JPH08130416A - ミキサー回路 - Google Patents
ミキサー回路Info
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- JPH08130416A JPH08130416A JP26744194A JP26744194A JPH08130416A JP H08130416 A JPH08130416 A JP H08130416A JP 26744194 A JP26744194 A JP 26744194A JP 26744194 A JP26744194 A JP 26744194A JP H08130416 A JPH08130416 A JP H08130416A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 イメージ信号を抑圧した移相型イメージ抑圧
型のミキサー回路を実現することにある。 【構成】 乗算器１３，１４の一方の入力にＲＦ信号を
入力する、ＩＦ信号を得るために要する周波数で発振す
る局部発振器１５の発振出力を入力とし、第２の出力が
第１の出力に対して９０゜の位相遅れの位相関係を持
つ、９０゜移相器１６の出力を乗算器１３，１３の他方
へそれぞれ供給する。乗算器１３，１４の出力を入力と
し、乗算器１４の出力に対する乗算器１３の出力の位相
差に所定の位相遅れを施した第１および第２の移相出力
を移相器１７より出力する。移相器１７の移相出力を加
算器１８により加算して出力する。乗算器１３，１４以
降の信号経路における、少なくとも１箇所の電力を検波
し、この検波結果に応じ、加算器１８の出力におけるイ
メージを抑えるよう制御する。
型のミキサー回路を実現することにある。 【構成】 乗算器１３，１４の一方の入力にＲＦ信号を
入力する、ＩＦ信号を得るために要する周波数で発振す
る局部発振器１５の発振出力を入力とし、第２の出力が
第１の出力に対して９０゜の位相遅れの位相関係を持
つ、９０゜移相器１６の出力を乗算器１３，１３の他方
へそれぞれ供給する。乗算器１３，１４の出力を入力と
し、乗算器１４の出力に対する乗算器１３の出力の位相
差に所定の位相遅れを施した第１および第２の移相出力
を移相器１７より出力する。移相器１７の移相出力を加
算器１８により加算して出力する。乗算器１３，１４以
降の信号経路における、少なくとも１箇所の電力を検波
し、この検波結果に応じ、加算器１８の出力におけるイ
メージを抑えるよう制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＲＦ信号から所望の
ＩＦ（中間周波数）信号に変換する際に、イメージ信号
を抑圧するよう構成されたミキサー回路に関する。
ＩＦ（中間周波数）信号に変換する際に、イメージ信号
を抑圧するよう構成されたミキサー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般のミキサー回路について、図１８を
用いて説明する。入力端子１８１に入力されたＲＦ信号
ｆＲと妨害信号ｆＩを、ミキサー１８２に供給し、局部
発振器１８３より出力されたローカル信号ｆＬと乗ず
る。ミキサー１８２をダウンコンバータとして使用すれ
ば、ＲＦ信号ｆＲとローカル信号ｆＬの差の周波数の出
力信号ｆＩＦを出力端子１８４に出力する。また、ミキ
サー１８２に供給された妨害波信号ｆＩも、ローカル信
号ｆＬとの差周波数のイメージ出力ｆＩＭとして出力端
子１８４に出力される。この出力端子１８４より出力さ
れた信号を、図示しないフィルタを介してイメージｆＩ
Ｍを除去し、出力信号ｆＩＦのみをＩＦ信号処理段に出
力する。
用いて説明する。入力端子１８１に入力されたＲＦ信号
ｆＲと妨害信号ｆＩを、ミキサー１８２に供給し、局部
発振器１８３より出力されたローカル信号ｆＬと乗ず
る。ミキサー１８２をダウンコンバータとして使用すれ
ば、ＲＦ信号ｆＲとローカル信号ｆＬの差の周波数の出
力信号ｆＩＦを出力端子１８４に出力する。また、ミキ
サー１８２に供給された妨害波信号ｆＩも、ローカル信
号ｆＬとの差周波数のイメージ出力ｆＩＭとして出力端
子１８４に出力される。この出力端子１８４より出力さ
れた信号を、図示しないフィルタを介してイメージｆＩ
Ｍを除去し、出力信号ｆＩＦのみをＩＦ信号処理段に出
力する。
【０００３】このシステムでは、現行地上ＴＶ放送のよ
うにチャンネル間隔が十分に確保されていれば、選局さ
れたＩＦ信号ｆＩＦの帯域内にイメージ出力信号ｆＩＭ
が入ることがないため、ＩＦ信号ｆＩＦを通過させるフ
ィルタでイメージ出力信号ｆＩＭを除去することができ
る。
うにチャンネル間隔が十分に確保されていれば、選局さ
れたＩＦ信号ｆＩＦの帯域内にイメージ出力信号ｆＩＭ
が入ることがないため、ＩＦ信号ｆＩＦを通過させるフ
ィルタでイメージ出力信号ｆＩＭを除去することができ
る。
【０００４】しかし、例えばＣＡＴＶ放送の場合は図１
９に示すように、チャンネル間隔が地上波と異なりチャ
ンネル間に隙間がない。この場合、入力信号ｆＲが入力
されるとミキサー１８２により周波数変換されたＩＦ信
号ｆＩＦの帯域内にイメージ出力信号ｆＩＭが入ってし
まい、ＩＦ信号ｆＩＦを通過させるフィルタでイメージ
出力信号ｆＩＭを除去することが困難である。現状のＣ
ＡＴＶチューナーでは、これらのイメージ出力信号ｆＩ
Ｍを、積極的に除去することはコストと技術的側面から
非常に困難であり、チューナーのシールドなどを強化す
ることで対策をしてきた。
９に示すように、チャンネル間隔が地上波と異なりチャ
ンネル間に隙間がない。この場合、入力信号ｆＲが入力
されるとミキサー１８２により周波数変換されたＩＦ信
号ｆＩＦの帯域内にイメージ出力信号ｆＩＭが入ってし
まい、ＩＦ信号ｆＩＦを通過させるフィルタでイメージ
出力信号ｆＩＭを除去することが困難である。現状のＣ
ＡＴＶチューナーでは、これらのイメージ出力信号ｆＩ
Ｍを、積極的に除去することはコストと技術的側面から
非常に困難であり、チューナーのシールドなどを強化す
ることで対策をしてきた。
【０００５】そこで、イメージ出力信号ｆＩＭを除去す
る方法として知られている移相型イメージ抑圧型ミキサ
ー回路を図２０に示す。入力端子２０１に、入力信号ｆ
Ｒと妨害信号ｆＩを入力する。この信号は、分配器２０
２に供給し、分配された信号ａと局部発振器２０５から
供給するローカル信号ｆＬをミキサー２０３で掛け合わ
せダウンコンバータする。分配された信号ａとローカル
信号ｆＬの差周波数の信号ｂを９０゜移相器２０６で９
０゜移相を遅らせ、信号ｃとなる。分配器２０２により
分配された他方の信号ｄは、局部発振器２０５から発振
するローカル信号ｆＬを９０゜移相器２０７で９０゜移
相を遅らせた信号ｅとミキサー２０４により掛け合わ
せ、信号ｄと信号ｅの差周波数の信号ｆを出力する。こ
れらの信号ｃと信号ｆを加算器２０８で足し合わせ出力
信号ｆＩＦを出力端子２０９に出力する。この出力端子
２０９には、一般のミキサーに、９０゜移相器を加える
ことにより、イメージ出力信号ｆＩＭは出力されないこ
とになる。
る方法として知られている移相型イメージ抑圧型ミキサ
ー回路を図２０に示す。入力端子２０１に、入力信号ｆ
Ｒと妨害信号ｆＩを入力する。この信号は、分配器２０
２に供給し、分配された信号ａと局部発振器２０５から
供給するローカル信号ｆＬをミキサー２０３で掛け合わ
せダウンコンバータする。分配された信号ａとローカル
信号ｆＬの差周波数の信号ｂを９０゜移相器２０６で９
０゜移相を遅らせ、信号ｃとなる。分配器２０２により
分配された他方の信号ｄは、局部発振器２０５から発振
するローカル信号ｆＬを９０゜移相器２０７で９０゜移
相を遅らせた信号ｅとミキサー２０４により掛け合わ
せ、信号ｄと信号ｅの差周波数の信号ｆを出力する。こ
れらの信号ｃと信号ｆを加算器２０８で足し合わせ出力
信号ｆＩＦを出力端子２０９に出力する。この出力端子
２０９には、一般のミキサーに、９０゜移相器を加える
ことにより、イメージ出力信号ｆＩＭは出力されないこ
とになる。
【０００６】このように、入力端子２０１には、妨害信
号ｆＩが、入力されるが、移相型のイメージ抑圧型ミキ
サー回路を使用することにより、イメージ出力信号ｆＩ
Ｍが、出力端子２０９に出力されない。以下、このこと
について説明をする。入力信号ｆＲをｓｉｎωＲｔ、ロ
ーカル信号ｆＬをｓｉｎωＬｔ、妨害信号ｆＩをｓｉｎ
ωＩｔとし、ミキサー２０３をｆＬ＞ｆＲ形式、ｆＩ＞
ｆＬ形式とすると、信号ｂは、入力信号ｆＲおよびロー
カル信号ｆＬとの差周波数の出力信号ｆＩＦ１と妨害信
号ｆＩおよびローカル信号ｆＬとの差周波数のイメージ
出力信号ｆＩＭ１からなる。ｆＩＦ１を次式に示す。
号ｆＩが、入力されるが、移相型のイメージ抑圧型ミキ
サー回路を使用することにより、イメージ出力信号ｆＩ
Ｍが、出力端子２０９に出力されない。以下、このこと
について説明をする。入力信号ｆＲをｓｉｎωＲｔ、ロ
ーカル信号ｆＬをｓｉｎωＬｔ、妨害信号ｆＩをｓｉｎ
ωＩｔとし、ミキサー２０３をｆＬ＞ｆＲ形式、ｆＩ＞
