JP4643632B2 - Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｍシステムのための連続ビーム形成 - Google Patents

Description

（米国特許法第１１９条の下での優先権の主張）
特許を求める本願は、すべてがこの譲受人に譲渡され、これによりここに参照することにより明示的に組み込まれている、２００４年６月９日に出願された「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための連続ビーム形成（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｆｏｒ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍ）」と題される仮出願、出願番号第６０／５７８，６５６号、２００４年６月２日に出願された「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための連続ビーム形成（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｆｏｒ ａ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍ）と題される仮出願、出願番号第６０／５７６，７１９号、及び２００４年５月７日に出願された「ＯＦＤＭベースのマルチアンテナ通信システムのステアリングダイバシティ（Ｓｔｅｅｒｉｎｇ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ａｎ ＯＦＤＭ−Ｂａｓｅｄ Ｍｕｌｔｉ−Ａｎｔｅｎｎａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」と題される仮出願、出願番号第６０／５６９，１０３号に対する優先権を主張する。

本発明は概して通信に関し、より詳細には直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を利用する多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおけるデータ送信に関する。

ＭＩＭＯシステムは、データ送信のために送信側エンティティでの複数（Ｔ）本の送信アンテナ、及び受信側エンティティでの複数（Ｒ）本のＭＩＭＯチャネルは、Ｓ個の空間チャネルに分解されてもよく、この場合Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｔ，Ｒ｝である。Ｓ個の空間チャネルはさらに高いスループットを達成するために並列で、及び／またはさらに高い信頼性を達成するために冗長にデータを送信するために使用されてもよい。

ＯＦＤＭは、全体的なシステム帯域幅を複数（Ｋ）の直交周波数サブバンドに効果的に仕切るマルチキャリヤ変調技法である。これらのサブバンドはトーン、サブキャリヤ、及び周波数チャネルとも呼ばれる。ＯＦＤＭを使用すると、各サブバンドはデータと変調可能であってもよい各々のサブキャリヤと関連付けられる。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、ＯＦＤＭを利用するＭＩＭＯシステムである。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、Ｋ個のサブバンドの各々にＳ個の空間チャネルを有する。各サブバンドの各空間チャネルが「送信チャネル」と呼ばれてもよい。各送信チャネルは、フェーディング、マルチパス、及び干渉の影響等の多様な有害なチャネル状態を経験する可能性がある。ＭＩＭＯチャネルのための送信チャネルは異なる状態を経験し、異なる信号対雑音干渉比（ＳＮＲ）を達成してもよい。各送信チャネルのＳＮＲが、通常は、送信チャネル上で確実に送信されてもよい、ある特定のデータレートで定量化されるこの送信容量を決定する。時間変異型無線チャネルの場合、チャネルの状態は経時的に変化し、各送信チャネルのＳＮＲも経時的に変化する。送信チャネルごとに時間的に変化するＳＮＲの性質が加えられた、異なる送信チャネルの異なるＳＮＲのため、ＭＩＭＯシステムでは効率的なデータ送信は難しくなる。

送信側エンティティは、それがチャネル状態についての知識を有する場合には送信チャネルごとの容量をより完全に利用するやり方でデータを送信してもよい。しかしながら、送信側エンティティがチャネル状態を知らない場合、それは、最悪のチャネル状態の受信側エンティティによりもデータ送信が確実に復号できるように低いレートでデータを送信する必要がある場合がある。この結果性能は、きわめて望ましくない予想される最悪のチャネル状態により決定されるであろう。

したがって、技術には、特にチャネル状態が送信側エンティティにより知られていない場合に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてデータをより効率的に送信する技法に対するニーズが存在する。

ＭＩＭＯシステムにとってさらに多くのダイバシティ、さらに高い信頼性、及び/または性能の改善を達成するための方法でデータを送信するための技法がここに説明されている。送信側エンティティは、サブバンドのために空間的に処理されたシンボルを取得するためにサブバンドごとのデータシンボルに関して空間処理を実行する。サブバンドごとの空間処理は、（１）直交空間チャネルでデータシンボルを送信するための固有モード行列、（２）複数の空間チャネルで各データシンボルを送信するためのステアリング行列、または（３）空間処理を行わない場合の単位行列を用いて実行されてもよい。いずれの場合にも、複数のデータシンボルが各シンボル期間内に各サブバンド上の複数の送信アンテナから送信されてもよい。

送信側エンティティは、さらに、複数の送信アンテナからの送信の前に空間的に処理されたシンボルに対してビーム形成を実行する。ビーム形成は、サブバンドごとに空間的に処理されたシンボルを、このサブバンドのためのビーム形成行列で乗算することにより周波数領域で実行されてもよい。ビーム形成は異なる量の遅延を、異なる送信アンテナに適用することにより時間領域で実行されてもよい。

受信側エンティティは、送信側エンティティにより送信されるデータシンボルを回復するために相補的処理を実行する。受信側エンティティは、送信側エンティティにより送信されるパイロットに基づいて実際の、または効果的なＭＩＭＯチャネル応答の推定値を引き出してもよい。受信側エンティティはこのサブバンドのためのＭＩＭＯチャネル応答行列に基づいて、サブバンドごとに空間フィルタ行列を引き出してもよい。受信側エンティティは、その後サブバンドごとの受信機空間処理をこのサブバンドのための空間フィルタ行列に基づいて実行してもよい。

多様な態様及び実施態様がさらに詳細に後述されている。

用語「例示的な」は「例、実例、または例証の役割を果たす」ことを意味するためにここで使用される。「例示的」としてここに説明されている任意の実施形態は必ずしも他の実施形態に優って好ましいまたは有利と解釈されるものではない。

図１は、アクセスポイント（ＡＰ）１１０及びユーザ端末（ＵＴ）１２０のあるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００を示す。アクセスポイントは、ユーザ端末と通信し、基地局または他の何らかの用語で呼ばれてもよい一般的には固定された局である。ユーザ端末は固定される場合もあれば、可動式である場合もあり、移動局、無線装置、ユーザ装置（ＵＥ）、または他のなんらかの用語で呼ばれてもよい。集中ネットワークアーキテクチャの場合、システムコントローラ１３０はアクセスポイントに結合し、これらのアクセスポイントに連携調整及び制御を行う。

アクセスポイント１１０は、データ送信と受信のための複数のアンテナを備えている。各ユーザ端末１２０も、データ送信と受信のための複数のアンテナを備えている。ユーザ端末はアクセスポイントと通信してもよく、この場合、アクセスポイントとユーザ端末の役割が確立される。ユーザ端末は別のユーザ端末とピアツーピアで通信してもよい。

図２は、システム１００内の送信側エンティティ２１０と受信側エンティティ２５０のブロック図を示す。送信側エンティティ２１０は複数（Ｔ）本の送信アンテナを備えており、アクセスポイントまたはユーザ端末であってもよい。受信側エンティティ２５０は複数（Ｒ）本のアンテナを備え、アクセスポイントまたはユーザ端末でもあってもよい。

送信側エンティティ２１０では、ＴＸデータプロセッサ２１２がデータシンボルを生成するためにトラフィック／パケットデータを処理する（例えば、符号化する、インタリーブする、及びシンボルマッピングする）。ここに使用されているように、「データシンボル」はデータごとの変調シンボルであり、「パイロットシンボル」は、（送信側エンティティと受信側エンティティの両方により演繹的に理解されているデータである）パイロットごとの変調シンボルであり、「送信シンボル」は１本の送信アンテナの１つのサブバンドで送信されるシンボルであり、「受信シンボル」は１本の受信アンテナの１つのサブバンドで取得されるシンボルである。ＴＸ空間プロセッサ２２０は、適切なサブバンドの上にパイロットシンボルとデータシンボルを逆多重化し、後述されるように空間処理を実行し、Ｔ本の送信アンテナにＴ個の送信シンボルのストリームを与える。変調器（ＭＤＯ）２３０はＴ個の送信シンボルストリームの各々でＯＦＤＭ変調を実行し、時間領域サンプルのＴ個のストリームをＴ台の送信装置（ＴＭＴＲ）２３２ａから２３２ｔに提供する。各送信装置２３２は、変調済みの信号を発生させるためにこのサンプルストリームを処理する（例えば、アナログに変換する、増幅する、フィルタリングする、及び周波数アップコンバートする）。送信装置２３２ａから２３２ｔは、各々Ｔ本のアンテナ２３４ａから２３４ｔより送信を行うためにＴ個の変調信号を提供する。

