JP4842942B2 - 無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、移動体端末に用いられる無線受信装置に関し、より特定的には、マルチバンド、またはマルチモードの無線受信装置に関する。

近年、移動体通信は全世界レベルで発展している。地域、データ量、人口密度などに関わらず、１つの端末によって通信を実現するために、当該端末内の無線回路には、異なる通信方式をサポートできるマルチモード（マルチレート、またはマルチキャリアともいう）および／または異なる周波数帯をサポートできるマルチバンドの機能が要求されている。

当然、モード毎、またはバンド毎に、複数の無線回路を用意すれば、このような機能は実現できる。しかし、複数の無線回路を１つの端末に内蔵することは、部品点数の増加、電流を供給するための配線の増加につながり、端末の大きさが携帯するには大きくなりすぎる。同時に、コストが高くなる。そのため、１つの無線回路でこのような機能を実現することが必須となる。

特許文献１には、従来のマルチバンド受信回路が開示されている。特許文献１のマルチバンド受信回路は、バンド選択用の局部発振器とチャネル選択用の局部発振器とを備える。当該マルチバンド受信回路は、両発振器の出力をミキシングした信号を、ＲＦミキサのローカル信号として用いる。特許文献１のような構成をとることによって、バンド選択用の局部発振器は、ループ帯域を広く取ることが可能となる。そのため、Ｃ／Ｎが改善し、その分低消費電力化が可能となる。また、発振周波数が低いため、チャネル選択用局部発振器の消費電力は、ＲＦチャネル選択用発振器と比べると小さい。結果、特許文献１の従来のマルチバンド受信回路は、１つのＲＦチャネル選択用発振器を用いるよりも、トータルとして低消費電力化を実現することができる。

特許文献２には、従来のマルチバンド／マルチレート受信回路が開示されている。特許文献２の従来のマルチバンド／マルチレート受信回路では、複数チャネルの受信信号が全て１つのＩＦフィルタを通過するように、第１局部発振器が選ばれている。そして、複数の直交復調器を用いて、復調結果を選択することによって、マルチレート化を実現している。また、特許文献２では、バンドの異なる複数の受信信号によるマルチレート化に対しては、第１局部発振器を複数個用意することによって、受信信号がすべてＩＦフィルタの通過帯域となるようにしている。

特許文献３には、従来のマルチキャリア受信回路が開示されている。特許文献３の従来のマルチキャリア受信回路では、複数チャネルの受信信号は、ＲＦミキサでＩＦ周波数にダウンコンバートされた後、複数個の経路に分けられる。各経路には、異なる周波数のフィルタが設けられ、当該フィルタが、各チャネルの信号のみを通過する。フィルタを通過した信号が復調される。このような構成にすることによって、１つのＲＦの経路でマルチキャリアの受信回路が実現できる。
特表２００１−５１０６７２号公報、図１ 特開２００１−１０３０２４号公報、図７ 特開２００４−２６０７７５号公報、図１

しかし、特許文献１に記載の従来のマルチバンド受信回路には、アナログの発振器が２つ必要であるという問題が存在する。さらに２つの発振器の出力信号を混合するアナログのミキサが必要となる。アナログ回路は、補正の必要性などを考えると低消費電力化には限界がある。さらに、近年のマルチモード、またはマルチバンドのシステムでは、バンドが大きく変化するので、特許文献１に記載の従来のマルチバンド受信回路では、対応が困難である。

特許文献２に記載の従来のマルチバンド／マルチレート受信回路は、同一バンド内のある受信チャネルから他の受信チャネルへ切り換えるときに、第１局部発振器の周波数を変化させる必要がある。そのため、第１局部発振器の周波数をチャネル間隔のステップで変化させる必要ある。そのような細かいステップの切換のためには、多くの消費電力が必要となる。また、異なるバンド用に複数個の発振器を用いているため、小型化が困難となる。

特許文献３に記載の従来のマルチキャリア受信回路では、複数のＩＦの回路が必要となる。そのため、受信回路が大きくなる。また、受信バンド内に、ＩＦの回路が対応可能なチャネル以外のチャネルが存在する場合、そもそも、特許文献３に記載の従来のマルチキャリア受信回路では、対応が不可能であるので、マルチバンドのシステムには、対応が困難である。

一般に、ＲＦアナログの局部発振器には、製造バラツキが存在する。したがって、ＲＦアナログの局部発振器を用いて、マルチモードまたはマルチバンドに対応するためには、製造バラツキを補償しておく必要がある。製造バラツキを補償して、各モードまたは各バンドに適切な局部発振信号を得るためには、局部発振信号の帯域幅にゆとり（マージン）を持たせておく必要がある。そのため、従来構成では、局部発振周波数を適切な値にロックするために、このようなマージンの分だけ発振周波数範囲の広い局部発振器が必要となる。したがって、多くの消費電力が必要となっていた。

それゆえ、本発明の目的は、ＲＦアナログの局部発振器の消費電力を低減しながらも、マルチバンドおよびマルチモードを実現することができる無線受信装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。本発明は、受信した無線周波数信号を、中間周波数信号に変換して復調する無線受信装置であって、受信すべき無線周波数信号の周波数帯に対応する局部発振信号のバンドを、周波数帯に応じて不連続に切り換えて、局部発振信号を出力する局部発振器と、局部発振器から出力される局部発振信号によって、無線周波数信号を中間周波数信号に変換して出力する周波数変換器と、周波数変換器から出力される中間周波数信号を復調する復調器とを備える。局部発振器は、周波数帯における局部発振信号の周波数変化幅を検出し、周波数変化幅の周波数の中から、シンボルレートの整数倍となる周波数を求め、中間周波数信号における受信すべきチャネルの中心周波数をシンボルレートの整数倍の周波数にさせるための局部発振周波数を有する局部発振信号を出力する。

本発明によれば、局部発振器は、中間周波数をシンボルレートの整数倍にするような周波数を有する局部発振信号を出力することとなる。中間周波数をシンボルレートの整数倍とすることによって、復調器は、アナログデジタル変換を容易に実行することができ、かつ、所望のチャネルを容易に選択することができる。復調器において所望のチャネルが選択されるので、復調器の前段においては、バンドを選択するだけでよい。中間周波数をシンボルレートの整数倍にすることができる局部発振周波数は複数存在する。したがって、局部発振器にバラツキがあったとしても、そのような局部発振周波数を選択することは可能である。よって、局部発振器は、バンドに対応して、不連続にバンドを切り替えることができ、かつ、制御電圧に対して、緩やかに局部発振周波数が変化する特性を有してさえいればよい。そのような電圧制御発振器１１６は、消費電力が従来に比べて少なくてよい。したがって、ＲＦアナログの局部発振器の消費電力を低減しながらも、マルチバンドおよびマルチモードを実現することができる無線受信装置が提供されることとなる。

好ましくは、局部発振器は、バンド切り換え機能を有する電圧制御発振器から出力される信号を局部発振信号として固定するためのＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路と、局部発振信号のバンドが切り換えられたら、電圧制御発振器から出力される信号をスイープさせる周波数制御部と、周波数制御部によるスイープの結果に基づいて、周波数変化幅を検出する検出部と、検出部によって検出された周波数変化幅の中から、シンボルレートの整数倍となる周波数を判定する判定部とを含む。周波数制御部は、判定部によって判定されたシンボルレートの整数倍の周波数に基づいて、ＰＬＬ回路から出力される局部発振信号の局部発振周波数を制御する。

これにより、電圧制御発振器の特性がばらついていたとしても、周波数変化幅を求めることができ、当該周波数変化幅の中から、適切な局部発振周波数を求めることができる。

一実施形態として、周波数制御部は、ＰＬＬ回路に含まれる可変分周器の分周数を制御することによって、局部発振周波数を制御し、検出部は、ＰＬＬ回路に含まれるチャージポンプの電圧に基づいて、周波数変化幅を検出する。

これにより、基本的な回路構成によって、適切な局部発振周波数を求めることができる。

一実施形態として、電圧制御発振器は、キャパシタの接続数を切り換えることによって、局部発振信号のバンドを切り換えるためのスイッチ回路と、局部発振信号の周波数を周波数変化幅の範囲で変化させるためのバラクタダイオード有する可変容量回路とを含む。

このように、本発明には、一般的な電圧制御発振器を用いることができ、電圧制御発振器に特別な精度は要求されない。よって、量産性に優れ、安価な無線受信装置を提供することができる。

一実施形態として、電圧制御発振器は、キャパシタの接続数を切り換えることによって、局部発振信号のバンドを切り換えるための第１のスイッチ回路と、キャパシタの接続数を切り換えることによって、局部発振信号の周波数を周波数変化幅の範囲で変化させるための第２のスイッチ回路とを有する。

これにより、第２のスイッチ回路の高速切り換えによって、２つの容量の中間の値を等価的に実現できる。このように、本発明には、一般的な電圧制御発振器を用いることができ、電圧制御発振器に特別な精度は要求されない。よって、量産性に優れ、安価な無線受信装置を提供することができる。

好ましくは、局部発振器は、中心周波数をシンボルレートの整数倍とさせる局部発振周波数が複数ある場合、複数の局部発振周波数の内、当該可変周波数範囲の真ん中の局部発振周波数を選択するとよい。

これにより、温度変化や電圧変化でＩＦ周波数を変更する可能性が小さい無線受信装置が実現できる。

好ましくは、復調器は、受信したいバンドに対応する中間周波数信号を全て通過させる帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、アナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号から所望のチャネルを選択するチャネル選択部とを含む。

中間周波数信号の中心周波数は、シンボルレートの整数倍としているので、このような構成の復調器を用いることによって、容易にデジタル信号を得ることができ、かつ容易に所望のチャネルを選択することができる。

一実施形態として、チャネル選択部は、アナログデジタル変換部から出力されるデジタル信号の内、所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするためのチャネル選択用クロック信号を生成するクロック生成部と、クロック生成部によって生成されたチャネル選択用クロック信号とアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号とをミキシングして、所望のチャンネルをベースバンド帯域にダウンコンバートするミキシング部と、ミキシング部によるミキシング後のデジタル信号から、所望のチャンネルのみを通過させるチャネル選択用フィルタ部とを含む。

中間周波数信号の中心周波数は、シンボルレートの整数倍としているので、このような構成の復調器を用いることによって、容易にデジタル信号を得ることができ、かつ容易に所望のチャネルを選択することができる。

一実施形態として、チャネル選択部は、サンプリング用クロック信号に基づいて、アナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号から、所望のチャネルを選択するチャネル選択用フィルタ部と、チャネル選択用フィルタ部によって選択された所望のチャネルのデジタル信号をベースバンド帯域にダウンコンバートするためのチャネル選択用クロック信号を生成するクロック生成部と、クロック生成部によって生成されたチャネル選択用クロック信号とアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号とをミキシングして、所望のチャンネルをベースバンドにダウンコンバートするミキシング部とを含む。

中間周波数信号の中心周波数は、シンボルレートの整数倍としているので、このような構成の復調器を用いることによって、容易にデジタル信号を得ることができ、かつ容易に所望のチャネルを選択することができる。

一実施形態として、チャネル選択部は、アナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号をデジタルフーリエ変換するためのデジタルフーリエ変換部と、デジタルフーリエ変換部によって得られた周波数成分を少なくとも１つ選択する周波数成分選択部と、周波数選択部によって選択された少なくとも１つの周波数成分をベースバンド帯域にシフトする周波数シフト部と、周波数シフト部によって周波数シフトされた少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する逆デジタルフーリエ変換部とを含む。

中間周波数信号の中心周波数は、シンボルレートの整数倍としているので、このような構成の復調器を用いることによって、容易にデジタル信号を得ることができ、かつ容易に所望のチャネルを選択することができる。

一実施形態として、サンプリング周波数は、中間周波数信号における受信すべきチャネルの中心周波数の２倍未満であり、アナログデジタル変換部は、帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号の全てを、サンプリング周波数の２分の１の周波数を有するデジタル信号に変換する。

これにより、アナログデジタル変換部から出力されたデジタル信号をサンプリング周波数の２分の１の周波数にまでダウンコンバートすることができるので、デジタル信号をベースバンド帯域にまでダウンコンバートするためのクロック周波数を下げることができる。よって、低消費電力化が図られる。

