JP2004179805A

JP2004179805A - 周波数制御装置

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Publication number: JP2004179805A
Application number: JP2002341601A
Authority: JP
Inventors: Hirotsugu Akahori; 博次赤堀
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2002-11-26
Filing date: 2002-11-26
Publication date: 2004-06-24
Anticipated expiration: 2022-11-26
Also published as: US20040100331A1; JP3999640B2; US6972632B2

Abstract

【課題】設計における複数の要求条件を従来に比べて十分に満足させることができる周波数制御装置を提供すること。
【解決手段】ＡＦＣ１０は、データ変換部１２でシンボルに対する復元処理を行い、位相誤差演算部１４で復元処理されたシンボルから位相測定機能により得た同相成分と直交成分とを用いて第１および第２の位相誤差１４ｃ，１４ｄをそれぞれ演算により生成し、加算器１６で第１および第２の位相誤差１４ｃ，１４ｄを加算して第１の位相誤差１４ｃに比べて、加算した位相誤差１６ｃをなだらかな傾斜の波形にして位相誤差の小さい範囲で誤差修正を小さく、大きい範囲で誤差修正を大きくし、振幅における正の期間を延ばして、位相誤差の所望する極性範囲を拡大する。乗算器１８は、この加算結果１６ｃに第１の係数Ｇ_Ｌを乗算して規格化し、積分器２０で供給されるデータ１８ｃを積分し、出力信号２０ａを制御信号として出力している。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数制御装置に関するものであり、特に、受信した信号における周波数を所定の周波数に自動的に制御するＡＦＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）装置等に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
受信における安定な動作を得るため受信装置には、自動周波数制御装置（ＡＦＣ：ＡｕｔｏｍａｔｉｃＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）が用いられる。自動周波数制御装置について簡単に説明する。受信装置においてアンテナで受信した受信波は、ミキサの一方の入力端に供給され、ミキサの他端側にＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）等の発振器から搬送波が供給される。ミキサは、受信波に対するダウンコンバートを行って搬送波同期をとるとともに、中間周波数またはベースバンド周波数に変換した受信信号をＡＦＣ回路に出力する。また、ミキサには、直交復調機能が含まれ、同相成分Ｉ（Ｉｎｐｈａｓｅ）と直交成分Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）とをそれぞれ出力する。
【０００３】
また、自動周波数制御装置は、回路の大半がアナログ回路で構成されていることから、集積化に困難なことが多く生じ、経年変化や調整等の後処理を施すこともある。ＶＣＯは、安価なＡＦＣ回路を提供する上で経済的に不利であることから、ＡＦＣ回路には、ＶＣＯを不要にして、安価な構成で、かつ無調整で安定したものも提案されている（特許文献１の特開平９−１８６７３１号公報を参照）。
【０００４】
ＡＦＣ処理をディジタル処理で行う場合について簡単に説明する。この場合、ＡＦＣ回路は、データ変換部、位相誤差演算部、乗算器および積分器を有している。データ変換部は、供給される受信データの値を一定にする処理等を施して位相誤差演算部および後段の信号処理部にそれぞれ、出力する。また、データ変換部が、同相成分Ｉと直交成分Ｑとの直交復調機能をもつようにしてもよい。位相誤差演算部では、シンボル間の搬送波誤差、すなわち搬送波に対する位相誤差を求める。位相誤差は、相前後するシンボルデータが示すベクトル成分（Ｉ_１，Ｑ_１），（Ｉ_２，Ｑ_２）を用いる。
