CN101208921B - 无线接收装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种无线接收装置，可以补偿振幅及相位这两方的偏差，在短时间内抑制镜像干扰。修正值运算部(110)合成下述两个信号并作为第1合成信号，求取第1合成信号的拐点，把与该拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值作为振幅修正值及相位修正值，输入解调部(120)，其中上述两个信号是：通过对第1数字信号乘以振幅修正值候选值并且使相位旋转而得到的信号、和通过对上述第2数字信号乘以振幅修正候选值的倒数并且实施与对上述第1数字信号所实施的相位旋转处于正交关系的相位旋转而得到的信号。解调部(120)根据振幅修正值及相位修正值，来补偿振幅及相位，并且抑制镜像干扰。

Description

无线接收装置 
技术领域
本发明涉及一种移动体终端所使用的无线接收装置，更为确切地说，涉及能够抑制镜频信号的无线接收装置。 
背景技术
近年来，移动体终端正在快速普及。对于其无线电路，人们在寻求小型化。在无线接收装置中大致分类，存在采用零差(homodyne)(直接变换)方式和采用外差(heterodyne)方式的2类装置。外差方式因为没有在零差方式中成为较大干扰的DC偏置及1/f噪声、AM抑制等的问题，所以已被广泛使用于移动体终端。另一方面，在外差方式中，因镜频信号导致的干扰却成为问题。 
图11是表示因镜频信号导致的干扰机制的附图。如图11所示，镜频信号隔着局部振荡信号LO，存在于期望信号的相反方。因此，若在混频器900中输入了期望信号及镜频信号，和局部振荡信号LO进行了混频，则在中间频(IF)带上镜频信号和期望信号重合。从而，镜频信号妨碍期望信号的解调。为了去除这种镜频信号，简单而言，只要准备陡峭的RF滤波器，仅仅把期望信号输入混频器900，就可以。但是，这样的RF滤波器体积较大，不适合于要求小型化的无线接收装置。 
对此，以往人们提出了一种采用哈特利方式(Hartley)的无线接收装置，该哈特利方式用来使用相位相差90度的2个局部振荡信号来抑制该镜频信号。图12A是表示用于采用哈特利方式的无线接收装置功能结构的框图。在图12A中，无线接收装置具备第一混频器901、第二混频器902、第一移相器903和第二移相器904。 
第一移相器903使局部振荡信号LO的相位进行旋转，并分成使相位0度旋转后的局部振荡信号和使相位90度旋转后的局部振荡信 号，分别输入第一及第二混频器901、902。第一混频器901利用局部振荡信号对包含期望信号和镜频信号的RF信号进行下变频(downconvert)，并输出。图12B是表示图12A中的第一混频器901输出信号相位关系的框图。如图12B所示，在第一混频器901的输出中，期望信号和镜频信号为同相。 
第二混频器902利用相位旋转90度后的局部振荡信号对RF信号进行下变频，并输出。图12C是表示图12A中的第二混频器902输出信号相位关系的框图。如图12C所示，在第二混频器902中，期望信号和镜频信号为反相。 
第二移相器904使从第一混频器901输出的信号相位旋转0度，使从第二混频器输出的信号相位旋转-90度，并进行合成。图12D是表示图12A中的第二移相器904输出信号相位关系的附图。如图12D所示，2个镜频信号变为等振幅反相的关系，2个期望信号变为等振幅同相的关系。从而，镜频信号得到抑制。 
虽然通过这种哈特利方式的镜像去除，理想情况下镜频信号被除去，但是实际上，因为使用于无线接收装置的器件的偏差的原因，不能完全去除镜频信号。因此，人们提出了各种进行偏差补偿来改善镜像抑制量的无线接收装置。 
图13是表示专利文献1记述的接收电路功能结构的框图。在专利文献1所述的接收电路中，首先生成利用相位相差90度的局部振荡信号下变频到IF频率后的双系统IF信号。电路906取出IF信号的一部分，通过所取出的一个信号对两个信号进行检波。电路906检测检波后的2个信号的相位差，并调整可变移相器905以便该相位差成为90度。借此，补偿相位的偏差，实现高镜像抑制的接收电路。 
图14是表示专利文献2所述的接收电路的功能结构的框图。在专利文献2所述的接收电路中，生成利用相位相差90度的局部振荡信号下变频到IF频率后的双系统IF信号。该双系统IF信号的一个再相位旋转90度，运算该双系统的信号之和与差。再者，在功率检波电路907a中检测差信号的功率，在功率检测电路907b中检测和信号的功率。在电路908中，比较和信号与差信号之间的功率差，使开关 倒至较大信号方的功率检波电路。然后，电路908调整IF放大器的增益，以便使开关所倒向一方的功率检测电路的功率为最小。借此，补偿元件的增益/损耗、也就是振幅的偏差，实现高镜像抑制的接收电路。 
图15是表示专利文献3、专利文献4及专利文献5所述的接收电路的功能结构的框图。在图15所示的接收电路中，生成利用相位相差90度的局部振荡信号下变频到IF频率后的双系统IF信号。然后，只有在镜频的信号比期望波频率的信号强时，电路911才从2个IF信号的一部分生成抑制期望波频率的信号后的信号——也就是镜频的信号成分，再者，电路910对原来的2个IF信号进行电平调整，电路909将镜频的信号成分去除。电平调整是通过衰减器ATT进行的。镜像干扰消除器调整该衰减量，以便通过去除后的IF信号进行解调时的比特差错率(BER：Bit Error Rate)为最小。借此，补偿振幅、相位双方的偏差，实现高镜像抑制的接收电路。 
专利文献1：日本特开平8-125447号公报 
专利文献2：日本特开平8-130416号公报 
专利文献3：日本特开2002-246847号公报 
专利文献4：日本特开2003-309612号公报 
专利文献5：日本特开2004-72532号公报 
但是，图13所述的接收电路只补偿了元件的相位偏差。另外，图14所述的接收电路只补偿了元件的振幅偏差。实际上，由于振幅及相位的双方都出现偏差，因而需要补偿双方。 
另外，图15所述的接收电路在反馈环路上传送来抑制镜像干扰，以改善比特差错率。比特差错率只可以对已知的数据进行计算。因此，例如在移动电话等中，只有利用在每帧中仅包含几个比特的训练用数据进行计算，来求取比特差错率。但是，为了在反馈环路上传送直至达到可以抑制镜像干扰，必须接收很多帧，使比特差错率收敛到规定值以下。这样，采用图15所述的接收电路，在抑制镜像干扰以前需要较长时间。 
发明内容
因此，本发明的目的为提供一种无线接收装置，可以补偿振幅及相位这两方的偏差，在短时间内抑制镜像干扰。 
为了解决上述课题，本发明具有如下的特征。本发明的无线接收装置，将无线频率信号频率变换为中频信号并进行解调，其特征为，具备：频率变换部，根据相位相差90度的2个局部振荡信号，将无线频率信号变换为第1及第2中频信号；第一模数变换部，将第1中频信号变换为第1数字信号；第二模数变换部，将第2中频信号变换为第2数字信号；解调部，修正第1及第2数字信号的振幅及相位，并且去除镜频信号，把得到的信号变换为基带频带的信号；以及修正值运算部，通过运算，求取为了在解调部中修正第1及第2数字信号的振幅及相位所使用的振幅修正值及相位修正值。修正值运算部将下述两个信号合成并作为第1合成信号，求取第1合成信号的拐点，把与该拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值作为振幅修正值及相位修正值，输入解调部，其中上述两个信号是：通过对第1数字信号乘以振幅修正候选值并且使相位旋转而得到的信号、和通过对第2数字信号乘以振幅修正候选值的倒数并且实施与对第1数字信号所实施的相位旋转处于正交关系的相位旋转而得到的信号。 
根据本发明，提供一种无线接收装置，由于可以将第1合成信号的拐点作为振幅修正值及相位修正值，因而能够补偿振幅及相位双方的偏差。除此之外，由于可以通过运算，求取振幅修正值及相位修正值，因而不象以往那样需要等待反馈环路的收敛，可以在短时间内抑制镜像干扰。 
优选的是，其特征为，修正值运算部将下述两个信号的组合作为第1合成信号，这两个信号是：通过对第1数字信号乘以振幅修正候选值并且使相位按相位修正候选值反向旋转而得到的信号、和通过对第2数字信号乘以振幅修正候选值的倒数并且使相位旋转90度且按相位修正候选值旋转而得到的信号。 
由此，可以获得主要包含镜像信号的第1合成信号。 
优选的是，修正值运算部可以通过2维矩阵运算，来求取拐点。 
这样，通过使用2维矩阵运算，就可以在预定范围的振幅修正候选值及相位修正候选值内集中求取第1合成信号，能够在短时间内求取拐点。 
作为一个实施方式，可以是，修正值运算部将相位修正候选值固定为0度，通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，并将振幅修正候选值固定为该求出的振幅修正候选值，通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，把该求出的振幅修正候选值及该求出的相位修正候选值作为振幅修正值及上述相位修正值。 
由此，即使无线接收装置没有进行2维矩阵运算那类的处理能力，也可以求取拐点。 
作为一个实施方式，也可以是，修正值运算部将振幅修正候选值固定为0dB，通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，并将相位修正候选值固定为该求出的相位修正候选值，通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，把该求出的相位修正候选值及该求出的振幅修正候选值作为相位修正值及上述振幅修正值。 
