JP5259173B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。

リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉｔ／ｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。

［第１の従来技術］
このＬＮ光変調器にはｚ−カット基板を使用するタイプとｘ−カット基板（あるいはｙ−カット基板）を使用するタイプがある。ここでは、第１の従来技術としてｘ−カットＬＮ基板とコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｘ−カット基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図１０に示す。図１１は図１０のＡ−Ａ’における断面図である。なお、以下の議論はｚ−カット基板でも同様に成り立つ。

図中、１はｘ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ_２バッファ層、３はｘ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、光は光入射用端面３０から光導波路３に入射させる。なお、この光導波路３はマッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成しており、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図１１においてＳは中心導体４ａの幅で６μｍから２０μｍ程度であり、一般には１０μｍ前後が使用されている。一方、Ｗは中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）である。

この第１の従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（マイクロ波、あるいはＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、ＳｉＯ_２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎ_ｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍ）を相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎ_ｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。

次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧と高周波電気信号とを印加する必要がある。

図１２に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖ_ｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図１２に示すように、通常、ＤＣバイアス電圧Ｖ_ｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。

図１３には半波長電圧Ｖπと相互作用部の長さＬとの積Ｖπ・ＬとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。なお、ＣＰＷのギャップＷとしては、現状２０μｍ〜３０μｍ程度が使用されている。ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光と相互作用する高周波電界強度が大きくなる。従って、この図に示すように、ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、この積Ｖπ・Ｌは小さくなる。そして、この積Ｖπ・Ｌが低いほど駆動電圧が低いＬＮ光変調器を実現できる。１０Ｇｂｐｓ以上の速度でＬＮ光変調器を駆動する際の駆動電圧は５〜６Ｖ程度が実用上の限界であり、さらに少しでも駆動電圧が低いことが望まれる。よって駆動電圧の観点からは、ＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

図１４には高周波電気信号のマイクロ波の等価屈折率ｎ_ｍとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。図には相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎ_ｏ（ｎ_ｏ≒２．２）も示している。

ＣＰＷのギャップＷが狭くなると中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生成された高周波電気信号は比誘電率が４程度と低いＳｉＯ_２バッファ層２を多く感じるので、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを低減することができる（なお、ｘ−カットＬＮ基板１の比誘電率は３５程度である）。

一般に、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍは光の等価屈折率ｎ_ｏよりも大きく、ＬＮ光変調器を高速・広帯域で動作する際の大きな制限要因となっている。そのためＬＮ光変調器を１０Ｇｂｐｓ以上の高速で駆動するには、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけることが不可欠となる。この観点からもＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

以上のように、駆動電圧を低減するとともにマイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるという観点からはＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましいことがわかったが、第１の従来技術においてＣＰＷのギャップＷを１５μｍ以下に狭くした際に生じる問題点について以下に記す。

図１５は中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の特性インピーダンスＺ（以下の図１７におけるＺ_３に対応）についてＣＰＷギャップＷを変数として示す。ＣＰＷギャップＷを狭くすると、特性インピーダンスＺが３０Ωあるいはそれ以下と著しく低くなり、ほぼ５０Ω系の外部信号源との間にインピーダンス不整合を生じてしまう。つまり、高周波電気信号のパワー反射率（いわゆるＳ_１１）が劣化するという問題が生じる。

次に、このことについてさらに詳しく考察する。図１０に示したｘ−カット基板ＬＮ光変調器を構成する中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を図１６に示す。

ここで、Ｉは不図示の外部信号源からの高周波電気信号をＣＰＷ進行波電極４に印加するための不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）を接続する入力用フィードスルー部、ＩＩは入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは入力側接続部）、ＩＩＩは電気信号と光が相互作用する相互作用部、ＩＶは出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは出力側接続部）である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続される。

なお、入力用フィードスルー部Ｉの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルーの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。

図１７には図１０に示したｘ−カット基板ＬＮ光変調器の等価回路を示す。ここで、５と６は外部回路に対応し、５は電気的ドライバなどの外部信号源、６は外部信号源の特性インピーダンスＲ_ｇ（あるいは、負荷抵抗、出力インピーダンス、インピーダンスと呼ばれる）を表す。また、７〜１１は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの等価的な線路に各々対応する。具体的には、７は入力用フィードスルー部Ｉ、８は入力側接続部ＩＩ、９は相互作用部ＩＩＩ、１０は出力側接続部ＩＶ、１１は出力用フィードスルー部Ｖの線路を各々表す。また、１２は終端抵抗である。

さらに、Ｚ_１〜Ｚ_５は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの特性インピーダンスであり、具体的には、Ｚ_１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ_２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ_３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ_４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ_５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスに対応している。また、Ｚ_Ｌは終端抵抗１２の抵抗値である。

次に、図１０から図１７に示した第１の従来技術のｘ−カット基板ＬＮ光変調器について、インピーダンス不整合と変調帯域の観点からの問題点について考察する。

図１７において、Ｚ_ｉｎは外部信号源５とＲ_ｇである負荷抵抗６（あるいは、出力インピーダンス、特性インピーダンス、あるいはインピーダンスをとする）からｘ−カット基板ＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスとなる。つまり、Ｚ_ｉｎは入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗１２の抵抗値Ｚ_Ｌを、各部の長さと各部を伝搬する電気信号の等価屈折率を考慮した伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。図中の１３は外部信号源５や負荷抵抗６と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。

駆動電圧を下げ、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるためにＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くした場合を考察する。この場合、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３は３０Ωあるいはそれ以下と低くなる。

さて、第１の従来技術では、その他の線路７、８、１０、１１の特性インピーダンス、つまり入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗１２の抵抗値Ｚ_Ｌは全て相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３と等しくしていた（つまり、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚ_３＝Ｚ_４＝Ｚ_５＝Ｚ_Ｌ）。

