JPH09186731A - Ａｆｃ回路 - Google Patents
Ａｆｃ回路Info
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- JPH09186731A JPH09186731A JP7344041A JP34404195A JPH09186731A JP H09186731 A JPH09186731 A JP H09186731A JP 7344041 A JP7344041 A JP 7344041A JP 34404195 A JP34404195 A JP 34404195A JP H09186731 A JPH09186731 A JP H09186731A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の高価で調整等が必要であるという問題
点を解決し、高価な電圧制御発振器を不要とすることに
より、安価な構成で且つ無調整で安定した動作が可能な
ＡＦＣ回路を提供する 【解決手段】 受信信号を固定周波数発振器１１から供
給される受信基準信号で直交検波し、Ｉ相成分とＱ相成
分をそれぞれＡ／Ｄコンバータ１４でディジタル化し
て、判定部１６で判定された判定データから再変調部１
７が再変調して変調波レプリカ信号を作成し、その変調
波レプリカ信号を基準として、それに対し受信ベースバ
ンド信号がどの程度周波数オフセットしているかをオフ
セット角周波数で検出し、検出されたオフセット角周波
数を打ち消す複素回転子を受信信号に乗算することによ
り、周波数オフセットを補償するＡＦＣ回路である。
点を解決し、高価な電圧制御発振器を不要とすることに
より、安価な構成で且つ無調整で安定した動作が可能な
ＡＦＣ回路を提供する 【解決手段】 受信信号を固定周波数発振器１１から供
給される受信基準信号で直交検波し、Ｉ相成分とＱ相成
分をそれぞれＡ／Ｄコンバータ１４でディジタル化し
て、判定部１６で判定された判定データから再変調部１
７が再変調して変調波レプリカ信号を作成し、その変調
波レプリカ信号を基準として、それに対し受信ベースバ
ンド信号がどの程度周波数オフセットしているかをオフ
セット角周波数で検出し、検出されたオフセット角周波
数を打ち消す複素回転子を受信信号に乗算することによ
り、周波数オフセットを補償するＡＦＣ回路である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信における
受信機等で用いられるＡＦＣ回路に係り、特に、安価な
構成で且つ無調整で安定した動作が可能なＡＦＣ回路に
関する。
受信機等で用いられるＡＦＣ回路に係り、特に、安価な
構成で且つ無調整で安定した動作が可能なＡＦＣ回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信において送信器と受信機で使用
する局部発振機が、製品のバラ付き、温度変化等の影響
により送信搬送周波数と受信基準周波数間で周波数オフ
セット（誤差）を生じると著しく検波特性が劣化する。
この周波数オフセットを補償する技術としてＡＦＣ（Au
to Frequency Control）が知られている。
する局部発振機が、製品のバラ付き、温度変化等の影響
により送信搬送周波数と受信基準周波数間で周波数オフ
セット（誤差）を生じると著しく検波特性が劣化する。
この周波数オフセットを補償する技術としてＡＦＣ（Au
to Frequency Control）が知られている。
【０００３】これは、受信機側で送信機との周波数オフ
セット量を検出し、そのオフセット量に基づき受信基準
周波数を補正し、送信搬送周波数と一致させる（以下、
搬送波同期）ことにより実現するものである。そのオフ
セット検出、搬送波同期の自動制御を行うのがＡＦＣで
ある。
セット量を検出し、そのオフセット量に基づき受信基準
周波数を補正し、送信搬送周波数と一致させる（以下、
搬送波同期）ことにより実現するものである。そのオフ
セット検出、搬送波同期の自動制御を行うのがＡＦＣで
ある。
【０００４】従来のＡＦＣの具体的方法としては、公知
の技術としてコスタスループ法等がある。コスタスルー
プ法では周波数オフセット量を検出する方法として様々
な方式が提案されており、その方式により様々な形に変
形されて使用されている。一例としては、受信信号を互
いに直交する二つの受信基準信号で検波した同相成分
（Ｉ相）と直交成分（Ｑ相）の乗積をとりその出力を用
いる方法がある。
の技術としてコスタスループ法等がある。コスタスルー
プ法では周波数オフセット量を検出する方法として様々
な方式が提案されており、その方式により様々な形に変
形されて使用されている。一例としては、受信信号を互
いに直交する二つの受信基準信号で検波した同相成分
（Ｉ相）と直交成分（Ｑ相）の乗積をとりその出力を用
いる方法がある。
【０００５】この方法を用いると、受信信号の搬送波位
相と受信基準信号位相との位相差をΔθとすると、周波
数オフセット量が位相誤差信号ＳＩＮ（２Δθ）の形で
得られるので、結果ＳＩＮ（２Δθ）を０となる様に制
御すれば受信信号の搬送波位相と受信基準信号位相との
位相差Δθを０にでき搬送波同期が確立できる訳であ
る。
相と受信基準信号位相との位相差をΔθとすると、周波
数オフセット量が位相誤差信号ＳＩＮ（２Δθ）の形で
得られるので、結果ＳＩＮ（２Δθ）を０となる様に制
御すれば受信信号の搬送波位相と受信基準信号位相との
位相差Δθを０にでき搬送波同期が確立できる訳であ
る。
【０００６】次に、従来のＡＦＣ回路について、図３を
用いて説明する。図３は、従来のＡＦＣ回路の一構成例
を示すブロック図である。従来のＡＦＣ回路は、図３に
示すように、直交検波器１と、２つのＬＰＦ２-1，２-2
と、周波数誤差検出部３と、ループフィルタ４と、電圧
制御発振器（ＶＣＯ）５とから構成されている。
用いて説明する。図３は、従来のＡＦＣ回路の一構成例
を示すブロック図である。従来のＡＦＣ回路は、図３に
示すように、直交検波器１と、２つのＬＰＦ２-1，２-2
と、周波数誤差検出部３と、ループフィルタ４と、電圧
制御発振器（ＶＣＯ）５とから構成されている。
【０００７】次に、従来のＡＦＣ回路の各部について説
明する。直交検波器１は、受信信号を互いに直交する二
つの受信基準信号で検波し、互いに直交する二つの信号
である同相（Ｉ相）成分と直交（Ｑ相）成分を受信ベー
スバンド信号として出力する回路である。
明する。直交検波器１は、受信信号を互いに直交する二
つの受信基準信号で検波し、互いに直交する二つの信号
である同相（Ｉ相）成分と直交（Ｑ相）成分を受信ベー
スバンド信号として出力する回路である。
【０００８】ＬＰＦ（Low Pass Filter ）２-1，２-2
は、それぞれ直交検波器１からのＩ相成分とＱ相成分の
受信ベースバンド信号の帯域を制限するフィルタであ
