CN101548158A

CN101548158A - 传感器阈值电路

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Publication number: CN101548158A
Application number: CNA2008800010059A
Authority: CN
Inventors: 吉冈沙耶香
Original assignee: Asahi Chemical Industry Co Ltd
Current assignee: Asahi Chemical Industry Co Ltd
Priority date: 2007-09-28
Filing date: 2008-09-04
Publication date: 2009-09-30
Anticipated expiration: 2028-09-04
Also published as: US20090315575A1; EP2075548A4; WO2009041241A1; US8054093B2; JP4809472B2; CN101548158B; JPWO2009041241A1; EP2075548A1

Abstract

提供一种能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度的传感器阈值电路。通过用阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT来产生偏置电流I_B，从而由系数K、系数A提供阈值点、由系数K提供滞后宽度|BH|，因此如果系数K确定则滞后宽度|BH|与系数A无关地保持固定。另外，由于系数A由电阻比来决定，因此能够通过改变一个电阻器来改变阈值点。另外，如果系数K确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动、经时变化。

Description

传感器阈值电路

技术领域

本发明涉及一种能够适用于各种传感器的传感器阈值电路，特别涉及一种根据传感器输出阻抗与偏置电流的乘积来决定用于使传感器输出数字输出化的阈值点的传感器阈值电路。

背景技术

图8示出以往的传感器阈值电路。该传感器阈值电路具备四端子型传感器10、电压比较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电路50以及偏置电流切换电路70，对于从外部施加的例如磁场那样的传感器输入B_IN得到传感器输出电压V_SO(＝V_P-V_N)。在此，利用偏置电流切换电路70切换电阻器R_O、R_R来改变传感器偏置电流I_B，由此对于传感器输入B_IN能够得到具有图9所示那样的滞后特性的数字输出电压V_O(例如参照专利文献1)。

图9是表示具有滞后特性的传感器阈值电路的传感器输入B_IN与输出电压V_O之间的关系的电路图。当增加传感器输入B_IN时，在阈值点B_OP上输出电压V_OV_OH减少至V_OL。另一方面，当减少传感器输入B_IN时，在小于阈值点B_OP的阈值点B_RP上输出电压V_O反地从V_OL增加至V_OH，从而得到具有具备了滞后宽度|BH|的滞后特性的数字输出电压V_O0。

接着，参照图8说明以往的传感器阈值电路的动作。

首先，参照图10对图8中的偏置电流切换电路70的开关SW_O导通、开关SW_R断开时的阈值点进行说明。图10是表示如下电路结构的图：为了简化说明，在图8的偏置电流切换电路70的开关SW_O导通并且开关SW_R断开的状态下，抽取出四端子型传感器10、电压比较器20、传感器偏置电流I_BO。

首先，为了便于分析，考虑为检测传感器驱动电流I_S的电阻器R_S的电阻值远小于传感器电阻器R₁、R₂、R₃、R₄的电阻值，由此使传感器的驱动端子电压V_CC2等于传感器驱动电压V_CC。根据后面推导的结果可知阈值点不依赖于传感器驱动电压V_CC，因此传感器驱动电流检测电阻器R_S的电阻值可以是任意值。

此时，传感器偏置电流产生电路50所产生的电流I_BO使用传感器驱动电流I_S而成为下式(1)。

I_BO＝I_S×R_S/R_O …(1)

在此，为了简化而如下那样定义电流镜比1/K_O。

1/K_O＝R_S/R_O …(2)

此时，如图10所示，当设流过传感器电阻器R₁的电流为I₁、流过传感器电阻器R₃以及R₄的电流为I₂、传感器电阻器R₁、R₂的连接点的电位为V_P、传感器电阻器R₃、R₄的连接点的电位为V_N时，下式(3a)～(3c)成立。

I₁＝(V_CC-V_P)/R₁ …(3a)

I₂＝V_CC(R₃+R₄) …(3b)