その結果、外部信号源５の負荷抵抗６からｘ−カット基板ＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスＺ_ｉｎの実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ）は図１８の実線で示すようにほとんど周波数ｆに依存せず、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３と一致し、３０Ωもしくはそれ以下と低かった。

それに伴い、光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜^２は入力インピーダンスＺ_ｉｎと外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲ_ｇ（あるいは負荷抵抗、出力インピーダンス、あるいはインピーダンス）とのインピーダンス不整合のために、図１９に示すように、周波数ｆとともに急速に劣化し３ｄＢ光変調帯域として１０ＧＨｚを確保することが極めて困難であった。

なお、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚ_３＝Ｚ_４＝Ｚ_５＝Ｚ_Ｌと仮定すると、Ｚ_ｉｎ（この場合には、Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_３）が３０Ωになると高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ_１１）は図２０に示すように約−１２ｄＢと高く（悪く）なってしまう。ここで、高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ_１１）は次の式で与えられる。
Ｓ_１１＝｜（Ｒ_ｇ−Ｚ_ｉｎ）／（Ｒ_ｇ＋Ｚ_ｉｎ）｜^２ （１）
また、反射された高周波電気信号は外部信号源５へ戻り、外部信号源５から出力される電気信号に重畳されるので、変調された光パルスのジッタ２ｐｓを越えてしまう。このように光パルスのジッタが増加すると実際の光伝送において誤り率が高く（悪く）なるので、光パルスのジッタとしては２ｐｓ以下と小さくすることが望ましい。

［第２の従来技術］
第１の従来技術における外部信号源５の特性インピーダンスＲ_ｇと相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３とのインピーダンス不整合を改善するための技術として、以下において特許文献１に提案された第２の従来技術について説明する。ここで、図１０から図２０に示した第１の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

図２１に第２の従来技術に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。第２の従来技術においても第１の従来技術と同様に、Ｉは入力用フィードスルー部、ＩＩは入力側接続部、ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。これらの第１の従来技術と同じ構成に加えて、図２１に示す第２の従来技術には長さＬ_６のインピーダンス変換部ＶＩが付加されている。

図２１の相互作用部ＩＩＩのＢ−Ｂ’におけるｘ−カット基板ＬＮ光変調器としての断面図を図２２に示す。図１１に示した第１の従来技術と同様に、図２２に示す第２の従来技術でもＣＰＷのギャップＷを１５μｍ程度以下と極めて狭く設定した場合を想定する。ＣＰＷのギャップＷをこのように狭くすると、前述のように駆動電圧を低減できるとともに高周波電気信号のマイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけることができるという利点はあるものの、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３は３０Ωかそれ以下となる。

またインピーダンス変換部ＶＩのＣ−Ｃ’におけるｘ−カット基板ＬＮ光変調器としての断面図を図２３に示す。インピーダンス変換部ＶＩにおけるＣＰＷのギャップＷ’は５０μｍ程度と相互作用部ＩＩＩにおけるＣＰＷのギャップＷよりも広く設定される。

図２４には第２の従来技術の等価回路を示す。図１７に示した第１の従来技術と同じく、Ｚ_１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ_２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ_３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ_４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ_５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスであるが、第２の従来技術には特性インピーダンスＺ_６のインピーダンス変換部ＶＩ（あるいは線路１４）が付加されている。

図２４中の１３は外部信号源５の負荷抵抗６（出力インピーダンス、特性インピーダンス、あるいはインピーダンスをＲ_ｇとする）と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。図２４においてＺ_ｉｎ’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から第２の従来技術のｘ−カット基板ＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。

つまり、Ｚ_ｉｎ’は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗１２の抵抗値Ｚ_Ｌを伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。

前述のように、第２の従来技術においてはＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くしたので、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３は３０Ωあるいはそれ以下と低くなっている。

次に、インピーダンス変換部ＶＩの作用について考察する。簡単のために、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_５、及び終端抵抗１２のＺ_Ｌについて、Ｚ_２＝Ｚ_３＝Ｚ_４＝Ｚ_５＝Ｚ_Ｌが成り立っているとする。但し、入力側接続部ＩＩと出力側接続部ＩＶはそれらの長さが短いので、特性インピーダンスＺ_２、Ｚ_４が合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’に与える影響は小さい。

この場合の等価回路を図２５に示す。ここで、Ｚ_２、Ｚ_３、Ｚ_４、Ｚ_５、Ｚ_Ｌを合成して形成した合成部ＩＩＩ’を表す伝送線路１５の特性インピーダンスをＺ_３’とした。また、図２１に記した特性インピーダンスがＺ_６であるインピーダンス変換部ＶＩの長さを図２５にもＬ_６として示している。

ここで、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１を外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲ_ｇと同じ５０Ωとする。

伝送線路の縦続接続の理論からよく知られているように、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６と長さＬ_６を
Ｚ_６ ＝（Ｚ_１・Ｚ_３’）^１／２ （２）
Ｌ_６ ＝ λ／４ （３）
と設定した場合には入力用フィードスルー部I（Ｚ_１）と合成部ＩＩＩ’（Ｚ_３’）との間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。Ｚ_１とＺ_３’の相乗平均で表されたＺ_６を整合インピーダンスと呼ぶ。なお、議論を簡単にするために、出力側接続部ＩＶと出力用フィードスルー部Ｖを無視することがある。この場合には、（２）式において合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’の代わりに相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３で置き換えれば良い。

なお、λは外部信号源５からの高周波電気信号がインピーダンス変換部ＶＩのＬＮ基板を伝搬する際の波長であり、ＬＮ基板を伝搬する電磁波の波長という意味で管内波長と呼ばれる。具体的には、高周波電気信号の真空中での波長をλ_０とし、高周波電気信号がＬＮ基板を伝搬する際の等価屈折率をｎ_ｍ’とするとλは
λ＝λ_０／ｎ_ｍ’ （４）
として与えられる。