る。周波数誤差検出部３は、ＬＰＦ２-1及びＬＰＦ２-2
から出力されている帯域制限されたＩ相及びＱ相の受信
ベースバンド信号の乗積をとることにより周波数オフセ
ット量を位相誤差信号ＳＩＮ（２Δθ）の形で検出し、
そのオフセット量に対応した電圧レベルを外部に供給す
る回路である。ループフィルタ４は、周波数誤差検出部
３から出力される電圧レベルを入力し、平均化して雑音
の影響を抑圧して出力する回路である。電圧制御発振器
（Voltage Controlled Oscillator:ＶＣＯ）５は、ルー
プフィルタ４が出力する平均化された電圧レベルを制御
電圧として用い、その電圧レベルに応じた周波数を受信
基準信号として外部に供給する回路である。
は、それぞれ直交検波器１からのＩ相成分とＱ相成分の
受信ベースバンド信号の帯域を制限するフィルタであ
る。周波数誤差検出部３は、ＬＰＦ２-1及びＬＰＦ２-2
から出力されている帯域制限されたＩ相及びＱ相の受信
ベースバンド信号の乗積をとることにより周波数オフセ
ット量を位相誤差信号ＳＩＮ（２Δθ）の形で検出し、
そのオフセット量に対応した電圧レベルを外部に供給す
る回路である。ループフィルタ４は、周波数誤差検出部
３から出力される電圧レベルを入力し、平均化して雑音
の影響を抑圧して出力する回路である。電圧制御発振器
（Voltage Controlled Oscillator:ＶＣＯ）５は、ルー
プフィルタ４が出力する平均化された電圧レベルを制御
電圧として用い、その電圧レベルに応じた周波数を受信
基準信号として外部に供給する回路である。
【０００９】次に、従来のＡＦＣ回路の動作について、
図３を使って説明する。従来のＡＦＣ回路の動作は、ま
ず受信信号が直交検波器１に入力されて電圧制御発振器
５から供給される受信基準信号により検波されて、Ｉ相
成分とＱ相成分が受信ベースバンド信号として出力さ
れ、それぞれＬＰＦ２-1、２-2で帯域制限されて出力さ
れる。
図３を使って説明する。従来のＡＦＣ回路の動作は、ま
ず受信信号が直交検波器１に入力されて電圧制御発振器
５から供給される受信基準信号により検波されて、Ｉ相
成分とＱ相成分が受信ベースバンド信号として出力さ
れ、それぞれＬＰＦ２-1、２-2で帯域制限されて出力さ
れる。
【００１０】そして、Ｉ相成分及びＱ相成分の受信ベー
スバンド信号は、共に周波数誤差検出部３に取り込ま
れ、受信信号の搬送波位相と受信基準信号位相との位相
差をΔθとすると、周波数オフセット量が位相誤差信号
ＳＩＮ（２Δθ）の形で検出され、ループフィルタ２４
で雑音の影響の緩和のため適当な時間により平均化され
た後、電圧制御発振器５に帰還される。
スバンド信号は、共に周波数誤差検出部３に取り込ま
れ、受信信号の搬送波位相と受信基準信号位相との位相
差をΔθとすると、周波数オフセット量が位相誤差信号
ＳＩＮ（２Δθ）の形で検出され、ループフィルタ２４
で雑音の影響の緩和のため適当な時間により平均化され
た後、電圧制御発振器５に帰還される。
【００１１】ここで、周波数オフセットがある場合、周
波数誤差検出部３で検出された位相誤差信号ＳＩＮ（２
Δθ）はそのオフセット量に応じた電圧レベルになるの
で、電圧制御発振器５はその電圧レベルを制御電圧とし
オフセットがなくなる方向に基準周波数を変化させ周波
数オフセットを減じていく。この制御が継続することに
より有限の時点で周波数オフセットはほぼ０となる。
波数誤差検出部３で検出された位相誤差信号ＳＩＮ（２
Δθ）はそのオフセット量に応じた電圧レベルになるの
で、電圧制御発振器５はその電圧レベルを制御電圧とし
オフセットがなくなる方向に基準周波数を変化させ周波
数オフセットを減じていく。この制御が継続することに
より有限の時点で周波数オフセットはほぼ０となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のＡＦＣ回路では、受信機にコストの高い電圧制御発
振器５を用いるため、経済的に不利であるという問題点
があった。
来のＡＦＣ回路では、受信機にコストの高い電圧制御発
振器５を用いるため、経済的に不利であるという問題点
があった。
【００１３】また、上記従来のＡＦＣ回路では、回路の
大半をアナログ回路で構成するため，ＩＣ化が困難であ
る場合が多く、またアナログ回路であるために経年変化
や調整が必要であるという問題点があった。
大半をアナログ回路で構成するため，ＩＣ化が困難であ
る場合が多く、またアナログ回路であるために経年変化
や調整が必要であるという問題点があった。
【００１４】本発明は上記実情に鑑みて為されたもの
で、高価な電圧制御発振器を不要とすることにより、安
価な構成で且つ無調整で安定した動作が可能なＡＦＣ回
路を提供することを目的としている。
で、高価な電圧制御発振器を不要とすることにより、安
価な構成で且つ無調整で安定した動作が可能なＡＦＣ回
路を提供することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記従来例の問題点を解
決するための請求項１記載の発明は、ＡＦＣ回路におい
て、受信信号を検波し、互いに直交する同相成分（Ｉ相
成分）を実数と、直交成分（Ｑ相成分）を虚数とする複
素数にて扱い、検波した信号をしきい値判定した結果か
ら再変調を行って位相角を発生させ、前記再変調された
信号に同期するよう遅延させた検波信号の位相角を発生
させて前記両位相角の位相誤差を求め、前記位相誤差か
ら単位時間当たりの位相誤差の変化量を求め、更に前記
変化量の平均値を求め、前記平均値から前記検波信号に
対する周波数誤差をキャンセルする信号を発生させ、前
記検波信号と前記周波数誤差をキャンセルする信号を複
素乗算することを特徴としており、高価な電圧制御発振
器を不要とし、安価な構成で且つ無調整で安定した動作
を実現できる。
決するための請求項１記載の発明は、ＡＦＣ回路におい
て、受信信号を検波し、互いに直交する同相成分（Ｉ相
成分）を実数と、直交成分（Ｑ相成分）を虚数とする複
素数にて扱い、検波した信号をしきい値判定した結果か
ら再変調を行って位相角を発生させ、前記再変調された
信号に同期するよう遅延させた検波信号の位相角を発生
させて前記両位相角の位相誤差を求め、前記位相誤差か
ら単位時間当たりの位相誤差の変化量を求め、更に前記
変化量の平均値を求め、前記平均値から前記検波信号に
対する周波数誤差をキャンセルする信号を発生させ、前
記検波信号と前記周波数誤差をキャンセルする信号を複
素乗算することを特徴としており、高価な電圧制御発振
器を不要とし、安価な構成で且つ無調整で安定した動作
を実現できる。
【００１６】上記従来例の問題点を解決するための請求
項２記載の発明は、ＡＦＣ回路において、受信基準信号
を発生し外部に供給する発振器と、前記発振器が出力す
る互いに直交する２つの受信基準信号で受信信号を検波
し、互いに直交するＩ相成分、Ｑ相成分の二つの受信ベ