一実施形態として、サンプリング周波数は、中間周波数における受信すべきチャネルの中間周波数の２倍未満であり、中間周波数信号は、サンプリング周波数の２分の１のＮ倍（Ｎは１以上の整数）以上、サンプリング周波数の２分の１の（Ｎ＋１）倍以下の周波数を有する。

これにより、アナログデジタル変換部から出力されたデジタル信号をサンプリング周波数の２分の１の周波数にまでダウンコンバートすることができるので、デジタル信号をベースバンド帯域にまでダウンコンバートするためのクロック周波数を下げることができる。よって、低消費電力化が図られる。

好ましくは、復調器は、通過帯域幅が１チャネルの帯域幅よりも大きくかつ無線周波数信号の１バンド当たりの帯域幅よりも小さく、通過帯域の中心周波数が可変な中心周波数可変帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、中心周波数可変帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、アナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号から所望のチャネルを選択するチャネル選択部とを含む。

このように、中心周波数可変帯域通過フィルタを用いることで、アナログデジタル変換部に入力される妨害波のレベルを、中心周波数可変帯域通過フィルタによって、低減することができる。したがって、アナログデジタル変換部のダイナミックレンジが低減し、低消費電力化を図ることができる。さらに、所望チャネルのみを通過させる従来の受信回路装置のＩＦフィルタと異なり、中心周波数のばらつきの許容範囲が大きくなるため、フィルタの中心周波数の調整回路が簡易化できる。

好ましくは、復調器は、さらに、中心周波数可変帯域通過フィルタからの出力信号の電力レベルを検出するレベル検出部と、レベル検出部の検出結果に基づいて、中心周波数可変帯域通過フィルタのオフセットを制御するオフセット制御部とを含む。オフセット制御部は、中心周波数可変帯域通過フィルタからの出力信号のレベルが最大となるように、オフセットを制御する。

これにより、固定の寄生成分の影響等によって、中心周波数がずれたとしても、オフセットを制御することによって、中心周波数のずれを補正（キャリブレーション）することができる。

一実施形態として、中心周波数可変帯域通過フィルタは、バラクタダイオードの容量値とオペアンプの電流値とを変化させて通過帯域の中心周波数を変化させる。

これにより、中心周波数可変帯域通過フィルタを簡易に提供することができる。

一実施形態として、中心周波数可変帯域通過フィルタは、少なくとも２つのスイッチング素子と少なくとも１つのキャパシタとを有するスイッチドキャパシタ回路であって、一方のスイッチング素子の切り換え周期を変化させることによって、中心周波数を変化させる。

このような構成により、離散時間のアナログチューナブルフィルタとして、中心周波数制御部を実現することができる。中心周波数制御部は、主にスイッチとキャパシタとで構成されるので、素子の非線形性の影響を受けにくいフィルタが実現できる。

好ましくは、周波数変換器は、局部発振器から出力される局部発振信号の位相を０度回転させて第１の信号とし、９０回転させて第２の信号とする第１の移相器と、第１の信号に基づいて、無線周波数信号をダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、第２の信号に基づいて、無線周波数信号をダウンコンバートする第２のダウンコンバータと、第１のダウンコンバータの位相を０度回転させて、第２のダウンコンバータの位相を９０度回転させて、得られる２つの信号を合成して、復調器に入力する第２の移相器とを含む。

これにより、ハートレー方式の構成が得られるので、イメージ妨害を抑圧することができる。

好ましくは、周波数変換器は、局部発振器から出力される局部発振信号の位相を０度回転させて第１の信号とし、９０回転させて第２の信号とする移相器と、第１の信号に基づいて、無線周波数信号をダウンコンバートして復調器に入力する第１のダウンコンバータと、第２の信号に基づいて、無線周波数信号をダウンコンバートして復調器に入力する第２のダウンコンバータとを含む。復調器は、イメージ周波数を除去するための構成を有する。

これにより、イメージ周波数の抑圧がデジタル部で行われるため、イメージ周波数の抑圧の精度が向上する。

一実施形態として、復調器は、第１のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する中間周波数信号を全て通過させる第１の帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第１の帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、第１のアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号から所望のチャネルを選択する第１のチャネル選択フィルタと、第２のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する中間周波数信号を全て通過させる第２の帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第２の帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、第２のアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号から所望のチャネルを選択する第２のチャネル選択フィルタと、所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするための第１および第２のチャネル選択用クロック信号を生成するチャネル選択用クロック生成部と、第１のチャネル選択用クロック信号の位相を０度回転させて出力すると共に、９０度回転させて出力する第３の移相器と、第２のチャネル選択用クロック信号の位相を−９０度回転させて出力すると共に、０度回転させて出力する第４の移相器と、第１のチャネル選択フィルタからの出力と第３の移相器からの０度回転した第１のチャネル選択用クロック信号とをミキシングすると共に、第２のチャネル選択フィルタからの出力と第３の移相器からの９０度回転した第１のチャネル選択用クロック信号とをミキシングして、ミキシングによって得られた２つの信号を合成する第１の合成部と、第２のチャネル選択フィルタからの出力と第４の移相器からの０度回転した第２のチャネル選択用クロック信号とをミキシングすると共に、第１のチャネル選択フィルタからの出力と第４の移相器からの−９０度回転した第２のチャネル選択用クロック信号とをミキシングして、ミキシングによって得られた２つの信号を合成する第２の合成部とを含む。

これにより、イメージ周波数の抑圧がデジタル部で行われるため、イメージ周波数の抑圧の精度が向上する。

一実施形態として、復調器は、第１のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する中間周波数信号を全て通過させる第１の帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第１の帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、第１のアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号から所望のチャネルを選択する第１のチャネル選択フィルタと、第２のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する中間周波数信号を全て通過させる第２の帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第２の帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、第２のアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号から所望のチャネルを選択する第２のチャネル選択フィルタと、所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするためのチャネル選択用クロック信号を生成するチャネル選択用クロック生成部と、第１のチャネル選択用フィルタからの出力の移相を−９０度回転させる第３の移相器と、第２のチャネル選択用フィルタからの出力の移相を９０度回転させる第４の移相器と、第３の移相器からの出力と第２のチャネル選択フィルタからの出力とを合成する第１の合成部と、第４の移相器からの出力と第１のチャネル選択フィルタからの出力とを合成する第２の合成部と、第２の合成部からの出力をチャネル選択用クロック信号によってダウンコンバートする第３のダウンコンバータと、第１の合成部からの出力をチャネル選択用クロック信号によってダウンコンバートする第４のダウンコンバータとを備える。

これにより、イメージ周波数の抑圧がデジタル部で行われるため、イメージ周波数の抑圧の精度が向上する。

一実施形態として、復調器は、第１のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する中間周波数信号を全て通過させる第１の帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第１の帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、第１のアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号をデジタルフーリエ変換する第１のデジタルフーリエ変換部と、第２のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する中間周波数信号を全て通過させる第２の帯域通過フィルタと、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第２の帯域通過フィルタを通過した中間周波数信号をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、第２のアナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号をデジタルフーリエ変換する第２のデジタルフーリエ変換部と、第１のデジタルフーリエ変換部によって得られた複数の周波数成分から、少なくとも１つの周波数成分を選択する第１の周波数成分選択部と、第１の周波数成分選択部によって選択された少なくとも１つの周波数成分に対して、−ｊ（ｊは虚数）を乗算する第１の乗算部と、第２のデジタルフーリエ変換部によって得られた複数の周波数成分から、少なくとも１つの周波数成分を選択する第２の周波数成分選択部と、第２の周波数成分選択部によって選択された少なくとも１つの周波数成分に対して、ｊ（ｊは虚数）を乗算する第２の乗算部と、第１の乗算部の乗算結果と第２の周波数成分選択部によって選択された少なくとも１つの周波数成分とを合成する第１の合成部と、第２の乗算部の乗算結果と第１の周波数成分選択部によって選択された少なくとも１つの周波数成分とを合成する第２の合成部と、第１の合成部による合成結果をベースバンド帯域にシフトする第１の周波数シフト部と、第２の合成部による合成結果をベースバンド帯域にシフトする第２の周波数シフト部と、第１の周波数シフト部によって周波数シフトされた少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する第１の逆デジタルフーリエ変換部と、第２の周波数シフト部によって周波数シフトされた少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する第２の逆デジタルフーリエ変換部とを含む。

これにより、イメージ周波数の抑圧がデジタル部で行われるため、イメージ周波数の抑圧の精度が向上する。

好ましくは、周波数変換器は、第１のスイッチと、第２のスイッチと、第３のスイッチと、第１のキャパシタと、第２のキャパシタとを備え、無線周波数信号は、第１のスイッチに入力され、第１のスイッチの出力信号は、第２のスイッチに入力され、第２のスイッチの出力信号は、復調器に入力され、第１のキャパシタは、第１のスイッチと第２のスイッチとの接続端と、接地との間に挿入され、第２のキャパシタと第３のスイッチとは、第１のスイッチと第２のスイッチとの接続端と、接地との間に直列に挿入され、第１のスイッチは、局部発振器の出力信号の周波数に応じてオンオフし、第２のスイッチは、第１のスイッチがオンのときオフ、オフのときオンとなり、第３のスイッチは、無線周波数信号の周波数帯に対応してオンオフする。

好ましくは、第３のスイッチは、無線周波数信号の周波数帯が低い周波数帯のときオンし、無線周波数信号の周波数帯が高い周波数帯のときオフする。

これにより、低い周波数で大きな容量値をホールドすることができ、高い周波数で小さな容量値をホールドすることができる。

好ましくは、第１〜第３のスイッチ、ならびに第１および第２のキャパシタと同じ構成を有する回路を複数備え、複数の回路は、並列に接続されており、複数の第３のスイッチは、無線周波数信号の周波数帯に対応して同時にオンオフする。

このような構成にすることによって、ホールドすべき容量値をバンドに応じて切り換えることができるので、周波数変換回路の広帯域化が実現される。

以上、本発明によれば、ＲＦアナログの局部発振器の消費電力を低減しながらも、マルチバンドおよびマルチモードを実現することができる無線受信装置が提供されることとなる。

（第１の実施形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施形態に係る無線受信装置１００の構成を示すブロック図である。図１Ａにおいて、無線受信装置１００は、局部発振器１０１と、周波数変換器１０２と、復調器１０３とを備える。無線受信装置１００は、無線受信信号（以下、ＲＦ信号という）を受信する。図１Ｂは、ＲＦ信号の周波数スペクトルを示す図である。このように、ＲＦ信号には、複数のチャネルが含まれている。ここでは、１〜３の３つのチャネルが含まれている例を示しているが、本発明は、３つのチャネルに限定されるものではない。

無線受信装置１００は、ＲＦ信号を、中間周波数信号（以下、ＩＦ信号という）に変換して、復調し、同相成分のＩ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）および直交成分のＱ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）を得る。無線受信装置１００は、マルチモードおよび／またはマルチバンドのシステムに適用されるものとする。したがって、受信したＲＦ信号には、各モードおよび／または各バンドの周波数帯が混在している。しかし、ある瞬間においては、無線受信装置１００は、あるモードおよび／またはあるバンドの周波数帯のＲＦ信号のみを復調しなければならない。このようなＲＦ信号を受信すべきＲＦ信号ということにする。

局部発振器１０１は、受信すべきＲＦ信号の周波数帯に対応する周波数を有する局部発振信号を出力するために、バンド切り換え機能を有している。局部発振器１０１は、受信すべきＲＦ信号の周波数帯に応じて、局部発振信号のバンドを不連続に切り換えることができる。局部発振器１０１は、受信すべきバンドにおける局部発振信号の周波数変化幅を検出する。局部発振器１０１は、検出した周波数変化幅の周波数の中から、シンボルレートの整数倍となる周波数を求める。局部発振器１０１は、受信すべきチャネルにおけるＩＦ信号の中心周波数を当該シンボルレートの整数倍の周波数にさせるための局部発振周波数を求め、当該局部発振周波数を有する局部発振信号を出力する。

周波数変換器１０２は、局部発振器１０１から出力される局部発振信号によって、ＲＦ信号をダウンコンバートし、ＩＦ信号を出力する。図１Ｃは、周波数変換器１０２から出力されるＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図である。