次に、Ｚ_１＝Ｒ_ｇ＝５０Ω、Ｚ_３’＝３０Ωとした場合の電気的パワー反射率Ｓ_１１の周波数ｆに対する依存性について計算した例を図２６に示す。ここで、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６は３８．７Ωとなる。また、インピーダンス変換部ＶＩの長さＬ_６はその等価屈折率ｎ_ｍ’を２．５として６ｍｍとなる。なお、相互作用部ＩＩＩとインピーダンス変換部ＶＩにおける各々の中心導体の幅ＳとＳ’は同じとした。

図２６からわかるように、（２）式と（３）式を満足するようにインピーダンス変換部ＶＩを設計すると、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなどの特定の周波数において、Ｓ_１１を−５０ｄＢ以下とでき、電気的なパワー反射をほぼ完全になくすことができる（なお、実際の実験において、ケーブルの接続部などからの電気的な接続などによりＳ_１１は負の無限大になることはないが、この第２の従来技術では（２）式と（３）式の条件を満たすものとする）。

以上述べたように、この第２の従来技術では（２）式と（３）式を満たす特定の周波数（ここでは、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなど）においては、高周波電気信号の電気的な反射をほぼ完全になくすことができるが、通常、パワー反射率Ｓ_１１としては−５０ｄＢ、あるいはそれ以下といった極めて小さな値は必要ではない。

なお、一般にパワー反射率Ｓ_１１としては−１２ｄＢから−１５ｄＢ程度あれば良いといわれているが、光伝送における光パルスのジッタを（例えば２ｐｓ以下に）低減するには、−１５ｄＢ〜−２０ｄＢ程度までにパワー反射率Ｓ_１１を抑圧する必要がある（換言すると、パワー反射率Ｓ_１１を−１５ｄＢ程度以下にすれば、光パルスのジッタとして充分小さな値を実現できる）。

逆に、図２６から明らかなように、７．５ＧＨｚ、１２．５ＧＨｚ、１７．５ＧＨｚにおいては、電気的パワー反射率Ｓ_１１はその包絡線（図２６中の破線）である−１２ｄＢのレベルまで劣化してしまい、第１の従来技術が持つレベルの悪い反射特性となってしまい、ジッタの観点からも不利となる。
特開２００５−３７５４７号公報

以上のように、入力側や出力側のフィードスルー部や相互作用部などのＣＰＷ進行波電極を構成する各部が全て同じ特性インピーダンスであった第１の従来技術に係る光変調器では、駆動電圧を低減するとともに、マイクロ波等価屈折率を光の等価屈折率に近づけるために、バッファ層を薄くしたり、ＣＰＷ進行波電極のギャップを狭くすると、外部回路とのインピーダンス不整合が生じ、その結果、電気的パワー反射率の周波数特性が悪くなるとともに、変調周波数に対して光変調帯域が急速に劣化するという問題があった。また、反射された高周波電気信号は外部信号源へ戻るので、最終的に変調された光パルスのジッタを増加させるという深刻な問題もあった。つまり、駆動電圧を低減すると、必然的に特性インピーダンスが低下するので、それに伴い電気的パワー反射率が悪化し、光パルスのジッタが増加する。その結果、これまでは駆動電圧を下げることと光パルスのジッタを抑圧することの両立は困難であった。そして先に述べた（２）式と（３）式を満たすインピーダンス変換部を設ける第２の従来技術では、特定の周波数において、電気的な反射をほぼ無視できるほどに、電気的パワー反射率を極めて小さくできるものの、他の周波数においては第１の従来技術のレベルにまで電気的な反射特性が劣化するので、光変調帯域と特に光パルスのジッタの観点から極めて不利であった。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、コネクタの芯線が接続され、当該コネクタを介して外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と、前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部とを具備し、動作ビットレートの約２０％から約３０％の間の周波数範囲における少なくとも一点の周波数で、パワー反射率の包絡線が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にある光変調器であって、前記動作ビットレートの約４０％から約７０％の間の周波数範囲内に前記パワー反射率の包絡線の一次微分が零で二次微分が正となる極小点を持ち、該極小点におけるパワー反射率が−１５ｄＢ以下となるように、少なくとも一部が前記コネクタもしくは前記外部回路の特性インピーダンスよりも低い特性インピーダンスを有するインピーダンス変換部にして、前記コネクタの芯線が接続された前記入力用フィードスルー部もその一部を成す当該インピーダンス変換部を備え、前記インピーダンス変換部の少なくとも一部が、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有し、前記コネクタの芯線が接続された前記入力用フィードスルー部の実効的な特性インピーダンスは、前記コネクタの芯線が接続されていない場合における前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスよりも小さいことを特徴とする。

本発明の請求項２の光変調器は、約２ＧＨｚから３．７ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４ＧＨｚから９ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項３の光変調器は、約５ＧＨｚから８ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１０ＧＨｚから１８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項４の光変調器は、約９ＧＨｚから１３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１７ＧＨｚから３０ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項５の光変調器は、約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約２２ＧＨｚから３８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項６の光変調器は、約２２ＧＨｚから３３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４４ＧＨｚから７７ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項７の光変調器は、前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなって、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする。

本発明の請求項８の光変調器は、前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスが前記相互作用部の特性インピーダンスとほぼ同じであることを特徴とする。

本発明の請求項９の光変調器は、前記インピーダンス変換部が前記進行波電極の一部に形成されていることを特徴とする。

本発明の請求項１０の光変調器は、前記インピーダンス変換部が、前記相互作用部と前記入力用フィードスルー部の間の前記進行波電極であることを特徴とする。

本発明の請求項１１の光変調器は、前記コネクタの芯線を接続した前記入力用フィードスルー部が、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする。