ースバンド信号を出力する直交検波器と、前記二つの受
信ベースバンド信号の帯域を制限する第一及び第二のＬ
ＰＦと、前記第一及び第二のＬＰＦ通過後の受信ベース
バンド信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル値を出力する第
一及び第二のＡ／Ｄコンバータと、前記第一及び第二の
Ａ／Ｄコンバータの出力するベースバンド信号の複素デ
ィジタル値と入力される周波数誤差キャンセル信号との
複素乗算を行った信号を出力する複素演算部と、前記複
素演算後の信号をしきい値判定して判定データを出力す
る判定部と、前記判定データの再変調を行い、送信機変
調波のレプリカ信号を発生する再変調部と、前記変調波
のレプリカ信号のＩ相成分、Ｑ相成分よりアークタンジ
ェント演算を行い位相角を出力する第一のアークタンジ
ェント演算部と、前記Ａ／Ｄ変換後の受信ベースバンド
信号を前記再変調部での再変調と同期するよう遅延させ
る第一の遅延部と、前記第一の遅延部から出力される受
信ベースバンド信号のＩ相成分、Ｑ相成分よりアークダ
ンジェント演算を行い位相角を出力する第二のアークタ
ンジェント演算部と、前記第一及び第二のアークタンジ
ェント演算部より出力される位相角の減算を行い位相誤
差を出力する第一の減算器と、前記位相誤差を一定時間
遅延させる第二の遅延部と、前記第一の減算器より出力
される位相誤差と前記第二の遅延部より出力される遅延
後の位相誤差の減算を行い、単位時間当りの位相誤差の
増分又は減分を求め、その結果をオフセット角周波数と
して出力する第二の減算器と、前記オフセット角周波数
を一定時間で平均化した平均化オフセット角周波数を出
力する平均化部と、前記平均化オフセット角周波数を打
ち消す複素回転子を周波数誤差キャンセル信号として上
記複素乗算部に出力する周波数誤差キャンセル信号発生
部を有することを特徴としており、高価な電圧制御発振
器を不要とし、安価な構成で且つ無調整で安定した動作
を実現できる。
項２記載の発明は、ＡＦＣ回路において、受信基準信号
を発生し外部に供給する発振器と、前記発振器が出力す
る互いに直交する２つの受信基準信号で受信信号を検波
し、互いに直交するＩ相成分、Ｑ相成分の二つの受信ベ
ースバンド信号を出力する直交検波器と、前記二つの受
信ベースバンド信号の帯域を制限する第一及び第二のＬ
ＰＦと、前記第一及び第二のＬＰＦ通過後の受信ベース
バンド信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル値を出力する第
一及び第二のＡ／Ｄコンバータと、前記第一及び第二の
Ａ／Ｄコンバータの出力するベースバンド信号の複素デ
ィジタル値と入力される周波数誤差キャンセル信号との
複素乗算を行った信号を出力する複素演算部と、前記複
素演算後の信号をしきい値判定して判定データを出力す
る判定部と、前記判定データの再変調を行い、送信機変
調波のレプリカ信号を発生する再変調部と、前記変調波
のレプリカ信号のＩ相成分、Ｑ相成分よりアークタンジ
ェント演算を行い位相角を出力する第一のアークタンジ
ェント演算部と、前記Ａ／Ｄ変換後の受信ベースバンド
信号を前記再変調部での再変調と同期するよう遅延させ
る第一の遅延部と、前記第一の遅延部から出力される受
信ベースバンド信号のＩ相成分、Ｑ相成分よりアークダ
ンジェント演算を行い位相角を出力する第二のアークタ
ンジェント演算部と、前記第一及び第二のアークタンジ
ェント演算部より出力される位相角の減算を行い位相誤
差を出力する第一の減算器と、前記位相誤差を一定時間
遅延させる第二の遅延部と、前記第一の減算器より出力
される位相誤差と前記第二の遅延部より出力される遅延
後の位相誤差の減算を行い、単位時間当りの位相誤差の
増分又は減分を求め、その結果をオフセット角周波数と
して出力する第二の減算器と、前記オフセット角周波数
を一定時間で平均化した平均化オフセット角周波数を出
力する平均化部と、前記平均化オフセット角周波数を打
ち消す複素回転子を周波数誤差キャンセル信号として上
記複素乗算部に出力する周波数誤差キャンセル信号発生
部を有することを特徴としており、高価な電圧制御発振
器を不要とし、安価な構成で且つ無調整で安定した動作
を実現できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】請求項に係る発明について、その
実施の形態を図面を参照しながら説明する。本発明に係
るＡＦＣ回路は、受信信号を固定周波数発振器から供給
される受信基準信号で直交検波し、Ｉ相成分とＱ相成分
をそれぞれディジタル化して、判定された判定データか
ら再変調して変調波レプリカ信号を作成し、その変調波
レプリカ信号を基準として、それに対し受信ベースバン
ド信号がどの程度周波数オフセットしているかをオフセ
ット角周波数で検出し、検出されたオフセット角周波数
を打ち消す複素回転子を受信信号に乗算することによ
り、周波数オフセットを補償するものなので、安価な周
波数発振器を用い、ディジタル回路で構成でき、その結
果安価な構成で、且つ無調整で安定した動作が可能であ
る。
実施の形態を図面を参照しながら説明する。本発明に係
るＡＦＣ回路は、受信信号を固定周波数発振器から供給
される受信基準信号で直交検波し、Ｉ相成分とＱ相成分
をそれぞれディジタル化して、判定された判定データか
ら再変調して変調波レプリカ信号を作成し、その変調波
レプリカ信号を基準として、それに対し受信ベースバン
ド信号がどの程度周波数オフセットしているかをオフセ
ット角周波数で検出し、検出されたオフセット角周波数
を打ち消す複素回転子を受信信号に乗算することによ
り、周波数オフセットを補償するものなので、安価な周
波数発振器を用い、ディジタル回路で構成でき、その結
果安価な構成で、且つ無調整で安定した動作が可能であ
る。
【００１８】まず、本発明に係るＡＦＣ回路の構成につ
いて図１を使って説明する。図１は、本発明に係るＡＦ
Ｃ回路の構成を示す構成ブロック図である。尚、図３と
同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説
明する。
いて図１を使って説明する。図１は、本発明に係るＡＦ
Ｃ回路の構成を示す構成ブロック図である。尚、図３と
同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説
明する。
【００１９】本発明のＡＦＣ回路は、従来のＡＦＣ回路
と同様の部分として、直交検波器１と、２つのＬＰＦ２
-1，２-2とから構成され、更に本発明の特徴部分とし
て、発振器１１と、２つのＡ／Ｄコンバータ１４-1，１
４-2と、複素乗算部１５と、判定部１６と、再変調部１
７と、アークタンジェント演算部１８と、遅延部１９
と、アークタンジェント演算部２０と、減算器２１と、
遅延部２２と、減算器２３と、平均化部２４と、周波数
