JP4809472B2 - センサ閾値回路 - Google Patents

Description

本発明は、各種センサに適応可能なセンサ閾値回路に関し、特にセンサ出力インピーダンスとバイアス電流との積によりセンサ出力をデジタル出力化する為の閾値点を決めるセンサ閾値回路に関する。

図８に、従来のセンサ閾値回路を示す。このセンサ閾値回路は、４端子型センサ１０と、電圧比較器２０と、センサ駆動電流検出回路３０と、センサバイアス電流発生回路５０と、バイアス電流切り替え回路７０とを具備し、外部から印加される例えば磁場のようなセンサ入力Ｂ_INに対して、センサ出力電圧Ｖ_SO（＝Ｖ_P−Ｖ_N）を得る。ここで、バイアス電流切り替え回路７０で抵抗器Ｒ_O、Ｒ_Rを切り替え、センサバイアス電流Ｉ_Bを変化させることにより、センサ入力Ｂ_INに対して、図９に示すようなヒステリシス特性をもつデジタル出力電圧Ｖ_Oを得ることができる（例えば、特許文献１参照）。

図９はヒステリシス特性をもつセンサ閾値回路のセンサ入力Ｂ_INと出力電圧Ｖ_Oの関係を示す回路図である。センサ入力Ｂ_INを増加させると閾値点Ｂ_OPにおいて出力電圧Ｖ_OはＶ_OHからＶ_OLに減少する。一方、センサ入力Ｂ_INを減少させると閾値点Ｂ_OPより小さい閾値点Ｂ_RPにおいて出力電圧Ｖ_Oは逆にＶ_OLからＶ_OHに増加し、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜を備えたヒステリシス特性をもつデジタル出力電圧Ｖ_Oを得る。

次に、従来のセンサ閾値回路の動作を、図８を参照して説明する。
始めに、図８におけるバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Oが導通し、スイッチＳＷ_Rが開放している時の閾値点について、図１０を参照して説明する。図１０は、説明を簡単にするために、図８のバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Oが導通し、スイッチＳＷ_Rが開放している状態で、４端子型センサ１０、電圧比較器２０、センサバイアス電流Ｉ_BOを取り出した回路構成を示す図である。

まず、解析しやすくするため、センサ駆動電流Ｉ_Sを検出する抵抗器Ｒ_Sの抵抗値をセンサ抵抗器Ｒ₁、Ｒ₂、Ｒ₃、Ｒ₄の抵抗値に比べて非常に小さいと考え、それによりセンサの駆動端子電圧Ｖ_CC２はセンサ駆動電圧Ｖ_CCに等しいとする。後で導かれる結果から、センサ駆動電圧Ｖ_CCに閾値点が依存しないことがわかるので、センサ駆動電流検出抵抗器Ｒ_Sの抵抗値は、任意の値でかまわない。
このとき、センサバイアス電流発生回路５０が発生する電流Ｉ_BOはセンサ駆動電流Ｉ_Sを用いて次の式（１）となる。
Ｉ_BO＝Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_O …（１）
ここで簡単にする為に、次のように電流ミラー比１／Ｋ_Oを定義する。
１／Ｋ_O＝Ｒ_S／Ｒ_O …（２）

このとき、図１０に示すように、センサ抵抗器Ｒ₁に流れる電流をＩ₁、センサ抵抗器Ｒ₃及び、Ｒ₄に流れる電流をＩ₂とし、センサ抵抗器Ｒ₁、Ｒ₂の接続点の電位をＶ_P、センサ抵抗器Ｒ₃、Ｒ₄の接続点の電位をＶ_Nとすると、次の式（３ａ）〜（３ｃ）が成り立つ。
Ｉ₁＝（Ｖ_CC−Ｖ_P）／Ｒ₁ …（３ａ）
Ｉ₂＝Ｖ_CC／（Ｒ₃＋Ｒ₄） …（３ｂ）
Ｖ_P／Ｒ₂＝Ｉ₁＋（Ｉ₁＋Ｉ₂）／Ｋ_O …（３ｃ）
Ｖ_Pについて解くと、
Ｖ_P＝Ｖ_CC×[（１＋１／Ｋ_O）／Ｒ₁＋１／｛Ｋ_O×（Ｒ₃＋Ｒ₄）｝]／（１／Ｒ₂＋（１＋１／Ｋ_O）／Ｒ₁） …（４）
となる。電圧比較器２０は、Ｖ_P＝Ｖ_Nとなる電圧でスイッチするので、次式（５）が成り立つ。
Ｖ_CC×[（１＋１／Ｋ_O）／Ｒ₁＋１／｛Ｋ_O×（Ｒ₃＋Ｒ₄）｝]／｛１／Ｒ₂＋（１＋１／Ｋ_O）／Ｒ₁｝＝Ｒ₄×Ｖ_CC／（Ｒ３＋Ｒ４） …（５）

