JP4668868B2 - Ｐｌｌ回路 - Google Patents

Description

本発明はＰＬＬ回路に関し、特に基準信号と出力信号との位相差に基づき生成される電圧信号のノイズを除去するフィルタを有するＰＬＬ回路に関する。

近年、半導体装置に搭載される発振回路としてＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路が多く用いられている。ＰＬＬ回路は、基準信号の位相と出力信号の位相とが同期するように出力信号の発振周波数を制御する。

従来例１として、一般的なＰＬＬ回路１００のブロック図を図２に示す。図２に示すように、ＰＬＬ回路１００は、分周器１１０、１１１、１１７、位相比較器１１２、チャージポンプ回路１１３、ループフィルタ１１４、電圧電流変換回路１１５、電流制御発振器１１６を有している。

位相比較器１１２は、基準信号Ｆｉｎを分周した信号と、ＰＬＬ回路１００の出力信号Ｆｏｕｔを分周した信号とを比較し、チャージポンプ回路１１３を制御する信号を出力する。チャージポンプ回路１１３は、電流を出力する。この電流は、位相比較器１１２の出力信号に基づいて流入方向又は流出方向になるように制御される。ループフィルタ１１４は、チャージポンプ回路１１３が出力する電流に基づいて電圧を生成する。また、ループフィルタ１１４は、生成される電圧に重畳される高周波ノイズ及びリップルノイズを除去する。電圧電流変換回路１１５は、ループフィルタ１１４を介して生成される電圧に応じた電流を生成する。電流制御発振器１１６は、電圧電流変換回路１１５が出力する電流に応じた周波数を有する信号を出力する。電流制御発振器１１６が出力する信号は、分周器１１７で分周されて出力信号Ｆｏｕｔとなる。

また、ＰＬＬ回路の他の例が特許文献１〜３（従来例２〜４）に開示されている。従来例２にかかるＰＬＬ回路２００のブロック図を図３に示す。図３に示すように、ＰＬＬ回路２００は、位相比較器２１１、チャージポンプ回路２１２、ループフィルタ２１３、加算器２１４、電圧制御発振器２１５を有している。

ＰＬＬ回路２００のチャージポンプ回路２１２は、出力を２つ有している。この出力の一方は電流源ＩＰＲによって制御され、他方は電流源ＩＰＣによって制御される。そして、一方の出力と接地電圧との間には抵抗Ｒ１が接続され、他方の出力と接地電圧との間にはコンデンサＣ１が接続される。加算器２１４は、ループフィルタ２１３の抵抗Ｒ１で生成される電圧と、コンデンサＣ１によって生成される電圧とを加算する。そして、電圧制御発振器２１５は、加算器２１４によって生成される電圧に応じた周波数を有する出力信号を生成する。

従来例１のループフィルタで生成される電圧ｖ（ｓ）は、コンデンサＣ２にはほとんど電流が流れ込まないと仮定すると、ラプラス領域にて、抵抗Ｒ１に流れる電流ｉ（ｓ）とコンデンサＣ１に流れる電流ｉ（ｓ）とによって式１によって求まる。（以降の式は全てラプラス領域で表すものとする。）
ｖ（ｓ）＝Ｒ×ｉ（ｓ）＋ｉ（ｓ）／ｓＣ ・・・ 式１

また、従来例２のループフィルタ２１３で生成される電圧は、式１の第１項と第２項とがそれぞれ抵抗Ｒ１が接続される配線とコンデンサＣ１が接続される配線に生成される。従来例２では、別々に生成された電圧を加算器２１４で加算することで、従来例１と同様の電圧を生成するものである。そして、ＰＬＬ回路２００は、電流源ＩＰＲ及び電流源ＩＰＣの電流値を調節することで、容量値の小さなコンデンサＣ１であっても、式１の関係を満たすことが可能である。これによって、ＰＬＬ回路２００は、回路面積に占めるコンデンサＣ１の割合を小さくすることが可能である。

従来例３にかかるＰＬＬ回路３００のブロック図を図４に示す。図４に示すようにＰＬＬ回路３００は、第１のチャージポンプ回路３１２、第１のループフィルタ３１３、第１の電圧電流変換回路３１４、第１の同相電圧制御回路３１５を有する第１の電流生成回路と、第２のチャージポンプ回路３１６、第２のループフィルタ３１７、第２の電圧電流変換回路３１８、第２の同相電圧制御回路３１９を有する第２の電流生成回路とを有している。

