗比で決定され、スイッチ素子Q12のゲートの閾値よりも高くなるように調整されているため、スイッチ素子Q12はオンする。
スイッチ素子Q12がオンしているとき、逆接続防止用スイッチ素子Q11のゲート電圧とソース電圧の電位差が0Vとなるため、逆接続防止用スイッチ素子Q11はオフする。
スイッチ素子Q12がオフしているとき、逆接続防止用スイッチ素子Q11のゲートには、電源電圧を抵抗R1,R2で分圧した電圧が印加されるので、逆接続防止用スイッチ素子Q11はオンする。
つまり、FD信号がHレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Q11はオンする。このとき、電源の損失は少なくなり、よって電源の効率を向上させることができる。ダイオードで逆接続を防止する第1比較例では、負電流の発生を防止できても、電源の効率を向上することはできなかった。
FD信号がLレベルならば、逆接続防止用スイッチ素子Q11はオフする。このとき、負電流を防止することができる。給電ラインに逆接続防止用MOSFETを設けて常時オンする第2比較例では、電源の効率を向上することはできても、負電流の発生を防止できなかった。
負電流が発生するタイミングには、ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3へPWMが入力されている場合に発生する負電流発生タイミングであるパターン#1と、スイッチング素子の通電切換えタイミングで発生する負電流発生タイミングであるパターン#2とがある。
以下、図2および図3を参照して、負電流発生(図2(a)および図3(a)参照)と、負電流防止(図2(b)および図3(b)参照)について説明する。
図2(a)は、第2比較例のタイミングチャートを示している。図上側のタイミングチャートは、ハイサイドスイッチング素子Q1のゲート信号を電圧で示している。図下側のタイミングチャートは、直流電源Vddに流れる電流を示している。
図2(a)に示すように、PWM駆動の際に、ハイサイドスイッチング素子Q1のゲート信号がLレベルになったのちの期間P0に負電流(回生電流)が発生する。
FD信号は、ハイサイドスイッチング素子Q1のゲート信号と同期している。PWM駆動の際に、ハイサイドスイッチング素子Q1のゲート信号がLレベルになったならは、FD信号は同期してLレベルになり、逆接続防止用スイッチ素子Q11がオフする。これにより、期間P1に直流電源Vddに負電流(回生電流)が流れることを阻止できる。
ハイサイドスイッチング素子Q1のゲート信号がHレベルになったならは、FD信号は同期してHレベルになり、逆接続防止用スイッチ素子Q11がオンする。これにより、直流電源Vddの効率を向上させることができる。
図3(a)は、第2比較例のタイミングチャートである。図の上側から順に、ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3およびローサイドスイッチングQ2,Q4のゲート信号の電圧のタイミングチャートが示されている。図の下側に電源電流のタイミングチャートが示されている。
時刻t0において、ハイサイドスイッチング素子Q3のゲート信号とローサイドスイッチング素子Q2のゲート信号とがLレベルとなり、両素子がターンオフして通電切換えが開始する。これにより電源電流は次第に減少する。
時刻t1において、電源電流は0Aとなる。これ以降、時刻t1から時刻t3まで直流電源Vddに負電流(回生電流)が流れる。
時刻t2において、ハイサイドスイッチング素子Q1のゲート信号とローサイドスイッチング素子Q4のゲート信号とがHレベルとなり、両素子がターンオンして通電切換えが終了する。電源電流は減少から増加に転ずる。時刻t0〜t2の期間を通電切換え期間と呼ぶ。
時刻t3において、電源電流は0Aとなる。以降も電源電流は増加する。
時刻t0以前には、ハイサイドスイッチング素子Q3のゲート信号とローサイドスイッチング素子Q2のゲート信号とFD信号とがHレベルである。FD信号がHレベルなので逆接続防止用スイッチ素子Q11がオンし、良好な電源効率を得ることができる。
時刻t0において、ハイサイドスイッチング素子Q3のゲート信号とローサイドスイッチング素子Q2のゲート信号とがLレベルとなり、両素子がターンオフして通電切換えが開始する。これにより電源電流は次第に減少する。FD信号は、ハイサイドスイッチング素子Q3のゲート信号と同期してLレベルとなる。これにより、逆接続防止用スイッチ素子Q11がオフする。これにより、負電流を防止することができる。
時刻t2において、ハイサイドスイッチング素子Q1のゲート信号とローサイドスイッチング素子Q4のゲート信号とがHレベルとなり、両素子がターンオンして通電切換えは終了する。このとき、電源電流は0[A]を維持する。