由此，即使无线接收装置没有进行2维矩阵运算那类的处理能力，也可以求取拐点。 
作为一个实施方式，也可以是，修正值运算部将相位修正候选值固定为0度，通过逐次运算，来求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，并将振幅修正候选值固定为该求出的振幅修正候选值，通过逐次运算，来求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，把该求出的振幅修正候选值及该求出的相位修正候选值作为振幅修正值及上述相位修正值。 
由此，即使无线接收装置没有进行2维矩阵运算那类的处理能力，也可以求取拐点。 
作为一个实施方式，也可以是，修正值运算部将振幅修正候选值固定为0dB，通过逐次运算，来求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，并将相位修正候选值固定为该求出的相位修正候选 值，通过逐次运算，来求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，把该求出的相位修正候选值及该求出的振幅修正候选值作为相位修正值及上述振幅修正值。 
由此，即使无线接收装置没有进行2维矩阵运算那类的处理能力，也可以求取拐点。 
优选的是，解调部也可以采用哈特利方式，来去除镜频信号。 
由此，可以采用简单的结构将镜频信号去除。 
例如，解调部合成下述两个信号并作为第2合成信号，把第2合成信号变换为基带频带的信号，其中上述两个信号是：通过对第1数字信号乘以振幅修正值并且使第1数字信号的相位按相位修正值旋转而得到的信号、和通过对第2数字信号乘以振幅修正值的倒数并且使第2数字信号的相位旋转-90度且按相位修正值反向旋转而得到的信号。 
由此，可以获得抑制镜频信号后的信号，来作为第2合成信号。 
优选的是，可以还具备比较部，该比较部比较修正值运算部中第1合成信号的电平和解调部中第2合成信号的电平，只在第1合成信号的电平比第2合成信号的电平大规定值以上时，使解调部执行修正。 
由此，由于可以只在需要振幅及相位的修正时，才转移为修正阶段，因而无线接收装置的处理负担得以减轻，结果还可以期望消耗功率的减低。 
优选的是，解调部可以采用韦瓦方式，来去除镜像信号。 
由此，可以采用简单的结构将镜频信号去除。 
例如，解调部，对将第1数字信号乘以振幅修正值后的信号、和使时钟信号的相位按相位修正值旋转后的信号进行乘法运算，并作为第1信号；对将第2数字信号乘以振幅修正值的倒数后的信号、和使时钟信号的相位旋转90度且按相位修正值旋转后的信号进行乘法运算，并作为第2信号；对将第1数字信号乘以振幅修正值后的信号、和使时钟信号的相位旋转-90度且按相位修正值反向旋转后的信号进行乘法运算，并作为第3信号；对将第2数字信号乘以振幅修正值的 倒数后的信号、和使时钟信号的相位按相位修正值旋转后的信号进行乘法运算，并作为第4信号，把第1信号和第2信号的合成信号作为同相成分，把第3信号和第4信号的合成信号作为正交成分。 
由此，可以获得抑制镜频信号后的同相成分及正交成分。 
优选的是，可以还具备比较部，该比较部比较修正值运算部中第1合成信号的电平和解调部中由同相成分及正交成分得到的矢量的大小，只在第1合成信号的电平比矢量的大小大规定值以上时，使解调部执行修正。 
由此，由于只在需要振幅及相位的修正时，转移为修正阶段，因而无线接收装置的处理负担得以减轻，结果还可以期望消耗功率的减低。 
例如，修正值运算部连续进行用于修正的运算。 
由此，不断修正振幅及相位，使接收品质得到提高。 
例如，修正值运算部只在无线频率信号中数据帧最开始的部分上，进行用于修正的运算。 
由此，与连续进行用于修正的运算的情形相比，致使消耗功率得以减低。 
例如，修正值运算部只在接收无线频率信号的数据帧中的训练信号时，进行用于修正的运算。 
由此，与连续进行用于修正的运算的情形相比，致使消耗功率得以减低。 
优选的是，修正值运算部在电源接通时进行用于修正的运算，并预先求取振幅修正值及上述相位修正值，解调部根据预先求出的振幅修正值及相位修正值，进行修正。 
由此，不需要无线频率信号接收过程中的修正。结果，可以期望消耗功率的减低。 
作为一个实施方式，修正值运算部在电源接通时，根据来自发送电路的无线频率信号，进行用于修正的运算，并预先求取振幅修正值及相位修正值。 
由此，可以使用伪无线频率信号，求取振幅修正值及相位修正值。 由于该伪无线频率信号通过的接收方传输通路上的元件近似于接收实际无线频率信号的情形，因而可以获得大体上恰当的振幅修正值及相位修正值。 
优选的是，修正值运算部若接收到与除了来自发送电路的无线频率信号频率之外的频率相对应的无线频率信号，则根据接收到的无线频率信号，重新进行用于修正的运算。 
由此，即使需要振幅修正值及相位修正值的变更，也能够进行应对。 
作为一个实施方式，无线接收装置采用Low-IF方式，获得中频信号，修正值运算部进行与相邻信道相对应的镜频信号的码元同步，以所再现的码元的包络线稳定的定时求取拐点。 
由此，可以获得误差小的振幅修正值及相位修正值。 
优选的是，解调部对数字傅立叶变换后的第1及第2数字信号的各频率成分，实施振幅及相位的修正和镜频信号的去除，对修正及镜频信号去除后的各频率成分，实施反向数字傅立叶变换，将通过反向数字傅立叶变换得到的信号下变频为基带频带，修正值运算部合成下述两个信号并作为第1合成信号，求取各频率成分中的第1合成信号的拐点，把与各拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值作为与各频率成分对应的振幅修正值及上述相位修正值，输入解调部，使之修正第1及第2数字信号的振幅及相位，其中上述两个信号是：通过对数字傅立叶变换后的第1数字信号的各频率成分乘以振幅修正候选值并且使相位旋转而得到的信号、和通过对数字傅立叶变换后的第2数字信号的各频率成分乘以振幅修正候选值的倒数并且实施与对第1数字信号的各频率成分所实施的旋转处于正交关系的旋转而得到的信号。 
由此，即使在宽带的无线频率信号中，也可以一边进行振幅及相位的修正，一边抑制镜频信号。还有，此时第1合成信号成为对各频率成分抑制镜频信号后的信号。 
例如，第一模数变换部包含：第一抗混叠滤波器，阻止发生混叠的频率通过，而使第1中频信号通过；第一模数变换器，将第一抗混 叠滤波器的输出变换为数字信号；以及第一信道选择滤波器，根据第一模数变换器的输出选择期望的信道，并作为第1数字信号进行输出；第二模数变换部包含：第二抗混叠滤波器，阻止发生混叠的频率通过，而使第2中频信号通过；第二模数变换器，将第二抗混叠滤波器的输出变换为数字信号；以及第二信道选择滤波器，根据第二模数变换器的输出选择期望的信道，并作为第2数字信号进行输出。 
由此，可以一边抑制混叠，一边选择期望的信道，能够实现对多模式及/或多频带移动终端等的使用。 
例如，第一模数变换部包含：第一信道选择滤波器，根据第1中频信号选择期望的信道，使之通过；以及第一模数变换器，将第一信道选择滤波器的输出变换为数字信号；第二模数变换部包含：第二信道选择滤波器，根据第2中频信号选择期望的信道，使之通过；以及第二模数变换器，将第二信道选择滤波器的输出变换为数字信号。 
由此，可以选择期望的信道，能够实现对多模式及/或多频带移动终端等的使用。 
另外，本发明也可以具有如下的特征。本发明的无线接收装置，将无线频率信号频率变换为中频信号并进行解调，其特征为，具备：频率变换部，根据相位相差90度的2个局部振荡信号，将无线频率信号变换为第1及第2中频信号；第一模数变换部，将第1中频信号变换为第1数字信号；第二模数变换部，将第2中频信号变换为第2数字信号；修正值运算部，通过运算，来求取为了修正第1及第2数字信号的振幅及相位所使用的振幅修正值及相位修正值，并且使用该振幅修正值及相位修正值来修正第1及第2数字信号的振幅及相位，并去除镜频信号；以及解调部，将通过去除镜频信号而得到的信号变换为基带频带的信号。修正值运算部将下述两个信号合成并作为第1合成信号，求取第1合成信号的拐点，把与该拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值作为振幅修正值及上述相位修正值，其中上述两个信号是：通过对第1数字信号乘以振幅修正候选值并且使相位旋转而得到的信号、和通过对第2数字信号乘以振幅修正候选值的倒数并且实施与对第1数字信号所实施的相位旋转处于正交关系的相位 旋转而得到的信号。 
优选的是，修正值运算部为了修正第1及第2数字信号的振幅及相位，将下述两个信号合成并作为第2合成信号，这两个信号是：通过对第1数字信号乘以振幅修正值并且使第1数字信号的相位旋转90度且按相位修正值旋转而得到的信号、和通过对第2数字信号乘以振幅修正值的倒数并且按相位修正值反向旋转而得到的信号。解调部将第2合成信号变换为基带频带的信号。 
由此，由于修正值运算部计算振幅修正值及相位修正值，利用振幅修正值及相位修正值来修正第1及第2数字信号，因而可以减小电路规模。 
发明效果 
如上所述，根据本发明，提供一种无线接收装置，可以补偿振幅及相位这两方的偏差。除此之外，还提供一种无线接收装置，可以在短时间内抑制镜像干扰。 