受信側エンティティ２５０では、Ｒ本のアンテナ２５２ａから２５２ｒがＴ個の送信された信号を受信し、各アンテナ２５２が各々の受信装置（ＲＣＶＲ）２５４に受信された信号を与える。各受信装置２５４はこの受信された信号を処理し、対応する復調器（ＤＥＭＯＤ）２６０に入力サンプルのストリームを提供する。各復調器２６０は、受信データ及びパイロットシンボルを取得するためにこの入力サンプルストリームでＯＦＤＭ復調を実行し、受信されたデータシンボルを受信（ＲＸ）空間プロセッサ２７０に提供し、受信されたパイロット信号をコントローラ２８０内のチャネル推定器２８４に与える。チャネル推定器２８４は、データ送信に使用されるサブバンドごとに、送信側エンティティ２１０と受信側エンティティ２５０の間の実際のまたは効果的なＭＩＭＯチャネルのためのチャネル応答推定値を導出する。コントローラ２８０は、ＭＭＯチャネル応答推定値に基づいて空間フィルタ行列を導出する。ＲＸ空間プロセッサ２７０は、このサブバンドのために導出された空間フィルタマトリックスを用いてサブバンドごとに受信されたデータストリームに対して受信機空間処理（または空間マッチングフィルタリング）を実行し、サブバンドに検出されたデータシンボルを提供する。検出されたデータシンボルは送信側エンティティ２１０により送信されるデータシンボルの推定値である。ＲＸデータプロセッサ２７２は、その後すべてのサブバンドの検出されたデータシンボルを処理し、復号化データを提供する。

コントローラ２４０と２８０は、各々送信側エンティティ２１０と受信側エンティティ２５０にある処理装置の動作を指示する。メモリ装置２４２と２８２は、各々コントローラ２４０と２８０により使用されるデータ及び／またはプログラムコードを記憶する。

図３は周波数領域でのＯＦＤＭ波形を示している。ＯＦＤＭはＫ個の総サブバンドを提供し、各サブバンドのサブキャリヤはデータで個別に変調されてもよい。Ｋ個の総サブバンドの内、Ｎ_Ｄ個のサブバンドがデータ送信のために使用されてもよく、Ｎ_Ｐ個のサブバンドがパイロット送信のために使用されてもよく、残りのＮ_Ｇ個のサブバンドが未使用で、ガードサブバンドとして働いてもよく、この場合Ｋ＝Ｎ_Ｄ＋Ｎ_Ｐ＋Ｎ_Ｇである。一般的には、システム１００は任意の数のデータサブバンド、パイロットサブバンド、ガードサブバンド及び総サブバンドのある任意のＯＦＤＭ構造を利用してもよい。簡略化のために、以下の説明では、Ｋ個すべてのサブバンドがデータ送信とパイロット送信のために使用可能であると仮定する。

システム１００は、複数の動作モードを使用してデータ送信をサポートしてもよい。各オペレーティングモードは送信側エンティティで別の空間処理を利用する。一実施形態では、各動作モードは（１）ＭＩＭＯチャネルの直交空間チャネルでデータシンボルを送信するための「固有ステアリング（ｅｉｇｅｎｓｔｅｅｒｉｎｇ）」（つまり「固有モード」）、（２）ＭＩＭＯチャネルのＳ個すべての空間チャネルで各データシンボルを送信するための「行列ステアリング」、あるいは（３）１本の送信アンテナから各データシンボルを送信するための空間処理を利用しなくてもよい。固有ステアリングは固有モード送信または完全チャネル状態情報（完全ＣＳＩ）送信とも呼ばれる。行列ステアリングは空間ダイバシティを達成するために使用されてもよい。空間処理を行わないデータ送信は、部分ＣＳＩ送信とも呼ばれる。ある実施形態では、各動作モードがＴ本の送信アンテナから送信されるＴ個のサンプルストリームのために追加のダイバシティを導入するためにビーム形成を利用してもよい、あるいは利用しなくてもよい。

行列ステアリングとビーム形成の組み合わせによる動作モードが「空間拡散」と呼ばれている。送信側エンティティは、例えば送信側エンティティがＭＩＭＯチャネル応答を知らない場合に、空間ダイバシティ及び周波数／時間ダイバシティを達成するために空間拡散を使用してもよい。

Ｉ．送信機空間処理
システム１００では、送信側エンティティ２１０にあるＴ本のアンテナと受信側エンティティ２５０にあるＲ本の受信アンテナにより形成されるＭＩＭＩＯチャネルが、以下のように示されてもよいサブバンドｋごとにＲ×Ｔチャネル応答行列Ｈ（ｋ）で特徴付けられてもよく、

ｋ＝０，．．．，Ｋ−１
この場合、ｉ＝０，．．．，Ｒ−１及びｊ＝０，．．．，Ｔ−１のエントリｈ_ｉ，ｊ（ｋ）はサブバンドｋの送信アンテナｊと受信アンテナｉの間の結合または複雑なチャネル利得を示す。簡略化のために、ＭＩＭＯチャネルがＳ＝Ｔ≦Ｒで最大階数であると仮定される。

固有ステアリングを用いるデータ送信の場合、Ｈ（ｋ）のＳ個の固有モードを取得するために固有値分解が、以下のようにＨ（ｋ）の相関行列で実行されてもよく、
Ｒ（ｋ）＝Ｈ ^Ｈ（ｋ）・Ｈ（ｋ）＝Ｅ（ｋ）・∧（ｋ）・Ｅ ^Ｈ （ｋ） 式２
ここでは、Ｒ（ｋ）はＨ（ｋ）のＴ×Ｔ相関行列であり、
Ｅ（ｋ）は、列がＲ（ｋ）の固有ベクトルであるＴ×Ｔユニタリ行列であり、
∧（ｋ）が、Ｒ（ｋ）の固有値のＴ×Ｔ対角行列であり、
“^Ｈ”が共役転置を示す。

ユニタリ行列ＵはプロパティＵ ^Ｈ・Ｕ＝Ｉで特徴付けられ、この場合Ｉは単位行列である。ユニタリ行列の列は互いに直交しており、各列がユニットパワーを有する。行列Ｅ（ｋ）は「固有モード」行列または「送信」行列とも呼ばれ、Ｈ（ｋ）のＳ個の固有モードでデータを送信するために送信側エンティティによる空間処理に使用されてもよい。固有モードは分解を通して取得される直交空間チャネルと見なされてもよい。∧（ｋ）の対角行列は、Ｓ個の固有モードのための電力利得を表すＲ（ｋ）の固有値である。∧（ｋ）の固有値は最大から最小に順序付けられてもよく、Ｅ（ｋ）の列は相応して順序付けられてもよい。左固有値と右固有値の行列を取得するために特異値分解も実行されてもよく、固有ステアリングに使用されてもよい。

固有ステアリングを用いたデータ送信の場合、送信側エンティティはサブバンドｋごとに、以下のように空間処理を実行してもよく、
ｚ _ｅｓ（ｋ）＝Ｅ（ｋ）・ｓ（ｋ） 式３
この場合、ｓ（ｋ）は最高Ｓ個のデータシンボルがサブバンドｋで送信されるベクトルであり、
ｚ _ｅｓ（ｋ）はサブバンドｋのためにＴ個の空間処理されたシンボルのあるベクトルである。

一般的には、Ｄ個のデータシンボルがサブバンドｋごとにＤ（最良）個のＨ（ｋ）の固有モードで同時に送信されてもよく、この場合１≦Ｄ≦Ｓである。ｓ（ｋ）の中のＤ個のデータシンボルは、Ｄ個の選択された固有モードに対応するＥ（ｋ）のＤ個の行列で空間的に処理される。

行列ステアリングを用いるデータ送信の場合、送信側エンティティは以下のようにサブバンドｋごとに空間処理を実行してもよく、
ｚ _ｓｓ（ｋ）＝Ｖ（ｋ）・ｓ（ｋ） 式４
ここでは、Ｖ（ｋ）はサブバンドｋのユニタリステアリング行列であり、
ｚ _ｓｓ（ｋ）はサブバンドｋのための最高Ｔ個の拡散シンボルがあるベクトルである。

ｓ（ｋ）の中の各データシンボルは、最高Ｔ個の拡散シンボルを取得するためにＶ（ｋ）の各々の列で乗算される。ステアリング行列Ｖ（ｋ）は、後述されるように式（４）の行列乗算を簡略化するための方法で生成されてもよい。