時刻t3以降、電源電流は増加する。
時刻t4は、時刻t2から所定期間T1が経過した時刻である。この時刻t4に、FD信号はHレベルとなる。これにより逆接続防止用スイッチ素子Q11がオンし、良好な電源効率を得ることができる。
制御回路部4は、周期的に、このモータ制御処理を実行ずる。
ステップS1において、制御回路部4は、通電切換えの期間であるか否かを判断する。制御回路部4は、通電切換え期間であると判断したならば(Yes)、ステップS2に進み、通電切換え期間でないと判断したならば(No)、ステップS8に進む。
ステップS2において、制御回路部4は、ハイサイドスイッチング素子Q1またはハイサイドスイッチング素子Q3の駆動信号が、Low(Lレベル)であるか否かを判断する。制御回路部4は、この判断条件が成立しないならば(No)、このステップS2の処理を繰り返し、この判断条件が成立したならば(Yes)、ステップS3の処理に進む。
ステップS4において、制御回路部4は、次相のハイサイドスイッチング素子Q3またはハイサイドスイッチング素子Q1の駆動信号が、High(Hレベル)であるか否かを判断する。ここで次相とは、ステップS2以前においてハイサイドスイッチング素子Q1の駆動信号がHレベルならば、ハイサイドスイッチング素子Q3を駆動する相のことをいう。ステップS2以前においてハイサイドスイッチング素子Q3の駆動信号がHレベルならば、ハイサイドスイッチング素子Q1を駆動する相のことをいう。
制御回路部4は、この判断条件が成立しないならば(No)、このステップS4の処理を繰り返し、この判断条件が成立したならば(Yes)、ステップS5の処理に進む。これにより通電切り換えが終了する。
ステップS6において、制御回路部4は、タイマ設定したのち所定期間T1が経過し、タイムアウトしたか否かを判断する。制御回路部4は、この判断条件が成立しないならば(No)、このステップS6の処理を繰り返し、この判断条件が成立したならば(Yes)、ステップS7の処理に進む。
ステップS7において、制御回路部4は、FD信号をHigh(Hレベル)に設定し、ステップS8に進む。
ステップS8において、制御回路部4は、ハイサイドスイッチング素子Q1またはハイサイドスイッチング素子Q3の駆動信号をFD信号として出力し、図4の処理を終了する。
図5(a),(b)は、インバータ回路2をPWM駆動させている状態の電源電流波形を示すタイミングチャートである。
図5(a)は、第2比較例の電源電流波形を示している。
第2比較例では、給電ラインに逆接続防止用MOSFETを使用する構成であったため、負電流が発生していた。この負電流は、ハイサイドスイッチング素子Q1またはハイサイドスイッチング素子Q3を駆動するPWM信号に同期している。なお、電源電流波形には、スイッチングノイズが重畳している。
本実施形態では、負電流を有効に防止できていることが分かる。ここでは、ハイサイドスイッチング素子Q1またはハイサイドスイッチング素子Q3を駆動するPWM信号に同期して、逆接続防止用スイッチ素子Q11をオフしている。
図6(a)は、第2比較例の電源電流波形を示している。
第2比較例では、各ゲートをデューティ100%で駆動させているので、通電切換え期間とその直後に負電流が発生する。
本実施形態では、比較例で負電流が発生しているときに、電源電流は0[A]となる。よって、負電流を有効に防止できていることが分かる。
η−Qカーブの符号aで示した部分でわかるように、本実施形態は、第1比較例と較べて最大効率を1.54[%]改善することができる。よって本実施形態は、負電流防止と効率改善を両立させることができた。
(1) 逆接続防止用スイッチ素子Q11のゲートを制御回路部4で制御する回路構成にすることで、負電流の発生を抑えつつ、電源の効率を維持することができる。
(2) ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3がPWM信号で駆動されている場合に、好適に、負電流の発生を防止することができる。
(3) ハイサイドスイッチング素子Q1,Q3がデューティ100%で駆動されている場合の通電切換えタイミングに、負電流の発生を防止することができる。
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の(a)〜(k)のようなものがある。
(a) モータ駆動制御装置1の各構成要素は、少なくともその一部がハードウェアによる処理ではなく、ソフトウェアによる処理であってもよい。
(b) モータ駆動制御装置1は、少なくともその一部を集積回路としてもよい。
(c) モータ20は、ブラシレスモータに限定されず、他の種類のモータであってもよい。
(d) モータ20の相数は限定されない。
(f) 負電流防止回路6のスイッチ素子は、MOSFETに限定されない。例えば、バイポーラトランジスタであってもよい。
