JP5129302B2 - センサ閾値決定回路 - Google Patents

Description

本発明は、センサ閾値決定回路に関し、特にセンサの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力するセンサ閾値決定回路に関する。

各種センサの出力をディジタル化するための必要な閾値を決めるセンサ閾値決定回路がある。まず、図５を参照して、従来のセンサ閾値決定回路１００の回路構成を説明する。図５に示すセンサ閾値決定回路１００は、４端子型センサ１２０と、センサ駆動電流検出回路１３０と、センサバイアス電流出力回路１４０と、バイアス電流切り替え回路１５０と、電圧比較器１６０とを有して構成される。４端子型センサ１２０の出力端子にセンサバイアス電流出力回路１４０で発生したバイアス電流ＩＢを流す。これにより、４端子型センサ１２０の出力インピーダンスであるセンサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢとの積であるＲＯＵＴ×ＩＢの電圧ドロップが得られる。センサ閾値決定回路１００は、この電圧ドロップを利用して、４端子型センサ１２０に入力されるセンサ外部入力ＢＩＮに対して、ヒステリシス特性を持たせたディジタル出力を得るための回路である。

４端子型センサ１２０は、２つのセンサ入力端子と、２つのセンサ出力端子ＶＰ，ＶＮを有する４端子型のセンサ、又は当該４端子型のセンサと等価な回路構成のセンサであって、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、又は加速度センサ等である。４端子型センサ１２０は、センサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４を有し、抵抗Ｒ１、Ｒ２を流れる電流Ｉ１と、センサ抵抗Ｒ３、Ｒ４を流れる電流Ｉ２との２つの出力の変位に基づいて、例えば永久磁石やコイル等から発生する磁束密度の絶対値を検出したり、磁気抵抗や歪み等を検出したりする。

センサ駆動電流検出回路１３０は、センサ駆動電圧ＶＣＣが印加される駆動電流検出用抵抗ＲＳを有し、４端子型センサ１２０を駆動するためのセンサ駆動電流Ｉを検出する。
センサバイアス電流出力回路１４０は、センサ駆動電流Ｉを増幅するための演算増幅器１４１、増幅動作を行うためのスイッチング切り替えを行うＰＭＯＳトランジスタ１４２、及びセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたバイアス電流出力用抵抗ＲＢとを有して構成される。
駆動電流検出用抵抗ＲＳを用いてセンサ駆動電流Ｉを検出し、そのセンサ駆動電流Ｉを駆動電流検出用抵抗ＲＳとバイアス電流出力用抵抗ＲＢと演算増幅器１４１の組み合わせで決まるＫ対１の比で増幅した電流を出力する電流ミラー回路が構成され、センサ駆動電流Ｉの所定（１／Ｋ＝ＲＳ／ＲＢ）倍のセンサバイアス電流ＩＢを発生させている。

演算増幅器１４１のプラス入力端子は、センサ駆動電流検出回路１３０のセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加された駆動電流検出用抵抗ＲＳと、４端子型センサ１２０の入力端子との間に接続される。演算増幅器１４１のマイナス入力端子は、ＰＭＯＳトランジスタ１４２のソースとバイアス電流出力用抵抗ＲＢとの間に接続される。演算増幅器１４１の出力端子は、ＰＭＯＳトランジスタ１４２のゲートに接続される。ＰＭＯＳトランジスタ１４２のドレインは、バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ１、ＳＷ２を介して４端子型センサ１２０の出力端子に接続される。そして、発生されたバイアス電流ＩＢは、ＰＭＯＳトランジスタ１４２のドレインからバイアス電流切り替え回路１５０に出力される。

バイアス電流切り替え回路１５０は、電圧比較器１６０の出力状態（「Ｈｉｇｈ」レベル又は「Ｌｏｗ」レベル）に応じて、センサバイアス電流出力回路１４０で発生させたセンサ駆動電流Ｉの１／Ｋ倍のバイアス電流ＩＢを吐き出す（正の方向で流す）、又は引き込む（負の方向で流す）ように動作を切り替える。
電圧比較器１６０は、プラス入力端子がセンサ出力端子ＶＰに接続され、マイナス入力端子がセンサ出力端子ＶＮに接続される。また、出力端子がスイッチＳＷ１のゲートと、インバータ１５１を介してスイッチＳＷ２のゲートとに接続される。そして、４端子型センサ１２０から出力される２つの出力電圧を比較することで、４端子型センサ１２０の出力電圧をディジタル値Ｄｏｕｔとして出力する。