【０００５】
ここで、前のベクトル成分の位相角をθ_１、後のベクトル成分の位相角をθ_２とし、このベクトル成分の位相差をΔ＝θ_２−θ_１とする。シンボルの振幅を１に仮定し、この関係から、Ｉ_１＝ｃｏｓθ_１，Ｑ_１＝ｓｉｎθ_１，Ｉ_２＝ｃｏｓθ_２，Ｑ_２＝ｓｉｎθ_２にあることが判る。位相差Δが小さいとき、Δ＝ｓｉｎΔと近似でき、三角関数の加法定理を適用すると、位相誤差演算部は、ｓｉｎΔ＝Ｑ_２＊Ｉ_１−Ｉ_２＊Ｑ_１を位相誤差として演算する。位相誤差がないとき、シンボルデータが示すベクトルは一定になる。位相誤差演算部は、位相誤差を乗算器の一端に出力する。乗算器は、他端を介してあらかじめ設定したループゲイン値を供給して掛け合わせて積分器に出力する。
【０００６】
積分器は、積分結果をアナログ信号に変換してＬＰＦ（Ｌｏｗ−ＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）を介して折返し歪みのない制御電圧として発信器に供給する。このように動作させて受信波と受信装置内の周波数を一致させることにより、受信装置は、正しい復調を行っている。
【０００７】
【特許文献１】
特開平９−１８６７３１号公報。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＡＦＣ回路の設計には、３つの要求がある。第１に、搬送波誤差、すなわち位相誤差が大きい場合、早く収束するように積分器に供給する値を大きくする。第２に、位相誤差が小さくなり、収束状態に近づくと、積分器に供給する値を小さくして回路の安定性を高めることが求められる。これにより、受信機内の周波数を安定させることができる。そして、第３に、収束可能な位相誤差を大きくすることである。
【０００９】
これらの内、第１および第２の要求には、現在、ループゲインを時間制御する、いわゆる見切り制御により対応している。また、第３の要求は、ｓｉｎΔの極性を考慮すると、満足する範囲が−１８０°〜１８０°の範囲であり、これ以外希望の周波数に収束しないことが知られている。
【００１０】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、設計における複数の要求条件を従来に比べて十分に満足させることができる周波数制御装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の課題を解決するために、ディジタル情報を表すシンボルが変調された信号を受信し、この受信した信号に他の周波数の信号を混合してこの受信した信号の周波数を低い周波数に変換する周波数変換手段と、他の周波数の信号を生成する発振手段とを備え、この発振手段が生成する発振周波数を周波数変換手段の出力に基づいて生成する制御信号により制御する周波数制御装置において、周波数変換手段から供給されるシンボルの変調処理に合わせて復元処理を行うデータ変換手段と、復元したデータから同相成分とこの同相成分に対して直交する直交成分を測定する位相測定機能を有し、得られる両成分信号を用いて、受信した信号に対する第１の位相誤差と第２の位相誤差を演算する位相誤差演算手段と、第１および第２の位相差演算の演算結果を加算する加算手段と、この加算手段の出力に第１の係数を乗算する第１の乗算手段と、第１の乗算手段の出力結果を積分して制御信号を生成する積分手段とを含むことを特徴とする。
【００１２】
本発明の周波数制御装置は、データ変換手段でシンボルに対する復元処理を行い、位相誤差演算手段で復元処理されたシンボルから位相測定機能により得られる同相成分と直交成分とを用いて第１および第２の位相誤差をそれぞれ演算により生成し、加算手段で第１および第２の位相誤差を加算することにより、第１の位相誤差による制御に比べて位相誤差の波形をなだらかな傾斜の波形にして、位相誤差の小さい範囲での誤差修正を小さく、大きい範囲で誤差修正を大きくし、振幅における正の期間を延ばして、位相誤差の所望する極性範囲を拡大する。乗算手段は、この加算結果に第１の係数を乗算して、位相誤差の振幅を規格化する。そして、積分手段は、この供給される結果を積分して出力することにより、外部の発振器に対する周波数制御を良好な収束特性で行っている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