附图说明
图1A是表示本发明第1实施方式所涉及的无线接收装置100的功能结构的框图。 
图1B是表示具备可变增益放大器的无线接收装置100的功能结构的框图。 
图1C是表示具备可变增益放大器的无线接收装置100的其他功能结构的框图。 
图2A是设为没有振幅误差及相位误差(也就是说，设为B＝0dB及θ＝0度)来求取使振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2产生变化时的第1合成信号值的3D等值线图。 
图2B是设为存在振幅误差及相位误差来求取使振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2产生变化时的第1合成信号值的3D等值线图。 
图3是说明本发明第2实施方式中无线接收装置100的修正值运算部110内的运算算法所用的附图。 
图4是表示通过逐次运算来求取第1合成信号的无线接收装置100a的功能结构的框图。 
图5是说明本发明第3实施方式中无线接收装置100的修正值运算部110内的运算算法所用的附图。 
图6是模式表示进行镜像信号的码元同步时所再现的码元的波形的附图。 
图7是表示本发明第5实施方式所涉及的无线接收装置200的功能结构的框图。 
图8是表示本发明第6实施方式所涉及的无线接收装置300的功能结构的框图。 
图9是表示本发明第7实施方式所涉及的无线接收装置400的功能结构的框图。 
图10A是表示本发明第8实施方式所涉及的无线接收装置500的功能结构的框图(第1步骤)。 
图10B是表示本发明第8实施方式所涉及的无线接收装置500的功能结构的框图(第2步骤)。 
图11是表示因镜频信号导致的干扰机制的附图。 
图12A是表示采用哈特利方式所需的无线接收装置功能结构的框图。 
图12B是表示图12A中第一混频器901输出信号相位关系的框图。 
图12C是表示图12A中第二混频器902输出信号相位关系的框图。 
图12D是表示图12A中第二移相器904输出信号相位关系的框图。 
图13是表示专利文献1记载的接收电路的功能结构的框图。 
图14是表示专利文献2记载的接收电路的功能结构的框图。 
图15是表示专利文献3、专利文献4及专利文献5记载的接收电路的功能结构的框图。 
符号说明 
100、200、300、400、500    无线接收装置 
101a  第一下变频器 
101b  第二下变频器 
102a  第一抗混叠滤波器 
103a  第一模数变换器 
104a  第一信道选择滤波器 
102b  第二抗混叠滤波器 
103b  第二模数变换器 
104b  第二信道选择滤波器 
105   局部振荡器 
106   第一90度移相器 
110、210、510       修正值运算部 
120、220、320、520  解调部 
130、230、330、530  比较部 
140a  第一模数变换部 
140b  第二模数变换部 
111、116、511    存储器 
112、212、512    第一乘法部 
113、213、513    第一移相部 
114、214、514    第二移相部 
115、215、515    第二乘法部 
117、217    判定部 
121、221、321    第三乘法部 
122、222、322    第三移相部 
123、223、323    第四移相部 
324    第五移相部 
325    第六移相部 
124、224、326    第四乘法部 
125a、327    第三下变频器 
125b、328    第四下变频器 
329    第五下变频器 
332    第六下变频器 
126、331    时钟生成部 
127    第二90度移相器 
129    DPDT 
130    SPDT 
211    第一数字傅立叶变换部 
216    第二数字傅立叶变换部 
225    反向数字傅立叶变换部 
401    接收方放大器 
402    第一开关电路 
403    发送方放大器 
404    第二开关电路 
405    发送电路 
410    第三存储器 
具体实施方式
(第1实施方式) 
图1A是表示本发明第1实施方式所涉及的无线接收装置100的功能结构的框图。在图1A中，无线接收装置100具备第一下变频器101a、第一模数变换部140a、第二下变频器101b、第二模数变换部140b、局部振荡器105、第一90度移相器106、修正值运算部110、解调部120和比较部130。 
第一模数变换部140a包含第一抗混叠滤波器102a、第一模数变换器103a和第一信道选择滤波器104a。 
第二模数变换部140b包含第二抗混叠滤波器102b、第二模数变换器103b和第二信道选择滤波器104b。 
修正值运算部110包含第一存储器111、第一乘法部112、第一移相部113、第二移相部114、第二乘法部115、第二存储器116和判定部117。 
解调部120包含第三乘法部121、第三移相部122、第四移相部123、第四乘法部124、第三下变频器125a、第4下变频器125b、时钟生成部126和第二90度移相器127。 
通过天线接收到的无线频率信号(下面，称为RF信号)被分支为2个，输入第一及第二下变频器101a、101b。(公式1)表示RF信号的一例VRF。在(公式1)中，VIF表示期望信号的振幅。VIM表示镜像信号的振幅。ωLO-ωIF表示期望信号的相位。ωLO+ωIF表示镜像信号的相位。也就是说，ωLO表示局部振荡信号的角频率，ωIF表示对镜像信号进行下变频后的角频率。如(公式1)所示，在RF信号中，包含期望信号和镜频信号(下面，称为镜像信号)。 
[数学式1] 
RF信号 
VRF＝VIF·cos{ωLO-ωIF)·t)    ←期望信号 
     +VIM·cos{ωLO+ωIF)·t)   ←镜像信号    (公式1) 
局部振荡器105输出局部振荡信号。第一90度移相器106将从局部振荡器105所输出的局部振荡信号相位旋转0度，输入第一下变频器101a，并且使相位旋转90度，输入第二下变频器101b。第一下变频器101a根据来自第一90度移相器106的局部振荡信号对RF信号进行下变频，并作为第1中频信号(下面，称为第一IF信号)进行输出。(公式2)表示将RF信号作为(公式1)所示的VRF时的第一IF信号VIF_I。在(公式2)中，(1/B)·G表示通路上的增益。这里，G表示平均增益，B表示振幅误差。cos(ωLO·t-θ/2)表示相位旋转0度后的局部振荡信号。这里，θ表示相位误差。如(公式2)所示，在第一IF信号中包含期望信号和镜像信号。 
[数学式2] 
第一IF信号 
第二下变频器101b根据来自第一90度移相器106的相位旋转90度后的局部振荡信号对RF信号进行下变频，并作为第2中频信号(下面，称为第二IF信号)进行输出。(公式3)表示将RF信号作为(公式1)所示的VRF时的第二IF信号VIF_Q。在(公式3)中，B·G表示通路上的增益。这里，G表示平均增益，B表示振幅误差。cos(ωLO·t+90+θ/2)表示相位旋转90度后的局部振荡信号。这里，θ表示相位误差。如(公式3)所示，在第二IF信号中包含期望信号和镜像信号。 
[数学式3] 
第二IF信号 
这样，局部振荡器105、第一90度移相器106和第一及第二下变频器101a、101b作为根据相位相差90度的2个局部振荡信号将RF信号变换为第一及第二IF信号的频率变换部，来发挥作用。 
第一抗混叠滤波器102a阻止发生混叠的频率通过，而使第一IF信号通过。第一模数变换器103a将第一抗混叠滤波器102a的输出变换为数字信号。第一信道选择滤波器104a根据第一模数变换器103a的输出选择期望的信道，并作为第1数字信号进行输出。第1数字信号被输入修正值运算部110及解调部120。 
第二抗混叠滤波器102b阻止发生混叠的频率通过，而使第二IF信号通过。第二模数变换器103b将第二抗混叠滤波器102b的输出变换为数字信号。第二信道选择滤波器104b根据第二模数变换部103b的输出选择期望的信道，并作为第2数字信号进行输出。第2数字信号被输入修正值运算部110及解调部120。 
修正值运算部110根据第1及第2数字信号，通过运算来求取振幅的修正值(下面，称为振幅修正值)及相位的修正值(下面，称为相位修正值)。修正值运算部110将求出的振幅修正值及相位修正值输入解调部120。 
解调部120根据来自修正值运算部110的振幅修正值及相位修正值，来修正第1及第2数字信号，生成同相成分(I)及正交成分(Q)，以此来解调RF信号。 
修正值运算部110及解调部120既可以采用集成电路在硬件上实现，也可以读入使通用的CPU执行将在下面说明的动作的程序，在软件上实现。 
首先，对于修正值运算部110的功能，进行说明。修正值运算部110将为了可以判定IF信号的振幅及相位、分别在第一及第二存储器111、116中储存足够的几个周期量的第1及第2数字信号。这里，作为为了可以判定IF信号的振幅及相位而足够的几个周期量，虽然在理论上，只要是1周期量就能够判定，但是为了除去噪声的影响，需要几个周期～几十周期。另一方面，因为象以往那样为了判定BER，例如为了判定10-6的BER，需要106的码元。假设，1码元的周期在IF信号中是100周期量，则对BER需要109周期。这样，在本发明中，判定振幅及相位所需要的IF信号的周期，与判定BER的情况相比，绝对地少。修正值运算部110对第一存储器111中所储存的第1数字信号，通过第一乘法部112乘以作为振幅修正值候选的振幅修正候选值Ac。修正值运算部110通过第一移相部113，使第一乘法部112乘法结果的相位，按作为相位修正值候选的相位修正候选值αc/2度的量进行反向旋转。也就是说，第一移相部113使第一乘法部112乘法结果的相位按(0-αc/2)度进行旋转。 