一般的には、Ｄ個のデータシンボルは行列ステアリングを用いて各サブバンドｋで同時に送信されてもよく、この場合１≦Ｄ≦Ｓである。ｓ（ｋ）の中のＤ個のデータシンボルは、ｚ _ｓｓ（ｋ）のためにＴ個の空間的に処理されたシンボルを取得するためにＴ×Ｄユニタリステアリング行列Ｖ（ｋ）で乗算されてもよい。サブバンドｋごとの各々の空間的に処理されたシンボルは、サブバンドｋ上で送信されるＤ個のデータシンボルの各々の構成要素を含む。次に各サブバンドｋのＴ個の空間的に処理されたシンボルはＨ（ｋ）のＳ個の空間チャネルで送信される。

部分ＣＳＩ送信の場合、送信側エンティティは以下のようにサブバンドごとに空間処理を実行してもよく、
ｚ _ｐｃｓｉ（ｋ）＝ｓ（ｋ） 式５
この場合ｚ _ｐｃｓｉ（ｋ）は、最高Ｔ個のデータシンボルがサブバンドｋで送信されるベクトルである。事実上、送信側エンティティは部分ＣＳＩ送信のために単位行列Ｉを用いて空間処理を実行する。

送信側エンティティはこのようにしてこのサブバンドのために空間処理されたシンボルの対応するベクトルｚ（ｋ）を取得するため、サブバンドｋごとにデータベクトルｓ（ｋ）を空間処理する。固有ステアリングの場合ベクトルｚ（ｋ）はｚ _ｅｓ（ｋ）に、行列ステアリングの場合にはｚ _ｓｓ（ｋ）に、及び部分ＣＳＩ送信の場合にはｚ _ｐｃｓｉ（ｋ）等しい。

２．ビーム形成
送信側エンティティは、以下に示すように、サブバンドｋごとにベクトルｚ（ｋ）に対してビーム形成を選択的に実行してもよく、
ｘ（ｋ）＝Ｂ（ｋ）・ｚ（ｋ） 式６
この場合、Ｂ（ｋ）はサブバンドｋのためのＴ×Ｔビーム形成行列であり、
ｘ（ｋ）は、Ｔ個の送信シンボルがサブバンドｋのためにＴ本の送信アンテナから送信されるベクトルである。

ビーム形成が実行されない場合には、ビーム形成行列Ｂ（ｋ）は式（６）の単位行列Ｉで置換される。

ビーム形成を用いる固有ステアリングのための送信ベクトルｘ _ｂｅｓ（ｋ）は以下のように表されてもよい。

ｘ _ｂｅｓ（ｋ）＝Ｂ（ｋ）・Ｅ（ｋ）・ｓ（ｋ） 式７
ビーム形成を用いる行列ステアリングである空間拡散のための送信ベクトルｘ _ｂｓｓ（ｋ）は以下のように表されてもよい。

ｘ _ｂｓｓ（ｋ）＝Ｂ（ｋ）・Ｖ（ｋ）・ｓ（ｋ） 式８
行列Ｂ（ｋ）・Ｖ（ｋ）は、サブバンドｋごとに事前に計算されてもよい。この場合、送信ベクトルｘ _ｂｓｓ（ｋ）は単一行列乗算器で取得されてもよい。行列Ｂ（ｋ）とＶ（ｋ）は、２つのステップで、及びおそらく異なる方法で適用されてもよい。例えば、行列Ｖ（ｋ）は行列乗算器を用いて周波数領域内で提供されてもよく、行列Ｂ（ｋ）は後述されるように円形遅延または線形遅延のある時間領域で適用されてもよい。

ビーム形成を用いた部分ＣＳＩ送信のための送信ベクトルｘ _ｂｎｓ（ｋ）は以下のように表されてもよい。

ｘ _ｂｎｓ（ｋ）＝Ｂ（ｋ）・ｓ（ｋ） 式９
サブバンドｋごとのビーム形成行列Ｂ（ｋ）は以下の形を有する対角行列であり、

ｋ＝０，．．．，Ｋ−１
ここでは、ｂ_ｉ（ｋ）は送信アンテナｉのサブバンドｋの重さである。式（６）に示されているように、ｚ（ｋ）のｉ番目の要素はＢ（ｋ）のｉ番目の対角重さで乗算される。

Ｋ個のサブバンドのビーム形成行列はＫ個のサブバンド全体で連続ビーム形成が達成されるように定められてもよい。サブバンドｋごとのビーム形成行列Ｂ（ｋ）はこのサブバンドのアンテナビームを定義する。Ｋ個の異なるビーム形成行列はサブバンド全体で異なるアンテナビームを取得するためにＫ個のサブバンドのために使用されてもよい。Ｋ個のビーム形成行列は、アンテナビームがＫ個のサブバンド全体で連続して変化するように（急激、あるいは不連続にではなく）連続して変えられてもよい。したがって、連続ビーム形成はＫ個のサブバンド全体のアンテナビームの連続変化を指す。

ある実施形態では、サブバンドｋごとのビーム形成行列Ｂ（ｋ）は以下のように定義され、

ｉ＝０，．．．，Ｔ−１及びｋ＝０，．．．，Ｋ−１
この場合ｇ（ｉ）は送信アンテナｉの複合利得である。

各送信アンテナの複合利得の大きさは１に設定されてもよく、つまりｉ＝０，．．．，Ｔ−１の場合‖ｇ（ｉ）‖＝１．０である。式（１１）に示される重さは各送信アンテナのＫ個のサブバンド全体で漸次的な移送に相当し、移相はＴ本の送信アンテナのための異なるレートで変化する。これらの重さはＴ本の等しく離間されたアンテナの線形アレイのためのサブバンドごとの異なるビームを効果的に形成する。

特定の実施形態では、ｉ＝０，．．．，Ｔ−１及びｋ＝０，．．．，Ｋ−１の場合、重さは以下のように定義される。

式（１２）に示されている実施形態は式（１１）のためのｇ（ｉ）＝ｅ^{−ｊπ・ｉ}を使用する。この結果、ゼロという移相が各アンテナのサブバンドＫ／２＋１に適用されることになる。

図１０は、Ｔ＝４のケースの送信アンテナごとの移相のプロットを示す。Ｋ個のサブバンドの中心は通常ゼロ周波数であると考えられる。式（１２）に基づいて生成される重さはＫ個のサブバンド全体で線形移相を生じさせると解釈されてもよい。各送信アンテナｉは、ｉ＝０，．．．．，Ｔ−１の場合、２π・ｉ／Ｋという位相スロープと関連付けられている。送信アンテナｉのｋ＝０，．．．，Ｋ−１のサブバンドｋごとの移相は、２π・ｉ・（ｋ−Ｋ／２）／Ｋとして示される。ｇ（ｉ）＝ｅ^{−ｊπ・ｉ}を使用することにより、ゼロという移相を観察するサブバンドｋ＝Ｋ／２が生じる。

式（１２）に基づいて導出される重さは各送信アンテナｉのＧ_ｉ（ｋ’）という離散周波数応答を有する線形フィルタと見なされてもよい。この離散周波数応答は、ｉ＝０，．．．，Ｔ−１及びｋ’＝（−Ｋ／２）_・・・(Ｋ／2−１)の場合、以下のように表されてもよい。

サブバンドインデックスｋはサブバンドＮ_{ｃｅｎｔｅｒ}＝Ｋ／２にゼロ周波数を置くサブバンド番号付け方式用である。サブバンドインデックスｋ’はＫ／２によるサブバンドインデックスｋのシフトされたバージョン、つまりｋ’＝ｋ−Ｋ／２である。この結果、サブバンドゼロは、インデックスｋ’の新しいサブバンド番号付け方式の場合ゼロ周波数になる。Ｎ_{ｃｅｎｔｅｒ}は、インデックスｋが何らかの他の方式で定義される場合（例えば、ｋ＝１，．．．，Ｋ）、あるいはＫが奇数の整数値である場合にＫ／２ではない何らかの他の値に等しくなってもよい。

線形フィルタ用の離散時間領域インパルス応答ｇ_ｉ（ｎ）は、離散周波数応答Ｇ_ｉ（ｋ’）でＫポイント逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行することにより取得されてもよい。インパルス応答ｇ_ｉ（ｎ）は以下のように表されてもよく、

＝１ ｎ＝−ｉの場合
＝０ その他の場合
この場合、ｎはサンプル期間のインデックスであり、ｎ＝０，．．．，Ｋ−１の範囲を有する。式（１４）は、送信アンテナｉのインパルス応答ｇ_ｉ（ｎ）がｉ個のサンプル期間の遅延でユニット規模（ｕｎｉｔ−ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の単一タップを有し、他のすべての遅延でゼロであることを示している。

