JPH0669820A - 受信装置における信号エラー減少方法及びその装置 - Google Patents

受信装置における信号エラー減少方法及びその装置

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JPH0669820A
JPH0669820A JP5133284A JP13328493A JPH0669820A JP H0669820 A JPH0669820 A JP H0669820A JP 5133284 A JP5133284 A JP 5133284A JP 13328493 A JP13328493 A JP 13328493A JP H0669820 A JPH0669820 A JP H0669820A
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 受信装置における信号エラーの減少方法及び
その装置に関し、ＧＳＭ等の受信機の信号エラーを減少
させる方法等を提供すること。 【構成】 １組のディジタルベースバンド信号値対を生
成すべく受信信号を復調すること；Ｉ及びＱ方向平均値
を生成すべく同相信号値を平均化すること；信号対の各
々の同相信号値及び直交信号値からそれぞれＩ又はＱ方
向平均値を減算すること；第１、第２、第３そして第４
のＩ−Ｑ図の領域を規定すること；各領域に対してＩ又
はＱ軸と関係する領域内に位置する新たな組の点との間
の平均距離を決定し円の中心をＩ又はＱ軸へ近づけるＩ
又はＱ方向シフト値を生成すること；そして新たな組の
点の同相信号値の各々からＩ又はＱ方向シフト値を減算
し、その結果の同相及び直交値を出力信号として渡すこ
と。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、受信装置における信号
エラーの減少方法及びその装置に関し、例えばＧＳＭ(G
lobal System for Mobile Communications) ディジタル
無線通信システムの一部として動作可能な受信機におけ
る信号エラーの減少方法及びその装置に関するものであ
る。ディジタル通信システムにおいては、送信すべきデ
ィジタルデータでキャリア信号を変調することによって
送信信号が作られる。ディジタルデータは普通バースト
として送信され、各バーストは所定数のデータビットか
ら成る。種々の異なるタイプの変調が用いられるが、振
幅、周波数そして位相変調が最も一般的なものである。
【０００２】
【従来の技術】そのようなディジタル通信システムの受
信装置において、受信信号はそれから情報内容（送信デ
ィジタルデータ）を引き出すために復調されなければな
らない。直接周波数逓降変換(direct down conversion)
といわれる１つの復調技術では、同相（Ｉ）及び直交
（Ｑ）ベースバンド信号、それはまたゼロＩＦ信号とも
いわれる、を生成するため、受信信号を混合逓降(mix d
own)するの受信装置においてキャリア周波数で動作する
複合（直交対）局部発信器が使われる。他の方法として
は、前記Ｉ及びＱベースバンド信号は中間周波数（Ｉ
Ｆ）段で処理した後に生成されてもよい。
【０００３】これらの同相及び直交ベースバンド信号
は、例えばバースト毎のバイアスやそれから受信信号の
情報内容を引き出す等の後処理がなされる。ディジタル
範疇での処理は、そのような処理を可能な限り都合良く
実行するのに適しており、そのため１バーストの全ビッ
ト期間におけて同相及び直交ベースバンド信号を一対の
Ｉ及びＱ信号値に変換してもよく、各対はＱ値及びそれ
と対応するＩ値から成りそれぞれの特定ビット期間の同
相及び直交ベースバンド信号を表す。
【０００４】そのような信号値対のディジタルＩ及びＱ
値は、それから情報内容を抽出する目的で受信信号の解
析がなされる。特に、位相又は周波数変調一定振幅受信
信号に対し、前記信号値対が複合信号空間図（Ｉ／Ｑ
図）上にプロットされるならば、信号値対は実質的に一
般の円上に存在し、円の中心に関してプロットされた信
号値対の角度位置はその信号値対から生のデータを導出
するためにディジタル等化器によって使用される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、そのよ
うなディジタル等化器の性能は信号値対のＩ及びＱ値に
おけるＤＣエラーによって相当劣化することが知られて
いる。そのようなＤＣエラーは、アナログベースバンド
同相及び直交信号を生成するため使用する逓降変換混合
器間のミスマッチによって生じ、そしてデジタル信号値
対に変換する前にベースバンド信号を処理するアナログ
信号処理回路のＤＣオフセットによっても生じる。
【０００６】これらのＤＣエラーは時間や温度と伴に変
化する場合があり、また信号が微弱の場合にはそれが所
望の信号振幅値より大きい場合もある。バースト中の全
ての信号値対のＩ値を平均化して各対のＩ値からその平
均Ｉ値を差し引くことによって、そしてバースト中の全
ての信号値対のＱ値を平均化して各対のＱ値からその平
均Ｑ値を差し引くことによって、信号振幅より大きなＤ
Ｃエラーを除去することは可能である。これらのＤＣキ
ャンセル動作はＩ及びＱに対し独立して行う必要があ
る。なぜなら、Ｉ及びＱ値におけるＤＣエラーは相違
し、相互に関連性が無いからである。
【０００７】しかしながら、上記ＤＣキャンセル動作
（平均減算）は、ＤＣエラーの問題を単独で処理するに
は不十分である。平均信号レベルを減算することは、そ
れが受信信号から全てのＤＣを除去することになるが、
実際には受信信号自体がほとんどの場合除去すべきでな
いＤＣ成分(contents)を有しているため、現実にはそれ
自体によって新たなＤＣエラーが作りだされる。ＤＣ成
分は一定ではなく、そのバーストに含まれるディジタル
データによってあるバーストから次のバーストへと変化
する。従って、初期ＤＣキャンセル動作に続く受信信号
に対し、この可変ＤＣ成分を修復(restoring) する方法
が必要となり、そのようなＤＣ修復動作は通信システム
のバースト繰り返し速度と整合する短期間内に実行され
なければならない。
【０００８】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明の第１の
面によれば、ディジタルデータで変調されたキャリア波
から成る受信信号処理の方法が提供され、その方法は： （１）受信信号を復調し１組のディジタルベースバンド
信号値対を生成すること、２つの直交するＩ−Ｑ軸から
なるＩ−Ｑ図上にプロットした場合に各対はＱ軸からの
プロット点までの距離が示す各対の同相信号値とＩ軸か
らプロット点までの距離が示すその対の直交信号値とに
よって前記プロット点は原則として第１の円上にあって
その中心は図のＩ及びＱ軸の交点である原点から遷移す
る；
【０００９】（２）Ｉ方向平均値を生成すべくそのよう
な同相信号値を平均化し、そしてＱ方向の平均値を生成
すべくそのような直交信号値を平均化すること； （３）前記信号対の各々の同相信号値及び直交信号値か
らそれぞれ前記Ｉ方向平均値及び前記Ｑ方向平均値を減
算すること、この減算結果を前記Ｉ−Ｑ図上にプロット
した場合、減算結果のプロットは原則として第２の円上
にあり、前記原点はその内部にある；
【００１０】（４）第１及び第３の領域は前記Ｑ軸に関
して互いに対称であり、そして第２及び第４の領域は前
記Ｉ軸に関して互いに対称である第１、第２、第３そし
て第４のＩ−Ｑ図の領域を規定すること； （５）前記第１及び第３の領域の各々に対して各領域内
に位置する新たな組の点と前記Ｑ軸との間の平均距離を
決定し、それよりその新たな組の点の同相信号値から減
算し、第２の円の中心を前記Ｑ軸へ近づけるＩ方向シフ
ト値を生成すること；
【００１１】（６）前記第２及び第４の領域の各々に対
して各領域内に位置する新たな組の点と前記Ｉ軸との間
の平均距離を決定し、これよりその新たな組の点の直交
信号値から減算し、第２の円の中心を前記Ｉ軸へ近づけ
るＱ方向シフト値を生成すること；そして （７）前記新たな組の点の前記同相信号値の各々から前
記Ｉ方向シフト値を減算し、それらの点の前記直交信号
値の各々から前記Ｑ方向シフト値を減算し、そしてその
結果の同相及び直交値を出力信号として渡すことから構
成する。
【００１２】そのような方法は、Ｉ及びＱベースバンド
信号パス内のＤＣオフセットを、受信信号のＤＣ成分を
正確に修復しながらこれらのオフセットが信号振幅より
大きな場合にもキャンセル可能であって、受信信号バー
ストの実時間処理を提供するのにも十分な速さで動作す
る。例えば、Ｉ及びＱ軸からの新たな組の点の距離は調
整された信号値対の各同相及び直交値で示されるため、
平均距離の計算はこれらの値を使って直ちに実行でき
る。
【００１３】好ましくは、前記領域はその領域で交差す
る第１及び第２の直角ラインによって範囲が定められる
象限であり、前記第１ラインとＩ軸との間の角度は４５
°である。そのような領域の定義により、各対の同相及
び直交信号値に基づき簡単な比較を行うことで、ＤＣ修
復動作における使用に対して調整された信号値対を素早
く異なる領域に分類(sort)することが可能となる。
【００１４】領域が象限として定義された時、前記Ｉ方
向シフト値は好ましくは１．８で割り算された第１と第
３の領域に対するそれぞれの平均距離の間の前記差分に
実質的に等しく、そして好ましくは前記Ｑ方向シフト値
は１．８で割られた第２と第４の領域に対するそれぞれ
の平均距離の間の前記差分に実質的に等しい。そのよう
なシフト値は、象限に対する各平均距離の計算エラーを
訂正するのに適した訂正因子を含んでいる。
【００１５】好適には、最良の精度を与えるために、各
領域に位置する新たな組の全ての点がその領域に対する
前記平均距離を決定するために使われる。本発明の第２
の面によれば、ディジタルデータ信号によって変調され
たキャリア波から成る受信信号を処理するための装置
は； （１）受信信号を復調し１組のディジタルベースバンド
信号値対を生成する復調手段、２つの直交するＩ−Ｑ軸
からなるＩ−Ｑ図上にプロットした場合に各対は同相信
号値及び対応する直交信号値から成り、Ｑ軸からプロッ