V_P/R₂＝I₁+(I₁+I₂)K_O …(3c)

当求解V_P时成为

V_P＝V_CC×[(1+1/K_O)/R₁+1/{K_O×(R₃+R₄)}]/(1/R₂+(1+1/K_O)/R₁) ...(4)

电压比较器20在V_P＝V_N的电压下进行转换，因此下式(5)成立。

V_CC×[(1+1/K_O)/R₁+1/{K_O×(R₃+R₄)}]/{1/R₂+(1+1/K_O)/R₁}＝R₄×V_CC/(R₃+R₄) ...(5)

能够考虑为根据从外部施加的传感器输入B_IN，四端子型传感器10的电阻器R₁、R₂、R₃、R₄打破平衡而成为R₁＝R₄＝R+ΔR、R₂＝R₃＝R-ΔR、或者R₁＝R₄＝R-ΔR、R₂＝R₃＝R+ΔR，从而产生传感器输出电压V_SO(＝V_P-V_N)。由此，当设R₁＝R₄＝R+ΔR、R₂＝R₃＝R-ΔR时，式(5)成为如下这样：

[(1+1/K_O)/(R+ΔR)+1/{K_O×(R-ΔR+R+ΔR)}]/(1/(R-ΔR)+(1+1/K_O)/(R+ΔR)＝(R+ΔR)/(R-ΔR+R+ΔR) ...(6)

求出上式(6)成立的ΔR/R。

ΔR/R＝1/[(2×K_O×{1+1/(2×K_O)}]

≈1/(2×K_O)≡B_OP ...(7)

即，上式(7)成立的ΔR/R为阈值点B_OP。在此，通常的传感器输出电压从数百μV到数十mV左右，传感器驱动电压从1V到5V左右。由此，将K_O作为足够大的值来进行近似。

同样，参照图11对图8中的偏置电流切换电路70的开关S_WO断开、开关SW_R导通时的阈值点进行说明。图11是表示如下电路结构的图：为了简化说明，在图8的偏置电流切换电路70的开关SW_O断开并且开关SW_R导通的状态下抽取出四端子型传感器10、电压比较器20、传感器偏置电流I_BR。

此时，传感器偏置电流产生电路50所产生的电流I_BR成为下式(8)。

I_BR＝I_S×R_S/R_R …(8)

在此，为了简便而如下那样定义电流镜比1/K_R。

1/K_R＝R_S/R_R …(9)

此时，通过如图11所示那样地决定电流、将传感器偏置电流为I_BO时的电流镜比1/K_O设为1/K_R，能够同样地进行考虑，由下式(10)提供V_P＝V_N成立时的ΔR/R。

ΔR/R≈1/(2×K_R)≡B_RP ...(10)

即，上式(10)成立的ΔR/R为阈值点B_RP。

接着，考虑通过切换偏置电流切换电路70的开关SW_O、开关SW_R而制作的滞后宽度|BH|。

用下式(11)求出滞后宽度|BH|。

|BH|＝|B_OP-B_RP|＝|1/(2×K_O)-1/(2×K_R)|

＝|R_S×(1/R_O-1/R_R)/2| ...(11)

图12示出根据上式(7)、(10)、(11)得到的阈值点B_OP和B_RP、以及滞后宽度|BH|与传感器驱动电流检测电阻器R_S之间的关系。

如图12所示，可知在以往的传感器阈值电路中，在通过改变传感器驱动电流检测电路30的电阻器R_S来改变阈值点的情况下，也同样地改变滞后宽度|BH|。根据上式(11)也可知这一点。

专利文献1：日本特开2001-108480号公报

然而，在以往的传感器阈值电路中，在如上述那样通过改变电阻器R_S来改变阈值点时，与其同样地也改变滞后宽度|BH|。滞后宽度|BH|起到减小由传感器输出噪声引起的输出偏差的作用。因此存在如下问题：在改变了阈值点的情况下，由于滞后宽度|BH|的变化而产生由传感器输出噪声引起的输出偏差的影响因阈值点不同而不同的情形。