次に添付図面を参照して本発明による周波数制御装置の実施例を詳細に説明する。
【００１４】
本実施例は、本発明の周波数制御装置を自動周波数制御装置（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ：ＡＦＣ）１０に適用した場合である。本発明と直接関係のない部分について図示および説明を省略する。以下の説明で、信号はその現れる接続線の参照番号で指示する。
【００１５】
ＡＦＣ１０には、図１に示すようにデータ変換部１２、位相誤差演算部１４、加算器１６、乗算器１８および積分器２０が含まれている。また、ＡＦＣ１０には、外部にミキサ２２、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２４およびＬＰＦ（Ｌｏｗ−ＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）２６が配設されている。
【００１６】
なお、説明を簡単化するため、電波のフェージングやノイズ等の受信波に変化を与える要因はないものとする。
【００１７】
ミキサ２２では、図示しないアンテナで受信した信号１０ａが一端側２２ａに入力され、他端側２２ｂにＶＣＯ２４から搬送波信号２４ａが供給されている。ミキサ２２では、受信信号１０ａにダウンコンバート処理を施した受信信号２２ｃをＡＦＣ１０に供給する。
【００１８】
データ変換部１２には、逆拡散変換部１２ａ，１２ｂが配設されている。逆拡散変換部１２ａ，１２ｂは、それぞれ、ミキサ２２にて周波数変換された受信信号２２ｃに対して送信側で使用した多元接続方法の逆変換を施す機能を有している。多元接続には、時間軸上の直交性を利用した時分割多元接続（ＴＤＭＡ：ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）、周波数軸上の直交性を利用する周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）および符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）がある。これらの少なくとも一つに対応した変換処理が供給される受信信号２２ｃに施される。逆拡散変換部１２ａは、逆拡散変換処理により得られた１シンボル長の信号１２ｃを位相誤差演算部１４に出力する。また、逆拡散変換部１２ｂは、１シンボル長を半分遅延させる機能を有し、遅延させた拡散符号を使用し、逆拡散変換処理により得られた１シンボル長の信号１２ｄを位相誤差演算部１４に出力する。
【００１９】
位相誤差演算部１４には、位相誤差演算回路１４ａ，１４ｂが備えられている。位相誤差演算回路１４ａ，１４ｂは、それぞれシンボル間の位相誤差を測定し、演算する機能を有している。位相誤差演算回路１４ａ，１４ｂには、各シンボルの位相成分を一時的に記憶するメモリと正弦波の加法定理に対応する四則演算機能がある。
【００２０】
ここで、位相誤差の測定においてΔはθ_２−θ_１の関係にあるベクトル成分の位相差で、シンボルデータは、それぞれ（Ｉ_１，Ｑ_１），（Ｉ_２，Ｑ_２）とし、同相成分Ｉ_１＝ｃｏｓθ_１，Ｉ_２＝ｃｏｓθ_２，直交成分Ｑ_１＝ｓｉｎθ_１，Ｑ_２＝ｓｉｎθ_２とする。また、上述したような遅延させた場合にシンボルデータを（Ｉ_ｈ，Ｑ_ｈ）とする。このシンボルデータの位相角をθ_ｈとすると、θ_ｈ＝θ_１＋Δ／２となる。この場合同相成分と直交成分は、それぞれＩ_ｈ＝ｃｏｓθ_ｈ，Ｑ_ｈ＝ｓｉｎθ_ｈで表される。
【００２１】
位相誤差演算回路１４ａのメモリには、一つ前のシンボルが示す位相θ_１における位相成分Ｉ_１＝ｃｏｓθ_１，Ｑ_１＝ｓｉｎθ_１の組と次に供給されるシンボルが示す位相θ_２における位相成分Ｉ_２＝ｃｏｓθ_２，Ｑ_２＝ｓｉｎθ_２の組とが格納される。また、位相誤差演算回路１４ｂのメモリには、一つ前のシンボルが示す位相θ_１における位相成分Ｉ_１＝ｃｏｓθ_１，Ｑ_１＝ｓｉｎθ_１の組と次に供給されるシンボルが示す位相θ_ｈにおける位相成分Ｉ_ｈ＝ｃｏｓθ_ｈ，Ｑ_ｈ＝ｓｉｎθ_ｈの組とが格納される。
