JP2001108480A - センサ閾値回路 - Google Patents
センサ閾値回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 センサの製造バラツキやセンサ駆動電圧、バ
イアス電流に依存しないヒステリシス特性を与えること
を可能にしたセンサ閾値回路を提供する。 【解決手段】 ４端子型センサ１０と電圧比較器２０と
センサ駆動電流検出回路１６０とセンサバイアス電流発
生回路１３０とバイアス電流切り替え回路４０を有し、
抵抗ＲＳを用いてセンサ駆動電流を検出し、抵抗ＲＳと
抵抗ＲＢと演算増幅器１３１の組み合わせでＫ対１の電
流ミラー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／
Ｋのセンサバイアス電流ＩＢを発生する。センサ１０の
出力端子にバイアス電流ＩＢを流し、センサ１０の出力
インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊
ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、センサ入力Ｓに対
しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得る。上
記抵抗の代わりにトランジスタのような能動素子を用い
ることができる。
イアス電流に依存しないヒステリシス特性を与えること
を可能にしたセンサ閾値回路を提供する。 【解決手段】 ４端子型センサ１０と電圧比較器２０と
センサ駆動電流検出回路１６０とセンサバイアス電流発
生回路１３０とバイアス電流切り替え回路４０を有し、
抵抗ＲＳを用いてセンサ駆動電流を検出し、抵抗ＲＳと
抵抗ＲＢと演算増幅器１３１の組み合わせでＫ対１の電
流ミラー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／
Ｋのセンサバイアス電流ＩＢを発生する。センサ１０の
出力端子にバイアス電流ＩＢを流し、センサ１０の出力
インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊
ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、センサ入力Ｓに対
しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得る。上
記抵抗の代わりにトランジスタのような能動素子を用い
ることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種センサに適用
可能なセンサ閾値回路に関し、特にセンサ出力インピー
ダンスとバイアス電流の積によりセンサ出力のデジタル
出力化のための閾値を決めるセンサ閾値回路に関する。
可能なセンサ閾値回路に関し、特にセンサ出力インピー
ダンスとバイアス電流の積によりセンサ出力のデジタル
出力化のための閾値を決めるセンサ閾値回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電子工業では各種類のセンサが幅広く使
われている。低消費、低コスト、高信頼性、高速動作や
センサ出力のディジタル出力化など、顧客のシステムに
使用しやすいセンサが顧客から強く求められてきた。更
に近年は、バッテリ動作する民生の携帯機器にもセンサ
がいろいろな用途で使われており、上記要求に加えて更
なる低消費、低電圧動作の要求が高まっている。
われている。低消費、低コスト、高信頼性、高速動作や
センサ出力のディジタル出力化など、顧客のシステムに
使用しやすいセンサが顧客から強く求められてきた。更
に近年は、バッテリ動作する民生の携帯機器にもセンサ
がいろいろな用途で使われており、上記要求に加えて更
なる低消費、低電圧動作の要求が高まっている。
【０００３】各種センサの中でも、４端子型の回路構成
あるいは等価回路を考えることができるホール素子、磁
気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加
速度センサなどは、重要なセンサであって、そのセンサ
出力電圧がセンサ駆動電圧と磁気、圧力、温度などセン
サ入力に比例、あるいは関数となるセンサである。この
種のセンサは通常アナログ出力であるので、マイクロコ
ンピュータ（マイコン）などの制御回路とセンサの接続
性から、そのセンサ出力をある閾値以上で１、閾値以下
で０となるディジタル出力に変換してマイコンとインタ
ーフェイスし、閾値には外来ノイズによる誤動作を避け
るためにヒステリシスを同時に付けて構成したセンサ閾
値回路が一般的に使われている。
あるいは等価回路を考えることができるホール素子、磁
気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加
速度センサなどは、重要なセンサであって、そのセンサ
出力電圧がセンサ駆動電圧と磁気、圧力、温度などセン
サ入力に比例、あるいは関数となるセンサである。この
種のセンサは通常アナログ出力であるので、マイクロコ
ンピュータ（マイコン）などの制御回路とセンサの接続
性から、そのセンサ出力をある閾値以上で１、閾値以下
で０となるディジタル出力に変換してマイコンとインタ
ーフェイスし、閾値には外来ノイズによる誤動作を避け
るためにヒステリシスを同時に付けて構成したセンサ閾
値回路が一般的に使われている。
【０００４】図４はこのような従来のセンサ閾値回路の
構成例を示す。この従来回路は、４端子型センサ１０と
電圧比較器２０とセンサバイアス電流発生回路３０とバ
イアス電流ＩＢの切り替え回路４０を有し、４端子型セ
ンサ１０の出力端子にバイアス電流ＩＢを流し、これに
よりセンサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとＩＢの
積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、センサ入
力Ｓに対しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を
得ている。後述するように、センサ１０の出力インピー
ダンスＲＯＵＴは、図４の回路の場合、ＶＰ端子では抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列接続により与えられ、ＶＮ端子
では抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の並列接続により与えられる。
構成例を示す。この従来回路は、４端子型センサ１０と
電圧比較器２０とセンサバイアス電流発生回路３０とバ
イアス電流ＩＢの切り替え回路４０を有し、４端子型セ
