WO2006137325A1

WO2006137325A1 - 無線受信装置

Info

Publication number: WO2006137325A1
Application number: PCT/JP2006/312038
Authority: WO
Inventors: Toshifumi Nakatani
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-06-24
Filing date: 2006-06-15
Publication date: 2006-12-28
Also published as: US20100189197A1; JP4648948B2; CN101208921B; CN101208921A; US8045650B2; JPWO2006137325A1

Abstract

　　振幅および位相の両方のばらつきを補償し、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置を提供すること。　　補正値演算部（１１０）は、第１のデジタル信号に対して、振幅補正値候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、前記第２のデジタル信号に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に前記第１のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第１の合成信号とし、第１の合成信号の変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値として、復調部（１２０）に入力する。復調部（１２０）は、振幅補正値および位相補正値に基づいて、振幅および位相を補償すると共に、イメージ妨害を抑圧する。

Description

明細書

無線受信装置

技術分野

[0001] 本発明は、移動体端末に用いられる無線受信装置に関し、より特定的には、ィメージ周波数信号を抑圧可能な無線受信装置に関する。

背景技術

[0002] 近年、移動体端末は爆発的に普及している。その無線回路には小型化が求められている。無線受信装置には、大きく分けて、ホモダイン (ダイレクトコンバージョン)方式を採用するものと、ヘテロダイン方式を採用するものとの 2つが存在する。ヘテロダイン方式は、ホモダイン方式において、大きな妨害となる DCオフセットや 1/fノイズ、 AM抑圧などの問題がないため、広く移動体端末に用いられている。その一方で、へテロダイン方式には、イメージ周波数信号による妨害が問題となる。

[0003] 図 11は、イメージ周波数信号による妨害のメカニズムを示す図である。図 11に示すように、イメージ周波数信号は、局部発振信号 LOを挟んで、所望信号の逆側に存在する。そのため、ミキサ 900に所望信号およびイメージ周波数信号が入力され、局部発振信号 L〇とミキシングされると、中間周波数 (IF)帯において、イメージ周波数信号と所望信号とが重なってしまう。したがって、イメージ周波数信号は、所望信号の復調の妨げとなる。このようなイメージ周波数信号を除去するために、単純には、急峻な RFフィルタを用意して、所望信号のみをミキサ 900に入力するようにすればよい。しかし、そのような RFフィルタは、大型化し、小型化が要求される無線受信装置には、不適切である。

[0004] これに対し、従来、 90度位相の異なる 2つの局部発振信号を用いてこのイメージ周波数信号を抑圧するためのハートレー方式を採用する無線受信装置が提案されている。図 12Aは、ハートレー方式を採用するための無線受信装置の機能的構成を示すブロック図である。図 12Aにおいて、無線受信装置は、第 1のミキサ 901と、第 2のミキサ 902と、第 1の移相器 903と、第 2の移相器 904とを備える。

[0005] 第 1の移相器 903は、局部発振信号 LOの位相を回転させ、 0度位相を回転させた局部発振信号と 90度位相を回転させた局部発振信号とに分けて、それぞれ、第 1および第 2のミキサ 901 , 902に入力する。第 1のミキサ 901は、所望信号とイメージ周波数信号とを含む RF信号を局部発振信号によってダウンコンバートして、出力する。図 12Bは、図 12Aにおける第 1のミキサ 901の出力信号の位相関係を示すブロック図である。図 12Bに示すように、第 1のミキサ 901の出力において、所望信号とィメージ周波数信号とは、同位相となる。

[0006] 第 2のミキサ 902は、 RF信号を 90度位相が回転した局部発振信号によってダウンコンバートして、出力する。図 12Cは、図 12Aにおける第 2のミキサ 902の出力信号の位相関係を示すブロック図である。図 12Cに示すように、第 2のミキサ 901において、所望信号とイメージ周波数信号とは、逆位相となる。

[0007] 第 2の移相器 904は、第 1のミキサ 901から出力される信号の位相を 0度回転させ、第 2のミキサから出力される信号の位相を—90度回転させて、合成する。図 12Dは、図 12Aにおける第 2の移相器 904の出力信号の位相関係を示す図である。図 12D に示すように、 2つのイメージ周波数信号は等振幅逆位相の関係になり、 2つの所望信号は等振幅同位相の関係になる。したがって、イメージ周波数信号が抑圧されることとなる。

[0008] このようなハートレー方式のイメージ除去によって、理想的には、イメージ周波数信号が除去されるのであるが、実際には、無線受信装置に使用される素子のばらつきが原因で、完全にイメージ周波数信号を除去することができない。そのため、ばらつき補償を行って、イメージ抑圧量を改善する無線受信装置が様々提案されている。

[0009] 図 13は、特許文献 1に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。特許文献 1に記載の受信回路では、まず、 90度位相の異なる局部発振信号によって IF周波数にダウンコンバートされた 2系統の IF信号が生成される。回路 906は、 IF信号の一部を取り出し、取り出した一方の信号で両方の信号を検波する。回路 9 06は、検波された 2つの信号の位相差を検出し、その位相差が 90度となるように、可変移相器 905を調整する。これにより、位相のばらつきが補償され、高イメージ抑圧の受信回路が実現される。

[0010] 図 14は、特許文献 2に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。特許文献 2に記載されている受信回路では、 90度位相の異なる局部発振信号で IF周波数にダウンコンバートされた 2系統の IF信号が生成される。当該 2系統の IF 信号の一方が、さらに 90度位相が回転させられ、当該 2系統の信号の和および差が演算される。さらに、電力検波回路 907aにおいて差信号の電力が検出され、電力検出回路 907bにおいて和信号の電力が検出される。回路 908では、和信号と差信号との電力差が比較され、大きい方の信号側の電力検波回路にスィッチをたおす。そして、回路 908は、スィッチをたおした方の電力検波回路の電力が最小となるように I F増幅器の利得を調整する。これによつて、素子の利得/損失、すなわち振幅のばらつきが補償され、高イメージ抑圧の受信回路が実現される。

[0011] 図 15は、特許文献 3、特許文献 4、および特許文献 5に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。図 15に示す受信回路では、 90度位相の異なる局部発振信号で IF周波数にダウンコンバートされた 2系統の IF信号が生成される。そして、所望波周波数の信号よりイメージ周波数の信号の方が強いときのみ、回路 9 11は、 2つの IF信号の一部から所望波周波数の信号を抑圧した信号、すなわちィメージ周波数の信号成分を生成する。さらに、回路 910は、もとの 2つの IF信号をレべル調整し、回路 909は、イメージ周波数の信号成分を差し引く。レベル調整は、減衰器 ATTで行われる。イメージ妨害キャンセラは、差し引いた後の IF信号で復調を行つたときのビット誤り率（BER: Bit Error Rate)が最小となるように、当該減衰量を調整する。これによつて、振幅、位相両方のばらつきが補償され、高イメージ抑圧の受信回路が実現される。

特許文献 1：特開平 8— 125447号公報

特許文献 2：特開平 8— 130416号公報

特許文献 3：特開 2002— 246847号公報

特許文献 4 :特開 2003— 309612号公報

特許文献 5：特開 2004— 72532号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0012] し力ながら、図 13に記載の受信回路は、素子の位相ばらつきのみを補償している。また、図 14に記載の受信回路は、素子の振幅ばらつきのみを補償している。実際には、振幅、および位相の両方がばらつくので、両方を補償する必要がある。

[0013] また、図 15に記載の受信回路は、ビット誤り率が改善されるように、帰還ループをまわしてイメージ妨害を抑圧している。ビット誤り率は、既知のデータに対してのみ計算できる。そのため、たとえば、携帯電話等では、フレーム毎に数ビットだけ含まれているトレーニング用のデータで計算して、ビット誤り率を求めるしかなレ、。しかし、ィメージ妨害を抑圧することができるまで帰還ノレープを回すには、多くのフレームを受信して、ビット誤り率を所定の値以下まで収束させなければならなレ、。このように、図 15に記載の受信回路では、イメージ妨害抑圧までに長時間必要であった。

[0014] それゆえ、本発明の目的は、振幅および位相の両方のばらつきを補償し、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置を提供することである。

課題を解決するための手段

[0015] 上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。本発明は、無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であって、無線周波数信号を、 90度位相が異なる 2つの局部発振信号に基づいて、第 1および第 2の中間周波数信号に変換する周波数変換部と、第 1の中間周波数信号を第 1 のデジタル信号に変換する第 1のアナログデジタル変換部と、第 2の中間周波数信号を第 2のデジタル信号に変換する第 2のアナログデジタル変換部と、第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正すると共に、イメージ周波数信号を除去し、得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部と、復調部において第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求める補正値演算部とを備える。補正値演算部は、第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、第 2のデジタル信号に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に第 1のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第 1の合成信号とし、第 1の合成信号の変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値として、復調部に入力する。 [0016] 本発明によれば、第 1の合成信号の変曲点を振幅補正値および位相補正値とすることができるので、振幅および位相の両方のばらつきを補償することができる無線受信装置が提供されることとなる。カロえて、演算によって、振幅補正値および位相補正値を求めることができるので、従来のように帰還ノレープの収束を待つ必要が無ぐ短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる。

[0017] 好ましくは、補正値演算部は、第 1のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を位相補正候補値分逆回転することによって得られる信号と、第 2 のデジタル信号に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に位相を 90度回転かつ位相補正候補値分回転することによって得られる信号との合成を第 1の合成信号とすることを特徴とするとよレ、。

[0018] これにより、イメージ信号を主に含む第 1の合成信号を得ることができる。

[0019] 好ましくは、補正値演算部は、 2次元行列演算によって、変曲点を求めるとよい。

[0020] このように、 2次元行列演算を用いることによって、第 1の合成信号を所定の範囲の振幅補正候補値および位相補正候補値に渡ってまとめて求めることができ、変曲点を短時間で求めることができる。

[0021] 一実施形態として、補正値演算部は、位相補正候補値を 0度に固定して、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値としてもよい。

[0022] これにより、 2次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかつたとしても、変曲点を求めることができる。

[0023] 一実施形態として、補正値演算部は、振幅補正候補値を OdBに固定して、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、 1次元行列演算によつて、第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、位相補正値および振幅補正値としてもよい。

[0024] これにより、 2次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかつたとしても、変曲点を求めることができる。

