JP3346915B2 - ミキサー回路 - Google Patents
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Description
IF(中間周波数)信号に変換する際に、イメージ信号
を抑圧するよう構成されたミキサー回路に関する。
用いて説明する。入力端子181に入力されたRF信号
fRと妨害信号fIを、ミキサー182に供給し、局部
発振器183より出力されたローカル信号fLと乗ず
る。ミキサー182をダウンコンバータとして使用すれ
ば、RF信号fRとローカル信号fLの差の周波数の出
力信号fIFを出力端子184に出力する。また、ミキ
サー182に供給された妨害波信号fIも、ローカル信
号fLとの差周波数のイメージ出力fIMとして出力端
子184に出力される。この出力端子184より出力さ
れた信号を、図示しないフィルタを介してイメージfI
Mを除去し、出力信号fIFのみをIF信号処理段に出
力する。
うにチャンネル間隔が十分に確保されていれば、選局さ
れたIF信号fIFの帯域内にイメージ出力信号fIM
が入ることがないため、IF信号fIFを通過させるフ
ィルタでイメージ出力信号fIMを除去することができ
る。
9に示すように、チャンネル間隔が地上波と異なりチャ
ンネル間に隙間がない。この場合、入力信号fRが入力
されるとミキサー182により周波数変換されたIF信
号fIFの帯域内にイメージ出力信号fIMが入ってし
まい、IF信号fIFを通過させるフィルタでイメージ
出力信号fIMを除去することが困難である。現状のC
ATVチューナーでは、これらのイメージ出力信号fI
Mを、積極的に除去することはコストと技術的側面から
非常に困難であり、チューナーのシールドなどを強化す
ることで対策をしてきた。
る方法として知られている移相型イメージ抑圧型ミキサ
ー回路を図20に示す。入力端子201に、入力信号f
Rと妨害信号fIを入力する。この信号は、分配器20
2に供給し、分配された信号aと局部発振器205から
供給するローカル信号fLをミキサー203で掛け合わ
せダウンコンバータする。分配された信号aとローカル
信号fLの差周波数の信号bを90゜移相器206で9
0゜移相を遅らせ、信号cとなる。分配器202により
分配された他方の信号dは、局部発振器205から発振
するローカル信号fLを90゜移相器207で90゜移
相を遅らせた信号eとミキサー204により掛け合わ
せ、信号dと信号eの差周波数の信号fを出力する。こ
れらの信号cと信号fを加算器208で足し合わせ出力
信号fIFを出力端子209に出力する。この出力端子
209には、一般のミキサーに、90゜移相器を加える
ことにより、イメージ出力信号fIMは出力されないこ
とになる。
号fIが、入力されるが、移相型のイメージ抑圧型ミキ
サー回路を使用することにより、イメージ出力信号fI
Mが、出力端子209に出力されない。以下、このこと
について説明をする。入力信号fRをsinωRt、ロ
ーカル信号fLをsinωLt、妨害信号fIをsin
ωItとし、ミキサー203をfL>fR形式、fI>
fL形式とすると、信号bは、入力信号fRおよびロー
カル信号fLとの差周波数の出力信号fIF1と妨害信
号fIおよびローカル信号fLとの差周波数のイメージ
出力信号fIM1からなる。fIF1を次式に示す。
波数のみを考えたときのfIF1は、 =1/2×cos(ωL−ωR)t … (2) となる。同様に、信号bのイメージ出力信号fIM1
は、 fIM1=sinωIt×sinωLt =−1/2×[cos(ωI+ωL)t−cos(ωI−ωL)t] … (3) で、表わされ、差周波数のみを考えれば、 =1/2×cos(ωI−ωL)t … (4) となる。
0゜遅れた信号cになる。この信号cを、信号fIF
1’とイメージ出力信号fIM1’からなるとする。f
IF1’は(2)式より、 fIF1’=1/2×cos(ωLt−ωRt+90゜) … (5) 信号cのfIM1’は(4)式より、 fIM1’=1/2×cos(ωIt−ωLt+90゜) … (6) で表わされる。
