JP4648948B2 - 無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、移動体端末に用いられる無線受信装置に関し、より特定的には、イメージ周波数信号を抑圧可能な無線受信装置に関する。

近年、移動体端末は爆発的に普及している。その無線回路には小型化が求められている。無線受信装置には、大きく分けて、ホモダイン（ダイレクトコンバージョン）方式を採用するものと、ヘテロダイン方式を採用するものとの２つが存在する。ヘテロダイン方式は、ホモダイン方式において、大きな妨害となるＤＣオフセットや１／ｆノイズ、ＡＭ抑圧などの問題がないため、広く移動体端末に用いられている。その一方で、ヘテロダイン方式には、イメージ周波数信号による妨害が問題となる。

図１１は、イメージ周波数信号による妨害のメカニズムを示す図である。図１１に示すように、イメージ周波数信号は、局部発振信号ＬＯを挟んで、所望信号の逆側に存在する。そのため、ミキサ９００に所望信号およびイメージ周波数信号が入力され、局部発振信号ＬＯとミキシングされると、中間周波数（ＩＦ）帯において、イメージ周波数信号と所望信号とが重なってしまう。したがって、イメージ周波数信号は、所望信号の復調の妨げとなる。このようなイメージ周波数信号を除去するために、単純には、急峻なＲＦフィルタを用意して、所望信号のみをミキサ９００に入力するようにすればよい。しかし、そのようなＲＦフィルタは、大型化し、小型化が要求される無線受信装置には、不適切である。

これに対し、従来、９０度位相の異なる２つの局部発振信号を用いてこのイメージ周波数信号を抑圧するためのハートレー方式を採用する無線受信装置が提案されている。図１２Ａは、ハートレー方式を採用するための無線受信装置の機能的構成を示すブロック図である。図１２Ａにおいて、無線受信装置は、第１のミキサ９０１と、第２のミキサ９０２と、第１の移相器９０３と、第２の移相器９０４とを備える。

第１の移相器９０３は、局部発振信号ＬＯの位相を回転させ、０度位相を回転させた局部発振信号と９０度位相を回転させた局部発振信号とに分けて、それぞれ、第１および第２のミキサ９０１，９０２に入力する。第１のミキサ９０１は、所望信号とイメージ周波数信号とを含むＲＦ信号を局部発振信号によってダウンコンバートして、出力する。図１２Ｂは、図１２Ａにおける第１のミキサ９０１の出力信号の位相関係を示すブロック図である。図１２Ｂに示すように、第１のミキサ９０１の出力において、所望信号とイメージ周波数信号とは、同位相となる。

第２のミキサ９０２は、ＲＦ信号を９０度位相が回転した局部発振信号によってダウンコンバートして、出力する。図１２Ｃは、図１２Ａにおける第２のミキサ９０２の出力信号の位相関係を示すブロック図である。図１２Ｃに示すように、第２のミキサ９０２において、所望信号とイメージ周波数信号とは、逆位相となる。

第２の移相器９０４は、第１のミキサ９０１から出力される信号の位相を０度回転させ、第２のミキサ９０２から出力される信号の位相を−９０度回転させて、合成する。図１２Ｄは、図１２Ａにおける第２の移相器９０４の出力信号の位相関係を示す図である。図１２Ｄに示すように、２つのイメージ周波数信号は等振幅逆位相の関係になり、２つの所望信号は等振幅同位相の関係になる。したがって、イメージ周波数信号が抑圧されることとなる。

このようなハートレー方式のイメージ除去によって、理想的には、イメージ周波数信号が除去されるのであるが、実際には、無線受信装置に使用される素子のばらつきが原因で、完全にイメージ周波数信号を除去することができない。そのため、ばらつき補償を行って、イメージ抑圧量を改善する無線受信装置が様々提案されている。

図１３は、特許文献１に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。特許文献１に記載の受信回路では、まず、９０度位相の異なる局部発振信号によってＩＦ周波数にダウンコンバートされた２系統のＩＦ信号が生成される。回路９０６は、ＩＦ信号の一部を取り出し、取り出した一方の信号で両方の信号を検波する。回路９０６は、検波された２つの信号の位相差を検出し、その位相差が９０度となるように、可変移相器９０５を調整する。これにより、位相のばらつきが補償され、高イメージ抑圧の受信回路が実現される。

図１４は、特許文献２に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。特許文献２に記載されている受信回路では、９０度位相の異なる局部発振信号でＩＦ周波数にダウンコンバートされた２系統のＩＦ信号が生成される。当該２系統のＩＦ信号の一方が、さらに９０度位相が回転させられ、当該２系統の信号の和および差が演算される。さらに、電力検波回路９０７ａにおいて差信号の電力が検出され、電力検波回路９０７ｂにおいて和信号の電力が検出される。回路９０８では、和信号と差信号との電力差が比較され、大きい方の信号側の電力検波回路にスイッチをたおす。そして、回路９０８は、スイッチをたおした方の電力検波回路の電力が最小となるようにＩＦ増幅器の利得を調整する。これによって、素子の利得／損失、すなわち振幅のばらつきが補償され、高イメージ抑圧の受信回路が実現される。

図１５は、特許文献３、特許文献４、および特許文献５に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。図１５に示す受信回路では、９０度位相の異なる局部発振信号でＩＦ周波数にダウンコンバートされた２系統のＩＦ信号が生成される。そして、所望波周波数の信号よりイメージ周波数の信号の方が強いときのみ、回路９１１は、２つのＩＦ信号の一部から所望波周波数の信号を抑圧した信号、すなわちイメージ周波数の信号成分を生成する。さらに、回路９１０は、もとの２つのＩＦ信号をレベル調整し、回路９０９は、イメージ周波数の信号成分を差し引く。レベル調整は、減衰器ＡＴＴで行われる。イメージ妨害キャンセラは、差し引いた後のＩＦ信号で復調を行ったときのビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）が最小となるように、当該減衰量を調整する。これによって、振幅、位相両方のばらつきが補償され、高イメージ抑圧の受信回路が実現される。
特開平８−１２５４４７号公報 特開平８−１３０４１６号公報 特開２００２−２４６８４７号公報 特開２００３−３０９６１２号公報 特開２００４−７２５３２号公報

しかしながら、図１３に記載の受信回路は、素子の位相ばらつきのみを補償している。また、図１４に記載の受信回路は、素子の振幅ばらつきのみを補償している。実際には、振幅、および位相の両方がばらつくので、両方を補償する必要がある。

また、図１５に記載の受信回路は、ビット誤り率が改善されるように、帰還ループをまわしてイメージ妨害を抑圧している。ビット誤り率は、既知のデータに対してのみ計算できる。そのため、たとえば、携帯電話等では、フレーム毎に数ビットだけ含まれているトレーニング用のデータで計算して、ビット誤り率を求めるしかない。しかし、イメージ妨害を抑圧することができるまで帰還ループを回すには、多くのフレームを受信して、ビット誤り率を所定の値以下まで収束させなければならない。このように、図１５に記載の受信回路では、イメージ妨害抑圧までに長時間必要であった。

それゆえ、本発明の目的は、振幅および位相の両方のばらつきを補償し、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。本発明は、無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であって、無線周波数信号を、９０度位相が異なる２つの局部発振信号に基づいて、第１および第２の中間周波数信号に変換する周波数変換部と、第１の中間周波数信号を第１のデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、第２の中間周波数信号を第２のデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正すると共に、イメージ周波数信号を除去し、得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部と、復調部において第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求める補正値演算部とを備える。補正値演算部は、第１のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、第２のデジタル信号に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に第１のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第１の合成信号とし、第１の合成信号の変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値として、復調部に入力する。

本発明によれば、第１の合成信号の変曲点を振幅補正値および位相補正値とすることができるので、振幅および位相の両方のばらつきを補償することができる無線受信装置が提供されることとなる。加えて、演算によって、振幅補正値および位相補正値を求めることができるので、従来のように帰還ループの収束を待つ必要が無く、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる。

好ましくは、補正値演算部は、第１のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を位相補正候補値分逆回転することによって得られる信号と、第２のデジタル信号に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に位相を９０度回転かつ位相補正候補値分回転することによって得られる信号との合成を第１の合成信号とすることを特徴とするとよい。

これにより、イメージ信号を主に含む第１の合成信号を得ることができる。

好ましくは、補正値演算部は、２次元行列演算によって、変曲点を求めるとよい。

このように、２次元行列演算を用いることによって、第１の合成信号を所定の範囲の振幅補正候補値および位相補正候補値に渡ってまとめて求めることができ、変曲点を短時間で求めることができる。

一実施形態として、補正値演算部は、位相補正候補値を０度に固定して、１次元行列演算によって、第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、１次元行列演算によって、第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値としてもよい。

これにより、２次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかったとしても、変曲点を求めることができる。

一実施形態として、補正値演算部は、振幅補正候補値を０ｄＢに固定して、１次元行列演算によって、第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、１次元行列演算によって、第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、位相補正値および振幅補正値としてもよい。

これにより、２次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかったとしても、変曲点を求めることができる。

一実施形態として、補正値演算部は、位相補正候補値を０度に固定して、逐次演算によって、第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、逐次演算によって、第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値としてもよい。

これにより、２次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかったとしても、変曲点を求めることができる。

一実施形態として、補正値演算部は、振幅補正候補値を０ｄＢに固定して、逐次演算によって、第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、逐次演算によって、第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、位相補正値および振幅補正値としてもよい。