[0025] 一実施形態として、補正値演算部は、位相補正候補値を 0度に固定して、逐次演算によって、第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、逐次演算によって、第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値としてもょレ、。

[0026] これにより、 2次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかつたとしても、変曲点を求めることができる。

[0027] 一実施形態として、補正値演算部は、振幅補正候補値を OdBに固定して、逐次演算によって、第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、逐次演算によって、第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、位相補正値および振幅補正値としてもょレ、。

[0028] これにより、 2次元行列演算を行う程の処理能力を無線受信装置が有していなかつたとしても、変曲点を求めることができる。

[0029] 好ましくは、復調部は、ハートレー方式によって、イメージ周波数信号を除去するとよい。

[0030] これにより、イメージ周波数信号を簡易な構成で除去することができる。

[0031] たとえば、復調部は、第 1のデジタル信号に振幅補正値を乗算すると共に第 1のデジタル信号の位相を位相補正値分回転することによって得られる信号と、第 2のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算すると共に第 2のデジタル信号の位相を一 90 度回転かつ位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第 2の合成信号とし、第 2の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換する。

[0032] これにより、イメージ周波数信号が抑圧された信号を、第 2の合成信号として、得ること力 Sできる。

[0033] 好ましくは、補正値演算部における第 1の合成信号のレベルと復調部における第 2 の合成信号のレベルとを比較し、第 1の合成信号のレベルが、第 2の合成信号のレベルよりも所定値以上大きい場合のみ、復調部に補正を実行させる比較部をさらに備えるとよい。

[0034] これにより、振幅および位相の補正が必要な場合のみ、補正ステージに移行することができるので、無線受信装置の処理負担が軽減し、結果、消費電力の低減も期待できる。

[0035] 好ましくは、復調部は、ウィーバー方式によって、イメージ信号を除去するとよい。

[0036] これにより、イメージ周波数信号を簡易な構成で除去することができる。

[0037] たとえば、復調部は、第 1のデジタル信号に振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を位相補正値分回転させた信号とを乗算して第 1の信号とし、第 2のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算した信号とクロック信号の位相を 90度回転かつ位相補正値分回転させた信号とを乗算して第 2の信号とし、第 1のデジタル信号に振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を 90度回転かつ位相補正値分逆回転させた信号とを乗算して第 3の信号とし、第 2のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算した信号とクロック信号の位相を位相補正値分回転させた信号とを乗算して第 4の信号とし、第 1の信号と第 2の信号との合成信号とを同相成分とし、第 3の信号と第 4の信号との合成信号とを直交成分とする。

[0038] これにより、イメージ周波数信号が抑圧された同相成分および直交成分を得ることができる。

[0039] 好ましくは、補正値演算部における第 1の合成信号のレベルと復調部における同相成分および直交成分によるベクトルの大きさとを比較し、第 1の合成信号のレベルが、ベクトルの大きさよりも所定値以上大きい場合のみ、復調部に補正を実行させる比較部をさらに備えるとよい。

[0040] これにより、振幅および位相の補正が必要な場合のみ、補正ステージに移行することができるので、無線受信装置の処理負担が軽減し、結果、消費電力の低減も期待できる。

[0041] たとえば、補正値演算部は、連続的に補正のための演算を行う。

[0042] これにより、常に、振幅および位相が補正されることとなり、受信品質が向上する。 [0043] たとえば、補正値演算部は、無線周波数信号におけるデータフレームの最初の部分でのみ、補正のための演算を行う。

[0044] これにより、連続的に補正のための演算を行う場合に比べ、消費電力が低減することとなる。

[0045] たとえば、補正値演算部は、無線周波数信号におけるデータフレーム中のトレー二ング信号受信時にのみ、補正のための演算を行う。

[0046] これにより、連続的に補正のための演算を行う場合に比べ、消費電力が低減することとなる。

[0047] 好ましくは、補正値演算部は、電源投入時に補正のための演算を行い、予め、振幅補正値および位相補正値を求めておき、復調部は、予め求められた振幅補正値および位相補正値に基づレ、て、補正を行うとよレ、。

[0048] これにより、無線周波数信号の受信中における補正が不要となる。結果、消費電力の低減が期待できる。

[0049] 一実施形態として、補正値演算部は、電源投入時、送信回路からの無線周波数信号に基づいて、補正のための演算を行い、予め、振幅補正値および位相補正値を求めるとよい。

[0050] これにより、擬似的な無線周波数信号を用いて、振幅補正値および位相補正値を求めることができる。当該擬似的な無線周波数信号が通る受信側の伝送経路上の素子は、実際の無線周波数信号を受信する場合に近いので、概ね適切な振幅補正値および位相補正値を得ることができる。

[0051] 好ましくは、補正値演算部は、送信回路からの無線周波数信号の周波数以外の周波数に対応する無線周波数信号を受信したら、受信した無線周波数信号に基づいて、新たに、補正のための演算を行うとよい。

[0052] これにより、振幅補正値および位相補正値の変更が必要になったとしても、対応すること力 S可肯となる。

[0053] 一実施形態として、無線受信装置は、 Low— IF方式で、中間周波数信号を得て、補正値演算部は、 P 接チャネルに相当するイメージ周波数信号のシンボル同期を行つて、再生されたシンボルの包絡線が安定するタイミングで変曲点を求めるとよい。 [0054] これにより、誤差が小さな振幅補正値および位相補正値を得ることができる。

[0055] 好ましくは、復調部は、デジタルフーリエ変換された第 1および第 2のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅および位相の補正およびイメージ周波数信号の除去を施して、補正およびイメージ周波数除去後の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施し、逆デジタルフーリエ変換によって得られた信号をベースバンド帯域にダウンコンバートし、補正値演算部は、デジタルフーリエ変換された第 1のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、デジタルフーリエ変換された第 2のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に第 1のデジタノレ信号の各周波数成分に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによつて得られる信号とを合成して第 1の合成信号とし、各周波数成分における第 1の合成信号の変曲点を求め、各変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、各周波数成分に対応する振幅補正値および位相補正値として、復調部に入力して第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正させるとよい。

[0056] これにより、広帯域な無線周波数信号においても、振幅および位相の補正を行いながら、イメージ周波数信号を抑圧することができる。なお、この場合、第 1の合成信号は、各周波数成分に対して、イメージ周波数信号が抑圧された信号となっている。

[0057] たとえば、第 1のアナログデジタル変換部は、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第 1の中間周波数信号を通過させる第 1のアンチエリアジングフィルタと、第 1のアンチエリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第 1のアナ口グデジタル変換器と、第 1のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、第 1のデジタル信号として出力する第 1のチャネル選択フィルタとを含み、第 2のアナログデジタル変換部は、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第 1の中間周波数信号を通過させる第 2のアンチエリアジングフィルタと、第 2のアンチェリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第 2のアナログデジタル変換器と、第 2のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、第 1 のデジタル信号として出力する第 2のチャネル選択フィルタとを含む。

[0058] これにより、エリアジングを抑圧しながら、所望のチャネルを選択することができ、マルチモードおよび/またはマルチバンドの携帯端末等への適用が可能となる。

[0059] たとえば、第 1のアナログデジタル変換部は、第 1の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第 1のチャネル選択フィルタと、第 1のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第 1のアナログデジタル変換器とを含み、第 2 のアナログデジタル変換部は、第 2の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第 2のチャネル選択フィルタと、第 2のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第 2のアナログデジタル変換器とを含む。

[0060] これにより、所望のチャネルを選択することができ、マルチモードおよび Zまたはマルチバンドの携帯端末等への適用が可能となる。

[0061] また、本発明は、以下のような特徴を有してもよい。本発明は、無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であって、無線周波数信号を、 90度位相が異なる 2つの局部発振信号に基づいて、第 1および第 2の中間周波数信号に変換する周波数変換部と、第 1の中間周波数信号を第 1のデジタル信号に変換する第 1のアナログデジタル変換部と、第 2の中間周波数信号を第 2のデジタル信号に変換する第 2のアナログデジタル変換部と、第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求めると共に、振幅補正値および位相補正値を用いて第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正し、イメージ周波数信号を除去する補正値演算部と、イメージ周波数信号を除去することで得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部とを備える。補正値演算部は、第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、第 2のデジタル信号に対して、振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に第 1のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第 1の合成信号とし、第 1の合成信号の変曲点を求め、変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、振幅補正値および位相補正値とする。

[0062] 好ましくは、補正値演算部は、第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正するのに、第 1のデジタル信号に振幅補正値を乗算すると共に第 1のデジタル信号の位相を 90度回転かつ位相補正値分回転することによって得られる信号と、第 2のデジタル信号に振幅補正値の逆数を乗算すると共に位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第 2の合成信号とする。復調部は、第 2の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換する。

[0063] これにより、補正値演算部が、振幅補正値および位相補正値を算出し、第 1および第 2のデジタル信号を振幅補正値および位相補正値で補正するので、回路規模を小さくすること力 Sできる。

発明の効果

[0064] 以上、本発明によれば、振幅および位相の両方のばらつきを補償することができる無線受信装置が提供されることとなる。カロえて、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置が提供されることとなる。

図面の簡単な説明

[0065] [図 1A]図 1Aは、本発明の第 1の実施形態に係る無線受信装置 100の機能的構成を示すブロック図である。

[図 1B]図 1Bは、可変利得増幅器を備える無線受信装置 100の機能的構成を示すブロック図である。

[図 1C]図 1Cは、可変利得増幅器を備える無線受信装置 100の他の機能的構成を示すブロック図である。

[図 2A]図 2Aは、振幅誤差および位相誤差が無いとして（すなわち、 B = 0dBおよび Θ =0度であるとして）、振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値 a c/2を変化させたときの第 1の合成信号の値を求めた 3Dコンター図である。

[図 2B]図 2Bは、振幅誤差および位相誤差が存在するとして、振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ c/2を変化させたときの第 1の合成信号の値を求めた 3Dコンター図である。