ト点までの距離が示す各対の同相信号値と前記Ｑ軸に対
して直角なＩ軸からプロット点までの距離が示すその対
の直交信号値とによって前記プロット点は原則として第
１の円上にあってその中心はその図のＩ及びＱ軸との交
点である前記原点から遷移する；
【００１６】（２）Ｉ方向平均値を生成するためそのよ
うな同相信号値を平均化し、そしてＱ方向平均値を生成
するためそのような直交信号値を平均化する平均化手
段； （３）前記信号値対の各々の同相信号値及び直交信号値
から前記Ｉ方向平均値及び前記Ｑ方向平均値をそれぞれ
減算する第１の調整手段であって、この減算結果を前記
Ｉ−Ｑ図上にプロットした場合、減算結果は原則として
第２の円上にあり、前記原点はその内部にある； （４）第１及び第３の領域は前記Ｑ軸に関して互いに対
称であり、そして第２及び第４の領域は前記Ｉ軸に関し
て互いに対称であるＩ−Ｑ図の第１，第２，第３そして
第４の領域を定義する領域定義手段；
【００１７】（５）前記第１及び第３の領域の各々に対
して各領域内に位置する新たな組の点と前記Ｑ軸との間
の平均距離を決定し、これよりその新たな組の点の同相
信号値から減算し、第２の円の中心を前記Ｑ軸に近づか
せるＩ方向シフト値を生成するＩシフト計算手段； （６）前記第２及び第４の領域の各々に対して各領域内
に位置する新たな組の点と前記Ｉ軸との間の平均距離を
決定し、これよりその新たな組の点の直交信号値から減
算し、第２の円の中心を前記Ｉ軸に近づかせるＱ方向シ
フト値を生成するＱシフト計算手段；そして
【００１８】（７）前記新たな組の点の前記同相信号値
の各々から前記Ｉ方向シフト値を減算し、それらの点の
前記直交信号値の各々から前記Ｑ方向シフト値を減算
し、そしてその結果の同相値及び直交値を出力信号とし
て導出する第２の調整手段から構成する。 そのような装置は、簡易なディジタル回路素子やマイク
ロプロセッサを利用して要求された処理を実行できる。
【００１９】好適には、前記装置は、さらに前記調整さ
れた全信号値対の同相及び直交信号値を記憶するための
メモリ、そして前記メモリに接続され、そこから前記調
整された各信号値対の記憶された同相及び直交信号を順
次受信する分類(sorting) 手段を含む。Ｉ−Ｑ図の領域
が象限として定義された時、分類手段は、前記メモリか
ら受信した各々の調整された信号値対に対してその対の
同相信号値をゼロと比較し、その対の直交信号値をゼロ
と比較し、そしてその対の各同相信号絶対値と直交信号
絶対値とを比較する比較手段を含んでもよく、又前記比
較手段に接続されそれによって実行される比較結果に従
って、その調整信号値対が存在する領域（象限）を示す
選択信号を生成するための選択手段を含んでもよい。そ
のような分類手段は素早く動作する簡易なディジタル回
路素子だけで実施可能である。
【００２０】ある実施例において、前記Ｉ方向シフト計
算手段は、前記第１及び第３の領域に対する２つの平均
距離計算回路をそれぞれ含み、そして前記Ｑ方向シフト
計算手段は、さらに前記第２及び第４の領域に対する２
つの平均距離計算回路をそれぞれ含む。前記平均距離計
算回路の各々は、関係する領域内部に位置する新たな組
の点のそれぞれの距離合計を計算するために接続される
累積手段、そしてまた前記合計を計算するのに用いられ
る前記点の数をカウントするための計数手段を含む。除
算手段は前記累積手段及び前記計数手段に接続され、そ
して関係する領域に対する前記平均距離を生成するべく
前記合計を前記数で割り算する。
【００２１】そのような平均距離計算回路は、それによ
って生成される前記選択信号に従って能動化する前記分
類手段に接続されてもよい。各平均距離計算回路内には
除算手段があってもよく、一方、除算手段は４つの回路
全てに共用化可能である。好適な実施例において、除算
手段は、前記合計に関して実行されるシフト動作及びシ
フト及び加算動作の手段によって前記平均距離を生成す
るように動作し、その動作は前記数によって選択され
る。これにより、ディジタル回路が複雑化する除算器を
使用せずとも前記平均距離を計算することが可能とな
る。領域が象限として定義された時、前記シフト動作又
はシフト及び加算動作は、１．１２５が象限に適した訂
正因子(factor)に近いため、１．１２５で割られた前記
数に等しい因子によって前記合計を割り算する。
【００２２】本発明の前述した第１及び第２の面の実施
例は、ＧＳＭシステム又はパーソナル通信ネットワーク
（ＰＣＮ）システムのようなディジタル無線通信システ
ムで動作する無線受信機にとって有益である。例えばそ
のような受信機には、復調されるべき無線信号を受信す
る無線周波受信部、そして受信無線信号を処理する前記
無線周波受信部に接続され出力信号からのデータ導出に
使われる別の無線受信機回路にその出力信号を転送する
前記本発明の第２の面を実施するための装置が含まれて
もよい。
【００２３】
【実施例】本発明の好適な実施例を述べる前に、同相及
び直交（Ｉ及びＱ）信号の適用に関して簡単に説明す
る。そのような信号はデカルト座標システムにおいて複
合信号を表示する方法を提供する。Ｉ及びＱ信号は変調
方式の試験に使用できる。大抵の変調方式は振幅及び／
又は位相の変化を含み、そしてこれらは極（振幅と位
相）座標を直角（ＩとＱ）座標に変換することによって
Ｉ／Ｑ図上にプロットすることができる。いかにしてＩ
及びＱ信号が作られるかを理解するために、ＲＦ（又は
ＩＦ）キャリアを考えると都合よい。図１７を参照する
と、サイン波キャリアは一定長の回転ベクトルとしてデ
カルト座標に表現される。変調は、前記ベクトルに対し
て振幅の変化、位相における前後方向へのジャンプや回
転周波数の変化を生じさせる。
【００２４】もしベクトルが概念的にキャリア周波数で
後方へ回転するならば、例えば非変調キャリアと同相の
信号を減算することによって、その非変調キャリア自体
は図１８（Ａ）に示されるようにｘ軸で与えられる振幅
を有するｘ軸上の点として表される。複合信号空間（Ｉ
／Ｑ）図の図１８（Ａ）〜（Ｄ）において、同相信号値
はｘ軸（Ｉ軸）に沿って測定され、そして直交信号値は
ｙ軸（Ｑ軸）に沿って測定される。このことは、ｘ軸か
ら反時計方向に測定された位相の標準デカルト定義と一
致する。
【００２５】ディジタル変調の３つの最も一般的な形式
は、振幅変調（振幅シフトキーイング）、周波数変調
（周波数シフトキーイング）そして位相変調（位相シフ
トキーイング）である。図１８（Ｂ）に示されるような
振幅シフトキーイングは、ｘ軸上の２点として表され、
これらの２点は変調キャリアの２つの異なる振幅値を示
し、その信号は常に同相である。図１８（Ｃ）に示す周
波数シフトキーイングは、一定速度の円周上の回転とし
て表されるが、ディジタル変調シンボルが変化する各時
間で回転方向は逆転する。図１８（Ｄ）に示す位相シフ
トキーイングは円上で１８０°離れた２つの点として表
される。
【００２６】直交振幅変調（ＱＡＭ）のようなより複雑
な変調方式も、また例えば前述した複合信号空間（Ｉ／
Ｑ）図上で一群の点として表すことができる。図１８で
示した図は、ＲＦベクトルをそのキャリア周波数で反対
方向に回転させることで作られたものである。これは、
受信キャリア周波数をキャリアと同じ周波数で動作する
複合（直交対）局部発振器で混合逓降する（直接周波数
逓降変換）のに類似している。そのような混合逓降は、
同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）ベースバンド信号を生成し、
それらはしばしばゼロＩＦ信号と呼ばれる。
【００２７】もし前記変調がキャリア周波数以上の周波
数Δｆのサイン波から成る場合、ベースバンドにおいて
この変調は周波数Δｆの変調として現れる。Ｉ／Ｑ図上
で、そのようなサイン波は円周上の特定方向の回転とし
て現れ、前記サイン波に対するＩ及びＱ信号は以下のよ
うに定義される。 Ｉ＝ＡｃｏｓΔｆ 及び Ｑ＝ＡｓｉｎΔｆ もし、キャリアを越える高い周波数の代わりに、変調サ
イン波がキャリアより低周波の場合には、それはベース
バンドにおいて円周上を反対方向に回転するが、しかし
Ｉ信号は変化しない。また、もしＩ及びＱを逆にした場
合、信号は反対方向に回転するように見える。
【００２８】従って、正確に復調するためには、ベース
バンドで示されるＩ及びＱ信号の両者を有していること
が必要であり、これらの信号は正しい周回方向と結合し
ていなければならないということが分かる。上述したよ
うに、あるタイプの無線受信機によって実行される直接
周波数逓降変換は、変調目的に対して同相（Ｉ）及び直
交（Ｑ）ベースバンド信号を生成する。ＧＳＭ通信シス
テムで使用するそのような１つの無線受信機を図１及び
図２を参照して説明する。
【００２９】ＧＳＭ(Global System for Mobile Commun
ications) は、デジタルセルラー無線通信システムであ
る。ＧＳＭシステムは時分割多重アクセス及び周波数分
割二重(TDMA/FDD)システムであり、例えば、以下の例で
詳細に述べられる周波数ホッピング(hopping) を採用し
ている。Ｗ．フレチンガーとＫ．トンプソンの“ディジ
タル通信システムの基礎”(Flerchinger, W. and Tomps
on, K.“Digital Communications Systems Basics ”)
；ヒューレット・パッカードのディジタルＲＦ通信に
関するテストシンポジュウム，１９９２年３月２６日，
ロンドン(Hewlett- Packard Test Symposium on Digita
l RF Communications, London, 26 March1992)；Ｈ．オ
シュナー“無線サブシステムの概要”(Oschner, H.“Ov
erview of the Radio Subsystem ”；ディジタルセルラ
ー無線コンファレンス，１９８８年１０月，ドイツ，ハ
ーゲン(Digital Cellular Radio Conference, Hagen, G
ermany, October 1988) ；そしてＭ．Ｒ．Ｌ．ホッジス
“ＧＳＭ無線インタフェース”英国通信技術ジャーナ
ル，Ｖｏｌ．８ Ｎｏ．１，１９９０年１月(Hodges,M.