これにより、２次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかったとしても、変曲点を求めることができる。

好ましくは、復調部は、ハートレー方式によって、イメージ周波数信号を除去するとよい。

これにより、イメージ周波数信号を簡易な構成で除去することができる。

たとえば、復調部は、第１のデジタル信号に振幅補正値を乗算すると共に第１のデジタル信号の位相を位相補正値分回転することによって得られる信号と、第２のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算すると共に第２のデジタル信号の位相を−９０度回転かつ位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第２の合成信号とし、第２の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換する。

これにより、イメージ周波数信号が抑圧された信号を、第２の合成信号として、得ることができる。

好ましくは、補正値演算部における第１の合成信号のレベルと復調部における第２の合成信号のレベルとを比較し、第１の合成信号のレベルが、第２の合成信号のレベルよりも所定値以上大きい場合のみ、復調部に補正を実行させる比較部をさらに備えるとよい。

これにより、振幅および位相の補正が必要な場合のみ、補正ステージに移行することができるので、無線受信装置の処理負担が軽減し、結果、消費電力の低減も期待できる。

好ましくは、復調部は、ウィーバー方式によって、イメージ周波数信号を除去するとよい。

これにより、イメージ周波数信号を簡易な構成で除去することができる。

たとえば、復調部は、第１のデジタル信号に振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を位相補正値分回転させた信号とを乗算して第１の信号とし、第２のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算した信号とクロック信号の位相を９０度回転かつ位相補正値分回転させた信号とを乗算して第２の信号とし、第１のデジタル信号に振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を−９０度回転かつ位相補正値分逆回転させた信号とを乗算して第３の信号とし、第２のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算した信号とクロック信号の位相を位相補正値分回転させた信号とを乗算して第４の信号とし、第１の信号と第２の信号との合成信号とを同相成分とし、第３の信号と第４の信号との合成信号とを直交成分とする。

これにより、イメージ周波数信号が抑圧された同相成分および直交成分を得ることができる。

好ましくは、補正値演算部における第１の合成信号のレベルと復調部における同相成分および直交成分によるベクトルの大きさとを比較し、第１の合成信号のレベルが、ベクトルの大きさよりも所定値以上大きい場合のみ、復調部に補正を実行させる比較部をさらに備えるとよい。

これにより、振幅および位相の補正が必要な場合のみ、補正ステージに移行することができるので、無線受信装置の処理負担が軽減し、結果、消費電力の低減も期待できる。

たとえば、補正値演算部は、連続的に補正のための演算を行う。

これにより、常に、振幅および位相が補正されることとなり、受信品質が向上する。

たとえば、補正値演算部は、無線周波数信号におけるデータフレームの最初の部分でのみ、補正のための演算を行う。

これにより、連続的に補正のための演算を行う場合に比べ、消費電力が低減することとなる。

たとえば、補正値演算部は、無線周波数信号におけるデータフレーム中のトレーニング信号受信時にのみ、補正のための演算を行う。

これにより、連続的に補正のための演算を行う場合に比べ、消費電力が低減することとなる。

好ましくは、補正値演算部は、電源投入時に補正のための演算を行い、予め、振幅補正値および位相補正値を求めておき、復調部は、予め求められた振幅補正値および位相補正値に基づいて、補正を行うとよい。

これにより、無線周波数信号の受信中における補正が不要となる。結果、消費電力の低減が期待できる。

一実施形態として、補正値演算部は、電源投入時、送信回路からの無線周波数信号に基づいて、補正のための演算を行い、予め、振幅補正値および位相補正値を求めるとよい。

これにより、擬似的な無線周波数信号を用いて、振幅補正値および位相補正値を求めることができる。当該擬似的な無線周波数信号が通る受信側の伝送経路上の素子は、実際の無線周波数信号を受信する場合に近いので、概ね適切な振幅補正値および位相補正値を得ることができる。

好ましくは、補正値演算部は、送信回路からの無線周波数信号の周波数以外の周波数に対応する無線周波数信号を受信したら、受信した無線周波数信号に基づいて、新たに、補正のための演算を行うとよい。

これにより、振幅補正値および位相補正値の変更が必要になったとしても、対応することが可能となる。

一実施形態として、無線受信装置は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式で、中間周波数信号を得て、補正値演算部は、隣接チャネルに相当するイメージ周波数信号のシンボル同期を行って、再生されたシンボルの包絡線が安定するタイミングで変曲点を求めるとよい。

これにより、誤差が小さな振幅補正値および位相補正値を得ることができる。

好ましくは、復調部は、デジタルフーリエ変換された第１および第２のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅および位相の補正およびイメージ周波数信号の除去を施して、補正およびイメージ周波数除去後の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施し、逆デジタルフーリエ変換によって得られた信号をベースバンド帯域にダウンコンバートし、補正値演算部は、デジタルフーリエ変換された第１のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、デジタルフーリエ変換された第２のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に第１のデジタル信号の各周波数成分に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第１の合成信号とし、各周波数成分における第１の合成信号の変曲点を求め、各変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、各周波数成分に対応する振幅補正値および位相補正値として、復調部に入力して第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正させるとよい。

これにより、広帯域な無線周波数信号においても、振幅および位相の補正を行いながら、イメージ周波数信号を抑圧することができる。なお、この場合、第１の合成信号は、各周波数成分に対して、イメージ周波数信号が抑圧された信号となっている。

たとえば、第１のアナログデジタル変換部は、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第１の中間周波数信号を通過させる第１のアンチエリアジングフィルタと、第１のアンチエリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換器と、第１のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、第１のデジタル信号として出力する第１のチャネル選択フィルタとを含み、第２のアナログデジタル変換部は、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第２の中間周波数信号を通過させる第２のアンチエリアジングフィルタと、第２のアンチエリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換器と、第２のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、第２のデジタル信号として出力する第２のチャネル選択フィルタとを含む。

これにより、エリアジングを抑圧しながら、所望のチャネルを選択することができ、マルチモードおよび／またはマルチバンドの携帯端末等への適用が可能となる。

たとえば、第１のアナログデジタル変換部は、第１の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第１のチャネル選択フィルタと、第１のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換器とを含み、第２のアナログデジタル変換部は、第２の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第２のチャネル選択フィルタと、第２のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換器とを含む。

これにより、所望のチャネルを選択することができ、マルチモードおよび／またはマルチバンドの携帯端末等への適用が可能となる。

また、本発明は、以下のような特徴を有してもよい。本発明は、無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であって、無線周波数信号を、９０度位相が異なる２つの局部発振信号に基づいて、第１および第２の中間周波数信号に変換する周波数変換部と、第１の中間周波数信号を第１のデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、第２の中間周波数信号を第２のデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求めると共に、振幅補正値および位相補正値を用いて第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正し、イメージ周波数信号を除去する補正値演算部と、イメージ周波数信号を除去することで得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部とを備える。補正値演算部は、第１のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、第２のデジタル信号に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に第１のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第１の合成信号とし、第１の合成信号の変曲点を求め、変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値とする。

好ましくは、補正値演算部は、第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正するのに、第１のデジタル信号に振幅補正値を乗算すると共に第１のデジタル信号の位相を９０度回転かつ位相補正値分回転することによって得られる信号と、第２のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算すると共に位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第２の合成信号とする。復調部は、第２の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換する。

これにより、補正値演算部が、振幅補正値および位相補正値を算出し、第１および第２のデジタル信号を振幅補正値および位相補正値で補正するので、回路規模を小さくすることができる。

以上、本発明によれば、振幅および位相の両方のばらつきを補償することができる無線受信装置が提供されることとなる。加えて、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置が提供されることとなる。

（第１の実施形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施形態に係る無線受信装置１００の機能的構成を示すブロック図である。図１Ａにおいて、無線受信装置１００は、第１のダウンコンバータ１０１ａと、第１のアナログデジタル変換部１４０ａと、第２のダウンコンバータ１０１ｂと、第２のアナログデジタル変換部１４０ｂと、局部発振器１０５と、第１の９０度移相器１０６と、補正値演算部１１０と、復調部１２０と、比較部１３０とを備える。

第１のアナログデジタル変換部１４０ａは、第１のアンチエリアジングフィルタ１０２ａと、第１のアナログデジタル変換器１０３ａと、第１のチャネル選択フィルタ１０４ａとを含む。

第２のアナログデジタル変換部１４０ｂは、第２のアンチエリアジングフィルタ１０２ｂと、第２のアナログデジタル変換器１０３ｂと、第２のチャネル選択フィルタ１０４ｂとを含む。

補正値演算部１１０は、第１のメモリ１１１と、第１の乗算部１１２と、第１の移相部１１３と、第２の移相部１１４と、第２の乗算部１１５と、第２のメモリ１１６と、判定部１１７とを含む。

復調部１２０は、第３の乗算部１２１と、第３の移相部１２２と、第４の移相部１２３と、第４の乗算部１２４と、第３のダウンコンバータ１２５ａと、第４のダウンコンバータ１２５ｂと、クロック生成部１２６と、第２の９０度移相器１２７とを含む。