[図 3]図 3は、本発明の第 2の実施形態における無線受信装置 100の補正値演算部 110における演算アルゴリズムを説明するための図である。

[図 4]図 4は、逐次演算によって第 1の合成信号を求める無線受信装置 100aの機能的構成を示すブロック図である。

[図 5]図 5は、本発明の第 3の実施形態における無線受信装置 100の補正値演算部 110における演算アルゴリズムを説明するための図である。

[図 6]図 6は、イメージ信号のシンボル同期を行ったときに再生されたシンボルの波形を模式的に示す図である。

園 7]図 7は、本発明の第 5の実施形態に係る無線受信装置 200の機能的構成を示すブロック図である。

園 8]図 8は、本発明の第 6の実施形態に係る無線受信装置 300の機能的構成を示すブロック図である。

園 9]図 9は、本発明の第 7の実施形態に係る無線受信装置 400の機能的構成を示すブロック図である。

園 10A]図 10Aは、本発明の第 8の実施形態に係る無線受信装置 500の機能的構成を示すブロック図（第 1のステップ）である。

園 10B]図 10Bは、本発明の第 8の実施形態に係る無線受信装置 500の機能的構成を示すブロック図（第 2のステップ）である。

園 11]図 11は、イメージ周波数信号による妨害のメカニズムを示す図である。

園 12A]図 12Aは、ハートレー方式を採用するための無線受信装置の機能的構成を示すブロック図である。

[図 12B]図 12Bは、図 12Aにおける第 1のミキサ 901の出力信号の位相関係を示すブロック図である。

[図 12C]図 12Cは、図 12Aにおける第 2のミキサ 902の出力信号の位相関係を示すブロック図である。

園 12D]図 12Dは、図 12Aにおける第 2の移相器 904の出力信号の位相関係を示す図である。

園 13]図 13は、特許文献 1に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。

[図 14]図 14は、特許文献 2に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。

園 15]図 15は、特許文献 3、特許文献 4、および特許文献 5に記載されている受信回路の機能的構成を示すブロック図である。符号の説明

100, 200， 300， 400, 500 無線受信装置 101 a 第 1のダウンコンバータ

101b 第 2のダウンコンバータ

103a 第 1のアナログデジタル変換器 104a 第 1のチャネル選択フィルタ

102b 第 2のアンチエリアジングフィルタ 103b 第 2のアナログデジタル変換器 104b 第 2のチャネル選択フィルタ

105 局部発振器

106 第 1の 90度移相器

110, 210， 510 補正値演算部

120, 220, 320, 520 復調部

130, 230, 330, 530 比較部

140a 第 1のアナログデジタル変換部 140b 第 2のアナログデジタル変換部

111 , 1 16， 511 メモリ

112, 212, 512 第 1の乗算部

1 13, 213， 513 第 1の移相部

114, 214， 514 第 2の移相部

115, 215, 515 第 2の乗算部

117, 217 判定部

121 , 221 , 321 第 3の乗算部

122, 222, 322 第 3の移相部

123, 223, 323 第 4の移相部

324 第 5の移相部

325 第 6の移相部 124, 224, 326 第 4の乗算部

125a, 327 第 3のダウンコンバータ

125b, 328 第 4のダウンコンバータ

329 第 5のタ"ゥンコンノータ

332 第 6のタ"ゥンコンノータ

126, 331 クロック生成き

127 第 2の 90度移相器

129 DPDT

130 SPDT

211 第 1のデジタルフーリエ変換部

216 第 2のデジタルフーリエ変換部

225 逆デジタルフーリエ変換部

401 受信側増幅器

402 第 1のスィッチ回路

403 送信側増幅器

404 第 2のスィッチ回路

405 送信回路

410 第 3のメモリ

発明を実施するための最良の形態

[0067] (第 1の実施形態）

図 1Aは、本発明の第 1の実施形態に係る無線受信装置 100の機能的構成を示すブロック図である。図 1Aにおいて、無線受信装置 100は、第 1のダウンコンバータ 10 laと、第 1のアナログデジタル変換部 140aと、第 2のダウンコンバータ 101bと、第 2 のアナログデジタル変換部 140bと、局部発振器 105と、第 1の 90度移相器 106と、補正値演算部 110と、復調部 120と、比較部 130とを備える。

[0068] 第 1のアナログデジタル変換部 140aは、第 1のアンチエリアジングフィルタ 102aと、第 1のアナログデジタル変換器 103aと、第 1のチャネル選択フィルタ 104aとを含む。

[0069] 第 2のアナログデジタル変換部 140bは、第 2のアンチエリアジングフィルタ 102bと、第 2のアナログデジタル変換器 103bと、第 2のチャネル選択フィルタ 104bとを含む。

[0070] 補正値演算部 110は、第 1のメモリ 111と、第 1の乗算部 112と、第 1の移相部 113 と、第 2の移相部 114と、第 2の乗算部 115と、第 2のメモリ 116と、判定部 117とを含む。

[0071] 復調部 120は、第 3の乗算部 121と、第 3の移相部 122と、第 4の移相部 123と、第

4の乗算部 124と、第 3のダウンコンバータ 125aと、第 4のダウンコンバータ 125bと、クロック生成部 126と、第 2の 90度移相器 127とを含む。

[0072] アンテナで受信された無線周波数信号 (以下、 RF信号という）は、 2分岐され、第 1 および第 2のダウンコンバータ 101a, 101bに入力される。（式 1)は、 RF信号の一例 V を示す。（式 1)において、 V は、所望信号の振幅を示す。 V は、イメージ信号

RF RF IM

の振幅を示す。 ω _ ω は、所望信号の位相を示す。 ω + ω は、イメージ信号

LO IF LO IF

の位相を示す。すなわち、 ω は、局部発振信号の角振動数を示し、 ω は、ィメー

LO IF

ジ信号をダウンコンバートしたときの角振動数を示す。（式 1)に示す通り、 RF信号には、所望信号とイメージ周波数信号 (以下、イメージ信号という）とが含まれている。

[数 1]

RF信号

VRF=VIF - COS { ( M LO- _W IF) - t} —所望信号 (式 1) +VIM- COS { ( CO LO+ O IF) - t} —イメージ信号

[0073] 局部発振器 105は、局部発振信号を出力する。第 1の 90度移相器 106は、局部発振器 105から出力された局部発振信号を、 0度位相を回転させて第 1のダウンコンパータ 101aに入力する共に、 90度位相を回転させて第 2のダウンコンバータ 101bに入力する。第 1のダウンコンバータ 101aは、 RF信号を第 1の 90度移相器 106からの局部発振信号によってダウンコンバートして、第 1の中間周波数信号 (以下、第 1の I F信号という）として出力する。（式 2)は、 RF信号を（式 1)に示す V としたときの第 1

RF

の IF信号 V を示す。（式 2)において、（1ZB) 'Gは、経路上の利得を示す。ここで

IF I

、 Gは、平均利得を示し、 Bは、振幅誤差を示す。 cos ( ω -t- Θ /2)は、 0度位相

LO

が回転した局部発振信号を示す。ここで、 Θは、位相誤差を示す。（式 2)に示すように、第 1の IF信号には、所望信号とイメージ信号とが含まれている。

[数 2] 第 1の IF信号

VIF i= (1/B) -G[VRF-COS{(_WLO-_WIF) -t}+VlM-COs{(_WL0+WlF) -t}]

•cos(wL0-t-9/2) (式 2)

= (1/B) -G- {VRF-COS (_ω IF' t+ 0 /2) +VI -COS ( ω IF' t+ 0 /2) }

所望信号イメージ信号

[0074] 第 2のダウンコンバータ 101bは、 RF信号を第 1の 90度移相器 106からの 90度位相が回転した局部発振信号によってダウンコンバートして、第 2の中間周波数信号（以下、第 2の IF信号という）として出力する。（式 3)は、 RF信号を（式 1)に示す V と

RF

したときの第 2の IF信号 V を示す。（式 2)において、 B'Gは、経路上の利得を示

IF Q

す。ここで、 Gは、平均利得を示し、 Bは、振幅誤差を示す。 cos ( ω -t + 90+ θ/

LO

2)は、 90度位相が回転した局部発振信号を示す。ここで、 Θは、位相誤差を示す。 ( 式 3)に示すように、第 2の IF信号には、所望信号とイメージ信号とが含まれる。

[数 3] 第 2の IF信号

VIF_Q=B-G [VRF · cos " ω LO- ω IF) · t} +VIM · cos { ( ω LO+ ω IF) · t } ]

•cos(ouo't+9O+0 /2) (式 3)

≥B-G- {VRF- cos (— c lF't— 90- Θ /2) +VIM-COS (COIF- t- 90 - Θ /2) }

所望信号イメージ信号

[0075] このように、局部発振器 105、第 1の 90度移相器 106、ならびに第 1および第 2のダゥンコンバータ 101a, 101bは、 RF信号を、 90度位相が異なる 2つの局部発振信号に基づいて、第 1および第 2の IF信号に変換する周波数変換部として機能する。

[0076] 第 1のアンチエリアジングフィルタ 102aは、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第 1の IF信号を通過させる。第 1のアナログデジタル変換器 103aは、第 1のアンチエリアジングフィルタ 102aの出力をデジタル信号に変換する。第 1のチヤネル選択フィルタ 104aは、第 1のアナログデジタル変換器 103aの出力から所望のチャネルを選択して、第 1のデジタル信号として出力する。第 1のデジタル信号は、補正値演算部 110および復調部 120に入力される。 [0077] 第 2のアンチエリアジングフィルタ 102bは、エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、第 2の IF信号を通過させる。第 2のアナログデジタル変換器 103bは、第 2のアンチエリアジングフィルタ 102bの出力をデジタル信号に変換する。第 2のチヤネル選択フィルタ 104bは、第 2のアナログデジタル変換器 103bの出力から所望のチャネルを選択して、第 2のデジタル信号として出力する。第 2のデジタル信号は、補正値演算部 110および復調部 120に入力される。

[0078] 補正値演算部 110は、第 1および第 2のデジタル信号に基づいて、振幅の補正値（以下、振幅補正値という）および位相の補正値（以下、位相補正値という）を演算によつて求める。補正値演算部 110は、求めた振幅補正値および位相補正値を復調部 1 20に入力する。

[0079] 復調部 120は、補正値演算部 110からの振幅補正値および位相補正値に基づいて、第 1および第 2のデジタル信号を補正し、同相成分 (I)および直交成分 (Q)を生成することによって、 RF信号を復調する。

[0080] 補正値演算部 110および復調部 120は、集積回路によってハード的に実現しても良いし、汎用の CPUに以下に説明する動作を実行させるプログラムを読み込ませてソフト的に実現してもよい。