ｆＬ形式とすると、信号ｂは、入力信号ｆＲおよびロー
カル信号ｆＬとの差周波数の出力信号ｆＩＦ１と妨害信
号ｆＩおよびローカル信号ｆＬとの差周波数のイメージ
出力信号ｆＩＭ１からなる。ｆＩＦ１を次式に示す。
【０００７】 ｆＩＦ１＝ｓｉｎωＲｔ×ｓｉｎωＬｔ ＝−１／２×［ｃｏｓ（ωＲ＋ωＬ）ｔ−ｃｏｓ（ωＬ−ωＲ）ｔ］ … （１） ミキサーをダウンコンバータとして利用するため、差周
波数のみを考えたときのｆＩＦ１は、 ＝１／２×ｃｏｓ（ωＬ−ωＲ）ｔ … （２） となる。同様に、信号ｂのイメージ出力信号ｆＩＭ１
は、 ｆＩＭ１＝ｓｉｎωＩｔ×ｓｉｎωＬｔ ＝−１／２×［ｃｏｓ（ωＩ＋ωＬ）ｔ−ｃｏｓ（ωＩ−ωＬ）ｔ］ … （３） で、表わされ、差周波数のみを考えれば、 ＝１／２×ｃｏｓ（ωＩ−ωＬ）ｔ … （４） となる。
波数のみを考えたときのｆＩＦ１は、 ＝１／２×ｃｏｓ（ωＬ−ωＲ）ｔ … （２） となる。同様に、信号ｂのイメージ出力信号ｆＩＭ１
は、 ｆＩＭ１＝ｓｉｎωＩｔ×ｓｉｎωＬｔ ＝−１／２×［ｃｏｓ（ωＩ＋ωＬ）ｔ−ｃｏｓ（ωＩ−ωＬ）ｔ］ … （３） で、表わされ、差周波数のみを考えれば、 ＝１／２×ｃｏｓ（ωＩ−ωＬ）ｔ … （４） となる。
【０００８】信号ｂは、９０゜移相器２０６を介し、９
０゜遅れた信号ｃになる。この信号ｃを、信号ｆＩＦ
１’とイメージ出力信号ｆＩＭ１’からなるとする。ｆ
ＩＦ１’は（２）式より、 ｆＩＦ１’＝１／２×ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０゜） … （５） 信号ｃのｆＩＭ１’は（４）式より、 ｆＩＭ１’＝１／２×ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ＋９０゜） … （６） で表わされる。
０゜遅れた信号ｃになる。この信号ｃを、信号ｆＩＦ
１’とイメージ出力信号ｆＩＭ１’からなるとする。ｆ
ＩＦ１’は（２）式より、 ｆＩＦ１’＝１／２×ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０゜） … （５） 信号ｃのｆＩＭ１’は（４）式より、 ｆＩＭ１’＝１／２×ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ＋９０゜） … （６） で表わされる。
【０００９】信号ｆは、ローカル信号Ｌを９０゜遅らせ
た信号ｅと、入力信号ｄの掛け合わせである。信号ｆを
なすＩＦ２とイメージ出力信号ｆＩＭ２を式で表わす
と、 ｆＩＦ２＝ｓｉｎ（ωＬｔ＋９０゜）×ｓｉｎωＲｔ ＝−１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ＋９０゜＋ωＲｔ）−ｃｏｓ（ωＬｔ ＋９０゜−ωＲｔ］ … （７） であり、差周波数のみを考えれば、 ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ＋９０゜−ωＲｔ）］ … （８） である。同様に、 ｆＩＭ２＝ｓｉｎωＩｔ×ｓｉｎ（ωＬｔ＋９０゜） ＝−１／２×［ｃｏｓ（ωＩｔ＋ωＬｔ＋９０゜）−ｃｏｓ（ωＩｔ −（ωＬｔ＋９０゜）］ … （９） 差周波数のみを考えれば、 ＝１／２×ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ−９０゜) … （１０） である。出力端子２０９に出力される信号は、信号ｃと
信号ｆを加算器２０８で加算された信号を出力する。
た信号ｅと、入力信号ｄの掛け合わせである。信号ｆを
なすＩＦ２とイメージ出力信号ｆＩＭ２を式で表わす
と、 ｆＩＦ２＝ｓｉｎ（ωＬｔ＋９０゜）×ｓｉｎωＲｔ ＝−１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ＋９０゜＋ωＲｔ）−ｃｏｓ（ωＬｔ ＋９０゜−ωＲｔ］ … （７） であり、差周波数のみを考えれば、 ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ＋９０゜−ωＲｔ）］ … （８） である。同様に、 ｆＩＭ２＝ｓｉｎωＩｔ×ｓｉｎ（ωＬｔ＋９０゜） ＝−１／２×［ｃｏｓ（ωＩｔ＋ωＬｔ＋９０゜）−ｃｏｓ（ωＩｔ −（ωＬｔ＋９０゜）］ … （９） 差周波数のみを考えれば、 ＝１／２×ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ−９０゜) … （１０） である。出力端子２０９に出力される信号は、信号ｃと
信号ｆを加算器２０８で加算された信号を出力する。
【００１０】信号ｃと信号ｆを加算した出力ｆＩＦは、 ｆＩＦ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０゜) ＋ｃｏｓ（ωＩｔ− ωＬｔ＋９０゜）＋ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０゜）＋ｃｏｓ （ ωＩｔ−ωＬｔ−９０゜）］ ＝ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０゜） ＝ｃｏｓ（ωＩＦｔ＋９０゜） ＝−ｓｉｎ（ωＩＦｔ） … （１１） となり、出力端子２０９に出力される信号は、イメージ
信号が除去されたものとなる。
信号が除去されたものとなる。
【００１１】ところが、従来のミキサー回路の問題点と
して、ローカル信号Ｌを９０゜移相する移相器２０７
が、広帯域のため、位相精度が下がり、イメージ抑圧比
が低下する問題がある。つまり、位相偏差、利得偏差の
両特性が、イメージ抑圧率に悪影響を与える。そこで、
位相を検波し、フィードバックをかける方法が考えられ
るが、この方法では、使用する数十〜数百Ｍ程度の周波
数帯が高くなる程、位相検波による位相制御の誤差が、
大きくなり、精度的に実現できなくなる。
して、ローカル信号Ｌを９０゜移相する移相器２０７
が、広帯域のため、位相精度が下がり、イメージ抑圧比
が低下する問題がある。つまり、位相偏差、利得偏差の
両特性が、イメージ抑圧率に悪影響を与える。そこで、
位相を検波し、フィードバックをかける方法が考えられ
るが、この方法では、使用する数十〜数百Ｍ程度の周波
数帯が高くなる程、位相検波による位相制御の誤差が、
大きくなり、精度的に実現できなくなる。
【００１２】このような問題から、極一部の分野を除
き、移相型イメージ抑圧型ミキサー回路は、特性を満足
することができないため、余り使用されていない。さら
に、移相器の位相精度が問題になり、ＩＣ化は、不可能
である。
き、移相型イメージ抑圧型ミキサー回路は、特性を満足
することができないため、余り使用されていない。さら
に、移相器の位相精度が問題になり、ＩＣ化は、不可能
である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の移相型
イメージ抑圧型ミキサー回路では、局部発振器からのロ
ーカル信号を９０゜移相器が移相する周波数が広帯域の
ため、位相精度が下がり、イメージ抑圧比が低下する問
題があり、極一部の分野を除き、特性を満足することが
できず使用されていないのが実情である。
イメージ抑圧型ミキサー回路では、局部発振器からのロ
ーカル信号を９０゜移相器が移相する周波数が広帯域の
ため、位相精度が下がり、イメージ抑圧比が低下する問
題があり、極一部の分野を除き、特性を満足することが
できず使用されていないのが実情である。
【００１４】この発明は、イメージ信号を抑圧した移相
型イメージ抑圧型のミキサー回路を実現することにあ
る。
型イメージ抑圧型のミキサー回路を実現することにあ
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この発明は上記した課題
を解決するために、ＲＦ信号を一方の入力とする第１お
よび第２の乗算器と、所望の周波数のＩＦ信号を得るに
要する周波数で発振する局部発振器と、前記局部発振器
の発振出力を入力とし、第２の出力が第１の出力に対し
て所定の位相遅れの位相関係を持つような、第１および
第２の出力を前記第１および第２の乗算器の他方へそれ
ぞれ供給する第１の移相器と、前記第１および第２の乗
算器の出力を入力とし、第２の乗算器の出力に対する第
１の乗算器の出力の位相差に所定の位相遅れを施した位
相差を有する第１および第２の移相出力を出力する第２
の移相器と、前記第１および第２の移相出力を加算して
出力する加算手段と、を基本構成とするミキサーにおい
て、前記第１および第２の乗算器以降の信号経路におけ
る、少なくとも１箇所の電力を検波し、この検波結果に
応じ、前記加算手段の出力におけるイメージを抑えるよ
う制御する手段からなる。
を解決するために、ＲＦ信号を一方の入力とする第１お
よび第２の乗算器と、所望の周波数のＩＦ信号を得るに
要する周波数で発振する局部発振器と、前記局部発振器
の発振出力を入力とし、第２の出力が第１の出力に対し
て所定の位相遅れの位相関係を持つような、第１および
第２の出力を前記第１および第２の乗算器の他方へそれ