復調器１０３は、周波数変換器１０２が出力するＩＦ信号をデジタル信号に変換して、当該デジタル信号から、受信すべきチャネルを選択し、ＩおよびＱを出力する。図１Ｄは、復調器１０３によって、チャネルが選択された様子を示す図である。図１Ｄに示すように、復調器１０３は、受信すべきチャネルのいずれか１つ選択する。復調器１０３は、復調の処理をシンボルレート毎に行う。従って、ＩＦ信号の中心周波数がシンボルレートの整数倍の周波数となっていれば、復調器１０３は、シンボルレートとＩＦ信号との間の同期をとるための処理を少ない演算量で行うことができる。よって、復調器１０３は、容易に、ＩＦ信号をデジタル信号へ変換することができ、かつ、所望のチャネルを選択することができる。

たとえば、ＲＦ信号として、２ＧＨｚ帯の信号を受信し、復調する場合を考える。ＲＦ信号をＩＦ信号に変換した際、２ＧＨｚ帯のバンド幅（Ｗ−ＣＤＭＡの場合は２１１０−２１７０ＭＨｚの６０ＭＨｚ）が、ＤＣで折り返され、ＩＦ信号の周波数帯に重ならないように、局部発振周波数は選ばれていなければならない。しかし、ＩＦ信号の周波数（以下、中間周波数という）があまりに高すぎると、サンプリングレートを早くしなければならない等の理由から、復調器の消費電力が増大する。したがって、中間周波数は、ＤＣ折り返しが重ならなく、かつ必要以上に高くないように選ばれていなければならない。上述のように、本発明では、中間周波数は、シンボルレート（Ｗ−ＣＤＭＡの場合３．８４ＭＨｚ）の整数倍に選ばれている。上記、ＤＣ折り返しが重ならなく、かつ必要以上に高くないという条件を満たし、シンボルレートの整数倍となる中間周波数は、複数存在する。従って、局部発振器に製造上のバラツキがあったとしても、このような中間周波数を有するＩＦ信号を得るための局部発振信号を選択することは可能である。

なお、第１の実施形態において、イメージ妨害に対しては、アンテナ（図示せず）と周波数変換器１０２との間に、バンド選択用のＲＦフィルタ（図示せず）を設け、イメージ周波数帯を抑圧する。たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡの場合、バンド幅は、６０ＭＨｚであるので、６０ＭＨｚ全ての信号を上記条件を満たしてダウンコンバートした場合、中間周波数は、約７０〜５００ＭＨｚとなる。したがって、受信周波数帯とイメージ周波数帯とが、当該周波数帯の倍以上の周波数だけ離れることとなるので、中間周波数がチャネル間隔オーダのＬｏＷ−ＩＦ方式の受信機と比べて、上記バンド選択用のＲＦフィルタを用いて、比較的容易にイメージ妨害波を抑圧することができる。

図２は、局部発振器１０１の構成を示すブロック図である。図２において、局部発振器１０１は、ＰＬＬ回路１１０と、検出部１２０と、判定部１３０と、周波数制御部１４０とを含む。ＰＬＬ回路１１０は、ＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：温度補償型水晶発振器）１１１と、分周器１１２と、位相比較器（ＰＤ：Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）１１３と、チャージポンプ（ＣＰ）１１４と、ローパスフィルタ１１５と、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１１６と、プリスケーラ１１７と、可変分周器１１８とを有する。ＰＬＬ回路１１０は、電圧制御発振器１１６の出力する局部発振信号をロックするように動作する。

電圧制御発振器は、後述の図３や図９に示すように、バンド切り換え機能を有している。

可変分周器１１８は、周波数制御部１４０によって、分周数が制御される。

バンドが切り換えられたら、周波数制御部１４０は、電圧制御発振器から出力される局部発振信号の周波数がスイープするように、検出部１２０からの指示に応じて、可変分周器１１８の分周数を制御する。

検出部１２０は、チャージポンプ１１４の電圧を検出して、ＰＬＬ回路１１０がロックしているか否かを判断する。検出部１２０は、ＰＬＬ回路１１０がロックした場合、次の分周数に変更するように、周波数制御部１４０に指示すると共に、ロックしたときの局部発振信号の周波数を可変分周器１１８の分周数から求める。このようにして、ロックする度に、分周数が変更される。検出部１２０は、分周数がスイープしている間、現在のバンドにおける局部発振周波数の最大値と最小値とを検出する。検出部１２０は、当該最大値と最小値との変化範囲を、局部発振信号の周波数変化幅として、検出する。

判定部１３０は、検出部１２０によって検出された当該周波数変化幅において、シンボルレートの整数倍となる周波数を判定し、判定結果を周波数制御部１４０に入力する。

周波数制御部１４０は、現在のバンドにおいて受信したいチャネルの中心周波数を予め知ることができる。周波数制御部１４０は、当該チャネルの中心周波数に、判定部１３０が判定した周波数を加えることによって、中間周波数をシンボルレートの整数倍にすることができる局部発振信号の周波数を求めることができる。局部発振周波数が求まれば、分周数が求まるので、周波数制御部１４０は、判定部１３０によって判定されたシンボルレートの整数倍となる周波数をＩＦ信号が有するような分周数で動作するように、可変分周器１１８を制御する。その後、ＰＬＬ回路１１０から出力される局部発振信号は、収束していく。これによって、ＩＦ信号の中心周波数が、シンボルレートの整数倍の周波数を有するようになる。なお、可変分周器１１８は分数分周方式を用いるので、ＰＬＬ回路１１０は、位相比較周波数の整数倍以外の周波数も発振できる。

図３は、電圧制御発振器１１６の一例を示す回路図である。図３に示すように、電圧制御発振器１１６は、差動回路構成であって、それぞれ並列に接続されたインダクタ回路１１６１と、可変容量回路１１６２と、負性抵抗回路１１６３と、バンド切り換え用スイッチ回路１１６４と、システム切換制御回路とを含む。

バンド切り換え用スイッチ回路１１６４は、複数のスイッチと、各スイッチに直列に接続されたキャパシタとを含む。バンド切り換え用スイッチ回路１１６４は、局部発振信号の疎調用の可変容量である。システム切換制御回路は、バンド切り換え用スイッチ回路１１６４のスイッチをオンオフして、可変容量回路１１６２に接続されるキャパシタの接続数を切り換えることによって、局部発振信号を不連続に変化させることができ、バンドを切り換えることができる。

可変容量回路１１６２は、並列に接続されたバラクタダイオード１１６２ａ，１１６２ｂを有する。可変容量回路１１６２は、局部発振信号の微調整用の可変容量である。バラクタダイオード１１６２ａ，１１６２ｂに印加する制御電圧Ｖｃｏｎｔを制御することによって、局部発振周波数を周波数変化幅の範囲で連続的に変化させることができる。制御電圧Ｖｃｏｎｔは、図２におけるローパスフィルタ１１５から入力される。

従来の電圧制御発振器では、所望のバンドおよびチャネルのための局部発振信号を得るために、バラクタダイオードの数を増やして微調整用の可変容量へ入力する制御電圧に対する周波数変化率を大きくとり、疎調用の可変容量のスイッチ切換数を多くして選択可能なバンドの数を多くしていた。それによって、必ず、所望のバンドおよびチャネルのための局部発振信号を従来の電圧制御発振器が出力するようにしていた。しかし、微調用の可変容量へ入力する制御電圧に加わる雑音が発振周波数の変化として現れ、疎調用の可変容量のＱ値がスイッチの数が増えたことにより劣化する。そのため、従来の電圧制御発振器では、Ｃ／Ｎが劣化するので、それを改善するため多くの消費電力が必要となっていた。

しかし、本発明では、中間周波数をシンボルレートの整数倍とすることによって、復調器１０３での復調を容易にする構成を採用している。したがって、従来の電圧制御発振器のように、微調整用の可変容量の変化率を大きくする必要も無いし、疎調用の可変容量のスイッチ切換数を多くする必要もない。よって、Ｃ／Ｎが劣化しないので、Ｃ／Ｎ劣化の改善のために、多くの消費電力を必要としない。

上記のことを、図４を用いて説明する。図４は、電圧制御発振器１１６に入力する制御電圧と局部発振周波数との関係を示すグラフである。図３に示すように、バンド切り換え用スイッチ回路１１６４におけるスイッチ数は、従来に比べて少ないので、電圧制御発振器１１６が取り扱えるバンドは、図４に示すように、不連続に、大きく間隔を空けて配置される。図４では、３つのバンドを例示している。当然、使用すべきバンドは決まっているので、局部発振周波数は、ある一定のバンド幅に収まっていなければならない。しかし、製造上のバラツキや温度変化によるバラツキによって、局発振周波数は、当該バンド幅内をばらつく。図３に示すように、可変容量回路１１６２内のバラクタダイオードの数を従来に比べ少なくすることによって、図４に示すように、制御電圧に対する局部発振周波数の変化率は、緩やかとなる。制御電圧に対する局部発振周波数の最大値と最小値との変化範囲が、周波数変化幅となる。ただし、当該周波数変化幅の中に、中間周波数をシンボルレートの整数倍とするような局部発振信号が存在する程度には、制御電圧に対する局部発振周波数の変化率を設定しなければならない。

このように、本発明では、中間周波数をシンボルレートの整数倍として、復調器において、チャネル選択を行う構成を採用しているので、電圧制御発振器１１６におけるバンドは、不連続に配置されていてもよく、さらに、制御電圧に対する局部発振周波数の変化率も緩やかであってよい。そのため、局部発振器１０１における消費電力は従来に比べ低減される。

その理由は、以下のようである。バンドを連続的に変化させるするためには、バンド切り換え用スイッチ回路１１６４におけるスイッチの数を増加させなければならない。スイッチの数の増加によって、共振回路のＱ値が劣化し、出力信号のレベルが下がる。そのため、相対的に雑音が大きくなり、Ｃ／Ｎ比が劣化する。そのため、バンドが連続的である場合、Ｃ／Ｎ比を改善するために、信号レベルを大きくしなければならず、結果、消費電力が増大する。また、制御電圧に対する発振周波数の感度が大きい場合を考える。この場合、制御電圧に対する周波数変化率が大きくなる。したがって、制御電圧に重畳する熱雑音に対する周波数変化率も大きくなる。熱雑音による周波数変化は、結局のところ雑音である。したがって、雑音が大きくなり、Ｃ／Ｎ比が劣化する。そのため、制御電圧に対する発振周波数の感度が大きい場合、Ｃ／Ｎ比を改善するために、信号レベルを大きくしなければならず、結果、消費電力が増大する。

なお、あるバンドの可変周波数範囲内に、中心周波数信号をシンボルレートの整数倍とさせる局部発振周波数が複数ある場合、複数の局部発振周波数の内、当該可変周波数範囲の真ん中の局部発振周波数が選ばれるとよい。このとき、温度変化や電圧変化でＩＦ周波数を変更する可能性が小さい無線受信装置が実現できる。

本発明者は、サンプルとして、二つの電圧制御発振器を選び、周波数変化幅を求め、２ＧＨｚ帯のＷＣＤＭＡにおいて、中間周波数をシンボルレートの整数倍にさせる局部発振周波数を求めてみた。図５Ａは、第１のサンプルにおける周波数関係を示す表である。図５Ｂは、第２のサンプルにおける周波数関係を示す表である。図５Ｃは、第１および第２のサンプルについて、ＲＦ信号の受信周波数（ＲＦ受信周波数）と局部発振周波数との関係を示すグラフである。

２ＧＨｚ帯のＷＣＤＭＡにおいて、ＲＦ受信周波数ｆ_RFは、２１１０〜２１７０ＭＨｚである。シンボルレートＳｙｍＲａｔｅは、３．８４ＭＨｚである。第１のサンプルの電圧制御発振器の発振周波数ｆ_LOが、バラツキのため、２２４０ＭＨｚ付近であったとする。このとき、局部発振周波数の最小値（ｆ_Lo＿ｍｉｎ）が２２３７．９６ＭＨｚであり、最大値（ｆ_Lo＿ｍａｘ）が２２４１．７２ＭＨｚであったとする。したがって、周波数変化幅Δｆ_LOは、３．７６ＭＨｚである。この周波数変化幅Δｆ_Loの中で、中間周波数ｆ_IFをシンボルレートの整数倍にすることができる局部発振周波数は、図５Ａの上段の表に示すように、存在する。図５Ａの上段の表に示すように、中間周波数ｆ_IFは、６９．１２〜１３０．５６ＭＨｚの値をとる。このように、電圧制御発振器に要求される周波数範囲は、ＲＦ受信周波数ｆ_RFの中心周波数（２１４０ＭＨｚ）の約０．１７％で十分である。