アンテナで受信された無線周波数信号（以下、ＲＦ信号という）は、２分岐され、第１および第２のダウンコンバータ１０１ａ，１０１ｂに入力される。（式１）は、ＲＦ信号の一例Ｖ_RFを示す。（式１）において、Ｖ _IF は、所望信号の振幅を示す。Ｖ_IMは、イメージ信号の振幅を示す。ω_LO−ω_IFは、所望信号の位相を示す。ω_LO＋ω_IFは、イメージ信号の位相を示す。すなわち、ω_LOは、局部発振信号の角振動数を示し、ω_IFは、イメージ信号をダウンコンバートしたときの角振動数を示す。（式１）に示す通り、ＲＦ信号には、所望信号とイメージ周波数信号（以下、イメージ信号という）とが含まれている。

局部発振器１０５は、局部発振信号を出力する。第１の９０度移相器１０６は、局部発振器１０５から出力された局部発振信号を、０度位相を回転させて第１のダウンコンバータ１０１ａに入力する共に、９０度位相を回転させて第２のダウンコンバータ１０１ｂに入力する。第１のダウンコンバータ１０１ａは、ＲＦ信号を第１の９０度移相器１０６からの局部発振信号によってダウンコンバートして、第１の中間周波数信号（以下、第１のＩＦ信号という）として出力する。（式２）は、ＲＦ信号を（式１）に示すＶ_RFとしたときの第１のＩＦ信号Ｖ_IF#Iを示す。（式２）において、（１／Ｂ）・Ｇは、経路上の利得を示す。ここで、Ｇは、平均利得を示し、Ｂは、振幅誤差を示す。ｃｏｓ（ω_LO・ｔ−θ／２）は、０度位相が回転した局部発振信号を示す。ここで、θは、位相誤差を示す。（式２）に示すように、第１のＩＦ信号には、所望信号とイメージ信号とが含まれている。

第２のダウンコンバータ１０１ｂは、ＲＦ信号を第１の９０度移相器１０６からの９０度位相が回転した局部発振信号によってダウンコンバートして、第２の中間周波数信号（以下、第２のＩＦ信号という）として出力する。（式３）は、ＲＦ信号を（式１）に示すＶ_RFとしたときの第２のＩＦ信号Ｖ_IF__Qを示す。（式３）において、Ｂ・Ｇは、経路上の利得を示す。ここで、Ｇは、平均利得を示し、Ｂは、振幅誤差を示す。ｃｏｓ（ω_LO・ｔ＋９０＋θ／２）は、９０度位相が回転した局部発振信号を示す。ここで、θは、位相誤差を示す。（式３）に示すように、第２のＩＦ信号には、所望信号とイメージ信号とが含まれる。

このように、局部発振器１０５、第１の９０度移相器１０６、ならびに第１および第２のダウンコンバータ１０１ａ，１０１ｂは、ＲＦ信号を、９０度位相が異なる２つの局部発振信号に基づいて、第１および第２のＩＦ信号に変換する周波数変換部として機能する。

第１のアンチエリアジングフィルタ１０２ａは、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第１のＩＦ信号を通過させる。第１のアナログデジタル変換器１０３ａは、第１のアンチエリアジングフィルタ１０２ａの出力をデジタル信号に変換する。第１のチャネル選択フィルタ１０４ａは、第１のアナログデジタル変換器１０３ａの出力から所望のチャネルを選択して、第１のデジタル信号として出力する。第１のデジタル信号は、補正値演算部１１０および復調部１２０に入力される。

第２のアンチエリアジングフィルタ１０２ｂは、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第２のＩＦ信号を通過させる。第２のアナログデジタル変換器１０３ｂは、第２のアンチエリアジングフィルタ１０２ｂの出力をデジタル信号に変換する。第２のチャネル選択フィルタ１０４ｂは、第２のアナログデジタル変換器１０３ｂの出力から所望のチャネルを選択して、第２のデジタル信号として出力する。第２のデジタル信号は、補正値演算部１１０および復調部１２０に入力される。

補正値演算部１１０は、第１および第２のデジタル信号に基づいて、振幅の補正値（以下、振幅補正値という）および位相の補正値（以下、位相補正値という）を演算によって求める。補正値演算部１１０は、求めた振幅補正値および位相補正値を復調部１２０に入力する。

復調部１２０は、補正値演算部１１０からの振幅補正値および位相補正値に基づいて、第１および第２のデジタル信号を補正し、同相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）を生成することによって、ＲＦ信号を復調する。

補正値演算部１１０および復調部１２０は、集積回路によってハード的に実現しても良いし、汎用のＣＰＵに以下に説明する動作を実行させるプログラムを読み込ませてソフト的に実現してもよい。

まず、補正値演算部１１０の機能について説明する。補正値演算部１１０は、ＩＦ信号の振幅および位相が判定できるのに十分な数周期分の第１および第２のデジタル信号を第１および第２のメモリ１１１，１１６にそれぞれ蓄積する。ここで、ＩＦ信号の振幅および位相が判定できるのに十分な数周期分として、理論的には、１周期分であれば判定可能であるが、雑音の影響を取り除くために、数周期〜数十周期が必要である。一方、従来のようにＢＥＲを判定するため、たとえば、１０^-6のＢＥＲを判定するには、１０⁶のシンボルが必要である。仮に、１シンボルの周期が、ＩＦ信号において、１００周期分であるとすれば、１０⁹周期がＢＥＲには必要となる。このように、本発明において、振幅および位相を判定するために必要なＩＦ信号の周期は、ＢＥＲを判定する場合に比べて、圧倒的に少なくなる。補正値演算部１１０は、第１のメモリ１１１に蓄積された第１のデジタル信号に対して、振幅補正値の候補となる振幅補正候補値Ａｃを第１の乗算部１１２で乗算する。補正値演算部１１０は、第１の乗算部１１２の乗算結果の位相を、位相補正値の候補となる位相補正候補値αｃ／２度分、第１の移相部１１３で逆回転させる。すなわち、第１の移相部１１３は、第１の乗算部１１２の乗算結果の位相を（０−αｃ／２）度分回転させる。

補正値演算部１１０は、第２のメモリ１１６に蓄積された第２のデジタル信号に対して、振幅補正候補値Ａｃの逆数１／Ａｃを第２の乗算部１１５で乗算する。補正値演算部１１０は、第２の乗算部１１５の乗算結果の位相に対して、９０度回転かつ位相補正候補値αｃ／２度分回転の処理を施す。すなわち、第２の移相部１１４は、第２の乗算部１１５の乗算結果の位相を（９０＋αｃ／２）度分回転させる。したがって、第１の移相部１１３において施される位相回転の角度と第２の移相部１１４によって施される位相回転の角度とは、直交する位相関係（直交関係）にある。

補正値演算部１１０は、第１の移相部１１３によって得られた第１のデジタル信号と第２の移相部１１４によって得られた第２のデジタル信号とを合成して、第１の合成信号として、判定部１１７に入力する。（式４）は、第１および第２のＩＦ信号として（式２）および（式３）を用いたときの判定部１１７に入力される第１の合成信号Ｖ _IF _ _M を示す。（式４）に示すように、当該合成信号では、ほぼ、ダウンコンバートされたイメージ信号のみとなっている。

第１の乗算部１１２による演算、第１の移相部１１３による演算、第２の乗算部１１５による演算、第２の移相部１１４による演算、および合成演算は、補正値演算部１１０において、２次元行列演算によって、ある一定の範囲の振幅補正候補値Ａｃおよびある一定の範囲の位相補正候補値αｃ／２に渡って一括して実行される。

判定部１１７は、振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を変数としたときの第１の合成信号の変曲点を求める。判定部１１７は、当該変曲点に対応する振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を、それぞれ、振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２として、復調部１２０に入力する。

次に、復調部１２０の機能について説明する。復調部１２０は、第１のデジタル信号に対して、振幅補正値Ａを第３の乗算部１２１で乗算する。復調部１２０は、第３の乗算部１２１の乗算結果の位相を、位相補正値α／２度分、第３の移相部１２２で回転させる。すなわち、第３の移相部１２２は、第３の乗算部１２１の乗算結果の位相を（０＋α／２）分回転させる。

復調部１２０は、第２のデジタル信号に対して、振幅補正値Ａの逆数１／Ａを第４の乗算部１２４で乗算する。復調部１２０は、第４の乗算部１２４の乗算結果の位相に対して、９０度逆回転かつ位相補正値α／２度分逆回転の処理を施す。すなわち、第４の移相部１２３は、第４の乗算部１２４の乗算結果の位相を（−９０−α／２）度分回転させる。

復調部１２０は、第３の移相部１２２によって得られた第１のデジタル信号と第４の移相部１２３によって得られた第２のデジタル信号とを合成して、第２の合成信号を得る。（式５）は、第１および第２のＩＦ信号として（式２）および（式３）を用いたときの復調部１２０における第２の合成信号Ｖ_IFを示す。Ｂは振幅誤差、θは位相誤差であるので、（式５）に示すように、Ａ／Ｂ＝Ｂ／Ａかつθ＝αのときに、イメージ信号が抑圧された第２の合成信号が得られることが分かる。このようなＡおよびαは、（式５）に示す第２の合成信号Ｖ _IF の変曲点に対応するＡｃおよびαｃであることは、後述の説明によって、より明らかとなる。