ぞれ供給する第１の移相器と、前記第１および第２の乗
算器の出力を入力とし、第２の乗算器の出力に対する第
１の乗算器の出力の位相差に所定の位相遅れを施した位
相差を有する第１および第２の移相出力を出力する第２
の移相器と、前記第１および第２の移相出力を加算して
出力する加算手段と、を基本構成とするミキサーにおい
て、前記第１および第２の乗算器以降の信号経路におけ
る、少なくとも１箇所の電力を検波し、この検波結果に
応じ、前記加算手段の出力におけるイメージを抑えるよ
う制御する手段からなる。
【００１６】
【作用】上記手段により、所望ＩＦ信号に混入している
イメージ信号のキャンセル率が向上し、ひいては、極め
て優れたイメージ抑圧比を実現するイメージ抑圧ミキサ
ーを提供することができる。
イメージ信号のキャンセル率が向上し、ひいては、極め
て優れたイメージ抑圧比を実現するイメージ抑圧ミキサ
ーを提供することができる。
【００１７】
【実施例】以下、この発明の実施例について図面を参照
して詳細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明
をするためのシステム図である。入力端子１１にはＲＦ
信号を供給し、分配器１２を介して乗算器１３および１
４の一端にそれぞれ供給する。一方、局部発振器１５お
よび９０°移相器１６により、９０°の位相関係をもつ
局部発振信号ａ，ｂを生成し、乗算器１３，１４の他端
に供給して乗算を行う。ここで９０°移相器１６の２系
統の出力のうち、＋の符号を付した出力信号ｂが他方の
出力ａに比して、９０°の位相遅れがあるものとする。
乗算器１３，１４の各出力ｃ，ｄは、９０°移相器１７
にそれぞれ供給し、図中の＋側符号の出力を基準とした
他方の出力との位相差が、入力ｃとｄの位相差に比し
て、９０°の位相遅れの位相関係にあるような出力ｅ，
ｆを出力する。出力ｅ，ｆは、加算器１８にて加算を行
い、ここで若し９０°移相器１６および１７における移
相・利得偏差やその他ミキサー１３，１４等の位相・ゲ
イン偏差がなければ、従来例で述べたように、イメージ
成分の除去されたＩＦ信号が出力端子１９より得ること
ができる。
して詳細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明
をするためのシステム図である。入力端子１１にはＲＦ
信号を供給し、分配器１２を介して乗算器１３および１
４の一端にそれぞれ供給する。一方、局部発振器１５お
よび９０°移相器１６により、９０°の位相関係をもつ
局部発振信号ａ，ｂを生成し、乗算器１３，１４の他端
に供給して乗算を行う。ここで９０°移相器１６の２系
統の出力のうち、＋の符号を付した出力信号ｂが他方の
出力ａに比して、９０°の位相遅れがあるものとする。
乗算器１３，１４の各出力ｃ，ｄは、９０°移相器１７
にそれぞれ供給し、図中の＋側符号の出力を基準とした
他方の出力との位相差が、入力ｃとｄの位相差に比し
て、９０°の位相遅れの位相関係にあるような出力ｅ，
ｆを出力する。出力ｅ，ｆは、加算器１８にて加算を行
い、ここで若し９０°移相器１６および１７における移
相・利得偏差やその他ミキサー１３，１４等の位相・ゲ
イン偏差がなければ、従来例で述べたように、イメージ
成分の除去されたＩＦ信号が出力端子１９より得ること
ができる。
【００１８】しかしながら、現実的には前述のような理
想状態はあり得ないので、イメージ除去比は位相・利得
偏差の制限を受けることになる。ここで、図２に示すよ
うな、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１より構成される低域フ
ィルタとコンデンサＣ２、抵抗Ｒ２より構成される高域
フィルタの組み合わせによる９０°移相器を用いた場合
を考えてみる。いま、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ
とすれば、この９０°移相器の周波数特性は図３のよう
になる。９０°移相器１７は、あらかじめ定められた単
一周波数のＩＦ信号のみ入力されるとすれば実質的に問
題はないが、９０°移相器１６は局部発振周波数の範囲
で用いられるため大きく利得偏差を生ずることがわか
る。
想状態はあり得ないので、イメージ除去比は位相・利得
偏差の制限を受けることになる。ここで、図２に示すよ
うな、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１より構成される低域フ
ィルタとコンデンサＣ２、抵抗Ｒ２より構成される高域
フィルタの組み合わせによる９０°移相器を用いた場合
を考えてみる。いま、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ
とすれば、この９０°移相器の周波数特性は図３のよう
になる。９０°移相器１７は、あらかじめ定められた単
一周波数のＩＦ信号のみ入力されるとすれば実質的に問
題はないが、９０°移相器１６は局部発振周波数の範囲
で用いられるため大きく利得偏差を生ずることがわか
る。
【００１９】利得偏差は、乗算器１３，１４を介して乗
算出力ｃ，ｄにも現れるので、この乗算出力ｃ，ｄのパ
ワー（電力）が等しくなるよう工夫すればよい。そこ
で、乗算出力ｃ，ｄを入力とする電力検波回路２０を設
け、入力のパワー差より９０°移相器１６に応じた制御
信号を出力して、利得偏差が減少するような制御をかけ
る。図２の９０°移相器１６の場合は、可変抵抗あるい
は可変容量を用いて、フィルタの時定数を可変できるよ
う構成し、図３の周波数特性における交点Ｐを動作周波
数の位置まで移動できるようにすればよい。
算出力ｃ，ｄにも現れるので、この乗算出力ｃ，ｄのパ
ワー（電力）が等しくなるよう工夫すればよい。そこ
で、乗算出力ｃ，ｄを入力とする電力検波回路２０を設
け、入力のパワー差より９０°移相器１６に応じた制御
信号を出力して、利得偏差が減少するような制御をかけ
る。図２の９０°移相器１６の場合は、可変抵抗あるい
は可変容量を用いて、フィルタの時定数を可変できるよ
う構成し、図３の周波数特性における交点Ｐを動作周波
数の位置まで移動できるようにすればよい。
【００２０】また、位相偏差についても同様に、利得と
位相の相関関係がわかっている９０°移相器を用いれ
ば、電力検波回路２０の検波結果により、９０°移相器
の位相を制御できるよう構成することができる。
位相の相関関係がわかっている９０°移相器を用いれ
ば、電力検波回路２０の検波結果により、９０°移相器
の位相を制御できるよう構成することができる。
【００２１】このように、この実施例ではイメージ除去
比の制限となる位相・利得偏差を制限することが可能に
なったことから、所望のＩＦ信号に混入しているイメー
ジ信号のキャンセル率を向上できる。
比の制限となる位相・利得偏差を制限することが可能に
なったことから、所望のＩＦ信号に混入しているイメー
ジ信号のキャンセル率を向上できる。
【００２２】図４は利得偏差のみを考慮した、この発明
の他の実施例を説明するためのシステム図である。図１
の実施例と同構成の部位には同符号を付し、ここでは異
なる部分を中心に説明する。この実施例は、乗算器１
３，１４と９０°移相器１７の間に利得制御アンプ４
１，４２をそれぞれ設け、電力検波回路２０´にて乗算
器１３，１４の出力ｃ，ｄのパワー差に応じて９０°移
相器１７の入力ｃ´，ｄ´間のパワー差を減じるよう利
得制御を利得制御アンプ４１，４２にかけるよう構成し
たものである。さらにこの実施例では、フィードフォワ
ード型の制御をかける構成となっているが、フィードバ
ック型でもこの発明の内容を損なうものではない。
の他の実施例を説明するためのシステム図である。図１
の実施例と同構成の部位には同符号を付し、ここでは異
なる部分を中心に説明する。この実施例は、乗算器１
３，１４と９０°移相器１７の間に利得制御アンプ４
１，４２をそれぞれ設け、電力検波回路２０´にて乗算
器１３，１４の出力ｃ，ｄのパワー差に応じて９０°移
相器１７の入力ｃ´，ｄ´間のパワー差を減じるよう利
得制御を利得制御アンプ４１，４２にかけるよう構成し
たものである。さらにこの実施例では、フィードフォワ
ード型の制御をかける構成となっているが、フィードバ
ック型でもこの発明の内容を損なうものではない。
【００２３】このようなイメージ抑圧ミキサーを構成す
ることにより、局部発振器１５側に設けた９０°移相器
１６や乗算器１３，１４における位相偏差や利得偏差を
抑えることができ、イメージ除去比に優れたイメージ抑
圧ミキサーが実現できる。
ることにより、局部発振器１５側に設けた９０°移相器
１６や乗算器１３，１４における位相偏差や利得偏差を
抑えることができ、イメージ除去比に優れたイメージ抑
圧ミキサーが実現できる。
【００２４】前述したように、図１や図４の９０°移相
器１７は、あらかじめ定められた単一周波数のＩＦ信号
のみ入力されるとすれば、位相偏差や利得偏差は実質的
には考えなくともよい。そこで図５のように構成して
も、図４の実施例と同様の効果が得られるはずである。