第２のサンプルの電圧制御発振器の発振周波数ｆ_LOが、バラツキのため、２２８０ＭＨｚ付近であったとする。このとき、局部発振周波数の最小値（ｆ_Lo＿ｍｉｎ）が２２７６．３６ＭＨｚであり、最大値（ｆ_Lo＿ｍａｘ）が２２８０．１２ＭＨｚであったとする。したがって、周波数変化幅Δｆ_LOは、３．７６ＭＨｚである。この周波数変化幅Δｆ_Loの中で、中間周波数ｆ_IFをシンボルレートの整数倍にすることができる局部発振周波数は、図５Ｂの上段の表に示すように、存在する。図５Ａの上段の表に示すように、中間周波数ｆ_IFは、１０７．５２〜１６８．９６ＭＨｚの値をとる。このように、電圧制御発振器に要求される周波数範囲は、ＲＦ受信周波数ｆ_RFの中心周波数（２１４０ＭＨｚ）の約０．１７％で十分である。

ここで、比帯域が約０．１７％であることの効果について説明しておく。通常、たとえば、２１４０ＭＨｚの発振周波数に対して、帯域幅は、６０ＭＨｚ＋マージン分が必要である。したがって、比帯域としては、２．８％＋αが必要である。従って、電圧制御発振器は、バンド数を増やして、制御電圧に対する周波数変化率の傾きを急にしなければならない。そのため、Ｃ／Ｎが劣化することとなるので、結果、消費電力が増大することとなる。しかし、本実施形態のように、比帯域が、約０．１７％であれば、制御電圧に対する周波数変化率の傾きが緩やかでよい。そのため、Ｃ／Ｎが劣化が防止でき、結果、消費電力を低減することができる。

ＲＦ受信周波数ｆ_RFが２１１０〜２１７０ＭＨｚのＲＦ信号を受信する場合であっても、図５Ｃに示すように、約２２４０ＭＨｚ〜約２２８０ＭＨｚの局部発振周波数を使用することができることが分かる。

このように、第１および第２のサンプルからも分かるように、本発明の構成では、電圧制御発振器は、周波数可変範囲が従来に比べ狭くてもよく、さらに、バラツキを有する局部発振周波数を有していたとしてもよい。したがって、局部発振周波数をバンド毎に不連続にすることができるので、局部発振器の低消費電力化が実現される。

図６は、周波数変換器１０２の回路例を示す図である。図６に示すように、周波数変換器１０２は、ギルバートセルを用いたダブルバランスミキサをベースにして構成されている。キャパシタと抵抗とを並列に接続した帰還回路１０２Ａ，１０２ＢをＲＦ側に設けることによって、位相を補償した負帰還増幅器となるため、周波数変換可能な帯域を広帯域にすることができる。さらに、ＩＦ側に抵抗回路１０２Ｃを用いることによって、インダクタとは異なり、インピーダンスの周波数依存性のない負荷となるため、周波数変換可能な帯域を広帯域にすることができる。

図７Ａは、復調器１０３の構成を示すブロック図である。図７Ａにおいて、復調器１０３は、帯域通過フィルタ１５０と、アナログデジタル変換部（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１６０と、チャネル選択部１７０とを含む。チャネル選択部１７０は、ミキシング部１７１と、チャネル選択用フィルタ部１７２と、クロック生成部１７３とを有する。ミキシング部１７１は、第１のデジタルミキサ１７４と、第２のデジタルミキサ１７５と、移相器１７６とを有する。チャネル選択用フィルタ部１７２は、第１のローパスフィルタ１７７と、第２のローパスフィルタ１７８とを有する。

図７Ｂは、帯域通過フィルタ１５０に入力されるＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図である。図７Ｂでは、１〜３のチャネルがＩＦ信号に含まれていると例示している。帯域通過フィルタ１５０は、受信したいバンドに対応するＩＦ信号を全て通過させる。これによって、後段のアナログデジタル変換部１６０において、所望のＩＦ信号の周波数と同じ周波数にエリアジングで折り返してくる雑音を低減することができる。図７Ｃは、帯域通過フィルタ１５０が通過させる帯域を示す図である。

アナログデジタル変換部１６０は、外部または内部からのサンプリング用クロック信号に基づいて、帯域通過フィルタ１５０が通過したＩＦ信号をデジタル信号に変換する。ここで、サンプリング用クロック信号の周波数（サンプリング周波数）をｆｓと表記する。サンプリング周波数ｆｓは、ナイキストのサンプリング定理よって、ＩＦ信号の周波数（中間周波数）の２倍以上の周波数でなければならない。さらに、サンプリング周波数ｆｓは、シンボルレートの整数倍である。このように、中間周波数およびサンプリング周波数をシンボルレートの整数倍とすることによって、アナログデジタル変換部１６０は、容易に、ＩＦ信号をデジタル信号に変換することができる。

チャネル選択部１７０は、アナログデジタル変換部１６０によって得られた当該デジタル信号から所望のチャネルを選択する。具体的には、チャネル選択部１７０において、当該デジタル信号は、２分岐され、第１および第２のデジタルミキサ１７４，１７５に入力される。クロック生成部１７３は、チャネル選択用クロック信号を出力する。クロック生成部１７３から出力されたチャネル選択用クロック信号は、移相器１７６において、０度位相が回転され、第１のデジタルミキサ１７４に入力されると共に、９０度位相が回転され、第２のデジタルミキサ１７５に入力される。第１のデジタルミキサ１７４は、当該デジタル信号と０度位相が回転したチャネル選択用クロック信号とをミキシングして、所望のチャネルのＩをベースバンドにダウンコンバートする。第２のデジタルミキサ１７５は、当該デジタル信号と９０度位相が回転したチャネル選択用クロック信号とをミキシングして、所望のチャネルのＱをベースバンドにダウンコンバートする。図７Ｄは、ミキシング部１７１によって、所望のチャネルがベースバンドにダウンコンバートされたときの様子を示す図である。そして、第１のローパスフィルタ１７７は、所望のチャネルのＩのみを通過する。第２のローパスフィルタ１７８は、所望のチャネルのＱのみを通過する。図７Ｅは、所望のチャネルのみが通過される様子を示す図である。なお、第１および第２のデジタルミキサ１７４，１７５、クロック生成部１７３、移相器１７６、ならびに第１および第２のローパスフィルタ１７７，１７８は、サンプリング用クロック信号に同期して動作する。

図８は、チャネル選択用のクロック生成部１７３の構成例を示すブロック図である。図８において、チャネル選択用クロック生成部１７３は、割り算部１７３−１〜１７３−７と、ＳＰＤＴ（ｓｉｎｇｌｅ ｐｏｌｅ ｄｏｕｂｌｅ ｔｈｒｏｗ）１７３−８〜１７３−１４と、ミキシング部１７３−１５〜１７３−２０と、ＤＰＤＴ（ｄｏｕｂｌｅ ｐｏｌｅ ｄｏｕｂｌｅ ｔｈｒｏｗ）１７３−２１〜１７３−２６とを含む。ミキシング部１７３−１５〜１７３−２０は、それぞれ、ｆ１およびｆ２が入力された場合、ｆ１＋ｆ２を出力し、ｆ１のみが入力された場合、ｆ１のみを出力する。ＳＰＤＴ１７３−８〜１７３−１４は、入力側端子が１つであり、出力側端子が２つであり、スイッチを切り換えることによって、１つの入力側端子と１つの出力側端子との接続を切り換えることができる。ＤＰＤＴ１７３−２１〜１７３−２６は、入力側端子が２つであり、出力側端子が２つであり、スイッチを切り換えることによって、ある１つの入力側端子とある１つの出力側端子とを接続することができる。

サンプリング周波数ｆｓは、シンボルレートの整数倍であるので、ＳＰＤＴ１７３−８〜１７３−１４およびＤＰＤＴ１７３−２１〜１７３−２６におけるスイッチの切り換えを適切に行うことによって、クロック生成部１７３は、シンボルレートの整数倍の周波数を有するチャネル選択用クロック信号を出力することができる。なお、たとえば、図５Ａおよび図５Ｂに示すように、実際に使用する中間周波数は、狭い範囲となる（たとえば、約６０ＭＨｚ〜１７０ＭＨｚ）ので、図８に示す回路構成は、さらに簡略化できる。なお、中間周波数が２倍のシンボルレートの整数倍であれば、さらに、回路を簡略化できる。同様に、中間周波数が、３倍、…、Ｎ倍のシンボルレートの整数倍であれば、回路を簡略化できる。

このように、第１の実施形態によれば、局部発振器１０１は、中間周波数をシンボルレートの整数倍にするような周波数を有する局部発振信号を出力する。中間周波数をシンボルレートの整数倍とすることによって、復調器１０３は、アナログデジタル変換を容易に実行することができ、かつ、所望のチャネルを容易に選択することができる。復調器において所望のチャネルが選択されるので、復調器の前段においては、バンドを選択するだけでよい。中間周波数をシンボルレートの整数倍にすることができる局部発振周波数は複数存在する。したがって、局部発振器１０１内の電圧制御発振器１１６にバラツキがあったとしても、そのような局部発振周波数を選択することは可能である。よって、電圧制御発振器１１６は、バンドに対応して、不連続にバンドを切り替えることができ、かつ、制御電圧に対して、緩やかに局部発振周波数が変化する特性を有してさえいればよい。先述したように、そのような電圧制御発振器１１６は、消費電力が従来に比べて少なくてよい。したがって、ＲＦアナログの局部発振器の消費電力を低減しながらも、マルチバンドおよびマルチモードを実現することができる無線受信装置が提供されることとなる。

（第１の実施形態における電圧制御発振器の変形例）
図９は、電圧制御発振器１１６の他の例を示す回路図である。図９において、図３に示す回路と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。図９に示す電圧制御発振器１１６は、可変容量回路１１６２の代わりに、微調整用スイッチ回路１１６２ｃを含む。微調整用スイッチ回路１１６２ｃは、複数のキャパシタのそれぞれにスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子のオンオフが制御されることによって、局部発振周波数を微調整する。図９に示す構成によって、微調整用の可変容量のＱ値を高くできるので、電圧制御発振器１１６の低消費電力化を実現することができる。

ここで、微調整用スイッチ回路１１６２ｃを用いて、シンボルレートの整数倍に中間周波数を合わせることができる理由について説明する。たとえば、周波数ｆ０およびｆ０＋Δｆの２つをΔｆ／２の周期で切り換える場合を考える。この場合、出力信号Ｓ（ｔ）は、以下のように表される。
Ｓ（ｔ）＝Ａ（Δｆ／２）・ｃｏｓ２π（ｆ０）ｔ＋Ｂ（Δｆ／２）・ｃｏｓ２π（ｆ０＋Δｆ）ｔ
ここで、Ａ（Δｆ／２）は、時刻１／Δｆ〜２／Δｆまでが０で、それ以外が１の関数である。Ｂ（Δｆ／２）は、時刻１／Δｆ〜２／Δｆまでが１で、それ以外が０の関数である。Ｓ（ｔ）を計算すると、必ず、ｃｏｓ２π（ｆ０＋Δｆ／２）ｔの成分が現れてくる。したがって、適切にスイッチを切り換えることによって、２つの容量の中間の値を等価的に実現でき、連続的な周波数変化が可能となる。ゆえに、当該変形例を用いても、シンボルレートの整数倍に中間周波数を合わせることができる。

（第１の実施形態における周波数変換器の変形例）
図１０Ａは、周波数変換器１０２の他の例を示す回路図である。図１０Ａに示す周波数変換器１０２は、サンプルホールド回路を用いたダウンコンバータである。ここでは、経路が４つの場合を示しているが、それに限られない。図１０Ａに示すダウンコンバータは、局部発振器１０１からの局部発振信号の局部発振周波数の４分の１のタイミングでサンプリングを行う。サンプリングが行われるタイミングは、４つの経路上で時間的にずれている。図１０Ｂは、４つの経路に入力されるサンプリングのためのクロックＬＯ／４＿１，ＬＯ／４＿２，ＬＯ／４＿３，ＬＯ／４＿４を示す図である。これにより、１つのスイッチの切換時間のスペックが緩和される。この構成により、時間方向にデジタル的にダウンコンバートが行われるため、比較的ばらつきが小さく、帯域の広いダウンコンバータが実現できる。