另外，当通过改变电阻器R_O和电阻器R_R来改变阈值点时，能够得到不依赖于阈值点的变化的滞后宽度|BH|。但是，为了改变两个电阻器需要两个输出端子，从而产生芯片面积、芯片成本增加等问题。

本发明是鉴于这种问题而完成的，其目的在于提供一种能够通过改变一个电阻器来改变阈值点并能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度的传感器阈值电路。

发明内容

为了达成上述目的，本发明的权利要求1的传感器阈值电路对于传感器的输入而输出具有滞后特性的数字信号，该传感器阈值电路的特征在于，具备：电压比较器，其将上述传感器的输出电压二值化；传感器驱动电流检测电路，其检测上述传感器的驱动电流；传感器偏置电流产生电路，其根据上述电压比较器的输出而产生阈值电流，该阈值电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/K倍(K>0)；以及阈值调整电流产生电路，其产生阈值调整电流，对在上述传感器偏置电流产生电路中产生的上述阈值电流进行加减上述阈值调整电流的运算来产生传感器偏置电流，提供给上述传感器的输出端子，其中，上述阈值调整电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/A倍(A>0)。

另外，本发明的权利要求2的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1中，还具备偏置电流切换电路，该偏置电流切换电路根据上述电压比较器的输出来切换第一电阻和第二电阻，上述传感器偏置电流产生电路根据被上述偏置电流切换电路连接的第一电阻或第二电阻来产生上述阈值电流。

另外，本发明的权利要求3的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求2中，上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器、第二和第三电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为R_A、上述第二和第三电阻器的电阻值分别为R_B、R_C(R_B>R_C)、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为R_S时，用下式表示上述1/A的值：

1/A＝(R_S/R_A/2)×(1—R_C/R_B)

其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈值点，上述第二和第三电阻器用于以GND为基准来改变阈值点。

另外，本发明的权利要求4的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求3中，上述第一电阻器、上述第二电阻器、上述第三电阻器中的至少一个是可变电阻器。

另外，本发明的权利要求5的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1中，上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为R_A、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为R_S时，用下式表示上述1/A的值：

1/A＝R_S/R_A

其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈值点。

另外，本发明的权利要求6的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求5中，上述第一电阻器是可变电阻器。

另外，本发明的权利要求7的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1～6的任一项中，设上述第一电阻器的电阻值为R_O、上述第二电阻器的电阻值为R_R，在仅导通上述第一电阻器的情况下表示为1/K＝R_S/R_O，在仅导通上述第二电阻器的情况下表示为1/K＝R_S/R_R。

另外，本发明的权利要求8的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1～6的任一项中，上述传感器是四端子型传感器，是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。

如上所述，根据本发明，利用根据传感器驱动电流而产生的阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT来产生传感器偏置电流I_B，由此由电阻比K来提供滞后宽度|BH|，因此如果K确定则滞后宽度|BH|不依赖于改变阈值点的系数A而成为固定值。另外，如果常数K确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动经时变化。因而，根据本发明，存在以下效果：能够提供可得到不依赖于阈值点的变化的滞后宽度|BH|的传感器阈值电路。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式中的传感器阈值电路的结构的概念图。

图2是表示抽取出图1的四端子型传感器、电压比较器、阈值电流I_T以及阈值调整电流I_CONT而得到的电路结构的电路图。

图3是表示本发明的第二实施方式中的传感器阈值电路的结构的电路图。

图4是表示抽取出图3的四端子型传感器、传感器驱动电流检测电路以及阈值调整电流产生电路而得到的电路结构的电路图。

图5是表示抽取出图3的四端子型传感器、电压比较器、阈值电流I_T以及阈值调整电流I_CONT而得到的电路结构的电路图。

图6是表示实施方式中的阈值点与系数1/A的关系的图。

图7是表示本发明的第三实施方式中的传感器阈值电路的结构的电路图。

图8是表示以往的传感器阈值电路的结构的电路图。

图9是表示具有滞后特性的传感器阈值电路的传感器输入与输出电压之间的关系的图。

图10是表示在图8的偏置电流切换电路的开关SW_O为导通状态并且开关SW_R为断开状态下抽取出四端子型传感器、传感器偏置电流I_BO以及电压比较器而得到的电路结构的电路图。