器１７は、あらかじめ定められた単一周波数のＩＦ信号
のみ入力されるとすれば、位相偏差や利得偏差は実質的
には考えなくともよい。そこで図５のように構成して
も、図４の実施例と同様の効果が得られるはずである。
【００２５】図５のシステム図を用いこの発明の第２の
他の実施例について説明する。なお、前述の実施例と同
構成の部分には同符号を付して説明する。この実施例
は、９０°移相器１７の出力ｅ，ｆのパワー差を電力検
波回路２０´にて検出し、加算器１８入力ｅ´，ｆ´に
おけるパワー差を減じるような制御を、乗算器１３，１
４と９０°移相器１７の間に設けた利得制御アンプ４
１，４２にかけるよう構成したものである。この実施例
も図４の実施例同様、フィードフォワード型，フィード
バック型いずれかを問わないし、さらに出力ｅ，ｆのパ
ワー差に応じて、加算器１８における加算量を可変する
よう構成した場合も等価である。
他の実施例について説明する。なお、前述の実施例と同
構成の部分には同符号を付して説明する。この実施例
は、９０°移相器１７の出力ｅ，ｆのパワー差を電力検
波回路２０´にて検出し、加算器１８入力ｅ´，ｆ´に
おけるパワー差を減じるような制御を、乗算器１３，１
４と９０°移相器１７の間に設けた利得制御アンプ４
１，４２にかけるよう構成したものである。この実施例
も図４の実施例同様、フィードフォワード型，フィード
バック型いずれかを問わないし、さらに出力ｅ，ｆのパ
ワー差に応じて、加算器１８における加算量を可変する
よう構成した場合も等価である。
【００２６】ところで、今までの説明では、図５の９０
°移相器１７は、あらかじめ定められた単一周波数のＩ
Ｆ信号のみ入力されるものとして、ここでの位相偏差や
利得偏差は考慮しなかった。しかしながら、実際のＩＦ
信号は同一システム上で異なる周波数のＩＦ信号を扱う
場合が存在する。例えばＴＶ受像機におけるＩＦ信号は
国によって異なる周波数を採用している場合があり、こ
のような場合、前記９０°移相器１７における位相偏差
や利得偏差も考慮する必要がある。またイメージ抑圧ミ
キサーをＩＣ化する際には、製造ばらつきなどの影響が
あり、同様の考慮が必要となる。
°移相器１７は、あらかじめ定められた単一周波数のＩ
Ｆ信号のみ入力されるものとして、ここでの位相偏差や
利得偏差は考慮しなかった。しかしながら、実際のＩＦ
信号は同一システム上で異なる周波数のＩＦ信号を扱う
場合が存在する。例えばＴＶ受像機におけるＩＦ信号は
国によって異なる周波数を採用している場合があり、こ
のような場合、前記９０°移相器１７における位相偏差
や利得偏差も考慮する必要がある。またイメージ抑圧ミ
キサーをＩＣ化する際には、製造ばらつきなどの影響が
あり、同様の考慮が必要となる。
【００２７】図５の実施例において、もし９０°移相器
１６の位相偏差・利得偏差を考慮不要であれば、図４の
実施例と同様の理論で、この実施例では９０°移相器１
７の利得偏差について補正していることになる。つまり
図１あるいは図４の実施例と組み合わせることにより、
９０°移相器６の位相偏差あるいは利得偏差と、９０°
移相器７の利得偏差を抑えることが可能になる。
１６の位相偏差・利得偏差を考慮不要であれば、図４の
実施例と同様の理論で、この実施例では９０°移相器１
７の利得偏差について補正していることになる。つまり
図１あるいは図４の実施例と組み合わせることにより、
９０°移相器６の位相偏差あるいは利得偏差と、９０°
移相器７の利得偏差を抑えることが可能になる。
【００２８】図６はこの発明の第３の他の実施例を説明
するためのシステム図である。この実施例は図５の実施
例に比して電力検波回路２０により９０°移相器１７の
移相・利得を制御するよう構成したものであり、前述の
実施例と同構成の部位には同符号を付してある。なお、
電力検波回路２０による９０°移相器１７の制御は、図
１の実施例の電力検波回路２０による９０°移相器１６
の制御と同様であり、これ以上の説明は省略する。この
実施例においても、図１あるいは図４の実施例と組み合
わせることにより、９０°移相器１６および１７の両方
の移相偏差あるいは利得偏差を抑えることができる。
するためのシステム図である。この実施例は図５の実施
例に比して電力検波回路２０により９０°移相器１７の
移相・利得を制御するよう構成したものであり、前述の
実施例と同構成の部位には同符号を付してある。なお、
電力検波回路２０による９０°移相器１７の制御は、図
１の実施例の電力検波回路２０による９０°移相器１６
の制御と同様であり、これ以上の説明は省略する。この
実施例においても、図１あるいは図４の実施例と組み合
わせることにより、９０°移相器１６および１７の両方
の移相偏差あるいは利得偏差を抑えることができる。
【００２９】なお、図５および図６の実施例において、
電力検波回路２０，２０´と９０°移相器１７による移
相偏差・利得偏差抑制は、常時ループ制御をかける必要
はなく、イメージ抑圧ミキサーを組み込むシステムの製
造時のみ制御をかけるか、外部調整するか、して、後は
固定するような構成も考えられる。
電力検波回路２０，２０´と９０°移相器１７による移
相偏差・利得偏差抑制は、常時ループ制御をかける必要
はなく、イメージ抑圧ミキサーを組み込むシステムの製
造時のみ制御をかけるか、外部調整するか、して、後は
固定するような構成も考えられる。
【００３０】この実施例では、局部発振器側に設けた９
０°移相器や乗算器における位相偏差や利得偏差、加え
てＩＦ信号経路に設けた９０°移相器における移相偏差
や利得偏差を抑えることができ、イメージ除去比に優れ
たイメージ信号の抑圧が可能となる。
０°移相器や乗算器における位相偏差や利得偏差、加え
てＩＦ信号経路に設けた９０°移相器における移相偏差
や利得偏差を抑えることができ、イメージ除去比に優れ
たイメージ信号の抑圧が可能となる。
【００３１】図７は、この発明の第４の他の実施例を説
明するためのシステム図である。ここでも先の実施例と
同構成の部位には同符号を付して説明する。加算器１８
の出力ｇは、各経路の位相・利得偏差がなければ、従来
例で説明したように、同方向ベクトルの和であるＩＦ信
号のみが得られ、逆方向のベクトルの和であるイメージ
信号をキャンセルできる。いま、図１の実施例にて説明
したと同様に、９０°移相器１７の移相・利得偏差は無
視し、９０°移相器１６は図２の回路であるとすると、
９０°移相器１６は、図８（ｂ）のような周波数依存性
を持つので、出力は前述のように利得偏差を生じ、イメ
ージ信号がキャンセルしきれないことになる。
明するためのシステム図である。ここでも先の実施例と
同構成の部位には同符号を付して説明する。加算器１８
の出力ｇは、各経路の位相・利得偏差がなければ、従来
例で説明したように、同方向ベクトルの和であるＩＦ信
号のみが得られ、逆方向のベクトルの和であるイメージ
信号をキャンセルできる。いま、図１の実施例にて説明
したと同様に、９０°移相器１７の移相・利得偏差は無
視し、９０°移相器１６は図２の回路であるとすると、
９０°移相器１６は、図８（ｂ）のような周波数依存性
を持つので、出力は前述のように利得偏差を生じ、イメ
ージ信号がキャンセルしきれないことになる。
【００３２】ここで、加算器１８の出力にて、ＩＦ信号
は同方向のベクトルの和、つまりＩＦ信号のパワーの
和、イメージ信号は逆方向ベクトルの和、つまりイメー
ジ信号のパワーの差であることから、周波数に対するＩ
Ｆ信号およびイメージ信号のパワーの変化量は、図８
（ａ）および（ｃ）で表すことができる。加算器１８の
出力における「周波数−パワー特性」は図８の（ａ）
（ｂ）を合成したものなので、図８（ｂ）の交点Ｐの周
波数において、最小パワーになることがわかる。つま
り、加算器１８の出力パワーを最小にするよう制御すれ
ば、利得偏差を抑えることができる。
は同方向のベクトルの和、つまりＩＦ信号のパワーの
和、イメージ信号は逆方向ベクトルの和、つまりイメー
ジ信号のパワーの差であることから、周波数に対するＩ
Ｆ信号およびイメージ信号のパワーの変化量は、図８
（ａ）および（ｃ）で表すことができる。加算器１８の
出力における「周波数−パワー特性」は図８の（ａ）
（ｂ）を合成したものなので、図８（ｂ）の交点Ｐの周
波数において、最小パワーになることがわかる。つま
り、加算器１８の出力パワーを最小にするよう制御すれ
ば、利得偏差を抑えることができる。
【００３３】この実施例では、加算器１８の出力ｇを電
力検波回路７１に入力し、出力ｇが最小パワーとなるよ
うに９０°移相器１６の利得偏差を制御するよう構成し
ている。９０°移相器１６の制御法については、図１の
実施例などと同様に実現でき、さらに利得と位相の相関
関係がわかる９０°移相器を採用すれば、この実施例に
おいて位相偏差のループ制御が可能な点もまた同様であ
る。
力検波回路７１に入力し、出力ｇが最小パワーとなるよ
うに９０°移相器１６の利得偏差を制御するよう構成し
ている。９０°移相器１６の制御法については、図１の
実施例などと同様に実現でき、さらに利得と位相の相関