た信号eと、入力信号dの掛け合わせである。信号fを
なすIF2とイメージ出力信号fIM2を式で表わす
と、 fIF2=sin(ωLt+90゜)×sinωRt =−1/2×[cos(ωLt+90゜+ωRt)−cos(ωLt +90゜−ωRt] … (7) であり、差周波数のみを考えれば、 =1/2×[cos(ωLt+90゜−ωRt)] … (8) である。同様に、 fIM2=sinωIt×sin(ωLt+90゜) =−1/2×[cos(ωIt+ωLt+90゜)−cos(ωIt −(ωLt+90゜)] … (9) 差周波数のみを考えれば、 =1/2×cos(ωIt−ωLt−90゜) … (10) である。出力端子209に出力される信号は、信号cと
信号fを加算器208で加算された信号を出力する。
信号が除去されたものとなる。
して、ローカル信号Lを90゜移相する移相器207
が、広帯域のため、位相精度が下がり、イメージ抑圧比
が低下する問題がある。つまり、位相偏差、利得偏差の
両特性が、イメージ抑圧率に悪影響を与える。そこで、
位相を検波し、フィードバックをかける方法が考えられ
るが、この方法では、使用する数十〜数百M程度の周波
数帯が高くなる程、位相検波による位相制御の誤差が、
大きくなり、精度的に実現できなくなる。
き、移相型イメージ抑圧型ミキサー回路は、特性を満足
することができないため、余り使用されていない。さら
に、移相器の位相精度が問題になり、IC化は、不可能
である。
イメージ抑圧型ミキサー回路では、局部発振器からのロ
ーカル信号を90゜移相器が移相する周波数が広帯域の
ため、位相精度が下がり、イメージ抑圧比が低下する問
題があり、極一部の分野を除き、特性を満足することが
できず使用されていないのが実情である。
型イメージ抑圧型のミキサー回路を実現することにあ
る。
を解決するために、RF信号を一方の入力とする第1お
よび第2の乗算器と、所望の周波数のIF信号を得るに
要する周波数で発振する局部発振器と、前記局部発振器
の発振出力を入力とし、所定の位相遅れの位相関係を持
つ第1および第2の出力を、それぞれ前記第1および第
2の乗算器の他方へそれぞれ供給する第1の移相器と、
前記第1および第2の乗算器の出力を入力とし、前記第
2の乗算器の出力に対する前記第1の乗算器の出力の位
相差に所定の位相遅れを施した位相差を有する第1およ
び第2の移相出力を出力する第2の移相器と、前記第1
および第2の移相出力を加算して出力する加算手段と、
前記第1および第2の移相出力を減算して出力する減算
手段と、前記加算手段の出力および前記減算手段の出力
のうち、少なくとも何れか一方の電力を検出する検波手
段と、前記検波手段の結果に応じ、前記加算手段の出力
におけるイメージを抑えるよう制御する制御手段とから
なることを特徴とする。また、この発明は、RF信号を
一方の入力とする第1および第2の乗算器と、所望の周
波数のIF信号を得るに要する周波数で発振する局部発
振器と、前記局部発振器の発振出力を入力とし、所定の
位相遅れの位相関係を持つ第1および第2の出力を、そ
れぞれ前記第1および第2の乗算器の他方へそれぞれ供
給する第1の移相器と、前記第1および第2の乗算器の
出力を入力とし、前記第2の乗算器の出力に対する前記
第1の乗算器の出力の位相差に所定の位相遅れを施した
位相差を有する第1および第2の移相出力を出力する第
2の移相器と、前記第1および第2の移相出力を加算し
て出力する第1の加算手段と、前記第1および第2の乗
算器の出力を入力とし、前記第1の乗算器の出力に対す
る前記第2の乗算器の出力の位相差に所定の位相遅れを
施した位相差を有する第3および第4の移相出力を出力
する第3の移相器と、前記第3および第4の移相出力を
加算して出力する第2の加算手段と、前記第1および第
2の加算手段の出力のうち、少なくとも何れか一方の電
力を検出する検波手段と、前記検波手段の結果に応じ、
前記第1の加算手段の出力におけるイメージを抑えるよ
う制御する制御手段とからなることを特徴とする。