４端子型センサ１０は、外部から印加されるセンサ入力Ｂ_INに応じて、抵抗器Ｒ₁、Ｒ₂、Ｒ₃、Ｒ₄がバランスを崩し、Ｒ₁＝Ｒ₄＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ−ΔＲ、または、Ｒ₁＝Ｒ₄＝Ｒ−ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ＋ΔＲとなりセンサ出力電圧Ｖ_SO（＝Ｖ_P−Ｖ_N）を発生すると考えることができる。これより、Ｒ₁＝Ｒ₄＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ−ΔＲとすると、式（５）は以下のようになる。
[（１＋１／Ｋ_O）／（Ｒ＋ΔＲ）＋１／｛Ｋ_O×（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）｝]／（１／（Ｒ−ΔＲ）＋（１＋１／Ｋ_O）／（Ｒ＋ΔＲ）＝（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ） …（６）
上式（６）が成り立つΔＲ／Ｒを求める。
ΔＲ／Ｒ＝１／[（２×Ｋ_O×｛１＋１／（２×Ｋ_O）｝]
≒１／（２×Ｋ_O） ≡Ｂ_OP …（７）
すなわち、上式（７）が成り立つΔＲ／Ｒが閾値点Ｂ_OPとなる。ここで、通常のセンサ出力電圧は数百μＶから数十ｍＶ程度であり、センサ駆動電圧は１Ｖから５Ｖ程度である。これより、Ｋ_Oは十分に大きい値として近似をおこなっている。

同様にして、図８におけるバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Oが開放し、スイッチＳＷ_Rが導通している時の閾値点について、図１１を参照して説明する。図１１は、説明を簡単にするために、図８のバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Oが開放し、スイッチＳＷ_Rが導通している状態で、４端子型センサ１０、電圧比較器２０、センサバイアス電流Ｉ_BRを取り出した回路構成を示す図である。
このとき、センサバイアス電流発生回路５０が発生する電流Ｉ_BRは次の式（８）となる。
Ｉ_BR＝Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_R …（８）
ここで簡単にする為に、次のように電流ミラー比１／Ｋ_Rを定義する。
１／Ｋ_R＝Ｒ_S／Ｒ_R …（９）
このとき、図１１に示すように電流を定めセンサバイアス電流Ｉ_BOの時の電流ミラー比１／Ｋ_Oを１／Ｋ_Rとすることで同様に考えることができ、Ｖ_P＝Ｖ_Nが成り立つときのΔＲ／Ｒは次の式（１０）で与えられる。
ΔＲ／Ｒ≒１／（２×Ｋ_R） ≡Ｂ_RP …（１０）
すなわち、上式（１０）が成り立つΔＲ／Ｒが閾値点Ｂ_RPとなる。

次に、バイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_O、スイッチＳＷ_Rの切り替えによってつくられるヒステリシス幅｜ＢＨ｜を考える。
ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は以下の式（１１）で求まる。
｜ＢＨ｜＝｜Ｂ_OP−Ｂ_RP｜＝｜１／（２×Ｋ_O）−１／（２×Ｋ_R）｜
＝｜Ｒ_S×（１／Ｒ_O−１／Ｒ_R）／２｜ …（１１）
上式（７）、（１０）、（１１）から得られる閾値点Ｂ_OP及びＢ_RP、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜とセンサ駆動電流検出抵抗器Ｒ_Sとの関係を図１２に示す。
図１２に示すように、従来のセンサ閾値回路においては、センサ駆動電流検出回路３０の抵抗器Ｒ_Sを変化させることで閾値点を変化させた場合、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜も同様に変化することが分かる。これは、上式（１１）からも分かる。
特開２００１−１０８４８０号公報

しかしながら、従来のセンサ閾値回路においては、上記のように抵抗器Ｒ_Sを変化させることで閾値点を変化させた際に、これと同様にヒステリシス幅｜ＢＨ｜も変化する。ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は、センサ出力ノイズによる出力のばらつきを軽減させる働きをする。このため、閾値点を変化させた場合には、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜の変化によりセンサ出力ノイズによる出力ばらつきの影響が閾値点によって異なることが生じるという問題があった。

また、抵抗器Ｒ_Oと抵抗器Ｒ_Rを変化させることにより閾値点を変化させると、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅｜ＢＨ｜を得ることができる。しかし、２つの抵抗器を変化させる為には、２つの出力端子が必要となり、チップ面積、チップコストの増加などの問題が発生する。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、１つの抵抗器を変化させることにより閾値点の変化を可能とし、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅を与えることができるセンサ閾値回路を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の請求項１によるセンサ閾値回路は、センサの入力に対しヒステリシス特性をもったデジタル信号を出力するセンサ閾値回路において、前記センサの出力電圧を２値化する電圧比較器と、前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、前記電圧比較器の出力に基づいて前記センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の１／Ｋ倍（Ｋ＞０）の閾値電流を発生するセンサバイアス電流発生回路と、前記センサ駆動電流検出回路で検出したセンサ駆動電流の１／Ａ倍（Ａ＞０）の閾値調整電流を発生し、前記センサバイアス電流発生回路で発生した前記閾値電流から前記閾値調整電流を加減算してセンサバイアス電流を発生し、前記センサの出力端子に供給する閾値調整電流発生回路と、を具備することを特徴とする。

また、本発明の請求項２によるセンサ閾値回路は、請求項１において、
前記電圧比較器の出力に基づいて第１の抵抗と第２の抵抗を切り替えるバイアス電流切り替え回路と、を更に具備し、前記センサバイアス電流発生回路は、前記バイアス電流切り替え回路で接続された第１の抵抗または第２の抵抗に基づいて、前記閾値電流を発生することを特徴とする。