第２の合成信号は、第３および第４のダウンコンバータ１２５ａ，１２５ｂに入力される。第２の９０度移相器１２７は、クロック生成部１２６によって生成されたクロック信号に対して、０度位相を回転させたクロック信号と、９０度位相を回転させたクロック信号とを出力する。第３のダウンコンバータ１２５ａは、第２の合成信号を０度位相の回転クロック信号に基づいて、ベースバンド帯域にまでダウンコンバートし、同相成分（Ｉ）として出力する。第４のダウンコンバータ１２５ｂは、第２の合成信号を９０度位相の回転クロック信号に基づいて、ベースバンド帯域にまでダウンコンバートし、直交成分（Ｑ）として出力する。このように、復調部１２０は、振幅補償および位相補償を行う共に、ハートレー方式によってイメージ信号を除去する。

次に、補正値演算部１１０および復調部１２０の動作について説明する。まず、動作の開始時、補正値演算部１１０は、振幅補正候補値Ａｃを０ｄＢとし、位相補正候補値αｃ／２を０度として、第２の移相部１１４における９０度位相シフトのみを行って、第１の合成信号を得る。それに対し、復調部１２０は、振幅補正値Ａを０ｄＢとし、位相補正値α／２を０度として、第４の移相部１２３における−９０度位相シフトのみを行って、第２の合成信号を得る。

次に、補正値演算部１１０および復調部１２０は、それぞれ、第１および第２の合成信号を比較部１３０に入力する。比較部１３０は、第１および第２の合成信号のレベルを比較する。イメージ妨害が問題となるのは、イメージ信号が所望信号よりも非常に大きな場合である。イメージ信号が抑圧しきれていなかった場合、第２の合成信号は、所望信号とイメージ信号とを合成した信号となる。このような状況を判別するために、比較部１３０は、第１および第２の合成信号のレベルを比較し、第１の合成信号のレベルが、第２の合成信号のレベルよりも、所定のレベル（たとえば、１０ｄＢ〜３０ｄＢ）以上大きい場合、復調部１２０に補正を実行させるための補正ステージに移行すべきであると判断し、補正値演算部１１０および復調部１２０に指示する。一方、所定のレベルを超えない場合、比較部１３０は、振幅補正値Ａ＝０ｄＢ、位相補正値α／２＝０度で復調するように、復調部１２０に指示する。なお、図１Ａ上、指示経路を示す矢印は省略されている。なお、比較部１３０は、集積回路によってハード的に実現されても良いし、ＣＰＵに上記動作を実行させるプログラムによってソフト的に実現されても良い。

次に、補正ステージに移行した場合の補正値演算部１１０および復調部１２０の動作について説明する。補正ステージにおいて、補正値演算部１１０は、振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を所定の範囲（たとえば、−０．５ｄＢ≦１０ｌｏｇ₁₀｜Ａｃ｜≦０．５ｄＢ、−５度≦ｃ／２≦５度）で離散的に変化させたときの第１の合成信号の値を２次元行列演算によって、一括または何回かに分割して求める。そして、求めた合成信号の値について、振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を変数としたときの変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を、それぞれ、振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２として、復調部１２０に入力する。以後、復調部１２０は、入力された振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２を用いて、振幅および位相を補正して、第２の合成信号を得る。復調部１２０は、第２の合成信号をベースバンド帯域にダウンコンバートして、同相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）を得る。

補正値演算部１１０、復調部１２０、および比較部１３０は、１つの集積回路として実現されても良いし、それぞれ別々または一部を重複している集積回路として実現されてもよい。また、ソフト的に実現される場合、補正値演算部１１０、復調部１２０、および比較部１３０は、共通のＣＰＵを使用しても良いし、別々のＣＰＵを使用して実現されてもよい。

なお、無線受信装置１００は、第３のダウンコンバータ１２５ａ及び第４のダウンコンバータ１２５ｂの前段に、可変利得増幅器１２８を備える構成であってもよい。図１Ｂは、可変利得増幅器１２８を備える無線受信装置１００の機能的構成を示すブロック図である。図１Ｂにおいて、可変利得増幅器１２８は、第３のダウンコンバータ１２５ａ及び第４のダウンコンバータ１２５ｂに入力される信号（第２の合成信号）のレベルが一定となるように、第２の合成信号を増幅する利得を調整する。可変利得増幅器１２８は、この位置に接続されることで、イメージ周波数信号が抑圧された第２の合成信号が入力されるので、所望信号の正確なレベルを知ることができる。これにより、可変利得増幅器１２８は、所望信号の正確なレベルに基づいて、第２の合成信号の大きさを補償することが可能となる。また、無線受信回路１００は、図１Ｃに示すような構成であってもよい。

次に、第１の合成信号の変曲点に対応する振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２が最適な振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２であることの理由について説明する。

図２Ａは、振幅誤差および位相誤差が無いとして（すなわち、Ｂ＝０ｄＢおよびθ＝０度であるとして）、振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を変化させたときの第１の合成信号の値を求めた３Ｄコンター図である。振幅誤差および位相誤差が無い場合、復調部１２０における振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２は、設定する必要がない。すなわち、振幅補正値Ａ＝０ｄＢおよび位相補正値α／２＝０度であればよい。図２Ａに示すように、振幅補正値Ａ＝０ｄＢおよび位相補正値α／２＝０度に対応する振幅補正候補値Ａｃ＝０ｄＢおよび位相補正候補値αｃ／２＝０度は、合成信号の変曲点Ｘにおける値である。このことから、適切な振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２を求めるためには、合成信号の変曲点に対応する振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を求めればよいことが分かる。

図２Ｂは、振幅誤差および位相誤差が存在するとして、振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を変化させたときの第１の合成信号の値を求めた３Ｄコンター図である。図２Ｂでは、振幅誤差Ｂは０．２ｄＢであるとし、位相誤差θは、３度であるとしている。このとき、変曲点Ｘに対応する振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２は、Ａｃ＝−０．２ｄＢおよびαｃ＝３度である。したがって、補正値演算部１１０は、振幅補正値Ａを−０．２ｄＢとし、位相補正値αを３度とする。これに応じて、復調部１２０は、振幅補償と位相補償とを行う。

このように、第１の実施形態によれば、２次元行列演算によって得られた第１の合成信号の変曲点を振幅補正値および位相補正値とするだけでよいので、従来のようにビット誤り率を用いる必要がないので、振幅および位相を補償しかつ短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置が提供されることとなる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態において、無線受信装置の構成は、第１の実施形態と同様であるので、図１Ａを援用する。第２の実施形態では、補正値演算部１１０における演算アルゴリズムが第１の実施形態と異なる。図３は、本発明の第２の実施形態における無線受信装置１００の補正値演算部１１０における演算アルゴリズムを説明するための図である。

第１の実施形態における補正値演算部１１０では、一定の範囲内から振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃを選び、２次元行列演算によって、第１の合成信号を求め、変曲点を求めることとした。しかし、２次元行列演算には、多くのメモリが必要となる。

第２の実施形態において、補正値演算部１１０の判定部１１７は、まず、第１および第２の移相部１１３，１１４における位相補正候補値αｃを０度に固定する。次に、補正値演算部１１０の判定部１１７は、１次元行列演算（ベクトル演算）によって、第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値Ａｏｐｔを求める（図３の左図参照）。次に、補正値演算部１１０の判定部１１７は、第１および第２の乗算部１１２，１１５における振幅補正候補値Ａｃを求めたＡｏｐｔに固定する。そして、補正値演算部１１０の判定部１１７は、１次元行列演算によって、第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値αｏｐｔを求める（図３の右図参照）。最後に、補正値演算部１１０は、振幅補正候補値Ａｏｐｔおよび位相補正候補値αｏｐｔを、振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２として、復調部１２０に入力する。

上記のように、位相補正候補値を固定して、第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、求めた振幅補正候補値で固定して、第１の合成信号レベルが最大となる位相補正候補値を求めることは、図２Ａおよび図２Ｂに示すように、第１の合成信号が馬蹄形であることから、変曲点を求めていることに等しい。

このように、第２の実施形態では、１次元行列演算によって、第１の合成信号の変曲点を求めることができるので、少ないメモリで、振幅および位相を補償し、かつイメージ妨害を抑圧することができる。

なお、第２の実施形態では、１次元行列演算によって、第１の合成信号を求め、最小値および最大値を求めることとした。しかし、補正値演算部１１０は、位相補正候補値を固定して、振幅補正候補値Ａｃをスイープさせながら、逐次演算によって、第１の合成信号を求め、最小値を求めても良い。さらに、補正値演算部１１０は、求めた最小値に対応する振幅補正候補値Ａｏｐｔを固定して、位相補正候補値αｃをスイープさせながら、逐次演算によって、第１の合成信号を求め、最大値を求めても良い。ここで、逐次演算とは、補正候補値を少し変化させて値を求め、さらに少し変化させて値を求める演算手法のことをいう。

逐次演算によって第１の合成信号を求める無線受信装置は、例えば、図４のように構成することができる。図４は、逐次演算によって第１の合成信号を求める無線受信装置１００ａの機能的構成を示すブロック図である。図４において、無線受信装置１００ａは、第１の移相部１１３、及び第２の移相部１１４の構成に特徴がある。第１の移相部１１３、及び第２の移相部１１４は、図４に示すように、複数の遅延回路と、複数のスイッチと、９０度位相合成器とによって構成される。

（第３の実施形態）
第３の実施形態において、無線受信装置の構成は、第１の実施形態と同様であるので、図１Ａを援用する。第３の実施形態では、補正値演算部１１０における演算アルゴリズムが第１の実施形態と異なる。図５は、本発明の第３の実施形態における無線受信装置１００の補正値演算部１１０における演算アルゴリズムを説明するための図である。