ンサ１０の出力端子にバイアス電流ＩＢを流し、これに
よりセンサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとＩＢの
積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、センサ入
力Ｓに対しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を
得ている。後述するように、センサ１０の出力インピー
ダンスＲＯＵＴは、図４の回路の場合、ＶＰ端子では抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列接続により与えられ、ＶＮ端子
では抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の並列接続により与えられる。
【０００５】バイアス電流ＩＢによりヒステリシスを作
ることができるということを理解する為に、４端子型セ
ンサ１０とバイアス電流切り替え回路４０のスイッチＳ
Ｗ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときのバイア
ス電流ＩＢだけを取り出した回路を図５に示す。バイア
ス電流ＩＢがセンサ１０の出力端子に流れ込んでいる場
合を考えるが、流れ出る方向であっても考え方に、およ
び機能に変わりはない。また、スイッチＳＷ１が導通
し、スイッチＳＷ２が開放したときの状態は、以下の解
析において抵抗Ｒ１、Ｒ２と抵抗Ｒ３、Ｒ４を入れ替
え、出力端子の電圧ＶＰとＶＮを入れ替えて考えれば良
い。
ることができるということを理解する為に、４端子型セ
ンサ１０とバイアス電流切り替え回路４０のスイッチＳ
Ｗ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときのバイア
ス電流ＩＢだけを取り出した回路を図５に示す。バイア
ス電流ＩＢがセンサ１０の出力端子に流れ込んでいる場
合を考えるが、流れ出る方向であっても考え方に、およ
び機能に変わりはない。また、スイッチＳＷ１が導通
し、スイッチＳＷ２が開放したときの状態は、以下の解
析において抵抗Ｒ１、Ｒ２と抵抗Ｒ３、Ｒ４を入れ替
え、出力端子の電圧ＶＰとＶＮを入れ替えて考えれば良
い。
【０００６】図５に示すように電流を定めると、次の式
（１ａ）〜（１ｃ）が成り立つ。
（１ａ）〜（１ｃ）が成り立つ。
【０００７】
【数１】 Ｉ１＝（ＶＣＣ−ＶＰ）／Ｒ１ …（１ａ） Ｉ２＝ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４） …（１ｂ） ＶＰ／Ｒ２＝Ｉ１＋ＩＢ …（１ｃ） これをＶＰについて解くと
【０００８】
【数２】 ＶＰ＝（ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２） …（２） となる。
【０００９】電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧
でスイッチするので、次の式が成り立つ。
でスイッチするので、次の式が成り立つ。
【００１０】
【数３】 （ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２） ＝Ｒ４＊ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４） …（３） ここで、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲ
とし、上式（３）に代入すると
とし、上式（３）に代入すると
【００１１】
【数４】 （ＶＣＣ／（Ｒ＋ΔＲ）＋ＩＢ）／（１／（Ｒ＋ΔＲ）＋１／（Ｒ−ΔＲ）） ＝（Ｒ＋ΔＲ）＊ＶＣＣ／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ） …（４） と成る。上式（４）が成り立つΔＲ／Ｒを求めると
【００１２】
【数５】 ΔＲ／Ｒ＝ＶＣＣ／（Ｒ＊ＩＢ）＊（ＳＱＲＴ（１＋（Ｒ＊ＩＢ／ＶＣＣ）** 2)−1) ≒ＶＣＣ／（Ｒ＊ＩＢ）＊（１＋（Ｒ＊ＩＢ／ＶＣＣ）／２−１） ＝Ｒ＊ＩＢ／（２＊ＶＣＣ） …（５） となる。
【００１３】センサ１０の出力ＶＯＵＴは、通常数百μ
Ｖから数十ｍＶの出力範囲で、センサの駆動電圧ＶＣＣ
は、１Ｖから５Ｖ程度であり、Ｒ＊ＩＢは、大きくても
数十ｍＶであるので、上式（５）のＲ＊ＩＢ／ＶＣＣの
項は１よりも十分に小さいとして近似したものである。
以上により解析的に閾値点が求まった。
Ｖから数十ｍＶの出力範囲で、センサの駆動電圧ＶＣＣ
は、１Ｖから５Ｖ程度であり、Ｒ＊ＩＢは、大きくても
数十ｍＶであるので、上式（５）のＲ＊ＩＢ／ＶＣＣの
項は１よりも十分に小さいとして近似したものである。
以上により解析的に閾値点が求まった。
【００１４】次に、センサ１０の出力インピーダンスＲ
ＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ド
ロップを利用し、閾値点を決めるという考え方を検証す
る為の解析を行なう。センサ１０の出力端末の電圧ＶＰ
から見たセンサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴは、
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列接続により次式（６）で与え
られる。
ＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ド
ロップを利用し、閾値点を決めるという考え方を検証す
る為の解析を行なう。センサ１０の出力端末の電圧ＶＰ
から見たセンサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴは、
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列接続により次式（６）で与え
られる。
【００１５】
【数６】 ＲＯＵＴ＝Ｒ１＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（６） ここで、Ｒ１＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ−ΔＲとすると
【００１６】
【数７】 ＲＯＵＴ＝（Ｒ＋ΔＲ）＊（Ｒ−ΔＲ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ） ＝（Ｒ／２）＊（１−（ΔＲ／Ｒ）**2) …（７） と成る。ΔＲ／Ｒは、普通０．１以下と考えて良いの
で、２次の項を無視すると
で、２次の項を無視すると