图11是表示在图8的偏置电流切换电路的开关SW_O为断开状态并且开关SW_R为导通状态下抽取出四端子型传感器、传感器偏置电流I_BR以及电压比较器而得到的电路结构的电路图。

图12是表示以往的传感器阈值电路中的阈值点和传感器驱动电流检测电阻器R_S之间的关系的图。

附图标记说明

10：四端子型传感器；20：电压比较器；30：传感器驱动电流检测电路；40：传感器驱动电压源；50：传感器偏置电流产生电路；60：阈值调整电流产生电路；70：偏置电流切换电路；52、61、62：运算放大器；51、63、64：PMOS晶体管；65、66、67：NMOS晶体管；71：反相器；SW_O、SW_R：开关；R₁、R₂、R₃、R₄、R_S、R_O、R_R、R_A、R_B、R_C：电阻器。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施方式。其中，在所有图中对附图的互相对应的部分付加相同的附图标记，对重复部分适当地省略后述的说明。

[第一实施方式]

(第一实施方式的结构)

图1是表示本发明中的传感器阈值电路的第一实施方式的结构的概念图。

该传感器阈值电路构成为具备四端子型传感器10、电压比较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电路50、阈值调整电流产生电路60以及偏置电流切换电路70。此外，四端子型传感器10是电阻型的四端子型传感器，例如是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。

另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流I_B流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流I_B与四端子型传感器10的输出端子V_P的阻抗R_OUT的乘积I_B×R_OUT引起的电压降，在传感器输出电压V_SO(＝V_P-V_N)上具有滞后特性。

在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检测电路30来检测传感器驱动电流I_S，在传感器偏置电流产生电路50中产生传感器驱动电流I_S的1/K倍(K>0)的阈值电流I_T。在此，通过偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器偏置电流产生电路50产生两个阈值电流I_TO、I_TR。

另外，在阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流I_S的1/A倍(A>0)的阈值调整电流I_CONT，通过对阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT进行加减运算来产生传感器偏置电流I_B。

本发明的传感器阈值电路的要点是：根据传感器驱动电流I_S来产生阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT，通过对阈值电流I_T进行加减阈值调整电流I_CONT的运算来产生传感器偏置电流I_BO。

为了理解本发明，首先考察图1中的阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT。

图2是如下结构的电路图：为了简化说明而抽取出图1所示的传感器阈值电路内的四端子型传感器10和电压比较器20，并且阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT流过它们。

考虑通过偏置电流切换电路70的控制而图1所示的传感器偏置电流产生电路50产生阈值电流I_TO时的阈值点B_OP。

此时，使用传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/K_O、阈值调整电流产生电路60的电流镜比1/A，用下式(12)表示传感器偏置电流I_BO。

I_BO＝I_TO—I_CONT

＝I_S/K_O-I_S/A …(12)

此时，下式(13a)～(13c)成立。

I₁＝(V_CC-V_P)/R₁ ...(13a)

I₂＝V_CC/(R₃+R₄) ...(13b)

V_P/R₂＝I1+((I1+I2)/K_O-(I₁+I₂)/A)) ...(13c)

当求解V_P时，成为

V_P＝V_CC×[(1+1/K_O-1/A)/R₁(1/K_O-1/A)/(R₃-R₄)]/[1/R₂+(1+1/K_O-1/A)/R₁] …(14)

电压比较器20在V_P＝V_N的电压下进行转换，因此下式(15)成立。

V_CC×[(1+1/K_O-1/A)/R₁(1/K_O-1/A)/(R₃+R₄)]/[1/R₂+(1

+1/K_O-1/A)/R₁]＝R4×V_CC(R₃+R₄) …(15)