本発明の請求項１２の光変調器は、前記基板がリチウムナイオベートであることを特徴とする。

本発明の請求項１３の光変調器は、前記基板が半導体であることを特徴とする。

本発明では、動作ビットレートの約２０％から約３０％の間の周波数範囲における少なくとも一点の周波数で、パワー反射率の包絡線が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあるように光変調器の構造を設定することにより駆動電圧を低減した光変調器において、少なくとも一部が外部回路もしくはコネクタの特性インピーダンスよりも低く、かつ少なくとも一部が相互作用部の特性インピーダンスよりも高いインピーダンス変換部を備えさせる。換言すると、意図的にインピーダンス整合の条件を壊し、残留反射を生じさせている。つまり、本発明ではインピーダンス変換部の特性インピーダンスに前述の相乗平均の値を用いていない。また動作ビットレートの約４０％から約７０％の間の周波数範囲内にパワー反射率の包絡線が−１５ｄＢ以下の谷（あるいは、パワー反射率の包絡線の一次微分が零で二次微分が正となる極小点）を有するように構造を決定するので、ある特定の、もしくは周期的に特定の周波数においてのみ著しく電気的反射が改善されるわけではなく、必要な周波数帯域において外部回路に戻る電気的な反射が小さくなる。従って、駆動電圧を低減したまま、光変調帯域を広くできる。本発明を適用することにより、駆動電圧が低く、かつ光パルスのジッタが小さいという従来実現が困難であった相反する特性を実現できるという優れた効果がある。そして、本発明は基本周波数がビットレートの半分である（例えば変調のビットレートが１１．３Ｇｂｉｔ／ｓの場合には基本周波数がビットレートの半分の５．６５ＧＨｚとなる）ＮＲＺ型の光パルスを利用する伝送方式に適用する光変調器に特に効果的である。また本発明はｘ−カットＬＮ基板のみでなく、ｚ−カットＬＮ基板などその他の基板にも適用可能であるという利点もある。

以下、本発明の実施形態について説明するが、図１０から図２６に示した従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

［第１の実施形態］
図１に本発明の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。この第１の実施形態においても第１の従来技術や第２の従来技術と同様に、Ｉは入力用フィードスルー部であり、不図示のコネクタの芯線に接続される。またこの不図示のコネクタの芯線は外部回路である不図示のドライバに接続される。ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖが不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。ＶＩＩはインピーダンス変換部である。ここで、図２に図１の等価回路を示す。なお、図２には示していないが、図１の相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスをＺ_３とする。図２においてＺ_ｉｎ’’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から本実施形態のｘ−カット基板ＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。

本実施形態においても駆動電圧を低減するために、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３（あるいは、第２の従来技術と同様に合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’）を３０Ω程度に低減している。そして、本発明の目的はこの低駆動電圧性と、電気的反射特性の改善、即ち外部信号源へ戻る電気的反射波を抑圧することによる光パルスのジッタの改善に重きを置いている。

この本発明の第１の実施形態は第２の従来技術と同様に線路１６からなり、特性インピーダンスＺ_７を有するインピーダンス変換部ＶＩＩを有している。ここで、注意すべきことは、第２の従来技術ではインピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_６は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１と、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３との相乗平均であり、またインピーダンス変換部ＶＩの長さＬ_６は高周波電気信号のビットレートに対する管内波長をλとしてλ／４と設定しているが、この本実施形態ではそうなっていない。

つまり、インピーダンス変換領域ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３との相乗平均でもないし、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１と、相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖなどとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’との相乗平均でもない。またインピーダンス変換部ＶＩＩの長さＬ_７が高周波電気信号のビットレートの管内波長をλとしてλ／４である必要はない。

これらのことは、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩをまとめてインピーダンス変換部と考えた場合も同じである。その場合の等価回路を図３に示す。ここで、ＶＩＩ’は入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩの合成部である。ここで、合成部ＶＩＩ’の特性インピーダンスをＺ_８とすると、特性インピーダンスＺ_８は、コネクタの特性インピーダンス（あるいは外部信号源５の特性インピーダンスＲｇ）と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３との相乗平均でもないし、コネクタの特性インピーダンス（あるいは外部信号源５の特性インピーダンスＲｇ）と合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’との相乗平均でもない。勿論、この場合でもインピーダンス変換部ＶＩＩの長さＬ_７はおろか、入力用フィードスルー部Ｉの長さとインピーダンス変換部ＶＩＩの長さＬ_７の和が高周波電気信号のビットレートの周波数（例えば、高周波電気信号のビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓの場合には１０ＧＨｚ）における管内波長をλとしてλ／４である必要はない。

ここで、さらに詳しく考察する。まず、上において述べたように本発明ではインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７は、第２の従来技術と異なり、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３との相乗平均でもないし、また入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１と、相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖなどとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’との相乗平均でもない。

それどころか、上において述べたように、本発明では入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部の一部として機能させることもできるので、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１をインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７に等しくしておいても良い。

というのは、実際には入力用フィードスルー部Ｉには不図示のコネクタの芯線（以下、省略するが、金リボンや金ワイヤーなどが接続されることもある）が接続されており、この不図示のコネクタの芯線はその直径が１００〜３００μｍと大きな（あるいは厚い）導体であるので、これを接続することにより入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスを大きく低下させる効果がある。

従って、入力用フィードスルー部Ｉの実効的な特性インピーダンスＺ_１（正確には、コネクタの芯線の導体によるインピーダンス低下の影響を受けた入力用フィードスルー部Ｉの実効的な特性インピーダンスであり、コネクタの芯線を考慮しない場合のＺ_１よりも低いのでＺ_１と区別するためにＺ_１’とすべきではあるが、ここでは簡単のためにＺ_１と記載する）はインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７よりも低くなる。