ＰＬＬ回路３００は、第１の電流生成回路にて基準信号Ｆｉｎと出力信号Ｆｏｕｔとの位相差の積分値に基づき電流制御発振器３２０を制御する電流を生成する。また、第２の電流生成回路は、基準信号Ｆｉｎと出力信号Ｆｏｕｔとの位相差のオフセットを制御する。これによって、ＰＬＬ回路３００は、位相差オフセットを低減した出力信号Ｆｏｕｔを生成することが可能である。なお、第１のチャージポンプ回路３１２と第２のチャージポンプ回路３１６とは、同じ回路構成である。

従来例４にかかるＰＬＬ回路のブロック図を図５に示す。なお、図５に示されるブロック図は、従来例１にかかるＰＬＬ回路１００のループフィルタ１１４に相当する部分を示すものである。図５に示されるループフィルタ４００は、第１のフィルタ手段４１０、電流生成手段４１１、第２のフィルタ手段４１２、加算手段４１３を有している。

第１のフィルタ手段４１０は、基準信号に応じて、第１の電圧を生成する。そして、第１の電圧に基づいて第１の電流を生成し、電流生成手段に第１の電流を出力する。電流生成手段４１１は、第１の電流に対して所定比を有する第２の電流を生成する。この第２の電流は第２のフィルタ手段によって、第２の電圧に変換される。そして、加算手段４１３は、第１の電圧と第２の電圧とを加算した出力信号を生成する。第１のフィルタ手段、第２のフィルタ手段は、一般的に大きな容量値を有するコンデンサを用いるが、ループフィルタ４００によれば、この容量値を小さくすることが可能である。
特開平７−７９１５９号公報 特開２００１−１１９２９６号公報 特表２００５−５２０４５５号公報

従来例１で示したＰＬＬ回路１００では、チャージポンプ回路で発生するノイズを除去するために大きな容量値を有するコンデンサＣ１が必要である。これに対して、従来例２では、コンデンサＣ１の容量値を低減することが可能である。しかしながら、従来例２のＰＬＬ回路２００は、電圧を加算する必要があり、回路規模が増大する問題がある。一般的に、互いの配線を接続するだけでは電圧を加算することはできない。電圧の加算を行う場合、例えばオペアンプなどを利用した加算器が必要である。また、従来例２のＰＬＬ回路２００のループフィルタ１１４は、チャージポンプ回路で発生する周波数の高いノイズのみを除去することを目的としているため、周波数の低いリップルノイズを除去することができない。そのため、出力信号の位相の安定度が悪化する問題がある。

本発明にかかるＰＬＬ回路は、位相比較器の出力信号に応じて出力電流を制御する第１のチャージポンプ回路と、前記第１のチャージポンプ回路が出力する電流に基づき発生する電圧信号から所定の周波数成分を除去する積分フィルタと、前記位相比較器の出力信号に応じて前記第１のチャージポンプ回路より大きな電流を出力し、当該電流を制御する第２のチャージポンプ回路と、前記第２のチャージポンプ回路が出力する電流に基づき発生する電圧信号からリップル成分を除去するリップルフィルタと、前記積分フィルタの出力電圧を電流に変換する第１の電圧電流変換回路と、前記リップルフィルタの出力電圧を電流に変換する第２の電圧電流変換回路と、前記第１及び第２の電圧電流変換回路の出力電流の合計値に基づいた発振周波数で発振する電流制御発振器とを備え、前記電流制御発振器の出力信号を前記位相比較器に帰還させるものである。

本発明にかかるＰＬＬ回路によれば、第１のチャージポンプ回路が出力する電流と積分フィルタの容量値の比によって求まる伝達関数が一定となるように、第１のチャージポンプ回路の出力電流と積分フィルタの容量値を変更することが可能である。つまり、第１のチャージポンプ回路の出力電流を小さくすることで、積分フィルタの容量値を小さくすることが可能である。これによって、本発明にかかるＰＬＬ回路は、積分フィルタにかかるコンデンサの大きさを小さくし、ＰＬＬ回路の回路面積を削減することが可能である。