【００２２】
ここで、位相誤差演算回路１４ａにおいて位相誤差Δは位相θ_２と位相θ_１との差（θ_２−θ_１）の関係にあり、位相誤差Δが小さいときの位相誤差Δ＝ｓｉｎΔという近似関係を用いて、四則演算機能の適用して、位相誤差ｓｉｎΔ＝ｓｉｎθ_２ｃｏｓθ_１−ｃｏｓθ_２ｓｉｎθ_１＝Ｑ_２Ｉ_１−Ｉ_２Ｑ_１を算出する。位相誤差演算回路１４ｂにおいて位相誤差Δ／２は位相θ_ｈと位相θ_１との差（θ_ｈ−θ_１）の関係にあり、上述した近似関係から、四則演算機能を用いて、位相誤差ｓｉｎ（Δ／２）＝ｓｉｎθ_ｈｃｏｓθ_１−ｃｏｓθ_ｈｓｉｎθ_１＝Ｑ_ｈＩ_１−Ｉ_ｈＱ_１を算出する。
【００２３】
位相誤差演算回路１４ａは、生成した位相誤差ｓｉｎΔ（１４ｃ）を加算器１６の端子１６ａに出力する。位相誤差演算回路１４ｂは、生成した位相誤差ｓｉｎ（Δ／２）（１４ｄ）を加算器１６の端子１６ｂに出力する。
【００２４】
加算器１６は、位相誤差ｓｉｎΔと位相誤差ｓｉｎ（Δ／２）とを加算して乗算器１８に出力する。位相誤差ｓｉｎΔに位相誤差ｓｉｎ（Δ／２）を加算することにより、合成位相誤差１６ｃが得られる。合成位相誤差１６ｃは、これまで用いてきた位相誤差ｓｉｎΔに比べて振幅の周期を大きくする。
【００２５】
乗算器１８は、合成位相誤差１６ｃにループゲインＧ_Ｌを乗算する機能を有している。乗算器１８は、端子１８ａに合成位相誤差１６ｃを入力し、端子１８ｂに図示しないレジスタにあらかじめ格納させておいたループゲインＧ_Ｌを読み出して入力する。乗算器１８は、合成位相誤差１６ｃにループゲインＧ_Ｌを乗算し、合成位相誤差１６ｃの振幅をたとえば１に規格化して積分器２０に出力する。ループゲインＧ_Ｌは、最大値を１にするように選んでいる。本実施例では、２つの振幅を合成していることから、ループゲインＧ_Ｌを０．５に設定している。これにより、乗算結果である出力データ１８ｃは、｛ｓｉｎΔ＋ｓｉｎ（Δ／２）｝／２になる。
【００２６】
積分器２０は、供給されるディジタル信号をアナログ信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。積分器２０は、出力データ｛ｓｉｎΔ＋ｓｉｎ（Δ／２）｝／２（１８ｃ）をアナログ信号２０ａに変換してＬＰＦ２６に出力する。
【００２７】
ＬＰＦ２６は、積分器２０のアナログ信号２０ａに含まれるエリアシング歪みを遮断するように周波数の高域信号成分を遮断するフィルタ機能を有している。ＬＰＦ２６は、折返し歪みのない電圧制御信号２６ａをＶＣＯ２４に供給する。ＡＦＣ１０は、積分器２０、ＬＰＦ２６介して電圧制御信号２６ａを印加することによりＶＣＯ２４の発振周波数をフィードバック制御する。前述したようにＶＣＯ２４は、ミキサ２２に搬送波信号２４ａとして供給し、周波数の安定した信号２２ｃをＡＦＣ１０に供給することになる。
【００２８】
なお、本実施例では、位相差の同相成分および直交成分を位相誤差演算部１４で測定したが、ミキサ２２にこの成分分解機能を持たせてもよい。
【００２９】
次にＡＦＣ１０における周波数制御について図１および図２を参照しながら説明する。図２の実線３０は、データ｛ｓｉｎΔ＋ｓｉｎ（Δ／２）｝／２（１８ｃ）を表している。図２の破線３２は、データｓｉｎΔを表している。これら２つの曲線を比較しながら、ＡＦＣ１０に対する要求を検討する。実線３０は、破線３２に比べて、ゆるやかな傾斜を有し、かつ頂点位置も位相誤差の増加方向にシフトしている。
【００３０】
曲線が交差する矢印Ａが示す位相誤差を境に、位相誤差が大きくなると、実線３０は、破線３２より大きな値をとっている。これは、積分器２０に供給されるデータが大きく、破線３２に比べて周波数を早く収束させることができることを示している。また、矢印Ａよりも位相誤差の小さい範囲で実線３０は、破線３２よりも小さい値をとっている。これは、積分器２０に供給されるデータが小さく、破線３２に比べて周波数の安定性を高めることに寄与することを意味している。
【００３１】