その結果、例え、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７と入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１を、不図示のコネクタの特性インピーダンス（あるいは外部信号源の特性インピーダンスＲｇ）と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３との相乗平均、もしくは不図示のコネクタの特性インピーダンス（あるいは外部信号源の特性インピーダンスＲｇ）と、相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖなどとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’との相乗平均としても、不図示のコネクタの芯線などを接続した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１（以下、省略するが、前述のように接続したコネクタの芯線のために、低くなった実効的な特性インピーダンスを指す）はこれらの相乗平均の値よりもかなり低くなっている。

そのため、インピーダンス変換の機能を有する部位全体（つまり、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩの合成部ＶＩＩ’）について考えると、合成部ＶＩＩ’の特性インピーダンスＺ_８は上記の相乗平均の値にはなっておらず、より低い値となっている。換言すると、入力用フィードスルー部Ｉは、インピーダンス変換の機能を有する部位全体ＶＩＩ’（あるいは合成部ＶＩＩ’）の特性インピーダンスＺ_８を前述の相乗平均からずらす効果を持ち、残留反射を生じつつ広い周波数帯域におけるインピーダンス変換を実現するインピーダンス変換を実現する。

つまり、コネクタの芯線を接続することにより、故意に入力用フィードスルーの特性インピーダンスを小さくし、インピーダンス変換の機能を有する部位全体ＶＩＩ’（入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩの合成部ＶＩＩ’）の特性インピーダンスが上述の相乗平均にならないようにすることにより、残留反射を生じさせ、結果的にインピーダンス変換の機能を実現できる周波数を広帯域化している。

さらには、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１をコネクタ（あるいは、外部信号源の特性インピーダンスＲｇ）と同じほぼ５０Ωとし、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７を、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３（もしくは相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖなどとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’）との相乗平均とした場合について考える。

これまで説明したように、不図示のコネクタの芯線を接続した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１は実際には著しく低下する。従って、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７は、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３（もしくは相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖなどとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’）と、接続されたコネクタの芯線のために実際にはかなり低くなった入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１との相乗平均と等しくはならず、この相乗平均より高くなる。

このようにして、最終的にインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７を、コネクタの芯線を接続した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３（もしくは相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖなどとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’）との相乗平均からずらした結果、残留反射が生じ、結果的にインピーダンス変換機能の周波数を広帯域化することができる。つまり、入力用フィードスルー部Ｉはインピーダンス変換の周波数を広帯域化するためのインピーダンス変換部の一部として動作することになる。

本発明では入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩとを区別して呼んではいるが、これまで説明したように入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換機能を有しており、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩの部位全体として、インピーダンス変換部を構成している。そして、この部位全体として前述の相乗平均が成り立たないように設定している。

つまり、コネクタの芯線を接続していない状態での入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１がインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７に等しい場合でも、あるいは等しくない場合でも、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７を最初から上記の相乗平均からずらしても良いし、コネクタの芯線を接続することにより入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１を低くした結果、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７が上記の相乗平均からずれても良い。さらに、コネクタの芯線を接続することにより、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩの全体からなるインピーダンス変換機能を有する部位全体の特性インピーダンスを上記の相乗平均からずらしても良いことは言うまでもない。本発明ではこのようにして、インピーダンス変換の機能を有する部位の特性インピーダンスを上記の相乗平均からずらすことにより、残留反射を生じつつ、インピーダンス変換機能の周波数の広帯域化を図っている。そして、これらの考え方は本発明の全ての実施形態に当てはまる。

また、本発明においてはインピーダンス変換部ＶＩＩの長さＬ_７は高周波電気信号のビットレートにおける管内波長（例えば、高周波電気信号のビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓであれば１０ＧＨｚにおける管内波長）をλとして第２の従来技術のようにλ／４とする必要はない。つまり、本発明では入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部の一部であるから、あえてインピーダンス変換部の長さをあげるとするとインピーダンス変換部ＶＩＩと入力用フィードスルー部Ｉの電気的な長さの和となる。

但し、そもそも前述の相乗平均の考え方を用いていないので、インピーダンス変換部ＶＩＩと入力用フィードスルー部Ｉの電気的な長さの和を高周波電気信号のビットレートの管内波長をλとしてλ／４とする必要もない。なお、この電気的な長さの和はこのλ／４よりも長い方が好ましいようである。

さて、本実施形態においては駆動電圧を低減するために、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３（あるいは、出力用フィードスルー部Ｖは相互作用部ＩＩＩとほぼ同じ特性インピーダンスを有するとし、出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’は相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３と同じとする）を３０Ω程度に低減している。この場合のパワー反射率Ｓ_１１（厳密にはパワー反射率Ｓ_１１の包絡線）を図４に示す。図からわかるように、１１．３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートの２０％から３０％の周波数帯内の３ＧＨｚ付近において−１２ｄＢ程度の残留反射を持つパワー反射率Ｓ_１１の特性となっている。このように、本発明の光変調器では、ビットレートの２０％から３０％にあたる周波数帯内の少なくとも１点において、パワー反射率Ｓ_１１は−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にある。そして、ビットレートの周波数の４０％から７０％にあたる周波数帯域内にパワー反射率が−１５ｄＢ以下の極小値がある。

なお、出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとをほぼ同じ特性インピーダンスとするために、図１からわかるように出力用フィードスルー部Ｖにおける中心導体を非線形テーパ形状とし、また中心導体と接地導体の間に設けたギャップの形状も非線形とした。そして、このような出力用フィードスルー部Ｖの非線形形状は本発明の全ての実施形態について適用可能である。但し、非線形形状が好適であるという意味であり、本発明の効果を発揮できる最重要事項というわけではない。