誤差キャンセル信号発生部２５とが設けられている。
と同様の部分として、直交検波器１と、２つのＬＰＦ２
-1，２-2とから構成され、更に本発明の特徴部分とし
て、発振器１１と、２つのＡ／Ｄコンバータ１４-1，１
４-2と、複素乗算部１５と、判定部１６と、再変調部１
７と、アークタンジェント演算部１８と、遅延部１９
と、アークタンジェント演算部２０と、減算器２１と、
遅延部２２と、減算器２３と、平均化部２４と、周波数
誤差キャンセル信号発生部２５とが設けられている。
【００２０】次に、本発明のＡＦＣ回路の各部について
具体的に説明する。発振器１１は、受信基準信号を発生
し外部に供給する発振器であり、通常の固定周波数発振
器である。直交検波器１は、発振器１１から出力される
互いに直交する２つの受信基準信号で受信信号を検波
し、互いに直交する二つの受信ベースバンド信号である
同相（Ｉ相）成分Ｉrと、直交（Ｑ相）成分Ｑｒを出力
する回路である。ＬＰＦ２-1，２-2は、従来と同様に、
それぞれ直交検波器１からのＩ相成分とＱ相成分の受信
ベースバンド信号の帯域を制限するフィルタである。
具体的に説明する。発振器１１は、受信基準信号を発生
し外部に供給する発振器であり、通常の固定周波数発振
器である。直交検波器１は、発振器１１から出力される
互いに直交する２つの受信基準信号で受信信号を検波
し、互いに直交する二つの受信ベースバンド信号である
同相（Ｉ相）成分Ｉrと、直交（Ｑ相）成分Ｑｒを出力
する回路である。ＬＰＦ２-1，２-2は、従来と同様に、
それぞれ直交検波器１からのＩ相成分とＱ相成分の受信
ベースバンド信号の帯域を制限するフィルタである。
【００２１】Ａ／Ｄコンバータ１４-1，１４-2は、それ
ぞれＬＰＦ２-1，２-2通過後の２つの受信ベースバンド
信号をＡ／Ｄ変換し、変換結果のディジタル値を出力す
るコンバータである。ここで、ディジタル値に変換され
た結果は、以降Ｉ相成分を実数、Ｑ相成分を虚数とする
複素数として取り扱う。
ぞれＬＰＦ２-1，２-2通過後の２つの受信ベースバンド
信号をＡ／Ｄ変換し、変換結果のディジタル値を出力す
るコンバータである。ここで、ディジタル値に変換され
た結果は、以降Ｉ相成分を実数、Ｑ相成分を虚数とする
複素数として取り扱う。
【００２２】複素乗算部１５は、Ａ／Ｄコンバータ１４
-1，１４-2の出力する受信ベースバンド信号と、周波数
誤差キャンセル信号発生部２５から出力される後述する
複素回転子との複素乗算を行いその結果を出力する回路
である。
-1，１４-2の出力する受信ベースバンド信号と、周波数
誤差キャンセル信号発生部２５から出力される後述する
複素回転子との複素乗算を行いその結果を出力する回路
である。
【００２３】判定部１６は、複素乗算部１５において周
波数制御された後の受信ベースバンド信号をしきい値判
定し、その結果を判定データ（ディジット：ディジタル
値）として出力する回路である。
波数制御された後の受信ベースバンド信号をしきい値判
定し、その結果を判定データ（ディジット：ディジタル
値）として出力する回路である。
【００２４】再変調部１７は、判定部１６から出力され
る判定データの再変調を行い、送信機変調波のレプリカ
信号Ｉｎ，Ｑｎを発生する回路である。実際には判定デ
ータ（ディジタル値）を送信機変調方式に合わせて再度
シンボル空間配置をすればよく、データパタンからシン
ボル空間配置変換を行う簡単なテーブルで実現可能であ
る。
る判定データの再変調を行い、送信機変調波のレプリカ
信号Ｉｎ，Ｑｎを発生する回路である。実際には判定デ
ータ（ディジタル値）を送信機変調方式に合わせて再度
シンボル空間配置をすればよく、データパタンからシン
ボル空間配置変換を行う簡単なテーブルで実現可能であ
る。
【００２５】アークタンジェント演算部１８は、再変調
部１７の出力する変調波レプリカ信号のＩ相、Ｑ相信号
レベルＩｎ，Ｑｎよりアークタンジェント演算ｔａｎ-1
（Ｉｎ／Ｑｎ）を行い、位相角θｎを結果として出力す
る回路である。実際には、変調波レプリカ信号は特定の
値しか取らないので（例えば、ＱＰＳＫ(QuadraturePha
se Shift-Keying) の場合（Ｉ，Ｑ）＝(1,1),(1,-1),(-
1,1),(-1,-1)の４種）、簡単な変換テーブルで実現可能
である。
部１７の出力する変調波レプリカ信号のＩ相、Ｑ相信号
レベルＩｎ，Ｑｎよりアークタンジェント演算ｔａｎ-1
（Ｉｎ／Ｑｎ）を行い、位相角θｎを結果として出力す
る回路である。実際には、変調波レプリカ信号は特定の
値しか取らないので（例えば、ＱＰＳＫ(QuadraturePha
se Shift-Keying) の場合（Ｉ，Ｑ）＝(1,1),(1,-1),(-
1,1),(-1,-1)の４種）、簡単な変換テーブルで実現可能
である。
【００２６】遅延部１９は、Ａ／Ｄコンバータ１４より
出力されるディジタルの受信ベースバンド信号を一定時
間遅延し出力する回路でシフトレジスタ等で構成でき
る。ここで、遅延部１９における遅延時間は、複素乗算
部１５、判定部１６、再変調部１７でのそれぞれの処理
遅延時間を加算した時間を設定するもので、このように
設定することにより後述する減算器２１への２つの入力
のタイミングを調整している。
出力されるディジタルの受信ベースバンド信号を一定時
間遅延し出力する回路でシフトレジスタ等で構成でき
る。ここで、遅延部１９における遅延時間は、複素乗算
部１５、判定部１６、再変調部１７でのそれぞれの処理
遅延時間を加算した時間を設定するもので、このように
設定することにより後述する減算器２１への２つの入力
のタイミングを調整している。
【００２７】アークタンジェント演算部２０は、遅延部
１９より出力される遅延後の受信ベースバンド信号のＩ
相、Ｑ相の信号レベルＩｒ，Ｑｒよりアークタンジェン
ト演算ｔａｎ-1（Ｉｒ／Ｑｒ）を行い位相角θｒを結果
として出力する回路である。実際にはＩｒ，Ｑｒから得
られる位相角θｒは一意に決定するので、予め演算結果
をテーブルに用意し実現することができる。
１９より出力される遅延後の受信ベースバンド信号のＩ
相、Ｑ相の信号レベルＩｒ，Ｑｒよりアークタンジェン
ト演算ｔａｎ-1（Ｉｒ／Ｑｒ）を行い位相角θｒを結果
として出力する回路である。実際にはＩｒ，Ｑｒから得
られる位相角θｒは一意に決定するので、予め演算結果
をテーブルに用意し実現することができる。
【００２８】減算器２１は、アークタンジェント演算部
１８より出力される位相角θｎと、アークタンジェント
演算部２０より出力される位相角θｒとの減算を行い、
その結果を位相誤差θERROR として出力する回路であ
る。遅延部２２は、減算器２１より出力される位相誤差
θERROR を一定時間遅延して出力する回路でシフトレジ
スタ等で構成できる。減算器２３は、減算器２１より出
力される位相誤差θERROR と、遅延部２２より出力され
る遅延後のθERROR との減算を行い、単位時間当たりの