ビーム形成は、周波数領域または時間領域で実行されてもよい。ビーム形成は、（１）Ｋ個の送信シンボルを取得するために送信アンテナｉごとのＫ個の空間的に処理されたシンボルｚ_ｉ（０）からｚ_ｉ（Ｋ−１）を、Ｋ個の重さｂ_ｉ（０）からｂ_ｉ（Ｋ−１）で乗算することにより、及び（２）このアンテナのＫ個の時間領域サンプルを取得するために送信アンテナｉごとにＫ個の送信シンボルでＯＦＤＭ変調を実行することにより、周波数領域で実行されてもよい。同等に、ビーム形成は（１）この送信アンテナのＫ個の時間領域サンプルを取得するために送信アンテナｉごとにＫ個の空間処理されたシンボルでＫポイントＩＤＦＴを実行することにより、及び（２）このアンテナのインパルス応答ｇ_ｉ（ｎ）で送信アンテナｉのためのＫ個の時間領域サンプルの巡回畳み込みを実行することにより時間領域で実行されてもよい。

図４は、周波数領域でビーム形成を実行し、送信側エンティティ２１０にあるＴＸ空間プロセッサ２２０の実施形態であるＴＸ空間プロセッサ２００ａを示す。ＴＸ空間プロセッサ２２０ａは、空間プロセッサ４２０とビームフォーマ４３０を含む。空間プロセッサ４２０は、固有モード行列Ｅ（ｋ）、ステアリング行列Ｖ（ｋ）、または単位行列Ｉを用いてサブバンドｋごとにデータシンボルｓ（ｋ）で空間処理を実行し、このサブバンドに空間処理されたシンボルｚ（ｋ）を提供する。ビームフォーマ４３０は、このサブバンドの送信シンボルｘ（ｋ）を取得するためにサブバンドｋごとにビーム形成行列Ｂ（ｋ）で空間処理されたシンボルｚ（ｋ）を乗算する。変調器２３０は、このアンテナのＯＦＤＭシンボルのストリームを取得するために送信アンテナｉごとに送信シンボルでＯＦＤＭ変調を実行する。

図５は、ＴＸ（送信）空間プロセッサ２２０ａ内の空間プロセッサ４２０とビームフォーマ４３０の実施形態を示す。空間プロセッサ４２０は、Ｋ個のサブバンド用のＫ台のサブバンド空間プロセッサ５２０ａから５２０ｋと、マルチプレクサ（ＭＵＸ）５２２を含む。各空間プロセッサ５２０はこのサブバンドのベクトルｓ（ｋ）でシンボルｓ_０（ｋ）からｓ_Ｔ−１（ｋ）を受信し、Ｅ（ｋ）、Ｖ（ｋ）、またはＩを用いてデータシンボルに対して空間処理を実行し、このサブバンドのベクトルｚ（ｋ）で空間処理されたシンボルｚ_０（ｋ）からｚ_Ｔ−１（ｋ）を提供する。マルチプレクサ５２２は空間プロセッサ５２０ａ乃至５２０ｋからＫ個すべてのサブバンドの空間処理されたシンボルを受取り、これらのシンボルを適切なサブバンドと送信アンテナに提供する。

ビームフォーマ４３０は、Ｔ本の送信アンテナにＴ個の乗算器セット５２８ａから５２８ｔを含む。シンボル期間ごとに、各乗算器セット５２８はＫ個の空間処理されたシンボルｚ_ｉ（０）からｚ_ｉ（Ｋ−１）を受信し、これらのシンボルをＫ個の重さｂ_ｉ（０）からｂ_ｉ（Ｋ−１）で乗算し、送信アンテナｉにＫ個の送信シンボルｘ_ｉ（０）からｘ_ｉ（Ｋ−１）を提供する。シンボル期間ごとに、ビームフォーマ４３０はＫ個の送信シンボルのＴ個のセットをＴ本の送信アンテナに提供する。

変調器２３０は、Ｔ本の送信アンテナのためのＴ ＯＦＤＭ変調器５３０ａから５３０ｔを含む。各ＯＦＤＭ変調器５３０はこの送信アンテナのために送信シンボルｘ_ｉ（０）からｘ_ｉ（Ｋ−１）を受信し、送信シンボルに対してＯＦＤＭ変調を実行し、シンボル期間ごとに送信アンテナのＯＦＤＭシンボルを提供する。

図６は、図５のＯＦＤＭ変調器５３０ａから５３０ｔの各々に使用されてもよいＯＦＤＭ変調器５３０ｘのブロック図を示す。各ＯＦＤＭシンボル期間では、各サブバンドで１個の送信シンボルが送信されてもよい（ゼロシンボル期間と呼ばれているゼロという信号値は、通常、各々の未使用のサブバンドに与えられる）。ＩＤＦＴ装置６３２は、各ＯＦＤＭシンボル期間内でＫ個のサブバンドのためにＫ個の送信シンボルを受け取り、Ｋ個の送信シンボルをＫポイントＩＤＦＴで時間領域に変換し、Ｋ個の時間領域サンプルを含む「変換済みの」シンボルを提供する。各サンプルは、１つのサンプル期間内に送信される複素数値である。並列／直列（Ｐ／Ｓ）変換器６３４は、各々の変換されたシンボルにＫ個のサンプルを直列化する。サイクリックプリフィックスジェネレータ４３６は、その後Ｋ＋Ｃ個のサンプルを含むＯＦＤＭシンボルを形成するために各々の変換されたシンボルの一部（またはＣ個のサンプル）を繰り返す。サイクリックプリフィックスは全体的なシステム幅で変化する周波数応答である、周波数選択フェーディングにより引き起こされるシンボル間干渉（ＩＳＩ）に対抗するために使用される。（ここでは単に「シンボル期間」とも呼ばれる）ＯＦＤＭシンボル期間は１個のＯＦＤＭシンボルの持続時間であり、Ｋ＋Ｃ個のサンプル期間に等しい。

図７は、時間領域でビーム形成を実行し、送信側エンティティ２１０にあるＴＸ空間プロセッサ２２０の別の実施形態であるＴＸ空間プロセッサ２２０ｂを示す。ＴＸ空間プロセッサ２２０ｂは空間プロセッサ４２０とビームフォーマ４４０を含む。空間プロセッサ４２０はサブバンドｋごとにデータシンボルｓ（ｋ）に対し空間処理を実行し、このサブバンドの空間処理されたシンボルｚ（ｋ）を提供する。変調器２３０は、各アンテナｉの空間処理された信号に対してＯＦＤＭ変調を実行し、このアンテナの時間領域サンプルのストリームを提供する。ビームフォーマ４４０は、送信アンテナｉごとに時間領域サンプルを循環シフトするか、または線形遅延させることにより時間領域内でビーム形成を実行する。

図８Ａは変調器２３０と、図７のビームフォーマ４４０の一実施形態であるビームフォーマ４４０ａのブロック図を示す。変調器２３０はＴ本の送信アンテナのためのＴ台のＯＦＤＭ変調器を含む。各ＯＦＤＭ変調器は、図６に示されているようにＩＤＦＴ装置６３２、Ｐ／Ｓ変換器６３４、及びサイクリックプリフィックスジェネレータ６３６を含む。各送信アンテナｉのＯＦＤＭ変調器は、各シンボル期間でＫ個のサブバンドのためにＫ個の空間処理されたシンボルｚ_ｉ（０）からｚ_ｉ（Ｋ−１）を受信する。ＯＦＤＭ変調器の中では、ＩＤＦＴ装置６３２がＫ個の空間処理されたシンボルでＫポイントＩＤＦＴを実行し、Ｋ個の時間領域サンプルを提供する。Ｐ／Ｓコンバータ６３４はＫ個の時間領域サンプルを直列化する。