【００１７】
【数８】 ＲＯＵＴ＝Ｒ／２ …（８） と成る。
【００１８】センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイ
アス電流ＩＢの積は、Ｒ＊ＩＢ／２と成る。
アス電流ＩＢの積は、Ｒ＊ＩＢ／２と成る。
【００１９】センサ出力電圧ＶＯＵＴは、センサ出力端
子の電圧ＶＮとＶＰの差であるので、次式（９）のよう
に成る。
子の電圧ＶＮとＶＰの差であるので、次式（９）のよう
に成る。
【００２０】
【数９】 ＶＯＵＴ＝ＶＣＣ＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）−ＶＣＣ＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（９） 前述と同じく、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ
−ΔＲとすると
−ΔＲとすると
【００２１】
【数１０】 ＶＯＵＴ＝ＶＣＣ＊（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）−ＶＣＣ＊（Ｒ−Δ Ｒ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ）＝ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ …（１０） と成る。
【００２２】電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧
でスイッチするので、次の式（１１）が成り立つ。
でスイッチするので、次の式（１１）が成り立つ。
【００２３】
【数１１】 ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ＝Ｒ＊ＩＢ／２ …（１１） したがって、
【００２４】
【数１２】 ΔＲ／Ｒ＝Ｒ＊ＩＢ／（２＊ＶＣＣ） …（１２） と成る。
【００２５】上式（５）および（１２）で示されるよう
に、解析的においても、あるいは、センサ出力インピー
ダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合
においても同じ結果が得られた。
に、解析的においても、あるいは、センサ出力インピー
ダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合
においても同じ結果が得られた。
【００２６】これまでの解析において、考えやすくする
為に、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲと
成るようなセンサ抵抗を仮定したが、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
３、Ｒ４のままでも一般性を失わない。また、抵抗値が
変化せずに内部に電圧を発生するようなホール素子など
においても、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイ
アス電流ＩＢの積により閾値を決めるという考え方は、
そのまま適用できる。
為に、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲと
成るようなセンサ抵抗を仮定したが、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
３、Ｒ４のままでも一般性を失わない。また、抵抗値が
変化せずに内部に電圧を発生するようなホール素子など
においても、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイ
アス電流ＩＢの積により閾値を決めるという考え方は、
そのまま適用できる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】求められた上記式
（５）、（１２）において重要なことは、従来のセンサ
閾値回路では、その閾値電圧がセンサの内部の抵抗Ｒ、
バイアス電流ＩＢ及びセンサ駆動電圧ＶＣＣの値により
変化する、ということを示していることである。
（５）、（１２）において重要なことは、従来のセンサ
閾値回路では、その閾値電圧がセンサの内部の抵抗Ｒ、
バイアス電流ＩＢ及びセンサ駆動電圧ＶＣＣの値により
変化する、ということを示していることである。
【００２８】上記のように、閾値電圧がセンサの内部の
抵抗値に依存するということは、まず第１に、その製造
バラツキに依存することを意味することであり、製造上
の収率を考慮する必要があり、バラツキが大きく収率が
低い場合には、コストの高い製品を製造することにな
る。第２に、前述のように、センサ抵抗値は温度に対し
て非常に大きく変化する場合が多いので、センサの閾値
が温度により大きく変化する可能性がある。その温度変
化が仕様として許容できず、補正回路などを付けざるを
得ない場合には、補正回路を付け足すことによりチップ
コスト、消費電力の上昇などが発生する。第３に、抵抗
値が経時変化する場合には、それによりセンサ閾値が経
時的に変化することであり、信頼性的な問題が発生す
る。
抵抗値に依存するということは、まず第１に、その製造
バラツキに依存することを意味することであり、製造上
の収率を考慮する必要があり、バラツキが大きく収率が
低い場合には、コストの高い製品を製造することにな
る。第２に、前述のように、センサ抵抗値は温度に対し
て非常に大きく変化する場合が多いので、センサの閾値
が温度により大きく変化する可能性がある。その温度変
化が仕様として許容できず、補正回路などを付けざるを
得ない場合には、補正回路を付け足すことによりチップ
コスト、消費電力の上昇などが発生する。第３に、抵抗
値が経時変化する場合には、それによりセンサ閾値が経
時的に変化することであり、信頼性的な問題が発生す
る。
【００２９】また、上記のように、閾値電圧がセンサ駆
動電圧ＶＣＣの値に依存するということは、電圧ＶＣＣ
を安定化する回路が必要であることを意味し、そのため
のＶＣＣ安定化回路を内蔵する場合には、回路を付け足
すことによるチップコスト、消費電力の上昇などが発生
する。
動電圧ＶＣＣの値に依存するということは、電圧ＶＣＣ
を安定化する回路が必要であることを意味し、そのため
のＶＣＣ安定化回路を内蔵する場合には、回路を付け足
すことによるチップコスト、消費電力の上昇などが発生
する。
【００３０】また、上記のように、閾値電圧がバイアス
電流ＩＢに依存するということも、センサ駆動電圧ＶＣ
Ｃと同種の解決すべき課題が存在する。
電流ＩＢに依存するということも、センサ駆動電圧ＶＣ
Ｃと同種の解決すべき課題が存在する。