さらに、本発明にかかるＰＬＬ回路は、リップルフィルタを有している。そのため、第２のチャージポンプ回路で発生するリップルノイズを低減することが可能である。

また、積分フィルタ及びリップルフィルタの出力は、それぞれ第１、第２の電圧電流変換回路によって電圧から電流に変換される。そのため、本発明にかかるＰＬＬ回路は、電圧を加算する必要がなく、単に配線を接続するのみで、積分フィルタ及びリップルフィルタの出力結果を加算することが可能である。これによって、簡単な回路構成でありながら、ノイズ成分の少ない電流を電流制御発振器に供給することが可能である。

本発明にかかるＰＬＬ回路によれば、回路面積を削減と、位相安定度の高い出力信号の生成とが可能である。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１に実施の形態１にかかるＰＬＬ回路１のブロック図を示す。図１に示すように、ＰＬＬ回路１は、分周器１０、１１、２１、位相比較器１２、第１のチャージポンプ回路１３、積分フィルタ１４、第１の電圧電流変換回路１５、第２のチャージポンプ回路１６、リップルフィルタ１７、第２の電圧電流変換回路１８、基準電圧生成回路１９、電流制御発振器２０を有している。

分周器１０は、基準信号Ｆｉｎを分周した信号を出力する。分周器１１は、出力信号Ｆｏｕｔを分周した信号を出力する。位相比較器１２は、分周器１０の出力信号と分周器１１の出力信号との位相差に基づき、電圧上昇信号ＵＰと電圧下降信号ＤＮとを出力する。電圧上昇信号ＵＰと電圧下降信号ＤＮは、例えばパルス信号である。そして、分周器１０の出力信号に対して分周器１１の出力信号の位相が遅れている場合は、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅を電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも長くする。一方、分周器１０の出力信号に対して分周器１１の出力信号の位相が進んでいる場合は、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅を電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも短く。そして、分周器１０の出力信号の位相と分周器１１の出力信号の位相とが一致している場合は、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅と電圧下降信号ＤＮのパルス幅とを同じ長さにする。

第１のチャージポンプ回路１３は、電圧上昇信号ＵＰと電圧下降信号ＤＮとに基づき出力電流を制御する。例えば、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅が電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも長い場合、そのパルス幅の差に相当する期間の間電流αＩｃｐを流出させる。一方、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅が電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも短い場合、そのパルス幅の差に相当する期間の間電流αＩｃｐを流入させる。ここで、αは、０〜１間での値である。そして、α＝１である場合、第１のチャージポンプ回路１３が出力する電流はＩｃｐとなり、この電流は、第２のチャージポンプ回路１６が出力する電流Ｉｃｐと同じ電流量である。

積分フィルタ１４は、第１のチャージポンプ回路１３が動作することで発生する所定の周波数成分を有する信号（例えば、高周波ノイズ）を除去する。積分フィルタ１４は、コンデンサＣ１を有している。コンデンサＣ１は、第１のチャージポンプ回路１３の出力と第４の電源（例えば、接地電圧）との間に接続される。第１のチャージポンプ回路１３が出力する電圧は、第１のチャージポンプ回路１３が出力する電流αＩｃｐとコンデンサＣ１の容量値αＣとによって設定される。第１のチャージポンプ回路１３の出力電圧は、積分フィルタ１４の伝達関数であり、次式によって表される。ここで、第１のチャージポンプ回路１３が出力する電流αＩｃｐをαｉ（ｓ）、コンデンサＣ１の容量値をαＣ、第１のチャージポンプ回路１３の出力電圧をｖ１（ｓ）とすると、この伝達関数は、式２によって表される。なお、コンデンサＣ１の容量値に関するαは、第１のチャージポンプ回路１３のαと同じ値である。
ｖ１（ｓ）＝αｉ（ｓ）／ｓαＣ ・・・ 式２

第１の電圧電流変換回路１５は、積分フィルタを介して第１のチャージポンプ回路１３が出力する電圧に応じた電流を出力する。つまり、第１の電圧電流変換回路１５が生成する電流は、積分フィルタ１４によって、高周波ノイズが取り除かれた電圧から生成されたものである。従って、第１の電圧電流変換回路１５が生成する電流は、高周波ノイズ成分が低減されたものとなる。