イメージ信号のキャンセル率が向上し、ひいては、極め
て優れたイメージ抑圧比を実現するイメージ抑圧ミキサ
ーを提供することができる。
して詳細に説明する。図1はこの発明の一実施例を説明
をするためのシステム図である。入力端子11にはRF
信号を供給し、分配器12を介して乗算器13および1
4の一端にそれぞれ供給する。一方、局部発振器15お
よび90°移相器16により、90°の位相関係をもつ
局部発振信号a,bを生成し、乗算器13,14の他端
に供給して乗算を行う。ここで90°移相器16の2系
統の出力のうち、+の符号を付した出力信号bが他方の
出力aに比して、90°の位相遅れがあるものとする。
乗算器13,14の各出力c,dは、90°移相器17
にそれぞれ供給し、図中の+側符号の出力を基準とした
他方の出力との位相差が、入力cとdの位相差に比し
て、90°の位相遅れの位相関係にあるような出力e,
fを出力する。出力e,fは、加算器18にて加算を行
い、ここで若し90°移相器16および17における移
相・利得偏差やその他ミキサー13,14等の位相・ゲ
イン偏差がなければ、従来例で述べたように、イメージ
成分の除去されたIF信号が出力端子19より得ること
ができる。
想状態はあり得ないので、イメージ除去比は位相・利得
偏差の制限を受けることになる。ここで、図2に示すよ
うな、コンデンサC1、抵抗R1より構成される低域フ
ィルタとコンデンサC2、抵抗R2より構成される高域
フィルタの組み合わせによる90°移相器を用いた場合
を考えてみる。いま、C1=C2=C、R1=R2=R
とすれば、この90°移相器の周波数特性は図3のよう
になる。90°移相器17は、あらかじめ定められた単
一周波数のIF信号のみ入力されるとすれば実質的に問
題はないが、90°移相器16は局部発振周波数の範囲
で用いられるため大きく利得偏差を生ずることがわか
る。
算出力c,dにも現れるので、この乗算出力c,dのパ
ワー(電力)が等しくなるよう工夫すればよい。そこ
で、乗算出力c,dを入力とする電力検波回路20を設
け、入力のパワー差より90°移相器16に応じた制御
信号を出力して、利得偏差が減少するような制御をかけ
る。図2の90°移相器16の場合は、可変抵抗あるい
は可変容量を用いて、フィルタの時定数を可変できるよ
う構成し、図3の周波数特性における交点Pを動作周波
数の位置まで移動できるようにすればよい。
位相の相関関係がわかっている90°移相器を用いれ
ば、電力検波回路20の検波結果により、90°移相器
の位相を制御できるよう構成することができる。
比の制限となる位相・利得偏差を制限することが可能に
なったことから、所望のIF信号に混入しているイメー
ジ信号のキャンセル率を向上できる。
の他の実施例を説明するためのシステム図である。図1
の実施例と同構成の部位には同符号を付し、ここでは異
なる部分を中心に説明する。この実施例は、乗算器1
3,14と90°移相器17の間に利得制御アンプ4
1,42をそれぞれ設け、電力検波回路20´にて乗算
器13,14の出力c,dのパワー差に応じて90°移
相器17の入力c´,d´間のパワー差を減じるよう利
得制御を利得制御アンプ41,42にかけるよう構成し
たものである。さらにこの実施例では、フィードフォワ
ード型の制御をかける構成となっているが、フィードバ
ック型でもこの発明の内容を損なうものではない。
ることにより、局部発振器15側に設けた90°移相器
16や乗算器13,14における位相偏差や利得偏差を
抑えることができ、イメージ除去比に優れたイメージ抑
圧ミキサーが実現できる。
器17は、あらかじめ定められた単一周波数のIF信号
のみ入力されるとすれば、位相偏差や利得偏差は実質的
には考えなくともよい。そこで図5のように構成して
も、図4の実施例と同様の効果が得られるはずである。
他の実施例について説明する。なお、前述の実施例と同
構成の部分には同符号を付して説明する。この実施例
は、90°移相器17の出力e,fのパワー差を電力検
波回路20´にて検出し、加算器18入力e´,f´に