θERROR の増分（又は減分）を求め、その結果をオフセ
ット角周波数△ωとして出力する回路である。
１８より出力される位相角θｎと、アークタンジェント
演算部２０より出力される位相角θｒとの減算を行い、
その結果を位相誤差θERROR として出力する回路であ
る。遅延部２２は、減算器２１より出力される位相誤差
θERROR を一定時間遅延して出力する回路でシフトレジ
スタ等で構成できる。減算器２３は、減算器２１より出
力される位相誤差θERROR と、遅延部２２より出力され
る遅延後のθERROR との減算を行い、単位時間当たりの
θERROR の増分（又は減分）を求め、その結果をオフセ
ット角周波数△ωとして出力する回路である。
【００２９】平均化部２４は、減算器２３より出力され
るオフセット角周波数△ωを一定時間で平均化して雑音
の影響を抑圧し、その結果を平均化オフセット角周波数
△ωAVR として外部に出力する回路である。
るオフセット角周波数△ωを一定時間で平均化して雑音
の影響を抑圧し、その結果を平均化オフセット角周波数
△ωAVR として外部に出力する回路である。
【００３０】周波数誤差キャンセル信号発生部２５は、
平均化部２４より出力される平均化オフセット角周波数
△ωAV R を打ち消す複素回転子ｅ*1（＊１＝−ｊΔωAV
R ・ｔ）を複素乗算部１５に出力する回路である。
平均化部２４より出力される平均化オフセット角周波数
△ωAV R を打ち消す複素回転子ｅ*1（＊１＝−ｊΔωAV
R ・ｔ）を複素乗算部１５に出力する回路である。
【００３１】次に、本発明のＡＦＣ回路における動作に
ついて、図１を使って説明する。本発明のＡＦＣ回路に
おいて、受信信号は直交検波器１に入力され、直交検波
器１で発振器１１から供給される受信基準信号により検
波され、Ｉ相成分及びＱ相成分それぞれが受信ベースバ
ンド信号として出力される。ここで発振器１１は高価な
ＶＣＯではなく通常の固定周波数発振器であるので、完
全に同期はしていないものの、送信搬送波に近い周波数
で検波を行うことができる準同期検波となる。
ついて、図１を使って説明する。本発明のＡＦＣ回路に
おいて、受信信号は直交検波器１に入力され、直交検波
器１で発振器１１から供給される受信基準信号により検
波され、Ｉ相成分及びＱ相成分それぞれが受信ベースバ
ンド信号として出力される。ここで発振器１１は高価な
ＶＣＯではなく通常の固定周波数発振器であるので、完
全に同期はしていないものの、送信搬送波に近い周波数
で検波を行うことができる準同期検波となる。
【００３２】そして、直交検波器１から出力された受信
ベースバンド信号は、Ｉ相成分及びＱ相成分それぞれが
ＬＰＦ２-1，２-2で帯域制限され、Ａ／Ｄコンバータ１
４-1，１４-2でディジタル数値化され、Ａ／Ｄコンバー
タ１４-1からのＩ相成分のディジタル値を実数とし、Ａ
／Ｄコンバータ１４-2からのＱ相成分のディジタル値を
虚数とする複素数として複素乗算部１５の一方に入力さ
れる。
ベースバンド信号は、Ｉ相成分及びＱ相成分それぞれが
ＬＰＦ２-1，２-2で帯域制限され、Ａ／Ｄコンバータ１
４-1，１４-2でディジタル数値化され、Ａ／Ｄコンバー
タ１４-1からのＩ相成分のディジタル値を実数とし、Ａ
／Ｄコンバータ１４-2からのＱ相成分のディジタル値を
虚数とする複素数として複素乗算部１５の一方に入力さ
れる。
【００３３】ここで、複素乗算部１５の一方に入力され
た受信ベースバンド信号は、前述の通り準同期検波であ
るため、（送信搬送波周波数−受信基準信号周波数）＝
△ｆの周波数オフセットを有していることになる。ここ
で△ｆに相当する角周波数を△ωとすると、△ω＝２π
△ｆである。よって、受信ベースバンド信号ベクトルは
複素平面上で角周波数△ωで回転している。即ち、複素
回転子ｅ*2（＊２＝ｊΔω・ｔ）（ｔは時間）が送信信
号に乗算された動作となっている。
た受信ベースバンド信号は、前述の通り準同期検波であ
るため、（送信搬送波周波数−受信基準信号周波数）＝
△ｆの周波数オフセットを有していることになる。ここ
で△ｆに相当する角周波数を△ωとすると、△ω＝２π
△ｆである。よって、受信ベースバンド信号ベクトルは
複素平面上で角周波数△ωで回転している。即ち、複素
回転子ｅ*2（＊２＝ｊΔω・ｔ）（ｔは時間）が送信信
号に乗算された動作となっている。
【００３４】よって、もしここで複素乗算部１５に入力
されるもう一方に△ωをキャンセルするようにｅ*3（＊
３＝−ｊΔω・ｔ）（ｔは時間）が入力されると仮定す
れば、複素乗算部１５の出力では周波数オフセットがキ
ャンセルされた受信ベースバンド信号を得ることがで
き、次段である判定部１６にて劣化のない復調が可能と
なる。以上から、判定部１６では周波数オフセットが除
去された状態での正常な判定動作を行うことができるは
ずである。
されるもう一方に△ωをキャンセルするようにｅ*3（＊
３＝−ｊΔω・ｔ）（ｔは時間）が入力されると仮定す
れば、複素乗算部１５の出力では周波数オフセットがキ
ャンセルされた受信ベースバンド信号を得ることがで
き、次段である判定部１６にて劣化のない復調が可能と
なる。以上から、判定部１６では周波数オフセットが除
去された状態での正常な判定動作を行うことができるは
ずである。
【００３５】そこで、複素乗算部１５のもう一方にｅ*3
を入力するための動作について以降説明する。当初周波
数誤差キャンセル信号発生部２５からの出力は発生せ
ず、複素乗算部１５におけるもう一方の入力は無いもの
として、Ａ／Ｄコンバータ１４-1，１４-2からの出力が
そのまま判定部１６に入力されて、しきい値判定され
る。そして、判定部１６で得られた判定データが再変調
部１７に取り込まれ、判定データを再信号点配置するこ
とにより再変調される。
を入力するための動作について以降説明する。当初周波
数誤差キャンセル信号発生部２５からの出力は発生せ
ず、複素乗算部１５におけるもう一方の入力は無いもの
として、Ａ／Ｄコンバータ１４-1，１４-2からの出力が
そのまま判定部１６に入力されて、しきい値判定され
る。そして、判定部１６で得られた判定データが再変調
部１７に取り込まれ、判定データを再信号点配置するこ
とにより再変調される。
【００３６】そして、再変調部１７から出力される変調
波レプリカ信号の同相成分Ｉｎと直交成分Ｑｎよりアー
クタンジェント演算部１８でアークタンジェント演算ｔ
ａｎ-1（Ｉｎ／Ｑｎ）が為されてその位相角θｎが求め
られ減算器２１の片側へ入力される。
波レプリカ信号の同相成分Ｉｎと直交成分Ｑｎよりアー
クタンジェント演算部１８でアークタンジェント演算ｔ
ａｎ-1（Ｉｎ／Ｑｎ）が為されてその位相角θｎが求め
られ減算器２１の片側へ入力される。
【００３７】一方、Ａ／Ｄコンバータ１４-1，１４-2か
ら出力される受信ベースバンド信号の同相成分Ｉｒと直
交成分Ｑｒは、遅延部１９において減算器２１への２つ