ビームフォーマ４４０ａは、Ｔ本の送信アンテナ用にＴ台の循環シフト装置８４２ａから８４２ｔを含む。各送信アンテナｉのシフト装置８４２は、Ｋ個の時間領域サンプルを送信アンテナｉ用のＰ／Ｓ変換器６３４から受け取り、ｉ個のサンプルによってＫ個の時間領域サンプルの循環シフトを実行し、Ｋ個のサンプルを含む循環シフトされた変換済み記号｛ｚ_ｉ ^’（ｎ）｝を提供する。特に、シフト装置８４２ａは送信アンテナ２３４ａのための変換されたシンボル｛ｚ_０ ^’（ｎ）｝でゼロ個のサンプルの循環シフトを実行し、シフト装置８４２ｂは送信アンテナ２３４ｂのための変換されたシンボル｛ｚ_１ ^’（ｎ）｝で１個のサンプルの循環シフトを実行し等、シフト装置８４２ｔは送信アンテナ２３４ｔのための変換されたシンボル｛ｚ_Ｔ−１ ^’（ｎ）｝で（Ｔ−１）個のサンプルの循環シフトを実行する。Ｔ台のサイクリックプリフィックスジェネレータ６３６ａから６３６ｔはＴ個の循環シフトされた変換済みシンボルを、各々シフト装置８４２ａ乃至８４２ｔから受け取る。各サイクリックプリフィックスジェネレータ６３６はこの循環シフトされた変換済みシンボル｛ｚ_ｉ ^’（ｎ）｝にＣサンプルサイクリックプリフィックスを付け、（Ｋ＋Ｃ）個のサンプルを含むＯＦＤＭシンボル｛ｘ_ｉ（ｎ）｝を提供する。

図８Ｂは、図８Ａに示されている実施形態のためのＴ本の送信アンテナからのＴ回の送信のタイミング図を示している。Ｔ個の異なる変換されたシンボルが、図８Ａに示されるように空間処理されたシンボルのＴ個の異なるセットからＴ本の送信アンテナのために生成される。Ｔ個の変換されたシンボルは次に、Ｔ本の送信アンテナについて異なる量で、循環シフトされる。サイクリックプリフィックスは通常のように各々の循環シフトされた変換済みシンボルに付けられる。Ｔ個の異なるＯＦＤＭシンボルは、同時にＴ本の送信アンテナから送信される。

図９Ａは、図７のビームフォーマ４４０の別の実施形態である変調器２３０とビームフォーマ４４０ｂのブロック図を示す。各ＯＦＤＭ変調器は、この送信アンテナについて空間処理されたシンボルでＯＦＤＭ変調を実行し、この送信アンテナのＯＦＤＭシンボルのストリーム｛ｘ_ｉ’（ｎ）｝を提供する。ビームフォーマ４４０ｂは、Ｔ本の送信アンテナ用のＴ台のデジタル遅延装置８４４ａから８４４ｔを含む。各遅延装置８４４は関連ＯＦＤＭ変調器からこの送信アンテナｉのためのＯＦＤＭシンボルを受け取り、送信アンテナｉにより決定される量で、ＯＦＤＭシンボルを遅延させる。特に送信アンテナ２３４ａのための遅延装置８４４ａはこのＯＦＤＭシンボル｛ｘ_０’（ｎ）｝をゼロサンプルの期間だけ遅延させ、送信アンテナ２３４ｂのための遅延装置８４４ｂはこのＯＦＤＭシンボル｛ｘ_１’（ｎ）｝を１サンプルの期間だけ遅延させる等、この送信アンテナ２３４ｔのための遅延装置８４４ｔはこのＯＦＤＭシンボル｛ｘ_Ｔ−１’（ｎ）｝をＴ−１サンプル期間遅延させる。

Ｔ回の異なる遅延も送信装置２３２ａから２３２ｔによりアナログ領域で提供されてもよい。例えば、送信装置２３２ａはこの変調された信号をゼロサンプル期間遅延させてもよく、送信装置２３２ｂはこの変調された信号を１サンプル期間（つまりＴ_ｓａｍ秒）遅延させてもよい等、送信装置２３２ｔはこの変調された信号を（Ｔ−１）サンプル期間（つまり（Ｔ−１）・Ｔ_ｓａｍ秒）遅延させてもよい。サンプル期間はＴ_ｓａｍ＝１／［ＢＷ・（Ｋ＋Ｃ）］に等しく、この場合ＢＷはヘルツ単位のシステムの総帯域幅である。

図９Ｂは、図９Ａに示されている実施形態のＴ本の送信アンテナからのＴ回の送信のタイミング図を示す。Ｔ個の異なる変換されたシンボルが、図９Ａに示されるようにＴ本のアンテナのために生成される。各送信アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルは、異なる量だけ遅延する。

式（１２）から（１４）に、及び図８Ａと図９Ａに示されている実施形態の場合、Ｔ本の送信アンテナの遅延はサンプル期間の整数単位、つまり送信アンテナｉのｉサンプル期間である。送信アンテナｉのためのｉではない他の整数移相もアンテナｉに使用されてもよい。Ｔ本のアンテナの非整数遅延を生じさせる位相スロープ

も実現されてもよい。例えば、図８Ａの各Ｐ／Ｓ変換器６３４からの時間領域サンプルはさらに高いレートに（例えば、Ｔ_{ｕｐｓａｍ}＝Ｔ_ｓａｍ／Ｌという期間を用いて）アップサンプルされ（ｕｐｓａｍｐｌｅｄ）てもよい。さらに高いレートのサンプルは次に関連するシフト装置８４２により、さらに高いレートのサンプル期間の整数Ｔ_{ｕｐｓａｍ}、循環シフトされてもよく、この場合Ｔ_{ｕｐｓａｍ}＜Ｔ_ｓａｍである。代わりに、各送信装置２３２は（Ｔ_ｓａｍの代わりに）Ｔ_{ｕｐｓａｍ}の整数のアナログ遅延を提供することがある。一般的には、任意の量の円形遅延または線形遅延がＴ本のアンテナに使用されてもよい。Ｔ本の送信アンテナの遅延は、２本のアンテナが同じ遅延を有さないように一意でなければならない。周波数領域では、これはＫサブバンド全体でのビームフォーマのための異なる位相特徴に相当する。

送信アンテナの数がサイクリックプリフィックス長に満たない（つまりＴ＜Ｃ）場合、各ＯＦＤＭシンボルに付けられたサイクリックプリフィックスが各遅延装置８４４により線形遅延を生じさせ、時間領域インパルス応答ｇ_ｉ（ｎ）のある巡回畳み込みのための円形回転のように見える。したがって、式（１２）で定義されるような重さは、図９Ａと図９Ｂに示されるように送信アンテナｉごとのｉサンプル期間という時間遅延により実現されてもよい。しかしながら図９Ｂに示されているように、Ｔ個のＯＦＤＭシンボルは異なる遅延でＴ本のアンテナから送信され、マルチパス遅延から保護するためにサイクリックプリフィックスの効果を低減させる。

式（１１）と（１２）は、各送信アンテナのＫ個のサブバンド全体での線形変化する移相を提供する関数を表す。線形変化する移相を周波数領域内のシンボルに適用することは、前述されたように対応する時間領域のサンプルを循環シフトする、また遅延させるかのいずれかにより達成されてもよい。一般的には各送信アンテナのためのＫサブバンド全体での移相は、ビームがサブバンド全体で急激ではなく連続して変わるように任意の関数を使用して連続して変更されてもよい。移相の一次関数は連続関数の一例に過ぎない。連続関数の場合、関数入力での任意の小さな変化が関数出力の任意に小さな変化を生じさせる。他のいくつかの例示的な連続関数は２次関数、３次関数、放物線関数等を含む。連続変化は、（例えばチャネル推定を簡略化するための）サブバンド全体での幾分かの量の相関に依存する受信側エンティティの性能は劣化しないことを保証する。

図８Ａと図９Ａに示されている実施形態は、ビーム形成が連続ビーム形成のために時間領域で実行されてもよい複数の方法の内のいくつかを描いている。一般的には、ビーム形成は多様な方法で、及び送信側エンティティの中の多様な場所で実行されてもよい。ビーム形成は、ＯＦＤＭ変調の前または後等にデジタル回路網またはアナログ回路網を使用して時間領域または周波数領域で実行されてもよい。

送信側エンティティは、ビーム形成がイネーブルまたはディスエーブルのいずれかが決定されるようにビーム形成を選択的に実行してもよい。ビーム形成を適用するまたはディスエーブルするかいずれかの決定は、例えばチャネル状態等の多様な要件に基づいて下されてもよい。送信側エンティティが連続ビーム形成を実行する場合、または受信側エンティティがサブバンド間の相関に依存せずにチャネル推定を実行する場合、受信側エンティティはビーム形成が適用されていることを認識する必要がない場合がある。