（第１の実施形態における復調器の第１の変形例）
図１１Ａは、復調器１０３の他の構成を示すブロック図である。図１１Ａにおいて、図７Ａに示す構成と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略する。図１１Ａにおいて、復調器１０３は、帯域通過フィルタ１５０と、アナログデジタル変換部１６０と、チャネル選択部１８０とを含む。チャネル選択部１８０は、ミキシング部１７１と、チャネル選択用フィルタ１８１と、クロック生成部１７３とを有する。図１１Ｂは、ＩＦ信号のスペクトルを示す図である。図１１Ｃは、帯域通過フィルタ１５０による帯域通過の様子を示す図である。

図１１Ｄは、チャネル選択用フィルタ１８１によるチャネル選択の様子を示す図である。チャネル選択用フィルタ１８１は、チャネル選択用のチューナブルバンドパスフィルタであって、所望のチャネルを通過することができる。チャネル選択用フィルタ１８１は、チューナブルバンドパスフィルタとして、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等を用いる。これによって、タップの値を変更することによって、所望のチャネルを通過させることができる。特に、本発明では、中間周波数がシンボルレートの整数倍であるので、サンプリング周波数ｆｓと入力されるデジタル信号との間の同期がとりやすい。したがって、比較的容易な回路構成で、精度の良いバンドパスフィルタを提供することができる。なお、この場合も、チャネル選択用のクロック生成部１７３として、図８に示す構成を適用することができる。

図１１Ｅは、ミキシング部によって、所望のチャネルがベースバンドにダウンコンバートされたときの様子を示す図である。このように、図１１Ａに示す構成を用いても、所望のチャネルを選択することができる。

（第１の実施形態における復調器の第２の変形例）
図１２は、復調器１０３の他の構成を示すブロック図である。図１２において、図７Ａに示す構成と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略する。図１２において、復調器１０３は、帯域通過フィルタ１５０と、アナログデジタル変換部１６０と、チャネル選択部１９０とを含む。チャネル選択部１９０は、デジタルフーリエ変換（ＤＦＴ）部１９１と、周波数成分選択部１９２と、周波数シフト部１９３と、逆デジタルフーリエ変換部１９４とを含む。逆デジタルフーリエ変換部１９４は、実部虚部分岐部１９５と、第１の逆デジタルフーリエ変換部１９６と、第２の逆デジタルフーリエ変換部１９７と有する。

デジタルフーリエ変換部１９１は、アナログデジタル変換部によって得られたデジタル信号をデジタルフーリエ変換して、ｆ１〜ｆＮの周波数成分に分解する。周波数成分選択部１９２は、所望のチャネルの再生に必要な周波数成分を少なくとも１つ選択する。当該選択は、パラレルに行われても良いし、シリアルに行われてもよい。周波数シフト部１９３は、周波数成分選択部１９２によって選択された周波数成分をベースバンド帯域にシフトする。実部虚部分岐部１９５は、周波数シフト部１９３からの出力を実数部と虚数部とに分岐する。実数部は、第１の逆デジタルフーリエ変換部１９６によって逆デジタルフーリエ変換されて、所望のチャネルのＩが出力される。虚数部は、第２の逆デジタルフーリエ変換部１９７によって逆デジタルフーリエ変換されて、所望のチャネルのＱが出力される。このように、逆デジタルフーリエ変換部１９４は、周波数成分選択部１９２によって選択され、周波数シフト部１９３によって周波数シフトされた１つの周波数成分を逆フーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する。

中間周波数は、シンボルレートの整数倍であるので、デジタル信号のデジタルフーリエ変換を容易に行うことができる。なぜなら、デジタル信号とシンボルレートとの同期がとりやすくなるからである。

（第２の実施形態）
上記第１の実施形態では、イメージ妨害をＲＦのバンドパスフィルタで低減することとしたが、アプリケーションによっては、さらに、イメージ妨害を実現する必要がある。そこで、第２の実施形態を提案する。第２の実施形態では、周波数変換器の構成が第１の実施形態と異なる。

図１３は、本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器２０２の構成を示すブロック図である。周波数変換器２０２以外は、第１の実施形態と同様である。図１３において、周波数変換器２０２は、第１の移相器２１２と、第２の移相器２２２と、第１のダウンコンバータ２３２と、第２のダウンコンバータ２４２とを備える。

第１の移相器２１２は、局部発振器１０１から出力される局部発振信号の位相を０度回転させて第１のダウンコンバータ２３２に入力すると共に、９０度回転させて第２のダウンコンバータ２４２に入力する。第１のダウンコンバータ２３２は、０度位相が回転した局部発振信号に基づいて、ＲＦ信号をダウンコンバートする。第２のダウンコンバータ２４２は、９０度位相が回転した局部発振信号に基づいて、ＲＦ信号をダウンコンバートする。第２の移相器２２２は、第１のダウンコンバータ２３２の出力の位相を０度回転させ、第２のダウンコンバータ２４２の出力の位相を９０度回転させて、得られる２つの信号を合成して、復調器１０３に入力する。

このように、第２の実施形態によれば、周波数変換器２０２は、ハートレー方式となるので、イメージ妨害を抑圧することができる。

なお、局部発振器１０１は、所望の局部発振周波数の２Ｎ倍の周波数を有する局部発振信号を出力するようにして、分周器を用いて、０度・９０度位相差を作ってもよい。

（第３の実施形態）
図１４は、本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器３０２の構成を示すブロック図である。図１４において、第２の実施形態と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略する。周波数変換器３０２は、第１の移相器２１２と、第１のダウンコンバータ２３２と、第２のダウンコンバータ２４２とを含む。図１４に示すように、０度・９０度位相差を有する局部発振信号によって、ＲＦ信号はダウンコンバートされ、後述の図１５Ａに示す復調器４０３に入力される。

図１５Ａは、復調器４０３の構成を示すブロック図である。復調器４０３は、第１の帯域通過フィルタ４１０と、第１のアナログデジタル変換部４１１と、第１のチャネル選択フィルタ４１２と、第１の合成部４１３と、第１のチャネル選択用クロック生成部４１６と、第３の移相器４１５と、第２の帯域通過フィルタ４２５と、第２のアナログデジタル変換部４２４と、第２のチャネル選択フィルタ４２３と、第２の合成部４２２と、第２のチャネル選択用クロック生成部４１９と、第４の移相器４２０とを含む。第１の合成部４１３は、第１のデジタルミキサ４１４と、第２のデジタルミキサ４１７とを有する。第２の合成部４２２は、第３のデジタルミキサ４１８と、第４のデジタルミキサ４２１とを有する。

第１の帯域通過フィルタ４１０は、第１のダウンコンバータ２３２からの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる。第１のアナログデジタル変換部４１１は、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第１の帯域通過フィルタ４１０通過したＩＦ信号をデジタル信号に変換する。第２の帯域通過フィルタ４２５は、第２のダウンコンバータ２４２からの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる。第２のアナログデジタル変換部４２４は、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、第２の帯域通過フィルタ４２５通過したＩＦ信号をデジタル信号に変換する。図１５Ｂは、ＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図である。図１５Ｃは、第１および第２の帯域通過フィルタ４１０，４２５における帯域通過の様子を示す図である。

第１のチャネル選択フィルタ４１２は、第１のアナログデジタル変換部４１１によって得られたデジタル信号から所望のチャネルの周波数を通過させる。第２のチャネル選択フィルタ４２３は、第２のアナログデジタル変換部４２４によって得られたデジタル信号から所望のチャネルの周波数を通過させる。図１５Ｄは、第１および第２のチャネル選択フィルタ４１２，４２３によって所望のチャネルが通過する様子を示す図である。

第１および第２のチャネル選択用クロック生成部４１６，４１９は、所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするための第１および第２のチャネル選択用クロック信号を生成する。

第３の移相器４１５は、第１のチャネル選択用クロック生成部４１６からのチャネル選択用クロック信号の位相を０度回転させて出力すると共に、９０度回転させて出力する。

第４の移相器４２０は、第２のチャネル選択用クロック生成部４１９からのチャネル選択用クロック信号の位相を−９０度回転させて出力すると共に、０度回転させて出力する。

第１の合成部４１３は、第１のチャネル選択フィルタ４１２からの出力と第３の移相器４１５からの０度回転したチャネル選択用クロック信号とを第１のデジタルミキサ４１４によってミキシングすると共に、第２のチャネル選択フィルタ４２３からの出力と第３の移相器４１５からの９０度回転したチャネル選択用クロック信号とを第２のデジタルミキサ４１７によってミキシングして、ミキシングによって得られた２つの信号を合成して、Ｉとして出力する。

第２の合成部４２２は、第２のチャネル選択フィルタ４２３からの出力と第４の移相器４２０からの０度回転したチャネル選択用クロック信号とを第４のデジタルミキサ４２１によってミキシングすると共に、第１のチャネル選択フィルタ４１２からの出力と第４の移相器４２０からの−９０度回転したチャネル選択用クロック信号とを第３のデジタルミキサによってミキシングして、ミキシングによって得られた２つの信号を合成して、Ｑとして出力する。図１５Ｅは、第１および第２の合成部４１３，４２２におけるベースバンドへのダウンコンバートの様子を示す図である。

このように、第３の実施形態では、イメージ周波数の抑圧がデジタル部で行われるため、イメージ周波数の抑圧の精度が向上する。また、合成を行う前に信号の振幅、位相の補正を行うことでさらにイメージ抑圧を改善することができる。

（第３の実施形態の復調器の第１の変形例）
図１６は、第３の実施形態に係る復調器４０３の第１の変形例の構成を示すブロック図である。図１６において、図１５Ａに示す部分と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略する。図１６において、復調器４０３は、第１の帯域通過フィルタ４１０と、第１のアナログデジタル変換部４１１と、第１のチャネル選択フィルタ４１２と、第２の帯域通過フィルタ４２５と、第２のアナログデジタル変換部４２４と、第２のチャネル選択フィルタ４２３と、チャネル選択用クロック生成部４３０と、第１のデジタルダウンコンバータ４３１と、第２のデジタルダウンコンバータ４３２と、第３の移相器４３３と、第４の移相器４３４と、第１の合成部４３５と、第２の合成部４３６とを含む。

チャネル選択用クロック生成部４３０は、所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするためのチャネル選択用クロック信号を生成する。第３の移相器４３３は、第１のチャネル選択フィルタ４１２からの出力の移相を−９０度回転させる。第４の移相器４３４は、第２のチャネル選択用フィルタからの出力の移相を９０度回転させる。第１の合成部４３５は、第３の移相器４３３からの出力と第２のチャネル選択フィルタ４２３からの出力とを合成する。第２の合成部４３６は、第４の移相器４３４からの出力と第１のチャネル選択フィルタ４１２からの出力とを合成する。第１のデジタルダウンコンバータ４３１は、第２の合成部４３６からの出力をチャネル選択用クロック信号によってダウンコンバートして、Ｉとして出力する。第２のデジタルダウンコンバータ４３２は、第１の合成部４３５からの出力をチャネル選択用クロック信号によってダウンコンバートして、Ｑとして出力する。

図１６に示す構成によって、第１および第２の合成部４３５，４３６において、イメージ周波数が除去されることとなる。

（第３の実施形態における復調器の第２の変形例）
図１７は、第３の実施形態における復調器４０３の第２の変形例の構成を示すブロック図である。図１７において、図１５Ａに示す部分と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略する。図１７において、復調器４０３は、第１の帯域通過フィルタ４１０と、第１のアナログデジタル変換部４１１と、第２の帯域通過フィルタ４２５と、第２のアナログデジタル変換部４２４と、第１のデジタルフーリエ変換部４４１と、第１の周波数成分選択部４４２と、第１の合成部４４３と、第１の乗算部４４５と、第１の周波数シフト部４４６と、第１の逆デジタルフーリエ変換部４４７と、第２のデジタルフーリエ変換部４４８と、第２の周波数成分選択部４４９と、第２の合成部４５１と、第２の乗算部４５０と、第２の周波数シフト部４５２と、第２の逆デジタルフーリエ変換部４５３とを含む。

