JP2010123044A - 過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

【課題】広範囲のデューティ比に対応して過電流検出できるようにする。
【解決手段】過電流保護回路１２が、コイルＬ１、コンデンサＣ１、微分回路８、過電流判定回路１１を主とした回路によって形成されている。微分回路８は、コンデンサＣ１の時間変動に基づくノードＮ４の電圧Ｖｋの変動を検出して出力電圧Ｖ０とする。過電流判定回路１１はこの出力電圧Ｖ０の出力結果に基づいてＮＭＯＳトランジスタ４に通ずる電流が過電流であるか否かを判定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を過電流から保護する過電流保護回路に関する。

この種の技術として、特許文献１に開示される技術が知られている。この特許文献１の技術思想では、電流検出抵抗がスイッチング素子に直列に接続されており、ＣＲフィルタが電流検出抵抗に誘起されるノイズを除去し、ＣＲフィルタを通して取出される電流検出抵抗の検出値が所定値を超えたときスイッチング素子を非駆動状態に設定している。
特開平５−８３９３２号公報

スイッチング素子として例えばＭＯＳトランジスタなどを用いた場合、駆動周波数が高いとＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間などに生じる寄生容量や寄生抵抗の影響に伴い、駆動電圧の立上り／立下りの遅れを生じることが発明者らによって確認されている。すると、例えば駆動電圧の立上り時に時間的なマスクを用いて所定電圧に至るまで待機し、所定電圧以上になったことを確認して十分にハイレベルに至ったことを確認してから過電流であるか否かを判定する必要が生じてしまう。

この場合、低デューティ比条件においてＭＯＳトランジスタを駆動しなければならない場合には、マスク時間がスイッチング素子の駆動時間を超えてしまい、実質的に過電流検出の判定を行うことができないという問題を生じる虞がある。尚、この課題はＭＯＳトランジスタに限らずスイッチング素子であれば生じる課題となる。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、広範囲のデューティ比に対応して過電流検出できるようにした過電流保護回路を提供することにある。

請求項１に係る発明によれば、ＰＷＭ高調波ノイズ除去用の誘導性リアクタンスが、スイッチング素子および誘導性負荷間の共通接続ノードと、２つの電源ノードのうち負荷接続側の所定ノードとの間に直列接続されており、ノイズ除去用の容量性リアクタンスがスイッチング素子または負荷に並列接続されており、微分回路が、所定ノードから誘導性リアクタンスおよび容量性リアクタンスを介して接続され当該リアクタンス成分によってノイズ除去された後の信号を微分した微分成分に基づいてスイッチング素子に通ずる電流が過電流であるか否かを判定しているため、たとえ低デューティ比で駆動する場合であっても時間マスクを要することなく過電流であるか否かを判定でき、限られた時間範囲内で過電流であるか否かを判定することができ、広範囲のデューティ比に対応して過電流検出できる。

請求項２記載の発明によれば、コンパレータがスイッチング素子および誘導性負荷間の共通接続ノードの電圧と予め定められた所定電圧とを比較し、第２判定手段がコンパレータの比較結果に基づいてスイッチング素子に通ずる電流が過電流であるか否かを判定しているため、より広範囲のデューティ比に対応して過電流検出できる。

請求項３記載の発明のように、誘導性リアクタンスおよび容量性リアクタンスがπ型のローパスフィルタを構成するように適用すると良い。

（第１の実施形態）
以下、本発明を、負荷を駆動制御する負荷駆動制御回路内に適用した過電流保護回路の第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。
図１は、負荷としてのモータを駆動する負荷駆動制御回路を中心に表わしている。本実施形態ではローサイドスイッチを適用した負荷駆動制御回路について説明する。
負荷駆動制御回路１は、制御回路２、ドライブ回路３、スイッチング素子としてのＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタと称す）４、ローパスフィルタ５、還流ダイオード７、微分回路８、コンパレータ９、１０、および、第１判定手段、第２判定手段としての過電流判定回路１１を具備し、誘導性負荷としてのモータ６を駆動するように構成されている。

制御回路２は、外部のＥＣＵ（図示せず）等からの制御指令を図示しない入力信号処理部において変換してＰＷＭ制御指令を生成し、そのＰＷＭ制御指令に基づいてＰＷＭ信号を生成すると、通常時には当該ＰＷＭ信号についてドライブ回路３を介してＮＭＯＳトランジスタ４に印加し当該トランジスタ４を駆動制御する。