R.L. “The GSM Radio Interface ”British Telecom T
echnology Journal Vol. 8 No. 1 January 1990) 。
【００３０】ＧＳＭで使用される変調方式は、時分割多
重アクセスを使用するためガウス最小シフトキーイング
（GSMK) が用いられる。データは単一バースト内で転送
される。ＧＳＭ勧告５．０２及び５．２の完全な記述に
よれば、４タイプのシングルバースト：正規バースト(n
ormal bursts) 、同期バースト(synchronisation burst
s)、監視バースト(monitor bursts)そして周波数訂正バ
ースト(frequency correction)が用いられる。ほとんど
のデータは正規バーストの形であらわれ、論理チャネル
はそれと無関係に受信される。各正規バーストは名目的
に１４８シンボル期間（ビット期間）長であり、中間に
トレーニングシーケンスを有している。
【００３１】同期バーストは、ブロードキャスト制御チ
ャネル（BCCH) キャリア上でのみ得られ、同期目的のた
めに中間において非常に長いトレーニングシーケンスを
有する。しかしながら同期バーストも１４８シンボル期
間長である。監視バーストは、データを転送せず、その
ためそのようなバースト期間中に受信信号を復調するこ
とは受信装置には要求されない。それは単に所定時間期
間を通して平均受信信号電力を測定するために要求され
る。周波数訂正バーストは、本発明の適用にはあまり関
連性を有しないことから、以降において説明しない。
【００３２】図１及び２の受信装置は、アンテナ１、Ｒ
Ｆ信号を受信すべくアンテナ１に接続されるＲＦ／ＩＦ
部２、そしてＲＦ／ＩＦ部２に接続されアナログ部３と
ディジタル部４から成る受信信号処理回路を含む。ＲＦ
／ＩＦ部２は、受信信号周波数キャリアで動作する複合
（Ｉ及びＱ）局部発振器を使ってアンテナ１からの受信
無線信号を混合逓降し、Ｉ及びＱのアナログベースバン
ド信号ＲＸＩ及びＲＸＱを生成する。
【００３３】ベースバンド信号ＲＸＩ及びＲＸＱは、上
述した受信信号処理回路のアナログ部３における各アナ
ログフィルタ３１及び３２に与えられる。これらのフィ
ルタは次段のディジタル部４におけるエーリアシング(a
liasing)を十分回避できるようにＲＸＩ及びＲＸＱ信号
をろ波する。前記ろ波されたアナログベースバンド信号
は、量子化雑音を克服するべく、利得制御回路３５に従
ってその信号を増幅するスイッチ利得段３３及び３４に
それぞれ与えられる。その利得は、例えば６ｄＢステッ
プで変えられ、１つのバースト期間中は一定に保たれ
る。
【００３４】増幅されたアナログベースバンド信号は、
各々の１６ビットアナログ−ディジタル変換器４１及び
４２に与えられ、そこで前記信号はサンプルされ一連の
１６ビットディジタルＩ及びＱ値に変換される。なお、
各ディジタルＩ又はＱ値においてビット数は１６ビット
である必要はなく、変換器４１及び４２はシンボル速度
より高速なサンプリング速度を有していてもよい。変換
器４１及び４２からの１６ビットＩ及びＱのディジタル
値は、各々のディジタルフィルタ４３及び４４に与えら
れ、そのフィルタは近接するチャネル間のフィルタリン
グを行う。フィルタ４３及び４４は、必要に応じて受信
信号バーストの各シンボル期間中フィルタ４３からの１
６ビット同相信号値（Ｉ値）及びフィルタ４４からの対
応する１６ビット直交信号値（Ｑ値）のディジタルベー
スバンド信号値対を導出すべくサンプリング速度をシン
ボル当たり１サンプルに減じる。
【００３５】信号値対は以下で述べるＤＣキャンセル回
路４５へ与えられ、ＤＣキャンセル回路４５はディジタ
ル等化器４６へ信号値対を与える前に前記対のＩ及びＱ
値内部及びその間のＤＣオフセットをキャンセルする。
この等化器４６は、受信装置のチャネル検出器（示され
ていない）へ与える生データＲＸＤにＩ及びＱ値を復調
し、前記受信装置は生のデータを復号する。等化器４６
は、最大類似シーケンス推定量に従う適応型マッチドフ
ィルタ(adaptive matched filter) と考えられてもよ
い。等化器は正規バーストを処理するために１５４信号
値対を必要とし、同期バーストを処理する場合１７４
対、監視バーストを処理する場合には付加的な対数が必
要であり、そして周波数訂正バーストを処理する場合、
１シンボル当たり１対の速度で連続的な入力が必要とさ
れる。正規バースト及び同期バーストは１４８サンプル
長だけであるが、残りの必要な信号値対はバーストが予
定される前後の受信信号をサンプリングすることによっ
て得られる。
【００３６】図１及び２の受信装置において、ディジタ
ルＩ及びＱ値の及びその間のかなりのＤＣオフセット
は、ＲＦ／ＩＦ部２における逓降変換混合器間のミスマ
ッチ及びアナログ部３におけるＤＣオフセットによって
生じる。これらのオフセットは、さらに時間と温度によ
って変化することが考えられる。アナログ部３の入力端
でのオフセットは数ミリボルトのオーダであり、それは
信号が微弱の場合に要求される信号振幅よりかなり大き
い。もし、それが除去されないなら、この量のオフセッ
トは等化器４６の正常動作を妨げる。
【００３７】シュミレーションは、等化器の特性劣化を
避けるためにＩ及びＱ値のＤＣオフセットを信号振幅の
数パーセント以下に保つべきことを示している。図１及
び２の受信装置がディジタル部４にディジタルフィルタ
４３及び４４と等化器４５との間にＤＣキャンセル回路
４５を配置するのはこのためであり、ＤＣキャンセル回
路４５は信号振幅よりかなり大きなＤＣオフセットも望
みの精度でキャンセルすることが可能である。
【００３８】図３（Ｂ）及び（Ｃ）には、受信信号バー
スト（この場合、バーストは説明のため１００ビット期
間から成る場合を示している）中の各ビット期間中にデ
ィジタルフィルタ４３及び４４によって生成された上述
のＩ及びＱの信号値対が図表的に示されている。図３
（Ａ）は、バーストを通した受信信号の位相軌道(traje
ctory)を示したものである。図３（Ｂ）及び（Ｃ）に示
したＩ及びＱ値は、正規化されてＤＣオフセットが無
く、そのため振幅は−１と＋１との間で変化している。
各ビット期間においてＩ−Ｑ信号値対のＩ及びＱ値間の
正常(nominal) （雑音及び干渉フリー）な関係は、 Ｉ2 ＋ Ｑ2 ＝ １ で表される。その結果、Ｉ−Ｑガウス座標上にプロット
した場合、プロット点Ｐは図４（Ａ）に示されるように
原点を中心に共通円(common circle) ＰＬを描くことに
なる。
【００３９】しかしながら、実際には、雑音、干渉そし
てマルチパス歪み等がプッロト点を共通円からいくらか
遷移させ、また図４（Ｂ）の例に示すようにＤＣオフセ
ットは円の中心を原点から離れる方へシフトする。Ｉ及
びＱ値におけるＤＣオフセットは、あるバーストから次
のバーストへと変化し、例えば信号状態や温度によって
ドリフトする。そのため、一定のＤＣキャンセル動作が
要望される。理論的には規則的に“設定(set-up)”期間
を設け、全受信回路をＲＦの１つを除いてスイッチオン
し、それにより無入力信号時のＤＣオフセットを記憶し
てそれを通常受信中の受信信号から減算することが可能
である。しかし実際に受信機が全時間稼働している時に
“設定”期間を予約することは困難である。従って、到
達した際に各バースト上のＤＣオフセットをキャンセル
することが好ましく、それには各バースト毎にキャンセ
ル動作を行うことによって連続したバースト間の関連性
を全く考慮する必要がないという利点が有る。
【００４０】Ｉ及びＱ値のＤＣオフセットは、各Ｉ値か
らバーストを通した（又はもし必要なら代表的なバース
ト部分の）平均Ｉ値を減算することによって、そして各
Ｑ値からバーストを通した又は前記部分の平均Ｑ値を減
算することによって、除去することができる。すなわ
ち、 Ｉi ＜− Ｉi − ＩDC ・・・（１） Ｑi ＜− Ｑi − ＱDC ・・・（２） ここで、ＩDC＝ΣＩi ／ｎ ・・・（３） そして、ＱDC＝ΣＱi ／ｎ ・・・（４） で、ｎはバースト又はその一部の信号値対の数である。
【００４１】実際には、ｎ＝２p に選ぶと好都合であ
る。ここで、例えばｐ＝７とすると、簡易なディジタル
回路を使ってｎＩ又はＱ値を累積して合計をとり、その
後にｐ位置シフトしてｎによる割り算を実行すること
で、式（３）又は（４）の必要な平均ＩDC又はＱDCが容
易に計算できる。この場合の前記２p 信号値対は、例え
ばＧＳＭ正規及び同期バーストにおいてトレーニングシ
ーケンスを含む受信バーストの中央部分(central) の１
２８対のように中央部分の２p 対であってもよい。Ｉ値
及びＱ値におけるＤＣオフセットは相違しそして互いに
関係を有しないことから、平均減算はＩ及びＱパスで独
立に実行される。
【００４２】ところで、平均Ｉ値及びＱ値は１バースト
間で計算されるため、ＤＣキャンセル回路４５はフィル
タ４３及び４４から受信された際の特定バーストに対す
る全てのディジタルＩ値及びＱ値を記憶する必要があ
る。このため、ＤＣキャンセル回路４５は１７４信号値
対（同期バーストの長さに対応し、それは処理に必要な
最長バーストである）まで記憶できるメモリ部を含む。
【００４３】好ましくないＤＣオフセットの他にＧＳＭ
のような通信システムにおいては、Ｉ値及びＱ値は特定
バースト内で受信されるデータ本来の可変ＤＣ成分を有
する。Ｉ／Ｑ図にプロットすると、ＤＣ成分を有する受
信信号もまた共通円を描くが、その際全ての部分が等し
い点の数となるよりも円の特定部分のプロット点が多く
なる傾向がある。これは、そのバースト内で転送される
データで決まる変調によってその信号に対する円の特定
の部分が他とは異なる時間量を費すからである。この影
響を図５は例示しており、そこではＩ値及びＱ値対ｐ1
が第１の円ＰＬ 1 を描き、その中心は好ましくないＤＣ
オフセットによってＩ／Ｑ図の原点から変位している。
【００４４】図５に示すように、前記円ＰＬ1 はその上
側半分より下側半分においてより多くの点を有してお
り、又その左側半分より右側半分の方がより多くの点を
有している。これは平均Ｉ値、すなわち前記式（３）で
定義したＩDC、が円ＰＬ1 の下側半分に存在することを
意味する。同様に、平均Ｑ値、すなわち前記式（４）で
定義したＱDC、が円ＰＬ1 の右側半分にあることを意味
する。ＩDC及びＱDCによって定まる点Ｃ’1 は、従って
円ＰＬ1 の真の中心に対して粗い近似となる。このた
め、式（１）及び（２）により各信号値対のＩ値及びＱ
値からそれぞれＩDC及びＱDCを単に減算することは、所
望の原点を中心とした円上にプロット点をシフトする役
目は果たさないことになる。代わってシフトされた点ｐ
2 は第２の円ＰＬ2 上に存在し、その円は原点は含む
が、しかしながらこの円の中心Ｃ2は原点と一致しな
い。
【００４５】従って、上記式（１）及び（２）の適用
は、好ましくないＤＣオフセットに沿った信号のＤＣ成
分を除去することによってもエラーを有することが分か