第１のデジタルフーリエ変換部４４１は、第１のアナログデジタル変換部４１１によって得られたデジタル信号をデジタルフーリエ変換する。第２のデジタルフーリエ変換部４４８は、第２のアナログデジタル変換部４２４によって得られたデジタル信号をデジタルフーリエ変換する。

第１の周波数成分選択部４４２は、第１のデジタルフーリエ変換部によって得られた複数の周波数成分から、所望のチャネルを再生するのに必要な少なくとも１つの周波数成分を選択する。

第１の乗算部は、第１の周波数成分選択部４４２によって選択された少なくとも１つの周波数成分に対して、−ｊ（ｊは虚数）を乗算する。

第２の周波数成分選択部４４９は、第２のデジタルフーリエ変換部４４８によって得られた複数の周波数成分から、所望のチャネルを再生するのに必要な少なくとも１つの周波数成分を選択する。

第２の乗算部４５０は、第２の周波数成分選択部４４９によって選択された少なくとも１つの周波数成分に対して、ｊ（ｊは虚数）を乗算する。

第１の合成部４４３は、第１の乗算部４４５の乗算結果と第２の周波数成分選択部４４９によって選択された少なくとも１つの周波数成分とを合成する。

第２の合成部４５１は、第２の乗算部４５０の乗算結果と第１の周波数成分選択部４４２によって選択された少なくとも１つの周波数成分とを合成する。

第１の周波数シフト部４４６は、第１の合成部４４３による合成結果をベースバンド帯域にシフトする。

第２の周波数シフト部４５２は、第２の合成部４５１による合成結果をベースバンド帯域にシフトする。

第１の逆デジタルフーリエ変換部４４７は、第１の周波数シフト部４４６によって周波数シフトされた少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する。

第２の逆デジタルフーリエ変換部４５３は、第２の周波数シフト部４５２によって周波数シフトされた少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する。

このように、第２の変形例では、第１および第２の合成部４４３，４５１において、イメージ周波数が除去されるので、イメージ妨害を抑圧する復調器が提供されることとなる。

なお、復調器４０３は、イメージ周波数を除去するための構成を有していればよく、上記の構成に限定されるものではない。

（第４の実施形態）
第４の実施形態において、復調器の構成以外は、第１の実施形態と同様であるとする。図１８Ａは、本発明の第４の実施形態に係る復調器５０３の構成を示すブロック図である。図１８Ａにおいて、復調器５０３は、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３と、アナログデジタル変換部５２３と、チャネル選択部５３３とを含む。チャネル選択部５３３は、チャネル選択用クロック生成部５４３と、移相器５５３と、第１のデジタルミキサ５６３と、第２のデジタルミキサ５７３と、第１のローパスフィルタ５８３と、第２のローパスフィルタ５９３とを有する。図１８Ｂは、１〜９のチャネルを含むＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図である。

中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３は、通過帯域幅が１チャネルの帯域幅よりも大きくかつＲＦ信号の１バンド当たりの帯域幅よりも小さく、通過帯域の中心周波数が可変なフィルタである。中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３は、所望のチャネルが変わったら、通過帯域の中心周波数も変化させる。図１８Ｃは、所望のチャネルが変わったときの通過帯域の中心周波数が変化する様子を示す図である。

アナログデジタル変換部５２３は、シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、中心周波数可変帯域通過フィルタを通過したＩＦ信号をデジタル信号に変換する。

チャネル選択部５３３は、アナログデジタル変換部５２３によって得られたデジタル信号から所望のチャネルを選択する。図１８Ｄは、チャネル選択部によって、所望のチャネルがベースバンドにダウンコンバートされたときの様子を示す図である。図１８Ｅは、チャネル選択部によって、所望のチャネルが取り出されたときの様子を示す図である。チャネル選択部５３３の構成は、図７Ａに示すように、第１の実施形態と同様であるので、詳しい動作説明を省略する。

このように、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３を用いることで、アナログデジタル変換部５２３に入力される妨害波のレベルを、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３によって、低減することができる。したがって、アナログデジタル変換部５２３のダイナミックレンジが低減し、低消費電力化を図ることができる。さらに、所望チャネルのみを通過させる従来の受信回路装置のＩＦフィルタと異なり、中心周波数のばらつきの許容範囲が大きくなるため、フィルタの中心周波数の調整回路が簡易化できる。

図１９は、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の構成例を示す図である。図１９に示すように、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３は、可変容量および可変インダクタが並列に接続された並列共振器である。可変容量は、バラクタダイオードによって構成されている。可変インダクタは、オペアンプによって構成されている。バラクタダイオードの容量値とオペアンプの電流値とを変化させることによって、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の中心周波数を制御することができる。

図２０は、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の中心周波数を調整するための構成を示す図である。復調器５０３は、さらに、中心周波数制御部６０１と、スイッチ回路６０２と、レベル検出部６０３と、オフセット制御部６０４とを含む。

中心周波数制御部６０１は、所望のチャネルに応じて、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の中心周波数を制御する。スイッチ回路６０２は、所定のタイミングに応じて、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３からの出力をレベル検出部６０３に入力するようにスイッチングする。レベル検出部６０３は、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３からの出力信号の電力レベルを検出する。

オフセット制御部６０４は、いくつかのＩＦ信号を用いて、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の中心周波数のオフセットのキャリブレーションをとる。キャリブレーションをとる方法として、たとえば、無線受信装置は、未送信時に、送信回路６０５から、スイッチ回路６０６を介してＩＦ信号を周波数変換器１０２に入力し、ＩＦ信号を作って、レベル検出部６０３の検出電力が最大となるようにオフセットを制御する。最初のキャリブレーションをとるとき以外、オフセット制御部６０４は、レベル検出部６０３の検出結果に基づいて、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３のオフセットを制御する。オフセット制御部６０４は、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３からの出力信号のレベルが最大となるように、オフセットを制御する。

以上により、固定の寄生成分の影響等によって、中心周波数がずれたとしても、オフセットを制御することによって、中心周波数のずれを補正（キャリブレーション）することができる。

（第４の実施形態における中心周波数制御部の変形例）
図２１Ａは、第４の実施形態における中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の変形例を示す回路図である。図２１Ａに示すように、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３は、少なくとも２つのスイッチング素子と少なくとも１つのキャパシタとを有するスイッチドキャパシタ回路であって、一方のスイッチング素子の切り換え周期を変化させることによって、中心周波数を変化させることができる。

図２１Ｂは、図２１Ａにおける主要部の信号の時間変化を示す図である。図２１Ｂに示すように、周波数の異なる２つの信号ｓｉｇｎａｌ１（点線）とｓｉｇｎａｌ２（実線）とが入力端子ＩＮに入力されたとする。ｓｉｇｎａｌ１の周波数の信号が入力された場合、出力端子ＯＵＴにｓｉｇｎａｌ１の信号が現れる。一方、ｓｉｇｎａｌ２の周波数の信号が入力された場合、出力端子ＯＵＴには信号が現れない。ｃｌｏｃｋ２の周波数を変えることにより、通過周波数は変化する。

以上のような構成により、離散時間のアナログチューナブルフィルタとして、中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３を実現することができる。中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３は、主にスイッチとキャパシタとで構成されるので、素子の非線形性の影響を受けにくいフィルタが実現できる。

（第５の実施形態）
第１の実施形態では、サンプリング周波数ｆｓは、ＩＦ信号の周波数の２倍以上であるとしていた。第５の実施形態では、サンプリング周波数ｆｓが、ＩＦ信号の２倍未満の復調器を提案する。なお、第１の実施形態同様、サンプリング周波数ｆｓは、シンボルレートの整数倍である。

図２２Ａは、本発明の第５の実施形態における復調器７０３の構成を示すブロック図である。第５の実施形態に係る無線受信装置において、復調器７０３以外は、第１の実施形態と同様の構成を有する。図２２Ａにおいて、復調器７０３は、帯域通過フィルタ７１０と、アナログデジタル変換部７２０と、チャネル選択部７３０とを含む。チャネル選択部７３０の構成は、第１の実施形態におけるチャネル選択部１７０と同様である。

アナログデジタル変換部７２０は、入力されたＩＦ信号全てを、０〜ｆｓ／２Ｈｚの間に折り返しながら、デジタル信号に変換する。したがって、周波数変換器１０２によってダウンコンバートされたＩＦ信号の全てのチャネルが、Ｎ×ｆｓ／２以上、（Ｎ＋１）×ｆｓ／２以下の周波数範囲に入るように、局部発振器１０１は、局部発振周波数を選ぶ。このように、アンダーサンプリングのために適切な局部発振周波数を選ぶと、アナログデジタル変換部７２０は、入力されたＩＦ信号全てを、０〜ｆｓ／２Ｈｚの間に折り返しながら、デジタル信号に変換することができる。

図２２Ｂは、帯域通過フィルタ７１０の通過特性を示す図である。帯域通過フィルタ７１０は、Ｎ×ｆｓ／２未満および（Ｎ＋１）×ｆｓ／２を超える周波数帯域を十分に低減できる通過特性を有する。

図２２Ｃは、アナログデジタル変換部７２０から出力されるデジタル信号のスペクトルを示す図である。図２２Ｃに示すように、アナログデジタル変換部７２０から出力されるデジタル信号は、０〜ｆｓ／２Ｈｚの周波数帯にダウンコンバートされている。したがって、チャネル選択部において、ベースバンド帯域にデジタル信号をダウンコンバートするためのクロック周波数を下げることができる。図２２Ｄは、所望のチャネルをチャネル選択部７３０において、バースバンド帯域にダウンコンバートしたときの様子を示す図である。図２２Ｅは、チャネル選択部７３０において、所望のチャネルを通過させる様子を示す図である。

以上、第５の実施形態では、ベースバンド帯域にデジタル信号をダウンコンバートするためのクロック周波数を下げることができるので、低消費電力化が図られる。

（第６の実施形態）
図２３Ａは、本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器１０２の構成を示す回路図である。図２３Ｂは、図２３Ａに示す端子ＬＯ／４＿１〜ＬＯ／４＿４に入力されるクロックを示す図である。

周波数変換器１０２は、第１のスイッチ１０２ａと、第２のスイッチ１０２ｂと、第３のスイッチ１０２ｃと、第１のキャパシタ１０２ｄと、第２のキャパシタ１０２ｅとを１単位の回路として、当該回路を４つ備える。複数の第３のスイッチ１０２ｃは、同時にオンオフされるように接続されている。ＲＦ信号は、入力端子ＩＮから、第１のスイッチ１０２ａに入力される。第１のスイッチ１０２ａの出力信号は、第２のスイッチ１０２ｂに入力される。第２のスイッチ１０２ｂの出力信号は、復調器に入力される。第１のキャパシタ１０２ｄは、第１のスイッチ１０２ａと第２のスイッチ１０２ｂとの接続端と、接地との間に挿入されている。第２のキャパシタ１０２ｅと第３のスイッチ１０２ｃとは、第１のスイッチ１０２ａと第２のスイッチ１０２ｂとの接続端と、接地との間に直列に挿入されている。図２３Ｂに示すように、第１のスイッチ１０２ａは、局部発振器１０１の出力信号の周波数に応じてオンオフする。ＮＯＴ回路によって、第２のスイッチ１０２ｂは、第１のスイッチがオンのときオフ、オフのときオンとなる。第３のスイッチ１０２ｃは、無線周波数信号の周波数帯に対応してオンオフする。

本発明の無線受信装置は、マルチバンドに対応しなければならないので、周波数変換器１０２にも、広帯域特性が要求される。図１０Ａに示した周波数変換器１０２では、電荷をホールドする容量値が固定となっている。しかし、ホールドすべき容量値は、周波数に応じて、適切な値に決められる。そこで、図２３Ａに示す周波数変換器１０２では、使用するバンド、ｆ１（たとえば８００ＭＨｚ）またはｆ２（たとえば２ＧＨｚ）に応じて、複数の第３のスイッチ１０２ｃを同時にオンオフすることによって、ホールドすべき容量値を変更することができる。周波数の低いｆ１では、容量値を大きくするために、複数の第３のスイッチ１０２ｃは、オンされる。周波数が高いｆ２では、容量値を小さくするために、複数の第３のスイッチ１０２ｃは、オフされる。このような構成にすることによって、ホールドすべき容量値をバンドに応じて切り換えることができるので、周波数変換回路１０２の広帯域化が実現される。