従来のセンサ閾値決定回路１００では、駆動電流検出用抵抗ＲＳを用いてセンサ駆動電流Ｉを検出し、そのセンサ駆動電流Ｉを駆動電流検出用抵抗ＲＳとバイアス電流出力用抵抗ＲＢと演算増幅器１４１の組み合わせで決まるＫ対１の比で増幅した電流を出力する電流ミラー回路が構成され、センサ駆動電流Ｉの１／Ｋのセンサバイアス電流ＩＢを発生させている。
ここで、図６を参照して、バイアス電流ＩＢによりヒステリシスを持たせることができるということを説明する。図６は、バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときのセンサ閾値決定回路１００と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１００´の回路構成を示す回路図ある。

まず、説明しやすくするため、センサ駆動電流Ｉを検出する駆動電流検出用抵抗ＲＳの抵抗値が、４端子型センサ１２０のセンサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４の合成抵抗であるセンサ抵抗Ｒの抵抗値に比べて非常に小さい値であるとして考える。それにより、４端子型センサ１２０の駆動端子電圧ＶＣＣ２は、センサ駆動電圧ＶＣＣに等しくなる。後で導かれる結果から、センサの出力電圧をディジタル値Ｄｏｕｔとして出力するための閾値電圧は、センサ駆動電圧ＶＣＣに依存しないことが分かるので、一般的にはセンサ駆動電流Ｉを検出するための駆動電流検出用抵抗ＲＳの抵抗値は、任意の値であって構わない。

また、バイアス電流ＩＢが４端子型センサ１２０の出力端子に流れ込んでいる場合を考えるが、逆にバイアス電流ＩＢは４端子型センサ１２０の出力端子から流れ出る方向であっても構わない。スイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放したときの状態は、以下の説明においてセンサ抵抗Ｒ１、Ｒ２とセンサ抵抗Ｒ３、Ｒ４とを入れ替え、４端子型センサ１２０の出力端子の電圧であるセンサ出力端子ＶＰの電圧とセンサ出力端子ＶＮの電圧とを入れ替えて考えれば良い。

図６に示すように、電流Ｉ１、Ｉ２を定めると、次の式（１ａ）〜（１ｃ）が成り立つ。
Ｉ１＝（ＶＣＣ−ＶＰ）／Ｒ１ ……（１ａ）
Ｉ２＝ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４） ……（１ｂ）
ＶＰ／Ｒ２＝Ｉ１＋ＩＢ ……（１ｃ）
これをＶＰについて解くと、
ＶＰ＝（ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２） ……（２）
となる。電圧比較器１６０は、センサ出力端子ＶＰの電圧＝センサ出力端子ＶＮの電圧となるときスイッチング動作するので、次の式（３）が成り立つ。
（ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２）
＝Ｒ４×ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４） ……（３）

ここで、４端子型センサ１２０は、外部から印加されるセンサ入力ＢＩＮに応じて、センサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４がバランスを崩し、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲ、又はＲ１＝Ｒ４＝Ｒ−ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ＋ΔＲとなり、センサ出力電圧ＶＨ＝センサ出力端子ＶＰの電圧−センサ出力端子ＶＮの電圧を発生させると考えることができる。センサ出力電圧ＶＨは、例えば、ホールセンサであれば、センサ外部入力ＢＩＮによって発生するホール起電力である。これより、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとし、上式（３）に代入すると、
（ＶＣＣ／（Ｒ＋ΔＲ）＋ＩＢ）／（１／（Ｒ＋ΔＲ）＋１／（Ｒ−ΔＲ））
＝（Ｒ＋ΔＲ）×ＶＣＣ／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ） ……（４）
となる。上式（４）が成り立つΔＲ／Ｒを求めると、
ΔＲ／Ｒ＝ＶＣＣ／（Ｒ×ＩＢ）×（ＳＱＲＴ（１＋（Ｒ×ＩＢ／ＶＣＣ）²）−１）
≒ＶＣＣ／（Ｒ×ＩＢ）×（１＋（Ｒ×ＩＢ／ＶＣＣ）²／２−１）
＝Ｒ×ＩＢ／（２×ＶＣＣ） ……（５）
となる。４端子型センサ１２０のセンサ出力電圧ＶＨは、通常数百μＶから数十ｍＶの出力範囲である。また、４端子型センサ１２０の駆動電圧ＶＣＣは、１Ｖから５Ｖ程度である。また、Ｒ×ＩＢは、大きくても数十ｍＶである。よって、上式（５）のＲ×ＩＢ／ＶＣＣの項は、１よりも十分に小さい値である。以上説明したように、４端子型センサ１２０の電流Ｉ１、Ｉ２とバイアス電流ＩＢとから、閾値電圧を決めることができる。

次に、４端子型センサ１２０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積（ＩＢ×ＲＯＵＴ）の電圧ドロップを利用して、閾値電圧を決める流れについて説明する。４端子型センサ１２０の出力端末の電圧ＶＰから見た４端子型センサ１２０の出力インピーダンスＲＯＵＴは、センサ抵抗Ｒ１とセンサ抵抗Ｒ２との並列接続により次式（６）で与えられる。