る。このエラーは、図６にＱ軸から第２の円の真の中心
Ｃ2 までの距離を示すＩエラー値ＩERによって示されて
おり、Ｑエラー値ＱERはＩ軸から第２の円の真の中心Ｃ
2 までの距離を示している。なお、図６に示すように、
Ｉ−Ｑ図の原点は平均Ｉ及びＱ値を減算することによっ
て作られる第２の円ＰＬ2 内部に存在することに留意さ
れたい。
【００４６】これは、ＧＳＭ正規及び同期バーストの場
合のトレーニングシーケンスにおいて、このシーケンス
による変調が常に受信信号を少なくとも１回第１の円Ｐ
Ｌ1の周囲を回転させるため、上記エラー値ＩER及びＱ
ERは常に信号振幅（円の半径として示される）より小さ
いくなり、平均Ｉ及びＱ値、すなわち各ＩDC及びＱDC、
は常に第１の円ＰＬ1 内部に存在するためである。実
際、シュミレーションは、エラー値が通常信号振幅の＋
−１３％以内に減じされることを示している。しかし上
述したように性能劣化を避けるためには、Ｉ及びＱ値の
ＤＣオフセットは信号振幅の数パーセント以下に維持さ
れるべきであり、従って、平均Ｉ及びＱ値を単純に減算
することは図１及び２で示したＧＳＭのようなある種の
用途には不十分である。
【００４７】このため、初期のＤＣキャンセル動作（平
均減算）は、信号のＤＣ成分を修復すべく、すなわち第
２の円ＰＬ2 を第３の円ＰＬ3 で示されるような中心が
原点となるようシフトするＤＣ修復動作へと続く必要が
ある。なお、図５では明確化のため、第３の円ＰＬ3 上
にいかなる点も示していない。ＤＣキャセル回路４５
は、受信バーストの変調を見て受信信号のＤＣ修復を行
うことはできない。なぜなら、この変調は転送されたデ
ータに依存し、そのデータは受信装置のこの部分では分
からないからである。従って、ＤＣキャンセルはＩ−Ｑ
信号値対それ自体に基づいて行う必要がある。
【００４８】少ない潜伏期間(latency) 、すなわちディ
ジタル部４で実行されるディジタル処理によって受信信
号に加えられる遅延を可能な限り少なくすることは図１
及び２で示された受信装置におけるディジタル部４の一
般的必要事項である。それと関連する要求事項は、処理
の複雑化を低下させることであり、それによってディジ
タル部４の消費電力は低減され、また小さなチップ面積
で済むようになる。従って、乗算器の使用を回避するこ
と、参照(look-up) 要求事項を少なくすること、そして
何処でも様々な形式のバーストを処理できる普通の回路
素子を使用することが望まれる。
【００４９】上記要求に適合するＤＣキャンセル動作の
好ましい実施例を、図６，図７そして図８（Ａ）を参照
して説明する。図６は、平均減算した後のＩ−Ｑ信号値
対の位置を示したＩ／Ｑ図である。従って、図６の点
（信号値対）によって描かれた円は図５の第２の円ＰＬ
2 に対応する。図６において、Ｉ−Ｑ図はこの例におい
て象限となる４つの領域１から４に分けられる。各象限
は図６に点線で示す直交ラインによって境界が定めら
れ、それらは原点で交差している。これらのラインはＩ
及びＱ軸によって定義される４つの象限を二等分する。
従って、領域１は−４５°から＋４５°の角度範囲内に
広がり、領域２は＋４５°から＋１３５°、領域３は＋
１３５°から＋２２５°、そして領域４は＋２２５°か
ら＋３１５°（−４５°）に広がる。このように領域を
定義した理由は、図８（Ａ）を参照して以降で述べる。
【００５０】ＤＣキャンセル回路４５によって図６の円
の中心がＩ−Ｑ図の原点から遷移するＩ軸及びＱ軸方向
の各量ＩER及びＱERを推定するため、ＤＣキャンセル回
路４５は円の各“側部(side)”が原点からどれだけ離れ
ているかを与える近似測定を行い、これらの測定を円の
中心位置の推定に用いる。領域１内部の円の部分がＩ軸
方向に原点からどれだけ離れているかの測定は、その領
域に存在する全ての点（信号値対）のＩ値を平均化する
ことによって行われる。これは、その領域にあるそれぞ
れの点のＱ軸からの距離Ｉi1を平均化することに等し
い。
【００５１】同様に、領域２内部の円の部分がＱ軸方向
に原点からどれだけ離れているかの測定ＱAV2 は、その
領域に存在する全ての点のＱ値を平均化することによっ
て行われる。これは、領域２にあるそれぞれの点のＩ軸
からの距離Ｑi2を平均化することに等しい。同様な測定
は領域３に対しても行うことが可能であり、前記領域内
の点のＩ値はＩ軸方向の別の測定値ＩAV3 を得るために
平均化され、そして領域４に対してはその中のＱ値がＱ
軸方向の別の測定値ＱAV4 を得るために平均化される。
領域３及び４では、Ｉ及びＱの絶対値が平均化され、そ
のため結果として平均値（平均距離）は常に正であるこ
とに留意すべきである。
【００５２】以降では、前記平均距離がＩ及びＱシフト
値ＩSH及びＱSHを決定するために使用される。前記Ｉ及
びＱシフト値ＩSH及びＱSHを各信号値対のそれぞれのＩ
及びＱ値から減算すると図６の円の中心は原点に近づく
ように移動する。Ｉ方向シフト値は以下のように決定さ
れ、 ＩSH＝（ＩAV1 −ＩAV3 ）／２ ・・・（５） そして、Ｑ方向シフト値は以下のように決定される。 ＱSH＝（ＱAV2 −ＱAV4 ）／２ ・・・（６） ここで、第１、２、３そして４領域に対する平均距離Ｉ
AV1 、ＱAV2 、ＩAV3 、ＱAV4 は以下のように定義され
る。 ＩAV1 ＝ΣＩi1／ｎ1 ・・・（７） ＱAV2 ＝ΣＱi2／ｎ2 ・・・（８） ＩAV3 ＝Σ｜Ｉi3｜／ｎ3 ・・・（９） ＱAV4 ＝Σ｜Ｑi4｜／ｎ4 ・・・（１０） ここで、ｎ1 ，ｎ2 ，ｎ3 ，そしてｎ4 は各領域におけ
る点の数である。
【００５３】最後は以下のように、Ｉ方向シフト値ＩSH
が各信号値対のＩ値から減算され、そしてＱ方向シフト
値ＱSHは各信号値対のＱ値から減算される。 Ｉi ＜− Ｉi −ＩSH ・・・（１１） Ｑi ＜− Ｑi −ＱSH ・・・（１２） 上述した計算は、図７のフローチャートに示されてい
る。図８の（Ａ）を参照してＩ及びＱ軸によって２等分
される象限形式の領域を定義する利点を説明する。Ｉ−
Ｑ図上で見たように、信号バーストの進行によって受信
信号の復調は円周上の移動を生じさせるが、結果的に一
連のＩ及びＱ信号値対は円周上で相互に隣接してはいな
い。このことは、上述した平均距離の計算が可能となる
前に、前記ＤＣキャンセル回路４５のメモリ部に記憶さ
れたバーストの信号値対がＩ−Ｑ図上でそれらが位置す
る異なる領域に従って記憶される必要があることを意味
する。従って、多くの処理を要せずにそのような記憶が
実行されるよう前記領域を規定することが望ましい。
【００５４】象限を図８の（Ａ）のように定義すると、
信号値対を異なる象限に分類するのに簡単な比較と絶対
値計算だけが要求される。例えば、象限１内部にある信
号値対は次の２つの不等号を満足する。 Ｉ＞０； ｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜ ・・・（１３） 象限２の内部にある信号値対は次の２つの不等号を満足
する。 Ｑ＞０； ｜Ｑ｜＞｜Ｉ｜ ・・・（１４） 象限３内部にある信号値対は次の２つの不等号を満足す
る。 Ｉ＜０； ｜Ｉ｜＜｜Ｑ｜ ・・・（１５） 象限４の内部にある信号値対は次の２つの不等号を満足
する。 Ｑ＜０； ｜Ｑ｜＜｜Ｉ｜ ・・・（１６） 従って、図８の（Ａ）の各象限に分類するには各信号値
対に対して３つの基本的な動作だけが要求される。すな
わち、１対に対して絶対値｜Ｉ｜及び｜Ｑ｜の計算；Ｉ
及びＱ値と０との比較；そして｜Ｉ｜と｜Ｑ｜との比較
である。当然、そのような動作がディジタル回路やマイ
クロプロセッサを使用して迅速且つ簡単に実行されるこ
とは好ましいことである。
【００５５】例として、図９及１０は、図１及び２のＤ
Ｃキャンセル回路４５のＤＣ修復部を示したものであ
り、その部分は上述したＤＣ修復動作を実行するための
ディジタル回路を使用している。このＤＣ修復部は、前
述した領域を図８（Ａ）で示した象限で定義した場合の
Ｉ及びＱ方向シフト値ＩSH及びＱSHを導出するために必
要な処理を実行する。先に述べたように、ＤＣキャンセ
ル回路４５は受信信号バーストの全信号値対を記憶する
メモリ部１０１を含む。メモリ部１０１は、記憶された
信号値対（Ｉ i ，Ｑi ）をシーケンシャルに転送するた
めに前記ＤＣ修復部へ接続される。記憶された各対のＩ
及びＱ値は、それからＤＣレベルＩDC及びＱDCを除去す
るため、上述した式（１）〜（４）を実行した際、既に
処理を完了している。
【００５６】図９及び１０のＤＣ修復部は、絶対値決定
回路１０２及び１０３、象限分類回路１０４、４象限に
対するそれぞれの平均距離計算回路１０５〜１０８、加
算器１０９及び１１０そして２分の１除算回路１１１及
び１１２から構成される。絶対値決定回路１０２は、メ
モリ部１０１から送られてきた現在の信号値対のＩ値Ｉ
i を受信し、それらから等価Ｉ値｜Ｉi ｜を生成する。
同様に、絶対値決定回路１０３は、現在の信号値対のＱ
値Ｑi を受信すると同時にそれらから等価Ｑ値｜Ｑi ｜
を生成する。前記値Ｉi ，Ｑi ，｜Ｉi ｜及び｜Ｑi ｜
を受信する象限分類回路１０４は、３個の比較器：受信
Ｉ値Ｉi をゼロと比較する第１の比較器１２１、受信絶
対Ｉ値｜Ｉi ｜を対応する受信絶対Ｑ値｜Ｑi ｜と比較
する第２の比較器１２２、そして受信Ｑ値Ｑi をゼロと
比較する第３の比較器１２３を含む。３個の比較器１２
１〜１２３の各出力は、それから各平均距離計算回路１
０５〜１０８へ与えられる４つの選択信号ＳＥＬ1 ，Ｓ
ＥＬ2 ，ＳＥＬ3 ，及びＳＥＬ4 を導出する象限選択論
理回路１２４に接続される。第１の選択信号ＳＥＬ
1 は、比較器１２１〜１２３の出力が上記式（１３）に
設けられた２つの不等式を満足する時にアクティブとな
る。第２、第３及び第４の選択信号ＳＥＬ2 ，ＳＥ
Ｌ3 ，及びＳＥＬ 4 は、式（１４）〜（１６）をそれぞ
れ満足する時にアクティブとなる。
【００５７】各平均距離計算回路１０５，１０６，１０
７又は１０８は、アキュームレータ１３１，カウンタ１
３２そして除算器１３３を含む。第１象限に対する平均
距離計算回路１０５のアキュームレータ１３１は、入力
として現在の信号値対のＩ値Ｉi そして第１の選択信号
ＳＥＬ1 を受信する。同様に、第３象限に対する平均距
離計算回路１０６は、その入力として現在の信号値対の
絶対Ｉ値｜Ｉi ｜そして第３の選択信号ＳＥＬ3 を受信
する。第２象限に対する平均距離計算回路１０７は、そ
の入力として現在の信号値対のＱ値Ｑi そして第２の選
択信号ＳＥＬ2を受信する。第４象限に対する平均距離
計算回路１０８は、その入力として現在の信号値対の絶
対Ｑ値｜Ｑi ｜そして第２の選択信号ＳＥＬ4 を受信す
る。平均距離計算回路１０５及び１０６の各出力ＩAV1
及びＩAV3 は、加算器１０９に与えられ、そして平均距
離計算回路１０７及び１０８の各出力ＱAV2 及びＱ AV4
は、加算器１１０に与えられる。加算器１０９及び１１
０の出力は、２分の１除算器１１１及び１１２へそれぞ