なお、ここでは、切り換えられるバンドが２つであるとしたが、３つ以上であてもよい。その場合、バンドに対応してスイッチの数が増加する回路構成となる。

（第７の実施形態）
図２４Ａは、本発明の第７の実施形態に係る復調器１０３の構成を示すブロック図である。図２４Ａにおいて、第７の実施形態に係る復調器１０３は、帯域通過フィルタ１５０の構成に特徴がある。図２４Ｂは、図２４Ａに示す帯域通過フィルタ１５０の構成を示す回路図である。図２４Ｂにおいて、帯域通過フィルタ１５０は、複数のスイッチドキャパシタが並列に接続された離散時間フィルタによって構成される。図２４Ｂにおいては、スイッチドキャパシタは、９並列に接続されている。

図２５は、帯域通過フィルタ１５０の周波数レスポンスを表す図である。図２５において、横軸は周波数軸であり、ｆ_clockは、帯域通過フィルタ１５０をオン、オフする周波数を示し、ｆ_sumplingは、アナログデジタル変換部１６０のサンプリング周波数を示す。ｆ_sumplingとｆ_clockとの間には、（式１）の関係が成り立つ。図２５に示すように、帯域通過フィルタ１５０は、スイッチ１から順にオン、オフを繰り返すことで、後段のアナログデジタル変換部１６０から、所望のＩＦ信号の周波数と同じ周波数にエリアジングで折り返してくる周波数を抑圧する。
ｆ_sumpling＝１／２・ｆ_clock ・・・（式１）

なお、帯域通過フィルタ１５０は、９並列の構成に限定されるわけでなく、受信したいバンドに対応するＩＦ信号を通過させ、所望のＩＦ信号の周波数と同じ周波数にエリアジングで折り返してくる周波数を抑圧するように構成すればよい。

このように、第７の実施形態では、帯域通過フィルタ１５０を最適に設計された離散時間フィルタによって構成することで、所望のＩＦ信号の周波数と同じ周波数にエリアジングで折り返してくる周波数を効果的に抑圧することができる。

本発明の無線受信装置は、移動体端末、特にマルチモード、マルチバンドの移動体端末等への利用に適している。

本発明の第１の実施形態に係る無線受信装置１００の構成を示すブロック図 ＲＦ信号の周波数スペクトルを示す図 周波数変換器１０２から出力されるＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図 復調器１０３によって、チャネルが選択された様子を示す図 局部発振器１０１の構成を示すブロック図 電圧制御発振器１１６の一例を示す回路図 電圧制御発振器１１６に入力する制御電圧と局部発振周波数との関係を示すグラフ 第１のサンプルにおける周波数関係を示す表 第２のサンプルにおける周波数関係を示す表 第１および第２のサンプルについて、ＲＦ信号の受信周波数（ＲＦ受信周波数）と局部発振周波数との関係を示すグラフ 周波数変換器１０２の回路例を示す図 復調器１０３の構成を示すブロック図 帯域通過フィルタ１５０に入力されるＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図 帯域通過フィルタ１５０が通過させる帯域を示す図 ミキシング部１７１によって、所望のチャネルがベースバンドにダウンコンバートされたときの様子を示す図 所望のチャネルのみが通過される様子を示す図 チャネル選択用のクロック生成部１７３の構成例を示すブロック図 電圧制御発振器１１６の他の例を示す回路図 周波数変換器１０２の他の例を示す回路図 ４つの経路に入力されるサンプリングのためのクロックＬＯ／４＿１，ＬＯ／４＿２，ＬＯ／４＿３，ＬＯ／４＿４を示す図 復調器１０３の他の構成を示すブロック図 ＩＦ信号のスペクトルを示す図 帯域通過フィルタ１５０による帯域通過の様子を示す図 チャネル選択用フィルタ１８１によるチャネル選択の様子を示す図 ミキシング部によって、所望のチャネルがベースバンドにダウンコンバートされたときの様子を示す図 復調器１０３の他の構成を示すブロック図 本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器２０２の構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器３０２の構成を示すブロック図 復調器４０３の構成を示すブロック図 ＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図 第１および第２の帯域通過フィルタ４１０，４２５における帯域通過の様子を示す図 第１および第２のチャネル選択フィルタ４１２，４２３によって所望のチャネルが通過する様子を示す図 第１および第２の合成部４１３，４２２におけるベースバンドへのダウンコンバートの様子を示す図 第３の実施形態に係る復調器４０３の第１の変形例の構成を示すブロック図 第３の実施形態における復調器４０３の第２の変形例の構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係る復調器５０３の構成を示すブロック図 １〜９のチャネルを含むＩＦ信号の周波数スペクトルを示す図 所望のチャネルが変わったときの通過帯域の中心周波数が変化する様子を示す図 チャネル選択部によって、所望のチャネルがベースバンドにダウンコンバートされたときの様子を示す図 チャネル選択部によって、所望のチャネルが取り出されたときの様子を示す図 中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の構成例を示す図 中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の中心周波数を調整するための構成を示す図 第４の実施形態における中心周波数可変帯域通過フィルタ５１３の変形例を示す回路図 図２１Ａにおける主要部の信号の時間変化を示す図 本発明の第５の実施形態における復調器７０３の構成を示すブロック図 帯域通過フィルタ７１０の通過特性を示す図 アナログデジタル変換部７２０から出力されるデジタル信号のスペクトルを示す図 所望のチャネルをチャネル選択部７３０において、バースバンド帯域にダウンコンバートしたときの様子を示す図 チャネル選択部７３０において、所望のチャネルを通過させる様子を示す図 本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器１０２の構成を示す回路図 図２３Ａに示す端子ＬＯ／４＿１〜ＬＯ／４＿４に入力されるクロックを示す図 本発明の第７の実施形態に係る復調器１０３の構成を示すブロック図 図２４Ａに示す帯域通過フィルタ１５０の構成を示す回路図 帯域通過フィルタ１５０の周波数レスポンスを表す図

符号の説明

１００ 無線受信装置
１０１ 局部発振器
１０２ 周波数変換器
１０２Ａ，１０２Ｂ 帰還回路
１０２Ｃ 抵抗回路
１０２ａ 第１のスイッチ
１０２ｂ 第２のスイッチ
１０２ｃ 第３のスイッチ
１０２ｄ 第１のキャパシタ
１０２ｅ 第２のキャパシタ
１０３ 復調器
１０４ 逆デジタルフーリエ変換部
１０５ 帯域通過フィルタ
１１０ ＰＬＬ回路
１１２ 分周器
１１４ チャージポンプ
１１５ ローパスフィルタ
１１６ 電圧制御発振器
１１７ プリスケーラ
１１８ 可変分周器
１２０ 検出部
１３０ 判定部
１４０ 周波数制御部
１５０ 帯域通過フィルタ
１６０ アナログデジタル変換部
１７０ チャネル選択部
１７１ ミキシング部
１７２ チャネル選択用フィルタ部
１７３ クロック生成部
１７４ 第１のデジタルミキサ
１７５ 第２のデジタルミキサ
１７６ 移相器
１７７ 第１のローパスフィルタ
１７８ 第２のローパスフィルタ
１８０ チャネル選択部
１８１ チャネル選択用フィルタ
１９０ チャネル選択部
１９１ デジタルフーリエ変換部
１９２ 周波数成分選択部
１９３ 周波数シフト部
１９４ 逆デジタルフーリエ変換部
１９５ 実部虚部分岐部
１９６ 第１の逆デジタルフーリエ変換部
１９７ 第２の逆デジタルフーリエ変換部
２０２ 周波数変換器
２１２ 第１の移相器
２２２ 第２の移相器
２３２ 第１のダウンコンバータ
２４２ 第２のダウンコンバータ
３０２ 周波数変換器
４０３ 復調器
４１０ 第１の帯域通過フィルタ
４１１ 第１のアナログデジタル変換部
４１２ 第１のチャネル選択フィルタ
４１３ 第１の合成部
４１４ 第１のデジタルミキサ
４１５ 第３の移相器
４１６ 第１のチャネル選択用クロック生成部
４１７ 第２のデジタルミキサ
４１８ 第３のデジタルミキサ
４１９ 第２のチャネル選択用クロック生成部
４２０ 第４の移相器
４２１ 第４のデジタルミキサ
４２２ 第２の合成部
４２３ 第２のチャネル選択フィルタ
４２４ 第２のアナログデジタル変換部
４２５ 第２の帯域通過フィルタ
４３０ チャネル選択用クロック生成部
４３１ 第１のデジタルダウンコンバータ
４３２ 第２のデジタルダウンコンバータ
４３３ 第３の移相器
４３４ 第４の移相器
４３５ 第１の合成部
４３６ 第２の合成部
４４１ 第１のデジタルフーリエ変換部
４４２ 第１の周波数成分選択部
４４３ 第１の合成部
４４５ 第１の乗算部
４４６ 第１の周波数シフト部
４４７ 第１の逆デジタルフーリエ変換部
４４８ 第２のデジタルフーリエ変換部
４４９ 第２の周波数成分選択部
４５０ 第２の乗算部
４５１ 第２の合成部
４５２ 第２の周波数シフト部
４５３ 第２の逆デジタルフーリエ変換部
５０３ 復調器
５１３ 中心周波数可変帯域通過フィルタ
５２３ アナログデジタル変換部
５３３ チャネル選択部
５４３ チャネル選択用クロック生成部
５５３ 移相器
５６３ 第１のデジタルミキサ
５７３ 第２のデジタルミキサ
５８３ 第１のローパスフィルタ
５９３ 第２のローパスフィルタ
６０１ 中心周波数制御部
６０２ スイッチ回路
６０３ レベル検出部
６０４ オフセット制御部
６０５ 送信回路
６０６ スイッチ回路
７０３ 復調器
７１０ 帯域通過フィルタ
７２０ アナログデジタル変換部
７３０ チャネル選択部
１１６１ インダクタ回路
１１６２ 可変容量回路
１１６２ａ，１１６２ｂ バラクタダイオード
１１６２ｃ 微調整用スイッチ回路
１１６３ 負性抵抗回路
１１６４ バンド切り換え用スイッチ回路

Claims (24)