修正值运算部110对第二存储器116中所储存的第2数字信号，通过第二乘法部115乘以振幅修正候选值Ac的倒数1/Ac。修正值运算部110对第二乘法部115乘法结果的相位，实施90度旋转且按相位修正候选值αc/2度旋转的处理。也就是说，第二移相部114使第二乘法部115乘法结果的相位按(90+αc/2)度进行旋转。从而，在第一移相部113中实施的相位旋转的角度和在第二移相部114中实施的相位旋转的角度处于正交的相位关系(正交关系)。 
修正值运算部110将由第一移相部113得到的第1数字信号和由第二移相部114得到的第2数字信号进行合成，将其作为第1合成信 号输入判定部117。(公式4)表示作为第一及第二IF信号使用(公式2)及(公式3)时输入判定部117的第1合成信号VIF_M。如(公式4)所示，在该合成信号中，基本上只有下变频后的镜像信号。 
[数学式4] 
第1合成信号 
VIF_M≌G·Ac·(1/B)·VIM·cos(ωIF·t+θ/2-αc/2)  (公式4) 
   +G·(1/Ac)·B·VIM·cos(ωIF·t-θ/2+αc/2) 
由第一乘法部112进行的运算、由第一移相部113进行的运算、由第二乘法部115进行的运算、由第二移相部114进行的运算以及合成运算，在修正值运算部110中，是通过2维矩阵运算，在某个一定范围的振幅修正候选值Ac及某个一定范围的相位修正候选值αc/2内统一执行的。 
判定部117求取以振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2为变量时的第1合成信号的拐点。判定部117将与该拐点对应的振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2分别作为振幅修正值A及相位修正值α/2，输入解调部120。 
下面，对于解调部120的功能进行说明。解调部120对第1数字信号，通过第三乘法部121乘以振幅修正值A。解调部120通过第三移相部122，使第三乘法部121乘法结果的相位按相位修正值α/2度进行旋转。也就是说，第三移相部122使第三乘法部121乘法结果的相位，按(0+α/2)度进行旋转。 
解调部120对第2数字信号，通过第四乘法部124乘以振幅修正值A的倒数1/A。解调部120对第四乘法部124乘法结果的相位，实施90度反向旋转且按相位修正值α/2度反向旋转的处理。也就是说，第四移相部123使第四乘法部124乘法结果的相位，按(-90-α/2)度进行旋转。 
解调部120将由第三移相部122得到的第1数字信号和由第四移相部123得到的第2数字信号进行合成，获得第2合成信号。(公式5)表示作为第一及第二IF信号使用(公式2)及(公式3)时解调部120中的第2合成信号VIF。由于B是振幅误差，θ是相位误差，因而如(公 式5)所示，判明在A/B＝B/A且θ＝α时，获得抑制镜像信号后的第2合成信号。这种A及α通过下面的说明，更为明确就是与(公式5)所示的第2合成信号VIF的拐点对应的Ac及αc。 
[数学式5] 
第2合成信号 
VIF≌G·A·(1/B)·VRF·cos(ωIF·t+θ/2-α/2) 
    +G·(1/A)·B·VRF·cos(ωIF·t-θ/2+α/2)    (公式5) 
    +G·A·(1/B)·VIM·cos(ωIF·t+θ/2-α/2) 
    -G·(1/A)·B·VIM·cos(ωIF·t-θ/2+α/2) 
第2合成信号被输入第三及第四下变频器125a、125b。第二90度移相器127输出对由时钟生成部126所生成的时钟信号使相位旋转0度后的时钟信号和使相位旋转90度后的时钟信号。第三下变频器125a根据相位旋转0度的时钟信号，将第2合成信号下变频到基带频带，并作为同相成分(I)进行输出。第四下变频器125b根据相位旋转90度的时钟信号，将第2合成信号下变频到基带频带，并作为正交成分(Q)进行输出。这样，解调部120就进行振幅补偿及相位补偿，并且采用哈特利方式将镜像信号去除。 
下面，对于修正值运算部110及解调部120的动作，进行说明。首先，在动作的开始时，修正值运算部110将振幅修正候选值Ac设为0dB，将相位修正候选值αc/2设为0度，只进行第二移相部114中的90度相移，获得第1合成信号。与之相对，解调部120将振幅修正值A设为0dB，将相位修正值α/2设为0度，只进行第四移相部123中的-90度相移，获得第2合成信号。 
接着，修正值运算部110及解调部120分别将第1及第2合成信号输入比较部130。比较部130比较第1及第2合成信号的电平。镜像干扰成为问题的是，镜像信号与期望信号相比非常大的情形。在未完全抑制掉镜像信号时，第2合成信号成为组合了期望信号和镜像信号后的信号。为了判别这种状况，比较部130比较第1及第2合成信号的电平，在第1合成信号的电平与第2合成信号的电平相比大预定电平(例如，10dB～30dB)以上时，判断出应转移至用来使解调部120 执行修正的修正阶段，并对修正值运算部110及解调部120进行指示。另一方面，在没有超过预定电平时，比较部130对解调部120进行指示，以按振幅修正值A＝0dB、相位修正值α/2＝0度进行解调。还有，图1A上表示指示路径的箭头予以省略。还有，比较部130既可以采用集成电路在硬件上实现，也可以采用使CPU执行上述动作的程序在软件上实现。 
下面，对于转移到修正阶段后的修正值运算部110及解调部120的动作，进行说明。在修正阶段，修正值运算部110通过2维矩阵运算，一并或者分割为数次地，来求取使振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2在预定的范围(例如，-0.5dB≤10log10|Ac|≤0.5dB、-5度≤αc/2≤5度)内以离散方式产生变化时第1合成信号的值。然后，对于所求出合成信号的值，求取以振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2为变量时的拐点，把与该拐点对应的振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2分别作为振幅修正值A及相位修正值α/2，输入解调部120。此后，解调部120使用所输入的振幅修正值A及相位修正值α/2，来修正振幅及相位，获得第2合成信号。解调部120将第2合成信号下变频到基带频带，获得同相成分(I)及正交成分(Q)。 
修正值运算部110、解调部120及比较部130既可以作为一个集成电路来实现，也可以分别作为不同或使一部分重复的集成电路来实现。另外，在软件上实现时，修正值运算部110、解调部120及比较部130既可以使用共用的CPU，也可以使用不同的CPU来实现。 
还有，无线接收装置100也可以在第三下变频器125a及第四下变频器125b的前级，具备可变增益放大器128。图1B是表示具备可变增益放大器128的无线接收装置100功能结构的框图。在图1B中，可变增益放大器128调整放大第2合成信号的增益，以便输入第三下变频器125a及第四下变频器125b的信号(第2合成信号)的电平为一定。可变增益放大器128通过连接于该位置上，从而输入抑制了镜频信号后的第2合成信号，因此，可以知道期望信号的正确电平。因此，可变增益放大器128能够根据期望信号的正确电平，来补偿第2合成信号的大小。另外，无线接收电路100也可以是图1C所示的那种结 构。 
下面，对于与第1合成信号的拐点对应的振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2是最佳的振幅修正值A及相位修正值α/2的原因，进行说明。 
图2A是设为没有振幅误差及相位误差(也就是，设为B＝0dB及θ＝0度)来求取使振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2产生变化时第1合成信号的值的3D等值线图。在没有振幅误差及相位误差时，解调部120中的振幅修正值A及相位修正值α/2不需要设定。也就是说，只要是振幅修正值A＝0dB及相位修正值α/2＝0度，就可以。如图2A所示，与振幅修正值A＝0dB及相位修正值α/2＝0度对应的振幅修正候选值Ac＝0dB及相位修正候选值αc/2＝0度是合成信号的拐点X上的值。因此判明，为了求取适当的振幅修正值A及相位修正值α/2，只要求取与合成信号的拐点对应的振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2，就可以。 
图2B是设为存在振幅误差及相位误差来求取使振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2产生变化时的第1合成信号值的3D等值线图。在图2B中，设为振幅误差B是0.2dB，相位误差θ是3度。此时，与拐点X对应的振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc/2是A＝-0.2dB及αc＝3度。从而，修正值运算部110将振幅修正值A设为-0.2dB，将相位修正值α设为3度。与之相对应地，解调部120进行振幅补偿和相位补偿。 