れ接続される。
【００５８】図９及び１０に示すＤＣ修復部の使用にお
いて、メモリ部１０１はＤＣ修復回路によって処理され
る信号値対を順次出力する。各対に対して、象限選択回
路１０４はどの象限に前記対が位置するかを決定し、そ
の結果として平均距離選択回路１０５〜１０８のうちの
１つを選択する選択信号ＳＥＬ1 〜ＳＥＬ4 の１つを出
力する。その選択信号に応答して選択された各平均距離
選択回路１０５，１０６，１０７又は１０８は、その象
限における対数のカウントを継続するためそのカウンタ
１３２を＋１インクリメントし、そして適合するＩ又は
Ｑ値（象限１に対するＩi ；象限２に対するＱi ；象限
３に対する｜Ｉi ｜；そして象限４に対する｜Ｑi ｜）
をその象限の全ての対の距離を合計するためにそのアキ
ュームレータ１３１に加算する。
【００５９】全信号値対の処理が完了した時、各平均距
離計算回路の除算器１３３はその象限の適切な平均距離
値ＩAV1 、ＱAV2 、ＩAV3 又はＱAV4 を生成すべくアキ
ュームレータ１３１の内容をカウンタ１３２の内容で割
る。そして象限３の平均距離値は、加算器１０９で象限
１のそれから減算され、Ｉ方向シフト値ＩSHを生成すべ
く前記結果としての差は２分の１除算回路１１１によっ
て２分の１になる。同様に、象限４の平均距離値ＱAV4
は、加算器１１０で象限２の平均距離値ＱAV2から減算
され、Ｑ方向シフト値ＱSHを生成すべく前記結果として
の差は２分の１除算回路１１２によって２分の１にな
る。
【００６０】平均距離が計算される４領域は、例えば、
図８の（Ｂ）及び（Ｃ）に示されるように異なって定義
される。図８の（Ｂ）においては、図８の（Ａ）に対し
て各々がより小さな角度範囲を持つセクタに分割され
る。例えば、第１のセクタの角度範囲は−３０°〜＋３
０°であり、第２のセクタのそれは＋６０°〜＋１２０
°、第３のセクタのそれは＋１５０°〜＋２１０°、そ
して第４のセクタのそれは＋２４０°〜＋３００°であ
る。しかしながら図８の（Ｂ）に示すセクタは、図８の
（Ａ）で示した象限にくらべて利点が少ない。なぜな
ら、第１に前述したような分類がより複雑な比較処理を
含むことになり、そして第２にセクタ間にギャップが存
在することによって平均距離を計算するために使用可能
な信号値対の数が減少するからである。
【００６１】この第２の不利益は、セクタが重複するよ
うなより広い角度範囲（＞９０°）を有するセクタを使
用することによってある範囲に対しては緩和できる。し
かしながら、そのような場合にはセクタの重複部分にお
ける点で２回の平均計算が行われ、その結果処理速度が
犠牲になる不都合がある。図８の（Ｃ）では、領域はそ
れぞれが単純にＩ＞０，Ｑ＞０，Ｉ＜０そしてＱ＜０で
定義される。これらの領域定義は、分類目的に対しては
簡単な比較実行を可能とするが、前記重複した領域の特
徴により各信号値対が２回の平均距離計算で使用され、
その結果処理速度が犠牲になる。
【００６２】分類を実行するために必要な処理動作は、
可能な限り簡易にすべきことは上記ですでに指摘した。
また、所望の精度結果を与える限りにおいて平均距離計
算も可能な限り簡易にすべきである。上述した平均距離
計算においては、簡単のためＩ及びＱ値だけが各領域
（象限）において平均化される。これは、計算が比較的
早くなり得ること、そして簡易なディジタル回路が平均
距離計算回路で使用可能なことを意味する。そのような
簡易な計算によって得られるＩ及びＱ値の精度を改善す
るには、以下で述べるような、各領域に対する平均結果
Ｉ及びＱ値に対して訂正因子( correction factor)を与
えることが好ましい。
【００６３】原点を中心とする理想的な円を考えた場
合、各象限のエッジ付近の円上の点（信号値対）にとっ
て、略１／√２の因子からその点の適当なＩ又はＱ軸か
らの距離はその点の原点からの距離（例えば円半径）よ
り小さくなる。反対に、軸上（すなわち象限の中心）に
存在する信号値対に対しては半径及びその点の適当な軸
からの距離の間の差は無い。象限上の累算を実行するこ
とによって、軸距離の平均は円半径の略９０％となる。
従って、象限に対して単にＩ及びＱ値を平均化して得ら
れた平均値は真の値の略０．９倍であり、その結果上記
式（７）〜（１０）によって得られる平均値の訂正は望
ましいものである。そのような訂正は、最終Ｉ及びＱシ
フト値ＳSH及びＱSHに適当な因子（象限に対して略１／
０．９）をただ乗算すること、それは加算出力を２の代
わりに１．８で割ることに等しい、によって与えること
ができる。しかしながら、図９及び１０のＤＣ修復部の
実施例において前記訂正は、以降で図１１及び１２を参
照して説明するように、個々の平均距離ＩAV1 ，
ＱAV2 ，ＩAV3 及びＱAV4 の計算中に与えられる。
【００６４】上記式（７）、（８）、（９）そして（１
０）により、４領域に対する平均距離はその領域におけ
るＩ及びＱ値を合算しそして関連する領域内部に位置す
る信号値対の数で除算することによって決定される。好
ましい実施例において除算器の使用を避けるため（ディ
ジタル回路に搭載すると複雑となる）、各領域に対する
必要な除算動作は、少ない数の合算（以降では和分(sum
ming) と称す）及び／又はその領域に対するＩ及びＱ値
の和分上実行されるシフト動作によって実施されるであ
ろう。このことを表１を参照して説明する。
【００６５】表１において、ＳＵＭは領域に対するＩ又
はＱ値の合計を示す。領域に対して１つの信号値対だけ
が存在する時、表の１行目に示すように平均Ｉ又はＱ値
はＳＵＭに等しい。領域に対して２つの信号値対がある
時、要求される平均値はＳＵＭの２分の１（ＳＵＭ／
２）であり、それは単にＳＵＭを１つだけ右へシフトす
ることで達成される。
【００６６】
【表１】 領域に対して３つの信号値対がある時、以下の和分とシ
フトの結合動作が実行され： ＳＵＭ／４＋ＳＵＭ／８、 それは、因子８／３で除算されることに等しい。これは
真の除算因子、すなわち３、から因子１．１２５だけ逸
脱しており、その結果その和分とシフトの結合動作によ
って得られる平均値は因子１．１２５だけ高いことにな
る。しかしながら、この因子は上述したように信号値対
のＩ及びＱ軸からの平均距離を計算することが半径の９
０％付近の結果を与えるという事実を補償するのに必要
とされる正しい因子に近い（＝１／０．９）。従って、
その和分とシフト動作は平均距離を決定するだけでな
く、また正確な因子１．１２５で平均距離を訂正する。
【００６７】象限内に１つ又は２つの信号値対がある上
述したような場合において、和分及びシフト動作の一部
としては訂正因子を適用できなかったことに留意すべき
である。従って、これらの場合、それらは幸いにも実際
にはめったに生じないのではあるが（少なくとも常識的
なビット長のバーストに対して）、平均の所望の訂正は
適用されない。同様に、象限において４つの信号値対が
ある時、最良の和分及びシフト動作はシフト動作ＳＵＭ
／４であり、それは２ポジション右へシフトすることに
よって実行される。この場合もまた、訂正因子１．１２
５は適用されない。
【００６８】５つの信号値対がある時、最良の動作はな
おシフト動作ＳＵＭ／４であるが、この場合には、値Ｓ
ＵＭを生成すべく合算するのに要求される前記対が４つ
だけでいかなる訂正因子も適用できない場合、又は代わ
りに全５対が使用可能でその場合シフト動作ＳＵＭ／４
が実行された時の訂正因子が１．１２５である場合のい
ずれかを選択できる。この訂正因子は要求されるよりも
むしろ大きくなる。象限内に６〜８つの間の信号値対が
ある時は、最善のアプローチは６つの対（２対若しくは
含まれる対の２５％は未使用）を使用することであり、
そして関連する和分及びシフト動作： ＳＵＭ／８＋ＳＵＭ／１６、 を実行することである。その動作は１６／３の除算と等
価である。この除算因子１６／３と真の除算因子６との
比は１．１２５であり、この動作は結果として与えられ
る所望の訂正因子１．１２５となる。表１に示したよう
に、類似のシフト又は和分及びシフトの結合動作は、平
均結果に訂正因子１．１２５を与えるよう動作する各場
合において、象限内の信号値対の大きな数に対して有効
である。
【００６９】上記したように、異なるシフト又は和分及
びシフト動作は所定の象限内の信号値対の数に従って用
いられなければならない。しかしながら、各象限にいく
つの信号値対が入り得るかを先立って知ることはできな
い。このことは、上述した値ＳＵＭの計算における問題
を提起する。例えば、もし象限内に１５個の信号値対が
存在するなら、我々はＳＵＭの計算目的のために１２個
だけを考慮しようとするであろう。なぜなら、１２対
は、表１の７行目に示されるように和分及びシフト動作
がＳＵＭ／１６＋ＳＵＭ／３２の時、訂正因子１．１２
５を得ることを必要とするからである。
【００７０】この問題を解決するために、実施例の平均
距離計算回路１５０は図９及び１０で示した各平均距離
計算回路１０５〜１０８の代わりに使用できる。上述し
たように回路１５０は、入力としてメモリ部１０１から
現在の信号値対のＩ値Ｉi 又はＱ値Ｑi （又は｜Ｉi ｜
若しくは｜Ｑi ｜）と、それに伴う比較回路１０４から
の選択信号ＳＥＬとを受信する。また、回路１０５は、
その出力として平均距離値ＩAV又はＱAVを導出する。し
かしながら、回路１５０の内部構成は図１０の回路１０
５〜１０８のそれとは相違するものである。
【００７１】回路１５０は、第１のアキュームレータ
（Ａ1 ）１５１、第２のアキュームレータ（Ａ2 ）１５
２、第１のカウンタ（Ｃ1 ）１５３、第２のカウンタ
（Ｃ2 ）１５４、和分及びシフト回路１５５、平均化制
御回路１５６、そしてルックアップテーブル１５７を含
む。第１のアキュームレータＡ1 は第２のアキュームレ
ータＡ2 の入力に接続される出力を有しており、そして
第１のカウンタＣ1 は第２のカウンタＣ2 の入力に接続
される出力を有している。
【００７２】図１１に示す実施例の平均距離計算回路１
５０の動作を図１２を参照して説明する。そのような動
作は平均化制御回路１５６によって制御される。例によ
れば、図１１の回路１５０は第１象限に対して用いられ
（そのため第１象限に対するＩ値Ｉi を累算する必要が
ある）、そして処理されるバースト内に第１象限に対し
て１５信号対存在すると仮定されている。最初、カウン
タＣ1 及びＣ2 そしてアキュームレータＡ1 及びＡ2 は
ゼロにリセットされており、第１の閾値ＮTH（図１２参
照）はルックアップテーブル１５７から取り出されてＮ
THは１に設定される。
【００７３】象限１内の第１の信号値対が受信された時
（象限１に対する選択信号ＳＥＬ1はアクティブとな
り）、第１のカウンタＣ1 が１インクリメントされ、そ
して受信Ｉ値Ｉi は第１のアキュームレータＡ1 に加算
される。そして、第１のカウンタＣ1 のカウント値は第
１の閾値ＮTHと等しくなるため、第１のカウンタＣ1 の
内容は第２のカウンタＣ2 にロードされ、そして第１の