本実施形態では、（２）式や（３）式が成り立っていないので、図２６に示した第２の従来技術のような特定の周波数において電気的なパワー反射率Ｓ_１１が極めて良くなることはない。しかしながら、１１．３Ｇｂｉｔ／ｓの伝送速度について図４に示すように、１１．３Ｇｂｉｔ／ｓのパルスの基本周波数である５．６ＧＨｚの領域において電気的パワー反射率Ｓ_１１が−１５ｄＢ以下であり、かつある程度の幅の周波数帯域において充分なパワー反射率特性Ｓ_１１となっている（なお、厳密には、図４のＳ_１１はパワー反射率の包絡線であり、ここではそれをパワー反射率と呼んでいる）。この時、パワー反射率Ｓ_１１の包絡線が谷となる（つまり、パワー反射率Ｓ_１１の包絡線の一次微分がゼロで、二次微分が正となる極小値を与える）周波数Ｆｃが重要となる。

図５には１１．３Ｇｂｉｔ／ｓの伝送速度の場合について、図４におけるパワー反射率Ｓ_１１の極小点（あるいはパワー反射率Ｓ_１１の包絡線の谷）Ｆｃを変数にした場合の光パルスが有するジッタを示している。図からわかるように、パワー反射率Ｓ_１１の極小点Ｆｃが伝送速度（１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ）の４０％から７０％の間の周波数帯にあり、そのパワー反射率Ｓ_１１の絶対値が−１５ｄＢ以下であれば、ジッタは伝送時のエラーがほとんど増加しない２ｐｓ以下の値となっている。また、図６には光変調指数の周波数依存性を示している。図からわかるように、本発明を適用することにより、光変調帯域も改善できた。

このように、駆動電圧を低く保ったまま（この結果、約２ＧＨｚから約３ＧＨｚの周波数の領域において、パワー反射率Ｓ_１１が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間と悪くなってしまうが、ＮＲＺ型の変調形式の場合にはこの領域における周波数スペクトルは小さい）、光パルスのジッタを低減できる、あるいは光変調帯域を広くできるなど、光変調器としての高性能化を図ることが可能となる。なお、このビットレートの２０％から３０％、あるいはビットレートの４０％から７０％という値は１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ以外のその他の各種ビットレート、例えば１２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、２５Ｇｂｉｔ／ｓ、４３Ｇｂｉｔ／ｓ、５０Ｇｂｉｔ／ｓ、１００Ｇｂｉｔ／ｓでも成り立つ。

なお、２０％から３０％という値は、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓから１２．５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約２ＧＨｚから３．７ＧＨｚに、ビットレートが２５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約５ＧＨｚから８ＧＨｚに、ビットレートが４３Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約９ＧＨｚから１３ＧＨｚに、ビットレートが５４Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚに、ビットレートが１１０Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約２２ＧＨｚから３３ＧＨｚに対応する。

そして、４０％から７０％という値は、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓから１２．５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約４ＧＨｚから９ＧＨｚに、ビットレートが２５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約１０ＧＨｚから１８ＧＨｚに、ビットレートが４３Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約１７ＧＨｚから３０ＧＨｚに、ビットレートが５４Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約２２ＧＨｚから３８ＧＨｚに、ビットレートが１１０Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約４４ＧＨｚから７７ＧＨｚに対応する。

なお、本発明ではパワー反射率Ｓ_１１の極小点Ｆｃが伝送速度（例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓなど）の４０％から７０％の間に存在することが重要であるが、これは第１の従来技術はおろか第２の従来技術の考え方でも実現できない。

つまり、これを実現するには、コネクタの芯線を接続することによる入力フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１の低下を考慮することが好適である。インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７のみならず、入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部と考えて、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩとの合成部ＶＩＩ’の特性インピーダンスＺ_８を、外部信号源５の特性インピーダンスＲｇ（あるいは、負荷抵抗、出力インピーダンス、インピーダンスと呼ばれ、一般に、不図示のコネクタの特性インピーダンスと等しいことが望ましい）と、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３や、不図示の相互作用部ＩＩＩと不図示の出力フィードスルー部などとの合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’との相乗平均と異ならしめることが効果的である。

また、本発明ではインピーダンス変換部ＶＩＩ（ここで、入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部としても良い）は一段構成としたが、本発明ではパワー反射率Ｓ_１１の極小点Ｆｃが伝送速度（例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓなど）の４０％から７０％の間に存在し、その極小値Ｆ_Ｃにおけるパワー反射率Ｓ_１１が−１５ｄＢ以下となるように設定することが重要であり、これにより変調帯域を改善するとともに特に光パルスのジッタを低減することが特徴であるので、一段構成でなくても２段、あるいは３段以上の多段構成でも良いことは言うまでもない。

なお、コネクタの特性インピーダンスは一般に５０Ωであり、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３や合成部ＩＩＩ’の特性インピーダンスＺ_３’は３０Ωであるので、これらの相乗平均は３８．７Ωとなる。残留反射を生じつつ、インピーダンス変換機能を発揮できる周波数を広帯域化するという本発明の効果を発揮するためには、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７の値をこの相乗平均の値と異ならしめると効果的である。そこで、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩは４４Ω（なお、３３Ωなどでも良い）とした。

但し、入力用フィードスルー部Ｉには不図示のコネクタの芯線が固定されており、この不図示のコネクタの芯線は直径が１００〜３００μｍ程度の大きな（あるいは厚い）導体で構成されている。そのため、不図示のコネクタの芯線を考慮した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスは２９Ω（なお、インピーダンス変換部ＶＩＩが３３Ωの時は、不図示のコネクタの芯線を考慮した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスは２５Ωに設定した）とますます前述の相乗平均の値と大きく異なっている。