这样，根据第1实施方式，提供一种无线接收装置，由于只是将通过2维矩阵运算得到的第1合成信号拐点作为振幅修正值及相位修正值就可以，因而不需要象以往那样使用比特差错率，因此可以补偿振幅及相位且在短时间内抑制镜像干扰。 
(第2实施方式) 
在第2实施方式中，由于无线接收装置的结构和第1实施方式相同，因而将引用图1A。在第2实施方式中，修正值运算部110中的运算算法和第1实施方式不同。图3是说明本发明第2实施方式中无线接收装置100修正值运算部110内的运算算法所用的附图。 
在第1实施方式的修正值运算部110中，从一定的范围内选取振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc，通过2维矩阵运算，来求取第1合成信号，并求取拐点。但是，在2维矩阵运算中，需要多个存储器。 
在第2实施方式中，修正值运算部110的判定部117首先将第一及第二移相部113、114中的相位修正候选值αc固定为0度。接着，修正值运算部110的判定部117通过1维矩阵运算(矢量运算)，来求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值Aopt(参见图3的左图)。接着，修正值运算部110的判定部117将第一及第二乘法部112、115中的振幅修正候选值Ac固定为求出的Aopt。然后，修正值运算部110的判定部117通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值αopt(参见图3的右图)。最后，修正值运算部110将振幅修正候选值Aopt及相位修正候选值αopt作为振幅修正值A及相位修正值α/2，输入解调部120。 
如上，固定相位修正候选值、求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值、并按求出的振幅修正候选值进行固定，来求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值的情况，如图2A及图2B所示，因为第1合成信号是马蹄形，所以等于求出了拐点。 
这样，在第2实施方式中，由于可以通过1维矩阵运算，求取第1合成信号的拐点，因而可以利用较少的存储器，来补偿振幅及相位且抑制镜像干扰。 
还有，在第2实施方式中，通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号，并求取最小值及最大值。但是，修正值运算部110也可以固定相位修正候选值，一边扫描振幅修正候选值Ac，一边通过逐次运算来求取第1合成信号，并求取最小值。再者，修正值运算部110也可以固定与求出的最小值对应的振幅修正候选值Aopt，一边扫描相位修正候选值αc，一边通过逐次运算求取第1合成信号，并求取最大值。这里，所谓的逐次运算(sequential calculation)是指，使修正候选值稍微变化来求取值并再使之稍微变化来求取值的运算方法。 
通过逐次运算求取第1合成信号的无线接收装置例如可以象图4 那样来构成。图4是表示通过逐次运算来求取第1合成信号的无线接收装置100a的功能结构的框图。在图4中，无线接收装置100a其特征在于，第一移相部113及第二移相部114的结构。第一移相部113及第二移相部114如图4所示，由多个延迟电路、多个开关和90度相位合成器来构成。 
(第3实施方式) 
在第3实施方式中，由于无线接收装置的结构和第1实施方式相同，因而将引用图1A。在第3实施方式中，和第1实施方式的不同之处为，修正值运算部110中的运算算法。图5是说明本发明第3实施方式中无线接收装置100的修正值运算部110内的运算算法所用的附图。 
在第1实施方式的修正值运算部110中，从一定的范围内选取振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc，通过2维矩阵运算，来求取第1合成信号，并求取拐点。但是，在2维矩阵运算中，需要多个存储器。 
在第3实施方式中，修正值运算部110的判定部117首先将第一及第二乘法部112、115中的振幅修正候选值Ac固定为0dB。接着，修正值运算部110的判定部117通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值αopt(参见图5的左图)。接着，修正值运算部110的判定部117将第一及第二移相部113、114中的相位修正候选值αc固定为求出的αopt。然后，修正值运算部110的判定部117通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值Aopt(参见图5的右图)。最后，修正值运算部110将振幅修正候选值Aopt及相位修正候选值αopt作为振幅修正值A及相位修正值α/2，输入解调部120。 
如上，固定振幅修正候选值、求取第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值、按求出的相位修正候选值进行固定来求取第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值的情况，如图2A及图2B所示，因为第1合成信号是马蹄形，所以等于求出了拐点。 
这样，在第3实施方式中，由于可以通过1维矩阵运算，求取第 1合成信号的拐点，因而可以利用较少的存储器，来补偿振幅及相位且抑制镜像干扰。 
还有，在第3实施方式中，通过1维矩阵运算，来求取第1合成信号，并求取最小值及最大值。但是，修正值运算部110也可以固定振幅修正候选值，一边扫描相位修正候选值αc，一边通过逐次运算，来求取第1合成信号，并求取最大值。再者，修正值运算部110也可以固定与求出的最大值对应的相位修正候选值αopt，一边扫描振幅修正候选值Ac，一边通过逐次运算，来求取第1合成信号，并求取最小值。 
还有，作为第1～第3实施方式中2维矩阵运算、1维矩阵运算及逐次运算的具体方法，可以使用众所周知的所有方法，并没有特别限定。 
(第4实施方式) 
在第4实施方式中，由于无线接收装置的结构和第1实施方式相同，因而将引用图1A。但是，在第4实施方式所涉及的无线接收装置100中，采用了Low-IF方式，频率变换部将RF信号下变频到Low-IF频带。在Low-IF方式中，镜像信号存在于期望信号的相邻信道。从而，根据使用的应用不同，除了期望信号的码元同步之外，还可以进行镜像信号的码元同步。这里，所谓的码元同步是指，提取通过取样得到的码元数据中包含的原码元的定时，并再现原码元。 
图6是模式表示进行镜像信号的码元同步时所再现的码元的波形的附图。如图6所示，在进行镜像信号的码元同步时所再现的码元中，存在包络线稳定的定时。因此，修正运算部110的判定部117检测进行镜像信号的码元同步所再现的码元包络线稳定的定时。然后，修正值运算部110的判定部117在该定时的正中附近，求取拐点。因此，可以获得误差小的振幅修正值及相位修正值。 
还有，第4实施方式也能够在除第1实施方式之外的实施方式中加以使用。 
(第5实施方式) 
近年来，为了进行高速通信，1个信道的带宽已经变得非常宽。 在这种通信方式中，存在通过1组修正值不能充分抑制镜像干扰的担心。在第5实施方式中提出一种无线接收装置，即使在1个信道的带宽非常宽的通信方式中，也可以抑制镜像干扰。 
图7是表示本发明第5实施方式所涉及的无线接收装置200的功能结构的框图。在图7中，对于具有和第1实施方式所涉及的无线接收装置100相同功能的部分，附上相同的参照符号，并省略其说明。 
在图7中，无线接收装置200具备第一下变频器101a、第一模数变换部140a、第二下变频器101b、第二模数变换部140b、局部振荡器105、第一90度移相器106、修正值运算部210、解调部220及比较部230。 
修正值运算部210包含第一数字傅立叶变换部211、第一乘法部212、第一移相部213、第二移相部214、第二乘法部215、第二数字傅立叶变换部216及判定部217。 
解调部220包含第三乘法部221、第三移相部222、第四移相部223、第四乘法部224、反向数字傅立叶变换部225、第三下变频器125a、第四下变频器125b、时钟生成部126及第二90度移相器127。还有，第一及第二数字傅立叶变换部211、216也可以在修正值运算部210之外。 
第一数字傅立叶变换部211对第1数字信号进行数字傅立叶变换，并输出各频率成分。第二数字傅立叶变换部216对第2数字信号进行数字傅立叶变换，并输出各频率成分。 
解调部220对数字傅立叶变换后的第1数字信号的各频率成分，分别通过第三乘法部221乘以振幅修正值A1、…、Ai、…、AN。解调部220对第三乘法部221乘法结果的各频率成分，通过第三移相部222实施根据相位修正值α1/2、…、αi/2、…、αN/2的旋转处理。具体而言，第三移相部222对第三乘法部221乘法结果的各频率成分，乘以cos(αi/2)+jsin(αi/2)。这里，j代表虚数成分。 