【００３１】そこで、本発明の目的は、上述の点に鑑
み、センサの製造バラツキやセンサ駆動電圧、バイアス
電流に依存しないヒステリシス特性を与えることを可能
にしたセンサ閾値回路を提供することにある。
み、センサの製造バラツキやセンサ駆動電圧、バイアス
電流に依存しないヒステリシス特性を与えることを可能
にしたセンサ閾値回路を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の発明は、センサの出力インピーダンスと
バイアス電流の積によりセンサ出力のデジタル化のため
の閾値を決めるセンサ閾値回路において、前記センサの
駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、該セン
サ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の１／
Ｋ倍のバイアス電流を発生するセンサバイアス電流発生
回路とを具備することを特徴とする。
め、請求項１の発明は、センサの出力インピーダンスと
バイアス電流の積によりセンサ出力のデジタル化のため
の閾値を決めるセンサ閾値回路において、前記センサの
駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、該セン
サ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の１／
Ｋ倍のバイアス電流を発生するセンサバイアス電流発生
回路とを具備することを特徴とする。
【００３３】ここで、前記センサ駆動電流検出回路は第
１の抵抗を用いてセンサ駆動電流を検出し、前記センサ
バイアス電流発生回路は前記第１の抵抗と第２の抵抗と
演算増幅器の組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構
成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流
を発生することを特徴とすることができる。
１の抵抗を用いてセンサ駆動電流を検出し、前記センサ
バイアス電流発生回路は前記第１の抵抗と第２の抵抗と
演算増幅器の組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構
成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流
を発生することを特徴とすることができる。
【００３４】また、前記センサ駆動電流検出回路は第１
のトランジスタを用いてセンサ駆動電流を検出し、前記
センサバイアス電流発生回路は前記第１のトランジスタ
と第２のトランジスタの組み合わせでＫ対１の電流ミラ
ー回路を構成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバ
イアス電流を発生することを特徴とすることができる。
のトランジスタを用いてセンサ駆動電流を検出し、前記
センサバイアス電流発生回路は前記第１のトランジスタ
と第２のトランジスタの組み合わせでＫ対１の電流ミラ
ー回路を構成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバ
イアス電流を発生することを特徴とすることができる。
【００３５】また、前記センサは４端子型センサであ
り、該４端子型センサと電圧比較器と前記センサ駆動電
流検出回路と前記センサバイアス電流発生回路とバイア
ス電流切り替え回路を有し、前記４端子型センサの出力
端子に前記センサバイアス電流発生回路で発生したバイ
アス電流を流し、前記４端子型センサの出力インピーダ
ンスとバイアス電流の積の電圧ドロップを利用して、セ
ンサ入力に対しヒステリシス特性を持ったディジタル出
力を得ることを特徴とすることができる。
り、該４端子型センサと電圧比較器と前記センサ駆動電
流検出回路と前記センサバイアス電流発生回路とバイア
ス電流切り替え回路を有し、前記４端子型センサの出力
端子に前記センサバイアス電流発生回路で発生したバイ
アス電流を流し、前記４端子型センサの出力インピーダ
ンスとバイアス電流の積の電圧ドロップを利用して、セ
ンサ入力に対しヒステリシス特性を持ったディジタル出
力を得ることを特徴とすることができる。
【００３６】また、前記センサは、４端子型の回路構成
あるいは等価回路を考えることができるホール素子、磁
気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加
速度センサなどのセンサであることを特徴とすることが
できる。
あるいは等価回路を考えることができるホール素子、磁
気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加
速度センサなどのセンサであることを特徴とすることが
できる。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。 （第１の実施形態の構成）図１は本発明の第１の実施形
態におけるセンサ閾値回路の構成を示す。同図に示すよ
うに、この回路は、４端子型センサ１０と電圧比較器２
０とセンサ駆動電流検出回路１６０とセンサバイアス電
流発生回路１３０とバイアス電流切り替え回路４０を有
し、４端子型センサ１０の出力端子にセンサバイアス電
流発生回路１３０で発生したバイアス電流ＩＢを流し、
センサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電
流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、
センサ入力Ｓに対しヒステリシス特性を持ったディジタ
ル出力を得る為の回路である。
施の形態を詳細に説明する。 （第１の実施形態の構成）図１は本発明の第１の実施形
態におけるセンサ閾値回路の構成を示す。同図に示すよ
うに、この回路は、４端子型センサ１０と電圧比較器２
０とセンサ駆動電流検出回路１６０とセンサバイアス電
流発生回路１３０とバイアス電流切り替え回路４０を有
し、４端子型センサ１０の出力端子にセンサバイアス電
流発生回路１３０で発生したバイアス電流ＩＢを流し、
センサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電
流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、
センサ入力Ｓに対しヒステリシス特性を持ったディジタ
ル出力を得る為の回路である。
【００３８】センサバイアス電流発生回路１３０は、演
算増幅器（オペアンプ）１３１、ＰＭＯＳトランジスタ
１３３およびセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加された抵抗Ｒ