ＲＯＵＴ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ……（６）
ここで、Ｒ１＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ−ΔＲとすると、
ＲＯＵＴ＝（Ｒ＋ΔＲ）×（Ｒ−ΔＲ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ）
＝（Ｒ／２）×（１−（ΔＲ／Ｒ）²) ……（７）
となる。ΔＲ／Ｒは、普通０．１以下と考えて良いので、２次の項を無視すると
ＲＯＵＴ＝Ｒ／２ ……（８）
となる。センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積は、Ｒ×ＩＢ／２となる。センサ出力電圧ＶＨは、センサ出力端子ＶＮの電圧とセンサ出力端子ＶＰの電圧との差分電圧であるので、次式（９）のようになる。

ＶＨ＝ＶＣＣ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）−ＶＣＣ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ……（９）
前述と同じく、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとすると、
ＶＨ＝ＶＣＣ×（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）−ＶＣＣ×
（Ｒ−ΔＲ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ）＝ＶＣＣ×ΔＲ／Ｒ ……（１０）
となる。電圧比較器１６０は、センサ出力端子ＶＰの電圧＝センサ出力端子ＶＮの電圧となるときスイッチするので、次の式（１１）が成り立つ。
ＶＣＣ×ΔＲ／Ｒ＝Ｒ×ＩＢ／２ ……（１１）
従って、
ΔＲ／Ｒ＝Ｒ×ＩＢ／（２×ＶＣＣ） ……（１２）
となる。上式（５）及び（１２）で示されるように、４端子型センサ１２０の電流Ｉ１、Ｉ２とバイアス電流ＩＢとから考えた場合であっても、あるいは、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合においても同じ結果が得られた。

これまでの説明においては、考えやすくするためにセンサの抵抗がＲ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲであると仮定したが、センサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４にバランスの崩れが無いままでも一般性を失わない。また、４端子型センサ１２０が、抵抗値が変化せずに内部に電圧を発生するようなホール素子等であっても、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢとの積により閾値電圧を決めるという考え方を、そのまま適用することできる。

ここで、上式（５）及び（１２）におけるセンサバイアス電流ＩＢは、センサ電圧ＶＣＣとセンサ抵抗Ｒとによって決まるセンサ駆動電流Ｉを１／Ｋ倍とした電流である。そこで、上式（５）のバイアス電流ＩＢに、ＶＣＣ／Ｒ／Ｋを代入すると、
ΔＲ／Ｒ＝Ｒ×ＶＣＣ／Ｒ／Ｋ／（２×ＶＣＣ）
＝１／（２×Ｋ） ……（１３）
のようになる。上記式（１３）において、重要なことは、閾値電圧が定数Ｋにのみ依存し変化するということである。上記の定数Ｋは、抵抗比あるいはトランジスタのミラー比により与えられるものである。よって、定数Ｋが決定されれば、閾値電圧はひとつの値に決まり、ばらつきや経時変化が無いことを意味する。

また、温度変動による閾値電圧の変化についても着目する。センサ外部入力ＢＩＮに対し、閾値電圧の温度変動を一定にするためには定数Ｋにセンサ抵抗Ｒの温度特性と同等の特性を持たせる必要がある。
電圧比較器１６０によって比較される電圧は、４端子型センサ１２０のセンサ出力電圧ＶＨと、上式（１１）により得られた閾値電圧（Ｒ×ＩＢ／２）とである。センサ出力電圧ＶＨはホール起電力であるので、ホール定数をＲＨ、センサ厚みをｔとすると、一般的にホール起電力はＲＨ／ｔ×Ｉ×ＢＩＮのように定義される。このホール起電力は、ＲＨ／ｔとセンサ駆動電流Ｉによって決まることが分かる。つまり、
ＲＨ／ｔ×Ｉ×ＢＩＮ＝Ｒ×ＩＢ／２
ＢＩＮ＝Ｒ×ＩＢ／（２×（ＲＨ／ｔ×Ｉ）） ……（１４）
となる。ここで、バイアス電流ＩＢは、センサ駆動電流Ｉの１／Ｋ倍の電流であるので、
ＢＩＮ＝Ｒ×Ｉ／Ｋ／（２×（ＲＨ／ｔ×Ｉ））
＝Ｒ／（２×Ｋ×（ＲＨ／ｔ）） ……（１５）

上式（１５）からも、センサ外部入力ＢＩＮは、ホール定数ＲＨやセンサ厚みｔ、センサ抵抗Ｒの温度特性による影響を受けることが分かる。ここで、ＲＨ／ｔは、ホール素子を製造するプロセスで温度特性が決まる。このＲＨ／ｔは温度の変動に対する変動が小さい場合が多いが、一方でセンサ抵抗Ｒは温度の変動に対する変動が非常に大きい場合が多い。このため、ＲＨ／ｔの温度特性を無視すると、センサ抵抗Ｒの温度特性を考慮した定数Ｋを設定することで、温度の変動によらずセンサ外部入力ＢＩＮを一定にすることができる。