電源ノードＮ１（＋Ｂ端子）にはバッテリ（電源：図示せず）の正側端子が接続され電源が与えられており、グランドノードＮ２はアースに接続されている。電源ノードＮ１とグランドノードＮ２との間には、モータ６とＮＭＯＳトランジスタ４とが直列接続されている。

ローパスフィルタ５がＮＭＯＳトランジスタ４とモータ６との間に介在して接続されている。このローパスフィルタ５は所謂ノイズ除去用のフィルタとして構成されている。具体的には、ローパスフィルタ５は例えば容量性リアクタンス（素子）としてのコンデンサＣ１、コンデンサＣ２と当該コンデンサＣ１、Ｃ２間の電源ノードＮ１側に直列に誘導性リアクタンス（素子）としてのコイルＬ１を接続したπ型のフィルタにより構成されている。

尚、電源ノードＮ１とグランドノードＮ２との間にはコンデンサＣ２が接続されており、当該コンデンサＣ２と並列に、コイルＬ１とコンデンサＣ１とが直列に接続されることによってπ型のフィルタが構成される。コンデンサＣ１はノードＮ４とグランドノードＮ２との間に接続されており、ＮＭＯＳトランジスタ４の出力側に対して当該ＮＭＯＳトランジスタ４と並列に接続されている。

モータ６の両端にはコイルＬ１を介して還流ダイオード７が接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ４と還流ダイオード７との共通接続点をノードＮ３とすると、還流ダイオード７のアノードはノードＮ３に接続されている。コイルＬ１とコンデンサＣ１との共通接続点をノードＮ４とすると、還流ダイオード７のカソードはノードＮ４に接続されている。

ノードＮ３の信号は、コンパレータ９の非反転入力端子に入力されている。コンパレータ９は、ノードＮ３の電圧を所定のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、当該比較結果を過電流判定回路１１に出力する。

ノードＮ４の信号は微分回路８に入力されている。微分回路８は、ノードＮ４の電圧の微分成分を出力するもので、具体的には、例えばオペアンプＯＰ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ３、Ｃ４を備えて構成されている。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には正の所定電圧Ｖｃが与えられている。この所定電圧Ｖｃは、通常動作時において微分回路８の出力直流成分を正の所定電圧Ｖｃに保つために設けられている。

オペアンプＯＰ１の反転入力端子とノードＮ４との間には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３とが直列接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子との間には抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４とによる並列回路が接続されている。このようにして微分回路８が構成されている。

微分回路８の出力（オペアンプＯＰ１の出力）は、コンパレータ１０に接続されている。このコンパレータ１０は、微分回路８の出力信号Ｖ０と所定のしきい値電圧Ｖｒｅｆ２とを比較してその比較結果を過電流判定回路１１に出力するように構成されている。過電流判定回路１１は、コンパレータ９の出力信号とコンパレータ１０の出力信号とに基づいて過電流であるか否かを判定し、その判定結果を制御回路２に出力する。

本実施形態では、ローサイドスイッチとなるＮＭＯＳトランジスタ４を過電流から保護する過電流保護回路１２を備えている。過電流保護回路１２は、特に機能的に作用する電気的要素としては、ＰＷＭ高調波ノイズ除去用の誘導性リアクタンスとしてのコイルＬ１、ノイズ除去用の容量性リアクタンスとしてのコンデンサＣ１、微分回路８、コンパレータ１０、過電流判定回路１１を主としており、必要に応じて、コンパレータ９を備える。

上記構成の作用について図２を参照しながら説明する。本実施形態では、ＰＷＭ信号の出力デューティ比が０％に近い値から１００％に近い広範囲の場合であり、特に出力デューティ比が所定値（例えば２０％）よりも低い値である場合に特徴を備えている。

図２は、ＮＭＯＳトランジスタ４のゲート電圧Ｖｇと、ノードＮ４の電圧Ｖｋと、微分回路の出力信号Ｖ０とのタイミングチャートを示している。
制御回路２は、ドライブ回路３を介してＰＷＭ信号をＮＭＯＳトランジスタ４に印加する。このとき、ＮＭＯＳトランジスタ４の入力容量が大きいため、図２に示すように、ゲート電圧Ｖｇの立上り、立下りの変化が緩やかな鋸波状の信号が、ドライバ回路３を介してＮＭＯＳトランジスタ４に印加される。