関係がわかる９０°移相器を採用すれば、この実施例に
おいて位相偏差のループ制御が可能な点もまた同様であ
る。
【００３４】図９は、この発明の第５の他の実施例を示
すもので利得偏差のみを考慮した場合である。図７の実
施例と同構成の部位には同符号を付して説明を省略す
る。この実施例は、乗算器１３，１４と９０°移相器１
７の間に利得制御アンプ９１，９２をそれぞれ設け、電
力検波回路７１´にて検出した加算器出力ｇのパワー変
化に応じ、結果的に９０°移相器７の入力ｃ´，ｄ´間
のパワー差を減じるよう利得制御を利得制御アンプにか
けるよう構成したものである。
すもので利得偏差のみを考慮した場合である。図７の実
施例と同構成の部位には同符号を付して説明を省略す
る。この実施例は、乗算器１３，１４と９０°移相器１
７の間に利得制御アンプ９１，９２をそれぞれ設け、電
力検波回路７１´にて検出した加算器出力ｇのパワー変
化に応じ、結果的に９０°移相器７の入力ｃ´，ｄ´間
のパワー差を減じるよう利得制御を利得制御アンプにか
けるよう構成したものである。
【００３５】このように構成することにより、局部発振
器１５側に設けた９０°移相器１６や乗算器１３，１４
における位相偏差や利得偏差を抑えることができ、イメ
ージ除去比に優れたイメージ抑圧ミキサーが実現でき
る。
器１５側に設けた９０°移相器１６や乗算器１３，１４
における位相偏差や利得偏差を抑えることができ、イメ
ージ除去比に優れたイメージ抑圧ミキサーが実現でき
る。
【００３６】図７，図９の各実施例では、加算器１８の
出力ｇの電力検波結果に基づき、ループ制御する構成で
あった。出力ｇは前述のように、ＩＦ信号は同方向のベ
クトルの和、イメージ信号は逆方向のベクトルの和であ
り、位相・利得偏差が極端に劣化しない限り、ＩＦ信号
成分のパワー比が大きくなる。ここで、例えば選局装置
に用いるイメージ抑圧ミキサーにおいて、所望の局のパ
ワーより、妨害波のパワーが極めて大きな場合を考える
と、イメージ信号の抑圧パワー分に比して、ＩＦ信号の
抽出パワー分が小さくなってしまう。これを電力検波し
て制御に用いるような図７，９の実施例では、精度的に
極めて不利であり、位相・利得偏差の劣化につながる恐
れがある。
出力ｇの電力検波結果に基づき、ループ制御する構成で
あった。出力ｇは前述のように、ＩＦ信号は同方向のベ
クトルの和、イメージ信号は逆方向のベクトルの和であ
り、位相・利得偏差が極端に劣化しない限り、ＩＦ信号
成分のパワー比が大きくなる。ここで、例えば選局装置
に用いるイメージ抑圧ミキサーにおいて、所望の局のパ
ワーより、妨害波のパワーが極めて大きな場合を考える
と、イメージ信号の抑圧パワー分に比して、ＩＦ信号の
抽出パワー分が小さくなってしまう。これを電力検波し
て制御に用いるような図７，９の実施例では、精度的に
極めて不利であり、位相・利得偏差の劣化につながる恐
れがある。
【００３７】そこで図１０に示すこの発明の第６の他の
実施例では、逆にＩＦ信号を抑圧してイメージ信号を取
り出し、これを電力検波するよう構成したイメージ抑圧
ミキサーの例である。前述の実施例と同構成の部位には
同符号を付し、説明を省略する。この実施例は、加算器
１８と並列に、９０°移相器１７の出力ｅ，ｆを入力と
する減算器１０１を設け、減算出力ｈを電力検波回路７
１へ供給する。出力ｈは、加算器１８の出力ｇとはベク
トルが逆に加算されるので、ＩＦ信号は逆方向のベクト
ルの和、イメージ信号は同方向のベクトルの和となる出
力を得る。ここで９０°移相器１６が図２の回路とすれ
ば、イメージ信号の「周波数−パワー特性」は図８
（ａ）、ＩＦ信号の同特性は図８（ｃ）となり、図７の
実施例と同様、減算出力ｈのパワーが最小になるよう、
電力検波回路７１により９０°移相器１６の利得偏差を
制御する。位相偏差についても、図７の実施例と同様に
抑えることができる。
実施例では、逆にＩＦ信号を抑圧してイメージ信号を取
り出し、これを電力検波するよう構成したイメージ抑圧
ミキサーの例である。前述の実施例と同構成の部位には
同符号を付し、説明を省略する。この実施例は、加算器
１８と並列に、９０°移相器１７の出力ｅ，ｆを入力と
する減算器１０１を設け、減算出力ｈを電力検波回路７
１へ供給する。出力ｈは、加算器１８の出力ｇとはベク
トルが逆に加算されるので、ＩＦ信号は逆方向のベクト
ルの和、イメージ信号は同方向のベクトルの和となる出
力を得る。ここで９０°移相器１６が図２の回路とすれ
ば、イメージ信号の「周波数−パワー特性」は図８
（ａ）、ＩＦ信号の同特性は図８（ｃ）となり、図７の
実施例と同様、減算出力ｈのパワーが最小になるよう、
電力検波回路７１により９０°移相器１６の利得偏差を
制御する。位相偏差についても、図７の実施例と同様に
抑えることができる。
【００３８】また、図１１に示すこの発明の第７の他の
実施例は、図１０の減算器１０１の出力と等価な出力
を、９０°移相器１１１および加算器１１２にて実現し
たものである。前出の実施例と同構成の部位には同符号
を付し、説明を省略する。
実施例は、図１０の減算器１０１の出力と等価な出力
を、９０°移相器１１１および加算器１１２にて実現し
たものである。前出の実施例と同構成の部位には同符号
を付し、説明を省略する。
【００３９】いま、９０°移相器１７と９０°移相器１
１１における入力ｃ，ｄを以下とする。
１１における入力ｃ，ｄを以下とする。
【００４０】 ｃ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ）＋ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ）］ … （１２） ｄ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°) ＋ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬ ｔ−９０°）］ … （１３） ただし、ＲＦおよび局部発振信号は従来例の定義式を用
い、乗算器による和周波数分および各回路における入出
力間の位相変化は考えない。これより得る９０°移相器
１７の出力ｅ，ｆは、 ｅ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°) ＋ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬ ｔ＋９０°）］ … （１４） ｆ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°) ＋ｃｏｓ （ωＩｔ−ωＬｔ−９０°）］ ＝１／２×（ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°) −ｃｏｓ （ωＩｔ−ωＬｔ＋９０°）］ … （１５） 一方、９０°移相器１１１の出力ｅ´，ｆ´は、 ｅ´＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ）＋ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ）］ … （１６） ｆ´＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋１８０°) ＋ｃｏｓ（ωＩｔ −ωＬｔ−０°）］ ＝１／２×（−ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ）＋ｃｏｓ（ωＩｔ −ωＬｔ）］ … （１７） よって、それぞれの加算出力である出力ｇおよびｈは、 ｇ＝ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°）＝−ｓｉｎ（ωＬ−ωＲ）ｔ … （１８） ｈ＝ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ） … （１９） にて表され、出力ｇではイメージ信号が抑圧されたＩＦ
信号が、出力ｈではＩＦ信号が抑圧されたイメージ信号
が、それぞれ得られることがわかる。これは、パワー値
からみれば前述の減算器を設けた図１０の実施例と等価
であり、同じ効果が得られるものである。その他構成，
内容は図１０の実施例と同一であるので説明は省略す
る。
い、乗算器による和周波数分および各回路における入出
力間の位相変化は考えない。これより得る９０°移相器