第１の実施形態における補正値演算部１１０では、一定の範囲内から振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃを選び、２次元行列演算によって、第１の合成信号を求め、変曲点を求めることとした。しかし、２次元行列演算には、多くのメモリが必要となる。

第３の実施形態において、補正値演算部１１０の判定部１１７は、まず、第１および第２の乗算部１１２，１１５における振幅補正候補値Ａｃを０ｄＢに固定する。次に、補正値演算部１１０の判定部１１７は、１次元行列演算によって、第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値αｏｐｔを求める（図５の左図参照）。次に、補正値演算部１１０の判定部１１７は、第１および第２の移相部１１３，１１４における位相補正候補値αｃを求めたαｏｐｔに固定する。そして、補正値演算部１１０の判定部１１７は、１次元行列演算によって、第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値Ａｏｐｔを求める（図５の右図参照）。最後に、補正値演算部１１０は、振幅補正候補値Ａｏｐｔおよび位相補正候補値αｏｐｔを、振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２として、復調部１２０に入力する。

上記のように、振幅補正候補値を固定して、第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、求めた位相補正候補値で固定して、第１の合成信号レベルが最小となる振幅補正候補値を求めることは、図２Ａおよび図２Ｂに示すように、第１の合成信号が馬蹄形であることから、変曲点を求めていることに等しい。

このように、第３の実施形態では、１次元行列演算によって、第１の合成信号の変曲点を求めることができるので、少ないメモリで、振幅および位相を補償し、かつイメージ妨害を抑圧することができる。

なお、第３の実施形態では、１次元行列演算によって、第１の合成信号を求め、最小値および最大値を求めることとした。しかし、補正値演算部１１０は、振幅補正候補値を固定して、位相補正候補値αｃをスイープさせながら、逐次演算によって、第１の合成信号を求め、最大値を求めても良い。さらに、補正値演算部１１０は、求めた最大値に対応する位相補正候補値αｏｐｔを固定して、振幅補正候補値Ａｃをスイープさせながら、逐次演算によって、第１の合成信号を求め、最小値を求めても良い。

なお、第１〜第３の実施形態における２次元行列演算、１次元行列演算、および逐次演算の具体的手法としては、公知のあらゆる手法を用いることができ、特に限定されるものではない。

（第４の実施形態）
第２の実施形態において、無線受信装置の構成は、第１の実施形態と同様であるので、図１Ａを援用する。ただし、第４の実施形態に係る無線受信装置１００では、Ｌｏｗ−ＩＦ方式を採用しており、周波数変換部は、Ｌｏｗ−ＩＦ帯域にまで、ＲＦ信号をダウンコンバートする。Ｌｏｗ−ＩＦ方式において、イメージ信号は、所望信号の隣接チャネルに存在することとなる。したがって、使用するアプリケーションによっては、所望信号のシンボル同期に加え、イメージ信号のシンボル同期も行うことができる。ここで、シンボル同期とは、サンプリングによって得られたシンボルデータに含まれる元シンボルのタイミングを抽出し、元シンボルを再生することをいう。

図６は、イメージ信号のシンボル同期を行ったときに再生されたシンボルの波形を模式的に示す図である。図６に示すように、イメージ信号のシンボル同期を行ったときに再生されたシンボルには、包絡線が安定するタイミングが存在する。そこで、補正値演算部１１０の判定部１１７は、イメージ信号のシンボル同期を行って、再生されたシンボルの包絡線が安定するタイミングを検出する。そして、補正値演算部１１０の判定部１１７は、当該タイミングの真ん中付近で、変曲点を求める。これにより、誤差が小さな振幅補正値および位相補正値を得ることができる。

なお、第４の実施形態は、第１の実施形態以外の実施形態においても、適用可能である。

（第５の実施形態）
近年、高速通信を行うために、１チャネルの帯域幅が非常に広くなっている。このような通信方式において、１組の補正値では、十分にイメージ妨害を抑圧することができないおそれがある。第５の実施形態では、１チャンネルの帯域幅が非常に広い通信方式においても、イメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置を提案する。

図７は、本発明の第５の実施形態に係る無線受信装置２００の機能的構成を示すブロック図である。図７において、第１の実施形態に係る無線受信装置１００と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。

図７において、無線受信装置２００は、第１のダウンコンバータ１０１ａと、第１のアナログデジタル変換部１４０ａと、第２のダウンコンバータ１０１ｂと、第２のアナログデジタル変換部１４０ｂと、局部発振器１０５と、第１の９０度移相器１０６と、補正値演算部２１０と、復調部２２０と、比較部２３０とを備える。

補正値演算部２１０は、第１のデジタルフーリエ変換部２１１と、第１の乗算部２１２と、第１の移相部２１３と、第２の移相部２１４と、第２の乗算部２１５と、第２のデジタルフーリエ変換部２１６と、判定部２１７とを含む。

復調部２２０は、第３の乗算部２２１と、第３の移相部２２２と、第４の移相部２２３と、第４の乗算部２２４と、逆デジタルフーリエ変換部２２５と、第３のダウンコンバータ１２５ａと、第４のダウンコンバータ１２５ｂと、クロック生成部１２６と、第２の９０度移相器１２７とを含む。なお、第１および第２のデジタルフーリエ変換部２１１，２１６は、補正値演算部２１０の外にあってもよい。

第１のデジタルフーリエ変換部２１１は、第１のデジタル信号をデジタルフーリエ変換して、各周波数成分を出力する。第２のデジタルフーリエ変換部２１６は、第２のデジタル信号をデジタルフーリエ変換して、各周波数成分を出力する。

復調部２２０は、デジタルフーリエ変換された第１のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、第３の乗算部２２１によって、振幅補正値Ａ₁，…，Ａ_i，…，Ａ_Nを乗算する。復調部２２０は、第３の乗算部２２１の乗算結果の各周波数成分に対して、第３の移相部２２２によって、位相補正値α₁／２，…，α_i／２，…，α_N／２による回転処理を施す。具体的には、第３の移相部２２２は、第３の乗算部２２１の乗算結果の各周波数成分に対して、ｃｏｓ（α_i／２）＋ｊｓｉｎ（α_i／２）を乗算する。ここで、ｊは、虚数成分を表す。

また、復調部２２０は、第４の乗算部２２４によって、デジタルフーリエ変換された第２のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、振幅補正値Ａ₁，…，Ａ_i，…，Ａ_Nの逆数を乗算する。復調部２２０は、第４の移相部２２３によって、第４の乗算部２２４の乗算結果の各周波数成分に対して、位相補正値α₁／２，…，α_i／２，…，α_N／２による回転処理を施す。具体的には、第４の移相部２２３は、第４の乗算部２２４の乗算結果の各周波数成分に対して、ｓｉｎ（α_i／２）−ｊｃｏｓ（α_i／２）を乗算する。

復調部２２０は、第３の移相部２２２から出力される各周波数成分と、第４の移相部２２３から出力される各周波数成分とをそれぞれ合成して、第２の合成信号として、逆デジタルフーリエ変換部２２５に入力する。逆デジタルフーリエ変換部２２５は、第２の合成信号の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施して出力する。逆デジタルフーリエ変換部２２５から出力された信号は、第１の実施形態と同様にして、同相成分および直交成分に変換される。

このように、復調部２２０は、デジタルフーリエ変換された第１および第２のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅および位相の補正およびイメージ周波数信号の除去を施して、補正およびイメージ周波数除去後の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施すことによって、ＲＦ信号を復調する。

補正値演算部２１０は、デジタルフーリエ変換された第１のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、第１の乗算部２１２によって、振幅補正候補値Ａｃを乗算する。補正値演算部２１０は、第１の乗算部２１２の乗算結果の各周波数成分に対して、第１の移相部２１３によって、位相補正候補値αｃによる回転処理を施す。具体的には、第１の移相部２１３は、第１の乗算部２１２の乗算結果の各周波数成分に対して、ｃｏｓ（αｃ／２）＋ｊｓｉｎ（αｃ／２）を乗算する。

また、補正値演算部２１０は、デジタルフーリエ変換された第２のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、第２の乗算部２１５によって、振幅補正候補値Ａｃの逆数を乗算する。補正値演算部２１０は、第２の乗算部２１５の乗算結果の各周波数成分に対して、位相補正候補値αｃに基づいて、第２の移相部２１４において第１のデジタル信号処理に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施す。具体的には、第２の移相部２１４は、第２の乗算部２１５の乗算結果の各周波数成分に対して、ｓｉｎ（αｃ／２）＋ｊｃｏｓ（αｃ／２）を乗算する。｛ｃｏｓ（αｃ／２）＋ｊｓｉｎ（αｃ／２）｝×｛ｓｉｎ（αｃ／２）＋ｊｃｏｓ（αｃ／２）｝＝ｊであるので、第１の移相部２１３における回転角と第２の移相部２１４における回転角とは、直交関係にある。

補正値演算部２１０は、第１の移相部２１３から出力される各周波数成分と、第２の移相部２１４から出力される各周波数成分とを合成して、第１の合成信号として、判定部２１７に入力する。