この図２において、ＶｔｈはＮＭＯＳトランジスタ４のオンオフ切替時のしきい値電圧を示している。
通常時においては、ＮＭＯＳトランジスタ４はＰＷＭ信号によりオンオフ駆動されている。このような場合、ＮＭＯＳトランジスタ４がオフしているときには、モータ６には回生電流が流れ、コンデンサＣ１、Ｃ２（特にコンデンサＣ１）には電荷が蓄積される。その後、ＮＭＯＳトランジスタ４に印加されるゲート電圧Ｖｇが０Ｖからしきい値Ｖｔｈ以上になると（図２の（１））、ＮＭＯＳトランジスタ４はオンし、モータ６に通電電流Ｉｍが流れる。この場合、コンデンサＣ１の蓄積電荷がモータ６およびＮＭＯＳトランジスタ４を通じて放電され、モータ６に通電電流Ｉｍが多く流れると、これに伴いノードＮ４の電圧Ｖｋが低下し始める。

微分回路８はこの電圧Ｖｋが低下する微分成分を検出する。微分回路８は、その特性が主にコンデンサＣ３と抵抗Ｒ２とで決定されるが、ノードＮ４の電圧低下成分は時間にほぼ比例して低下するため、微分回路８の出力電圧Ｖ０はほぼ一定の所定電圧Ｖ１で得られる。コンパレータ１０は、この出力電圧Ｖ０をしきい値電圧Ｖｒｅｆ２と比較した比較信号となるデジタル信号を過電流判定回路１１に与える。

また、ＮＭＯＳトランジスタ４に印加されるゲート電圧Ｖｇがしきい値Ｖｔｈ未満になると（図２の（２））、ＮＭＯＳトランジスタ４はオフし、モータ６に流れている電流Ｉｍが還流ダイオード７に回生して流れる。

この電流はコイルＬ１側に流れるのが妨げられコンデンサＣ１側に流れることによってコンデンサＣ１に電荷が蓄積される。これに伴いノードＮ４の電圧Ｖｋが上昇し始める。微分回路８はこの電圧Ｖｋが上昇する微分成分を検出する。ノードＮ４の電圧上昇成分はほぼ時間に比例して上昇するため、微分回路８の出力電圧Ｖ０はほぼ一定の所定電圧Ｖ２で得られる。コンパレータ１０は、この出力電圧Ｖ０をしきい値電圧Ｖｒｅｆ２と比較した比較信号となるデジタル信号を過電流判定回路１１に与える。

この後、ＮＭＯＳトランジスタ４に印加されるゲート電圧Ｖｇがしきい値Ｖｔｈ以上になると（図２の（３））、ＮＭＯＳトランジスタ４はオンし、モータ６に通電電流Ｉｍが流れる。コンデンサＣ１には電荷が蓄積されているため、この蓄積電荷もモータ６に流れるようになり、ノードＮ４の電圧が時間に比例して低下する。このようにして順次電圧変動が繰り返される。過電流判定回路１１に与えられるデジタル信号「ハイ」「ロウ」の切替周期は、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて変化する。

ここで、微分回路８の出力電圧Ｖ０について算出する。ＮＭＯＳトランジスタ４のオフ時間をΔｔとしモータ６の通電電流をＩｍとすると、コンデンサＣ１の両端電圧の変動ΔＶｋは、
ΔＶｋ ＝ Ｉｍ × Δｔ／（コンデンサＣ１の容量値） …（Ａ）
により近似することができる。

すると、微分回路８の出力電圧Ｖ０は、
Ｖ０ ＝ Ｖｃ −（コンデンサＣ３の容量値）×（抵抗Ｒ２の抵抗値）× ΔＶｋ
／（（抵抗Ｒ１の抵抗値） × Δｔ） …（Ｂ）
の近似式から近似して求めることができるため、
Ｖ０ ＝ Ｖｃ − （コンデンサＣ２の容量値）×（抵抗Ｒ２の抵抗値）× Ｉｍ
／（（抵抗Ｒ１の抵抗値） × （コンデンサＣ１の容量値））
として算出することができる。

したがって、出力電圧Ｖ０はモータ電流Ｉｍの関数となり、モータ電流Ｉｍが少なければ少ないほど出力電圧Ｖ０は高くなり、モータ電流Ｉｍが多ければ多いほど出力電圧Ｖ０は低くなる。