１７の出力ｅ，ｆは、 ｅ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°) ＋ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬ ｔ＋９０°）］ … （１４） ｆ＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°) ＋ｃｏｓ （ωＩｔ−ωＬｔ−９０°）］ ＝１／２×（ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°) −ｃｏｓ （ωＩｔ−ωＬｔ＋９０°）］ … （１５） 一方、９０°移相器１１１の出力ｅ´，ｆ´は、 ｅ´＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ）＋ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ）］ … （１６） ｆ´＝１／２×［ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋１８０°) ＋ｃｏｓ（ωＩｔ −ωＬｔ−０°）］ ＝１／２×（−ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ）＋ｃｏｓ（ωＩｔ −ωＬｔ）］ … （１７） よって、それぞれの加算出力である出力ｇおよびｈは、 ｇ＝ｃｏｓ（ωＬｔ−ωＲｔ＋９０°）＝−ｓｉｎ（ωＬ−ωＲ）ｔ … （１８） ｈ＝ｃｏｓ（ωＩｔ−ωＬｔ） … （１９） にて表され、出力ｇではイメージ信号が抑圧されたＩＦ
信号が、出力ｈではＩＦ信号が抑圧されたイメージ信号
が、それぞれ得られることがわかる。これは、パワー値
からみれば前述の減算器を設けた図１０の実施例と等価
であり、同じ効果が得られるものである。その他構成，
内容は図１０の実施例と同一であるので説明は省略す
る。
【００４１】図１２，図１３のこの発明の第８，第９の
他の実施例は、図１０，図１１の実施例に比して利得偏
差のみを考慮した実施例である。前出の実施例と同構成
の部位には同符号を付し、説明を省略する。この各実施
例では、乗算器１３，１４の出力ｃ，ｄを入力とする利
得制御アンプ９１，９２を設け、電力検波回路７０´に
より利得制御されることで利得偏差の減じられた出力ｃ
´，ｄ´を９０°移相器１７へ供給するよう構成したも
のである。その他構成，内容は同一であるので説明は省
略する。
他の実施例は、図１０，図１１の実施例に比して利得偏
差のみを考慮した実施例である。前出の実施例と同構成
の部位には同符号を付し、説明を省略する。この各実施
例では、乗算器１３，１４の出力ｃ，ｄを入力とする利
得制御アンプ９１，９２を設け、電力検波回路７０´に
より利得制御されることで利得偏差の減じられた出力ｃ
´，ｄ´を９０°移相器１７へ供給するよう構成したも
のである。その他構成，内容は同一であるので説明は省
略する。
【００４２】以上説明したようなイメージ抑圧ミキサー
を構成することにより、所望受信信号レベルが小さい場
合や妨害波のレベルが大きい場合においても、９０°移
相器１６や乗算器１３，１４における位相偏差や利得偏
差を精度良く抑えることができ、イメージ除去比に優れ
たイメージ抑圧ミキサーが実現できる。
を構成することにより、所望受信信号レベルが小さい場
合や妨害波のレベルが大きい場合においても、９０°移
相器１６や乗算器１３，１４における位相偏差や利得偏
差を精度良く抑えることができ、イメージ除去比に優れ
たイメージ抑圧ミキサーが実現できる。
【００４３】図１０〜図１３を用い説明した、この発明
の第６〜第９他の実施例は、所望受信信号レベルが小さ
い場合や妨害波のレベルが大きい場合において、位相偏
差や利得偏差を抑えるに有利であったが、逆に所望受信
信号レベルが大きい場合や妨害波のレベルが小さい場合
は不利になる。
の第６〜第９他の実施例は、所望受信信号レベルが小さ
い場合や妨害波のレベルが大きい場合において、位相偏
差や利得偏差を抑えるに有利であったが、逆に所望受信
信号レベルが大きい場合や妨害波のレベルが小さい場合
は不利になる。
【００４４】図１４，図１５に示したこの発明の第１
０，第１１の他の実施例は、図１０〜図１３で説明した
何れの場合の実施例においても、精度良く位相偏差や利
得偏差を抑えるよう構成したイメージ抑圧ミキサーの例
である。前出の実施例と同構成の部位には同符号を付
し、説明を省略する。
０，第１１の他の実施例は、図１０〜図１３で説明した
何れの場合の実施例においても、精度良く位相偏差や利
得偏差を抑えるよう構成したイメージ抑圧ミキサーの例
である。前出の実施例と同構成の部位には同符号を付
し、説明を省略する。
【００４５】この各実施例では、２つの電力検波回路１
４１，１４２を設け、加算器１８の出力ｇを電力検波回
路１４１に、減算器１０１の出力ｈを電力検波回路１４
２に入力する。出力ｇおよび出力ｈは電力比較器１４３
にも供給し、何れの入力パワー値が大きいかを比較す
る。比較結果はスイッチ１４４へ供給され、出力ｇ，ｈ
のうちパワー値の大きい系の電力検波回路の出力を選択
出力するように構成し、この選択出力により９０°移相
器１６の移相あるいは利得制御を行う。その他構成，内
容は図１０，図１１と同一であるので説明は省略する。
４１，１４２を設け、加算器１８の出力ｇを電力検波回
路１４１に、減算器１０１の出力ｈを電力検波回路１４
２に入力する。出力ｇおよび出力ｈは電力比較器１４３
にも供給し、何れの入力パワー値が大きいかを比較す
る。比較結果はスイッチ１４４へ供給され、出力ｇ，ｈ
のうちパワー値の大きい系の電力検波回路の出力を選択
出力するように構成し、この選択出力により９０°移相
器１６の移相あるいは利得制御を行う。その他構成，内
容は図１０，図１１と同一であるので説明は省略する。
【００４６】図１６，図１７は、図１４，図１５の実施
例に比して利得偏差のみを考慮した、この発明の第１２
および第１３の他の実施例である。前出の実施例と同構
成の部位には同符号を付し、説明を省略する。この実施
例では、乗算器１３，１４の出力ｃ，ｄを入力とする利
得制御アンプ９１，９２を設け、電力検波回路１４１ａ
あるいは同１４２ｂおよびスイッチ１４４ａにより選択
された電力検波出力により利得制御することで利得偏差
の減じられた出力ｃ´，ｄ´を９０°移相器１７へ供給
するよう構成したものである。その他構成，内容は図１
４，図１５と同一であるので説明は省略する。
例に比して利得偏差のみを考慮した、この発明の第１２
および第１３の他の実施例である。前出の実施例と同構
成の部位には同符号を付し、説明を省略する。この実施
例では、乗算器１３，１４の出力ｃ，ｄを入力とする利
得制御アンプ９１，９２を設け、電力検波回路１４１ａ
あるいは同１４２ｂおよびスイッチ１４４ａにより選択
された電力検波出力により利得制御することで利得偏差
の減じられた出力ｃ´，ｄ´を９０°移相器１７へ供給
するよう構成したものである。その他構成，内容は図１
４，図１５と同一であるので説明は省略する。
【００４７】以上説明したようなミキサー回路によれ
ば、所望受信信号レベルが大きい場合や妨害波のレベル
が小さい場合にはイメージ抑圧したＩＦ信号出力を、所
望受信信号レベルが小さい場合や妨害波のレベルが大き
い場合においてはＩＦ信号を抑圧したイメージ信号の出
力を、それぞれ電力検波して位相・利得制御するので、
前記何れの場合においても精度良く位相偏差や利得偏差
を抑えることができ、ひいてはイメージ抑圧比に優れた
イメージ抑圧ミキサーを実現できる。
ば、所望受信信号レベルが大きい場合や妨害波のレベル
が小さい場合にはイメージ抑圧したＩＦ信号出力を、所
望受信信号レベルが小さい場合や妨害波のレベルが大き
い場合においてはＩＦ信号を抑圧したイメージ信号の出
力を、それぞれ電力検波して位相・利得制御するので、
前記何れの場合においても精度良く位相偏差や利得偏差
を抑えることができ、ひいてはイメージ抑圧比に優れた
イメージ抑圧ミキサーを実現できる。
【００４８】なお、この発明はこれまで説明した各実施
例に限定されるものではなく、局部発振器出力に設けた
９０°移相器は、乗算器出力におけるＩＦ信号成分の位
相差が９０°であればよく、例えばＲＦ信号に９０°の
位相差を持たせるように構成してもよい。また利得制御
アンプについても、加算器の入力バランスを可変できる
ような位置であれば、図示したとおりに限らずにいずれ
の信号経路に設けても問題なく、さらにＲＦ信号の分配
比や前記加算器の加算比を可変できるよう構成した場合
も、等価とみなすことができる。
例に限定されるものではなく、局部発振器出力に設けた
９０°移相器は、乗算器出力におけるＩＦ信号成分の位
相差が９０°であればよく、例えばＲＦ信号に９０°の
位相差を持たせるように構成してもよい。また利得制御
アンプについても、加算器の入力バランスを可変できる
ような位置であれば、図示したとおりに限らずにいずれ
の信号経路に設けても問題なく、さらにＲＦ信号の分配
比や前記加算器の加算比を可変できるよう構成した場合
も、等価とみなすことができる。
【００４９】
【発明の効果】以上記載したように、この発明のミキサ
ー回路によれば、広周波数帯域にて位相偏差や利得偏差
を抑えることができ、さらに所望信号や妨害波の受信レ
ベル比に左右されることなく同性能を向上できることか
ら、イメージ抑圧率に優れたイメージ抑圧ミキサーを実
現することができる。
ー回路によれば、広周波数帯域にて位相偏差や利得偏差
を抑えることができ、さらに所望信号や妨害波の受信レ
ベル比に左右されることなく同性能を向上できることか