また、本発明の請求項３によるセンサ閾値回路は、請求項２において、
前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動電圧を基準として閾値点を変化させるための第１の抵抗器と、ＧＮＤを基準にして閾値点を変化させるための第２および第３の抵抗器と、演算増幅器とを備え、前記第１の抵抗器の抵抗値をＲ_A、前記第２および第３の抵抗器の抵抗値をそれぞれＲ_B，Ｒ_C（Ｒ_B＞Ｒ_C）、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の抵抗値をＲ_Sとすると、前記１／Ａの値は、以下の式で表されることを特徴とする。
１／Ａ＝（Ｒ_S／Ｒ_A／２）×（１−Ｒ_C／Ｒ_B）

また、本発明の請求項４によるセンサ閾値回路は、請求項３において、
前記第１の抵抗器、前記第２の抵抗器、前記第３の抵抗器の少なくとも１つは、可変抵抗器であることを特徴とする。
また、本発明の請求項５によるセンサ閾値回路は、請求項１において、
前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動電圧を基準として閾値点を変化させるための第１の抵抗器と、演算増幅器とを備え、前記第１の抵抗器の抵抗値をＲ_A、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の抵抗値をＲ_Sとすると、前記１／Ａの値は、以下の式で表されることを特徴とする。
１／Ａ＝Ｒ_S／Ｒ_A

また、本発明の請求項６によるセンサ閾値回路は、請求項５において、
前記第１の抵抗器は可変抵抗器であることを特徴とする。
また、本発明の請求項７によるセンサ閾値回路は、請求項１〜６のいずれか１項において、
前記第１の抵抗器の抵抗値をＲ_O、前記第２の抵抗器の抵抗値をＲ_Rとし、前記第１の抵抗器のみが導通している場合、１／Ｋ＝Ｒ_S／Ｒ_Oで表され、前記第２の抵抗値のみが導通している場合、１／Ｋ＝Ｒ_S／Ｒ_Rで表されることを特徴とする。
また、本発明の請求項８によるセンサ閾値回路は、請求項１〜６のいずれか１項において、
前記センサは、４端子型のセンサであって、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサのいずれか１つであることを特徴とする。

以上説明したように本発明によれば、センサバイアス電流ＩＢをセンサ駆動電流から発生した閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTで発生することにより、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は抵抗比Ｋにより与えられるので、Ｋが決定されればヒステリシス幅｜ＢＨ｜は閾値点を変化させる係数Ａに依存せず一定となる。また、定数Ｋが決定されれば、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜はひとつの値にきまり、ばらつきや温度変動、経時変化がない。従って、本発明によれば、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅｜ＢＨ｜を得ることを可能としたセンサ閾値回路を提供することができるという効果がある。

本発明の第１の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す概念図である。 図１の４端子型センサと電圧比較器、閾値電流Ｉ_T及び閾値調整電流Ｉ_CONTを取り出した回路構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。 図３の４端子型センサとセンサ駆動電流検出回路、閾値調整電流発生回路を取り出した回路構成を示す回路図である。 図３の４端子型センサと電圧比較器、閾値電流Ｉ_T及び閾値調整電流Ｉ_CONTを取り出した回路構成を示す回路図である。 実施形態における閾値点と係数１／Ａの関係を示す図である。 本発明の第３の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。 従来のセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。 ヒステリシス特性をもつセンサ閾値回路のセンサ入力と出力電圧の関係を示す図である。 図８のバイアス電流切り替え回路のスイッチＳＷ_Oが導通状態、スイッチＳＷ_Rが開放状態において４端子型センサ、センサバイアス電流Ｉ_BO及び電圧比較器を取り出した回路構成を示す回路図である。 図８のバイアス電流切り替え回路のスイッチＳＷ_Oが開放状態、スイッチＳＷ_Rが導通状態において４端子型センサ、センサバイアス電流Ｉ_BR及び電圧比較器を取り出した回路構成を示す回路図である。 従来のセンサ閾値回路における閾値点とセンサ駆動電流検出抵抗器Ｒ_Sの関係を示す図である。

符号の説明

１０…４端子型センサ、２０…電圧比較器、３０…センサ駆動電流検出回路、４０…センサ駆動電圧源、５０…センサバイアス電流発生回路、６０…閾値調整電流発生回路、７０…バイアス電流切り替え回路、５２、６１、６２…演算増幅器、５１，６３，６４…ＰＭＯＳトランジスタ、６５，６６，６７…ＮＭＯＳトランジスタ、７１…インバータ、ＳＷ_O，ＳＷ_R…スイッチ、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄，Ｒ_S，Ｒ_O，Ｒ_R，Ｒ_A，Ｒ_B，Ｒ_C…抵抗器

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、図面は、全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
[第１の実施形態]
（第１の実施形態の構成）
図１は、本発明におけるセンサ閾値回路の第１の実施形態の構成を示す概念図である。
このセンサ閾値回路は、４端子型センサ１０と、電圧比較器２０と、センサ駆動電流検出回路３０と、センサバイアス電流発生回路５０と、閾値調整電流発生回路６０と、バイアス電流切り替え回路７０とを備えて構成されている。なお、４端子型センサ１０は、抵抗型の４端子型センサであって、例えばホール素子，磁気抵抗素子，歪みセンサ，圧力センサ，温度センサ，加速度センサのいずれかである。