[0081] まず、補正値演算部 110の機能について説明する。補正値演算部 110は、 IF信号の振幅および位相が判定できるのに十分な数周期分の第 1および第 2のデジタル信号を第 1および第 2のメモリ 111 , 116にそれぞれ蓄積する。ここで、 IF信号の振幅および位相が判定できるのに十分な数周期分として、理論的には、 1周期分であれば判定可能であるが、雑音の影響を取り除くために、数周期〜数十周期が必要である。一方、従来のように BERを判定するため、たとえば、 10_⁶の BERを判定するには、 10⁶のシンボルが必要である。仮に、 1シンボルの周期力 IF信号において、 100周期分であるとすれば、 10⁹周期が BERには必要となる。このように、本発明において、振幅および位相を判定するために必要な IF信号の周期は、 BERを判定する場合に比べて、圧倒的に少なくなる。補正値演算部 110は、第 1のメモリ 111に蓄積された第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値の候補となる振幅補正候補値 Acを第 1の乗算部 112で乗算する。補正値演算部 110は、第 1の乗算部 112の乗算結果の位相を、位相補正値の候補となる位相補正候補値 a c/2度分、第 1の移相部 113で逆回転させる。すなわち、第 1の移相部 113は、第 1の乗算部 112の乗算結果の位相を（0— ct c/2)度分回転させる。

[0082] 補正値演算部 110は、第 2のメモリ 116に蓄積された第 2のデジタル信号に対して、振幅補正候補値 Acの逆数 1/Acを第 2の乗算部 115で乗算する。補正値演算部 1 10は、第 2の乗算部 115の乗算結果の位相に対して、 90度回転かつ位相補正候補値ひ cZ2度分回転の処理を施す。すなわち、第 2の移相部 114は、第 2の乗算部 11 5の乗算結果の位相を（90 + ひ c/2)度分回転させる。したがって、第 1の移相部 11 3において施される位相回転の角度と第 2の移相部 114によって施される位相回転の角度とは、直交する位相関係（直交関係）にある。

[0083] 補正値演算部 110は、第 1の移相部 113によって得られた第 1のデジタル信号と第 2の移相部 114によって得られた第 2のデジタル信号とを合成して、第 1の合成信号として、判定部 117に入力する。（式 4)は、第 1および第 2の IF信号として（式 2)および (式 3)を用いたときの判定部 117に入力される第 1の合成信号 V を示す。（式

IF IM

4)に示すように、当該合成信号では、ほぼ、ダウンコンバートされたイメージ信号のみとなつている。

[数 4] 第 1の合成信号

VIF_M≥G -AC - (1/B) · νΐΜ · οο8 ( ω ΙΡ · ΐ+ θ /2- α ο/2)

+G · (1/Ac) · Β · VIM · cos ( ω IF · t- Θ /2+ a c/2) (式 ⁴⁾

[0084] 第 1の乗算部 112による演算、第 1の移相部 113による演算、第 2の乗算部 115による演算、第 2の移相部 114による演算、および合成演算は、補正値演算部 110において、 2次元行列演算によって、ある一定の範囲の振幅補正候補値 Acおよびある一定の範囲の位相補正候補値ひ cZ2に渡って一括して実行される。

[0085] 判定部 117は、振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値 _α c/2を変数としたときの第 1の合成信号の変曲点を求める。判定部 117は、当該変曲点に対応する振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ c/2を、それぞれ、振幅補正値 Aおよび位相補正値 α /2として、復調部 120に入力する。 [0086] 次に、復調部 120の機能について説明する。復調部 120は、第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値 Aを第 3の乗算部 121で乗算する。復調部 120は、第 3の乗算部 121の乗算結果の位相を、位相補正値 α/2度分、第 3の移相部 122で回転させる。すなわち、第 3の移相部 122は、第 3の乗算部 121の乗算結果の位相を (0+ a /2)分回転させる。

[0087] 復調部 120は、第 2のデジタル信号に対して、振幅補正値 Aの逆数 1/Aを第 4の乗算部 124で乗算する。復調部 120は、第 4の乗算部 124の乗算結果の位相に対して、 90度逆回転かつ位相補正値ひ Z2度分逆回転の処理を施す。すなわち、第 4の移相部 123は、第 4の乗算部 124の乗算結果の位相を（一 90—ひ /2)度分回転させる。

[0088] 復調部 120は、第 3の移相部 122によって得られた第 1のデジタル信号と第 4の移相部 123によって得られた第 2のデジタル信号とを合成して、第 2の合成信号を得る。（式 5)は、第 1および第 2の IF信号として（式 2)および (式 3)を用いたときの復調部 120における第 2の合成信号 V を示す。 Bは振幅誤差、 Θは位相誤差であるので、

IF

(式 5)に示すように、 A/B = B/Aかつ θ = αのときに、イメージ信号が抑圧された第 2の合成信号が得られることが分かる。このような Αおよび αは、（式 5)に示す第 2 の合成信号 V の変曲点に対応する Acおよび ex cであることは、後述の説明によ

IF—IM

つて、より明らかとなる。

[数 5]

第 2の合成信号

ViF≥G-A- (l/B)-VRF-cos(_wlF-t+ 0 /2-a/2)

+G- (1/A) 'B-VRF-cos wiF't— 0 /2+a/2)

+G-A- (1/B) · VIM' cos (a>iF-t+ 0 /2-a /2) (式⁵) - G · (1/A) ·Β · Viw cos ( ω IF · t— 0 /2+ a /2)

[0089] 第 2の合成信号は、第 3および第 4のダウンコンバータ 125a, 125bに入力される。

第 2の 90度移相器 127は、クロック生成部 126によって生成されたクロック信号に対して、 0度位相を回転させたクロック信号と、 90度位相を回転させたクロック信号とを出力する。第 3のダウンコンバータ 125aは、第 2の合成信号を 0度位相の回転クロック信号に基づいて、ベースバンド帯域にまでダウンコンバートし、同相成分 (I)として出力する。第 4のダウンコンバータ 125bは、第 2の合成信号を 90度位相の回転クロック信号に基づいて、ベースバンド帯域にまでダウンコンバートし、直交成分 (Q)として出力する。このように、復調部 120は、振幅補償および位相補償を行う共に、ハートレー方式によってイメージ信号を除去する。

[0090] 次に、補正値演算部 110および復調部 120の動作について説明する。まず、動作の開始時、補正値演算部 110は、振幅補正候補値 Acを OdBとし、位相補正候補値ひ cZ2を 0度として、第 2の移相部 114における 90度位相シフトのみを行って、第 1 の合成信号を得る。それに対し、復調部 120は、振幅補正値 Aを OdBとし、位相補正値ひ /2を 0度として、第 4の移相部 123における一 90度位相シフトのみを行って、第 2の合成信号を得る。

[0091] 次に、補正値演算部 110および復調部 120は、それぞれ、第 1および第 2の合成信号を比較部 130に入力する。比較部 130は、第 1および第 2の合成信号のレベルを比較する。イメージ妨害が問題となるのは、イメージ信号が所望信号よりも非常に大きな場合である。イメージ信号が抑圧し切れていなかった場合、第 2の合成信号は、所望信号とイメージ信号とを合成した信号となる。このような状況を判別するために、比較部 130は、第 1および第 2の合成信号のレベルを比較し、第 1の合成信号のレべルが、第 2の合成信号のレベルよりも、所定のレベル（たとえば、 10dB〜30dB)以上大きい場合、復調部 120に補正を実行させるための補正ステージに移行すべきであると判断し、補正値演算部 110および復調部 120に指示する。一方、所定のレベルを超えない場合、比較部 130は、振幅補正値 A = 0dB、位相補正値 α /2 = 0度で復調するように、復調部 120に指示する。なお、図 1A上、指示経路を示す矢印は省略されている。なお、比較部 130は、集積回路によってハード的に実現されても良いし、 CPUに上記動作を実行させるプログラムによってソフト的に実現されても良い。

[0092] 次に、補正ステージに移行した場合の補正値演算部 110および復調部 120の動作について説明する。補正ステージにおいて、補正値演算部 110は、振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cZ2を所定の範囲（たとえば、 -0. 5dB≤101og |

10

Ac I ≤0. 5dB、 _ 5度≤ac/2≤5度）で離散的に変化させたときの第 1の合成信号の値を 2次元行列演算によって、一括または何回かに分割して求める。そして、求めた合成信号の値について、振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値 ct c/2を変数としたときの変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値 a c/2を、それぞれ、振幅補正値 Aおよび位相補正値 α /2として、復調部 120に入力する。以後、復調部 120は、入力された振幅補正値 Αおよび位相補正値ひ /2を用いて、振幅および位相を補正して、第 2の合成信号を得る。復調部 120は、第 2の合成信号をベースバンド帯域にダウンコンバートして、同相成分 (I) および直交成分 (Q)を得る。

[0093] 補正値演算部 110、復調部 120、および比較部 130は、 1つの集積回路として実現されても良いし、それぞれ別々または一部を重複している集積回路として実現されてもよレ、。また、ソフト的に実現される場合、補正値演算部 110、復調部 120、および比較部 130は、共通の CPUを使用しても良いし、別々の CPUを使用して実現されてもよい。

[0094] なお、無線受信装置 100は、第 3のダウンコンバータ 125a及び第 4のダウンコンパータ 125bの前段に、可変利得増幅器 128を備える構成であってもよい。図 1Bは、可変利得増幅器 128を備える無線受信装置 100の機能的構成を示すブロック図である。図 1Bにおいて、可変利得増幅器 128は、第 3のダウンコンバータ 125a及び第 4のダウンコンバータ 125bに入力される信号 (第 2の合成信号）のレベルが一定となるように、第 2の合成信号を増幅する利得を調整する。可変利得増幅器 128は、この位置に接続されることで、イメージ周波数信号が抑圧された第 2の合成信号が入力されるので、所望信号の正確なレベルを知ることができる。これにより、可変利得増幅器 12 8は、所望信号の正確なレベルに基づいて、第 2の合成信号の大きさを補償することが可能となる。また、無線受信回路 100は、図 1Cに示すような構成であってもよい。

[0095] 次に、第 1の合成信号の変曲点に対応する振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cZ2が最適な振幅補正値 Aおよび位相補正値ひ Z2であることの理由について説明する。