特開２００１−１０８４８０号公報

上記のように、センサ外部入力ＢＩＮがセンサ抵抗Ｒに依存するということは、センサ抵抗Ｒ、バイアス電流出力用抵抗ＲＢの各素子同士でマッチングがとれていないと、センサ外部入力ＢＩＮの絶対値のばらつきや、温度特性による変動が発生することを意味する。従って、図５における駆動電流検出用抵抗ＲＳにあっては、温度特性の無いものや、外付けの抵抗を選択し、バイアス電流出力用抵抗ＲＢにあっては、センサ抵抗Ｒと同一のものを使用する必要があった。

しかしながら、この場合、駆動電流を流す方向や素子の配置による制約を受けてしまうという問題があった。また、センサ抵抗Ｒは、素子の形状や素子を配置場所が予め決まっていることが特に多いため、このような抵抗素子同士のマッチングを考慮したレイアウトに限りがあるという問題があった。
そこで、本発明の目的は、上記の課題に鑑み、センサの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性もたせたディジタル値を出力することのできるセンサ閾値決定回路を提供することを目的とする。

本発明に係る駆動装置は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。
本発明に係る第１のセンサ閾値決定回路は、センサを駆動するためのセンサ駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出手段と、前記センサ駆動電流検出手段から検出された前記センサ駆動電流を所定倍したバイアス電流を出力するセンサバイアス電流出力手段と、前記センサの出力インピーダンスを所定のインピーダンスに変換するインピーダンス変換手段と、前記センサから出力されたセンサ出力電圧を比較して、前記センサ出力電圧をディジタル値として出力する電圧比較手段と、を備え、変換後の出力インピーダンスに対して、前記バイアス電流を流すことによって、前記ディジタル値として出力するための閾値電圧を決定することを特徴とする。

上記の第１のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段がセンサの出力インピーダンスを変換する。そして、変換後の出力インピーダンスに対して、バイアス電流を流すことで、変換後の出力インピーダンスとバイアス電流との積の電圧ドロップを利用して、閾値電圧を決定する。これにより、センサへの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル出力を得ることが可能となる。

本発明に係る第２のセンサ閾値決定回路は、前記センサは、２つの入力端子と、２つの出力端子を有する４端子型のセンサであり、前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの出力端子に接続され、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの少なくとも一方を所定のインピーダンスに変換し、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、前記インピーダンス変換手段から出力された２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、当該バイアス電流の流れを切り替えるバイアス電流切り替え手段を備えることを特徴とする。
上記の第２のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段が、４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの少なくとも一方を所定のインピーダンスに変換した後で、バイアス電流切り替え手段によって、変換された出力インピーダンスだけにバイアス電流を流すことが可能となる。

本発明に係る第３のセンサ閾値決定回路は、前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの両方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする。
上記の第３のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段が、４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの両方を所定のインピーダンスに変換する。

本発明に係る第４のセンサ閾値決定回路は、前記バイアス電流切り替え手段は、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、変換後の２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、前記バイアス電流の流れを切り替えることを特徴とする。
上記の第４のセンサ閾値決定回路によれば、バイアス電流切り替え手段が、増幅されたセンサ駆動電流を、バイアス電流切り替え手段の出力からインピーダンス変換手段の２つのうちの出力のいずれかに切り替えて流す。これにより、上述したようにセンサへの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力することが可能となる。

本発明に係る第５のセンサ閾値決定回路は、前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスのいずれか一方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする。
上記の第５のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段が、４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスのいずれか一方を所定のインピーダンスに変換する。

本発明に係る第６のセンサ閾値決定回路は、前記バイアス電流に対して負のバイアス電流を出力するセンサバイアスシンク電流出力手段を備え、前記バイアス電流切り替え手段は、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、変換後の出力インピーダンスに対して前記バイアス電流を吐き出す、又は引き込むように、前記バイアス電流の流れを切り替えることを特徴とする。

上記の第６のセンサ閾値決定回路によれば、センサバイアスシンク電流出力手段が、バイアス電流に対して負のバイアス電流を出力する。そして、バイアス電流切り替え手段が、増幅されたセンサ駆動電流を、バイアス電流切り替え手段の出力からインピーダンス変換手段の出力に吐き出す、又はインピーダンス変換手段の出力からバイアス電流切り替え手段の出力に引き込むように切り替えて流す。これにより、上述したようにセンサへの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジルタ値を出力することが可能となる。