送信側エンティティは、ビーム形成が経時的に何らかの方法で調整されるようにビーム形成を適応して調整される。一実施形態では、送信側エンティティはチャネル状態、受信側エンティティからフィードバック、及び／またはなんらかの他の要因に基づいてビーム形成をイネーブルまたはディスエーブルしてもよい。例えば、チャネルが受信側エンティティでサブバンドごとにゼロまたは低い値を追加してもよいユニット規模の複合チャネル利得で均一フェーディング（ｆｌａｔ ｆａｄｉｎｇ）する場合、送信側エンティティはビーム形成を適用してもよい。

別の実施形態では、送信側エンティティが所定の方法で、または擬似乱数的にビームフォーミングを調整してもよい。時間領域ビーム形成の場合、Ｔ本の送信アンテナの遅延の量は、１シンボル期間、複数のシンボル期間、ＭＩＭＯパイロット（後述される）の連続送信の間に時間分等に相当してもよい時間間隔毎に変えられてもよい。例えば、送信側エンティティは１つの時間間隔でＴ本の送信アンテナに｛０，１，２，．．．，Ｔ−１｝サンプル期間という遅延を１つの時間間隔の中のＴ本の送信アンテナに、次に｛０，０，０，．．．，０｝サンプル期間いう遅延を次の時間間隔のＴ本の送信アンテナに、次に｛０，２，４，．．．，２（Ｔ−１）｝サンプル期間という遅延を続く時間間隔のＴ本の送信アンテナに適用してもよい等である。送信側エンティティは、異なる時間間隔の基底集合の遅延を周期的に繰り返してもよい。例えば、送信側エンティティは１つの時間間隔内でＴ本のアンテナに｛０，１，２，．．．，Ｔ−１｝サンプル期間という遅延を、次に次の時間間隔内のＴ本の送信アンテナに｛Ｔ−１，０，１，．．，Ｔ−２｝サンプル期間という遅延を、次に続く時間間隔内のＴ本の送信アンテナに｛Ｔ−２，Ｔ−２，０，．．．，Ｔ−３｝サンプル期間という遅延を適用してもよい。送信側エンティティは、異なる時間間隔で異なる順序で遅延を適用してもよい。例えば、送信側エンティティは１つの時間間隔内のＴ本の送信アンテナに｛０，１，２，．．．，Ｔ−１｝サンプル期間という遅延を、次に次の時間間隔内のＴ本の送信アンテナに｛２，１，Ｔ−１，．．，０｝サンプル期間という遅延を、次に続く時間間隔内のＴ本の送信アンテナに｛１，Ｔ−１，０，．．．，２｝サンプル期間という遅延を適用してもよい。送信側エンティティは、既定の送信アンテナに、遅延の分数の（例えば、０．５，１．５）サンプル期間を適用してもよい。

受信側エンティティがビーム形成が実行されていることに気付いていない場合には、送信側エンティティは各データ及びパイロット送信間隔（例えば各フレーム）内のすべてのシンボル期間全体で同じようにビーム形成を実行してもよい。データ及びパイロット送信間隔はデータを回復するために使用されるパイロットだけではなくデータも送信される時間間隔である。例えば、送信側エンティティはＫ個のサブバンドのためにビーム形成行列Ｂ（ｋ）の同じセットを使用してもよい、あるいは各データ及びパイロット送信間隔のすべてのシンボル期間についてＴ本の送信アンテナに同じ遅延のセットを適用してもよい。これにより受信側エンティティは、受信されたＭＩＭＯパイロットに基づいて（ビーム形成を用いて）「効果的な」ＭＩＭＯチャネル応答を推定し、後述されるように、効果的なＭＩＭＯチャネル応答推定値を用いてデータ及びパイロット送信間隔の間、受信されたシンボルに対して受信機空間処理を実行できる。

受信側エンティティがビーム形成が実行されていることに気付いている場合には、送信機側エンティティは各データ及びパイロット送信間隔のシンボル期間全体でビーム形成を調整してもよい。例えば、送信エンティティはビーム形成の異なるセットを使用するか、あるいはシンボル期間の異なるセットを適用してもよい。受信側エンティティは受信されたＭＩＭＯパイロットに基づいて初期の効果的なＭＩＭＯチャネル応答を推定し、初期の効果的なＭＩＭＯチャネル応答推定値とシンボル期間ｔで適用されているビーム形成に関する知識に基づいて各々の以後のシンボル期間ｔに効果的なＭＩＭＯチャネル応答を決定し、シンボル期間ｔの効果的なＭＩＭＯチャネル応答推定値を用いてシンボル期間ｔの間の受け取られたシンボルに対して受信機空間処理を実行してもよい。

３．受信機空間処理
固有ステアリングとビーム形成を用いるデータ送信の間、受信側エンティティは、以下として表されてもよい、サブバンドｋごとにＲ本の受信アンテナからＲ個の受信されたシンボルを取得し、

簡略化のために、ノイズはゼロ平均ベクトルとφ _ｎｎ＝σ^２・Ｉの添加共分散行列で白色ガウス発音（ＡＷＧＮ）となると仮定され、ここでは、σ^２は雑音の分散である。

受信側エンティティは最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）技法、（通例、ゼロ強制技法とも呼ばれる）チャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技法等の多様な受信機処理技法を使用して送信側エンティティにより送信されたデータシンボルを回復できる。

受信側エンティティは、以下のようにサブバンドｋごとにＭＭＳＥ空間処理を実行してもよく、

固有ステアリングはＨ（ｋ）の固有モードでデータを送信しようとする。しかしながら、固有ステアリングを用いるデータ送信は、例えばＨ（ｋ）の不完全な推定値、固有値分解でのエラー、有限演算精度等のために完全に直交ではない場合がある。ＭＭＳＥ技法は固有ステアリングを用いるデータ送信における直交性の損失を補う（つまり「クリーンアップする」）ことができる。

受信側エンティティは、以下のようにサブバンドｋごとにＣＣＭＩ空間処理を実行してもよく、

受信側エンティティは、異なる効果的なチャネル応答行列と異なる空間フィルタ行列にも関わらず、同様に他の動作モードについて空間処理を実行してもよい。表１は、多様な動作モードについて送信側エンティティでの空間処理及び各動作モードの効果的なＭＩＭＯチャネルを要約している。明確にするためにサブバンドのインデックス「（ｋ）」は「エラー！情報源が見つかりません。」には示されていない。ビーム形成は表１に示されるように周波数領域で実行されてもよい。線形連続ビーム形成も前述されたように時間領域で実行されてもよい。この場合、ビーム形成行列Ｂは送信シンボルベクトルｘから省略されるが、依然として有効なＭＩＭＯチャネル応答の中には存在している。

ここに、上付き文字「ｘ」は動作モードを示し、ビーム形成を行わない固有ステアリングの場合「ｅｓ」に、ビーム形成を行わない行列ステアリングの場合、「ｓｓ」に、空間処理なし及びビーム形成なしの場合「ｎｓ」、ビーム形成を行う固有ステアリングの場合「ｂｅｓ」、ビーム形成を行う行列ステアリングの場合「ｂｓｓ」、またはビーム形成だけの場合「ｂｎｓ」に等しくてもよい。

ＭＭＳＥ受信機空間処理は、たとえ異なる効果的なチャネル応答行列を用いて導出されているＭＭＳＥ空間フィルタ行列を用いた場合でも、すべての動作モードについて同じように実行されてもよい。ＭＭＳＥベースの受信機は、このようにして同じＭＭＳＥ空間処理を使用してすべての動作モードをサポートしてもよい。式（２１）では、用語σ^２・Ｉは、公知の場合、ノイズの共分散行列φ_ｎｎで置換されてもよい。

再び、受信側エンティティはたとえ異なる効果的なチャネル応答行列を用いた場合でもすべての動作モードについて同様にＣＣＭＩ空間フィルタ行列を導出してもよい。受信側エンティティは、すべての動作モードについて同様にＣＣＭＩ空間フィルタ行列を適用してもよい。

受信側エンティティはデータシンボルを回復するために他の受信機空間処理技法を利用してもよく、これは本発明の範囲内である。

４．パイロット送信
送信側エンティティは、受信側エンティティが実際の、または効果的なＭＩＭＯチャネル応答を推定できるためにパイロットを送信してもよい。パイロットは多様な方法で送信されてもよい。例えば、送信側エンティティはステアリングされていない（ｕｎｓｔｅｅｒｅｄ）ＭＩＭＯパイロット、ステアリングＭＩＭＯパイロット、拡散ＭＩＭＯパイロット等を送信してもよい。ＭＩＭＯパイロットは、Ｔ本の送信アンテナから送信される複数のパイロット送信から構成されている。ステアリングされていないＭＩＭＯパイロットはＴ本の送信アンテナから送信される最高Ｔまでのパイロット送信、即ち、各アンテナから１つのパイロット送信から構成される。ステアリングＭＩＭＯパイロットはＳ個の直交空間チャネル上で送信される最高Ｓ個のパイロット送信から構成される。拡散ＭＩＭＯパイロットは行列ステアリングを用いるＳ空間チャネル上で最高Ｓ個のパイロット送信から構成される。