ら、イメージ抑圧率に優れたイメージ抑圧ミキサーを実
現することができる。
【図１】この発明の一実施例を説明するためのシステム
図。
図。
【図２】図１で用いた９０°移相器を具体的に説明する
ための回路図。
ための回路図。
【図３】図２の９０°移相器の周波数特性図。
【図４】この発明の他の実施例を説明するためのシステ
ム図。
ム図。
【図５】この発明の第２の他の実施例を説明するための
システム図。
システム図。
【図６】この発明の第３の他の実施例を説明するための
システム図。
システム図。
【図７】この発明の第４の他の実施例を説明するための
システム図。
システム図。
【図８】図７の動作を説明するための
【図９】この発明の第５の他の実施例を説明するための
システム図。
システム図。
【図１０】この発明の第６の他の実施例を説明するため
のシステム図。
のシステム図。
【図１１】この発明の第７の他の実施例を説明するため
のシステム図。
のシステム図。
【図１２】この発明の第８の他の実施例を説明するため
のシステム図。
のシステム図。
【図１３】この発明の第９の他の実施例を説明するため
のシステム図。
のシステム図。
【図１４】この発明の第１０の他の実施例を説明するた
めのシステム図。
めのシステム図。
【図１５】この発明の第１１の他の実施例を説明するた
めのシステム図。
めのシステム図。
【図１６】この発明の第１２の他の実施例を説明するた
めのシステム図。
めのシステム図。
【図１７】この発明の第１３の他の実施例を説明するた
めのシステム図。
めのシステム図。
【図１８】従来の技術を説明するためのシステム図。
【図１９】図１８の問題点を説明するためのＣＡＴＶ放
送におけるスペクトル図。
送におけるスペクトル図。
【図２０】イメージ信号を抑圧する、従来の移相型イメ
ージ抑圧ミキサー回路を説明するためのシステム図。
ージ抑圧ミキサー回路を説明するためのシステム図。
【符号の説明】 １１…入力端子、１２…分配器、１３，１４…乗算器、
１５…局部発振器、１６，１７，１１１…９０°移相
器、１８，１１２…加算器、１９…出力端子、２０，２
０´，７１，７１´，１４１，１４１ａ，１４２，１４
２ｂ…電力検波回路、４１，４２，９１，９２…利得制
御アンプ、１０１…減算器、１４３…電力比較器、１４
４，１４４ａ…スイッチ。
１５…局部発振器、１６，１７，１１１…９０°移相
器、１８，１１２…加算器、１９…出力端子、２０，２
０´，７１，７１´，１４１，１４１ａ，１４２，１４
２ｂ…電力検波回路、４１，４２，９１，９２…利得制
御アンプ、１０１…減算器、１４３…電力比較器、１４
４，１４４ａ…スイッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 久世 敦美 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝マルチメディア技術研究所内 (72)発明者 近江 義智 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝マルチメディア技術研究所内
Claims (14)
- 【請求項１】 ＲＦ信号を一方の入力とする第１および
第２の乗算器と、 所望の周波数のＩＦ信号を得るに要する周波数で発振す
る局部発振器と、 前記局部発振器の発振出力を入力とし、所定の位相遅れ
の位相関係を持つ第１および第２の出力を、それぞれ前
記第１および第２の乗算器の他方へ供給する第１の移相
器と、 前記第１および第２の乗算器の出力を入力とし、第２の
乗算器の出力に対する第１の乗算器の出力の位相差に所
定の位相遅れを施した位相差を有する第１および第２の
移相出力を出力する第２の移相器と、 前記第１および第２の移相出力を加算して出力する加算
手段と、 前記第１および第２の乗算器から加算手段にいたる経路
の経路間の電力バランスを検出する検波手段と、 前記検波手段の結果に応じ、前記加算手段の出力におけ
るイメージを抑えるよう制御する制御手段とからなるこ
とを特徴とするミキサー回路。 - 【請求項２】 前記制御手段は、前記第１，第２の移相
器のうち少なくとも何れか一方の移相量を可変すること
により、前記加算手段の入力間における位相差を制御す
ることを特徴とする請求項１記載のミキサー回路。 - 【請求項３】 前記制御手段は、前記加算手段に至る信
号経路上の少なくとも１ヵ所に設けた利得制御手段を制
御することにより、前記加算手段の入力間における電力
バランスを制御することを特徴とする請求項１記載のミ
キサー回路。 - 【請求項４】 ＲＦ信号を一方の入力とする第１および
第２の乗算器と、 所望の周波数のＩＦ信号を得るに要する周波数で発振す
る局部発振器と、 前記局部発振器の発振出力を入力とし、所定の位相遅れ
の位相関係を持つ第１および第２の出力を、それぞれ前
記第１および第２の乗算器の他方へ供給する第１の移相
器と、 前記第１および第２の乗算器の出力を入力とし、第２の
乗算器の出力に対する第１の乗算器の出力の位相差に所
定の位相遅れを施した位相差を有する第１および第２の
移相出力を出力する第２の移相器と、 前記第１および第２の移相出力を加算して出力する加算
手段と、 前記加算手段出力の電力を検出する検波手段と、 前記検波手段の結果に応じ、前記加算手段の出力におけ
るイメージを抑えるよう制御する制御手段とからなるこ
とを特徴とするミキサー回路。 - 【請求項５】 前記制御手段は、前記第１，第２の移相
器のうち少なくとも何れか一方の移相量を可変すること
により、前記加算手段の入力間における位相差を制御す
ることを特徴とする請求項４記載のミキサー回路。 - 【請求項６】 前記制御手段は、前記加算手段に至る信
号経路上の少なくとも１ヵ所に設けた利得制御手段を制
御することにより、前記加算手段の入力間における電力
バランスを制御することを特徴とする請求項４記載のミ
キサー回路。 - 【請求項７】 ＲＦ信号を一方の入力とする第１および
第２の乗算器と、 所望の周波数のＩＦ信号を得るに要する周波数で発振す
る局部発振器と、 前記局部発振器の発振出力を入力とし、所定の位相遅れ
の位相関係を持つ第１および第２の出力を、それぞれ前
記第１および第２の乗算器の他方へそれぞれ供給する第
１の移相器と、 前記第１および第２の乗算器の出力を入力とし、第２の
乗算器の出力に対する第１の乗算器の出力の位相差に所
定の位相遅れを施した位相差を有する第１および第２の
移相出力を出力する第２の移相器と、 前記第１および第２の移相出力を加算して出力する加算
手段と、 前記第１および第２の移相出力を減算して出力する減算
手段と、 前記加算手段の出力，減算加算の出力のうち、少なくと
も何れか一方の電力を検出する検波手段と、 前記検波手段の結果に応じ、前記加算手段の出力におけ
るイメージを抑えるよう制御する制御手段とからなるこ
とを特徴とするミキサー回路。 - 【請求項８】 前記制御手段は、前記第１，第２の移相
器のうち少なくとも何れか一方の移相量を可変すること
により、前記加算手段の入力間における位相差を制御す
ることを特徴とする請求項７記載のミキサー回路。 - 【請求項９】 前記制御手段は、前記加算手段に至る信
号経路上の少なくとも１ヵ所に設けた利得制御手段を制
御することにより、前記加算手段の入力間における電力
バランスを制御することを特徴とする請求項７記載のミ
キサー回路。 - 【請求項１０】 前記検波手段は、 前記加算手段および前記減算手段の出力の電力をそれぞ
れ検波する、第１および第２の検波手段と、 前記加算手段および前記減算手段の出力の電力値比較手
段と、 電力値比較の結果、大きな電力値が得られた系の検波手
段の出力を選択して出力するスイッチとから構成してな
ることを特徴とする請求項７記載のミキサー回路。 - 【請求項１１】 ＲＦ信号を一方の入力とする第１およ
び第２の乗算器と、 所望の周波数のＩＦ信号を得るに要する周波数で発振す
る局部発振器と、 前記局部発振器の発振出力を入力とし、所定の位相遅れ
の位相関係を持つ第１および第２の出力を、それぞれ前
記第１および第２の乗算器の他方へそれぞれ供給する第
１の移相器と、 前記第１および第２の乗算器の出力を入力とし、第２の
乗算器の出力に対する第１の乗算器の出力の位相差に所
定の位相遅れを施した位相差を有する第１および第２の
移相出力を出力する第２の移相器と、 前記第１および第２の移相出力を加算して出力する加算
手段と、 前記第１および第２の乗算器の出力を入力とし、第１の
乗算器の出力に対する第２の乗算器の出力の位相差に所
定の位相遅れを施した位相差を有する第３および第４の
移相出力を出力する第２の移相手段と、 前記第３および第４の移相出力を加算して出力する第２
の加算手段と、 前記第１，第２の加算手段の出力のうち、少なくとも何
れか一方の電力を検出する検波手段と、 前記検波手段の結果に応じ、前記第１の加算手段の出力
におけるイメージを抑えるよう制御する制御手段とから
なることを特徴とするミキサー回路。 - 【請求項１２】 前記制御手段は、前記第１の移相器の