また、破線３２は、矢印Ｂが示す位相誤差１８０°または１８０°近傍でデータの極性が変化する。これに対して、実線３０は、位相誤差１８０°を越えても、正しい極性（＋）を保っているから、所望の周波数に収束する範囲をｓｉｎΔの場合よりも広げることができる。実線３０は、このように課題であった３つの要求に対していずれもｓｉｎΔに比べて優れた特性を有していることがわかる。
【００３２】
なお、データ変換部１２から得られるシンボル値（振幅）は、搬送波に誤差がある場合、逆拡散変換処理をそれぞれ行うことによりチップデータの位相が回転している。このようなチップデータを位相誤差演算部１４に供給して演算し、２つの生成した位相誤差１４ｃ，１４ｄを加算すると、加算（合成）演算は、互いに振幅を打ち消すような作用も生む。このため、演算結果のデータ１８ｃは、図２から明らかなように位相誤差が大きいほど振幅が小さくなっている。位相誤差３６０°では「０」になる。このようにシンボル値の推移を合成していることにより、位相誤差は、大きくなるに従って演算結果を小さくなる。
【００３３】
この構成により、ＡＦＣ１０は、ｓｉｎΔに比べて要求される項目がすべてを満たしていることから、従来よりも優れた特性が得られることがわかる。
【００３４】
次にＡＦＣ１０における実施例の変形例について図３を用いて説明する。図１のＡＦＣ１０と共通する構成要素には、同じ参照符号を付し、説明を省略する。そして、ＡＦＣ１０の接続関係が簡単に説明される。
【００３５】
データ変換部１２は、逆拡散変換部１２ｅを含む。逆拡散変換部１２ｅは、供給される受信チップデータに対して逆拡散変換を行い、複数のシンボルタイミングでシンボルを位相誤差演算部１４に出力する機能を有している。逆拡散変換部１２ｅは、拡散符号を巡回させ、図４に示すように従来の１シンボル長による拡散符号（データ）３４を出力させるとともに、１シンボルを半分だけ遅延させた１シンボル長の拡散符号（データ）３６を出力させる復元処理演算を行う。逆拡散変換部１２ｅは、このような演算を行うため、図示しないがたとえば、システム制御部からの制御信号によりタイミング制御されている。このように逆拡散変換部１２ｅは、１つの逆拡散器で２種類のシンボルタイミングの復元信号１２ｆを位相誤差演算部１４に出力する。
【００３６】
位相誤差演算部１４は、位相誤差演算回路１４ａおよび遅延位相誤差演算回路１４ｅを有している。位相誤差演算回路１４ａおよび遅延位相誤差演算回路１４ｅには、信号１２ｆが供給され、それぞれの入力タイミングにより復元信号１２ｆの入力を選択する機能が含まれている（図示せず）。位相誤差演算回路１４ａは、入力選択により現在のシンボルデータと１シンボル前のシンボルデータを取り込み、これらのデータによる２つの位相誤差情報を用いて位相誤差演算を行って、ｓｉｎΔを出力する。位相誤差演算回路１４ａは、ｓｉｎΔ（１４ｃ）を加算器１６の端子１６ａに供給する。
【００３７】
また、遅延位相誤差演算回路１４ｅは、たとえば入力選択により現在のシンボルデータと半シンボル前のシンボルデータを取り込み、これらのデータによる２つの位相誤差情報を用いて位相誤差演算を行ってｓｉｎ（Δ／２）を出力する。遅延位相誤差演算回路１４ｅは、生成したｓｉｎ（Δ／２）（１４ｆ）を乗算器２８の端子２８ａに供給する。
【００３８】
乗算器２８は、位相誤差１４ｆに半シンボルの誤差ゲインＧ_Ｅを乗算する機能を有している。乗算器２８は、端子２８ａに位相誤差１４ｆを入力し、端子２８ｂに図示しないレジスタにあらかじめ格納させておいた誤差ゲインＧ_Ｅ＝αを読み出して入力する。乗算器２８は、位相誤差１４ｆに誤差ゲインαを乗算し、乗算結果αｓｉｎ（Δ／２）（２８ｃ）を加算器１６の端子１６ｂに供給する。この乗算により、２つの位相誤差演算が出力する割合を可変させることができる。
【００３９】
加算器１６は、それぞれ供給される信号１４ｃと信号２８ｃとを加算することにより、ｓｉｎΔ＋αｓｉｎ（Δ／２）を出力信号１６ｃとして乗算器１８の端子１８ａに出力する。乗算器１８は、ｓｉｎΔ＋αｓｉｎ（Δ／２）に端子１８ｂを介して供給されるループゲインＧ_Ｌを乗算して積分器２０に出力する。ここで、ループゲインＧ_Ｌを０．５とする。この乗算により、乗算結果である出力データ１８ｃは、｛ｓｉｎΔ＋αｓｉｎ（Δ／２）｝／２となる。積分器２０は、出力データ｛ｓｉｎΔ＋αｓｉｎ（Δ／２）｝／２（１８ｃ）をアナログ信号２０ａに変換してＬＰＦ２６に出力する。ＬＰＦ２６は、積分器２０のアナログ信号２０ａに含まれるエリアシング歪みを遮断するように周波数の高域信号成分を遮断して折返し歪みのない電圧制御信号２６ａをＶＣＯ２４に供給する。