第２のチャージポンプ回路１６は、電圧上昇信号ＵＰと電圧下降信号ＤＮとに基づき出力電流を制御する。例えば、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅が電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも長い場合、そのパルス幅の差に相当する期間の間電流Ｉｃｐを流出させる。一方、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅が電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも短い場合、そのパルス幅の差に相当する期間の間電流Ｉｃｐを流入させる。

リップルフィルタ１７は、第２のチャージポンプ回路１６が動作することで発生する高周波ノイズ（例えば、リップルノイズ）を除去する。リップルフィルタ１７は、第１の抵抗（例えば、抵抗Ｒ１）、第２の抵抗（例えば、抵抗Ｒ２）、コンデンサＣ２を有している。抵抗Ｒ１は、第１の電源（例えば、電源電圧）と第２のチャージポンプ回路１６の出力との間に接続される。抵抗Ｒ２は、第２の電源（例えば、接地電圧）と第２のチャージポンプ回路１６の出力との間に接続される。コンデンサＣ２は、第２のチャージポンプ回路１６の出力と第３の電源（例えば、接地電圧）との間に接続される。リップルフィルタ１７において、コンデンサＣ２は、第２のチャージポンプ回路１６の出力で発生するノイズのうち周波数の高いリップルノイズを除去する。

ここで、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を同じ２Ｒとすると、第２のチャージポンプ回路１６の出力電圧は、直流電圧としては電源電圧の半分の値となる。一方、交流電圧として第２のチャージポンプ回路１６の出力電圧を考えると、出力電圧は、抵抗値がＲと出力電流Ｉｃｐとの積で表される。つまり、第２のチャージポンプ回路１６の出力電圧をｖ２（ｓ）、出力電流Ｉｃｐをｉ（ｓ）とすると、リップルフィルタの伝達関数は、式３によって表される。なお、ここでは、コンデンサＣ２にはほとんど電流が流れ込まないものとする。
ｖ２（ｓ）＝Ｒ×ｉ（ｓ） ・・・ 式３

第２の電圧電流変換回路１８は、リップルフィルタ１７を介して第２のチャージポンプ回路１６が出力する電圧と、基準電圧生成回路１９が生成する基準電圧との差電圧に応じた電流を出力する。後述するが、基準電圧は、リップルフィルタと同じ値を有する直流電圧であって、第２のチャージポンプ回路１６の動作に起因するリップルノイズの影響を受けない電圧である。つまり、第２の電圧電流変換回路１８が生成する電流は、積分フィルタ１４によって、高周波ノイズが取り除かれた電圧から生成されたものである。従って、第２の電圧電流変換回路１８が生成する電流は、第２のチャージポンプ回路１６の動作に起因するリップルノイズ成分が低減されたものとなる。

基準電圧生成回路１９は、第３の抵抗（例えば、抵抗Ｒ３）、第４の抵抗（例えば、抵抗Ｒ４）とを有している。抵抗Ｒ３は、第５の電源（例えば、電源電圧）と基準電圧生成回路１９の出力配線との間に接続されている。抵抗Ｒ４は、第６の電源（例えば、接地電圧）と基準電圧生成回路１９の出力配線との間に接続されている。抵抗Ｒ３、Ｒ４は、それぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２と実質的に同じ抵抗値であることが好ましい。また、基準電圧生成回路１９の出力配線と接地電圧との間に、コンデンサＣ２と同じ容量値を有するコンデンサＣ３を接続しても良い。これによって、リップルフィルタ１７で発生する電源電圧ノイズによる影響と基準電圧生成回路１９で発生する電源電圧ノイズによる影響とを同じものとすることが可能である。第２の電圧電流変換回路１８は、第２のチャージポンプ回路１６が出力する電圧と基準電圧との差電圧に応じた電流を出力する。そのため、リップルフィルタ１７と基準電圧生成回路１９で発生する電源電圧ノイズによる影響が同じものであれば、この電源電圧ノイズによる影響に関する差電圧は、第２の電圧電流変換回路１８によって相殺される。つまり、第２の電圧電流変換回路１８の出力に対する電源電圧ノイズによる影響を低減することが可能である。