アキュームレータＡ1 の内容は第２のアキュームレータ
Ａ2 にロードされる。その後、次の閾値ＮTH、すなわち
２、がルックアップテーブル１５７から取り出される。
【００７４】この方法では、第１のアキュームレータＡ
1 及び第１のカウンタＣ1 はその象限に対する信号値対
が受信される毎に更新され（図１０の回路１０５〜１０
８におけるカウンタ１３２及びアキュームレータ１３１
と全く同様に）、それによって全体の連続性とカウント
値をそれぞれ維持するのに対して、第２のカウンタＣ 2
及び第２のアキュームレータＡ2 は第１のカウンタＣ1
のカウント値が所定の閾値ＮTHの１つに達した時だけ更
新される。図１２に示すように、これらの閾値は表１の
“使用”欄に示された値と一致する。従って、本発明の
例においては、象限１内で１５信号対が処理された時、
第１のアキュームレータＡ1 は全ての１５信号対のＩ値
全体を含むのに対して、第２のアキュームレータＡ2 は
その象限内の最初の１２対のＩ値全体だけを含むことに
なる。このことは、第２のアキュームレータＡ2 の内容
は、和分及びシフト回路１５５によって使われる必要な
全体の値ＳＵＭを提供するため使用され得ることを意味
し、第１のアキュームレータＡ1 の内容は単に無視され
るだけである。和分及びシフト回路１５５は、適当なシ
フト動作又は全信号値対の処理が完了した時に第２のカ
ウンタＣ2 に保持されたカウント値ｎに基づいてその象
限で使用される対数に従い和分及びシフトの結合動作を
実行する。
【００７５】図１３，１４そして１５は、表１に従って
動作する実施例（除算器無し）の平均距離計算回路を使
い、異なる信号品質状態下における図９及び１０のＤＣ
修復部動作のシュミレーションを示したものである。図
１３において、信号対雑音比は４０ｄＢ（非常に良好）
であり、その結果、図１３の（Ａ）に示すようにバース
トの信号値対は正確に共通円上に存在している。この共
通円は中心が正確に原点上に示されており、従ってＤＣ
オフセットの無い源信号を示している。源信号は明確化
だけを目的として通常このように示される。上述したよ
うに源信号は、重大なＤＣオフセットを有しており、そ
の結果源信号に対する共通円の中心は原点から重大に変
位する（図５の第１の円ＰＬ1によって示されているよ
うに）。
【００７６】図１３の（Ｂ）は、平均Ｉ及びＱ値ＩDC及
びＱDCの減算後、すなわち全信号値対に上記式（１）及
び（２）を適用した後のＩ−Ｑ図における信号値対の位
置を示している。図１３の（Ａ）の共通円の上側半分よ
りも下側半分により多くの信号値対が存在し、そしてそ
の円の右側半分より左側半分の対のほうがより余裕があ
るため、図１３の（Ｂ）においてシフトされた共通円の
中心は原点の上側でかなりそして左側に対しては余裕が
ある。
【００７７】ところで、図１３の（Ｂ）に示されるよう
に、たとえ源信号が通常のＤＣオフセットを含んでいる
場合にも、前記円は原点からの上方オフセットで停止す
る。上述したＤＣ修復動作によれば図１３の（Ｃ）に示
すように、ＤＣ修復後に共通円の中心は要求された結果
として再び原点に非常に近くなる。信号対雑音比がそれ
ぞれ２０ｄＢ及び１０ｄＢの場合を示している図１４及
び１５から、図９及び１０のＤＣ修復部によって実行さ
れるＤＣ修復動作は信号対雑音比の劣化の際にも高精度
を維持するのが分かる。
【００７８】
【発明の効果】最後に、図１６は、１００の異なるバー
ストに対する図９及び１０のＤＣ修復部の動作を示した
ＤＣエラー図であり、各バーストはガウス最小シフトキ
ーイング（GSMK) 下で１２８ビットから成る。図１６に
おいて、修復前（すなわち、図１３Ｂに示すような平均
減算前）プロットされた円の中心のオフセット量は、水
平軸に沿って測られ、それに対してＤＣ修復後（図１３
Ｃに示すように）の円の中心のオフセット量は、垂直軸
に沿って測られる。各々が１バーストを示す図１６にお
ける点は、ＤＣ修復動作の結果として略４の因子によっ
て、平均としてＤＣエラーが減じられることを提示して
いる。
【００７９】従って、本発明の実施例は、ＤＣキャンセ
ルによりディジタルベースバンドＩ及びＱ値に関して所
望の正確なＤＣ修復が実行可能であり、満足のいく等化
器動作やこれらの値からデータ内容を導出する同様な使
用が可能となる。なぜなら、乗算器や除算器を使わず、
ＧＳＭのような通信システムに課される時間制限を満足
する所望の低い遅延をもって、ＤＣキャンセル及び修復
動作は比較的簡単に実施されるからである。異なる実施
例において、本発明は、いかにして受信装置で受信信号
が処理されるかとは関わり無く、受信信号が同相及び直
交べースバンド信号を生成すべく処理される他のバース
トベースの位相又は周波数変調一定サンプル振幅通信シ
ステムに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施するＤＣキャンセル回路を含んだ
ＧＳＭ受信装置のブロック図（１）である。
【図２】本発明を実施するＤＣキャンセル回路を含んだ
ＧＳＭ受信装置のブロック図（２）である。
【図３】図１及び２の受信装置によって生成されるサイ
ン波形を示した図（Ａ）〜（Ｃ）である。
【図４】図１及び２の受信装置におけるＤＣエラーの影
響を説明するためのＩ／Ｑ図（Ａ），（Ｂ）である。
【図５】図１及び２の受信装置におけるＤＣキャンセル
回路の動作を説明するためのＩ／Ｑ図である。
【図６】ＤＣキャンセル回路によって実行されるＤＣ修
復動作を描いたＩ／Ｑ図である。
【図７】ＤＣ修復動作に関するフロー図である。
【図８】他の形式のＤＣ修復動作を説明するためのＩ／
Ｑ図（Ａ）〜（Ｃ）である。
【図９】図１及び２に示したＤＣキャンセル回路のＤＣ
修復部のブロック図（１）である。
【図１０】図１及び２に示したＤＣキャンセル回路のＤ
Ｃ修復部のブロック図（２）である。
【図１１】図９及び１０のＤＣ修復部の変更部分を示し
たブロック図である。
【図１２】図１１の変更部分の動作に関するフロー図で
ある。
【図１３】図９及び１０のＤＣ修復部動作の異なる信号
条件の下でのシュミレーション（１）に基づいたＩ／Ｑ
図（Ａ）〜（Ｃ）である。
【図１４】図９及び１０のＤＣ修復部動作の異なる信号
条件の下でのシュミレーション（２）に基づいたＩ／Ｑ
図（Ａ）〜（Ｃ）である。
【図１５】図９及び１０のＤＣ修復部動作の異なる信号
条件の下でのシュミレーション（３）に基づいたＩ／Ｑ
図（Ａ）〜（Ｃ）である。
【図１６】ＤＣ修復前後の１００バースト（１２８ビッ
トＧＭＳＫ）に対するＤＣレラーを示した図である。
【図１７】異なった種類のキャリア変調の影響を説明す
るためのサイン波キャリア信号を示した図である。
【図１８】デジタル変調の一般的な方式を描いたＩ／Ｑ
図（Ａ）〜（Ｄ）である。
【符号の説明】
１…アンテナ ２…ＲＦ／ＩＦ部 ３…アナログ部 ４…ディジタル部 １０１…メモリ部 １０２，１０３…絶対値回路 １２１〜１２３…比較器 １０４…象限分類回路 １０５〜１０８…平均距離計算回路 １５０…平均距離計算回路

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ディジタルデータ信号で変調されたキャ
    リア波からなる受信信号を処理するための方法は： （１） 受信信号を復調し１組のディジタルベースバン
    ド信号値対を生成すること、２つの直交するＩ−Ｑ軸か
    らなるＩ−Ｑ図上にプロットした場合に各対はＱ軸から
    のプロット点までの距離が示す各対の同相信号値とＩ軸
    からプロット点までの距離が示すその対の直交信号値と
    によって前記プロット点は原則として第１の円上にあっ
    てその中心は図のＩ及びＱ軸の交点である原点から遷移
    する； （２） Ｉ方向平均値を生成すべくそのような同相信号
    値を平均化し、そしてＱ方向の平均値を生成すべくその
    ような直交信号値を平均化すること； （３） 前記信号対の各々の同相信号値及び直交信号値
    からそれぞれ前記Ｉ方向平均値及び前記Ｑ方向平均値を
    減算すること、この減算結果を前記Ｉ−Ｑ図上にプロッ
    トした場合、減算結果のプロットは原則として第２の円
    上にあり、前記原点はその内部にある； （４） 第１及び第３の領域は前記Ｑ軸に関して互いに
    対称であり、そして第２及び第４の領域は前記Ｉ軸に関
    して互いに対称である第１、第２、第３そして第４のＩ
    −Ｑ図の領域を規定すること； （５） 前記第１及び第３の領域の各々に対して各領域
    内に位置する新たな組の点と前記Ｑ軸との間の平均距離
    を決定し、それよりその新たな組の点の同相信号値から
    減算し、第２の円の中心を前記Ｑ軸へ近づけるＩ方向シ
    フト値を生成すること； （６） 前記第２及び第４の領域の各々に対して各領域
    内に位置する新たな組の点と前記Ｉ軸との間の平均距離
    を決定し、これよりその新たな組の点の直交信号値から
    減算し、第２の円の中心を前記Ｉ軸へ近づけるＱ方向シ
    フト値を生成すること；そして （７） 前記新たな組の点の前記同相信号値の各々から
    前記Ｉ方向シフト値を減算し、それらの点の前記直交信
    号値の各々から前記Ｑ方向シフト値を減算し、そしてそ
    の結果の同相及び直交値を出力信号として渡すことから
    構成することを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 前記領域は、第１及び第２の直交ライン
    によって区切られた象限であって、そのラインは前記原
    点で交差し、前記第１ライン及びＩ軸との間の角度は４
    ５°である請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記Ｉ方向シフト値は１．８で割られた
    第１及び第３の領域に対するそれぞれの平均距離の間の
    前記差に実質的に等しく、そして前記前記Ｑ方向シフト
    値は１．８で割られた第２及び第４の領域に対するそれ
    ぞれの平均距離の間の前記差に実質的に等しい請求項２
    記載の方法。
  4. 【請求項４】 各領域に位置する新たな組の全ての点が
    その領域に対して前記平均距離を決定するために使用さ
    れる請求項１，２又は３のいずれかに記載の方法。
  5. 【請求項５】 ディジタルデータ信号によって変調され
    たキャリア波から成る受信信号を処理するための装置
    は； （１） 受信信号を復調し１組のディジタルベースバン
    ド信号値対を生成する復調手段、２つの直交するＩ−Ｑ
    軸からなるＩ−Ｑ図上にプロットした場合に各対は同相
    信号値及び対応する直交信号値から成り、Ｑ軸からプロ
    ット点までの距離が示す各対の同相信号値と前記Ｑ軸に
    対して直角なＩ軸からプロット点までの距離が示すその
    対の直交信号値とによって前記プロット点は原則として
    第１の円上にあってその中心はその図のＩ及びＱ軸との