能够考虑根据从外部施加的传感器输入B_IN，四端子型传感器10的电阻器R₁、R₂、R₃、R₄打破平衡而成为R₁＝R₄＝R+ΔR、R₂＝R₃＝R-ΔR、或者R₁＝R₄＝R-ΔR、R₂＝R₃＝R+ΔR，从而产生传感器输出电压V_SO(＝V_P-V_N)。由此，当设R₁＝R₄＝R+ΔR、R₂＝R₃＝R-ΔR时，下式(16)成立。

{(1+1/K_O-1/A)/(R+ΔR)+(1/K_O-1/A)/(R—ΔR+R+ΔR)}

/{1/(R—ΔR)+(1+1/K_O-1/A)/(R+ΔR)}＝(R+ΔR)/(R—ΔR+

R+ΔR) …(16)

求出上式(16)成立的ΔR/R。

ΔR/R＝(1/K_O-1/A)/[2×{1+1/2×(1/K_O-1/A)}]

≈1/(2×K_O)-1/(2×A)≡B_OP ...(17)

即，上式(17)成立的ΔR/R为阈值点B_OP。在此，利用在作为当前前提的范围内将常数K_O、A处理为足够大的值来进行近似。

接着，考虑通过偏置电流切换电路70的控制而图1所示的传感器偏置电流产生电路50产生阈值电流I_TR时的阈值点B_RP。

此时，使用传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/K_R、阈值调整电流产生电路60的电流镜比1/A，用下式(18)表示传感器偏置电流I_BO。

I_BR＝I_TR—I_CONT

＝I_S/K_R-I_S/A …(18)

通过将包括在式(12)～(17)内的传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/K_O置换为1/K_R，能够同样地求出此时的阈值点B_RP。

ΔR/R≈1/(2×K_R)-1/(2×A)≡B_RP ...(19)

接着，考虑通过由传感器偏置电流产生电路50根据偏置电流切换电路70的控制来切换阈值电流I_TO、阈值电流I_TR而制作的滞后宽度|BH|。

此时，用下式(20)表示滞后宽度|BH|。

|BH|＝|B_OP—B_RP|＝|{1/(2×K_O)-1/(2×A)}-{1/(2×K_R)-1

/(2×A)}|

＝|1/(2×K_O)-1/(2×K_R)| …(20)

在上述实施方式中求出的上式(17)、(19)、(20)的重要点在于阈值点B_OP和B_RP依赖于系数A，而滞后宽度|BH|不依赖于系数A。

另外，通过改变系数A能够改变阈值点。

另外，根据上式(20)可知滞后宽度|BH|不依赖于传感器驱动电压V_CC。

利用电流镜比来提供上述系数K_O、K_R，因此，如果系数K_O、K_R被确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，而不存在偏差、温度变动、经时变化。

因而，根据本发明的传感器阈值电路能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度。

另外，在第一实施方式中，在传感器偏置电流产生电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流I_B流入到四端子型传感器10的输出端子V_P，但是也可以代替流入到四端子型传感器10的输出端子V_P而流入到输出端子V_N。

[第二实施方式]

(第二实施方式的结构)

图3是表示本发明中的传感器阈值电路的第二实施方式的结构的电路图。

在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检测电路30的电阻器R_S来检测传感器驱动电流I_S，在传感器偏置电流产生电路50中产生传感器驱动电流I_S的1/K倍(K>0)的阈值电流I_T，其中，上述传感器偏置电流产生电路50由电阻器R_S、通过偏置电流切换电路70的控制而被连接的电阻器R_R或者电阻器R_O、运算放大器52以及PMOS晶体管51构成。在此，根据偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器偏置电流产生电路50产生两个阈值电流I_TO、I_TR。