ＭＩＭＯパイロットの場合、複数のパイロット送信の各々が受信側エンティティにより識別可能である。これは以下により達成されてもよい。

１．符号分割多重化（ＣＤＭ）を使用して各パイロット送信に別の直交シーケンスを適用する、
２．時分割多重化（ＴＤＭ）を使用して異なるシンボル期間で複数のパイロット送信を送信する、及び／または、
３．周波数分割多重化（ＦＤＭ）を使用して異なるサブバンドで複数のパイロット送信を送信する。

ＦＤＭの場合、サブバンドの別のセットは複数のパイロット送信の各々に使用されてもよい。パイロット送信に使用されるサブバンドは、パイロット送信が最終的にＫ個すべてのサブバンドを観察するように循環されてもよい。ＭＩＭＯパイロットは、望ましいＣＤＭまたはＦＤＭを使用して送信アンテナごとに完全な送信電力で送信されてもよい。ＭＩＭＯパイロットはＣＤＭ、ＦＤＭ及びＴＤＭの任意の組み合わせを使用して送信されてもよい。

ステアリングされていないＭＩＭＯパイロットの場合、送信側エンティティは以下のようにパイロット送信のために使用されるサブバンドｋごとに空間処理を実行してもよく、
ｚ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）＝Ｗ（ｔ）・ｐ（ｋ） 式２３
この場合ｐ（ｋ）はサブバンドｋで送信されるパイロットシンボルのベクトルであり、
Ｗ（ｔ）は、シンボル期間ｔの対角ウォルシュ行列であり、
ｚ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ）は、シンボル期間ｔ中のサブバンドｋのステアリングされていないＭＯパイロットのための空間処理シンボルのベクトルである。

異なるパイロットシンボルが、式（２３）に示されているように、Ｔ本の送信アンテナから送信されてもよい。代わりに、同じパイロットシンボルはすべての送信アンテナにも使用されてもよく、この場合ウォルシュ行列はウォルシュベクトルに過ぎない。

Ｔ＝４の場合には、４本の送信アンテナに、ＭＩＭＯパイロットのための４個のシンボルのウォルシュシーケンスＷ_１＝１，１，１，１、Ｗ_２＝１，−１，１，−１、Ｗ_３＝１，１，−１，−１、及びＷ_４＝１，１，−１，１が割り当てられてもよい。ウォルシュシーケンスＷｊの４個のシンボルは４つのシンボル期間中に送信アンテナｊからのパイロット送信に適用される。Ｗ（１）はこの対角線に沿って４つのウォルシュシーケンスの第１の要素を含み、Ｗ（２）は４つのウォルシュシーケンスの第２の要素を含み、Ｗ（３）は４つのウォルシュシーケンスの第３の要素を含み、Ｗ（４）は４つのウォルシュシーケンスの第４の要素を含む。送信アンテナｊのためのｊ番目のウォルシュシーケンスＷｊはこのようにしてすべてのウォルシュ行列のｊ番目の対角要素として搬送される。４個のウォルシュ行列はステアリングされていないＭＩＭＯパイロットを送信するために４つのシンボル期間で使用されてもよい。

送信側エンティティは、さらに、ステアリングされていないＭＩＭＯパイロットのための送信ベクトルを取得するために、例えばデータベクトルｓ（ｋ）と同じようにビーム形成あり、またはビーム形成なしのいずれかでベクトルｚ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ、ｔ）を処理する。送信側エンティティは、シンボル期間ごとに１個のウォルシュ行列Ｗ（ｔ）を使用してＴ個のシンボル期間でステアリングされていないＭＩＭＯパイロットを送信してもよい。

ビーム形成を行わないステアリングされていないＭＩＭＯパイロットの場合、受信側エンティティは、以下のようにパイロット送信のために使用されるサブバンドｋごとに受信されたパイロットシンボルを取得する。

ｒ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）＝Ｈ（ｋ）・Ｗ（ｔ）・ｐ（ｋ）＋ｎ（ｋ） 式２４
ＭＩＭＯチャネルとノイズは、ステアリングされていないＭＩＭＯパイロットが送信される期間は静的であると仮定される。受信側エンティティはステアリングされていないＭＩＭＯパイロットのために使用されるＴ個のシンボルウォルシュシーケンスの間Ｔ個のベクトルｒ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ，１）乃至ｒ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ，Ｔ）を取得する。

受信側エンティティは、ビーム形成を行わずにステアリングされていない受信されたＭＩＭＯパイロットに基づいて実際のＭＩＭＯチャネル応答Ｈ（ｋ）を推定してもよい。Ｈ（ｋ）の各列ｊは各々のウォルシュシーケンスＷ_ｊと関連付けられている。受信側エンティティは、（１）ウォルシュシーケンスＷ_ｊのＴ個のチップで、ｉ番目の要素ｒ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ，１）乃至ｒ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ，Ｔ）を乗算すること、（２）ｐ（ｋ）のｊ番目の要素であるパイロットシンボルｐ_ｊ（ｋ）に使用される変調を除去すること、及び（３）ｈ_ｉ，ｊ（ｋ）を取得するためにＴ個の結果として生じる要素を蓄積することにより、Ｈ（ｋ）のｊ番目の列のｉ番目の要素であるｈ_ｉ，ｊ（ｋ）を取得してもよい。プロセスはＨ（ｋ）の要素ごとに繰り返されてもよい。

ビーム形成を行うステアリングされていないＭＩＭＯパイロットの場合、受信側エンティティは以下のようにパイロット送信に使用されるサブバンドｋごとに受信されたパイロットシンボルを取得する。

ｒ _{ｂｎｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）=Ｈ(k)・Ｂ(k）・Ｗ(t）・ｐ(k)＋ｎ(k) 式２５

ステアリングＭＩＭＯパイロットの場合、送信側エンティティは、以下のようにパイロット送信のために使用されるサブバンドｋごとに空間処理を実行してもよく、
ｚ _{ｎｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）＝Ｅ（ｋ）・Ｗ（ｔ）・ｐ（ｋ） 式２６
この場合、ｚ _{ｅｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）はシンボル期間ｔのサブバンドｋのステアリングＭＩＭＯパイロットのための空間的に処理されたシンボルのベクトルである。簡略化のために、Ｅ（ｋ）は、ステアリングＭＩＭＯパイロットが送信される期間は静的であり、したがってシンボル期間ｔの関数ではないと仮定される。送信機はさらにビーム形成またはビーム形成なしのいずれかのためにベクトルｚ _{ｅｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）を処理し、次にステアリングＭＩＭＯパイロットを送信してもよい。

ビーム形成を行わないステアリングＭＩＭＯパイロットの場合、受信側エンティティは、以下のようにパイロット送信に使用されるサブバンドｋごとに受信されたパイロットシンボルを取得する。

ｒ _{ｅｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）=Ｈ（ｋ）・Ｅ（ｋ）・Ｗ（ｔ）・ｐ（ｋ）＋ｎ（ｋ） 式２７
ビーム形成が行われるステアリングされたＭＩＭＯパイロットの場合、受信側エンティティは以下のようにパイロット送信に使用されるサブバンドｋのために受信されたパイロットシンボルを取得する。

ｒ _{ｂｎｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）=Ｈ(k)・Ｂ(k)・Ｅ(k)・Ｗ(t)・ｐ(k)＋ｎ(k) 式２８

拡散ＭＩＭＯパイロットの場合、送信側エンティティは、以下のようにパイロット送信に使用されるサブバンドｋごとに空間処理を実行してもよく、
ｚ _{ｓｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）＝Ｖ（ｋ）・Ｗ（ｔ）・ｐ（ｋ） 式２９
この場合、ｚ _{ｓｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）はサブバンドｋの拡散ＭＩＭＯパイロットのための空間処理されたシンボルのベクトルである。送信機は、さらにビーム形成またはビーム形成なしのいずれかのためにベクトルｚ _{ｓｓ，ｍｐ}（ｋ，ｔ）を処理し、次に結果として生じるＭＩＭＯパイロットを送信してもよい。