    交点である前記原点から遷移する； （２） Ｉ方向平均値を生成するためそのような同相信
    号値を平均化し、そしてＱ方向平均値を生成するためそ
    のような直交信号値を平均化する平均化手段； （３） 前記信号値対の各々の同相信号値及び直交信号
    値から前記Ｉ方向平均値及び前記Ｑ方向平均値をそれぞ
    れ減算する第１の調整手段であって、この減算結果を前
    記Ｉ−Ｑ図上にプロットした場合、減算結果は原則とし
    て第２の円上にあり、前記原点はその内部にある； （４） 第１及び第３の領域は前記Ｑ軸に関して互いに
    対称であり、そして第２及び第４の領域は前記Ｉ軸に関
    して互いに対称であるＩ−Ｑ図の第１，第２，第３そし
    て第４の領域を定義する領域定義手段； （５） 前記第１及び第３の領域の各々に対して各領域
    内に位置する新たな組の点と前記Ｑ軸との間の平均距離
    を決定し、これよりその新たな組の点の同相信号値から
    減算し、第２の円の中心を前記Ｑ軸に近づかせるＩ方向
    シフト値を生成するＩシフト計算手段； （６） 前記第２及び第４の領域の各々に対して各領域
    内に位置する新たな組の点と前記Ｉ軸との間の平均距離
    を決定し、これよりその新たな組の点の直交信号値から
    減算し、第２の円の中心を前記Ｉ軸に近づかせるＱ方向
    シフト値を生成するＱシフト計算手段；そして （７） 前記新たな組の点の前記同相信号値の各々から
    前記Ｉ方向シフト値を減算し、それらの点の前記直交信
    号値の各々から前記Ｑ方向シフト値を減算し、そしてそ
    の結果の同相値及び直交値を出力信号として導出する第
    ２の調整手段から構成することを特徴とする装置。
  6. 【請求項６】 さらに、前記調整された信号値対全ての
    同相及び直交信号値を記憶するメモリ手段；そして前記
    メモリ手段からそのような調整された信号値対の記憶さ
    れた同相及び直交値を順次受信するために前記メモリに
    接続される分類手段であって、その分類手段は前記メモ
    リから受信した各調整された信号値対に対してその対の
    同相信号値をゼロと比較し、その対の直交信号値をゼロ
    と比較し、そしてその対に対してそれぞれの同相信号絶
    対値と直交信号絶対値とを比較する比較手段を含み、そ
    して前記比較手段に接続されそれによって実行される３
    つの比較結果に従ってその調整信号値対が置かれた領域
    を指示する選択信号を生成する選択手段を含む請求項５
    記載の装置。
  7. 【請求項７】 前記Ｉ方向シフト計算手段は２つの平均
    距離計算回路を前記第１及び第３の領域それぞれに対し
    て含み；前記Ｑ方向シフト計算手段は２つの平均距離計
    算回路を前記第２及び第４の領域それぞれに対して含
    み；前記各平均距離計算回路は、関係する領域内部に位
    置する新たな組の点のそれぞれの距離の合計を計算する
    ために接続される累積手段、そして前記合計を計算する
    のに使用されるそのような点の数をカウントするために
    接続される計数手段を含み；そして前記累積手段及び前
    記計数手段に接続され、そして関係する領域に対して前
    記平均距離を生成するため前記合計を前記数によって割
    り算する除算手段が存在する請求項５又は６記載の装
    置。
  8. 【請求項８】 前記除算手段は、前記合計に関して実行
    されるシフト動作及びシフト及び加算動作の手段によっ
    て前記平均距離を生成し、その動作は前記数に従って選
    択される請求項７記載の装置。
  9. 【請求項９】 前記シフト動作又はシフト及び加算動作
    は、前記合計が１．１２５で割られた前記数に等しい因
    子によって除算される請求項８記載の装置。
  10. 【請求項１０】 前記シフト及び加算動作は、第１及び
    第２のシフト合計値をそれぞれ生成するための前記合計
    に関して実行される第１及び第２のシフト動作と、それ
    に続く前記平均距離を生成するための前記第１及び第２
    のシフト合計値を加算し合う加算動作から成る請求項８
    又は９記載の装置。
  11. 【請求項１１】 前記平均距離計算回路の各々の前記計
    数手段は、関係する領域内に位置する前記新たな組の点
    をカウントする第１のカウンタ、前記第１のカウンタの
    出力に接続される入力を有する第２のカウンタ、その領
    域内の全ての点の前記それぞれの距離を合計する第１の
    累積手段、そして前記第１の累積手段の出力に接続され
    る入力を有する第２の累積手段を含み、前記第１のカウ
    ンタ及び第１の累積器は関係する領域内の前記新たな組
    の点が受信された各時間に更新され、そして各平均距離
    計算回路は、さらに第１のカウンタの内容と所定の閾値
    とを比較し、その内容が閾値に達したなら第１のカウン
    タの内容を第２のカウンタに転送し且つ第１の累積器の
    内容を第２の累積器に転送し、前記第２のカウンタ及び
    前記第２の累積器の内容が前記除算手段によって使われ
    る前記数及び前記合計をそれぞれ与える請求項７〜１０
    のいずれかに記載の装置。
  12. 【請求項１２】 ディジタル無線通信システムで動作す
    る無線受信機は、復調される無線信号を受信するための
    無線周波受信部、受信無線信号を処理するための前記無
    線周波受信部に接続され、そして又前記出力信号からデ
    ータを導出するために使われる無線受信機の別の回路に
    前記出力信号を与えるため接続される請求項５〜１１の
    いずれかひとつに記載の装置を含むことを特徴とする無
    線受信機。
  13. 【請求項１３】 前記ディジタル無線通信システムは、
    ＧＳＭシステム又はＲＦ変調に類似した使用をするシス
    テムである請求項１２記載の無線受信機。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000514965A (ja) * 1996-07-08 2000-11-07 テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン（パブル） 被サンプリング信号の可変ｄ．ｃ．オフセットを補償する方法および装置
JP2003511911A (ja) * 1999-10-07 2003-03-25 ローデ ウント シュワルツ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディット ゲゼルシャフト マルチ−キャリア・システムにおける振幅インバランス及び直交エラーを受信端で決定するための方法
JP2011029717A (ja) * 2009-07-21 2011-02-10 Goyo Electronics Co Ltd 受信機

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06237275A (ja) * 1993-02-10 1994-08-23 Fujitsu Ltd 特殊アイパターンおよび特殊アイパターンを用いた変復調方式
US5774600A (en) * 1995-04-18 1998-06-30 Advanced Micro Devices, Inc. Method of pixel averaging in a video processing apparatus
JPH0918528A (ja) * 1995-06-27 1997-01-17 Sony Corp 制御信号検出方法及び無線受信装置
FI101919B (fi) * 1996-11-21 1998-09-15 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä impulssivasteen laskemiseksi ja vastaanotin
FI117494B (fi) * 1996-11-29 2006-10-31 Nokia Corp Menetelmä digitaalisessa kvadratuurimodulaattorissa ja kvadratuuridemodulaattorissa, digitaalinen kvadratuurimodulaattori ja kvadratuuridemodulaattori
GB2320864B (en) * 1996-12-31 2001-07-11 Nokia Mobile Phones Ltd Signal Offset Elimination
FR2760926B1 (fr) * 1997-03-13 1999-04-16 Alsthom Cge Alcatel Dispositif de supression des sauts parasites de composante continue pour recepteur radio de type frequence intermediaire zero et procede de suppression correspondant
US6771721B1 (en) 1997-06-20 2004-08-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for eliminating audio clicks in a radio receiver
JP3095067B2 (ja) * 1997-12-04 2000-10-03 日本電気株式会社 Ｄｃオフセットキャンセラーおよびこれを備えた受信機と通信システムとｄｃオフセットキャンセル方法
DE69829835T2 (de) 1998-01-23 2005-11-24 Siemens Ag Funksender und Funkempfänger
US6101217A (en) * 1998-05-11 2000-08-08 Globespan Semiconductor, Inc. System and method for demodulating digital information from an odd constellation
US6609220B2 (en) * 1998-09-30 2003-08-19 Ando Electric Co., Ltd. Method of manufacturing Q-value and device therefor
US7197090B1 (en) 1999-01-29 2007-03-27 Northrop Grumman Corporation Adaptive decision regions and metrics
EP1033852A1 (en) * 1999-02-05 2000-09-06 Alcatel DC offset correction for direct-conversion receiver