另外，在阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流I_S的1/A倍(A>0)的阈值调整电流I_CONT，其中，上述阈值调整电流产生电路60由电阻器R_A、运算放大器61、PMOS晶体管63、PMOS晶体管64、电阻器RC、电阻器R_B、运算放大器62、NMOS晶体管65、NMOS晶体管66以及NMOS晶体管67构成。

另外，通过在阈值调整电流产生电路60中对阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT进行减法运算来产生传感器偏置电流I_B。在第二实施方式中，将从阈值电流I_T中减去阈值调整电流I_CONT而得到的电流作为传感器偏置电流I_BO来进行说明，但是也可以将在阈值电流I_T上加上阈值调整电流I_CONT而得到的电流作为传感器偏置电流I_BO。

为了理解本发明，首先考察图3中的阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT。另外，为了便于理解，将检测传感器驱动电流的电阻器R_S的电阻值考虑为远小于传感器电阻器R₁、R₂、R₃、R₄的电阻值，由此传感器的驱动端子电压V_CC2等于V_CC。根据后面推导的结果可知阈值点不依赖于传感器驱动电压V_CC，因此传感器驱动电流检测电阻器R_S的电阻值可以是任意值。

首先，说明图3中的偏置电流切换电路70的开关SW_O导通、开关SW_R断开时的阈值电流I_TO。

I_TO＝I_S×R_S/R_O …(21)

在此，为了简化而如下那样定义传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/K_O。

1/K_O＝R_S/R_O …(22)

接着，说明图3中的偏置电流切换电路70的开关SW_R导通、开关SW_O断开时的阈值电流I_TR。

I_TR＝I_S×R_S/R_R …(23)

在此，为了简化而如下那样定义传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/K_R。

1/K_R＝R_S/R_R …(24)

接着，如图4那样决定电流，说明阈值调整电流I_CONT。图4是为了简化说明而抽取出图3所示的传感器阈值电路内的四端子型传感器10和传感器驱动电流检测电路30、传感器驱动电压源40以及阈值调整电流产生电路60的电路图。在此为了简化说明，设为PMOS晶体管63和PMOS晶体管64的大小相等来进行以下处理。另外，设为NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的大小相等来进行以下处理。另外，设R_B>R_C。

首先，流过PMOS晶体管63和PMOS晶体管64的电流I₆₃、I₆₄相等，用式(25)来表示。

I₆₃＝I₆₄＝I_S×R_S/R_A/2 …(25)

另外，用下式(26)来表示流过NMOS晶体管65和电阻器R_B的电流I₆₅。

I₆₅＝I₆₄×R_C/R_B

＝I_S×R_S/R_A/2×R_C/R_B …(26)

另外，NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的电流I₆₆、阈值调整电流I_CONT相等，用下式(27)来表示。

I₆₆＝I_CONT＝I₆₃—I₆₅

＝(I_S×R_S/R_A/2)—(I_S×R_S/R_A/2)×R_C/R_B

＝(I_S×R_S/R_A/2)×(1—R_C/R_B) …(27)

在此，为了简化而定义下式(28)。

1/A＝R_S/R_A/2×(1—R_C/R_B) …(28)

接着，如图5那样决定电流。图5是如下结构的电路图：为了简化说明而抽取出图3所示的传感器阈值电路内的四端子型传感器10和电压比较器20，并且阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT流过它们。

考虑图3所示的偏置电流切换电路70的开关SW_O导通、开关SW_R断开时的阈值点B_OP。

此时，用上式(21)表示阈值电流I_TO，使用式(21)、式(22)、式(27)、式(28)并用下式(29)来表示传感器偏置电流I_BO。

I_BO＝I_TO-I_CONT

＝I_S/K_O-I_S/A …(29)

此时，下式(30a)～(30c)成立。

I₁＝(V_CC-V_P)/R₁ ...(30a)

I₂＝V_CC/(R₃+R₄) ...(30b)

V_P/R₂＝I1+((I1+I2)/K_O-(I₁+I₂)/A)) ...(30c)