【００４０】
ＡＦＣ１０は、積分器２０、ＬＰＦ２６介して電圧制御信号２６ａを印加することによりＶＣＯ２４の発振周波数をフィードバック制御する。前述したようにＶＣＯ２４は、ミキサ２２に搬送波信号２４ａとして供給し、周波数の安定した信号２２ｃをＡＦＣ１０に供給することになる。
【００４１】
この構成により、半シンボル遅延した１シンボルデータを用いた演算による位相誤差に誤差ゲインＧ_Ｅを与えて、遅延のない１シンボルデータを用いた演算による位相誤差に対する割合を可変することができる。これにより、より装置に適合した周波数制御を行うことができるようになる。
【００４２】
なお、ＡＦＣ１０は、変形例において誤差ゲインＧ_Ｅを乗算する構成を示したが、この乗算を行わない構成、すなわち位相誤差演算部１４にて１シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報と半シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報を用いて、それぞれ生成される位相誤差演算し、先の実施例のように、これらの位相誤差演算の結果を加算し、ループゲインを掛けて規格化するように構成しても、従来よりも周波数を早い収束、安定な動作、および位相誤差における広範な対応性を兼ね備えた周波数制御を行うことができる。
【００４３】
以上のように構成することにより、データ変換で復元したデータを用いて通常の位相誤差演算と半シンボルずれた位相誤差演算とで生成された演算結果を加算して通常の位相誤差演算の周期よりも遅い位相誤差演算を生成し、ループゲインＧ_Ｌを掛けて振幅を規格化すると、得られる位相誤差演算を位相誤差の小さい範囲で通常の位相誤差演算に比べて小さく、位相誤差の大きい範囲で通常の位相誤差演算に比べて大きくすることができる。したがって、ＡＦＣ１０は、位相誤差の小さい範囲における周波数の安定性と位相誤差の大きい範囲における周波数の早い収束性に大きく寄与することができる。
【００４４】
また、ＡＦＣ１０は、位相誤差演算結果が示す極性の正しい範囲を広くすることから、収束させる所望の周波数の範囲を広げる優れた特性を得ることができる。これらにより、従来よりも周波数を早い収束、安定な動作、および位相誤差における広範な対応性を兼ね備えた周波数制御を行うことができる。
【００４５】
そして、位相誤差演算部１４にて１シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報と半シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報を用いて、それぞれ生成される位相誤差演算し、これらの位相誤差演算の結果を加算し、ループゲインを掛けて規格化しても上述した３つの効果、すなわち従来よりも周波数を早い収束、安定な動作、および位相誤差における広範な対応性を兼ね備えた周波数制御を行うことができる。
【００４６】
さらに、半シンボルの時間差を持つ２つの位相誤差情報を用いて、得られた位相誤差演算の結果に誤差ゲインＧ_Ｅを掛けることにより、遅延のない１シンボルデータを用いた演算による位相誤差に対する割合を可変することができる。これにより、より装置に適合した周波数制御を行うことができ、柔軟な対応が採れるようにできる。
【００４７】
【発明の効果】
このように本発明の周波数制御装置によれば、データ変換手段でシンボルに対する復元処理を行い、位相誤差演算手段で復元処理されたシンボルから位相測定機能により得られる同相成分と直交成分とを用いて第１および第２の位相誤差をそれぞれ演算により生成し、加算手段での第１および第２の位相誤差の加算により、位相誤差の小さい範囲での誤差修正を小さく、大きい範囲で誤差修正を大きくし、振幅における正の期間（位相誤差の範囲）を延ばして、位相誤差の所望する極性範囲を拡大する。乗算手段では、この加算結果に第１の係数を乗算して、位相誤差の振幅を規格化して、積分手段が、この供給される結果を積分して出力することにより、外部の発振器に対する周波数制御を良好な収束特性で行うことができ、従来に比べて搭載した装置の周波数制御に大きな貢献をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の周波数制御装置を適用した自動周波数制御装置（ＡＦＣ）の概略的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１のＡＦＣにおいて位相誤差Δに対する位相誤差演算（ｓｉｎΔ＋ｓｉｎΔ／２）／２と位相誤差演算ｓｉｎΔとをそれぞれ示す図である。