US6757340B1 (en) 1999-02-22 2004-06-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Radio receiver and method for preloading an average DC-offset into a channel filter
FI107212B (fi) * 1999-03-26 2001-06-15 Nokia Networks Oy I/Q-modulaattorin tasajännitesiirtymän korjaus
US6370205B1 (en) 1999-07-02 2002-04-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for performing DC-offset compensation in a radio receiver
US6449320B1 (en) 1999-07-02 2002-09-10 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Equalization with DC-offset compensation
DE19933266A1 (de) * 1999-07-15 2000-11-02 Siemens Ag Vorrichtung zum Empfangen von Funksignalen
US6373909B2 (en) 1999-10-22 2002-04-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Communications terminal having a receiver and method for removing known interferers from a digitized intermediate frequency signal
US6907235B2 (en) * 2001-01-02 2005-06-14 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for canceling DC offset in communications signals
US6977977B1 (en) 2001-02-20 2005-12-20 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Compensation of I/Q gain mismatch in a communications receiver
US6901121B1 (en) 2001-02-20 2005-05-31 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Compensation of DC offset impairment in a communications receiver
RU2005101209A (ru) * 2002-06-20 2005-08-27 Квэлкомм Инкорпорейтед (US) Смещения по постоянному току в системах связи
US8559559B2 (en) * 2002-06-20 2013-10-15 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for compensating DC offsets in communication systems
JP3898115B2 (ja) * 2002-11-12 2007-03-28 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 受信装置、復調器及び通信方法
US7113760B1 (en) 2003-04-29 2006-09-26 Ami Semiconductor, Inc. Direct conversion receiver for amplitude modulated signals using linear/log filtering
US7139546B1 (en) 2003-04-29 2006-11-21 Ami Semiconductor, Inc. Up-conversion of a down-converted baseband signal in a direct conversion architecture without the baseband signal passing through active elements
US7197091B1 (en) 2003-05-06 2007-03-27 Ami Semiconductor, Inc. Direct conversion receiver with direct current offset correction circuitry
US7006809B2 (en) * 2003-05-06 2006-02-28 Ami Semiconductor, Inc. Adaptive diversity receiver architecture
US7369813B2 (en) * 2003-05-14 2008-05-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Fast calibration of electronic components
US7154966B2 (en) * 2003-06-30 2006-12-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and system for M-QAM detection in communication systems
US7693242B2 (en) * 2005-06-14 2010-04-06 Freescale Semiconductor, Inc. DC offset correction for constant envelope signals
US8295304B1 (en) 2007-12-27 2012-10-23 Exalt Communications Incorporated Adaptive multi-service data framing
US8428186B1 (en) * 2007-12-27 2013-04-23 Exalt Communications Incorporated Decision directed DC offset removal
US8611356B2 (en) * 2009-11-13 2013-12-17 Exalt Communications Incorporated Apparatus for ethernet traffic aggregation of radio links
WO2012167555A1 (zh) * 2011-11-15 2012-12-13 华为技术有限公司 一种校正同相正交信号的方法和装置
JP5710817B1 (ja) * 2014-03-13 2015-04-30 エピクルー株式会社 半導体ウェーハ位置表示システム、半導体ウェーハ位置表示方法および半導体ウェーハ位置表示プログラム
US10763977B2 (en) * 2015-03-09 2020-09-01 Sony Corporation Device and method for determining a DC component

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2618625B1 (fr) * 1987-07-24 1989-11-24 Labo Electronique Physique Dispositif d'amelioration du decodage de signaux numeriques lors de transmissions en modulation de frequence
EP0324581A3 (en) * 1988-01-13 1990-11-07 Hewlett-Packard Company Calibration of vector demodulator using statistical analysis
US5321726A (en) * 1988-01-13 1994-06-14 Hewlett-Packard Company Calibration of vector demodulator using statistical analysis
JPH061908B2 (ja) * 1988-02-02 1994-01-05 郵政省通信総合研究所長 伝送路歪補償方式
EP0343273B1 (de) * 1988-05-27 1994-04-27 Deutsche ITT Industries GmbH Korrekturschaltung für ein digitales Quadratur-Signalpaar
US5241702A (en) * 1990-09-06 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson D.c. offset compensation in a radio receiver
KR950003666B1 (ko) * 1990-12-31 1995-04-17 삼성전자 주식회사 지엠에스케이신호복조방법 및 그 장치
US5175749A (en) * 1991-01-25 1992-12-29 Motorola, Inc. Apparatus and method for dc offset correction in a receiver

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000514965A (ja) * 1996-07-08 2000-11-07 テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン（パブル） 被サンプリング信号の可変ｄ．ｃ．オフセットを補償する方法および装置
JP2003511911A (ja) * 1999-10-07 2003-03-25 ローデ ウント シュワルツ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディット ゲゼルシャフト マルチ−キャリア・システムにおける振幅インバランス及び直交エラーを受信端で決定するための方法
JP2011029717A (ja) * 2009-07-21 2011-02-10 Goyo Electronics Co Ltd 受信機

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