おけるパワー差を減じるような制御を、乗算器13,1
4と90°移相器17の間に設けた利得制御アンプ4
1,42にかけるよう構成したものである。この実施例
も図4の実施例同様、フィードフォワード型,フィード
バック型いずれかを問わないし、さらに出力e,fのパ
ワー差に応じて、加算器18における加算量を可変する
よう構成した場合も等価である。
°移相器17は、あらかじめ定められた単一周波数のI
F信号のみ入力されるものとして、ここでの位相偏差や
利得偏差は考慮しなかった。しかしながら、実際のIF
信号は同一システム上で異なる周波数のIF信号を扱う
場合が存在する。例えばTV受像機におけるIF信号は
国によって異なる周波数を採用している場合があり、こ
のような場合、前記90°移相器17における位相偏差
や利得偏差も考慮する必要がある。またイメージ抑圧ミ
キサーをIC化する際には、製造ばらつきなどの影響が
あり、同様の考慮が必要となる。
16の位相偏差・利得偏差を考慮不要であれば、図4の
実施例と同様の理論で、この実施例では90°移相器1
7の利得偏差について補正していることになる。つまり
図1あるいは図4の実施例と組み合わせることにより、
90°移相器6の位相偏差あるいは利得偏差と、90°
移相器7の利得偏差を抑えることが可能になる。
するためのシステム図である。この実施例は図5の実施
例に比して電力検波回路20により90°移相器17の
移相・利得を制御するよう構成したものであり、前述の
実施例と同構成の部位には同符号を付してある。なお、
電力検波回路20による90°移相器17の制御は、図
1の実施例の電力検波回路20による90°移相器16
の制御と同様であり、これ以上の説明は省略する。この
実施例においても、図1あるいは図4の実施例と組み合
わせることにより、90°移相器16および17の両方
の移相偏差あるいは利得偏差を抑えることができる。
電力検波回路20,20´と90°移相器17による移
相偏差・利得偏差抑制は、常時ループ制御をかける必要
はなく、イメージ抑圧ミキサーを組み込むシステムの製
造時のみ制御をかけるか、外部調整するか、して、後は
固定するような構成も考えられる。
0°移相器や乗算器における位相偏差や利得偏差、加え
てIF信号経路に設けた90°移相器における移相偏差
や利得偏差を抑えることができ、イメージ除去比に優れ
たイメージ信号の抑圧が可能となる。
明するためのシステム図である。ここでも先の実施例と
同構成の部位には同符号を付して説明する。加算器18
の出力gは、各経路の位相・利得偏差がなければ、従来
例で説明したように、同方向ベクトルの和であるIF信
号のみが得られ、逆方向のベクトルの和であるイメージ
信号をキャンセルできる。いま、図1の実施例にて説明
したと同様に、90°移相器17の移相・利得偏差は無
視し、90°移相器16は図2の回路であるとすると、
90°移相器16は、図8(b)のような周波数依存性
を持つので、出力は前述のように利得偏差を生じ、イメ
ージ信号がキャンセルしきれないことになる。
は同方向のベクトルの和、つまりIF信号のパワーの
和、イメージ信号は逆方向ベクトルの和、つまりイメー
ジ信号のパワーの差であることから、周波数に対するI
F信号およびイメージ信号のパワーの変化量は、図8
(a)および(c)で表すことができる。加算器18の
出力における「周波数−パワー特性」は図8の(a)
(b)を合成したものなので、図8(b)の交点Pの周
波数において、最小パワーになることがわかる。つま
り、加算器18の出力パワーを最小にするよう制御すれ
ば、利得偏差を抑えることができる。
力検波回路71に入力し、出力gが最小パワーとなるよ
うに90°移相器16の利得偏差を制御するよう構成し
ている。90°移相器16の制御法については、図1の
実施例などと同様に実現でき、さらに利得と位相の相関
関係がわかる90°移相器を採用すれば、この実施例に
おいて位相偏差のループ制御が可能な点もまた同様であ
る。
すもので利得偏差のみを考慮した場合である。図7の実
施例と同構成の部位には同符号を付して説明を省略す