また、このセンサ閾値回路は、４端子型センサ１０の出力端子にセンサバイアス電流発生回路５０と閾値調整電流発生回路６０で発生したセンサバイアス電流Ｉ_Bを流し込み、センサバイアス電流Ｉ_Bと４端子型センサ１０の出力端子Ｖ_PのインピーダンスＲ_OUTとの積Ｉ_B×Ｒ_OUTによる電圧ドロップを利用し、センサ出力電圧Ｖ_SO（＝Ｖ_P−Ｖ_N）にヒステリシス特性を有している。
このような構成のセンサ閾値回路において、センサ駆動電流検出回路３０を用いてセンサ駆動電流Ｉ_Sを検出し、センサバイアス電流発生回路５０でセンサ駆動電流Ｉ_Sの１／Ｋ倍（Ｋ＞０）の閾値電流Ｉ_Tが発生する。ここで、Ｋはバイアス電流切り替え回路７０の制御により２つの値を持ち、センサバイアス電流発生回路５０は２つの閾値電流Ｉ_TO、Ｉ_TRを発生する。

また、閾値調整電流発生回路６０でセンサ駆動電流Ｉ_Sの１／Ａ倍（Ａ＞０）の閾値調整電流Ｉ_CONTを発生し、閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTを加減算することにより、センサバイアス電流Ｉ_Bを発生する。
本発明のセンサ閾値回路の要点は、センサ駆動電流Ｉ_Sを元に閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTを発生させ、閾値電流Ｉ_Tに閾値調整電流Ｉ_CONTを加減算することによりセンサバイアス電流Ｉ_BOを発生させるようにしたことである。

本発明を理解する為に、まず、図１における閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTについて考察する。
図２は、説明を簡単にするために、図１に示すセンサ閾値回路の内、４端子型センサ１０と、電圧比較器２０とを取り出し、これに閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTが流れる構成の回路図である。
図１に示すセンサバイアス電流発生回路５０がバイアス電流切り替え回路７０により閾値電流Ｉ_TOを発生しているときの閾値点Ｂ_OPを考える。

このとき、センサバイアス電流Ｉ_BOは、センサバイアス電流発生回路５０の電流ミラー比１／Ｋ_O、閾値調整電流発生回路６０の電流ミラー比１／Ａを用いて、次式（１２）で表される。
Ｉ_BO＝Ｉ_TO−Ｉ_CONT
＝Ｉ_S／Ｋ_O−Ｉ_S／Ａ …（１２）
このとき、次の式（１３ａ）〜（１３ｃ）が成り立つ。
Ｉ₁＝（Ｖ_CC−Ｖ_P）／Ｒ₁ …（１３ａ）
Ｉ₂＝Ｖ_CC／（Ｒ₃＋Ｒ₄） …（１３ｂ）
Ｖ_P／Ｒ₂＝Ｉ１＋（（Ｉ１＋Ｉ２）／Ｋ_O−（Ｉ₁＋Ｉ₂）／Ａ）） …（１３ｃ）

Ｖ_Pについて解くと、
Ｖ_P＝Ｖ_CC×[（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁＋（１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ₃＋Ｒ₄）]／[１／Ｒ₂＋（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁] …（１４）
となる。電圧比較器２０は、Ｖ_P＝Ｖ_Nとなる電圧でスイッチするので、次式（１５）が成り立つ。
Ｖ_CC×[（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁＋（１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ₃＋Ｒ₄）]／[１／Ｒ₂＋（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁]＝Ｒ４×Ｖ_CC／（Ｒ₃＋Ｒ₄） …（１５）

４端子型センサ１０は、外部から印加されるセンサ入力Ｂ_INに応じて抵抗器Ｒ₁、Ｒ₂、Ｒ₃、Ｒ₄がバランスを崩しＲ₁＝Ｒ₄＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ−ΔＲ、または、Ｒ₁＝Ｒ₄＝Ｒ−ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ＋ΔＲとなりセンサ出力電圧Ｖ_SO（＝Ｖ_P−Ｖ_N）を発生すると考えることができる。これより、Ｒ₁＝Ｒ₄＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ−ΔＲとすると、次式（１６）が成り立つ。
｛（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ＋ΔＲ）＋（１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）｝／｛１／（Ｒ−ΔＲ）＋（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ＋ΔＲ）｝＝（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ） …（１６）

上式（１６）が成り立つΔＲ／Ｒを求める。
ΔＲ／Ｒ＝（１／Ｋ_O−１／Ａ）／[２×｛１＋１／２×（１／Ｋ_O−１／Ａ）｝]
≒１／（２×Ｋ_O）−１／（２×Ａ）≡Ｂ_OP …（１７）
すなわち、上式（１７）が成り立つΔＲ／Ｒが閾値点Ｂ_OPとなる。ここで、今前提としている範囲では定数Ｋ_O、Ａは十分に大きい値として扱えることを利用し近似をおこなった。

次に、図１に示すセンサバイアス電流発生回路５０がバイアス電流切り替え回路７０により閾値電流Ｉ_TRを発生しているときの閾値点Ｂ_RPを考える。
このとき、センサバイアス電流Ｉ_BOは、センサバイアス電流発生回路５０の電流ミラー比１／Ｋ_R、閾値調整電流発生回路６０の電流ミラー比１／Ａを用いて、次式（１８）で表される。
Ｉ_BR＝Ｉ_TR−Ｉ_CONT
＝Ｉ_S／Ｋ_R−Ｉ_S／Ａ …（１８）
このときの閾値点Ｂ_RPは、式（１２）〜（１７）内に含まれるセンサバイアス電流発生回路５０の電流ミラー比１／Ｋ_Oを１／Ｋ_Rに置き換えることにより同様に求めることができる。
ΔＲ／Ｒ≒１／（２×Ｋ_R）−１／（２×Ａ）≡Ｂ_RP …（１９）