このようにして、補正値演算部２１０は、所定の範囲の振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃについて、周波数成分毎に、第１の合成信号を求める。判定部２１７は、各周波数成分に対して、第１の合成信号を得るので、各周波数成分における変曲点を求めることができる。判定部２１７によって求められた各周波数成分における変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値は、振幅補正値Ａ₁，…，Ａ_i，…，Ａ_Nおよび位相補正値α₁／２，…，α_i／２，…，α_N／２として、復調部２２０に入力される。各周波数成分の変曲点は、第１の実施形態と同様、２次元行列演算によって求められても良いし、第２の実施形態と同様、１次元行列演算もしくは逐次演算によって求められても良い。その他、変曲点を求めるための演算手法は特に限定されない。

比較部２３０は、動作開始時、各周波数成分に対して、第１および第２の合成信号のレベルを比較する。第１の合成信号のレベルが第２の合成信号のレベルよりも、所定のレベル（たとえば、１０ｄＢ〜３０ｄＢ）以上大きい周波数成分が存在する場合、比較部２３０は、復調部２２０に補正を実行させるための補正ステージに移行すべきであると判断し、補正値演算部２１０および復調部２２０に指示する。一方、第１の合成信号のレベルが第２の合成信号のレベルよりも、所定のレベル（たとえば、１０ｄＢ〜３０ｄＢ）以上大きい周波数成分が存在しない場合、比較部２３０は、振幅補正値Ａ＝０ｄＢ、位相補正値α／２＝０度で復調するように、復調部２２０に指示する。

補正ステージに移行した場合、補正値演算部２１０は、各周波数成分に対して、振幅補正値Ａ₁，…，Ａ_i，…，Ａ_Nおよび位相補正値α₁／２，…，α_i／２，…，α_N／２を求め、復調部２２０に補正させる。

これにより、広帯域信号に対しても、振幅および位相の補正、イメージ妨害抑圧が可能となる。

（第６の実施形態）
図８は、本発明の第６の実施形態に係る無線受信装置３００の機能的構成を示すブロック図である。図８において、第１の実施形態に係る無線受信装置１００と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。

図８において、無線受信装置３００は、第１のダウンコンバータ１０１ａと、第１のアナログデジタル変換部１４０ａと、第２のダウンコンバータ１０１ｂと、第２のアナログデジタル変換部１４０ｂと、局部発振器１０５と、第１の９０度移相器１０６と、補正値演算部１１０と、復調部３２０と、比較部３３０とを備える。

復調部３２０は、第３の乗算部３２１と、第３の移相部３２２と、第４の移相部３２３と、第５の移相部３２４と、第６の移相部３２５と、第４の乗算部３２６と、第３のダウンコンバータ３２７と、第４のダウンコンバータ３２８と、第５のダウンコンバータ３２９と、第６のダウンコンバータ３３２と、クロック生成部３３１とを含む。

復調部３２０は、第３の乗算部３２１によって第１のデジタル信号に振幅補正値Ａを乗算した信号と、クロック生成部３３１から出力されるクロック信号の位相を第３の移相部３２２によって位相補正値α／２度分回転させた信号とを、第３のダウンコンバータ３２７によって乗算した信号を第１の信号とする。

復調部３２０は、第４の乗算部３２６によって第２のデジタル信号に振幅補正値Ａの逆数を乗算した信号と、クロック信号の位相を第４の移相部３２３によって９０度回転かつ位相補正値α／２度分回転させた信号とを、第４のダウンコンバータ３２８によって乗算した信号を第２の信号とする。

復調部３２０は、第３の乗算部３２１によって第１のデジタル信号に振幅補正値Ａを乗算した信号と、クロック信号の位相を−９０度回転かつ位相補正値α／２度分逆回転させた信号とを、第５のダウンコンバータ３２９によって乗算した信号を第３の信号とする。

復調部３２０は、第４の乗算部３２６によって第２のデジタル信号に振幅補正値Ａの逆数を乗算した信号と、クロック信号の位相を位相補正値α／２度分回転させた信号とを、第６のダウンコンバータ３３２によって乗算した信号を第４の信号とする。

復調部３２０は、第１の信号と第２の信号との合成信号とを同相成分とする。復調部３２０は、第３の信号と第４の信号との合成信号とを直交成分とする。このように、復調部３２０は、ウィーバー方式によって、イメージ信号を除去する。

比較部３３０は、動作開始時、振幅補正値Ａ＝０ｄＢとし、位相補正値α／２＝０度として、補正値演算部１１０における第１の合成信号のレベルと、復調部３２０における同相成分および直交成分によるベクトルの大きさとを比較する。比較部３３０は、第１の合成信号のレベルが、ベクトルの大きさよりも所定値以上大きい場合、補正ステージに移行するように、復調部３２０および補正値演算部１１０に指示する。それに応じて、復調部３２０は、補正値演算部１１０からの補正値に基づいて、補正を実行する。

このように、復調部３２０は、イメージ信号を除去することができる構成であればよく、第１の実施形態のようにハートレー方式を採用していても良いし、第６の実施形態のように、ウィーバー方式を採用していてもよい。

（第７の実施形態）
図９は、本発明の第７の実施形態に係る無線受信装置４００の機能的構成を示すブロック図である。図９において、図１Ａに示す第１の実施形態に係る無線受信装置１００と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略することとする。

図９において、無線受信装置４００は、受信側増幅器４０１と、第１のスイッチ回路４０２と、送信側増幅器４０３と、第２のスイッチ回路４０４と、送信回路４０５と、第１のダウンコンバータ１０１ａと、第１のアナログデジタル変換部１４０ａと、第２のダウンコンバータ１０１ｂと、第２のアナログデジタル変換部１４０ｂと、局部発振器１０５と、第１の９０度移相器１０６と、補正値演算部１１０と、復調部１２０と、比較部１３０と、第３のメモリ４１０とを備える。なお、第７の実施形態では、無線受信装置４００に送信回路４０５がさらに含まれているが、ＲＦ信号を受信する装置であることに違いはないので、第７の実施形態においても、無線受信装置という。

第７の実施形態において、第１の実施形態と異なる点は、無線受信装置４００の電源投入時に、補正値演算部１１０は、予め振幅補正値および位相補正値を求めておいて、第３のメモリに格納しておく点である。具体的には、補正値演算部１１０は、送信回路からのＩＦ信号に基づいて、振幅補正値および位相補正値を求める。

無線受信装置４００は、電源投入時、以下のように動作する。電源が投入されると、無線受信装置４００内の制御部（図示せず）は、第１のスイッチ回路４０２を送信側に切り換え、第２のスイッチ回路４０４を受信側に切り換える。次に、無線受信装置４００は、送信回路４０５にイメージ周波数のＲＦ信号を何ポイントか出力させる。イメージ信号の周波数によって、振幅補正値および位相補正値は、異なってくる。そのため、具体的には、無線受信装置４００は、送信回路４０５に、複数のイメージ周波数（たとえば、最も高い周波数、中間の周波数、最も低い周波数）のＲＦ信号を出力させる。これによって、当該ＲＦ信号は、第１および第２のダウンコンバータ１０１ａ，１０１ｂに入力され、ＩＦ信号に変換される。補正値演算部１１０は、第１の実施形態と同様にして、当該ＩＦ信号を用いて、振幅補正値および位相補正値を求め、求めた振幅補正値および位相補正値を第３のメモリ４１０に格納する。

次に、無線受信装置４００は、第１のスイッチ回路４０２をアンテナ（図示せず）側に切り換え、第２のスイッチ回路４０４をアンテナ（図示せず）側に切り換える。その後、受信されたＲＦ信号がＩＦ信号に変換され、ＩＦ信号がデジタル信号に変換されて復調部１２０に入力されることとなる。復調部１２０は、当初、第３のメモリ４１０に格納されているイメージ周波数に応じた振幅補正値および位相補正値を用いて、補正を行う。

もし、電源投入時に送信回路４０５からのＲＦ信号以外の周波数を有するＲＦ信号を受信したら、無線受信装置４００は、受信したＲＦ信号に基づいて、補正値演算部１１０に、新たな振幅補正値および位相補正値を求めさせる。なお、比較部１３０において、補正値の演算が必要ないと判断されれば、補正値演算部１１０は、新たな振幅補正値および位相補正値を求めない。

このように、第７の実施形態では、電源投入時に予め振幅補正値および位相補正値を求めておき、補正が行われるので、より迅速に補正およびイメージ妨害の抑圧を行うことができる。また、ＲＦ信号の周波数が変われば、新たに振幅補正値および位相補正値を求めることができるので、周波数の変化に柔軟に対応することができる。

なお、第３のメモリ４１０を不揮発性メモリとすることによって、２回目以降の電源投入時には、補正値を求める演算を省略することができる。

なお、補正値演算部１１０は、電源投入時に求められている振幅補正値および位相補正値の近似値を、新たな振幅補正値および位相補正値の候補値として選び、まずは、それらの近似値を用いて、変曲点を求め、変曲点が見つからない場合のみ、候補値の範囲を広げて、新たな振幅補正値および位相補正値を求めても良い。これにより、より迅速に新たな振幅補正値および位相補正値を求めることができる。

なお、上記では、無線受信装置４００の構成として、図１Ａに示す構成を利用することとしたが、図１Ｂ、図１Ｃ、図４、図７または図８に示す構成を利用してもよい。この場合も、電源投入時に、補正のための演算が送信回路からのＲＦ信号に基づいて、補正値演算部によって行われればよい。当然、演算手法としては、２次元行列演算、１次元行列演算、または逐次演算のいずれが用いられても良い。

（第８の実施形態）
図１０Ａは、本発明の第８の実施形態に係る無線受信装置５００の機能的構成を示すブロック図である。図１０Ａにおいて、図１Ａに示す第１の実施形態に係る無線受信装置１００と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略することとする。