当求解V_P时，成为

V_P＝V_CC×[(1+1/K_O-1/A)/R₁+(1/K_O-1/A)/(R₃+R₄)]/[1/R₂

+(1+1/K_O-1/A)/R₁] …(31)

电压比较器20在V_P＝V_N的电压下进行转换，因此下式(32)成立。

V_CC×[(1+1/K_O-1/A)/R₁+(1/K_O-1/A)/(R₃+R₄)]/[1/R₂+(1+1/K_O-1/A)/R₁]＝R4×V_CC/(R₃+R₄) …(32)

能够考虑根据从外部施加的传感器输入B_IN，四端子型传感器10的电阻器R₁、R₂、R₃、R₄打破平衡而成为R₁＝R₄＝R+ΔR、R₂＝R₃＝R-ΔR、或者成为R₁＝R₄＝R-ΔR、R₂＝R₃＝R+ΔR，从而产生传感器输出电压V_SO(＝V_P-V_N)。由此，当设R₁＝R₄＝R+ΔR、R₂＝R₃＝R-ΔR时，下式(33)成立。

{(1+1/K_O-1/A)/(R+ΔR)+(1/K_O-1/A)/(R-ΔR+R+ΔR)}

/{1/(R-ΔR)+(1+1/K_O-1/A)/(R+ΔR)}＝(R+ΔR)/(R—ΔR+

R+ΔR) …(33)

求出上式(33)成立的ΔR/R。

ΔR/R＝(1/K_O-1/A)/[2×{1+1/2×(1/K_O-1/A)}]

≈1/(2×K_O)-1/(2×A)≡B_OP ...(34)

即，上式(34)成立的ΔR/R为阈值点B_OP。在此，利用在作为当前前提的范围内将常数K_O、A处理为足够大的值来进行近似。

接着，考虑图3所示的偏置电流切换电路70的开关SW_O断开、开关SW_R导通时的阈值点B_RP。

此时，用上式(33)表示阈值电流I_TR，使用式(23)、式(24)、式(27)、式(28)并用下式(35)来表示传感器偏置电流I_BR。

I_BR＝I_TR—I_CONT

＝I_S/K_R-I_S/A …(35)

通过将包括在式(30)～(34)内的传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/K_O置换为1/K_R，能够同样地求出此时的阈值点B_RP。

ΔR/R≈1/(2×K_R)-1/(2×A)≡B_RP ...(36)

此时，用下式(37)表示滞后宽度|BH|。

|BH|＝|B_OP-B_RP＝|{1/(2×K_O)—1/(2×A)}—{1/(2×K_R)—1

/(2×A)}|

＝|1/(2×K_O)—1/(2×K_R)| …(37)

图6示出根据上式(34)、(36)、(37)得到的阈值点B_OP以及B_RP、滞后宽度|BH|与系数1/A的关系。

在上述实施方式中求出的上式(34)、(36)、(37)以及图6的重要点在于阈值点B_OP以及B_RP依赖于系数A，而滞后宽度|BH|不依赖于系数A。另外，根据上式(28)，系数A由电阻比来决定，因此能够通过改变至少一个电阻器来改变阈值点。在图3和图4中，将电阻器R_C作为可变电阻器来进行图示，但是也可以将电阻器R_A或者电阻器R_B作为可变电阻器。

另外，通过在以V_CC为基准的情况下改变电阻器R_A、在以GND为基准的情况下改变电阻器R_B或电阻器R_C，能够改变阈值点，能够与基准电压无关地改变阈值点。在此，根据式(22)、(24)，电阻器R_S为依赖于系数K_O、K_R的系数，因此不能改变。另外，根据上式(37)可知滞后宽度|BH|不依赖于传感器驱动电压V_CC。

由电阻比来提供上述系数K_O、K_R，因此如果系数K_O、K_R确定，则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动、经时变化。

[第三实施方式]

(第三实施方式的结构)