の入力のタイミングが一致するように一定時間遅延され
た後、アークタンジェント演算部２０に入力されアーク
タンジェント演算ｔａｎ-1（Ｉｒ／Ｑｒ）が為されてそ
の位相角θｒが求められ減算器２１のもう一方の側へ入
力される。
ら出力される受信ベースバンド信号の同相成分Ｉｒと直
交成分Ｑｒは、遅延部１９において減算器２１への２つ
の入力のタイミングが一致するように一定時間遅延され
た後、アークタンジェント演算部２０に入力されアーク
タンジェント演算ｔａｎ-1（Ｉｒ／Ｑｒ）が為されてそ
の位相角θｒが求められ減算器２１のもう一方の側へ入
力される。
【００３８】そして、減算器２１においてアークタンジ
ェント演算部２０から出力された位相角θｒとアークタ
ンジェント演算部１８から出力された位相角θｎの差分
をとって位相誤差θERROR が得られる。尚ここで位相角
θｒは前述の通り遅延部１９によって遅延され、減算器
２１に入力される位相角θｒ、θｎが時間的に一致する
ように設定されている。
ェント演算部２０から出力された位相角θｒとアークタ
ンジェント演算部１８から出力された位相角θｎの差分
をとって位相誤差θERROR が得られる。尚ここで位相角
θｒは前述の通り遅延部１９によって遅延され、減算器
２１に入力される位相角θｒ、θｎが時間的に一致する
ように設定されている。
【００３９】つまり、ある瞬間に受信された信号をＳT
とし、そのときの位相角を（θｒ）T とすると、ＳT を
判定部１６にて判定し、得られた判定データを再変調部
１７にて再変調し、その再変調信号（変調波レプリカ信
号）をアークタンジェント演算部１８にて演算して得ら
れた位相角（θｎ）T と、アークタンジェント演算部２
０から出力される位相角（θｒ）T は同一のタイミング
で減算器２１に入力される。よってこの減算器２１の出
力には、ある瞬間における基準位相（θｎ）Tと受信信
号位相（θｒ）T との位相差（θERROR ）T が出力され
ることになる。
とし、そのときの位相角を（θｒ）T とすると、ＳT を
判定部１６にて判定し、得られた判定データを再変調部
１７にて再変調し、その再変調信号（変調波レプリカ信
号）をアークタンジェント演算部１８にて演算して得ら
れた位相角（θｎ）T と、アークタンジェント演算部２
０から出力される位相角（θｒ）T は同一のタイミング
で減算器２１に入力される。よってこの減算器２１の出
力には、ある瞬間における基準位相（θｎ）Tと受信信
号位相（θｒ）T との位相差（θERROR ）T が出力され
ることになる。
【００４０】ここで、明らかにθERROR は△ωの積分 θERROR = ∫△ωｄt＝△ω・ｔ （ｔは時間）である。
【００４１】次に、減算器２１で得られた位相差θ
ERROR は減算器２３の片側へ入力される。一方、位相差
θERROR は遅延部２２にて一定時間（△ｔとする）遅延
されて、減算器２３のもう一方に入力され、減算器２３
で減算され、遅延部２２の設定した遅延時間当たりの位
相誤差θERROR の増分（又は減分）が得られる。
ERROR は減算器２３の片側へ入力される。一方、位相差
θERROR は遅延部２２にて一定時間（△ｔとする）遅延
されて、減算器２３のもう一方に入力され、減算器２３
で減算され、遅延部２２の設定した遅延時間当たりの位
相誤差θERROR の増分（又は減分）が得られる。
【００４２】ここで、減算器２３の出力は遅延部２２に
おける遅延時間△ｔ当たりの位相誤差θERROR の増分
（又は減分）であるから、上式よりこれはオフセット角
周波数△ωに他ならない。また、遅延部２２における遅
延時間が単位時間でなくても既知の値であれば△ωが求
められるのは言うまでもない。
おける遅延時間△ｔ当たりの位相誤差θERROR の増分
（又は減分）であるから、上式よりこれはオフセット角
周波数△ωに他ならない。また、遅延部２２における遅
延時間が単位時間でなくても既知の値であれば△ωが求
められるのは言うまでもない。
【００４３】最後に、減算器２３で得られた角周波数△
ωは平均化部２４にて一定時間で平均化され雑音等の影
響を抑圧した後、平均化オフセット角周波数△ωAVR と
して周波数誤差キャンセル信号発生部２５に入力され、
この平均化オフセット角周波数△ωAVR を打ち消す複素
回転子ｅ*1（＊１＝−ｊΔωAVR ・ｔ）が周波数誤差キ
ャンセル信号発生部２５から複素乗算部１５に供給され
る。
ωは平均化部２４にて一定時間で平均化され雑音等の影
響を抑圧した後、平均化オフセット角周波数△ωAVR と
して周波数誤差キャンセル信号発生部２５に入力され、
この平均化オフセット角周波数△ωAVR を打ち消す複素
回転子ｅ*1（＊１＝−ｊΔωAVR ・ｔ）が周波数誤差キ
ャンセル信号発生部２５から複素乗算部１５に供給され
る。
【００４４】その結果、複素乗算部１５では前述の通り
複素回転子ｅ*2（＊２＝ｊΔω・ｔ）の周波数オフセッ
トを有した受信ベースバンド信号と、周波数誤差キャン
セル信号発生部２５からの複素回転子ｅ*1（＊１＝−ｊ
ΔωAV R ・ｔ）との複素乗算を行い、結果として周波数
オフセットのない受信ベースバンド信号を得ることがで
き、判定部１６では周波数オフセットが除去された状態
での正常な判定動作を行い、判定データを出力すること
ができるようになる。
複素回転子ｅ*2（＊２＝ｊΔω・ｔ）の周波数オフセッ
トを有した受信ベースバンド信号と、周波数誤差キャン
セル信号発生部２５からの複素回転子ｅ*1（＊１＝−ｊ
ΔωAV R ・ｔ）との複素乗算を行い、結果として周波数
オフセットのない受信ベースバンド信号を得ることがで
き、判定部１６では周波数オフセットが除去された状態
での正常な判定動作を行い、判定データを出力すること
ができるようになる。
【００４５】次に、本発明のＡＦＣ回路を実際に用いた
場合の特性について、図２を使って説明する。図２は、
本発明のＡＦＣ回路を直接拡散ＣＤＭＡ（一次変調ＱＰ
ＳＫ）装置に応用した時の特性の実用例を示す説明図で
ある。
場合の特性について、図２を使って説明する。図２は、
本発明のＡＦＣ回路を直接拡散ＣＤＭＡ（一次変調ＱＰ
ＳＫ）装置に応用した時の特性の実用例を示す説明図で
ある。
【００４６】装置の緒言を簡単に説明すると、伝送デー
タレート40K ビット／秒、拡散率256 、チップレートは
5.12Ｍチップである。そして、図２の縦軸はビットエラ
ーレート（ＢＥＲ）、横軸は周波数オフセット（ｋＨ
ｚ)である。ただしＢＥＲは送信データ数と受信データ
の誤り数の比（受信誤りデータ数／送信データ数）で示
される。また、図２に示した特性は１ビット当たりのエ
ネルギーＥ0 と雑音スペクトラム密度Ｎo の比Ｅb/Ｎo
：信号対雑音比S/N をビットレートで規格化した値の
対数値＝１０ｄＢ一定として測定したものである。そし
て、図中▲はＡＦＣ無しの特性であり、◆は本発明にお
けるＡＦＣ時の特性である。