ここで、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１とインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７とを前述の相乗平均である３８．７Ωとした場合について考察する。入力用フィードスルー部Ｉには不図示のコネクタの芯線が接続されているために、その実効的な特性インピーダンスＺ_１はインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７（３８．７Ω）よりも実際には大幅に（１０Ω前後も）低くなる。その結果、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１（正確には、入力用フィードスルー部Ｉのコネクタの芯線のために低くなった実効的な特性インピーダンスＺ_１とも言える）とインピーダンス変換部ＶＩＩからなるインピーダンス変換の部位全体ＶＩＩ’としての特性インピーダンスＺ_８は先の相乗平均（３８．７Ω）よりも低い値となる。そして、さらにはこの低くなった実効的な特性インピーダンスＺ_１は相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３（あるいは、合成部の特性インピーダンスＺ_３’で、ここでは約３０Ω）よりも低い場合がある。

このように、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＶＩＩからなるインピーダンス変換の部位全体ＶＩＩ’としての特性インピーダンスＺ_８を前述の相乗平均からずらすことにより、残留反射を生じつつ、インピーダンス変換機能を発揮できる周波数を広帯域化するという本発明の効果を発揮することが可能となる。
なお、光パルスのジッタを２ｐｓ以下とするには、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_７や入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１を前述の相乗平均から２Ω（好適には３Ω）以上離した方が良い。また、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_１についてはコネクタの芯線を接続することにより、結果的にその値を小さくすることが有効である。そしてこれらのことは本発明の全ての実施形態について言える。

そして、不図示のコネクタと相互作用部ＩＩＩの間に部分的に相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンス（あるいは、相互作用部ＩＩＩを含む合成部の特性インピーダンスＺ_３’）の値よりも低い部分があっても良いし、逆に好都合であると言える。なぜなら、本発明における重要な点はパワー反射率Ｓ_１１の包絡線の極小点Ｆｃがビットレート（例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ、２５Ｇｂｉｔ／ｓ、５０Ｇｂｉｔ／ｓ、１００Ｇｂｉｔ／ｓなど）の周波数（例えば１０ＧＨｚや１１．３ＧＨｚ、２５ＧＨｚ、５０ＧＨｚ、１００ＧＨｚなど）の４０％から７０％の間に存在し、かつその極小点Ｆｃにおけるパワー反射率Ｓ_１１が−１５ｄＢ以下となるように、設定することであり、この考え方は第２の従来技術には開示されておらず、また第２の従来技術の考え方では決して実現できない。つまり、（２）式や（３）式が成り立たない条件でしか実現できないからである。

さらに、本発明ではインピーダンス変換部の特性インピーダンスに前述の相乗平均の値を用いないので、残留反射を完全に抑圧しようとする第２の従来技術の考え方と全く異なり、意図的に広い周波数領域において残留反射を生じさせつつ、かつ必要なレベルにまでその残留反射の値を抑圧するとも言える。

［第２の実施形態］
図７に本発明の第２の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＩＸは第１インピーダンス変換部、Ｘは第２インピーダンス変換部、ＸＩは第３インピーダンス変換部である。ここで、第１インピーダンス変換部ＩＸ、第２インピーダンス変換部Ｘ、第３インピーダンス変換部ＸＩの特性インピーダンスの全てが前述の相乗平均と異なっていても良いし、例えば第２インピーダンス変換部Ｘの特性インピーダンスを前述の相乗平均とし、第１インピーダンス変換部ＩＸの特性インピーダンスをその相乗平均よりも高く、第３インピーダンス変換部ＸＩの特性インピーダンスをその相乗平均よりも低くしても良い。また、この組み合わせに関わらず、第１インピーダンス変換部ＩＸ、第２インピーダンス変換部Ｘ、第３インピーダンス変換部ＸＩの特性インピーダンスについて各種組み合わせても良いし、どれか二つが相乗平均となっていても良い。なお、本実施形態と含め、本発明では、不図示のコネクタ芯線を入力用フィードスルー部Ｉに接続することにより、この部分の特性インピーダンスが大幅に低下することを利用するのも前述の相乗平均からずらすという観点から有効である。

［第３の実施形態］
図８に本発明の第３の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＸＩＩは第１インピーダンス変換部、ＸＩＩＩは第２インピーダンス変換部である。本実施形態の場合には、インピーダンス変換部ＸＩＩ、ＸＩＩＩを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成することにより、相互作用部ＩＩＩの長さを充分長く確保している。なお、この考え方は本発明の第２の実施形態を含め、その他の実施形態にも適用可能である。

［第４の実施形態］
図９に本発明の第４の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＸＩＶは第１インピーダンス変換部、ＸＶは第２インピーダンス変換部である。本実施形態では図８に示した第３の実施形態と同様に、第１インピーダンス変換部ＸＩＶと第２インピーダンス変換部ＸＶを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成しているが、相互作用部の始点から光入射用端面までの基板の長手方向における距離を、高周波電気信号の給電部から光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短くすることにより、図８に示した第３の実施形態よりも相互作用部ＩＩＩの長さを長く確保している。ここで、光導波路３については、本発明と第１の従来技術と同じなので、光入射用端面については第１の従来技術として紹介した図１０に３０として記している。さらに、相互作用部ＩＩＩの終点から出力用フィードスルー部Ｖも折り返しても良く、このことは本発明の全ての実施形態について言える。この第４の実施形態に記した相互作用長を長くする考え方は、インピーダンス変換部が２段の場合に限らず、１段、３段あるいはそれ以上であっても良く、本発明の全ての実施形態に適用可能である。そして、本実施形態においても不図示のコネクタ芯線を入力用フィードスルー部Ｉに接続することにより、この部分の特性インピーダンスが大幅に低下することを利用するのが前述の相乗平均からずらすという観点から有効である。