る。この実施例は、乗算器13,14と90°移相器1
7の間に利得制御アンプ91,92をそれぞれ設け、電
力検波回路71´にて検出した加算器出力gのパワー変
化に応じ、結果的に90°移相器7の入力c´,d´間
のパワー差を減じるよう利得制御を利得制御アンプにか
けるよう構成したものである。
器15側に設けた90°移相器16や乗算器13,14
における位相偏差や利得偏差を抑えることができ、イメ
ージ除去比に優れたイメージ抑圧ミキサーが実現でき
る。
出力gの電力検波結果に基づき、ループ制御する構成で
あった。出力gは前述のように、IF信号は同方向のベ
クトルの和、イメージ信号は逆方向のベクトルの和であ
り、位相・利得偏差が極端に劣化しない限り、IF信号
成分のパワー比が大きくなる。ここで、例えば選局装置
に用いるイメージ抑圧ミキサーにおいて、所望の局のパ
ワーより、妨害波のパワーが極めて大きな場合を考える
と、イメージ信号の抑圧パワー分に比して、IF信号の
抽出パワー分が小さくなってしまう。これを電力検波し
て制御に用いるような図7,9の実施例では、精度的に
極めて不利であり、位相・利得偏差の劣化につながる恐
れがある。
実施例では、逆にIF信号を抑圧してイメージ信号を取
り出し、これを電力検波するよう構成したイメージ抑圧
ミキサーの例である。前述の実施例と同構成の部位には
同符号を付し、説明を省略する。この実施例は、加算器
18と並列に、90°移相器17の出力e,fを入力と
する減算器101を設け、減算出力hを電力検波回路7
1へ供給する。出力hは、加算器18の出力gとはベク
トルが逆に加算されるので、IF信号は逆方向のベクト
ルの和、イメージ信号は同方向のベクトルの和となる出
力を得る。ここで90°移相器16が図2の回路とすれ
ば、イメージ信号の「周波数−パワー特性」は図8
(a)、IF信号の同特性は図8(c)となり、図7の
実施例と同様、減算出力hのパワーが最小になるよう、
電力検波回路71により90°移相器16の利得偏差を
制御する。位相偏差についても、図7の実施例と同様に
抑えることができる。
実施例は、図10の減算器101の出力と等価な出力
を、90°移相器111および加算器112にて実現し
たものである。前出の実施例と同構成の部位には同符号
を付し、説明を省略する。
11における入力c,dを以下とする。
い、乗算器による和周波数分および各回路における入出
力間の位相変化は考えない。これより得る90°移相器
17の出力e,fは、 e=1/2×[cos(ωLt−ωRt+90°) +cos(ωIt−ωL t+90°)] … (14) f=1/2×[cos(ωLt−ωRt+90°) +cos (ωIt−ωLt−90°)] =1/2×(cos(ωLt−ωRt+90°) −cos (ωIt−ωLt+90°)] … (15) 一方、90°移相器111の出力e´,f´は、 e´=1/2×[cos(ωLt−ωRt)+cos(ωIt−ωLt)] … (16) f´=1/2×[cos(ωLt−ωRt+180°) +cos(ωIt −ωLt−0°)] =1/2×(−cos(ωLt−ωRt)+cos(ωIt −ωLt)] … (17) よって、それぞれの加算出力である出力gおよびhは、 g=cos(ωLt−ωRt+90°)=−sin(ωL−ωR)t … (18) h=cos(ωIt−ωLt) … (19) にて表され、出力gではイメージ信号が抑圧されたIF
信号が、出力hではIF信号が抑圧されたイメージ信号
が、それぞれ得られることがわかる。これは、パワー値
からみれば前述の減算器を設けた図10の実施例と等価
であり、同じ効果が得られるものである。その他構成,
内容は図10の実施例と同一であるので説明は省略す
る。
他の実施例は、図10,図11の実施例に比して利得偏
差のみを考慮した実施例である。前出の実施例と同構成
の部位には同符号を付し、説明を省略する。この各実施
例では、乗算器13,14の出力c,dを入力とする利
得制御アンプ91,92を設け、電力検波回路70´に
より利得制御されることで利得偏差の減じられた出力c