図２に示すように、過電流判定回路１１は、出力電圧Ｖ０が所定の判定値Ｖｒｅｆ２（例えば、電源電圧Ｖｃｃ）よりも低くなった場合には、コンパレータ１０の出力結果を受けてモータ６に異常電流が流れていると判定する。制御回路２はこの過電流判定回路１１による判定結果を受けてモータ６の出力を停止あるいは制限することができる。

これにより、微分回路８がノードＮ４に接続されており、このノードＮ４の電圧Ｖｋの変動成分を検出することによりモータ電流Ｉｍを検出できるため、たとえデューティ比が所定値（例えば２０％）以下であったとしても、ゲート電圧Ｖｇの立上り時から制限された時間範囲内でモータ電流Ｉｍが過電流であるか否かを判定することができ、広範囲のデューティ比に対応した過電流保護回路１２を構成することができる。

尚、本実施形態では、ノードＮ３にコンパレータ９が接続されており、このコンパレータ９はノードＮ３の電圧と所定のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、この比較結果を過電流判定回路１１に出力する。モータ電流Ｉｍが多いとＮＭＯＳトランジスタ４のオン電圧が上昇するため、ノードＮ３の電圧は高くなる。このため、コンパレータ９はこのノードＮ３の電圧を検出することでモータ電流Ｉｍが過電流であるか否かを判定するようにしている。本実施形態では、このコンパレータ９に基づいて過電流であるか否かを判定する方法は、デューティ比が所定値以上（例えば１００％（または１００％に近い場合））のときに有効な方法となっている。

本実施形態においては、ローサイドスイッチを適用したものにおいて、過電流保護回路１２が、コイルＬ１、コンデンサＣ１、微分回路８、過電流判定回路１１を主とした回路により形成されており、微分回路８がコンデンサＣ１の蓄積電荷の時間変動に基づくノードＮ４の電圧Ｖｋの変動を検出して出力電圧Ｖ０とし、過電流判定回路１１はこの出力結果に基づいてＮＭＯＳトランジスタ４に通ずる電流が過電流であるか否かを判定しているため、たとえＰＷＭ信号のデューティ比が所定値以下であったとしてもモータ電流Ｉｍが過電流であるか否かを素早く判定することができ、広範囲のデューティ比に対応した過電流保護回路１２を構成できる。

また、コンパレータ９がノードＮ３の電圧を所定電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、過電流判定回路１１がこの比較結果に基づいてＮＭＯＳトランジスタ４に通ずる電流が過電流であるか否かを判定しているため、特にデューティ比が所定値以上（例えば１００％に近い場合、または１００％）に有効となり、より広範囲のデューティ比に対応した過電流保護回路１２を構成できる。

図３は、デューティ比が所定値より高い場合（例えば９９．９％以上）の場合の図２相当のタイミングチャートを示している。ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％である場合には、コンパレータ９が設けられていないと例えば微分回路８のみでは過電流検出が困難となるため、この図３に示すように、通常動作時の所定周期Ｔ１（例えば１μｓ）に比較して格段（例えば１０００倍）に長い所定周期Ｔ２（例えば１ｍｓ）でパルス状にＰＷＭ信号のオンオフを行うと良い。

すると、ＰＷＭ信号の周波数を低下させることで、ＮＭＯＳトランジスタ４がオフとなる時間を確保することができ、ノードＮ４の電圧Ｖｋの変動成分（微分成分）を検出することができ、コンパレータ９を設けなくてもデューティ比が１００％に近い場合の過電流検出を行うことができる。

（第２の実施形態）
図４および図５は、本発明の第２の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、ハイサイドスイッチを適用した負荷駆動制御回路内の過電流保護回路に適用したところにある。前述実施形態と同一機能部分には同一符号を付して説明を省略する。

図４に示すように、負荷駆動制御回路１に代わる負荷駆動制御回路１３が構成されている。この負荷駆動制御回路１３には、ＮＭＯＳトランジスタ４に代えてＰチャネル型のＭＯＳトランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）１４がスイッチング素子として設けられている。このＰＭＯＳトランジスタ１４は、ドライブ回路３により駆動される。

図５は、図２に対応したタイミングチャートを示している。図５に示すように、ＰＭＯＳトランジスタ１４のゲート電圧Ｖｇがしきい値電圧Ｖｔｈよりも低下すると（図５の（５））、ＰＭＯＳトランジスタ１４はオンし、通電電流ＩｍがＰＭＯＳトランジスタ１４、モータ６を通じて流れる。このとき、コンデンサＣ１の蓄積電荷がＰＭＯＳトランジスタ１４を通じて放電され、ノードＮ４の電圧Ｖｋは時間に比例して徐々に上昇する。