［各実施形態について］
なお、以上においては、進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。ＬＮ光変調器としてリッジ構造でも良いことはいうまでもない。

また、以上においてコネクタとは一般に使用される同軸タイプのみならず、パッケージ筐体に設けられた平たいマイクロストリップタイプなど、外部回路からパッケージ内の光変調器に高周波電気信号を供給するあらゆるタイプの電気的接続を指している。

なお、以上において説明した本発明の実施形態では、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路にほぼ平行な構造として説明したが、ほぼ平行であること自体はインピーダンス変換とは無関係である。従って、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路に斜めあるいは垂直に配置されていても良いことは言うまでもない。

以上の本発明の実施形態で説明したインピーダンス変換部の特性インピーダンスの値については、本明細書で述べた数値はあくまで例であり、その他の値でも良いことは言うまでもない。

以上の実施形態においては、ｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板でも良いし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、ＬＮ基板のみでなく、リチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。

以上の説明においては、インピーダンス変換部はＬＮ光変調器のフィードスルー部と相互作用部の間、即ちＬＮ光変調器のチップ上に形成されていたが、インピーダンス変換部を、アルミナ基板やＬＮ基板など別体の基板に形成してそれとＬＮ光変調器を接続しても同じ効果を得ることができる。

さらには半導体基板上に形成する進行波電極型の電界吸収光変調器など進行波電極を使用する各種の光デバイスに本発明は使用可能である。

以上のように、本発明に係る光変調器は、ＲＦ変調性能について大幅に改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。

本発明の第１の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第１の実施形態に係る光変調器の等価回路図 本発明の第１の実施形態に係る光変調器の等価回路図 本発明の第１の実施形態の特性を説明する図 本発明の第１の実施形態の特性を説明する図 本発明の第１の実施形態の特性を説明する図 本発明の第２の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第３の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第４の実施形態における進行波電極についての上面図 第１の従来技術に係る光変調器の斜視図 図１０のＡ−Ａ’線における断面図 第１の従来技術に係る光変調器の動作を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のＶπ・ＬとＷの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のｎ_ｍとＷの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のＺとＷの関係を説明する図 第１の従来技術の進行波電極についての上面図 第１の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第１の従来技術に係る光変調器のＺ_ｉｎとｆの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器の｜ｍ｜^２とｆの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のＳ_１１とｆの関係を説明する図 第２の従来技術に係る進行波電極についての上面図 図２１のＢ−Ｂ’線における断面図 図２１のＣ−Ｃ’線における断面図 第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第２の従来技術に係る光変調器のＳ_１１とｆの関係を説明する図

符号の説明

１：ｘ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ_２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用部の光導波路（光導波路）
４：進行波電極
４ａ：中心導体
４ｂ、４ｃ：接地導体
５：外部信号源
６：負荷抵抗
７：入力用フィードスルー部Ｉを表す線路
８：入力側接続部ＩＩを表す線路
９：相互作用部ＩＩＩを表す線路
１０：出力側接続部ＩＶを表す線路
１１：出力用フィードスルー部Ｖを表す線路
１２：終端抵抗
１３：外部信号源及び負荷抵抗と入力用フィードスルー部Ｉとの境界
１４：インピーダンス変換部ＶＩを表す線路
１５：相互作用部ＩＩＩを含んで合成した線路
１６：インピーダンス変換部ＶＩＩを表す線路
１７：入力用フィードスルー部Ｉと入力インピーダンス変換部ＶＩＩを合成したインピーダンス変換部を表す線路
３０：光入射用端面

Claims (13)

1. 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、コネクタの芯線が接続され、当該コネクタを介して外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と、前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部とを具備し、動作ビットレートの約２０％から約３０％の間の周波数範囲における少なくとも一点の周波数で、パワー反射率の包絡線が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にある光変調器であって、
   前記動作ビットレートの約４０％から約７０％の間の周波数範囲内に前記パワー反射率の包絡線の一次微分が零で二次微分が正となる極小点を持ち、該極小点におけるパワー反射率が−１５ｄＢ以下となるように、少なくとも一部が前記コネクタもしくは前記外部回路の特性インピーダンスよりも低い特性インピーダンスを有するインピーダンス変換部にして、前記コネクタの芯線が接続された前記入力用フィードスルー部もその一部を成す当該インピーダンス変換部を備え、
   前記インピーダンス変換部の少なくとも一部が、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有し、
   前記コネクタの芯線が接続された前記入力用フィードスルー部の実効的な特性インピーダンスは、前記コネクタの芯線が接続されていない場合における前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスよりも小さいことを特徴とする光変調器。
2. 約２ＧＨｚから３．７ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４ＧＨｚから９ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 約５ＧＨｚから８ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１０ＧＨｚから１８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
4. 約９ＧＨｚから１３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１７ＧＨｚから３０ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
5. 約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約２２ＧＨｚから３８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
6. 約２２ＧＨｚから３３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４４ＧＨｚから７７ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
7. 前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなって、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一つに記載の光変調器。
8. 前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスが前記相互作用部の特性インピーダンスとほぼ同じであることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一つに記載の光変調器。
9. 前記インピーダンス変換部が前記進行波電極の一部に形成されていることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一つに記載の光変調器。
10. 前記インピーダンス変換部が、前記相互作用部と前記入力用フィードスルー部の間の前記進行波電極であることを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一つに記載の光変調器。
11. 前記コネクタの芯線を接続した前記入力用フィードスルー部が、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
12. 前記基板がリチウムナイオベートであることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれか一つに記載の光変調器。
13. 前記基板が半導体であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれか一つに記載の光変調器。

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