´,d´を90°移相器17へ供給するよう構成したも
のである。その他構成,内容は同一であるので説明は省
略する。
を構成することにより、所望受信信号レベルが小さい場
合や妨害波のレベルが大きい場合においても、90°移
相器16や乗算器13,14における位相偏差や利得偏
差を精度良く抑えることができ、イメージ除去比に優れ
たイメージ抑圧ミキサーが実現できる。
の第6〜第9他の実施例は、所望受信信号レベルが小さ
い場合や妨害波のレベルが大きい場合において、位相偏
差や利得偏差を抑えるに有利であったが、逆に所望受信
信号レベルが大きい場合や妨害波のレベルが小さい場合
は不利になる。
0,第11の他の実施例は、図10〜図13で説明した
何れの場合の実施例においても、精度良く位相偏差や利
得偏差を抑えるよう構成したイメージ抑圧ミキサーの例
である。前出の実施例と同構成の部位には同符号を付
し、説明を省略する。
41,142を設け、加算器18の出力gを電力検波回
路141に、減算器101の出力hを電力検波回路14
2に入力する。出力gおよび出力hは電力比較器143
にも供給し、何れの入力パワー値が大きいかを比較す
る。比較結果はスイッチ144へ供給され、出力g,h
のうちパワー値の大きい系の電力検波回路の出力を選択
出力するように構成し、この選択出力により90°移相
器16の移相あるいは利得制御を行う。その他構成,内
容は図10,図11と同一であるので説明は省略する。
例に比して利得偏差のみを考慮した、この発明の第12
および第13の他の実施例である。前出の実施例と同構
成の部位には同符号を付し、説明を省略する。この実施
例では、乗算器13,14の出力c,dを入力とする利
得制御アンプ91,92を設け、電力検波回路141a
あるいは同142bおよびスイッチ144aにより選択
された電力検波出力により利得制御することで利得偏差
の減じられた出力c´,d´を90°移相器17へ供給
するよう構成したものである。その他構成,内容は図1
4,図15と同一であるので説明は省略する。
ば、所望受信信号レベルが大きい場合や妨害波のレベル
が小さい場合にはイメージ抑圧したIF信号出力を、所
望受信信号レベルが小さい場合や妨害波のレベルが大き
い場合においてはIF信号を抑圧したイメージ信号の出
力を、それぞれ電力検波して位相・利得制御するので、
前記何れの場合においても精度良く位相偏差や利得偏差
を抑えることができ、ひいてはイメージ抑圧比に優れた
イメージ抑圧ミキサーを実現できる。
例に限定されるものではなく、局部発振器出力に設けた
90°移相器は、乗算器出力におけるIF信号成分の位
相差が90°であればよく、例えばRF信号に90°の
位相差を持たせるように構成してもよい。また利得制御
アンプについても、加算器の入力バランスを可変できる
ような位置であれば、図示したとおりに限らずにいずれ
の信号経路に設けても問題なく、さらにRF信号の分配
比や前記加算器の加算比を可変できるよう構成した場合
も、等価とみなすことができる。
ー回路によれば、広周波数帯域にて位相偏差や利得偏差
を抑えることができ、さらに所望信号や妨害波の受信レ
ベル比に左右されることなく同性能を向上できることか
ら、イメージ抑圧率に優れたイメージ抑圧ミキサーを実
現することができる。
図。
ための回路図。
ム図。
システム図。
システム図。
システム図。
システム図。
のシステム図。
のシステム図。
のシステム図。
のシステム図。
めのシステム図。
めのシステム図。
めのシステム図。
めのシステム図。
送におけるスペクトル図。
ージ抑圧ミキサー回路を説明するためのシステム図。
15…局部発振器、16,17,111…90°移相
器、18,112…加算器、19…出力端子、20,2
0´,71,71´,141,141a,142,14
2b…電力検波回路、41,42,91,92…利得制
御アンプ、101…減算器、143…電力比較器、14
4,144a…スイッチ。
Claims (8)
- 【請求項1】 RF信号を一方の入力とする第1および
第2の乗算器と、 所望の周波数のIF信号を得るに要する周波数で発振す