[0096] 図 2Aは、振幅誤差および位相誤差が無いとして（すなわち、 B = 0dBおよび Θ = 0 度であるとして）、振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cZ2を変化させたときの第 1の合成信号の値を求めた 3Dコンター図である。振幅誤差および位相誤差が無い場合、復調部 120における振幅補正値 Aおよび位相補正値 _α /2は、設定する必要がない。すなわち、振幅補正値 A=0dBおよび位相補正値 α /2 = 0度であればよレ、。図 2Αに示すように、振幅補正値 A=0dBおよび位相補正値 α /2 = 0度に対応する振幅補正候補値 Ac = 0dBおよび位相補正候補値ひ cZ2 = 0度は、合成信号の変曲点 Xにおける値である。このことから、適切な振幅補正値 Acおよび位相補正値ひ cZ2を求めるためには、合成信号の変曲点に対応する振幅補正値 Acおよび位相補正値ひ cZ2を求めればょレ、ことが分かる。

[0097] 図 2Bは、振幅誤差および位相誤差が存在するとして、振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cZ2を変化させたときの第 1の合成信号の値を求めた 3Dコンタ一図である。図 2Bでは、振幅誤差 Bは 0. 2dBであるとし、位相誤差 Θは、 3度であるとしている。このとき、変曲点 Xに対応する振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cZ2は、 Ac= _0. 2dBおよびひ c = 3度である。したがって、補正値演算部 11 0は、振幅補正値 Aを 0. 2dBとし、位相補正値 αを 3度とする。これに応じて、復調部 120は、振幅補償と位相補償とを行う。

[0098] このように、第 1の実施形態によれば、 2次元行列演算によって得られた第 1の合成信号の変曲点を振幅補正値および位相補正値とするだけでよいので、従来のようにビット誤り率を用いる必要がないので、振幅および位相を補償しかつ短い時間でィメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置が提供されることとなる。

[0099] (第 2の実施形態）

第 2の実施形態において、無線受信装置の構成は、第 1の実施形態と同様であるので、図 1Aを援用する。第 2の実施形態では、補正値演算部 110における演算アルゴリズムが第 1の実施形態と異なる。図 3は、本発明の第 2の実施形態における無線受信装置 100の補正値演算部 110における演算アルゴリズムを説明するための図である。

[0100] 第 1の実施形態における補正値演算部 110では、一定の範囲内から振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cを選び、 2次元行列演算によって、第 1の合成信号を求め、変曲点を求めることとした。しかし、 2次元行列演算には、多くのメモリが必要となる。 [0101] 第 2の実施形態において、補正値演算部 110の判定部 117は、まず、第 1および第 2の移相部 113, 114における位相補正候補値 Acを 0度に固定する。次に、補正値演算部 110の判定部 117は、 1次元行列演算（ベクトル演算）によって、第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値 _Aoptを求める（図 3の左図参照）。次に、補正値演算部 110の判定部 117は、第 1および第 2の乗算部 112, 115における振幅補正候補値 Acを求めた Aoptに固定する。そして、補正値演算部 110の判定部 1 17は、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値ひ optを求める（図 3の右図参照）。最後に、補正値演算部 110は、振幅補正候補値 Aoptおよび位相補正候補値ひ optを、振幅補正値 Aおよび位相補正値ひ /2 として、復調部 120に入力する。

[0102] 上記のように、位相補正候補値を固定して、第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、求めた振幅補正候補値で固定して、第 1の合成信号レべルが最大となる位相補正候補値を求めることは、図 2Aおよび図 2Bに示すように、第 1の合成信号が馬蹄形であることから、変曲点を求めていることに等しい。

[0103] このように、第 2の実施形態では、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号の変曲点を求めることができるので、少ないメモリで、振幅および位相を補償し、かつィメージ妨害を抑圧することができる。

[0104] なお、第 2の実施形態では、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号を求め、最小値および最大値を求めることとした。しかし、補正値演算部 110は、位相補正候補値を固定して、振幅補正候補値 Acをスイープさせながら、逐次演算によって、第 1の合成信号を求め、最小値を求めても良い。さらに、補正値演算部 110は、求めた最小値に対応する振幅補正候補値 Aoptを固定して、位相補正候補値ひ cをスイープさせながら、逐次演算によって、第 1の合成信号を求め、最大値を求めても良い。ここで、逐次演算とは、補正候補値を少し変化させて値を求め、さらに少し変化させて値を求める演算手法のことをいう。

[0105] 逐次演算によって第 1の合成信号を求める無線受信装置は、例えば、図 4のように構成すること力 Sできる。図 4は、逐次演算によって第 1の合成信号を求める無線受信装置 100aの機能的構成を示すブロック図である。図 4において、無線受信装置 100 aは、第 1の位相部 113、及び第 2の位相部 114の構成に特徴がある。第 1の位相部 113、及び第 2の位相部 114は、図 4に示すように、複数の遅延回路と、複数のスイツチと、 90度位相合成器とによって構成される。

[0106] (第 3の実施形態）

第 3の実施形態において、無線受信装置の構成は、第 1の実施形態と同様であるので、図 1Aを援用する。第 2の実施形態では、補正値演算部 110における演算アルゴリズムが第 1の実施形態と異なる。図 5は、本発明の第 3の実施形態における無線受信装置 100の補正値演算部 110における演算アルゴリズムを説明するための図である。

[0107] 第 1の実施形態における補正値演算部 110では、一定の範囲内から振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cを選び、 2次元行列演算によって、第 1の合成信号を求め、変曲点を求めることとした。しかし、 2次元行列演算には、多くのメモリが必要となる。

[0108] 第 2の実施形態において、補正値演算部 110の判定部 117は、まず、第 1および第 2の乗算部 112, 115における振幅補正候補値 Acを OdBに固定する。次に、補正値演算部 110の判定部 117は、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値 ct optを求める（図 5の左図参照）。次に、補正値演算部 110の判定部 117は、第 1および第 2の移相部 113, 114における位相補正候補値 a cを求めた a optに固定する。そして、補正値演算部 110の判定部 117は、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値 Aoptを求める（図 5の右図参照）。最後に、補正値演算部 110は、振幅補正候補値 Aoptおよび位相補正候補値ひ optを、振幅補正値 Aおよび位相補正値ひ /2として、復調部 120に入力する。

[0109] 上記のように、振幅補正候補値を固定して、第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、求めた位相補正候補値で固定して、第 1の合成信号レべルが最小となる振幅補正候補値を求めることは、図 2Aおよび図 2Bに示すように、第 1の合成信号が馬蹄形であることから、変曲点を求めていることに等しい。

[0110] このように、第 3の実施形態では、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号の変曲点を求めることができるので、少ないメモリで、振幅および位相を補償し、かつィメージ妨害を抑圧することができる。

[0111] なお、第 3の実施形態では、 1次元行列演算によって、第 1の合成信号を求め、最小値および最大値を求めることとした。しかし、補正値演算部 1 10は、振幅補正候補値を固定して、位相補正候補値ひ cをスイープさせながら、逐次演算によって、第 1の合成信号を求め、最大値を求めても良い。さらに、補正値演算部 1 10は、求めた最大値に対応する位相補正候補値 a optを固定して、振幅補正候補値 Acをスイープさせながら、逐次演算によって、第 1の合成信号を求め、最小値を求めても良い。

[0112] なお、第 1〜第 3の実施形態における 2次元行列演算、 1次元行列演算、および逐次演算の具体的手法としては、公知のあらゆる手法を用いることができ、特に限定されるものではない。

[0113] (第 4の実施形態）

第 2の実施形態において、無線受信装置の構成は、第 1の実施形態と同様であるので、図 1Aを援用する。ただし、第 4の実施形態に係る無線受信装置 100では、 Lo w— IF方式を採用しており、周波数変換部は、 Low— IF帯域にまで、 RF信号をダウンコンバートする。 Low— IF方式において、イメージ信号は、所望信号の隣接チヤネルに存在することとなる。したがって、使用するアプリケーションによっては、所望信号のシンボル同期に加え、イメージ信号のシンボル同期も行うことができる。ここで、シンボル同期とは、サンプリングによって得られたシンボルデータに含まれる元シンボルのタイミングを抽出し、元シンボルを再生することをいう。

[0114] 図 6は、イメージ信号のシンボル同期を行ったときに再生されたシンボルの波形を模式的に示す図である。図 6に示すように、イメージ信号のシンボル同期を行ったときに再生されたシンボルには、包絡線が安定するタイミングが存在する。そこで、補正値演算部 1 10の判定部 1 17は、イメージ信号のシンボル同期を行って、再生されたシンボルの包絡線が安定するタイミングを検出する。そして、補正値演算部 1 10の判定部 1 17は、当該タイミングの真ん中付近で、変曲点を求める。これにより、誤差が小さな振幅補正値および位相補正値を得ることができる。

[0115] なお、第 4の実施形態は、第 1の実施形態以外の実施形態においても、適用可能である。

[0116] (第⁵の実施形態）

近年、高速通信を行うために、 1チャネルの帯域幅が非常に広くなつている。このような通信方式において、 1組の補正値では、十分にイメージ妨害を抑圧することができないおそれがある。第 5の実施形態では、 1チャンネルの帯域幅が非常に広い通信方式においても、イメージ妨害を抑圧することができる無線受信装置を提案する。

[0117] 図 7は、本発明の第 5の実施形態に係る無線受信装置 200の機能的構成を示すブロック図である。図 7において、第 1の実施形態に係る無線受信装置 100と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。

[0118] 図 7において、無線受信装置 200は、第 1のダウンコンバータ 101aと、第 1のアナ口グデジタル変換部 140aと、第 2のダウンコンバータ 101bと、第 2のアナログデジタル変換部 140bと、局部発振器 105と、第 1の 90度移相器 106と、補正値演算部 210と、復調部 220と、比較部 230とを備える。

[0119] 補正値演算部 210は、第 1のデジタルフーリエ変換部 211と、第 1の乗算部 212と、第 1の移相部 213と、第 2の移相部 214と、第 2の乗算部 215と、第 2のデジタルフーリエ変換部 216と、判定部 217とを含む。

[0120] 復調部 220は、第 3の乗算部 221と、第 3の移相部 222と、第 4の移相部 223と、第 4の乗算部 224と、逆デジタルフーリエ変換部 225と、第 3のダウンコンバータ 125aと、第 4のダウンンノータ 125bと、クロック生成咅と、第 2の 90度移申目器 127とを含む。なお、第 1および第 2のデジタルフーリエ変換部 211， 216は、補正値演算部 2 10の外にあってもよレ、。