另外，解调部220通过第四乘法部224，对数字傅立叶变换后的第2数字信号的各频率成分，分别乘以振幅修正值A1、…、Ai、…、AN的倒数。解调部220通过第四移相部223，对第四乘法部224的乘 法结果的各频率成分，实施根据相位修正值α1/2、…、αi/2、…、αN/2的旋转处理。具体而言，第四移相部223对第四乘法部224的乘法结果的各频率成分，乘以sin(αi/2)-jcos(αi/2)。 
解调部220分别合成从第三移相部222输出的各频率成分、和从第四移相部223输出的各频率成分，将其作为第2合成信号，输入至反向数字傅立叶变换部225。反向数字傅立叶变换部225对第2合成信号的各频率成分，实施反向数字傅立叶变换并输出。从反向数字傅立叶变换部225所输出的信号和第1实施方式相同，变换为同相成分及正交成分。 
这样，解调部220就对数字傅立叶变换后的第1及第2数字信号各频率成分，实施振幅及相位的修正和镜频信号的去除，对修正及镜频去除后的各频率成分，实施反向数字傅立叶变换，以此来解调RF信号。 
修正值运算部210对数字傅立叶变换后的第1数字信号的各频率成分，分别通过第一乘法部212乘以振幅修正候选值Ac。修正值运算部210对第一乘法部212的乘法结果的各频率成分，通过第一移相部213实施根据相位修正候选值αc的旋转处理。具体而言，第一移相部213对第一乘法部212的乘法结果的各频率成分，乘以cos(αc/2)+jsin(αc/2)。 
另外，修正值运算部210对数字傅立叶变换后的第2数字信号的各频率成分，分别通过第二乘法部215乘以振幅修正候选值Ac的倒数。修正值运算部210对第二乘法部215的乘法结果的各频率成分，根据相位修正候选值αc在第二移相部214中实施下述相位旋转，该相位旋转和对第1数字信号处理所实施的相位旋转处于正交关系。具体而言，第二移相部214对第二乘法部215的乘法结果的各频率成分，乘以sin(αc/2)+jcos(αc/2)。由于{cos(αc/2)+jsin(αc/2)}×{sin(αc/2)+jcos(αc/2)}＝j，因而第一移相部213中的旋转角和第二移相部214中的旋转角处于正交关系。 
修正值运算部210将从第一移相部213输出的各频率成分和从第二移相部214输出的各频率成分进行合成，将其作为第1合成信号输 入判定部217。 
这样一来，修正值运算部210就对于预定范围的振幅修正候选值Ac及相位修正候选值αc，按每一频率成分求取第1合成信号。判定部217由于对各频率成分，获得第1合成信号，因而可以求取各频率成分中的拐点。与由判定部217求出的各频率成分中的拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值，作为振幅修正值A1、…、Ai、…、AN及相位修正值α1/2、…、αi/2、…、αN/2，输入解调部220。各频率成分的拐点既可以和第1实施方式相同，通过2维矩阵运算来求取，也可以和第2实施方式相同，通过1维矩阵运算或逐次运算来求取。此外，用来求取拐点的运算方法没有特别限定。 
比较部230在动作开始时，对于各频率成分，比较第1及第2合成信号的电平。在存在第1合成信号的电平与第2合成信号的电平相比大预定电平(例如，10dB～30dB)以上的频率成分时，比较部230判断出应转移至用来使解调部220执行修正的修正阶段，并对修正值运算部210及解调部220进行指示。另一方面，在第1合成信号的电平与第2合成信号的电平相比大预定电平(例如，10dB～30dB)以上的频率成分不存在时，比较部230对解调部220进行指示，以按振幅修正值A＝0dB、相位修正值α/2＝0度进行解调。 
在转移到修正阶段时，修正值运算部210对于各频率成分，求取振幅修正值A1、…、Ai、…、AN及相位修正值α1/2、…、αi/2、…、αN/2，使解调部220进行修正。 
因此，针对宽频带信号，也能够进行振幅及相位的修正、镜像干扰的抑制。 
(第6实施方式) 
图8是表示本发明第6实施方式所涉及的无线接收装置300的功能结构的框图。在图8中，对于具有和第1实施方式所涉及的无线接收装置100相同功能的部分，附上相同的参照符号，并省略其说明。 
在图8中，无线接收装置300具备第一下变频器101a、第一模数变换部140a、第二下变频器101b、第二模数变换部140b、局部振荡器105、第一90度移相器106、修正值运算部110、解调部320及 比较部330。 
解调部320包含第三乘法部321、第三移相部322、第四移相部323、第五移相部324、第六移相部325、第四乘法部326、第三下变频器327、第四下变频器328、第五下变频器329、第六下变频器332及时钟生成部331。 
解调部320将通过第三下变频器327对下述两个信号进行乘法运算后的信号作为第1信号，上述两个信号一是通过第三乘法部321对第1数字信号乘以振幅修正值A后的信号，二是使从时钟生成部331输出的时钟信号的相位通过第三移相部322按相位修正值α/2旋转后的信号。 
解调部320将通过第四下变频器328对下述两个信号进行乘法运算后的信号作为第2信号，上述两个信号一是通过第四乘法部326对第2数字信号乘以振幅修正值A的倒数后的信号，二是使时钟信号的相位通过第四移相部323旋转90度且按相位修正值α/2旋转后的信号。 
解调部320将通过第五下变频器329对下述两个信号进行乘法运算后的信号作为第3信号，上述两个信号一是通过第三乘法部321对第1数字信号乘以振幅修正值A后的信号，二是使时钟信号的相位旋转-90度且按相位修正值α/2反向旋转后的信号。 
解调部320将通过第六下变频器332对下述两个信号进行乘法运算后的信号作为第4信号，上述两个信号一是通过第四乘法部326对第2数字信号乘以振幅修正值A的倒数后的信号，二是使时钟信号的相位按相位修正值α/2旋转后的信号。 
解调部320将第1信号和第2信号的合成信号作为同相成分。解调部320将第3信号和第4信号的合成信号作为正交成分。这样，解调部320就采用韦瓦(Weaver)方式，将镜像信号去除。 
比较部330在动作开始时，设为振幅修正值A＝0dB，并且设为相位修正值α/2＝0度，来比较修正值运算部110中第1合成信号的电平和解调部320中由同相成分及正交成分得到的矢量大小。比较部330在第1合成信号的电平与矢量的大小相比大规定值以上时，对解 调部320及修正值运算部110进行指示，以便转移为修正阶段。与之相应，解调部320根据来自修正值运算部110的修正值，来执行修正。 
这样，解调部320只要是能够去除镜像信号的结构就可以，并且既可以象第1实施方式那样采用哈特利方式，也可以象第6实施方式那样采用韦瓦方式。 
(第7实施方式) 
图9是表示本发明第7实施方式所涉及的无线接收装置400的功能结构的框图。在图9中，对于具有和图1A所示的第1实施方式所涉及的无线接收装置100相同功能的部分，附上相同的参照符号，并省略其详细的说明。 
在图9中，无线接收装置400具备接收方放大器401、第一开关电路402、发送方放大器403、第二开关电路404、发送电路405、第一下变频器101a、第一模数变换部140a、第二下变频器101b、第二模数变换部140b、局部振荡器105、第一90度移相器106、修正值运算部110、解调部120、比较部130及第三存储器410。还有，在第7实施方式中，虽然在无线接收装置400内还包含发送电路405，但是由于与作为接收RF信号的装置的情况没有不同，因而在第7实施方式中，也称为无线接收装置。 
在第7实施方式中，和第1实施方式的不同之处为，在无线接收装置400的电源接通时，修正值运算部110预先求取振幅修正值及相位修正值，将其存储于第三存储器中。具体而言，修正值运算部110根据来自发送电路的IF信号，求取振幅修正值及相位修正值。 
无线接收装置400在电源接通时，如下进行动作。若接通了电源，则无线接收装置400内的控制部(未图示)将第一开关电路402切换至发送方，将第二开关电路404切换至接收方。接着，无线接收装置400使发送电路405输出若干点的镜频的RF信号。根据镜像信号的频率不同，振幅修正值及相位修正值不同。因此，具体而言，无线接收装置400使发送电路405输出多个镜频(例如，最高的频率、中间的频率及最低的频率)的RF信号。借此，该RF信号被输入第一及第二下变频器101a、101b，变换为IF信号。修正值运算部110和第1 实施方式相同，使用该IF信号，来求取振幅修正值及相位修正值，将求出的振幅修正值及相位修正值存储于第三存储器410中。 
接着，无线接收装置400将第一开关电路402切换至天线(未图示)方，并将第二开关电路404切换至电路天线(未图示)方。然后，接收到的RF信号变换为IF信号，并且IF信号变换为数字信号被输入解调部120。解调部120使用最初存储在第三存储器410中的与镜频相对应的振幅修正值及相位修正值，来进行修正。 
如果，在电源接通时接收到具有除来自发送电路405的RF信号之外的频率的RF信号，则无线接收装置400根据接收到的RF信号，使修正值运算部110求取新的振幅修正值及相位修正值。还有，如果在比较部130中，判断出不需要修正值的运算，则修正值运算部110不求取新的振幅修正值及相位修正值。 
这样，在第7实施方式中，由于在电源接通时预先求取振幅修正值及相位修正值，来进行修正，因而可以更为快速地进行修正及镜像干扰的抑制。另外，由于如果RF信号的频率出现变化，则可以求取新的振幅修正值及相位修正值，因而可以灵活应对频率的变化。 
还有，通过使第三存储器410成为非易失性存储器，在第2次之后的电源接通时，就可以省略求取修正值的运算。 