る局部発振器と、 前記局部発振器の発振出力を入力とし、所定の位相遅れ
の位相関係を持つ第1および第2の出力を、それぞれ前
記第1および第2の乗算器の他方へそれぞれ供給する第
1の移相器と、 前記第1および第2の乗算器の出力を入力とし、前記第
2の乗算器の出力に対する前記第1の乗算器の出力の位
相差に所定の位相遅れを施した位相差を有する第1およ
び第2の移相出力を出力する第2の移相器と、 前記第1および第2の移相出力を加算して出力する加算
手段と、 前記第1および第2の移相出力を減算して出力する減算
手段と、 前記加算手段の出力および前記減算手段の出力のうち、
少なくとも何れか一方の電力を検出する検波手段と、 前記検波手段の結果に応じ、前記加算手段の出力におけ
るイメージを抑えるよう制御する制御手段とからなるこ
とを特徴とするミキサー回路。 - 【請求項2】 前記制御手段は、前記第1および第2の
移相器のうち少なくとも何れか一方の移相量を可変する
ことにより、前記加算手段の入力間における位相差を制
御することを特徴とする請求項1記載のミキサー回路。 - 【請求項3】 前記制御手段は、前記加算手段に至る信
号経路上の少なくとも1ヵ所に設けた利得制御手段を制
御することにより、前記加算手段の入力間における電力
バランスを制御することを特徴とする請求項1記載のミ
キサー回路。 - 【請求項4】 前記検波手段は、前記加算手段および前
記減算手段の出力の電力をそれぞれ検波する、第1およ
び第2の検波手段と、 前記加算手段および前記減算手段の出力の電力値比較手
段と、 電力値比較の結果、大きな電力値が得られた系の検波手
段の出力を選択して出力するスイッチとから構成してな
ることを特徴とする請求項1記載のミキサー回路。 - 【請求項5】 RF信号を一方の入力とする第1および
第2の乗算器と、 所望の周波数のIF信号を得るに要する周波数で発振す
る局部発振器と、 前記局部発振器の発振出力を入力とし、所定の位相遅れ
の位相関係を持つ第1および第2の出力を、それぞれ前
記第1および第2の乗算器の他方へそれぞれ供給する第
1の移相器と、 前記第1および第2の乗算器の出力を入力とし、前記第
2の乗算器の出力に対する前記第1の乗算器の出力の位
相差に所定の位相遅れを施した位相差を有する第1およ
び第2の移相出力を出力する第2の移相器と、 前記第1および第2の移相出力を加算して出力する第1
の加算手段と、 前記第1および第2の乗算器の出力を入力とし、前記第
1の乗算器の出力に対する前記第2の乗算器の出力の位
相差に所定の位相遅れを施した位相差を有する第3およ
び第4の移相出力を出力する第3の移相器と、 前記第3および第4の移相出力を加算して出力する第2
の加算手段と、 前記第1および第2の加算手段の出力のうち、少なくと
も何れか一方の電力を検出する検波手段と、 前記検波手段の結果に応じ、前記第1の加算手段の出力
におけるイメージを抑えるよう制御する制御手段とから
なることを特徴とするミキサー回路。 - 【請求項6】 前記制御手段は、前記第1の移相器の移
相量、前記第2および第3の移相器の移相量のうち、少
なくとも何れか一方の移相量を可変することにより、前
記加算手段の入力間における位相差を制御することを特
徴とする請求項5記載のミキサー回路。 - 【請求項7】 前記制御手段は、前記第1および第2の
加算手段に至る信号経路上の少なくとも1ヵ所に設けた
利得制御手段を制御することにより、前記加算手段の入
力間における電力バランスを制御することを特徴とする
請求項5記載のミキサー回路。 - 【請求項8】 前記検波手段は、前記第1および第2の
加算手段の出力の電力をそれぞれ検波する第1および第
2の検波手段と、 前記第1および第2の加算手段の出力の電力値比較手段
と、 電力値比較の結果、大きな電力値が得られた系の検波手
段の出力を選択して出力するスイッチとから構成してな
ることを特徴とする請求項5記載のミキサー回路。
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