Ｂとから構成され、センサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイア
ス電流ＩＢを発生する。演算増幅器１３１のプラス入力
端子はセンサ駆動電流検出回路１６０のセンサ駆動電圧
ＶＣＣが印加された抵抗ＲＳと４端子型センサ１０の入
力端子間に接続し、演算増幅器１３１のマイナス入力端
子はＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースと抵抗ＲＢ間
に接続し、演算増幅器１３１の出力端子はＰＭＯＳトラ
ンジスタ１３３のゲートに接続し、バイアス電流ＩＢを
発生するＰＭＯＳトランジスタ１３３のドレインはバイ
アス電流切り替え回路４０のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
介して４端子型センサ１０の出力端子に接続する。な
お、４端子型センサ１０と電圧比較器２０とバイアス電
流切り替え回路４０の構成は図４で説明した従来例と同
様である。
算増幅器（オペアンプ）１３１、ＰＭＯＳトランジスタ
１３３およびセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加された抵抗Ｒ
Ｂとから構成され、センサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイア
ス電流ＩＢを発生する。演算増幅器１３１のプラス入力
端子はセンサ駆動電流検出回路１６０のセンサ駆動電圧
ＶＣＣが印加された抵抗ＲＳと４端子型センサ１０の入
力端子間に接続し、演算増幅器１３１のマイナス入力端
子はＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースと抵抗ＲＢ間
に接続し、演算増幅器１３１の出力端子はＰＭＯＳトラ
ンジスタ１３３のゲートに接続し、バイアス電流ＩＢを
発生するＰＭＯＳトランジスタ１３３のドレインはバイ
アス電流切り替え回路４０のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
介して４端子型センサ１０の出力端子に接続する。な
お、４端子型センサ１０と電圧比較器２０とバイアス電
流切り替え回路４０の構成は図４で説明した従来例と同
様である。
【００３９】本実施形態のセンサ閾値回路では、抵抗Ｒ
Ｓを用いてセンサ駆動電流を検出し、抵抗ＲＳと抵抗Ｒ
Ｂと演算増幅器１３１の組み合わせでＫ対１の電流ミラ
ー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／Ｋのセ
ンサバイアス電流ＩＢを発生する。 （第２の実施形態の構成）図２は本発明の第２の実施形
態におけるセンサ閾値回路の構成を示す。この回路は、
４端子型センサ１０と電圧比較器２０とセンサ駆動電流
検出回路２６０とセンサバイアス電流発生回路２３０と
バイアス電流切り替え回路４０を有し、４端子型センサ
１０の出力端子にバイアス電流ＩＢを流し、センサの出
力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ
＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用し、センサ入力Ｓに対
しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得る為の
回路である。
Ｓを用いてセンサ駆動電流を検出し、抵抗ＲＳと抵抗Ｒ
Ｂと演算増幅器１３１の組み合わせでＫ対１の電流ミラ
ー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／Ｋのセ
ンサバイアス電流ＩＢを発生する。 （第２の実施形態の構成）図２は本発明の第２の実施形
態におけるセンサ閾値回路の構成を示す。この回路は、
４端子型センサ１０と電圧比較器２０とセンサ駆動電流
検出回路２６０とセンサバイアス電流発生回路２３０と
バイアス電流切り替え回路４０を有し、４端子型センサ
１０の出力端子にバイアス電流ＩＢを流し、センサの出
力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ
＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用し、センサ入力Ｓに対
しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得る為の
回路である。
【００４０】センサバイアス電流発生回路２３０はソー
スにセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたＰＭＯＳトラン
ジスタＭＢを有し、センサ駆動電流検出回路２６０はド
レインにセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたＰＭＯＳト
ランジスタＭＳを有する。センサバイアス電流発生回路
２３０のＰＭＯＳトランジスタＭＢのゲートはセンサ駆
動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトランジスタＭＳのゲ
ートとドレインに接続し、そのＰＭＯＳトランジスタＭ
Ｓのドレインは、４端子型センサ１０の入力端子に接続
する。センサ駆動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトラン
ジスタＭＢのドレインはバイアス電流切り替え回路４０
のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して４端子型センサ１０
の出力端子に接続する。なお、４端子型センサ１０と電
圧比較器２０とバイアス電流切り替え回路４０の構成は
図４で説明した従来例と同様である。
スにセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたＰＭＯＳトラン
ジスタＭＢを有し、センサ駆動電流検出回路２６０はド
レインにセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたＰＭＯＳト
ランジスタＭＳを有する。センサバイアス電流発生回路
２３０のＰＭＯＳトランジスタＭＢのゲートはセンサ駆
動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトランジスタＭＳのゲ
ートとドレインに接続し、そのＰＭＯＳトランジスタＭ
Ｓのドレインは、４端子型センサ１０の入力端子に接続
する。センサ駆動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトラン
ジスタＭＢのドレインはバイアス電流切り替え回路４０
のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して４端子型センサ１０
の出力端子に接続する。なお、４端子型センサ１０と電
圧比較器２０とバイアス電流切り替え回路４０の構成は
図４で説明した従来例と同様である。
【００４１】本実施形態のセンサ閾値回路では、センサ
駆動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトランジスタＭＳを
用いてセンサ駆動電流を検出し、ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＳとＰＭＯＳトランジスタＭＢとでＫ対１の電流ミラ
ー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／Ｋ倍の
センサバイアス電流ＩＢを発生する。 （第１、第２実施形態の作用）本発明の要点は、従来技
術において与えられるバイアス電流ＩＢをセンサ駆動電
流ＩＳの１／Ｋ倍としたことである。ここで、Ｋ＞１で
ある。
駆動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトランジスタＭＳを
用いてセンサ駆動電流を検出し、ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＳとＰＭＯＳトランジスタＭＢとでＫ対１の電流ミラ
ー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／Ｋ倍の
センサバイアス電流ＩＢを発生する。 （第１、第２実施形態の作用）本発明の要点は、従来技
術において与えられるバイアス電流ＩＢをセンサ駆動電
流ＩＳの１／Ｋ倍としたことである。ここで、Ｋ＞１で
ある。
【００４２】本発明を理解する為に、４端子型センサ１
０とバイアス電流ＩＢだけを取り出した回路を図３に示
す。その場合、まず、解析しやすくする為、センサ駆動
電流ＩＳを検出する抵抗の抵抗値をセンサ抵抗Ｒの抵抗
値に比べて非常に小さいと考え、それによりセンサ１０
の駆動端子電圧ＶＣＣ２はＶＣＣに等しいとした。後で
導かれる結果から、センサ駆動電圧ＶＣＣに閾値点が依
存しないことが分かるので、一般的にはセンサ駆動電流
検出抵抗の抵抗値は、任意の値で構わない。
０とバイアス電流ＩＢだけを取り出した回路を図３に示
す。その場合、まず、解析しやすくする為、センサ駆動
電流ＩＳを検出する抵抗の抵抗値をセンサ抵抗Ｒの抵抗
値に比べて非常に小さいと考え、それによりセンサ１０
の駆動端子電圧ＶＣＣ２はＶＣＣに等しいとした。後で
導かれる結果から、センサ駆動電圧ＶＣＣに閾値点が依
存しないことが分かるので、一般的にはセンサ駆動電流
検出抵抗の抵抗値は、任意の値で構わない。
【００４３】図３のように電流を定めると、次の式（１
３ａ）〜（１３ｃ）が成り立つ。
３ａ）〜（１３ｃ）が成り立つ。
【００４４】
【数１３】 Ｉ１＝（ＶＣＣ−ＶＰ）／Ｒ１ …（１３ａ） Ｉ２＝ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４） …（１３ｂ） ＶＰ／Ｒ２＝Ｉ１＋（Ｉ１＋Ｉ２）／Ｋ …（１３ｃ） ＶＰについて解くと
【００４５】
【数１４】 ＶＰ＝（（１＋１／Ｋ）／Ｒ１＋１／（Ｋ＊（Ｒ３＋Ｒ４）））＊ＶＣＣ／（ １／Ｒ２＋（１＋１／Ｋ）／Ｒ１） …（１４） となる。
【００４６】電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧
でスイッチするので、次の式（１５）が成り立つ。
でスイッチするので、次の式（１５）が成り立つ。
【００４７】
【数１５】 （（１＋１／Ｋ）／Ｒ１＋１／（Ｋ＊（Ｒ３＋Ｒ４）））＊ＶＣＣ／（１／Ｒ ２＋（１＋１／Ｋ）／Ｒ１）＝Ｒ４＊ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４） …（１５） Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとすると
【００４８】
【数１６】 （（１＋１／Ｋ）／（Ｒ＋ΔＲ）＋１／（Ｋ＊（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）））／ （１／（Ｒ−ΔＲ）＋（１＋１／Ｋ）／（Ｒ＋ΔＲ）） ＝（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ） …（１６） 上式（１６）が成り立つΔＲ／Ｒを求める。
【００４９】
【数１７】 ΔＲ／Ｒ＝１／（２＊Ｋ＊（１＋１／（２＊Ｋ）） ≒１／（２＊Ｋ） …（１７） 次に、センサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイ
アス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用
し、閾値点を決めるという考え方から求める。ＶＰ端子
から見たセンサ出力インピーダンスＲＯＵＴは、図５の
従来例で説明したと同じくＲＯＵＴ＝Ｒ／２と成る。
アス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用
し、閾値点を決めるという考え方から求める。ＶＰ端子
から見たセンサ出力インピーダンスＲＯＵＴは、図５の
従来例で説明したと同じくＲＯＵＴ＝Ｒ／２と成る。
【００５０】センサ駆動電流ＩＳは、
【００５１】
【数１８】 ＩＳ＝ＶＣＣ／（Ｒ１＋Ｒ２）＋ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４） ＝ＶＣＣ／Ｒ …（１８） と成る。センサ出力端子に、センサ駆動電流ＩＳの１／
Ｋ倍を戻すことにより、センサ駆動電流ＩＳが変化する
が、今考えている範囲ではＫが十分大きいので、戻す電
流によるセンサ自身の駆動電流の変化分を無視できると
した。
Ｋ倍を戻すことにより、センサ駆動電流ＩＳが変化する
が、今考えている範囲ではＫが十分大きいので、戻す電
流によるセンサ自身の駆動電流の変化分を無視できると
した。
【００５２】センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイ
アス電流ＩＢの積は、（Ｒ／２）＊ＶＣＣ／（Ｒ＊Ｋ）
と成る。
アス電流ＩＢの積は、（Ｒ／２）＊ＶＣＣ／（Ｒ＊Ｋ）
と成る。
【００５３】センサ出力電圧ＶＯＵＴは、ＶＮとＶＰの
差であるので、図５の従来例で説明したのと同じく次の
ように成る。
差であるので、図５の従来例で説明したのと同じく次の
ように成る。
【００５４】