次に、センサバイアス電流発生回路５０がバイアス電流切り替え回路７０により閾値電流Ｉ_TO，閾値電流Ｉ_TRを切り替えることにより作られるヒステリシス幅｜ＢＨ｜について考える。
この時、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は次式（２０）で表される。
｜ＢＨ｜＝｜Ｂ_OP―Ｂ_RP｜＝｜｛１／（２×Ｋ_O）−１／（２×Ａ）｝−｛１／（２×Ｋ_R）−１／（２×Ａ）｝｜
＝｜１／（２×Ｋ_O）−１／（２×Ｋ_R）｜ …（２０）

上記の実施形態で求められた上式（１７），（１９），（２０）において重要なことは、閾値点Ｂ_OP及びＢ_RPは係数Ａに依存しており、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は、係数Ａに依存していないということである。
また、係数Ａを変えることにより、閾値点の変化が可能となる。
また、上式（２０）から、センサ駆動電圧Ｖ_CCにヒステリシス幅｜ＢＨ｜が依存しないことがわかる。

上記の係数Ｋ_O，Ｋ_Rは、ミラー比によって与えられるので、係数Ｋ_O，Ｋ_Rが決まればヒステリシス幅｜ＢＨ｜はひとつの値に決まり、ばらつきや温度変動、経時変化がない。
従って、本発明のセンサ閾値回路によれば、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅を与えることができる。
尚、第１の実施形態では、センサバイアス電流発生回路５０と閾値調整電流発生回路６０で発生したセンサバイアス電流Ｉ_Bは、４端子型センサ１０の出力端子Ｖ_Pに流し込むようにしているが、４端子型センサ１０の出力端子Ｖ_Pの代わりに出力端子Ｖ_Nに流し込んでもよい。

[第２の実施形態]
（第２の実施形態の構成）
図３は、本発明におけるセンサ閾値回路の第２の実施形態の構成を示す回路図である。
このセンサ閾値回路は、４端子型センサ１０と、電圧比較器２０と、センサ駆動電流検出回路３０と、センサバイアス電流発生回路５０と、閾値調整電流発生回路６０と、バイアス電流切り替え回路７０とを備えて構成されている。なお、４端子型センサ１０は、抵抗型の４端子型センサであって、例えばホール素子，磁気抵抗素子，歪みセンサ，圧力センサ，温度センサ，加速度センサのいずれかである。

また、このセンサ閾値回路は、４端子型センサ１０の出力端子にセンサバイアス電流発生回路５０と閾値調整電流発生回路６０で発生したセンサバイアス電流Ｉ_Bを流し込み、センサバイアス電流Ｉ_Bと４端子型センサ１０の出力端子Ｖ_PのインピーダンスＲ_OUTとの積Ｉ_B×Ｒ_OUTによる電圧ドロップを利用し、センサ出力電圧Ｖ_SO（＝Ｖ_P−Ｖ_N）にヒステリシス特性を有している。

このような構成のセンサ閾値回路において、センサ駆動電流検出回路３０の抵抗器Ｒ_Sを用いてセンサ駆動電流Ｉ_Sを検出し、抵抗器Ｒ_S，バイアス電流切り替え回路７０の制御により接続された抵抗器Ｒ_Rまたは抵抗器Ｒ_O，演算増幅器５２及びＰＭＯＳトランジスタ５１からなるセンサバイアス電流発生回路５０でセンサ駆動電流Ｉ_Sの１／Ｋ倍（Ｋ＞０）の閾値電流Ｉ_Tが発生する。ここで、Ｋはバイアス電流切り替え回路７０の制御により２つの値を持ち、センサバイアス電流発生回路５０は２つの閾値電流Ｉ_TO、Ｉ_TRを発生する。

また、抵抗器Ｒ_A，演算増幅器６１，ＰＭＯＳトランジスタ６３，ＰＭＯＳトランジスタ６４，抵抗器Ｒ_C，抵抗器Ｒ_B，演算増幅器６２，ＮＭＯＳトランジスタ６５，ＮＭＯＳトランジスタ６６，ＮＭＯＳトランジスタ６７からなる閾値調整電流発生回路６０でセンサ駆動電流Ｉ_Sの１／Ａ倍（Ａ＞０）の閾値調整電流Ｉ_CONTを発生する。
また、閾値調整電流発生回路６０で閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTを減算することにより、センサバイアス電流Ｉ_Bを発生する。第２の実施形態では、閾値電流Ｉ_Tから閾値調整電流Ｉ_CONTを減算した電流をセンサバイアス電流Ｉ_BOとして説明するが、閾値電流Ｉ_Tに閾値調整電流Ｉ_CONTを加算した電流をセンサバイアス電流Ｉ_BOとしても良い。

本発明のセンサ閾値回路の要点は、センサ駆動電流Ｉ_Sを元に閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTを発生させ、閾値電流Ｉ_Tに閾値調整電流Ｉ_CONTを加減算することによりセンサバイアス電流Ｉ_BOを発生させるようにしたことである。
本発明を理解する為に、まず、図３における閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTについて考察する。また、理解を簡単にする為に、センサ駆動電流を検出する抵抗器Ｒ_Sの抵抗値を、センサ抵抗器Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄の抵抗値に比べて非常に小さいと考え、それによりセンサの駆動端子電圧Ｖ_CC２はＶ_CCに等しいとした。後で導かれる結果から、センサ駆動電圧Ｖ_CCに閾値点が依存しないことがわかるので、センサ駆動電流検出抵抗器Ｒ_Sの抵抗値は、任意の値でかまわない。