本発明に係る第７のセンサ閾値決定回路は、前記出力インピーダンス変換手段は、前記センサ出力電圧を所定のゲインで増幅するための出力電圧増幅回路と、前記出力電圧増幅回路によって増幅されたセンサ出力電圧を基準にして、前記閾値電圧を決定するためのインピーダンス変換用抵抗素子と、を有することを特徴とする。
上記の第７のセンサ閾値決定回路によれば、まず、例えば演算増幅器によるボルテージフォロアの回路構成と、演算増幅器と抵抗とによる非反転増幅回路の構成とを組み合わせた出力電圧増幅回路でセンサ出力電圧を所定のゲインで増幅する。さらに、インピーダンス変換用抵抗素子にバイアス電流を流せば、増幅されたセンサ出力電圧を基準にして、閾値電圧を決定することが可能となる。

本発明に係る第８のセンサ閾値決定回路は、前記センサ駆動電流検出手段は、前記センサ駆動電流を検出するための駆動電流検出用抵抗素子を有し、前記センサバイアス電流出力手段は、前記センサ駆動電流を所定倍した前記バイアス電流を出力するための駆動電流増幅回路と、バイアス電流出力用抵抗素子と、スイッチング素子とを有し、前記センサ駆動電流検出手段と、前記センサバイアス電流出力手段とから電流ミラー回路を構成することを特徴とする。
上記の第８のセンサ閾値決定回路によれば、ミラー回路において、変換後の出力インピーダンスに流すためのバイアス電流を生成することが可能となる。

本発明に係る第９のセンサ閾値決定回路は、前記センサは、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、又は加速度センサのいずれかのセンサであることを特徴とする。
上記の第９のセンサ閾値決定回路によれば、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ等のセンサの種類を問わず、各種センサに用いることが可能となる。

本発明によれば、センサの外部入力に対し、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力することができる。このため、センサの抵抗同士のマッチングを考慮する必要が無い。よって、センサを内蔵したＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を製造する際に、駆動電流を流す方向や素子の配置等による制約が緩和され、生産性を高めることができる。

本発明の第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０の構成を示す回路図である。 バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放したときのセンサ閾値決定回路１０と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１０´の回路構成を示す回路図である。 本発明の第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０の構成を示す回路図である。 従来のセンサ閾値決定回路１００の回路構成を示す回路図である。 バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときのセンサ閾値決定回路１００と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１００´の回路構成を示す回路図ある。

以下に、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等の構成要素は同一符号によって示す。
［第１実施形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０の回路構成を説明する。図１に示すセンサ閾値決定回路１０は、図５に示したセンサ閾値決定回路１０を構成する各部に加えて、インピーダンス変換回路１７０をさらに有して構成される。

インピーダンス変換回路１７０は、演算増幅器１７１、１７２と、抵抗ＲＧ１、ＲＧ２、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１、ＲＳＵＭ２とを有して構成される。
演算増幅器１７１は、４端子型センサ１２０の出力電圧の一方を所定のゲインで増幅するためのものであり、プラス入力端子にセンサ出力端子ＶＰが接続される。また、マイナス入力端子に、抵抗ＲＧ１とＲＧ２との間のノードが接続される。この演算増幅器１７１は、抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とで、端子ＶＮＸの電圧を基準として信号を増幅する非反転増幅回路を構成する。

演算増幅器１７２は、４端子型センサ１２０の出力電圧の一方を所定のゲインで増幅するためのものであり、プラス入力端子にセンサ出力端子ＶＮが入力される。また、マイナス入力端子に、抵抗ＲＧ１と端子ＶＮＸとの間のノードが接続される。この演算増幅器１７２は、入力電圧をそのまま出力するボルテージフォロア（ユニティーゲインバッファ）を構成する。よって、ゲインは１である。

抵抗ＲＧ１は、演算増幅器１７１のマイナス入力端子と、演算増幅器１７２のマイナス入力端子との間に接続される。また、抵抗ＲＧ２は、演算増幅器１７１のマイナス入力端子と、演算増幅器１７１の端子ＶＰＸとの間に接続される。
インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１は、演算増幅器１７２の出力端子とつながる端子ＶＮＸと、電圧比較器１６０のマイナス入力端子とつながる端子ＶＳＵＭＮとの間に接続される。また、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２は演算増幅器１７１とつながる端子ＶＰＸと、電圧比較器１６０のプラス入力端子とつながる端子ＶＳＵＭＰとの間に接続される。

インピーダンス変換回路１７０は、演算増幅器１７２によるボルテージフォロアの回路構成と、演算増幅器１７１と抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とによる非反転増幅回路の構成とを組み合わせたものである。なお、インピーダンス変換回路１７０の構成としては、演算増幅器１７１と抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とから非反転増幅回路を構成とする必要は無く、抵抗ＲＧ１、ＲＧ２を無くして、演算増幅器１７１も演算増幅器１７２と同様にボルテージフォロアの構成としても良い。この構成の場合、インピーダンス変換回路１７０のゲインは１となる。