電流制御発振器２０は、入力される電流の電流量に応じて出力する信号の発振周波数を変更する。本実施の形態における入力電流は、第１の電圧電流変換回路１５の出力電流と電圧電流変換回路１８の出力電流とを合計したものである。電流制御発振器２０の出力信号は、分周器２１で分周される。そして、分周器２１の出力がＰＬＬ回路１の出力信号Ｆｏｕｔとなる。この出力信号Ｆｏｕｔは、分周器１１にフィードバックされる。

ここで、ＰＬＬ回路１の動作について説明する。ＰＬＬ回路１は、基準信号Ｆｉｎを分周器１０で分周する。また、出力信号Ｆｏｕｔを分周器１１で分周する。そして、分周器１０の出力と分周器１１の出力との位相を位相比較器１２で比較する。そして、位相比較器１２は、その位相差に基づいて、電圧上昇信号ＵＰと電圧下降信号ＤＮとを生成する。電圧上昇信号ＵＰのパルス幅と電圧下降信号ＤＮのパルス幅との差に基づいて、第１のチャージポンプ回路１３及び第２のチャージポンプ回路１６は、電流を出力する。ここで出力される電流は、例えば電圧上昇信号ＵＰのパルス幅が電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも長ければ、チャージポンプ回路から流出される方向になる。一方、電圧上昇信号ＵＰのパルス幅が電圧下降信号ＤＮのパルス幅よりも短ければ、チャージポンプ回路に流入する方向になる。

第１のチャージポンプ回路１３から出力される電流は、積分フィルタ１４のコンデンサＣ１で電圧に変換される。このとき、積分フィルタ１４は、第１のチャージポンプ回路１３が動作することによって発生する高周波ノイズを除去する。また、積分フィルタ１４によって変換された電圧値は、第１のチャージポンプ回路１３の出力電流が流出方向である場合に上昇し、流入方向である場合に下降する。そして、第１の電圧電流変換回路１５は、積分フィルタ１４によって変換された電圧値に応じた電流を出力する。なお、第１のチャージポンプ回路１３から出力される電流は、第２のチャージポンプ回路１６から出力される電流のα倍（αは、０〜１の値）である。

一方、第２のチャージポンプ回路１６から出力される電流は、リップルフィルタ１７を介して電圧に変換される。本実施の形態では、リップルフィルタ１７は直流電圧としては、電源電圧の半分の電圧値を出力する。また、交流電圧としては、第２のチャージポンプ回路１６の出力電流に応じた変動をする。この交流電圧の変動がリップルノイズとなる。リップルフィルタ１７は、このリップルノイズを低減する。そして、リップルノイズのレベルを低減した電圧が第２の電圧電流変換回路１８に入力される。第２の電圧電流変換回路１８は、基準電圧生成回路１９で生成される基準電圧と、リップルフィルタ１７を介して入力される電圧とを比較する。そして、その差電圧に応じた電流を出力する。この第２の電圧電流変換回路１８の使用範囲における電圧電流変換特性は、第１の電圧電流変換回路１５と等しいものとする。

第１の電圧電流変換回路１５の出力と第２の電圧電流変換回路１８の出力とは、互いに接続された後に電流制御発振器２０に入力される。つまり、電流制御発振器２０に入力される電流は、第１の電圧電流変換回路１５の出力電流と第２の電圧電流変換回路１８の出力電流とを足し合わせたものとなる。ここで、電流制御発振器２０に入力される電流に対応する電圧ｖ（ｓ）は、上記式２、３を足し合わせたものとなるため、式４によって表すことができる。ここでは、コンデンサＣ２にはほとんど電流が流れないものとして近似している。
ｖ（ｓ）＝ｖ２（ｓ）＋ｖ１（ｓ）
＝Ｒ×ｉ（ｓ）＋αｉ（ｓ）／ｓαＣ
＝Ｒ×ｉ（ｓ）＋ｉ（ｓ）／ｓＣ ・・・ 式４