[0121] 第 1のデジタルフーリエ変換部 211は、第 1のデジタル信号をデジタルフーリエ変換して、各周波数成分を出力する。第 2のデジタルフーリエ変換部 216は、第 2のデジタル信号をデジタルフーリエ変換して、各周波数成分を出力する。

[0122] 復調部 220は、デジタルフーリエ変換された第 1のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、第 3の乗算部 221によって、振幅補正値 A , · · · , Α , · · · , Αを

1 i N 乗算する。復調部 220は、第 3の乗算部 221の乗算結果の各周波数成分に対して、第 3の移相部 222によって、位相補正値ひ /2, ·■· , a /2,…， α /2による回転

1 i N 処理を施す。具体的には、第 3の移相部 222は、第 3の乗算部 221の乗算結果の各周波数成分に対して、 cos ( a /2) +j sin ( _a /2)を乗算する。ここで、 jは、虚数成分を表す。

[0123] また、復調部 220は、第 4の乗算部 224によって、デジタルフーリエ変換された第 2 のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、振幅補正値 A，…， A，…，

1 i

A の逆数を乗算する。復調部 220は、第 4の移相部 223によって、第 4の乗算部 22

N

4の乗算結果の各周波数成分に対して、位相補正値ひ /2, ·■· , a /2, ·■· , a /

1 i N

2による回転処理を施す。具体的には、第 4の移相部 223は、第 4の乗算部 224の乗算結果の各周波数成分に対して、 sin (ひ /2)— jcon Z2)を乗算する。

[0124] 復調部 220は、第 3の移相部 222から出力される各周波数成分と、第 4の移相部 2 23から出力される各周波数成分とをそれぞれ合成して、第 2の合成信号として、逆デジタルフーリエ変換部 225に入力する。逆デジタルフーリエ変換部 225は、第 2の合成信号の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施して出力する。逆デジタルフーリエ変換部 225から出力された信号は、第 1の実施形態と同様にして、同相成分および直交成分に変換される。

[0125] このように、復調部 220は、デジタルフーリエ変換された第 1および第 2のデジタノレ信号の各周波数成分に対して、振幅および位相の補正およびイメージ周波数信号の除去を施して、補正およびイメージ周波数除去後の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施すことによって、 RF信号を復調する。

[0126] 補正値演算部 210は、デジタルフーリエ変換された第 1のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、第 1の乗算部 212によって、振幅補正候補値 Acを乗算する。補正値演算部 210は、第 1の乗算部 212の乗算結果の各周波数成分に対して、第 1の移相部 213によって、位相補正値ひ cによる回転処理を施す。具体的には、第 1の移相部 213は、第 1の乗算部 212の乗算結果の各周波数成分に対して、 cos ( a c/2) +jsin ( a c/2)を乗算する。

[0127] また、補正値演算部 210は、デジタルフーリエ変換された第 2のデジタル信号の各周波数成分に対して、それぞれ、第 2の乗算部 215によって、振幅補正値 Acの逆数を乗算する。補正値演算部 210は、第 2の乗算部 215の乗算結果の各周波数成分に対して、位相補正値 etcに基づいて、第 2の移相部 214において第 1のデジタル信号処理に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施す。具体的には、第 2の移相部 214は、第 2の乗算部 215の乗算結果の各周波数成分に対して、 sin (etc/ 2) +jcon (ひ c/2)を乗算する。 {cos(acZ2) +jsin(ac/2) } X {sin(ac/2) +jcon c/2)}=jであるので、第 1の移相部 213における回転角と第 2の移相部 214における回転角とは、直交関係にある。

[0128] 補正値演算部 210は、第 1の移相部 213から出力される各周波数成分と、第 2の移相部 214から出力される各周波数成分とを合成して、第 1の合成信号として、判定部 217に入力する。

[0129] このようにして、補正値演算部 210は、所定の範囲の振幅補正候補値 Acおよび位相補正候補値ひ cについて、周波数成分毎に、第 1の合成信号を求める。判定部 21 7は、各周波数成分に対して、第 1の合成信号を得るので、各周波数成分における変曲点を求めることができる。判定部 217によって求められた各周波数成分における変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値は、振幅補正値 A , ···, A, ···, Aおよび位相補正値 α /2, ···, a /2, ···, a /2として、復調部 220に入力される。各周波数成分の変曲点は、第 1の実施形態と同様、 2次元行列演算によって求められても良いし、第 2の実施形態と同様、 1次元行列演算もしくは逐次演算によって求められても良い。その他、変曲点を求めるための演算手法は特に限定されない。

[0130] 比較部 230は、動作開始時、各周波数成分に対して、第 1および第 2の合成信号のレベルを比較する。第 1の合成信号のレベルが第 2の合成信号のレベルよりも、所定のレベル（たとえば、 10dB〜30dB)以上大きい周波数成分が存在する場合、比較部 230は、復調部 220に補正を実行させるための補正ステージに移行すべきであると判断し、補正値演算部 210および復調部 220に指示する。一方、第 1の合成信号のレベルが第 2の合成信号のレベルよりも、所定のレベル（たとえば、 10dB〜30d B)以上大きい周波数成分が存在しない場合、比較部 230は、振幅補正値 A=0dB 、位相補正値ひ /2 = 0度で復調するように、復調部 220に指示する。

[0131] 補正ステージに移行した場合、補正値演算部 210は、各周波数成分に対して、振幅補正値 A , · · · , A , · · · , Aおよび位相補正値 α /2, · · · , a /2, · · · , a /2を

1 i N 1 i N 求め、復調部 220に補正させる。

[0132] これにより、広帯域信号に対しても、振幅および位相の補正、イメージ妨害抑圧が可能となる。

[0133] (第 6の実施形態）

図 8は、本発明の第 6の実施形態に係る無線受信装置 300の機能的構成を示すブロック図である。図 8において、第 1の実施形態に係る無線受信装置 100と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。

[0134] 図 8において、無線受信装置 300は、第 1のダウンコンバータ 101aと、第 1のアナ口グデジタル変換部 140aと、第 2のダウンコンバータ 101bと、第 2のアナログデジタル変換部 140bと、局部発振器 105と、第 1の 90度移相器 106と、補正値演算部 110と、復調部 320と、比較部 330とを備える。

[0135] 復調部 320は、第 3の乗算部 321と、第 3の移相部 322と、第 4の移相部 323と、第 5の移相部 324と、第 6の移相部 325と、第 4の乗算部 326と、第 3のダウンコンバータ 327と、第 4のダウンコンバータ 328と、第 5のダウンコンバータ 329と、第 6のダウンコンバータ 332と、クロック生成部 331とを含む。

[0136] 復調部 320は、第 3の乗算部 321によって第 1のデジタル信号に振幅補正値 Aを乗算した信号と、クロック生成部 331から出力されるクロック信号の位相を第 3の移相部 322によって位相補正値 α /2分回転させた信号とを、第 3のダウンコンバータ 327 によって乗算した信号を第 1の信号とする。

[0137] 復調部 320は、第 4の乗算部 326によって第 2のデジタル信号に振幅補正値 Αの逆数を乗算した信号と、クロック信号の位相を第 4の移相部 323によって 90度回転かつ位相補正値ひ /2分回転させた信号とを、第 4のダウンコンバータ 328によって乗算した信号を第 2の信号とする。

[0138] 復調部 320は、第 3の乗算部 321によって第 1のデジタル信号に振幅補正値 Aを乗算した信号と、クロック信号の位相を一 90度回転かつ位相補正値ひ Z2分逆回転させた信号とを、第 5のダウンコンバータ 329によって乗算した信号を第 3の信号とする [0139] 復調部 320は、第 4の乗算部 326によって第 2のデジタル信号に振幅補正値 Aの逆数を乗算した信号と、クロック信号の位相を位相補正値 _α /2分回転させた信号とを、第 6のダウンコンバータ 332によって乗算した信号を第 4の信号とする。

[0140] 復調部 320は、第 1の信号と第 2の信号との合成信号とを同相成分とする。復調部

320は、第 3の信号と第 4の信号との合成信号とを直交成分とする。このように、復調部 320は、ウィーバー方式によって、イメージ信号を除去する。

[0141] 比較部 330は、動作開始時、振幅補正値 A=0dBとし、位相補正値ひ /2 = 0度として、補正値演算部 110における第 1の合成信号のレベルと、復調部 320における同相成分および直交成分によるベクトルの大きさとを比較する。比較部 330は、第 1 の合成信号のレベルが、ベクトルの大きさよりも所定値以上大きい場合、補正ステージに移行するように、復調部 320および補正値演算部 110に指示する。それに応じて、復調部 320は、補正値演算部 110からの補正値に基づいて、補正を実行する。

[0142] このように、復調部 320は、イメージ信号を除去することができる構成であればよぐ第 1の実施形態のようにハートレー方式を採用していても良いし、第 6の実施形態のように、ウィーバー方式を採用していてもよい。

[0143] (第⁷の実施形態）

図 9は、本発明の第 7の実施形態に係る無線受信装置 400の機能的構成を示すブロック図である。図 9において、図 1Aに示す第 1の実施形態に係る無線受信装置 10 0と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略することとする。

[0144] 図 9において、無線受信装置 400は、受信側増幅器 401と、第 1のスィッチ回路 40 2と、送信側増幅器 403と、第 2のスィッチ回路 404と、送信回路 405と、第 1のダウンコンノータ 101aと、第 1のアナログデジタル変換部 140aと、第 2のダウンコンバータ 1 01bと、第 2のアナログデジタル変換部 140bと、局部発振器 105と、第 1の 90度移相器 106と、補正値演算部 110と、復調部 120と、比較部 130と、第 3のメモリ 410とを備える。なお、第 7の実施形態では、無線受信装置 400に送信回路 405がさらに含まれているが、 RF信号を受信する装置であることに違いはないので、第 7の実施形態においても、無線受信装置という。 [0145] 第 7の実施形態において、第 1の実施形態と異なる点は、無線受信装置 400の電源投入時に、補正値演算部 110は、予め振幅補正値および位相補正値を求めておいて、第 3のメモリに格納しておく点である。具体的には、補正値演算部 110は、送信回路からの IF信号に基づレ、て、振幅補正値および位相補正値を求める。