図１０Ａにおいて、無線受信装置５００は、第１のダウンコンバータ１０１ａと、第１のアナログデジタル変換部１４０ａと、第２のダウンコンバータ１０１ｂと、第２のアナログデジタル変換部１４０ｂと、局部発振器１０５と、第１の９０度移相器１０６と、補正値演算部５１０と、復調部５２０と、比較部５３０とを備える。

補正値演算部５１０は、第１のメモリ１１１と、第２のメモリ１１６と、第３のメモリ５１１と、第１の乗算部５１２と、第１の移相部５１３と、第２の移相部５１４と、第２の乗算部５１５と、ＳＰＤＴ１３０と、判定部１１７とを含む。復調部５２０は、第３のダウンコンバータ１２５ａと、第４のダウンコンバータ１２５ｂと、クロック生成部１２６と、第２の９０度移相器１２７とを含む。

以下、第８の実施形態に係る無線受信装置５００の動作について、第１および第２のステップに分けて説明する。図１０Ａを用いて、第１のステップにおける無線受信装置５００の動作を説明する。図１０Ｂを用いて、第２のステップにおける無線受信装置５００の動作を説明する。

第１のステップにおいて、ＤＰＤＴ１２９は、第１の乗算部５１２と第１の移相部５１３とを、第２の乗算部５１５と第２の移相部５１４とを接続する。また、ＳＰＤＴ１３０は、判定部１１７側に接続される。補正値演算部５１０は、第１のメモリ１１１に蓄積された第１のデジタル信号に対して、振幅補正値の候補となる振幅補正候補値Ａｃを第１の乗算部５１２で乗算する。補正値演算部５１０は、第１の乗算部５１２の乗算結果の位相を、位相補正値の候補となる位相補正候補値αｃ／２度分、第１の移相部５１３で逆回転させる。すなわち、第１の移相部５１３は、第１の乗算部５１２の乗算結果の位相を（０−αｃ／２）度分回転させる。

補正値演算部５１０は、第２のメモリ１１６に蓄積された第２のデジタル信号に対して、振幅補正候補値Ａｃの逆数１／Ａｃを第２の乗算部５１５で乗算する。補正値演算部５１０は、第２の乗算部５１５の乗算結果の位相に対して、９０度回転かつ位相補正候補値αｃ／２度分回転の処理を施す。すなわち、第２の移相部５１４は、第２の乗算部５１５の乗算結果の位相を（９０＋αｃ／２）度分回転させる。したがって、第１の移相部５１３において施される位相回転の角度と第２の移相部５１４によって施される位相回転の角度とは、直交する位相関係（直交関係）にある。

補正値演算部５１０は、第１の移相部５１３によって得られた第１のデジタル信号と第２の移相部５１４によって得られた第２のデジタル信号とを合成して、第１の合成信号とする。第１の合成信号は、判定部１１７および第３のメモリ５１１に入力される。判定部１１７は、第１の実施形態と同様の方法を用いて、振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２を算出する。振幅補正値Ａ、位相補正値α／２、および第１の合成信号は、第３のメモリ５１１に記憶される。

次に、第２のステップにおいて、ＤＰＤＴ１２９は、第１の乗算部５１２と第２の移相部５１４とを、第２の乗算部５１５と第１の移相部５１３とを接続する。また、ＳＰＤＴ１３０は、復調部５２０側に接続される。補正値演算部５１０は、第３のメモリ５１１を参照して、第１のメモリ１１１に蓄積された第１のデジタル信号に対して、振幅補正値Ａを第１の乗算部５１２で乗算する。補正値演算部５１０は、第１の乗算部５１２の乗算結果の位相に対して、９０度回転かつ位相補正値α／２度分回転の処理を施す。すなわち、第２の移相部５１４は、第１の乗算部５１２の乗算結果の位相を（９０＋α／２）度分回転させる。

補正値演算部５１０は、第３のメモリ５１１を参照して、第２のメモリ１１６に蓄積された第２のデジタル信号に対して、振幅補正値Ａの逆数１／Ａを第２の乗算部５１５で乗算する。補正値演算部５１０は、第２の乗算部５１５の乗算結果の位相を、位相補正値α／２度分、第１の移相部５１３で逆回転させる。すなわち、第１の移相部５１３は、第２の乗算部５１５の乗算結果の位相を（０−α／２）度分回転させる。

補正値演算部５１０は、第２の移相部５１４によって得られた第１のデジタル信号と、第１の移相部５１３によって得られた第２のデジタル信号とを合成して、第２の合成信号を得る。第２の合成信号は、第３のメモリ５１１および復調部５２０に入力される。第３のメモリ５１１は、第２の合成信号を記憶する。

復調部５２０において、第３のダウンコンバータ１２５ａ、第４のダウンコンバータ１２５ｂ、クロック生成部１２６、及び第２の９０度移相器１２７は、第１の実施形態と同様の方法を用いて、第２の合成信号から、同相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）を出力する。比較部５３０は、第１および第２の合成信号を第３のメモリ５１１から読み出す以外は、第１の実施形態と同様の動作を行なう。

このように、第８の実施形態に係る無線受信装置５００は、補正値演算部５１０が、第１のステップで振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２を算出し、第２のステップで第１および第２のデジタル信号を振幅補正値Ａおよび位相補正値α／２で補正するので、上述した実施形態に比べて、回路規模を小さくすることができる。

なお、上記全ての実施形態において、第１のアナログデジタル変換部１４０ａは、第１のＩＦ信号から所望のチャネルを選択して通過させる第１のチャネル選択フィルタと、第１のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換器とを含む構成であってもよい。さらに、第２のアナログデジタル変換部１４０ｂは、第２のＩＦ信号から所望のチャネルを選択して通過させる第２のチャネル選択フィルタと、第２のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換器とを含む構成であってもよい。

なお、上記全ての実施形態において、補正値演算部は、復調部による１回の補正が終了すると、すぐに、次の補正のための演算を行って、連続的に復調部が補正を行えるように、振幅補正値および位相補正値を演算し続けるとよい。

また、上記全ての実施形態において、補正値演算部は、ＲＦ信号におけるデータフレームの最初の部分のみで、補正のための演算を行うだけであってもよい。これにより、当該データフレームにおいて、イメージ抑圧による受信感度劣化が低減され、かつ補正のための演算に使用する消費電力が低減される。

また、上記全ての実施形態において、補正値演算部は、ＲＦ信号の各フレームのトレーニング信号を受信している時のみ、補正のための演算を行っても良い。このタイミングではデータの受信を行っていないため、これにより、受信感度への影響を低減できる。

本発明の無線受信装置は、振幅および位相の両方のばらつきを補償し、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができ、移動体端末等、特にマルチモードおよび／またはマルチバンドの移動体端末等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る無線受信装置１００の機能的構成を示すブロック図 可変利得増幅器を備える無線受信装置１００の機能的構成を示すブロック図 可変利得増幅器を備える無線受信装置１００の他の機能的構成を示すブロック図 振幅誤差および位相誤差が無いとして（すなわち、Ｂ＝０ｄＢおよびθ＝０度であるとして）、振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を変化させたときの第１の合成信号の値を求めた３Ｄコンター図 振幅誤差および位相誤差が存在するとして、振幅補正候補値Ａｃおよび位相補正候補値αｃ／２を変化させたときの第１の合成信号の値を求めた３Ｄコンター図 本発明の第２の実施形態における無線受信装置１００の補正値演算部１１０における演算アルゴリズムを説明するための図 逐次演算によって第１の合成信号を求める無線受信装置１００ａの機能的構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態における無線受信装置１００の補正値演算部１１０における演算アルゴリズムを説明するための図 イメージ信号のシンボル同期を行ったときに再生されたシンボルの波形を模式的に示す図 本発明の第５の実施形態に係る無線受信装置２００の機能的構成を示すブロック図 本発明の第６の実施形態に係る無線受信装置３００の機能的構成を示すブロック図 本発明の第７の実施形態に係る無線受信装置４００の機能的構成を示すブロック図 本発明の第８の実施形態に係る無線受信装置５００の機能的構成を示すブロック図（第１のステップ） 本発明の第８の実施形態に係る無線受信装置５００の機能的構成を示すブロック図（第２のステップ） イメージ周波数信号による妨害のメカニズムを示す図 ハートレー方式を採用するための無線受信装置の機能的構成を示すブロック図 図１２Ａにおける第１のミキサ９０１の出力信号の位相関係を示すブロック図 図１２Ａにおける第２のミキサ９０２の出力信号の位相関係を示すブロック図 図１２Ａにおける第２の移相器９０４の出力信号の位相関係を示す図 特許文献１に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図 特許文献２に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図 特許文献３、特許文献４、および特許文献５に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図