式４より、本実施の形態の積分フィルタ１４及びリップルフィルタ１７によって生成される伝達関数は、従来のＰＬＬ回路のループフィルタの伝達関数と同じものとなる。このような電圧に応じて生成された電流に基づき、電流制御発振器２０は出力信号の発振周波数を制御する。そして、電流制御発振器２０の出力信号を分周器２１で分周することで出力信号Ｆｏｕｔは生成される。また、出力信号Ｆｏｕｔは、フィードバックされて、基準信号Ｆｉｎとの位相比較される。これによって、出力信号Ｆｏｕｔの位相は、基準信号Ｆｉｎの位相と同期されたものとなる。

上記説明より、本実施の形態にかかるＰＬＬ回路１によれば、式４にかかる第１項の電圧値と第２項の電圧値とをそれぞれリップルフィルタ１７と積分フィルタ１４とで個別に生成する。そして、個別に生成された電圧値に応じた電流を足し合わせることで、式４に示される電圧値に相当した電流を生成し、電流制御発振器２０を制御する。つまり、リップルフィルタ１７と積分フィルタ１４とを異なる電流で動作させることが可能である。これによって、積分フィルタ１４に供給される電流をリップルフィルタ１７に供給される電流よりも少なくすることが可能である。また、積分フィルタ１４に供給される電流とリップルフィルタ１７に供給される電流との比αに基づいて、積分フィルタ１４のコンデンサＣ１の値を小さくすることが可能である。

このとき、コンデンサの容量値Ｃは、従来例１のＰＬＬ回路１００のループフィルタ１１４のコンデンサＣ１と同じ容量値である。そして、本実施の形態のコンデンサＣ１の容量値は、容量値Ｃのα倍となるαＣであって、容量値αＣは容量値Ｃよりも小さな値である。また、積分フィルタ１４に供給される電流は、リップルフィルタ１７に供給される電流ｉ（ｓ）のα倍とすることが好ましい。この電流値ｉ（ｓ）は、従来例１のＰＬＬ回路１００のチャージポンプ回路１１３の出力電流と同じ電流値である。これによって、式２における電流ｉ（ｓ）にかかるαとコンデンサの容量値Ｃにかかるαとが相殺され、式４における第２項を従来のＰＬＬ回路と同等のものとすることが可能である。

つまり、本実施の形態にかかるＰＬＬ回路１は、コンデンサＣ１の容量値を低減させることが可能である。また、コンデンサＣ１の容量値が低減することで回路面積を削減することが可能である。コンデンサＣ１の容量値は、例えば従来のＰＬＬ回路１００では、ＰＬＬ回路１００の回路面積のうち約半分を占める場合もあった。このコンデンサＣ１にかかる回路面積を低減することは、回路面積を低減する上で効果が非常に大きい。

また、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値は、従来例１のＰＬＬ回路１００のループフィルタ１１４の抵抗Ｒ１の抵抗値をＲとすると、２倍の抵抗値２Ｒである。また、コンデンサＣ２（容量値Ｃ２）にも微少な電流が流れる影響が無視出来ない場合には、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値は２Ｒ×Ｃ／（Ｃ＋Ｃ２）とし、同様に、リップルフィルタ１７に供給される電流はｉ（ｓ）×Ｃ／（Ｃ＋Ｃ２）とし、積分フィルタ１４に供給される電流はαｉ（ｓ）×Ｃ／（Ｃ＋Ｃ２）として補正することで、本実施の形態のループフィルタの伝達関数は、従来のＰＬＬ回路のループフィルタの伝達関数と全く同じものとなる。

また、本実施の形態にかかるＰＬＬ回路１では、リップルフィルタ１７と同じ構成を有する基準電圧生成回路１９によって生成される基準電圧とリップルフィルタ１７で生成される電圧との電圧差に応じた電流を生成している。これによって、電源電圧に混入したノイズの影響は、第２の電圧電流変換回路１８で除去される。従って、本実施の形態にかかるＰＬＬ回路１は、電源電圧に混入したノイズに起因した発振周波数の変動を防止することが可能である。