[0146] 無線受信装置 400は、電源投入時、以下のように動作する。電源が投入されると、無線受信装置 400内の制御部（図示せず）は、第 1のスィッチ回路 402を送信側に切り換え、第 2のスィッチ回路 404を受信側に切り換える。次に、無線受信装置 400 は、送信回路 405にイメージ周波数の RF信号を何ポイントか出力させる。イメージ信号の周波数によって、振幅補正値および位相補正値は、異なってくる。そのため、具体的には、無線受信装置 400は、送信回路 405に、複数のイメージ周波数 (たとえば、最も高い周波数、中間の周波数、最も低い周波数）の RF信号を出力させる。これによって、当該 RF信号は、第 1および第 2のダウンコンバータ 101a, 101bに入力され、 IF信号に変換される。補正値演算部 110は、第 1の実施形態と同様にして、当該 IF信号を用いて、振幅補正値および位相補正値を求め、求めた振幅補正値および位相補正値を第 3のメモリ 410に格納する。

[0147] 次に、無線受信装置 400は、第 1のスィッチ回路 402をアンテナ（図示せず)側に切り換え、第 2のスィッチ回路 404をアンテナ（図示せず)側に切り換える。その後、受信された RF信号が IF信号に変換され、 IF信号がデジタル信号に変換されて復調部 12 0に入力されることとなる。復調部 120は、当初、第 3のメモリ 410に格納されているィメージ周波数に応じた振幅補正値および位相補正値を用いて、補正を行う。

[0148] もし、電源投入時に送信回路 405からの RF信号以外の周波数を有する RF信号を受信したら、無線受信装置 400は、受信した RF信号に基づいて、補正値演算部 11 0に、新たな振幅補正値および位相補正値を求めさせる。なお、比較部 130において、補正値の演算が必要ないと判断されれば、補正値演算部 110は、新たな振幅補正値および位相補正値を求めなレ、。

[0149] このように、第 7の実施形態では、電源投入時に予め振幅補正値および位相補正値を求めておき、補正が行われるので、より迅速に補正およびイメージ妨害の抑圧を行うことができる。また、 RF信号の周波数が変われば、新たに振幅補正値および位相補正値を求めることができるので、周波数の変化に柔軟に対応することができる。

[0150] なお、第 3のメモリ 410を不揮発性メモリとすることによって、 2回目以降の電源投入時には、補正値を求める演算を省略することができる。

[0151] なお、補正値演算部 110は、電源投入時に求められている振幅位相値および位相補正値の近似値を、新たな振幅補正値および位相補正値の候補値として選び、まずは、それらの近似値を用いて、変曲点を求め、変曲点が見つからない場合のみ、候補値の範囲を広げて、新たな振幅補正値および位相補正値を求めても良い。これにより、より迅速に新たな振幅補正値および位相補正値を求めることができる。

[0152] なお、上記では、無線受信装置 400の構成として、図 1 Aに示す構成を利用することとした力図 1B、図 1C、図 4、図 7または図 8に示す構成を利用してもよレ、。この場合も、電源投入時に、補正のための演算が送信回路からの RF信号に基づいて、補正値演算部によって行われればよい。当然、演算手法としては、 2次元行列演算、 1 次元行列演算、または逐次演算のレ、ずれが用いられても良レ、。

[0153] (第 8の実施形態）

図 10Aは、本発明の第 8の実施形態に係る無線受信装置 500の機能的構成を示すブロック図である。図 10Aにおいて、図 1Aに示す第 1の実施形態に係る無線受信装置 100と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、詳しい説明を省略することとする。

[0154] 図 10Aにおいて、無線受信装置 500は、第 1のダウンコンバータ 101aと、第 1のァナログデジタル変換部 140aと、第 2のダウンコンバータ 101bと、第 2のアナログデジタル変換部 140bと、局部発振器 105と、第 1の 90度移相器 106と、補正値演算部 5 10と、復調部 520と、比較部 530とを備える。

[0155] ネ甫正値演算きは、第 1のメモリ 111と、第 2のメモリ 116と、第 3のメモリ 511と、第 1の乗算部 512と、第 1の移相部 513と、第 2の移相部 514と、第 2の乗算部 515と、 SPDT130と、半 IJ定部 117とを含む。復調部 520は、第 3のダウンンバータ 125a と、第 4のダウンコンバータ 125bと、クロック生成部 126と、第 2の 90度移相器 127とを含む。

[0156] 以下、第 8の実施形態に係る無線受信装置 500の動作について、第 1および第 2のステップに分けて説明する。図 10Aを用いて、第 1のステップにおける無線受信装置 500の動作を説明する。図 10Bを用いて、第 2のステップにおける無線受信装置 500 の動作を説明する。

[0157] 第 1のステップにおいて、 DPDT129は、第 1の乗算部 512と第 1の位相部 513とを、第 2の乗算部 515と第 2の位相部 514とを接続する。また、 SPDT130は、判定部 1 17側に接続される。補正値演算部 510は、第 1のメモリ 111に蓄積された第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値の候補となる振幅補正候補値 Acを第 1の乗算部 51 2で乗算する。補正値演算部 510は、第 1の乗算部 512の乗算結果の位相を、位相補正値の候補となる位相補正候補値ひ cZ2度分、第 1の移相部 513で逆回転させる。すなわち、第 1の移相部 513は、第 1の乗算部 512の乗算結果の位相を (0—ひ c /2)度分回転させる。

[0158] 補正値演算部 510は、第 2のメモリ 116に蓄積された第 2のデジタル信号に対して、振幅補正候補値 Acの逆数 1/Acを第 2の乗算部 515で乗算する。補正値演算部 5 10は、第 2の乗算部 515の乗算結果の位相に対して、 90度回転かつ位相補正候補値 a c/2度分回転の処理を施す。すなわち、第 2の移相部 514は、第 2の乗算部 51 5の乗算結果の位相を（90+ ct c/2)度分回転させる。したがって、第 1の移相部 51 3において施される位相回転の角度と第 2の移相部 514によって施される位相回転の角度とは、直交する位相関係（直交関係）にある。

[0159] 補正値演算部 510は、第 1の移相部 513によって得られた第 1のデジタル信号と第 2の移相部 514によって得られた第 2のデジタル信号とを合成して、第 1の合成信号とする。第 1の合成信号は、判定部 117および第 3のメモリ 511に入力される。判定部 117は、第 1の実施形態と同様の方法を用いて、振幅補正値 Aおよび位相補正値ひ /2を算出する。振幅補正値 A、位相補正値ひ /2、および第 1の合成信号は、第 3 のメモリ 511に記'慮される。

[0160] 次に、第 2のステップにおいて、 DPDT129は、第 1の乗算部 512と第 2の位相部 5 14とを、第 2の乗算部 515と第 1の位相部 513とを接続する。また、 SPDT130は、復調部 520側に接続される。補正値演算部 510は、第 3のメモリ 511を参照して、第 1のメモリ 111に蓄積された第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値 Aを第 1の乗算部 512で乗算する。補正値演算部 510は、第 1の乗算部 512の乗算結果の位相に対して、 90度回転かつ位相補正値 ct /2度分回転の処理を施す。すなわち、第 2の移相部 514は、第 1の乗算部 512の乗算結果の位相を（90 + α /2)度分回転させる。

[0161] 補正値演算部 510は、第 3のメモリ 511を参照して、第 2のメモリ 116に蓄積された第 2のデジタル信号に対して、振幅補正値 Αの逆数 1/Aを第 2の乗算部 515で乗算する。補正値演算部 510は、第 2の乗算部 515の乗算結果の位相を、位相補正値ひ /2度分、第 1の移相部 513で逆回転させる。すなわち、第 1の移相部 513は、第 1の乗算部 512の乗算結果の位相を（0 _ ひ Z2)分回転させる。

[0162] 補正値演算部 510は、第 2の移相部 514によって得られた第 1のデジタル信号と、第 1の移相部 513によって得られた第 2のデジタル信号とを合成して、第 2の合成信号を得る。第 2の合成信号は、第 3のメモリ 511および復調部 520に入力される。第 3 のメモリ 511は、第 2の合成信号を記憶する。

[0163] 復調部 520において、第 3のダウンコンバータ 125a、第 4のダウンコンバータ 125b 、クロック生成部 126、及び第 2の 90度移相器 127は、第 1の実施形態と同様の方法を用いて、第 2の合成信号から、同相成分 (I)および直交成分 (Q)を出力する。比較部 530は、第 1および第 2の合成信号を第 3のメモリ 511から読み出す以外は、第 1の実施形態と同様の動作を行なう。

[0164] このように、第 8の実施形態に係る無線受信装置 500は、補正値演算部 510が、第

1のステップで振幅補正値 Aおよび位相補正値ひ /2を算出し、第 2のステップで第 1 および第 2のデジタル信号を振幅補正値 Aおよび位相補正値ひ /2で補正するので、上述した実施形態に比べて、回路規模を小さくすることができる。

[0165] なお、上記全ての実施形態において、第 1のアナログデジタル変換部 140aは、第

1の IF信号から所望のチャネルを選択して通過させる第 1のチャネル選択フィルタと、第 1のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第 1のアナログデジタル変換器とを含む構成であってもよい。さらに、第 2のアナログデジタル変換部 140b は、第 2の IF信号から所望のチャネルを選択して通過させる第 2のチャネル選択フィルタと、第 2のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第 2のアナログデジタル変換器とを含む構成であってもよい。 [0166] なお、上記全ての実施形態において、補正値演算部は、復調部による 1回の補正が終了すると、すぐに、次の補正のための演算を行って、連続的に復調部が補正を行えるように、振幅補正値および位相補正値を演算し続けるとよい。

[0167] また、上記全ての実施形態において、補正値演算部は、 RF信号におけるデータフレームの最初の部分のみで、補正のための演算を行うだけであってもよレ、。これにより、当該データフレームにおいて、イメージ抑圧による受信感度劣化が低減され、かつ補正のための演算に使用する消費電力が低減される。

[0168] また、上記全ての実施形態において、補正値演算部は、 RF信号の各フレームのトレーニング信号を受信している時のみ、補正のための演算を行っても良レ、。このタイミングではデータの受信を行っていないため、これにより、受信感度への影響を低減できる。

産業上の利用可能性

[0169] 本発明の無線受信装置は、振幅および位相の両方のばらつきを補償し、短い時間でイメージ妨害を抑圧することができ、移動体端末等、特にマルチモードおよび/またはマルチバンドの移動体端末等に有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であつて、