まず、図３におけるバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Oが導通し、スイッチＳＷ_Rが開放している時の閾値電流Ｉ_TOについて説明する。
Ｉ_TO＝Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_O …（２１）
ここで簡単にする為に、次のようにセンサバイアス電流発生回路５０の電流ミラー比１／Ｋ_Oを定義する。
１／Ｋ_O＝Ｒ_S／Ｒ_O …（２２）
次に、図３におけるバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Rが導通し、スイッチＳＷ_Oが開放している時の閾値電流Ｉ_TRについて説明する。
Ｉ_TR＝Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_R …（２３）
ここで簡単にする為に、次のようにセンサバイアス電流発生回路５０の電流ミラー比１／Ｋ_Rを定義する。
１／Ｋ_R＝Ｒ_S／Ｒ_R …（２４）

次に、図４のように電流を定め、閾値調整電流Ｉ_CONTについて説明する。図４は、説明を簡単にするために、図３に示すセンサ閾値回路内の４端子型センサ１０とセンサ駆動電流検出回路３０、センサ駆動電圧源４０、閾値調整電流発生回路６０とを取り出した回路図である。ここで、説明を簡単にするため、ＰＭＯＳトランジスタ６３とＰＭＯＳトランジスタ６４はサイズが等しいとして以下扱う。また、ＮＭＯＳトランジスタ６６とＮＭＯＳトランジスタ６７はサイズが等しいとして以下扱う。また、Ｒ_B＞Ｒ_Cとする。

まず、ＰＭＯＳトランジスタ６３とＰＭＯＳトランジスタ６４に流れる電流Ｉ₆₃、Ｉ₆₄は等しく次式（２５）で表される。
Ｉ₆₃＝Ｉ₆₄＝Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_A／２ …（２５）
また、ＮＭＯＳトランジスタ６５と抵抗器Ｒ_Bに流れる電流Ｉ₆₅は次式（２６）で表される。
Ｉ₆₅＝Ｉ₆₄×Ｒ_C／Ｒ_B
＝Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_A／２×Ｒ_C／Ｒ_B …（２６）

また、ＮＭＯＳトランジスタ６６とＮＭＯＳトランジスタ６７の電流Ｉ₆₆、閾値調整電流Ｉ_CONTは等しく次式（２７）で表される。
Ｉ₆₆＝Ｉ_CONT＝Ｉ₆₃−Ｉ₆₅
＝（Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_A／２）−（Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_A／２）×Ｒ_C／Ｒ_B
＝（Ｉ_S×Ｒ_S／Ｒ_A／２）×（１−Ｒ_C／Ｒ_B） …（２７）
ここで、簡単にするため次式（２８）を定義する。
１／Ａ＝Ｒ_S／Ｒ_A／２×（１−Ｒ_C／Ｒ_B） …（２８）

次に、図５のように電流を定める。図５は、説明を簡単にするために、図３に示すセンサ閾値回路の内、４端子型センサ１０と、電圧比較器２０とを取り出し、これに閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTが流れる構成の回路図である。
図３に示すバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Oが導通し、スイッチＳＷ_Rが開放している時の閾値点Ｂ_OPを考える。
このとき、閾値電流Ｉ_TOは上式（２１）で表され、センサバイアス電流Ｉ_BOは式（２１），式（２２），式（２７），式（２８）を用いて、次式（２９）で表される。
Ｉ_BO＝Ｉ_TO−Ｉ_CONT
＝Ｉ_S／Ｋ_O−Ｉ_S／Ａ …（２９）

このとき、次の式（３０ａ）〜（３０ｃ）が成り立つ。
Ｉ₁＝（Ｖ_CC−Ｖ_P）／Ｒ₁ …（３０ａ）
Ｉ₂＝Ｖ_CC／（Ｒ₃＋Ｒ₄） …（３０ｂ）
Ｖ_P／Ｒ₂＝Ｉ１＋（（Ｉ１＋Ｉ２）／Ｋ_O−（Ｉ₁＋Ｉ₂）／Ａ）） …（３０ｃ）
Ｖ_Pについて解くと、
Ｖ_P＝Ｖ_CC×[（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁＋（１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ₃＋Ｒ₄）]／[１／Ｒ₂＋（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁] …（３１）
となる。電圧比較器２０は、Ｖ_P＝Ｖ_Nとなる電圧でスイッチするので、次式（３２）が成り立つ。
Ｖ_CC×[（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁＋（１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ₃＋Ｒ₄）]／[１／Ｒ₂＋（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／Ｒ₁]＝Ｒ４×Ｖ_CC／（Ｒ₃＋Ｒ₄） …（３２）