还有，修正值运算部110也可以选取电源接通时求出的振幅修正值及相位修正值的近似值，来作为新的振幅修正值及相位修正值的候选值，并且首先使用那些近似值，来求取拐点，只有在找不到拐点时，才扩大候选值的范围，求取新的振幅修正值及相位修正值。因此，可以更为快速地求取新的振幅修正值及相位修正值。 
还有，在上面，虽然作为无线接收装置400的结构，利用了图1A所示的结构，但是也可以利用图1B、图1C、图4、图7或图8所示的结构。这种情况下，也可以在电源接通时根据来自发送电路的RF信号，通过修正值运算部来进行修正所需的运算。当然，作为运算方法，也可以使用2维矩阵运算、1维矩阵运算或逐次运算的任一个。 
(第8实施方式) 
图10A是表示本发明第8实施方式所涉及的无线接收装置500的功能结构的框图。在图10A中，对于具有和图1A所示的第1实施方式所涉及的无线接收装置100相同功能的部分，附上相同的参照符号，并省略其详细的说明。 
在图10A中，无线接收装置500具备第一下变频器101a、第一模数变换部140a、第二下变频器101b、第二模数变换部140b、局部振荡器105、第一90度移相器106、修正值运算部510、解调部520及比较部530。 
修正值运算部510包含第一存储器111、第二存储器116、第三存储器511、第一乘法部512、第一移相部513、第二移相部514、第二乘法部515、SPDT 130及判定部117。解调部520包含第三下变频器125a、第四下变频器125b、时钟生成部126及第二90度移相器127。 
下面，对于第8实施方式所涉及的无线接收装置500的动作，分成第1及第2步骤进行说明。使用图10A，来说明第1步骤中无线接收装置500的动作。使用图10B，来说明第2步骤中无线接收装置500的动作。 
在第1步骤中，DPDT 129连接第一乘法部512和第一移相部513，并连接第二乘法部515和第二移相部514。另外，SPDT 130连接于判定部117方。修正值运算部510对第一存储器111中所储存的第1数字信号，通过第一乘法部512乘以作为振幅修正值候选的振幅修正候选值Ac。修正值运算部510通过第一移相部513，使第一乘法部512乘法结果的相位，按作为相位修正值候选的相位修正候选值αc/2度进行反向旋转。也就是说，第一移相部513使第一乘法部512乘法结果的相位按(0-αc/2)度进行旋转。 
修正值运算部510对第二存储器116中所储存的第2数字信号，通过第二乘法部515乘以振幅修正候选值Ac的倒数1/Ac。修正值运算部510对第二乘法部515乘法结果的相位，实施90度旋转且按相位修正候选值αc/2度旋转的处理。也就是说，第二移相部514使第二乘法部515乘法结果的相位按(90+αc/2)度进行旋转。从而，在第一 移相部513中实施的相位旋转的角度和在第二移相部514中实施的相位旋转的角度处于正交的相位关系(正交关系)。 
修正值运算部510将由第一移相部513得到的第1数字信号和由第二移相部514得到的第2数字信号进行合成，将其作为第1合成信号。第1合成信号被输入判定部117及第三存储器511。判定部117使用和第1实施方式相同的方法，来计算振幅修正值A及相位修正值α/2。振幅修正值A、相位修正值α/2及第1合成信号存储于第三存储器511中。 
接着，在第2步骤中，DPDT 129连接第一乘法部512和第二移相部514，并连接第二乘法部515和第一移相部513。另外，SPDT 130连接于解调部520方。修正值运算部510参照第三存储器511，对第一存储器111中所储存的第1数字信号，通过第一乘法部512乘以振幅修正值A。修正值运算部510对第一乘法部512乘法结果的相位，实施90度旋转且按相位修正值α/2度旋转的处理。也就是说，第二移相部514使第一乘法部512乘法结果的相位按(90+α/2)度进行旋转。 
修正值运算部510参照第三存储器511，对第二存储器116中所储存的第2数字信号，通过第二乘法部515乘以振幅修正值A的倒数1/A。修正值运算部510使第二乘法部515乘法结果的相位，通过第一移相部513按相位修正值α/2度进行反向旋转。也就是说，第一移相部513使第二乘法部515的乘法结果的相位按(0-α/2)度进行旋转。 
修正值运算部510将由第二移相部514得到的第1数字信号和由第一移相部513得到的第2数字信号进行合成，获得第2合成信号。第2合成信号被输入第三存储器511及解调部520。第三存储器511存储第2合成信号。 
在解调部520中，第三下变频器125a、第四下变频器125b、时钟生成部126及第二90度移相器127使用和第1实施方式相同的方法，从第2合成信号输出同相成分(I)及正交成分(Q)。比较部530除了从第三存储器511读出第1及第2合成信号之外，还进行和第1实施方式相同的动作。 
这样，由于第8实施方式所涉及的无线接收装置500由修正值运算部510在第1步骤中计算振幅修正值A及相位修正值α/2，在第2步骤中根据振幅修正值A及相位修正值α/2来修正第1及第2数字信号，因而和上述的实施方式相比，可以减小电路规模。 
还有，在上述的全部实施方式中，第一模数变换部140a其结构也可以包含：第一信道选择滤波器，按照第一IF信号选择期望的信道使之通过；第一模数变换器，将第一信道选择滤波器的输出变换为数字信号。再者，第二模数变换部140b其结构也可以包含：第二信道选择滤波器，按照第二IF信号选择期望的信道使之通过；第二模数变换器，将第二信道选择滤波器的输出变换为数字信号。 
还有，在上述的全部实施方式中，修正值运算部可以在由解调部做出的1次修正结束后，立刻进行下次修正所需的运算，继续运算振幅修正值及相位修正值，以便解调部能连续进行修正。 
另外，在上述的全部实施方式中，修正值运算部也可以只在RF信号中数据帧最开始的部分上，进行修正所需的运算。由此，在该数据帧中，因镜像抑制导致的接收灵敏度不佳得以减低，且使用于修正所需的运算的消耗功率得到减低。 
另外，在上面的全部实施方式中，修正值运算部也可以只在接收到RF信号各帧的训练信号时，才进行修正所需的运算。因为在该定时尚未进行数据的接收，所以借此可以减低对接收灵敏度的影响。 
产业上的可利用性 
本发明的无线接收装置可以补偿振幅及相位双方的偏差，在短时间内抑制镜像干扰，能够应用于移动体终端等，特别是多模式及/或多频带的移动体终端等。 

Claims (25)

1.一种无线接收装置，将无线频率信号变换为中频信号并进行解调，其特征为，
具备：
频率变换部，根据相位相差90度的2个局部振荡信号，将上述无线频率信号变换为第1及第2中频信号；
第一模数变换部，将上述第1中频信号变换为第1数字信号；
第二模数变换部，将上述第2中频信号变换为第2数字信号；
解调部，修正上述第1及第2数字信号的振幅及相位，并且去除镜频信号，把得到的信号变换为基带频带的信号；以及
修正值运算部，通过运算，求取为了在上述解调部中修正上述第1及第2数字信号的振幅及相位所使用的振幅修正值及相位修正值；
上述修正值运算部将下述两个信号合成并作为第1合成信号，求取第1合成信号的拐点，把与该拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值作为上述振幅修正值及上述相位修正值，输入上述解调部，其中上述两个信号是：通过对上述第1数字信号乘以振幅修正候选值并且使相位旋转而得到的信号、和通过对上述第2数字信号乘以上述振幅修正候选值的倒数并且实施与对上述第1数字信号所实施的相位旋转处于正交关系的相位旋转而得到的信号。
2.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为：
上述修正值运算部将下述两个信号的合成作为上述第1合成信号，这两个信号是：通过对上述第1数字信号乘以振幅修正候选值并且使相位按相位修正候选值反向旋转而得到的信号、和通过对上述第2数字信号乘以上述振幅修正候选值的倒数并且使相位旋转90度且按上述相位修正候选值旋转而得到的信号。
3.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征为：
上述修正值运算部通过2维矩阵运算，来求取上述拐点。
4.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部将相位修正候选值固定为0度，通过1维矩阵运算，来求取上述第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，并 将振幅修正候选值固定为该求出的振幅修正候选值，通过1维矩阵运算，来求取上述第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，把该求出的振幅修正候选值及该求出的相位修正候选值作为上述振幅修正值及上述相位修正值。 
5.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部将振幅修正候选值固定为0dB，通过1维矩阵运算，来求取上述第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，并将相位修正候选值固定为该求出的相位修正候选值，通过1维矩阵运算，来求取上述第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，把该求出的相位修正候选值及该求出的振幅修正候选值作为上述相位修正值及上述振幅修正值。 