1. 受信した無線周波数信号を、中間周波数信号に変換して復調する無線受信装置であって、
   受信すべき前記無線周波数信号の周波数帯に対応する局部発振信号のバンドを、前記周波数帯に応じて不連続に切り換えて、前記局部発振信号を出力する局部発振器と、
   前記局部発振器から出力される前記局部発振信号によって、前記無線周波数信号を前記中間周波数信号に変換して出力する周波数変換器と、
   前記周波数変換器から出力される前記中間周波数信号を復調する復調器とを備え、
   前記局部発振器は、前記周波数帯における前記局部発振信号の周波数変化幅を検出し、前記周波数変化幅の周波数の中から、シンボルレートの整数倍となる周波数を求め、前記中間周波数信号における受信すべきチャネルの中心周波数を前記シンボルレートの整数倍の周波数にさせるための局部発振周波数を有する前記局部発振信号を出力する、無線受信装置。
2. 前記局部発振器は、
   バンド切り換え機能を有する電圧制御発振器から出力される信号を前記局部発振信号として固定するためのＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路と、
   前記局部発振信号のバンドが切り換えられたら、前記電圧制御発振器から出力される信号をスイープさせる周波数制御部と、
   前記周波数制御部によるスイープの結果に基づいて、前記周波数変化幅を検出する検出部と、
   前記検出部によって検出された前記周波数変化幅の中から、シンボルレートの整数倍となる周波数を判定する判定部とを含み、
   前記周波数制御部は、前記判定部によって判定された前記シンボルレートの整数倍の周波数に基づいて、前記ＰＬＬ回路から出力される前記局部発振信号の前記局部発振周波数を制御する、請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記周波数制御部は、前記ＰＬＬ回路に含まれる可変分周器の分周数を制御することによって、前記局部発振周波数を制御し、
   前記検出部は、前記ＰＬＬ回路に含まれるチャージポンプの電圧に基づいて、前記周波数変化幅を検出する、請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記電圧制御発振器は、
   キャパシタの接続数を切り換えることによって、前記局部発振信号のバンドを切り換えるためのスイッチ回路と、
   前記局部発振信号の周波数を前記周波数変化幅の範囲で変化させるためのバラクタダイオード有する可変容量回路とを含む、請求項２に記載の無線受信装置。
5. 前記電圧制御発振器は、
   キャパシタの接続数を切り換えることによって、前記局部発振信号のバンドを切り換えるための第１のスイッチ回路と、
   キャパシタの接続数を切り換えることによって、前記局部発振信号の周波数を前記周波数変化幅の範囲で変化させるための第２のスイッチ回路とを有する、請求項２に記載の無線受信装置。
6. 前記復調器は、
   受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる帯域通過フィルタと、
   前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
   前記アナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号から所望のチャネルを選択するチャネル選択部とを含む、請求項１に記載の無線受信装置。
7. 前記チャネル選択部は、
   前記アナログデジタル変換部から出力される前記デジタル信号の内、所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするためのチャネル選択用クロック信号を生成するクロック生成部と、
   前記クロック生成部によって生成された前記チャネル選択用クロック信号と前記アナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号とをミキシングして、所望のチャンネルをベースバンド帯域にダウンコンバートするミキシング部と、
   前記ミキシング部によるミキシング後の前記デジタル信号から、所望のチャンネルのみを通過させるチャネル選択用フィルタ部とを含む、請求項６に記載の無線受信装置。
8. 前記チャネル選択部は、
   前記サンプリング用クロック信号に基づいて、前記アナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号から、所望のチャネルを選択するチャネル選択用フィルタ部と、
   前記チャネル選択用フィルタ部によって選択された前記所望のチャネルの前記デジタル信号をベースバンド帯域にダウンコンバートするためのチャネル選択用クロック信号を生成するクロック生成部と、
   前記クロック生成部によって生成された前記チャネル選択用クロック信号と前記アナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号とをミキシングして、所望のチャンネルをベースバンドにダウンコンバートするミキシング部とを含む、請求項６に記載の無線受信装置。
9. 前記チャネル選択部は、
   前記アナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号をデジタルフーリエ変換するためのデジタルフーリエ変換部と、
   前記デジタルフーリエ変換部によって得られた周波数成分を少なくとも１つ選択する周波数成分選択部と、
   前記周波数成分選択部によって選択された前記少なくとも１つの周波数成分をベースバンド帯域にシフトする周波数シフト部と、
   前記周波数シフト部によって周波数シフトされた前記少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する逆デジタルフーリエ変換部とを含む、請求項６に記載の無線受信装置。
10. 前記サンプリング周波数は、前記中間周波数信号における受信すべきチャネルの中心周波数の２倍未満であり、
    前記アナログデジタル変換部は、帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号の全てを、サンプリング周波数の２分の１の周波数を有するデジタル信号に変換する、請求項６に記載の無線受信装置。
11. 前記サンプリング周波数は、前記中間周波数信号における受信すべきチャネルの中心周波数の２倍未満であり、
    前記中間周波数信号は、サンプリング周波数の２分の１のＮ倍（Ｎは１以上の整数）以上、サンプリング周波数の２分の１の（Ｎ＋１）倍以下の周波数を有する、請求項６に記載の無線受信装置。
12. 前記復調器は、
    通過帯域幅が１チャネルの帯域幅よりも大きくかつ前記無線周波数信号の１バンド当たりの帯域幅よりも小さく、通過帯域の中心周波数が可変な中心周波数可変帯域通過フィルタと、
    前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記中心周波数可変帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
    前記アナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号から所望のチャネルを選択するチャネル選択部とを含む、請求項１に記載の無線受信装置。
13. 前記復調器は、さらに、
    前記中心周波数可変帯域通過フィルタからの出力信号の電力レベルを検出するレベル検出部と、
    前記レベル検出部の検出結果に基づいて、前記中心周波数可変帯域通過フィルタのオフセットを制御するオフセット制御部とを含み、
    前記オフセット制御部は、前記中心周波数可変帯域通過フィルタからの出力信号のレベルが最大となるように、前記オフセットを制御する、請求項１２に記載の無線受信装置。
14. 前記中心周波数可変帯域通過フィルタは、バラクタダイオードの容量値とオペアンプの電流値とを変化させて通過帯域の中心周波数を変化させる、請求項１２に記載の無線受信装置。
15. 前記中心周波数可変帯域通過フィルタは、少なくとも２つのスイッチング素子と少なくとも１つのキャパシタとを有するスイッチドキャパシタ回路であって、一方のスイッチング素子の切り換え周期を変化させることによって、中心周波数を変化させる、請求項１２に記載の無線受信装置。
16. 前記周波数変換器は、
    前記局部発振器から出力される前記局部発振信号の位相を０度回転させて第１の信号とし、９０回転させて第２の信号とする第１の移相器と、
    前記第１の信号に基づいて、前記無線周波数信号をダウンコンバートする第１のダウンコンバータと、
    前記第２の信号に基づいて、前記無線周波数信号をダウンコンバートする第２のダウンコンバータと、
    前記第１のダウンコンバータの位相を０度回転させて、前記第２のダウンコンバータの位相を９０度回転させて、得られる２つの信号を合成して、前記復調器に入力する第２の移相器とを含む、請求項１に記載の無線受信装置。
17. 前記周波数変換器は、
    前記局部発振器から出力される前記局部発振信号の位相を０度回転させて第１の信号とし、９０回転させて第２の信号とする移相器と、
    前記第１の信号に基づいて、前記無線周波数信号をダウンコンバートして前記復調器に入力する第１のダウンコンバータと、
    前記第２の信号に基づいて、前記無線周波数信号をダウンコンバートして前記復調器に入力する第２のダウンコンバータとを含み、
    前記復調器は、イメージ周波数を除去するための構成を有する、請求項１に記載の無線受信装置。
18. 前記復調器は、
    前記第１のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる第１の帯域通過フィルタと、
    前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記第１の帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、
    前記第１のアナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号から所望のチャネルを選択する第１のチャネル選択フィルタと、
    前記第２のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる第２の帯域通過フィルタと、
    前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記第２の帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、
    前記第２のアナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号から所望のチャネルを選択する第２のチャネル選択フィルタと、
    所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするための第１および第２のチャネル選択用クロック信号を生成するチャネル選択用クロック生成部と、
    前記第１のチャネル選択用クロック信号の位相を０度回転させて出力すると共に、９０度回転させて出力する第３の移相器と、
    前記第２のチャネル選択用クロック信号の位相を−９０度回転させて出力すると共に、０度回転させて出力する第４の移相器と、
    前記第１のチャネル選択フィルタからの出力と前記第３の移相器からの０度回転した前記第１のチャネル選択用クロック信号とをミキシングすると共に、前記第２のチャネル選択フィルタからの出力と前記第３の移相器からの９０度回転した前記第１のチャネル選択用クロック信号とをミキシングして、ミキシングによって得られた２つの信号を合成する第１の合成部と、
    前記第２のチャネル選択フィルタからの出力と前記第４の移相器からの０度回転した前記第２のチャネル選択用クロック信号とをミキシングすると共に、前記第１のチャネル選択フィルタからの出力と前記第４の移相器からの−９０度回転した前記第２のチャネル選択用クロック信号とをミキシングして、ミキシングによって得られた２つの信号を合成する第２の合成部とを含む、請求項１７に記載の無線受信装置。
19. 前記復調器は、
    前記第１のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる第１の帯域通過フィルタと、
    前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記第１の帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、
    前記第１のアナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号から所望のチャネルを選択する第１のチャネル選択フィルタと、
    前記第２のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる第２の帯域通過フィルタと、
    前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記第２の帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、
    前記第２のアナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号から所望のチャネルを選択する第２のチャネル選択フィルタと、
    所望のチャネルをベースバンドにダウンコンバートするためのチャネル選択用クロック信号を生成するチャネル選択用クロック生成部と、
    前記第１のチャネル選択用フィルタからの出力の移相を−９０度回転させる第３の移相器と、
    前記第２のチャネル選択用フィルタからの出力の移相を９０度回転させる第４の移相器と、
    前記第３の移相器からの出力と前記第２のチャネル選択フィルタからの出力とを合成する第１の合成部と、
    前記第４の移相器からの出力と前記第１のチャネル選択フィルタからの出力とを合成する第２の合成部と、
    前記第２の合成部からの出力を前記チャネル選択用クロック信号によってダウンコンバートする第３のダウンコンバータと、
    前記第１の合成部からの出力を前記チャネル選択用クロック信号によってダウンコンバートする第４のダウンコンバータとを備える、請求項１７に記載の無線受信装置。
20. 前記復調器は、
    前記第１のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる第１の帯域通過フィルタと、
    前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記第１の帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、
    前記第１のアナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号をデジタルフーリエ変換する第１のデジタルフーリエ変換部と、
    前記第２のダウンコンバータからの出力信号の内、受信したいバンドに対応する前記中間周波数信号を全て通過させる第２の帯域通過フィルタと、
    前記シンボルレートの整数倍のサンプリング周波数を有するサンプリング用クロック信号に基づいて、前記第２の帯域通過フィルタを通過した前記中間周波数信号をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、
    前記第２のアナログデジタル変換部によって得られた前記デジタル信号をデジタルフーリエ変換する第２のデジタルフーリエ変換部と、
    前記第１のデジタルフーリエ変換部によって得られた複数の周波数成分から、少なくとも１つの周波数成分を選択する第１の周波数成分選択部と、
    前記第１の周波数成分選択部によって選択された前記少なくとも１つの周波数成分に対して、−ｊ（ｊは虚数）を乗算する第１の乗算部と、
    前記第２のデジタルフーリエ変換部によって得られた複数の周波数成分から、少なくとも１つの周波数成分を選択する第２の周波数成分選択部と、
    前記第２の周波数成分選択部によって選択された前記少なくとも１つの周波数成分に対して、ｊ（ｊは虚数）を乗算する第２の乗算部と、
    前記第１の乗算部の乗算結果と前記第２の周波数成分選択部によって選択された前記少なくとも１つの周波数成分とを合成する第１の合成部と、
    前記第２の乗算部の乗算結果と前記第１の周波数成分選択部によって選択された前記少なくとも１つの周波数成分とを合成する第２の合成部と、
    前記第１の合成部による合成結果をベースバンド帯域にシフトする第１の周波数シフト部と、
    前記第２の合成部による合成結果をベースバンド帯域にシフトする第２の周波数シフト部と、
    前記第１の周波数シフト部によって周波数シフトされた前記少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する第１の逆デジタルフーリエ変換部と、
    前記第２の周波数シフト部によって周波数シフトされた前記少なくとも１つの周波数成分を逆デジタルフーリエ変換することによって、所望のチャネルを選択する第２の逆デジタルフーリエ変換部とを含む、請求項１７に記載の無線受信装置。
21. 前記周波数変換器は、第１のスイッチと、第２のスイッチと、第３のスイッチと、第１のキャパシタと、第２のキャパシタとを備え、
    前記無線周波数信号は、前記第１のスイッチに入力され、
    前記第１のスイッチの出力信号は、前記第２のスイッチに入力され、
    前記第２のスイッチの出力信号は、前記復調器に入力され、
    前記第１のキャパシタは、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続端と、接地との間に挿入され、
    前記第２のキャパシタと前記第３のスイッチとは、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続端と、接地との間に直列に挿入され、
    前記第１のスイッチは、前記局部発振器の出力信号の周波数に応じてオンオフし、
    前記第２のスイッチは、前記第１のスイッチがオンのときオフ、オフのときオンとなり、
    前記第３のスイッチは、前記無線周波数信号の周波数帯に対応してオンオフすることを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
22. 前記第３のスイッチは、前記無線周波数信号の周波数帯が低い周波数帯のときオンし、前記無線周波数信号の周波数帯が高い周波数帯のときオフすることを特徴とする、請求項２１に記載の無線受信装置。
23. 前記第１〜第３のスイッチ、ならびに第１および第２のキャパシタと同じ構成を有する回路を複数備え、
    複数の前記回路は、並列に接続されており、
    複数の前記第３のスイッチは、前記無線周波数信号の周波数帯に対応して同時にオンオフすることを特徴とする、請求項２１に記載の無線受信装置。
24. 前記局部発振器は、中心周波数をシンボルレートの整数倍とさせる局部発振周波数が複数ある場合、前記複数の局部発振周波数の内、当該可変周波数範囲の真ん中の局部発振周波数を選択することを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。

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