タレート40K ビット／秒、拡散率256 、チップレートは
5.12Ｍチップである。そして、図２の縦軸はビットエラ
ーレート（ＢＥＲ）、横軸は周波数オフセット（ｋＨ
ｚ)である。ただしＢＥＲは送信データ数と受信データ
の誤り数の比（受信誤りデータ数／送信データ数）で示
される。また、図２に示した特性は１ビット当たりのエ
ネルギーＥ0 と雑音スペクトラム密度Ｎo の比Ｅb/Ｎo
：信号対雑音比S/N をビットレートで規格化した値の
対数値＝１０ｄＢ一定として測定したものである。そし
て、図中▲はＡＦＣ無しの特性であり、◆は本発明にお
けるＡＦＣ時の特性である。
【００４７】図２より明らかなように、ＡＦＣ無しの時
は周波数オフセットが±１ｋＨｚ以内で一桁以上のＢＥ
Ｒの劣化が生じているが、本発明におけるＡＦＣを使用
すると劣化は緩やかとなりＢＥＲが一桁劣化するのに約
７ｋＨｚの幅が得られていることが分かる。
は周波数オフセットが±１ｋＨｚ以内で一桁以上のＢＥ
Ｒの劣化が生じているが、本発明におけるＡＦＣを使用
すると劣化は緩やかとなりＢＥＲが一桁劣化するのに約
７ｋＨｚの幅が得られていることが分かる。
【００４８】本発明のＡＦＣ回路によれば、通常の固定
周波数発振器である発振器１１からの受信基準信号によ
り準同期検波した受信信号について、変調波レプリカ信
号、受信ベースバンド信号それぞれの信号点における位
相角を利用しオフセット角周波数△ωを検出し、それを
打ち消すような複素回転子を与えることによって周波数
オフセットを補償するものであるので、高価なＶＣＯを
使用せず安価な構成でＡＦＣを実現することができる効
果がある。
周波数発振器である発振器１１からの受信基準信号によ
り準同期検波した受信信号について、変調波レプリカ信
号、受信ベースバンド信号それぞれの信号点における位
相角を利用しオフセット角周波数△ωを検出し、それを
打ち消すような複素回転子を与えることによって周波数
オフセットを補償するものであるので、高価なＶＣＯを
使用せず安価な構成でＡＦＣを実現することができる効
果がある。
【００４９】また、本発明のＡＦＣ回路によれば、受信
信号を直交検波器１で検波し、ＬＰＦ２で帯域制限した
受信ベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータ１４でディジ
タル値に変換するので、後段の無調整化と接続の容易性
を図ることができ、また回路全体のＩＣ化を容易にでき
る効果がある。
信号を直交検波器１で検波し、ＬＰＦ２で帯域制限した
受信ベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータ１４でディジ
タル値に変換するので、後段の無調整化と接続の容易性
を図ることができ、また回路全体のＩＣ化を容易にでき
る効果がある。
【００５０】また、本発明のＡＦＣ回路によれば、受信
信号のオフセット角周波数Δωを検出するための構成と
して、変調波レプリカ信号を発生する再変調部１７と、
直交成分から位相角を算出するアークタンジェント演算
部１８、２０は簡単なテーブルで構成でき、その結果か
ら減算器と遅延部１９、２２でオフセット角周波数Δω
を検出するので、回路規模の小さいテーブルや減算器で
検出機能を実現でき、ＩＣ化を容易にできる効果があ
る。
信号のオフセット角周波数Δωを検出するための構成と
して、変調波レプリカ信号を発生する再変調部１７と、
直交成分から位相角を算出するアークタンジェント演算
部１８、２０は簡単なテーブルで構成でき、その結果か
ら減算器と遅延部１９、２２でオフセット角周波数Δω
を検出するので、回路規模の小さいテーブルや減算器で
検出機能を実現でき、ＩＣ化を容易にできる効果があ
る。
【００５１】
【発明の効果】請求項１，２記載の発明によれば、受信
信号を検波し、互いに直交する同相成分（Ｉ相成分）を
実数と、直交成分（Ｑ相成分）を虚数とする複素数にて
扱い、検波した信号をしきい値判定した結果から再変調
を行って位相角を発生させ、再変調された信号に同期す
るよう遅延させた検波信号の位相角を発生させて両位相
角の位相誤差を求め、位相誤差から単位時間当たりの位
相誤差の変化量を求め、更に変化量の平均値を求め、平
均値から検波信号に対する周波数誤差をキャンセルする
信号を発生させ、検波信号と周波数誤差をキャンセルす
る信号を複素乗算するＡＦＣ回路としているので、高価
な電圧制御発振器を不要とし、安価な構成で且つ無調整
で安定した動作を実現できる効果がある。
信号を検波し、互いに直交する同相成分（Ｉ相成分）を
実数と、直交成分（Ｑ相成分）を虚数とする複素数にて
扱い、検波した信号をしきい値判定した結果から再変調
を行って位相角を発生させ、再変調された信号に同期す
るよう遅延させた検波信号の位相角を発生させて両位相
角の位相誤差を求め、位相誤差から単位時間当たりの位
相誤差の変化量を求め、更に変化量の平均値を求め、平
均値から検波信号に対する周波数誤差をキャンセルする
信号を発生させ、検波信号と周波数誤差をキャンセルす
る信号を複素乗算するＡＦＣ回路としているので、高価
な電圧制御発振器を不要とし、安価な構成で且つ無調整
で安定した動作を実現できる効果がある。
【図１】本発明に係るＡＦＣ回路の構成を示す構成ブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本発明のＡＦＣ回路を直接拡散ＣＤＭＡ（一次
変調ＱＰＳＫ）装置に応用した時の特性の実用例を示す
説明図である。
変調ＱＰＳＫ）装置に応用した時の特性の実用例を示す
説明図である。
【図３】従来のＡＦＣ回路の一構成例を示すブロック図
である。
である。
１…直交検波器、 ２…ＬＰＦ、 ３…周波数誤差検出
部、 ４…ループフィルタ、 ５…電圧制御発振器、
１４…Ａ／Ｄコンバータ、 １５…複素乗算部、 １６
…判定部、 １７…再変調部、 １８，２０…アークタ
ンジェント演算部、 １９，２２…遅延部、 ２１，２
３…減算器、 ２４…平均化部、 ２５…周波数誤差キ
ャンセル信号発生部
部、 ４…ループフィルタ、 ５…電圧制御発振器、
１４…Ａ／Ｄコンバータ、 １５…複素乗算部、 １６
…判定部、 １７…再変調部、 １８，２０…アークタ
ンジェント演算部、 １９，２２…遅延部、 ２１，２
３…減算器、 ２４…平均化部、 ２５…周波数誤差キ
ャンセル信号発生部
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号を検波し、互いに直交する同相
成分（Ｉ相成分）を実数と、直交成分（Ｑ相成分）を虚
数とする複素数にて扱い、検波した信号をしきい値判定
した結果から再変調を行って位相角を発生させ、前記再
変調された信号に同期するよう遅延させた検波信号の位
相角を発生させて前記両位相角の位相誤差を求め、前記
位相誤差から単位時間当たりの位相誤差の変化量を求
め、更に前記変化量の平均値を求め、前記平均値から前