センサ閾値決定回路１０においても、図５に示したセンサ閾値決定回路１００と同様に、センサ駆動電流検出回路１３０とセンサバイアス電流出力回路１４０とで電流ミラー回路が構成されている。電流ミラー回路は、センサ駆動電流Ｉを所定（１／Ｋ＝ＲＳ／ＲＢ）倍したセンサバイアス電流ＩＢを出力する。そして、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１、ＲＳＵＭ２にバイアス電流ＩＢを流し、センサ閾値電圧Ｖｘ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ１、及びセンサ閾値電圧Ｖｙ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ２を発生させる。センサ外部入力ＢＩＮにより４端子センサ１２０に発生させた起電力ＶＨをインピーダンス変換回路１７０にてゲインＡ（＝１＋ＲＧ２／ＲＧ１）倍にて増幅した電圧Ａ×ＶＨとセンサ閾値電圧Ｖｘ及びＶｙとを電圧比較器１６０にて比較する。これにより、センサ外部入力ＢＩＮに対し、センサ抵抗Ｒやセンサ駆動電圧、センサ駆動電流に依存しないヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得ることができる。

第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０の特徴点は、バイアス電流ＩＢによりヒステリシスを持たせるために、センサ駆動電流検出回路１３０とセンサバイアス電流出力回路１４０により生成したセンサ駆動電流ＩＢを、スイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放した際に、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１に吐き出す。これにより、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１の両端に端子ＶＮＸの電圧を基準としてセンサ閾値電圧Ｖｘ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ１を発生させている点である。本実施形態の説明においては、バイアス電流ＩＢをインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１に吐き出す場合を考えるが、逆に、バイアス電流ＩＢをインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１から引き込む場合であっても構わない。

ここで、図２を参照して、バイアス電流ＩＢとインピーダンス変換回路１７０よりヒステリシスを持たせることができるということを説明する。図２は、バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放したときのセンサ閾値決定回路１０と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１０´の回路構成を示す回路図である。
インピーダンス変換回路１７０は、センサ出力端子ＶＰの電圧とセンサ出力端子ＶＮの電圧との差分電圧ＶＨを、端子ＶＰＸと端子ＶＮＸとの間に、端子ＶＮＸの電圧を基準としてゲインＡ倍にて増幅するための機能を有する。同時に、各々の演算増幅器１７１、１７２の出力インピーダンスが小さいという特徴を有している。各々の演算増幅器の出力インピーダンスが小さいために、バイアス電流ＩＢを吐き出す際に見える出力インピーダンスはインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１のみとなる。従って、バイアス電流ＩＢを吐き出す際に見える出力インピーダンスは、４端子型センサ１２０の出力インピーダンスＲ／２からＲＳＵＭ１に変換されたことになる。

次に、スイッチＳＷ１が開放し、スイッチＳＷ２が導通したときの出力インピーダンスは同様にインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２となる。この場合は、端子ＶＰＸの電圧を基準として、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２にセンサ閾値電圧Ｖｘ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ２が発生することになる。スイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときの状態は、以下の説明におけるインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１とインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２とを置き換えて考えれば良い。

バイアス電流ＩＢを、駆動電流検出用抵抗ＲＳ、バイアス電流出力用抵抗ＲＢ及びセンサ駆動電流Ｉを用いて改めて表すと、
ＩＢ＝Ｉ×ＲＳ／ＲＢ……（１６）
となる。ここで、上式（１６）を用いてセンサ閾値電圧Ｖｘを求めると、
Ｖｘ＝Ｉ×ＲＳ／ＲＢ×ＲＳＵＭ１……（１７）
となる。電圧比較器１６０により判定する電圧は、４端子型センサ１２０に磁気入力した際に得られるセンサ出力端子ＶＰとセンサ出力端子ＶＮとの間に発生するセンサ出力電圧ＶＨをインピーダンス変換回路１７０によりゲインＡ倍した電圧と、上式（１７）により得られたセンサ閾値電圧Ｖｘである。センサ外部入力ＢＩＮをＡ×ＶＨとＶｘから求める。
Ａ×ＲＨ／ｔ×Ｉ×ＢＩＮ＝Ｉ×ＲＳ／ＲＢ×ＲＳＵＭ１
ＢＩＮ＝１／（Ａ×（ＲＨ／ｔ）×（ＲＢ／ＲＳＵＭ１）×（１／ＲＳ））……（１８）

上式（１８）からも分かるように、センサ外部入力ＢＩＮはセンサ抵抗Ｒに依存しなくなる。これは、センサ抵抗Ｒと他の抵抗とのマッチングを考慮する必要が無いことを意味する。ここで、ゲインＡは、抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とによって決まるため、任意の素子を選択すれば良い。また、バイアス電流出力用抵抗ＲＢ、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１、ＲＳＵＭ２についても同様である。さらに、駆動電流検出用抵抗ＲＳについては、温度特性の小さい抵抗や外付け抵抗を使用すれば良い。このように、本来マッチングが必要な素子同士の形状や素子配置場所を任意に決めることができる。