この後、ＰＭＯＳトランジスタ１４のゲート電圧Ｖｇがしきい値電圧Ｖｔｈ以上になると（図５の（６））、ＰＭＯＳトランジスタ１４はオフし、電流Ｉｍが還流ダイオード７に回生する。このとき、コンデンサＣ１に電荷が蓄積されるため、ノードＮ４の電圧Ｖｋは時間に比例して徐々に下降する。この後は、同様な電圧変動が繰り返される（図５の（７）（８））。したがって、微分回路８はこの電圧変動を検出でき、前述実施形態と同様に過電流判定回路１１は過電流であるか否かを判定することができる。
このような実施形態においても前述実施形態とほぼ同様の作用効果を奏する。

（第３の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、微分回路に代えて、Ａ／Ｄ変換回路を適用して構成したところにある。前述実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図６に示すように、微分回路８に代えてＡ／Ｄ変換回路１５が形成されている。このＡ／Ｄ変換回路１５は、ノードＮ４の電圧Ｖｋを直接検出し、ノードＮ４の電圧の変動成分信号を過電流判定回路１１に代わる過電流判定回路１６に与えるもので、過電流判定回路１６は、Ａ／Ｄ変換回路１５の出力デジタル信号を検出すると、前述のノードＮ４の電圧の微分成分に基づいて過電流であるか否かを判定する。このような実施形態でも前述と同様の作用効果を奏する。

（他の実施形態）
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形または拡張が可能である。
コンパレータ９は必要に応じて設ければ良い。
ローパスフィルタ５はπ型のローパスフィルタに限らず、コンデンサ、コイルを複数段に設けてもよい。

スイッチング素子として、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＬＤＭＯＳトランジスタ）に適用したが、他のＦＥＴ、バイポーラトランジスタ，ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などでも良い。
負荷はモータに限ることなく、その他例えばコイルやランプなど、誘導性の負荷をＰＷＭ制御するものであれば適用が可能である。

本発明の第１の実施形態に係り、制御システムを概略的に示すブロック図 各ノードの電圧変化を示すタイミングチャート デューティ比が高い場合の各ノードの電圧変化を示すタイミングチャート 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１、１３は負荷駆動制御回路、２は制御回路、３はドライブ回路、４はＮＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）、５はローパスフィルタ、６はモータ（負荷）、７は還流ダイオード、８は微分回路、９、１０はコンパレータ、１１、１６は過電流判定回路（第１判定手段、第２判定手段）、１２は過電流保護回路、１４はＰＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）、１５はＡ／Ｄ変換回路、Ｃ１はコンデンサ（容量性リアクタンス）、Ｃ２〜Ｃ４はコンデンサ、Ｌ１はコイル（誘導性リアクタンス）を示す。

Claims (3)

1. ２つの電源ノード間に誘導性負荷と共に直列接続されるスイッチング素子にＰＷＭ信号を印加して前記誘導性負荷を駆動制御する場合に、前記スイッチング素子を過電流から保護する過電流保護回路であって、
   前記スイッチング素子および前記誘導性負荷間の共通接続ノードと前記２つの電源ノードのうち前記負荷接続側の所定ノードとの間に直列接続されたＰＷＭ高調波ノイズ除去用の誘導性リアクタンスと、
   前記スイッチング素子に並列接続されたノイズ除去用の容量性リアクタンスと、
   前記所定ノードから前記誘導性リアクタンスおよび前記容量性リアクタンスを介して接続され当該リアクタンス成分によってノイズ除去された後の信号を微分した微分成分に基づいて前記スイッチング素子に通ずる電流が過電流であるか否かを判定する第１判定手段とを備えたことを特徴とする過電流保護回路。
2. 前記スイッチング素子および前記誘導性負荷間の共通接続ノードの電圧と予め定められた所定電圧とを比較するコンパレータと、
   前記コンパレータの比較結果に基づいて前記スイッチング素子に通ずる電流が過電流であるか否かを判定する第２判定手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。
3. 前記誘導性リアクタンスおよび前記容量性リアクタンスは、π型のローパスフィルタを構成することを特徴とする請求項１または２記載の過電流保護回路。

Images