【数１９】 ＶＯＵＴ＝ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ …（１９） と成る。
【００５５】電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧
でスイッチするので、次の式（２０）が成り立つ。
でスイッチするので、次の式（２０）が成り立つ。
【００５６】
【数２０】 ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ＝（Ｒ／２）＊ＶＣＣ／（Ｒ＊Ｋ） …（２０） したがって、
【００５７】
【数２１】 ΔＲ／Ｒ＝１／（２＊Ｋ） …（２１） 上式（１７）および（２１）に示されているように、解
析的においても、あるいは、センサ出力インピーダンス
ＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合におい
ても、同じ結果が得られた。
析的においても、あるいは、センサ出力インピーダンス
ＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合におい
ても、同じ結果が得られた。
【００５８】本実施形態で、求められた上式（１７）お
よび（２１）において重要なことは、閾値電圧が定数Ｋ
にのみ依存し変化するということである。また、これか
ら式から、センサ駆動電圧ＶＣＣに閾値点が依存しない
ことが分かるので、図１のセンサ駆動電流検出抵抗の抵
抗値は、任意の値で構わないし、この抵抗の代わりに図
２のようにトランジスタのような能動素子であっても構
わない。
よび（２１）において重要なことは、閾値電圧が定数Ｋ
にのみ依存し変化するということである。また、これか
ら式から、センサ駆動電圧ＶＣＣに閾値点が依存しない
ことが分かるので、図１のセンサ駆動電流検出抵抗の抵
抗値は、任意の値で構わないし、この抵抗の代わりに図
２のようにトランジスタのような能動素子であっても構
わない。
【００５９】上記の定数Ｋは、本発明の一実施の形態の
場合、抵抗比あるいはトランジスタのミラー比により与
えられるので、Ｋが決定されれば、閾値電圧は、ひとつ
の値に決まり、バラツキや温度変動、経時変化が無い。
場合、抵抗比あるいはトランジスタのミラー比により与
えられるので、Ｋが決定されれば、閾値電圧は、ひとつ
の値に決まり、バラツキや温度変動、経時変化が無い。
【００６０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
バイアス電流ＩＢをセンサ駆動電流ＩＳの１／Ｋ倍と
し、この定数Ｋは、抵抗比あるいはトランジスタのミラ
ー比等により与えられるので、Ｋが決定されれば、閾値
電圧は、ひとつの値に決まり、バラツキや温度変動、経
時変化が無い。
バイアス電流ＩＢをセンサ駆動電流ＩＳの１／Ｋ倍と
し、この定数Ｋは、抵抗比あるいはトランジスタのミラ
ー比等により与えられるので、Ｋが決定されれば、閾値
電圧は、ひとつの値に決まり、バラツキや温度変動、経
時変化が無い。
【００６１】従って、本発明によれば、センサの製造バ
ラツキやセンサ駆動電圧、バイアス電流に依存しないヒ
ステリシス特性を与えることを可能にしたセンサ閾値回
路を提供することができる。
ラツキやセンサ駆動電圧、バイアス電流に依存しないヒ
ステリシス特性を与えることを可能にしたセンサ閾値回
路を提供することができる。
【図１】本発明の第１の実施形態におけるセンサ閾値回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態におけるセンサ閾値回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図３】図１または図２の４端子型センサとバイアス電
流ＩＢだけを取り出した回路構成を示す回路図である。
流ＩＢだけを取り出した回路構成を示す回路図である。
【図４】従来例におけるセンサ閾値回路の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図５】図４の４端子型センサとバイアス電流ＩＢだけ
を取り出した回路構成を示す回路図である。
を取り出した回路構成を示す回路図である。
１０ ４端子型センサ ２０ 電圧比較器 ３０、１３０，２３０ センサバイアス電流発生回路 ４０ バイアス電流切り替え回路 ４１ インバータ ５０ センサ駆動電圧源 １３１ 演算増幅器（オペアンプ） １３３ ＰＭＯＳトランジスタ １６０、２６０ センサ駆動電流検出回路 ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ ＭＢ，ＭＳ ＰＭＯＳ トランジスタ ＲＢ，ＲＳ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石橋 和敏 静岡県富士市鮫島２番地の１ 旭化成電子 株式会社内 Ｆターム(参考） 2F077 AA13 AA16 JJ08 JJ09 MM00 TT16 TT36 UU09 UU10
Claims (5)
- 【請求項１】 センサの出力インピーダンスとバイアス
電流の積によりセンサ出力のデジタル化のための閾値を
決めるセンサ閾値回路において、 前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回
路と、 該センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流
の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生するセンサバイアス電
流発生回路とを具備することを特徴とするセンサ閾値回
路。 - 【請求項２】 前記センサ駆動電流検出回路は第１の抵
抗を用いてセンサ駆動電流を検出し、前記センサバイア
ス電流発生回路は前記第１の抵抗と第２の抵抗と演算増
幅器の組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構成する
ことでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生
することを特徴とする請求項１に記載のセンサ閾値回
路。 - 【請求項３】 前記センサ駆動電流検出回路は第１のト
ランジスタを用いてセンサ駆動電流を検出し、前記セン
サバイアス電流発生回路は前記第１のトランジスタと第
２のトランジスタの組み合わせでＫ対１の電流ミラー回
路を構成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイア
ス電流を発生することを特徴とする請求項１に記載のセ
ンサ閾値回路。 - 【請求項４】 前記センサは４端子型センサであり、該
４端子型センサと電圧比較器と前記センサ駆動電流検出