前記無線周波数信号を、 90度位相が異なる 2つの局部発振信号に基づいて、第 1 および第 2の中間周波数信号に変換する周波数変換部と、

前記第 1の中間周波数信号を第 1のデジタル信号に変換する第 1のアナログデジタル変換部と、

前記第 2の中間周波数信号を第 2のデジタル信号に変換する第 2のアナログデジタル変換部と、

前記第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正すると共に、イメージ周波数信号を除去し、得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部と前記復調部において前記第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求める補正値演算部とを備え、

前記補正値演算部は、前記第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、前記第 2のデジタル信号に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に前記第 1のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第 1の合成信号とし、前記第 1の合成信号の変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値として、前記復調部に入力することを特徴とする、無線受信装置。

[2] 前記補正値演算部は、前記第 1のデジタル信号に対して、振幅補正候補値を乗算すると共に位相を位相補正候補値分逆回転することによって得られる信号と、前記第 2のデジタル信号に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に位相を 90 度回転かつ前記位相補正候補値分回転することによって得られる信号との合成を前記第 1の合成信号とすることを特徴とする、請求項 1に記載の無線受信装置。

[3] 前記補正値演算部は、 2次元行列演算によって、前記変曲点を求めることを特徴とする、請求項 2に記載の無線受信装置。

[4] 前記補正値演算部は、位相補正候補値を 0度に固定して、 1次元行列演算によつて、前記第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、 1次元行列演算によって、前記第 1 の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値とすることを特徴とする、請求項 2に記載の無線受信装置。

[5] 前記補正値演算部は、振幅補正候補値を OdBに固定して、 1次元行列演算によつて、前記第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、 1次元行列演算によって、前記第 1 の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、前記位相補正値および前記振幅補正値とすることを特徴とする、請求項 2に記載の無線受信装置。

[6] 前記補正値演算部は、位相補正候補値を 0度に固定して、逐次演算によって、前記第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、振幅補正候補値を当該求めた振幅補正候補値に固定して、逐次演算によって、前記第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、当該求めた振幅補正候補値および当該求めた位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値とすることを特徴とする、請求項 2に記載の無線受信装置。

[7] 前記補正値演算部は、振幅補正候補値を OdBに固定して、逐次演算によって、前記第 1の合成信号のレベルが最大となる位相補正候補値を求め、位相補正候補値を当該求めた位相補正候補値に固定して、逐次演算によって、前記第 1の合成信号のレベルが最小となる振幅補正候補値を求め、当該求めた位相補正候補値および当該求めた振幅補正候補値を、前記位相補正値および前記振幅補正値とすることを特徴とする、請求項 2に記載の無線受信装置。

[8] 前記復調部は、ハートレー方式によって、イメージ周波数信号を除去することを特徴とする、請求項 2に記載の無線受信装置。

[9] 前記復調部は、前記第 1のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算すると共に前記第 1のデジタル信号の位相を前記位相補正値分回転することによって得られる信号と、前記第 2のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算すると共に前記第 2のデジタル信号の位相を 90度回転かつ前記位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第 2の合成信号とし、前記第 2の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換することを特徴とする、請求項 8に記載の無線受信装置。

[10] 前記補正値演算部における前記第 1の合成信号のレベルと前記復調部における前記第 2の合成信号のレベルとを比較し、前記第 1の合成信号のレベルが、前記第 2 の合成信号のレベルよりも所定値以上大きい場合のみ、前記復調部に補正を実行させる比較部をさらに備える、請求項 9に記載の無線受信装置。

[11] 前記復調部は、ウィーバー方式によって、イメージ周波数信号を除去することを特徴とする、請求項 2に記載の無線受信装置。

[12] 前記復調部は、

前記第 1のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を前記位相補正値分回転させた信号とを乗算して第 1の信号とし、

前記第 2のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算した信号と前記クロック信号の位相を 90度回転かつ前記位相補正値分回転させた信号とを乗算して第 2の信号とし、

前記前記第 1のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算した信号とクロック信号の位相を 90度回転かつ前記位相補正値分逆回転させた信号とを乗算して第 3の信号とし、

前記第 2のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算した信号と前記クロック信号の位相を前記位相補正値分回転させた信号とを乗算して第 4の信号とし、

前記第 1の信号と前記第 2の信号との合成信号とを同相成分とし、

前記第 3の信号と前記第 4の信号との合成信号とを直交成分とする、請求項 11に記載の無線受信装置。

[13] 前記補正値演算部における前記第 1の合成信号のレベルと前記復調部における同相成分および直交成分によるベクトルの大きさとを比較し、前記第 1の合成信号のレベルが、前記べ外ルの大きさよりも所定値以上大きい場合のみ、前記復調部に補正を実行させる比較部をさらに備える、請求項 12に記載の無線受信装置。

[14] 前記補正値演算部は、連続的に補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項

1に記載の無線受信装置。

[15] 前記補正値演算部は、前記無線周波数信号におけるデータフレームの最初の部分でのみ、補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項 1に記載の無線受信装置。

[16] 前記補正値演算部は、前記無線周波数信号におけるデータフレーム中のトレー二ング信号受信時にのみ、補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項 1に記載の無線受信装置。

[17] 前記補正値演算部は、電源投入時に補正のための演算を行い、予め、前記振幅補正値および前記位相補正値を求めておき、

前記復調部は、予め求められた前記振幅補正値および前記位相補正値に基づレ、て、補正を行うことを特徴とする、請求項 1に記載の無線受信装置。

[18] 前記補正値演算部は、電源投入時、送信回路からの無線周波数信号に基づいて

、補正のための演算を行い、予め、前記振幅補正値および前記位相補正値を求めることを特徴とする、請求項 17に記載の無線受信装置。

[19] 前記補正値演算部は、前記送信回路からの前記無線周波数信号の周波数以外の周波数に対応する無線周波数信号を受信したら、前記受信した無線周波数信号に基づいて、新たに、補正のための演算を行うことを特徴とする、請求項 18に記載の無線受信装置。

[20] 前記無線受信装置は、 Low— IF方式で、前記中間周波数信号を得て、

前記補正値演算部は、 P 接チャネルに相当するイメージ周波数信号のシンボル同期を行って、再生されたシンボルの包絡線が安定するタイミングで前記変曲点を求めることを特徴とする、請求項 1に記載の無線受信装置。

[21] 前記復調部は、デジタルフーリエ変換された前記第 1および第 2のデジタル信号の各周波数成分に対して、振幅および位相の補正およびイメージ周波数信号の除去を施して、補正およびイメージ周波数除去後の各周波数成分に対して、逆デジタルフーリエ変換を施し、逆デジタルフーリエ変換によって得られた信号をベースバンド帯域にダウンコンバートし、

前記補正値演算部は、デジタルフーリエ変換された前記第 1のデジタル信号の各周波数成分に対して、前記振幅補正候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、デジタルフーリエ変換された前記第 2のデジタル信号の各周波数成分に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に前記第 1のデジタル信号の各周波数成分に施された回転と直交関係にある回転を施すことによって得られる信号とを合成して前記第 1の合成信号とし、各周波数成分における前記第 1の合成信号の変曲点を求め、各前記変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、各周波数成分に対応する前記振幅補正値および前記位相補正値として、前記復調部に入力して前記第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正させることを特徴とする、請求項 1に記載の無線受信装置。

[22] 第 1のアナログデジタル変換部は、

エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、前記第 1の中間周波数信号を通過させる第 1のアンチエリアジングフィルタと、

前記第 1のアンチエリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第 1のァナログデジタル変換器と、

前記第 1のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、前記第 1のデジタル信号として出力する第 1のチャネル選択フィルタとを含み、

第 2のアナログデジタル変換部は、

エリアジングが発生する周波数の通過を阻止して、前記第 1の中間周波数信号を通過させる第 2のアンチエリアジングフィルタと、

前記第 2のアンチエリアジングフィルタの出力をデジタル信号に変換する第 2のァナログデジタル変換器と、

前記第 2のアナログデジタル変換器の出力から所望のチャネルを選択して、前記第 1のデジタル信号として出力する第 2のチャネル選択フィルタとを含む、請求項 1に記載の無線受信装置。

[23] 前記第 1のアナログデジタル変換部は、

前記第 1の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第 1のチヤネル選択フィルタと、

前記第 1のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第 1のアナ口グデジタル変換器とを含み、

前記第 2のアナログデジタル変換部は、

前記第 2の中間周波数信号から所望のチャネルを選択して通過させる第 2のチヤネル選択フィルタと、

前記第 2のチャネル選択フィルタの出力をデジタル信号に変換する第 2のアナ口グデジタル変換器とを含む、請求項 1に記載の無線受信装置。

無線周波数信号を中間周波数信号に周波数変換して復調する無線受信装置であつて、

前記第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正するために使われる振幅補正値および位相補正値を演算によって求めると共に、当該振幅補正値および位相補正値を用いて前記第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正し、イメージ周波数信号を除去する補正値演算部と、

イメージ周波数信号を除去することで得られた信号をベースバンド帯域の信号に変換する復調部とを備え、

前記補正値演算部は、前記第 1のデジタル信号に対して、振幅補正値候補値を乗算すると共に位相を回転することによって得られる信号と、前記第 2のデジタル信号に対して、前記振幅補正候補値の逆数を乗算すると共に前記第 1のデジタル信号に施された位相回転と直交関係にある位相回転を施すことによって得られる信号とを合成して第 1の合成信号とし、前記第 1の合成信号の変曲点を求め、当該変曲点に対応する振幅補正候補値および位相補正候補値を、前記振幅補正値および前記位相補正値とすることを特徴とする、無線受信装置。

前記補正値演算部は、前記第 1および第 2のデジタル信号の振幅および位相を補正するのに、前記第 1のデジタル信号に前記振幅補正値を乗算すると共に前記第 1 のデジタル信号の位相を 90度回転かつ前記位相補正値分回転することによって得られる信号と、前記第 2のデジタル信号に前記振幅補正値の逆数を乗算すると共に前記位相補正値分逆回転することによって得られる信号とを合成して第 2の合成信号とし、

前記復調部は、前記第 2の合成信号をベースバンド帯域の信号に変換することを特徴とする、請求項 24に記載の無線受信装置。