图7是表示本发明中的传感器阈值电路的第三实施方式的结构的电路图。

另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流I_B流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流I_B与四端子型传感器10的输出端子V_P的阻抗R_OUT的乘积I_B×R_OUT引起的电压降，在传感器输出V_SO(＝V_P-V_N)上具有滞后特性。

另外，在由电阻器R_A、运算放大器61、PMOS晶体管63、NMOS晶体管66以及NMOS晶体管67构成的阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流I_S的1/A倍(A>0)的阈值调整电流I_CONT。

另外，通过在阈值调整电流产生电路60中对阈值电流I_T和阈值调整电流I_CONT进行减法运算来产生传感器偏置电流I_B。在第三实施方式中，将从阈值电流I_T中减去阈值调整电流I_CONT得到的电流作为传感器偏置电流I_BO来进行说明，但是也可以将对阈值电流I_T加上阈值调整电流I_CONT得到的电流作为传感器偏置电流I_BO。

本实施方式的作用以及效果与第一及第二实施方式相同，因此省略。不同点是式(28)，但是，通过将在上式(28)中定义的1/A置换为下式(38)，能够同样地考虑图7所示的传感器阈值电路的阈值点B_OP、阈值点B_RP、滞后宽度|BH|。

1/A＝R_S/R_A …(38)

在此，为了简化说明，将NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的大小设为相等来进行处理。

另外，根据上式(38)，系数A由电阻比来决定，因此能够通过改变一个电阻器来改变阈值点。

根据以上的结构，与第一及第二实施方式相同，如果系数K_O、K_R确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动、经时变化，因而，根据本发明的传感器阈值电路，能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度。

Claims

1.一种传感器阈值电路，对于传感器的输入而输出具有滞后特性的数字信号，其特征在于，具备：

电压比较器，其将上述传感器的输出电压二值化；

传感器驱动电流检测电路，其检测上述传感器的驱动电流；

传感器偏置电流产生电路，其根据上述电压比较器的输出而产生阈值电流，该阈值电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/K倍(K>0)；以及

阈值调整电流产生电路，其产生阈值调整电流，对在上述传感器偏置电流产生电路中产生的上述阈值电流进行加减上述阈值调整电流的运算来产生传感器偏置电流，提供给上述传感器的输出端子，其中，上述阈值调整电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/A倍(A>0)。

2.根据权利要求1所述的传感器阈值电路，其特征在于，

还具备偏置电流切换电路，该偏置电流切换电路根据上述电压比较器的输出来切换第一电阻和第二电阻，

上述传感器偏置电流产生电路根据被上述偏置电流切换电路连接的第一电阻或第二电阻来产生上述阈值电流。

3.根据权利要求2所述的传感器阈值电路，其特征在于，

上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器、第二和第三电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为R_A、上述第二和第三电阻器的电阻值分别为R_B、R_C(R_B>R_C)、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为R_S时，用下式表示上述1/A的值：

1/A＝(R_S/R_A/2)×(1—R_C/R_B)

4.根据权利要求3所述的传感器阈值电路，其特征在于，

上述第一电阻器、上述第二电阻器、上述第三电阻器中的至少一个是可变电阻器。

5.根据权利要求1所述的传感器阈值电路，其特征在于，

上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为R_A、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为R_S时，用下式表示上述1/A的值：

1/A＝R_S/R_A

6.根据权利要求5所述的传感器阈值电路，其特征在于，

上述第一电阻器是可变电阻器。

7.根据权利要求1～6中的任一项所述的传感器阈值电路，其特征在于，

设上述第一电阻器的电阻值为R_O、上述第二电阻器的电阻值为R_R，在仅导通上述第一电阻器的情况下表示为1/K＝R_S/R_O，在仅导通上述第二电阻值的情况下表示为1/K＝R_S/R_R。

8.根据权利要求1～6中的任一项所述的传感器阈值电路，其特征在于，

上述传感器是四端子型传感器，是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。