【図３】図１のＡＦＣにおける変形例の概略的な構成を示すブロック図である。
【図４】図３の逆拡散変換部が出力するシンボルのタイミング関係を示す図である。
【符号の説明】
１０自動周波数制御装置（ＡＦＣ）
１２データ変換部
１２ａ，１２ｂ逆拡散変換部
１４位相誤差演算部
１４ａ，１４ｂ位相誤差演算回路
１４ｅ遅延位相誤差演算回路
１６加算器
１８，２８乗算器
２０積分器

Claims

ディジタル情報を表すシンボルが変調された信号を受信し、該受信した信号に他の周波数の信号を混合して該受信した信号の周波数を低い周波数に変換する周波数変換手段と、
前記他の周波数の信号を生成する発振手段とを備え、
該発振手段が生成する発振周波数を前記周波数変換手段の出力に基づいて生成する制御信号により制御する周波数制御装置において、該装置は、
前記周波数変換手段から供給されるシンボルの変調処理に合わせて復元処理を行うデータ変換手段と、
前記復元したデータから同相成分と該同相成分に対して直交する直交成分を測定する位相測定機能を有し、得られる両成分信号を用いて、前記受信した信号に対する第１の位相誤差と第２の位相誤差を演算する位相誤差演算手段と、
第１および第２の位相差演算の演算結果を加算する加算手段と、
該加算手段の出力に第１の係数を乗算する第１の乗算手段と、
第１の乗算手段の出力結果を積分して前記制御信号を生成する積分手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
請求項１に記載の装置において、前記データ変換手段は、前記周波数変換手段から供給されるシンボルの変調処理に合わせて復元処理を行う第１のデータ変換手段と、
前記周波数変換手段から供給されるシンボルを遅延させて該シンボルの変調処理に合わせて復元処理を行う第２のデータ変換手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
請求項１または２に記載の装置において、第２のデータ変換手段は、供給されるシンボルに対して１シンボルの半分に遅延させる処理を施すことを特徴とする周波数制御装置。
請求項１、２または３に記載の装置において、前記位相誤差演算手段は、前記復元したデータに対する１シンボルの間隔で得られる両成分信号を測定し、該両成分信号を用いて前記受信した信号に対する第１の位相誤差を演算する第１の位相誤差演算手段と、
前記両成分信号と前記遅延させた両成分信号とを測定し、該両成分信号をそれぞれ用いて前記受信した信号に対する第２の位相誤差を演算する第２の位相誤差演算手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
請求項１に記載の装置において、前記データ変換手段は、複数種類におけるシンボルが得られるタイミングで該変調処理に合わせて復元処理を行うことを特徴とする周波数制御装置。
請求項５に記載の装置において、前記位相誤差演算手段は、前記データ変換手段で復元されたデータに対して１シンボルの時間差を有する２つの位相情報を基に第１の位相誤差情報を演算する第３の位相誤差演算手段と、前記復元されたデータに対して１シンボルの半分を時間差として有する２つの位相情報を基に第２の位相誤差を演算する第４の位相誤差演算手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
請求項５または６に記載の装置において、該装置は、第４の位相誤差演算手段からの第２の位相誤差信号と第２の位相誤差信号に対する第２の係数とを乗算する第２の乗算手段を含み、第２の乗算手段は、該乗算結果を前記加算手段に供給することを特徴とする周波数制御装置。