４端子型センサ１０は、外部から印加されるセンサ入力Ｂ_INに応じて抵抗器Ｒ₁、Ｒ₂、Ｒ₃、Ｒ₄がバランスを崩しＲ₁＝Ｒ₄＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ−ΔＲ、または、Ｒ₁＝Ｒ₄＝Ｒ−ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ＋ΔＲとなりセンサ出力電圧Ｖ_SO（＝Ｖ_P−Ｖ_N）を発生すると考えることができる。これより、Ｒ₁＝Ｒ₄＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ₂＝Ｒ₃＝Ｒ−ΔＲとすると、次式（３３）が成り立つ。
｛（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ＋ΔＲ）＋（１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）｝／｛１／（Ｒ−ΔＲ）＋（１＋１／Ｋ_O−１／Ａ）／（Ｒ＋ΔＲ）｝＝（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ） …（３３）
上式（３３）が成り立つΔＲ／Ｒを求める。
ΔＲ／Ｒ＝（１／Ｋ_O−１／Ａ）／[２×｛１＋１／２×（１／Ｋ_O−１／Ａ）｝]
≒１／（２×Ｋ_O）−１／（２×Ａ）≡Ｂ_OP …（３４）
すなわち、上式（３４）が成り立つΔＲ／Ｒが閾値点Ｂ_OPとなる。ここで、今前提としている範囲では定数Ｋ_O、Ａは十分に大きい値として扱えることを利用し近似をおこなった。

次に、図３に示すバイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_Oが開放し、スイッチＳＷ_Rが導通している時の閾値点Ｂ_RPを考える。
このとき、閾値電流Ｉ_TRは上式（３３）で表され、センサバイアス電流Ｉ_BRは式（２３），式（２４），式（２７），式（２８）を用いて、次式（３５）で表される。
Ｉ_BR＝Ｉ_TR−Ｉ_CONT
＝Ｉ_S／Ｋ_R−Ｉ_S／Ａ …（３５）
このときの閾値点Ｂ_RPは、式（３０）〜（３４）内に含まれるセンサバイアス電流発生回路５０の電流ミラー比１／Ｋ_Oを１／Ｋ_Rに置き換えることにより同様に求めることができる。
ΔＲ／Ｒ≒１／（２×Ｋ_R）−１／（２×Ａ）≡Ｂ_RP …（３６）

次に、バイアス電流切り替え回路７０のスイッチＳＷ_O，スイッチＳＷ_Rを切り替えることにより作られるヒステリシス幅｜ＢＨ｜について考える。
この時、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は次式（３７）で表される。
｜ＢＨ｜＝｜Ｂ_OP―Ｂ_RP｜＝｜｛１／（２×Ｋ_O）−１／（２×Ａ）｝−｛１／（２×Ｋ_R）−１／（２×Ａ）｝｜
＝｜１／（２×Ｋ_O）−１／（２×Ｋ_R）｜ …（３７）
上式（３４），（３６），（３７）から得られる閾値点Ｂ_OP及びＢ_RP、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜と係数１／Ａの関係を図６に示す。

上記の実施形態で求められた上式（３４），（３６），（３７）、および図６において重要なことは、閾値点Ｂ_OP及びＢ_RPは係数Ａに依存しており、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は、係数Ａに依存していないということである。また、上式（２８）より係数Ａは、抵抗比によって決まるため、少なくとも１つの抵抗器を変えることにより閾値点の変化が可能となる。図３及び図４では、抵抗器Ｒ_Cを可変抵抗器として図示しているが、抵抗器Ｒ_Aまたは抵抗器Ｒ_Bを可変抵抗器としても良い。

また、閾値点の変化は、Ｖ_CCを基準とする場合には抵抗器Ｒ_Aを変化させ、ＧＮＤを基準にする場合には抵抗器Ｒ_Bまたは抵抗器Ｒ_Cを変化させることで可能であり、基準電圧によらず閾値点を変化させることができる。ここで、抵抗器Ｒ_Sは式（２２），（２４）より、係数Ｋ_O，Ｋ_Rに依存する係数になるため変化させることはできない。また、上式（３７）から、センサ駆動電圧Ｖ_CCにヒステリシス幅｜ＢＨ｜が依存しないことがわかる。
上記の係数Ｋ_O，Ｋ_Rは、抵抗比によって与えられるので、係数Ｋ_O，Ｋ_Rが決まればヒステリシス幅｜ＢＨ｜はひとつの値に決まり、ばらつきや温度変動、経時変化がない。
従って、本発明のセンサ閾値回路によれば、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅を与えることができる。

[第３の実施形態]
（第３の実施形態の構成）
図７は、本発明におけるセンサ閾値回路の第３の実施形態の構成を示す回路図である。
このセンサ閾値回路は、４端子型センサ１０と、電圧比較器２０と、センサ駆動電流検出回路３０と、センサバイアス電流発生回路５０と、閾値調整電流発生回路６０と、バイアス電流切り替え回路７０とを備えて構成されている。なお、４端子型センサ１０は、抵抗型の４端子型センサであって、例えばホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサのいずれかである。
また、このセンサ閾値回路は、４端子型センサ１０の出力端子にセンサバイアス電流発生回路５０と閾値調整電流発生回路６０で発生したセンサバイアス電流Ｉ_Bを流し込み、センサバイアス電流Ｉ_Bと４端子型センサ１０の出力端子Ｖ_PのインピーダンスＲ_OUTとの積Ｉ_B×Ｒ_OUTによる電圧ドロップを利用し、センサ出力Ｖ_SO（＝Ｖ_P−Ｖ_N）にヒステリシス特性を有している。

このような構成のセンサ閾値回路において、センサ駆動電流検出回路３０の抵抗器Ｒ_Sを用いてセンサ駆動電流Ｉ_Sを検出し、抵抗器Ｒ_S、バイアス電流切り替え回路７０の制御により接続された抵抗器Ｒ_Rまたは抵抗器Ｒ_O、演算増幅器５２及びＰＭＯＳトランジスタ５１からなるセンサバイアス電流発生回路５０でセンサ駆動電流Ｉ_Sの１／Ｋ倍（Ｋ＞０）の閾値電流Ｉ_Tを発生する。ここで、Ｋはバイアス電流切り替え回路７０の制御により２つの値を持ち、センサバイアス電流発生回路５０は２つの閾値電流Ｉ_TO、Ｉ_TRを発生する。