6.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部将相位修正候选值固定为0度，通过逐次运算，来求取上述第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，并将振幅修正候选值固定为该求出的振幅修正候选值，通过逐次运算，来求取上述第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，把该求出的振幅修正候选值及该求出的相位修正候选值作为上述振幅修正值及上述相位修正值。 
7.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部将振幅修正候选值固定为0dB，通过逐次运算，来求取上述第1合成信号的电平为最大的相位修正候选值，并将相位修正候选值固定为该求出的相位修正候选值，通过逐次运算，来求取上述第1合成信号的电平为最小的振幅修正候选值，把该求出的相位修正候选值及该求出的振幅修正候选值作为上述相位修正值及上述振幅修正值。 
8.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征为： 
上述解调部采用哈特利方式，来去除镜频信号。 
9.根据权利要求8所述的无线接收装置，其特征为： 
上述解调部合成下述两个信号并作为第2合成信号，把上述第2合成信号变换为基带频带的信号，其中上述两个信号是：通过对上述 第1数字信号乘以上述振幅修正值并且使上述第1数字信号的相位按上述相位修正值旋转而得到的信号、和通过对上述第2数字信号乘以上述振幅修正值的倒数并且使上述第2数字信号的相位旋转-90度且按上述相位修正值反向旋转而得到的信号。 
10.根据权利要求9所述的无线接收装置，其特征为： 
还具备比较部，该比较部比较上述修正值运算部中上述第1合成信号的电平和上述解调部中上述第2合成信号的电平，只在上述第1合成信号的电平比上述第2合成信号的电平大规定值以上时，使上述解调部执行修正。 
11.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征为： 
上述解调部采用韦瓦方式，来去除镜像信号。 
12.根据权利要求11所述的无线接收装置，其特征为： 
上述解调部， 
对将上述第1数字信号乘以上述振幅修正值后的信号、和使时钟信号的相位按上述相位修正值旋转后的信号进行乘法运算，并作为第1信号， 
对将上述第2数字信号乘以上述振幅修正值的倒数后的信号、和使上述时钟信号的相位旋转90度且按上述相位修正值旋转后的信号进行乘法运算，并作为第2信号， 
对将上述第1数字信号乘以上述振幅修正值后的信号、和使时钟信号的相位旋转-90度且按上述相位修正值反向旋转后的信号进行乘法运算，并作为第3信号， 
对将上述第2数字信号乘以上述振幅修正值的倒数后的信号、和使上述时钟信号的相位按上述相位修正值旋转后的信号进行乘法运算，并作为第4信号， 
把上述第1信号和上述第2信号的合成信号作为同相成分， 
把上述第3信号和上述第4信号的合成信号作为正交成分。 
13.根据权利要求12所述的无线接收装置，其特征为： 
还具备比较部，该比较部比较上述修正值运算部中上述第1合成信号的电平和上述解调部中由同相成分及正交成分得到的矢量的大 小，只在上述第1合成信号的电平比上述矢量的大小大规定值以上时，使上述解调部执行修正。 
14.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部连续进行用于修正的运算。 
15.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部只在上述无线频率信号中的数据帧最开始的部分上，进行用于修正的运算。 
16.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部只在接收上述无线频率信号的数据帧中的训练信号时，进行用于修正的运算。 
17.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部在电源接通时进行用于修正的运算，并预先求取上述振幅修正值及上述相位修正值， 
上述解调部根据预先求出的上述振幅修正值及上述相位修正值，进行修正。 
18.根据权利要求17所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部在电源接通时，根据来自发送电路的无线频率信号，进行用于修正的运算，并预先求取上述振幅修正值及上述相位修正值。 
19.根据权利要求18所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部若接收到与除了来自上述发送电路的无线频率信号频率之外的频率相对应的无线频率信号，则根据上述接收到的无线频率信号，重新进行用于修正的运算。 
20.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为： 
上述无线接收装置采用Low-IF方式，获得上述中频信号， 
上述修正值运算部进行与相邻信道相对应的镜频信号的码元同步，以所再现的码元的包络线稳定的定时求取上述拐点。 
21.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为： 
上述解调部对数字傅立叶变换后的上述第1及第2数字信号的各频率成分，实施振幅及相位的修正和镜频信号的去除，对修正及镜频 信号去除后的各频率成分，实施反向数字傅立叶变换，将通过反向数字傅立叶变换得到的信号下变频为基带频带， 
上述修正值运算部合成下述两个信号并作为上述第1合成信号，求取各频率成分中的上述第1合成信号的拐点，把与各上述拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值作为与各频率成分对应的上述振幅修正值及上述相位修正值，输入上述解调部，使之修正上述第1及第2数字信号的振幅及相位，其中上述两个信号是：通过对数字傅立叶变换后的上述第1数字信号的各频率成分乘以上述振幅修正候选值并且使相位旋转而得到的信号、和通过对数字傅立叶变换后的上述第2数字信号的各频率成分乘以上述振幅修正候选值的倒数并且实施与对上述第1数字信号的各频率成分所实施的旋转处于正交关系的旋转而得到的信号。 
22.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为：
上述第一模数变换部包含：
第一抗混叠滤波器，阻止发生混叠的频率通过，而使上述第1中频信号通过；
第一模数变换器，将上述第一抗混叠滤波器的输出变换为数字信号；以及
第一信道选择滤波器，根据上述第一模数变换器的输出选择期望的信道，并作为上述第1数字信号进行输出；
上述第二模数变换部包含：
第二抗混叠滤波器，阻止发生混叠的频率通过，而使上述第2中频信号通过；
第二模数变换器，将上述第二抗混叠滤波器的输出变换为数字信号；以及
第二信道选择滤波器，根据上述第二模数变换器的输出选择期望的信道，并作为上述第2数字信号进行输出。
23.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征为： 
上述第一模数变换部包含： 
第一信道选择滤波器，根据上述第1中频信号选择期望的信道， 使之通过；以及 
第一模数变换器，将上述第一信道选择滤波器的输出变换为数字信号； 
上述第二模数变换部包含： 
第二信道选择滤波器，根据上述第2中频信号选择期望的信道，使之通过；以及 
第二模数变换器，将上述第二信道选择滤波器的输出变换为数字信号。 
24.一种无线接收装置，将无线频率信号变换为中频信号并进行解调，其特征为，
具备：
频率变换部，根据相位相差90度的2个局部振荡信号，将上述无线频率信号变换为第1及第2中频信号；
第一模数变换部，将上述第1中频信号变换为第1数字信号；
第二模数变换部，将上述第2中频信号变换为第2数字信号；
修正值运算部，通过运算，来求取为了修正上述第1及第2数字信号的振幅及相位所使用的振幅修正值及相位修正值，并且使用该振幅修正值及相位修正值来修正上述第1及第2数字信号的振幅及相位，并去除镜频信号；以及
解调部，将通过去除镜频信号而得到的信号变换为基带频带的信号；
上述修正值运算部将下述两个信号合成并作为第1合成信号，求取第1合成信号的拐点，把与该拐点对应的振幅修正候选值及相位修正候选值作为上述振幅修正值及上述相位修正值，其中上述两个信号是：通过对上述第1数字信号乘以振幅修正候选值并且使相位旋转而得到的信号、和通过对上述第2数字信号乘以上述振幅修正候选值的倒数并且实施与对上述第1数字信号所实施的相位旋转处于正交关系的相位旋转而得到的信号。
25.根据权利要求24所述的无线接收装置，其特征为： 
上述修正值运算部为了修正上述第1及第2数字信号的振幅及相 位，将下述两个信号合成并作为第2合成信号，这两个信号是：通过对上述第1数字信号乘以上述振幅修正值并且使上述第1数字信号的相位旋转90度且按上述相位修正值旋转而得到的信号、和通过对上述第2数字信号乘以上述振幅修正值的倒数并且按上述相位修正值反向旋转而得到的信号， 
上述解调部将上述第2合成信号变换为基带频带的信号。 
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