［第２実施形態］
続いて、図３を参照して、本発明の第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の回路構成を説明する。
図３に示すセンサ閾値決定回路２０は、図１に示したセンサ閾値決定回路１０を構成する各部に加えて、センサバイアスシンク電流出力回路１８０を有して構成される。
センサバイアスシンク電流出力回路１８０は、ＮＭＯＳトランジスタ１８１、１８２を有して構成される。このＮＭＯＳトランジスタ１８１のゲートは、ＮＭＯＳトランジスタ１８２のゲートに接続され、ＮＭＯＳトランジスタ１８２のドレインが端子ＶＳＵＭＮに接続されることで、センサバイアス電流−ＩＢを発生させることができる。

また、センサバイアスシンク電流出力回路１８０の追加に伴って、センサバイアス電流出力回路２４０は、センサバイアス電流出力回路１４０が有する素子に加え、ＰＭＯＳトランジスタ１４３を有して構成される。また、バイアス電流切り替え回路２５０は、バイアス電流切り替え回路１５０が有する素子に加え、スイッチＳＷ３を有して構成される。また、インピーダンス変換回路２７０は、インピーダンス変換回路１７０が有する素子のうち、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２を有していない。

センサバイアス電流出力回路２４０のバイアス電流ＩＢを発生するＰＭＯＳトランジスタ１４３のドレインは、バイアス電流切り替え回路２５０のスイッチＳＷ２を介してセンサバイアスシンク電流出力回路１８０のダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタ１８１のドレインとゲートに接続される。これにより、センサバイアス電流ＩＢにシンクする電流を出力することができる。

そして、電圧比較器１６０の出力端子と接続された端子ＶＣＯＭＰは、バイアス電流切り替え回路２５０のＳＷ１のゲート、インバータ１５１の入力端子を介してＳＷ２のゲート、スイッチＳＷ３のゲートにそれぞれ接続される。これにより、電圧比較器１６０と接続された端子ＶＣＯＭＰから出力されるディジタル値Ｄｏｕｔに応じて、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１に吐き出されるセンサバイアス電流ＩＢを、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１から引き込まれるセンサバイアス電流−ＩＢに切り替えることが可能となる。

第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０においては、バイアス電流ＩＢによりディジタル値Ｄｏｕｔにヒステリシスを持たせるために、バイアス電流ＩＢをインピーダンス変換回路１７０の出力インピーダンスであるインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１とＲＳＵＭ２に吐き出すものであったが、第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の特徴点は、バイアス電流切り替え回路２５０とセンサバイアスシンク電流出力回路１８０とを用いることで、第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０のインピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２を無くした点である。そして、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１だけに、センサバイアス電流ＩＢを吐き出す、又は引き込む。

第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０のインピーダンス変換回路２７０のように、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１のみを設けても、数式（１８）と同様のことが実現できる。
なお、スイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときの状態は、上述した数式（１８）と同様の解析においてインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１を−ＲＳＵＭ１に置き換えて考えれば良い。

［第３実施形態］
続いて、図４を参照して、本発明の第３実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０の回路構成を説明する。図４に示すセンサ閾値決定回路３０は、図３に示したセンサ閾値決定回路２０を構成する各部を有して構成される。但し、また、インピーダンス変換回路３７０は、インピーダンス変換回路１７０が有する素子のうち、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１を有していない点が相違する。
まず、バイアス電流ＩＢを発生するＰＭＯＳトランジスタ１４３のドレインは、バイアス電流切り替え回路２５０のスイッチＳＷ２を介してセンサバイアスシンク電流出力回路１８０のダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタ１８１のドレインとゲートに接続される。これにより、センサバイアス電流ＩＢにシンクする電流を出力することができる。ここまでは、第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０と同じである。

このＮＭＯＳトランジスタ１８１のゲートは、ＮＭＯＳトランジスタ１８２のゲートに接続され、ＮＭＯＳトランジスタ１８２のドレインが端子ＶＳＵＭＰに接続されることで、センサバイアス電流−ＩＢを発生することができる。
そして、電圧比較器１６０と接続された端子ＶＣＯＭＰは、バイアス電流切り替え回路２５０のＳＷ１のゲート、インバータ１５１の入力端子を介してＳＷ２のゲート、スイッチＳＷ３のゲートにそれぞれ接続されているので、電圧比較器１６０と接続された端子ＶＣＯＭＰの状態によって、バイアス電流切り替え回路２５０にてバイアス電流を切り替えた際に、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２に吐き出すセンサバイアス電流ＩＢを−ＩＢへと切り替えることが可能となる。