(g) 逆接続保護回路5は、直流電源Vddの正電極と負電極の少なくともどちらかとインバータ回路2との間に直列接続されていればよい。
(i) 図3および図6に示した信号波形は一例であり、これに限定されない。例えば、通電切換え期間におけるFD信号のレベル切換え(HレベルからLレベル)のタイミングは、必ずしも、通電切換えの開始タイミングでなくてもよく、通電切換え開始以降の負電流発生前の所定のタイミングであればよい。具体的には、図3(b)において、時刻t1ののち、負電流が発生するまでの所定期間が経過するまでFD信号をHレベルとし、所定期間経過後にFD信号をLレベルとしてもよい。これにより、更に電源の効率を向上させることができる。
(j) 図7に示したη−Qカーブは一例であり、これに限定されない。
(k) 図4に示したフローチャートは一例であり、これに限定されない。例えば、各ステップ間に他の処理が実行されてもよい。
2 インバータ回路
3 プリドライブ回路
4 制御回路部
4a FD端子
5 逆接続保護回路
6 負電流防止回路
20 モータ
30 位置検出器
Q1,Q3 ハイサイドスイッチング素子
Q2,Q4 ローサイドスイッチング素子
Q12,Q13 スイッチ素子
Q11 逆接続防止用スイッチ素子
R0〜R4 抵抗
Sd 駆動制御信号(第1の制御信号の一例)
D1 制御信号(第3の制御信号の一例)
Claims (4)
- ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが直列接続されたレグを有し、当該レグが直流電源の正極と負極との間に接続されてモータを駆動するインバータ回路と、
前記インバータ回路に駆動制御信号を出力するプリドライブ回路と、
前記直流電源の正電極と負電極の少なくともどちらかと前記インバータ回路との間に直列接続された逆接続防止用スイッチ素子を含む逆接続保護回路と、
位置検出信号に基づき、前記プリドライブ回路に第1の制御信号を出力するとともに、前記第1の制御信号に同期した第2の制御信号を生成して出力する制御回路部と、
前記第2の制御信号を入力し、該第2の制御信号に基づいて、前記逆接続防止用スイッチ素子のオン/オフ動作を制御する第3の制御信号を前記逆接続保護回路に出力する負電流防止回路と、を備え、
前記負電流防止回路は、前記第2の制御信号に基づき、負電流が発生するおそれがあるときに前記逆接続防止用スイッチ素子をオフさせる
ことを特徴とするモータ駆動制御装置。 - 前記制御回路部は、
前記ハイサイドスイッチング素子の駆動信号と同期している前記第2の制御信号を出力し、
PWM駆動の際に、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動信号がLレベルになったならば、前記第2の制御信号は同期してLレベルになり、前記逆接続防止用スイッチ素子をオフさせ、
前記ハイサイドスイッチング素子の駆動信号がHレベルになったならば、前記第2の制御信号は同期してHレベルになり、前記逆接続防止用スイッチ素子をオンさせる、
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動制御装置。 - 前記制御回路部は、
前記インバータ回路における通電切換え開始以降の所定期間、前記第2の制御信号を前記負電流防止回路に出力して、前記逆接続防止用スイッチ素子をオフさせる、
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動制御装置。 - ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが直列接続されたレグを有し、当該レグが直流電源の正極と負極との間に接続されてモータを駆動するインバータ回路と、
前記インバータ回路に駆動制御信号を出力するプリドライブ回路と、
前記直流電源の正電極と負電極の少なくともどちらかと前記インバータ回路との間に直列接続された逆接続防止用スイッチ素子を含む逆接続保護回路と、
前記プリドライブ回路に第1の制御信号を出力するとともに、前記第1の制御信号に基づく所定のタイミングで第2の制御信号を生成する制御回路部と、
前記第2の制御信号を入力し、該第2の制御信号に基づいて、前記逆接続防止用スイッチ素子のオン/オフ動作を制御する第3の制御信号を前記逆接続保護回路に出力する負電流防止回路と、
を備えるモータ駆動制御装置が実行するモータ駆動制御方法であって、
前記制御回路部は、
前記インバータ回路に出力する前記第1の制御信号に同期した前記第2の制御信号を前記負電流防止回路に出力する、
ことを特徴とするモータ駆動制御方法。
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