回路と前記センサバイアス電流発生回路とバイアス電流
切り替え回路を有し、前記４端子型センサの出力端子に
前記センサバイアス電流発生回路で発生したバイアス電
流を流し、前記４端子型センサの出力インピーダンスと
バイアス電流の積の電圧ドロップを利用して、センサ入
力に対しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得
ることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載
のセンサ閾値回路。 - 【請求項５】 前記センサは、４端子型の回路構成ある
いは等価回路を考えることができるホール素子、磁気抵
抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度
センサなどのセンサであることを特徴とする請求項１な
いし４のいずれかに記載のセンサ閾値回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28603599A JP4233711B2 (ja) | 1999-10-06 | 1999-10-06 | センサ閾値回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28603599A JP4233711B2 (ja) | 1999-10-06 | 1999-10-06 | センサ閾値回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001108480A true JP2001108480A (ja) | 2001-04-20 |
| JP4233711B2 JP4233711B2 (ja) | 2009-03-04 |
Family
ID=17699142
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28603599A Expired - Lifetime JP4233711B2 (ja) | 1999-10-06 | 1999-10-06 | センサ閾値回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4233711B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008203201A (ja) * | 2007-02-22 | 2008-09-04 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | センサ閾値回路 |
| JP2008203202A (ja) * | 2007-02-22 | 2008-09-04 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | センサ閾値回路 |
| WO2009041241A1 (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-02 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | センサ閾値回路 |
| JP2012026959A (ja) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | センサ閾値決定回路 |
| JP2013148411A (ja) * | 2012-01-18 | 2013-08-01 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | センサ閾値決定回路 |
| JP2013181946A (ja) * | 2012-03-05 | 2013-09-12 | Denso Corp | センサ信号生成装置 |
| JP2013195346A (ja) * | 2012-03-22 | 2013-09-30 | Murata Mfg Co Ltd | 磁気センサ |
| JP2015172554A (ja) * | 2014-03-12 | 2015-10-01 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | センサ閾値決定回路 |
| KR20180024373A (ko) * | 2016-08-30 | 2018-03-08 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 보정 기능을 가지는 온도 센서 회로 |
-
1999
- 1999-10-06 JP JP28603599A patent/JP4233711B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (12)
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| US8054093B2 (en) | 2007-09-28 | 2011-11-08 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Sensor threshold circuit |
| JP4809472B2 (ja) * | 2007-09-28 | 2011-11-09 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | センサ閾値回路 |
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| JP2013195346A (ja) * | 2012-03-22 | 2013-09-30 | Murata Mfg Co Ltd | 磁気センサ |
| JP2015172554A (ja) * | 2014-03-12 | 2015-10-01 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | センサ閾値決定回路 |
| KR20180024373A (ko) * | 2016-08-30 | 2018-03-08 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 보정 기능을 가지는 온도 센서 회로 |
| KR101889766B1 (ko) | 2016-08-30 | 2018-08-20 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 보정 기능을 가지는 온도 센서 회로 |
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