記検波信号に対する周波数誤差をキャンセルする信号を
発生させ、前記検波信号と前記周波数誤差をキャンセル
する信号を複素乗算することを特徴とするＡＦＣ回路。 - 【請求項２】 受信基準信号を発生し外部に供給する発
振器と、前記発振器が出力する互いに直交する２つの受
信基準信号で受信信号を検波し、互いに直交するＩ相成
分、Ｑ相成分の二つの受信ベースバンド信号を出力する
直交検波器と、前記二つの受信ベースバンド信号の帯域
を制限する第一及び第二のＬＰＦと、前記第一及び第二
のＬＰＦ通過後の受信ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換
し、ディジタル値を出力する第一及び第二のＡ／Ｄコン
バータと、前記第一及び第二のＡ／Ｄコンバータの出力
するベースバンド信号の複素ディジタル値と入力される
周波数誤差キャンセル信号との複素乗算を行った信号を
出力する複素演算部と、前記複素演算後の信号をしきい
値判定して判定データを出力する判定部と、前記判定デ
ータの再変調を行い、送信機変調波のレプリカ信号を発
生する再変調部と、前記変調波のレプリカ信号のＩ相成
分、Ｑ相成分よりアークタンジェント演算を行い位相角
を出力する第一のアークタンジェント演算部と、前記Ａ
／Ｄ変換後の受信ベースバンド信号を前記再変調部での
再変調と同期するよう遅延させる第一の遅延部と、前記
第一の遅延部から出力される受信ベースバンド信号のＩ
相成分、Ｑ相成分よりアークダンジェント演算を行い位
相角を出力する第二のアークタンジェント演算部と、前
記第一及び第二のアークタンジェント演算部より出力さ
れる位相角の減算を行い位相誤差を出力する第一の減算
器と、前記位相誤差を一定時間遅延させる第二の遅延部
と、前記第一の減算器より出力される位相誤差と前記第
二の遅延部より出力される遅延後の位相誤差の減算を行
い、単位時間当りの位相誤差の増分又は減分を求め、そ
の結果をオフセット角周波数として出力する第二の減算
器と、前記オフセット角周波数を一定時間で平均化した
平均化オフセット角周波数を出力する平均化部と、前記
平均化オフセット角周波数を打ち消す複素回転子を周波
数誤差キャンセル信号として上記複素乗算部に出力する
周波数誤差キャンセル信号発生部を有することを特徴と
するＡＦＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7344041A JPH09186731A (ja) | 1995-12-28 | 1995-12-28 | Ａｆｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7344041A JPH09186731A (ja) | 1995-12-28 | 1995-12-28 | Ａｆｃ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09186731A true JPH09186731A (ja) | 1997-07-15 |
Family
ID=18366208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7344041A Pending JPH09186731A (ja) | 1995-12-28 | 1995-12-28 | Ａｆｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09186731A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000115269A (ja) * | 1998-10-09 | 2000-04-21 | Futaba Corp | キャリア位相追従装置および周波数ホッピング受信装置 |
| EP1003312A2 (en) * | 1998-11-18 | 2000-05-24 | Trw Inc. | Carrier recovery from digitally phase modulated signals |
| JP2003018230A (ja) * | 2001-07-03 | 2003-01-17 | Fujitsu Ltd | 復調装置、放送システム及び半導体デバイス |
| KR100423059B1 (ko) * | 2001-12-27 | 2004-03-12 | 엘지이노텍 주식회사 | 광대역 수신기의 ａｆｃ 장치 및 방법 |
| US6972632B2 (en) | 2002-11-26 | 2005-12-06 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Apparatus for controlling the frequency of received signals to a predetermined frequency |
| US8014475B2 (en) | 2003-05-16 | 2011-09-06 | Wireless Technology Solutions Llc | Method and arrangement for automatic frequency control in a communication system |
-
1995
- 1995-12-28 JP JP7344041A patent/JPH09186731A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP1003312A3 (en) * | 1998-11-18 | 2002-07-24 | Trw Inc. | Carrier recovery from digitally phase modulated signals |
| JP2003018230A (ja) * | 2001-07-03 | 2003-01-17 | Fujitsu Ltd | 復調装置、放送システム及び半導体デバイス |
| JP4579458B2 (ja) * | 2001-07-03 | 2010-11-10 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 復調装置、放送システム及び半導体デバイス |
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| US8014475B2 (en) | 2003-05-16 | 2011-09-06 | Wireless Technology Solutions Llc | Method and arrangement for automatic frequency control in a communication system |
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