符号の説明

１００，２００，３００，４００，５００ 無線受信装置
１０１ａ 第１のダウンコンバータ
１０１ｂ 第２のダウンコンバータ
１０２ａ 第１のアンチエリアジングフィルタ
１０３ａ 第１のアナログデジタル変換器
１０４ａ 第１のチャネル選択フィルタ
１０２ｂ 第２のアンチエリアジングフィルタ
１０３ｂ 第２のアナログデジタル変換器
１０４ｂ 第２のチャネル選択フィルタ
１０５ 局部発振器
１０６ 第１の９０度移相器
１１０，２１０，５１０ 補正値演算部
１２０，２２０，３２０，５２０ 復調部
１３０，２３０，３３０，５３０ 比較部
１４０ａ 第１のアナログデジタル変換部
１４０ｂ 第２のアナログデジタル変換部
１１１，１１６，５１１ メモリ
１１２，２１２，５１２ 第１の乗算部
１１３，２１３，５１３ 第１の移相部
１１４，２１４，５１４ 第２の移相部
１１５，２１５，５１５ 第２の乗算部
１１７，２１７ 判定部
１２１，２２１，３２１ 第３の乗算部
１２２，２２２，３２２ 第３の移相部
１２３，２２３，３２３ 第４の移相部
３２４ 第５の移相部
３２５ 第６の移相部
１２４，２２４，３２６ 第４の乗算部
１２５ａ，３２７ 第３のダウンコンバータ
１２５ｂ，３２８ 第４のダウンコンバータ
３２９ 第５のダウンコンバータ
３３２ 第６のダウンコンバータ
１２６，３３１ クロック生成部
１２７ 第２の９０度移相器
１２９ ＤＰＤＴ
１３０ ＳＰＤＴ
２１１ 第１のデジタルフーリエ変換部
２１６ 第２のデジタルフーリエ変換部
２２５ 逆デジタルフーリエ変換部
４０１ 受信側増幅器
４０２ 第１のスイッチ回路
４０３ 送信側増幅器
４０４ 第２のスイッチ回路
４０５ 送信回路
４１０ 第３のメモリ

Claims (25)

1. 無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であって、
   前記無線周波数信号を、９０度位相が異なる２つの局部発振信号に基づいて、第１および第２の中間周波数信号に変換する周波数変換部と、
   前記第１の中間周波数信号を第１のデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、
   前記第２の中間周波数信号を第２のデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、
   前記第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正すると共に、イメージ周波数信号を除去し、得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部と、
   前記復調部において前記第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求める補正値演算部とを備え、
   前記補正値演算部は、前記第１のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を位相補正候補値分回転することによって得られる信号と、前記第２のデジタル信号に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に前記第１のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第１の合成信号とし、前記第１の合成信号の変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値として、前記復調部に入力することを特徴とする、無線受信装置。
2. 前記補正値演算部は、前記第１のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を位相補正候補値分逆回転することによって得られる信号と、前記第２のデジタル信号に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に位相を９０度回転かつ前記位相補正候補値分回転することによって得られる信号との合成を前記第１の合成信号とすることを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記補正値演算部は、２次元行列演算によって、前記変曲点を求めることを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記補正値演算部は、位相補正候補値を０度に固定して、１次元行列演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、１次元行列演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値とすることを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
5. 前記補正値演算部は、振幅補正候補値を０ｄＢに固定して、１次元行列演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、１次元行列演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、前記位相補正値および前記振幅補正値とすることを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
6. 前記補正値演算部は、位相補正候補値を０度に固定して、逐次演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、逐次演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値とすることを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
7. 前記補正値演算部は、振幅補正候補値を０ｄＢに固定して、逐次演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、逐次演算によって、前記第１の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、前記位相補正値および前記振幅補正値とすることを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
8. 前記復調部は、ハートレー方式によって、イメージ周波数信号を除去することを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
9. 前記復調部は、前記第１のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算すると共に前記第１のデジタル信号の位相を前記位相補正値分回転することによって得られる信号と、前記第２のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算すると共に前記第２のデジタル信号の位相を−９０度回転かつ前記位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第２の合成信号とし、前記第２の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換することを特徴とする、請求項８に記載の無線受信装置。
10. 前記補正値演算部における前記第１の合成信号のレベルと前記復調部における前記第２の合成信号のレベルとを比較し、前記第１の合成信号のレベルが、前記第２の合成信号のレベルよりも所定値以上大きい場合のみ、前記復調部に補正を実行させる比較部をさらに備える、請求項９に記載の無線受信装置。
11. 前記復調部は、ウィーバー方式によって、イメージ周波数信号を除去することを特徴とする、請求項２に記載の無線受信装置。
12. 前記復調部は、
    前記第１のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を前記位相補正値分回転させた信号とを乗算して第１の信号とし、
    前記第２のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算した信号と前記クロック信号の位相を９０度回転かつ前記位相補正値分回転させた信号とを乗算して第２の信号とし、
    前記前記第１のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を−９０度回転かつ前記位相補正値分逆回転させた信号とを乗算して第３の信号とし、
    前記第２のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算した信号と前記クロック信号の位相を前記位相補正値分回転させた信号とを乗算して第４の信号とし、
    前記第１の信号と前記第２の信号との合成信号とを同相成分とし、
    前記第３の信号と前記第４の信号との合成信号とを直交成分とする、請求項１１に記載の無線受信装置。
13. 前記補正値演算部における前記第１の合成信号のレベルと前記復調部における同相成分および直交成分によるベクトルの大きさとを比較し、前記第１の合成信号のレベルが、前記ベクトルの大きさよりも所定値以上大きい場合のみ、前記復調部に補正を実行させる比較部をさらに備える、請求項１２に記載の無線受信装置。
14. 前記補正値演算部は、連続的に補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
15. 前記補正値演算部は、前記無線周波数信号におけるデータフレームの最初の部分でのみ、補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
16. 前記補正値演算部は、前記無線周波数信号におけるデータフレーム中のトレーニング信号受信時にのみ、補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
17. 前記補正値演算部は、電源投入時に補正のための演算を行い、予め、前記振幅補正値および前記位相補正値を求めておき、
    前記復調部は、予め求められた前記振幅補正値および前記位相補正値に基づいて、補正を行うことを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
18. 前記補正値演算部は、電源投入時、送信回路からの無線周波数信号に基づいて、補正のための演算を行い、予め、前記振幅補正値および前記位相補正値を求めることを特徴とする、請求項１７に記載の無線受信装置。
19. 前記補正値演算部は、前記送信回路からの前記無線周波数信号の周波数以外の周波数に対応する無線周波数信号を受信したら、前記受信した無線周波数信号に基づいて、新たに、補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項１８に記載の無線受信装置。
20. 前記無線受信装置は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式で、前記中間周波数信号を得て、
    前記補正値演算部は、隣接チャネルに相当するイメージ周波数信号のシンボル同期を行って、再生されたシンボルの包絡線が安定するタイミングで前記変曲点を求めることを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
21. 前記復調部は、デジタルフーリエ変換された前記第１および第２のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅および位相の補正およびイメージ周波数信号の除去を施して、補正およびイメージ周波数除去後の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施し、逆デジタルフーリエ変換によって得られた信号をベースバンド帯域にダウンコンバートし、
    前記補正値演算部は、デジタルフーリエ変換された前記第１のデジタル信号の各周波数成分に対して、前記振幅補正候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、デジタルフーリエ変換された前記第２のデジタル信号の各周波数成分に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に前記第１のデジタル信号の各周波数成分に施された回転と直交関係にある回転を施すことによって得られる信号とを合成して前記第１の合成信号とし、各周波数成分における前記第１の合成信号の変曲点を求め、各前記変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、各周波数成分に対応する前記振幅補正値および前記位相補正値として、前記復調部に入力して前記第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正させることを特徴とする、請求項１に記載の無線受信装置。
22. 第１のアナログデジタル変換部は、
    エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、前記第１の中間周波数信号を通過させる第１のアンチエリアジングフィルタと、
    前記第１のアンチエリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換器と、
    前記第１のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、前記第１のデジタル信号として出力する第１のチャネル選択フィルタとを含み、
    第２のアナログデジタル変換部は、
    エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、前記第２の中間周波数信号を通過させる第２のアンチエリアジングフィルタと、
    前記第２のアンチエリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換器と、
    前記第２のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、前記第２のデジタル信号として出力する第２のチャネル選択フィルタとを含む、請求項１に記載の無線受信装置。
23. 前記第１のアナログデジタル変換部は、
    前記第１の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第１のチャネル選択フィルタと、
    前記第１のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換器とを含み、
    前記第２のアナログデジタル変換部は、
    前記第２の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第２のチャネル選択フィルタと、
    前記第２のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換器とを含む、請求項１に記載の無線受信装置。
24. 無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であって、
    前記無線周波数信号を、９０度位相が異なる２つの局部発振信号に基づいて、第１および第２の中間周波数信号に変換する周波数変換部と、
    前記第１の中間周波数信号を第１のデジタル信号に変換する第１のアナログデジタル変換部と、
    前記第２の中間周波数信号を第２のデジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換部と、
    前記第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求めると共に、当該振幅補正値および位相補正値を用いて前記第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正し、イメージ周波数信号を除去する補正値演算部と、
    イメージ周波数信号を除去することで得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部とを備え、
    前記補正値演算部は、前記第１のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を位相補正候補値分回転することによって得られる信号と、前記第２のデジタル信号に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に前記第１のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第１の合成信号とし、前記第１の合成信号の変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値とすることを特徴とする、無線受信装置。
25. 前記補正値演算部は、前記第１および第２のデジタル信号の振幅および位相を補正するのに、前記第１のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算すると共に前記第１のデジタル信号の位相を９０度回転かつ前記位相補正値分回転することによって得られる信号と、前記第２のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算すると共に前記位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第２の合成信号とし、
    前記復調部は、前記第２の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換することを特徴とする、請求項２４に記載の無線受信装置。

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