また、抵抗器Ｒ_A、演算増幅器６１、ＰＭＯＳトランジスタ６３、ＮＭＯＳトランジスタ６６、ＮＭＯＳトランジスタ６７からなる閾値調整電流発生回路６０でセンサ駆動電流Ｉ_Sの１／Ａ倍（Ａ＞０）の閾値調整電流Ｉ_CONTを発生する。
また、閾値調整電流発生回路６０で閾値電流Ｉ_Tと閾値調整電流Ｉ_CONTを減算することにより、センサバイアス電流Ｉ_Bを発生する。第３の実施形態では、閾値電流Ｉ_Tから閾値調整電流Ｉ_CONTを減算した電流をセンサバイアス電流Ｉ_BOとして説明するが、閾値電流Ｉ_Tに閾値調整電流Ｉ_CONTを加算した電流をセンサバイアス電流Ｉ_BOとしても良い。

本実施形態の作用および効果は、第１及び第２の実施形態と同様であるので省略する。異なる点は式（２８）であるが、図７に示すセンサ閾値回路に於ける閾値点Ｂ_OP、閾値点Ｂ_RP、ヒステリシス幅｜ＢＨ｜は、上式（２８）で定義した１／Ａを次式（３８）に置き換えることで、同様に考えることができる。
１／Ａ＝Ｒ_S／Ｒ_A …（３８）
ここで、説明を簡単にするため、ＮＭＯＳトランジスタ６６とＮＭＯＳトランジスタ６７のサイズは等しいとして扱った。
また、上式（３８）より係数Ａは、抵抗比によって決まるため、１つの抵抗器を変えることにより閾値点の変化が可能となる。
以上の構成により、第１及び第２の実施形態と同様に、係数Ｋ_O、Ｋ_Rが決まればヒステリシス幅｜ＢＨ｜はひとつの値に決まり、ばらつきや温度変動、経時変化がなく、従って、本発明のセンサ閾値回路によれば、閾値点の変化に依存しないヒステリシス幅を与えることができる。

Claims (8)

1. センサの入力に対しヒステリシス特性をもったデジタル信号を出力するセンサ閾値回路において、
   前記センサの出力電圧を２値化する電圧比較器と、
   前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、
   前記電圧比較器の出力に基づいて前記センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の１／Ｋ倍（Ｋ＞０）の閾値電流を発生するセンサバイアス電流発生回路と、
   前記センサ駆動電流検出回路で検出したセンサ駆動電流の１／Ａ倍（Ａ＞０）の閾値調整電流を発生し、前記センサバイアス電流発生回路で発生した前記閾値電流から前記閾値調整電流を加減算してセンサバイアス電流を発生し、前記センサの出力端子に供給する閾値調整電流発生回路と、
   を具備することを特徴とするセンサ閾値回路。
2. 前記電圧比較器の出力に基づいて第１の抵抗と第２の抵抗を切り替えるバイアス電流切り替え回路と、
   を更に具備し、
   前記センサバイアス電流発生回路は、前記バイアス電流切り替え回路で接続された第１の抵抗または第２の抵抗に基づいて、前記閾値電流を発生することを特徴とする請求項１に記載のセンサ閾値回路。
3. 前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動電圧を基準として閾値点を変化させるための第１の抵抗器と、ＧＮＤを基準にして閾値点を変化させるための第２および第３の抵抗器と、演算増幅器とを備え、前記第１の抵抗器の抵抗値をＲ_A、前記第２および第３の抵抗器の抵抗値をそれぞれＲ_B，Ｒ_C（Ｒ_B＞Ｒ_C）、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の抵抗値をＲ_Sとすると、前記１／Ａの値は、以下の式で表されることを特徴とする請求項２に記載のセンサ閾値回路。
   １／Ａ＝（Ｒ_S／Ｒ_A／２）×（１−Ｒ_C／Ｒ_B）
4. 前記第１の抵抗器、前記第２の抵抗器、前記第３の抵抗器の少なくとも１つは、可変抵抗器であることを特徴とする請求項３に記載のセンサ閾値回路。
5. 前記閾値調整電流発生回路は、センサ駆動電圧を基準として閾値点を変化させるための第１の抵抗器と、演算増幅器とを備え、前記第１の抵抗器の抵抗値をＲ_A、前記センサ駆動電流検出回路の抵抗器の抵抗値をＲ_Sとすると、前記１／Ａの値は、以下の式で表されることを特徴とする請求項１に記載のセンサ閾値回路。
   １／Ａ＝Ｒ_S／Ｒ_A
6. 前記第１の抵抗器は可変抵抗器であることを特徴とする請求項５に記載のセンサ閾値回路。
7. 前記第１の抵抗器の抵抗値をＲ_O、前記第２の抵抗器の抵抗値をＲ_Rとし、前記第１の抵抗器のみが導通している場合、１／Ｋ＝Ｒ_S／Ｒ_Oで表され、前記第２の抵抗値のみが導通している場合、１／Ｋ＝Ｒ_S／Ｒ_Rで表されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のセンサ閾値回路。
8. 前記センサは、４端子型のセンサであって、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサのいずれか１つであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のセンサ閾値回路。

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