第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０は、バイアス電流切り替え回路２５０とセンサバイアスシンク電流出力回路１８０とを用いることで、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１だけに、センサバイアス電流ＩＢを吐き出す、又は引き込むものであった。これにより、バイアス電流ＩＢによりディジタル値Ｄｏｕｔにヒステリシスを持たせていた。第３実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０の特徴点は、第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０と同様に、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１、ＲＳＵＭ２の両方にセンサバイアス電流ＩＢを吐き出すのではなく、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２だけに、センサバイアス電流ＩＢを吐き出す、又は引き込むものである。第３実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０のインピーダンス変換回路３７０のように、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２のみを設けても、上述した数式（１８）と同様のことが実現できる。
なお、スイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときの状態は、数式（１８）と同様の解析においてインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２を−ＲＳＵＭ２に置き換えて考えれば良い。

［変形例］
上述したように、上述したセンサ閾値決定回路では、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力することができるが、センサ閾値決定回路の後段に、あえて温度補償回路等を設けることで、センサの出力精度を高めることもできる。
［まとめ］
上記の第１〜３実施形態の各実施形態において、インピーダンス変換回路の出力インピーダンスＲＳＵＭ１、ＲＳＵＭ２とセンサバイアス電流±ＩＢとの積を用い、端子ＶＰＸ又はＶＮＸの基準電位にて閾値電圧Ｖｘを発生させる。これにより、センサ外部入力ＢＩＮに対してセンサ抵抗Ｒに依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル出力を得ることができる。そのため、各抵抗素子同士のマッチングを考慮する必要が無くなる。

４端子型のセンサ、又は当該４端子型のセンサと等価な回路構成のセンサであって、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、又は加速度センサ等の各種センサのセンサ閾値決定回路としてＩＣに集積することができる。

１０、２０、３０ センサ閾値決定回路
１１０ センサ駆動電圧源
１２０ ４端子型センサ
１３０ センサ駆動検出回路
１４０、２４０ センサバイアス電流出力回路
１５０、２５０ バイアス電流切り替え回路
１６０ 電圧比較器
１７０、２７０、３７０ インピーダンス変換回路
１７１、１７２ 演算増幅器
ＲＧ１、ＲＧ２ 抵抗
ＲＳＵＭ１、ＲＳＵＭ２ インピーダンス変換用抵抗
１８０ センサバイアスシンク電流出力回路

Claims (9)

1. センサを駆動するためのセンサ駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出手段と、
   前記センサ駆動電流検出手段から検出された前記センサ駆動電流を所定倍したバイアス電流を出力するセンサバイアス電流出力手段と、
   前記センサの出力インピーダンスを所定のインピーダンスに変換するインピーダンス変換手段と、
   前記センサから出力されたセンサ出力電圧を比較して、前記センサ出力電圧をディジタル値として出力する電圧比較手段と、
   を備え、
   変換後の出力インピーダンスに対して、前記バイアス電流を流すことによって、前記ディジタル値として出力するための閾値電圧を決定することを特徴とするセンサ閾値決定回路。
2. 前記センサは、２つの入力端子と、２つの出力端子を有する４端子型のセンサであり、
   前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの出力端子に接続され、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの少なくとも一方を所定のインピーダンスに変換し、
   前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、前記インピーダンス変換手段から出力された２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、当該バイアス電流の流れを切り替えるバイアス電流切り替え手段を備えることを特徴とする請求項１記載のセンサ閾値決定回路。
3. 前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの両方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする請求項２記載のセンサ閾値決定回路。
4. 前記バイアス電流切り替え手段は、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、変換後の２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、前記バイアス電流の流れを切り替えることを特徴とする請求項３記載のセンサ閾値決定回路。
5. 前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスのいずれか一方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする請求項２記載のセンサ閾値決定回路。
6. 前記バイアス電流に対して負のバイアス電流を出力するセンサバイアスシンク電流出力手段を備え、
   前記バイアス電流切り替え手段は、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、変換後の出力インピーダンスに対して前記バイアス電流を吐き出す、又は引き込むように、前記バイアス電流の流れを切り替えることを特徴とする請求項３記載のセンサ閾値決定回路。
7. 前記出力インピーダンス変換手段は、
   前記センサ出力電圧を所定のゲインで増幅するための出力電圧増幅回路と、
   前記出力電圧増幅回路によって増幅されたセンサ出力電圧を基準にして、前記閾値電圧を決定するためのインピーダンス変換用抵抗素子と、
   を有することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載のセンサ閾値決定回路。
8. 前記センサ駆動電流検出手段は、前記センサ駆動電流を検出するための駆動電流検出用抵抗素子を有し、
   前記センサバイアス電流出力手段は、前記センサ駆動電流を所定倍した前記バイアス電流を出力するための駆動電流増幅回路と、バイアス電流出力用抵抗素子と、スイッチング素子とを有し、
   前記センサ駆動電流検出手段と、前記センサバイアス電流出力手段とから電流ミラー回路を構成することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のセンサ閾値決定回路。
9. 前記センサは、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、又は加速度センサのいずれかのセンサであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のセンサ閾値決定回路。

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