移相量，前記第２および第３の移相器の移相量のうち、
少なくとも何れか一方の移相量を可変することにより、
前記加算手段の入力間における位相差を制御することを
特徴とする請求項１１記載のミキサー回路。 - 【請求項１３】 前記制御手段は、前記第１および第２
の加算手段に至る信号経路上の少なくとも１ヵ所に設け
た利得制御手段を制御することにより、前記加算手段の
入力間における電力バランスを制御することを特徴とす
る請求項１１記載のミキサー回路。 - 【請求項１４】 前記検波手段は、 前記第１および第２の加算手段の出力の電力をそれぞれ
検波する第１および第２の検波手段と、 前記第１および第２の加算手段の出力の電力値比較手段
と、 電力値比較の結果、大きな電力値が得られた系の検波手
段の出力を選択して出力するスイッチとから構成してな
ることを特徴とする請求項１１記載のミキサー回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26744194A JP3346915B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | ミキサー回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26744194A JP3346915B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | ミキサー回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130416A true JPH08130416A (ja) | 1996-05-21 |
| JP3346915B2 JP3346915B2 (ja) | 2002-11-18 |
Family
ID=17444892
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26744194A Expired - Fee Related JP3346915B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | ミキサー回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3346915B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6272312B1 (en) | 1998-01-12 | 2001-08-07 | Alps Electric Co., Ltd. | Satellite broadcasting receiving tuner which inhibits interference caused by satellite broadcast signals having one octave higher frequency band |
| US6321076B1 (en) | 1998-07-17 | 2001-11-20 | Nec Corporation | 90° phase shifter and image rejection mixer |
| KR100387249B1 (ko) * | 2000-03-30 | 2003-06-12 | 엔이씨 가꼬오부쯔 디바이스 가부시끼가이샤 | 영상제거믹서 |
| WO2003079539A1 (fr) * | 2002-03-20 | 2003-09-25 | Nec Corporation | Procede de traitement de signaux et dispositif de traitement de signaux |
| US6859648B2 (en) | 2002-04-10 | 2005-02-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit device |
| JP2005328529A (ja) * | 2004-05-14 | 2005-11-24 | Agilent Technol Inc | 電子回路を較正するシステム及び方法 |
| WO2009142201A1 (ja) * | 2008-05-19 | 2009-11-26 | 日本電気株式会社 | ポリフェーズフィルタの帯域調整装置及びポリフェーズフィルタの帯域調整方法 |
| US8045650B2 (en) | 2005-06-24 | 2011-10-25 | Panasonic Corporation | Radio receiving apparatus |
| JP2015142319A (ja) * | 2014-01-30 | 2015-08-03 | 株式会社東芝 | 複素バンドパスフィルタ及び受信装置 |
-
1994
- 1994-10-31 JP JP26744194A patent/JP3346915B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6272312B1 (en) | 1998-01-12 | 2001-08-07 | Alps Electric Co., Ltd. | Satellite broadcasting receiving tuner which inhibits interference caused by satellite broadcast signals having one octave higher frequency band |
| US6321076B1 (en) | 1998-07-17 | 2001-11-20 | Nec Corporation | 90° phase shifter and image rejection mixer |
| US6999746B2 (en) | 2000-03-30 | 2006-02-14 | Nec Compound Semiconductor Devices, Ltd. | Image rejection mixer |
| KR100387249B1 (ko) * | 2000-03-30 | 2003-06-12 | 엔이씨 가꼬오부쯔 디바이스 가부시끼가이샤 | 영상제거믹서 |
| WO2003079539A1 (fr) * | 2002-03-20 | 2003-09-25 | Nec Corporation | Procede de traitement de signaux et dispositif de traitement de signaux |
| US7373131B2 (en) | 2002-03-20 | 2008-05-13 | Nec Corporation | Signal processing method and signal processing apparatus |
| CN100449937C (zh) * | 2002-03-20 | 2009-01-07 | 日本电气株式会社 | 信号处理方法及信号处理设备 |
| US6859648B2 (en) | 2002-04-10 | 2005-02-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit device |
| JP2005328529A (ja) * | 2004-05-14 | 2005-11-24 | Agilent Technol Inc | 電子回路を較正するシステム及び方法 |
| US8045650B2 (en) | 2005-06-24 | 2011-10-25 | Panasonic Corporation | Radio receiving apparatus |
| WO2009142201A1 (ja) * | 2008-05-19 | 2009-11-26 | 日本電気株式会社 | ポリフェーズフィルタの帯域調整装置及びポリフェーズフィルタの帯域調整方法 |
| US8526901B2 (en) | 2008-05-19 | 2013-09-03 | Nec Corporation | Band adjustment device of polyphase filter and band adjustment method of polyphase filter |
| JP5360056B2 (ja) * | 2008-05-19 | 2013-12-04 | 日本電気株式会社 | ポリフェーズフィルタの帯域調整装置及びポリフェーズフィルタの帯域調整方法 |
| JP2015142319A (ja) * | 2014-01-30 | 2015-08-03 | 株式会社東芝 | 複素バンドパスフィルタ及び受信装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3346915B2 (ja) | 2002-11-18 |
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