さらに、本実施の形態にかかるＰＬＬ回路１は、積分フィルタ１４を介して生成される電圧とリップルフィルタ１７を介して生成される電圧とをそれぞれ電圧電流変換回路で電流に変換する。そして、変換後の電流を足し合わせる。電流の足し合わせは、配線を接続するのみで行うことが可能である。つまり、本実施の形態にかかるＰＬＬ回路１では、従来のように電圧を加算するために、オペアンプ等の回路を使用した加算器が必要ない。従って、本実施の形態にかかるＰＬＬ回路１は、従来のＰＬＬ回路に比べて回路を簡略化することが可能である。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上記実施の形態では、電流ｉ（ｓ）にかかるαの値とコンデンサの容量値Ｃにかかるαの値とを同じにしたが、電流ｉ（ｓ）にかかるαの値をコンデンサの容量値Ｃにかかるαの値とよりも小さくすることも可能である。これによって、電流制御発振器２０に供給される電流に含まれるノイズ成分をさらに低減することが可能である。つまり、本発明にかかるＰＬＬ回路１によれば、回路面積と発振周波数を制御する電流に含まれるノイズ成分のレベルとの関係の自由度を向上させることが可能である。

実施の形態１にかかるＰＬＬ回路のブロック図である。 従来例１にかかるＰＬＬ回路のブロック図である。 従来例２にかかるＰＬＬ回路のブロック図である。 従来例３にかかるＰＬＬ回路のブロック図である。 従来例４にかかるＰＬＬ回路のブロック図である。

符号の説明

１ ＰＬＬ回路
１０、１１、２１ 分周器
１２ 位相比較器
１３ 第１のチャージポンプ回路
１４ 積分フィルタ
１５ 第１の電圧電流変換回路
１６ 第２のチャージポンプ回路
１７ リップルフィルタ
１８ 第２の電圧電流変換回路
１９ 基準電圧生成回路
２０ 電流制御発振器

Claims (7)

1. 位相比較器の出力信号に応じて出力電流を制御する第１のチャージポンプ回路と、
   前記第１のチャージポンプ回路が出力する電流に基づき発生する電圧信号から所定の周波数成分を除去する積分フィルタと、
   前記位相比較器の出力信号に応じて前記第１のチャージポンプ回路より大きな電流を出力し、当該電流を制御する第２のチャージポンプ回路と、
   前記第２のチャージポンプ回路が出力する電流に基づき発生する電圧信号からリップル成分を除去するリップルフィルタと、
   前記積分フィルタの出力電圧を電流に変換する第１の電圧電流変換回路と、
   前記リップルフィルタの出力電圧を電流に変換する第２の電圧電流変換回路と、
   前記第１及び第２の電圧電流変換回路の出力電流の合計値に基づいた発振周波数で発振する電流制御発振器とを備え、
   前記電流制御発振器の出力信号を前記位相比較器に帰還させ、
   前記リップルフィルタは、前記第２のチャージポンプ回路の出力と第１の電源との間に接続された第１の抵抗と、前記第２のチャージポンプ回路の出力と第２の電源との間に接続された第２の抵抗と、前記第２のチャージポンプ回路の出力と第３の電源との間に接続されたコンデンサとを含むＰＬＬ回路。
2. 前記積分フィルタは、前記第１のチャージポンプ回路の出力と第４の電源との間に接続されたコンデンサを含むことを特徴とする請求項１に記載のＰＬＬ回路。
3. 前記第１のチャージポンプ回路が出力する電流と、前記第２のチャージポンプ回路が出力する電流とは、所定の比率を有しており、前記所定の比率に基づいて、前記積分フィルタのコンデンサ値が決定されることを特徴とする請求項２に記載のＰＬＬ回路。
4. 前記第２乃至第４の電源は、同電位であることを特徴とする請求項２に記載のＰＬＬ回路。
5. 前記第２の電圧電流変換回路は、前記リップルフィルタの出力電圧と基準電圧とを比較し、その差電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であることを特徴とする請求項１乃至４いずれか１項に記載のＰＬＬ回路。
6. 前記基準電圧は、基準電圧配線を介して前記第２の電圧電流変換回路に供給され、前記基準電圧配線と前記第１の電源との間に接続された第３の抵抗と、前記基準電圧配線と前記第２の電源との間に接続された第４の抵抗とによって、値が設定されることを特徴とする請求項５に記載のＰＬＬ回路。
7. 前記第１乃至第４の抵抗は、同じ抵抗値であることを特徴とする請求項６に記載のＰＬＬ回路。

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