５．ステアリング行列
ステアリング行列の集合は行列ステアリングのために生成され、使用されてもよい。これらのステアリング行列は｛Ｖ｝、またはｉ＝１，．．．，Ｌの場合はＶ（ｉ）として示されてもよく、Ｌは１より大きな任意の整数であってもよい。各ステアリング行列Ｖ（ｉ）は、ユニタリ行列でなければならない。この状態は、Ｖ（ｉ）を使用して同時に送信されたＴ個のデータシンボルが同じ累乗を有し、Ｖ（ｉ）の行列ステアリングの後で互いに直交であることを確実にする。

Ｌ個のステアリング行列の集合は多様な方法で生成されてもよい。例えば、Ｌ個のステアリング行列はユニタリベース行列及びスカラーの集合に基づいて生成されてもよい。ベース行列はＬ個のステアリング行列の内の１つとして使用されてもよい。他のＬ−１のステアリング行列は、ベース行列の行をスカラーの異なる組み合わせで乗算することにより生成されてもよい。各スカラーは任意の実数値または複素数値であってもよい。スカラーはこれらのスカラーで生成されたステアリング行列がユニタリ行列であるように、ユニット規模を有するように選択される。

ベース行列はウォルシュ行列であってもよい。２×２ウォルシュ行列Ｗ _２×２及びさらに大きなサイズのウォルシュ行列Ｗ _{２ｎ×２ｎ}は以下のように表されてもよい。

ウォルシュ行列は、２の累乗（たとえば、２、４、８等）である寸法を有する。

ベース行列はフーリエ行列であってもよい、Ｎ×Ｎフーリエ行列Ｄ _Ｎ×Ｎの場合、Ｄ _Ｎ×Ｎの要素ｄ_ｎ，ｍは以下のように表されてもよい。

ｎ＝０，．．．，Ｎ−１ およびｍ＝０，．．．，Ｎ−１
任意の矩形寸法（例えば、２、３、４、５等）のフーリエ行列が形成されてもよい。他の行列もベース行列として使用されてもよい。

Ｎ×Ｎのベース行列の場合、ベース行列の行２からＮの各々はＱ個の考えられる異なるスカラーの内の１つで無関係に乗算されてもよい。Ｑ^Ｎ−１個の異なるステアリング行列は、Ｎ−１行のＱ個のスカラーの内のＱ^Ｎ−１個の異なる順列から取得されてもよい。

ウォルシュ行列（つまり４×４フーリエ行列）に基づいて導出されるステアリング行列は、一定の望ましい特性を有している。ウォルシュ行列の行が±１と±ｊのスカラーで乗算されると、結果として生じるステアリング行列Ｖ（ｉ）の各要素は｛＋１，−１，＋ｊ，−ｊ｝から構成される集合に属する。この場合、別の行列の要素の、Ｖ（ｉ）の要素との乗算は、ビット操作だけで実行されてもよい。

ここに説明されているデータ送信は、多様な無線システムに使用されてもよい。これらの技法は、アップリンク（つまり逆方向リンク）だけではなくダウンリンク（つまり順方向リンク）にも使用されてもよい。

行列ステアリングを行う、または行わない連続ビーム形成は多様な方法で使用されてもよい。例えば、送信側エンティティ（例えば、アクセスポイントまたはユーザ端末）は、無線チャネルについての正確な情報が入手できない場合に、受信側エンティティ（例えば別のアクセスポイントまたはユーザ端末）に送信するために連続ビーム形成を使用してもよい。正確なチャネル情報は、例えば破壊されているフィードバックチャネル、校正が不十分なシステム、（例えば、高速で移動する送信側及び／または受信側エンティティのために）送信側エンティティが時間通りにビームステアリングを使用する／調整するためには迅速に変化し過ぎるチャネル状態等の多様な理由から入手できない可能性がある。

連続ビーム形成は、無線システムでの多様な用途にも使用されてもよい。一用途では、システムの放送チャネルが前述されたように連続ビーム形成を使用して送信されてもよい。連続ビーム形成を使用することにより、システムの中の無線デバイスは放送チャネルを向上した信頼度で受信し、それにより放送チャネルの範囲を増加できるようになる。別の用途では、ページングチャネルが連続ビーム形成を使用して送信される。連続ビーム形成を使用することにより、やはり信頼性の向上及び／またはさらに広いカバレージが達成されてもよい。さらに別の用途では、８０２．１１ａアクセスポイントが、このカバレージエリアの下のユーザ端末の性能を向上させるために連続ビーム形成を使用する。

ここに説明されている技法は多様な手段により実現されてもよい。例えば、これらの技法は、ハードウェア、ソフトウェア、またはこれらの組み合わせで実現されてもよい。ハードウェアを実行する場合、送信側エンティティにある処理装置は１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、ここに説明されている機能を実行するように設計された他の電子処理装置、あるいはこれらの組み合わせの中で実現されてもよい。受信側エンティティにある処理装置も１つ以上のＡＳＩＣ、ＤＳＰ等で実現されてもよい。

ソフトウェアを実行する場合、処理のいくつかはここに説明されている機能を実行するモジュール（例えばプロシジャ、関数等）を用いて実現されてもよい。ソフトウェアコードはメモリ装置（例えば図２のメモリ装置２４２または２８２）に記憶され、プロセッサ（例えばコントローラ２４０または２８０）により記憶されてもよい。メモリ装置はプロセッサに内蔵されて、あるいはプロセッサに外付けで実現されてもよく、この場合、それは技術で公知であるような多様な手段を介してプロセッサに通信可能に結合されてもよい。

見出しは参照のため、及び特定の項を見つけ出す際に役立てるためにここに含まれている。これらの見出しはそこに説明されている概念の範囲を制限することを目的とするのではなく、これらの概念は明細書全体を通して他の項に適用可能であってもよい。

開示されている実施形態の説明は当業者が本発明を作るまたは使用することができるようにするために提供される。これらの実施形態に対する多様な変形は、当業者に容易に明らかであり、ここに定められる包括的な原理は本発明の精神または範囲から逸脱することなく他の実施形態に適用されてもよい。したがって、本発明はここに示されている実施形態に制限されることを意図するものではなく、ここに開示されている原理及び新規な特長と一致する最も幅広い範囲を与えられるべきである。

アクセスポイントとユーザ端末のあるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを示す。 送信側エンティティと受信側エンティティのブロック図を示す。 周波数領域におけるＯＦＤＭ波形を示す。 周波数領域ビームフォーマ付き送信（ＴＸ）空間プロセッサを示す。 周波数領域ビームフォーマ付き送信（ＴＸ）空間プロセッサを示す。 ＯＦＤＭ変調器のブロック図を示す。 時間領域ビームフォーマ付きのＴＸ空間プロセッサを示す。 円形シフティング付きの時間領域ビームフォーマを示す。 図８Ａのビームフォーマを用いた送信を示す。 線形遅延のある時間領域ビームフォーマを示す。 図９Ａのビームフォーマを用いた送信を示す。 ４本のアンテナのサブバンド全体での線形移相のプロットを示す。

Claims (6)

1. 多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
   複数の周波数サブバンドの各々についてデータシンボルに対して空間処理を実行し、周波数サブバンドの空間的に処理されたシンボルを取得することと、
   複数のアンテナからの送信の前に、複数の周波数サブバンドのために空間処理されたシンボルに対してビーム形成を実行することと、
   各アンテナについて複数の周波数サブバンドのための空間的な処理シンボルに対して逆離散フーリエ変換を実行し、アンテナのための時間領域サンプルの第１のシーケンスを取得することと、
   アンテナのために選択された量だけ、アンテナごとに時間領域サンプルの第１のシーケンスを循環シフトして、アンテナのための時間領域サンプルの第２のシーケンスを取得し、ビーム形成がアンテナごとに第１のシーケンスの循環シフトにより実行されることと、
   アンテナのための時間領域サンプルの出力シーケンスを取得するために、アンテナごとに時間領域サンプルの第２のシーケンスの一部を繰り返すことと、を含む方法。
2. 多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
   複数の周波数サブバンドの各々についてデータシンボルに対して空間処理を実行し、周波数サブバンドの空間的に処理されたシンボルを取得することと、
   複数のアンテナからの送信の前に、複数の周波数サブバンドのために空間処理されたシンボルに対してビーム形成を実行することと、
   アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに複数の周波数サブバンドのための空間的に処理されたシンボルを処理することと、
   ビーム形成を達成するためにアンテナのために選択された遅延量だけ、アンテナごとに時間領域サンプルのシーケンスを線形遅延させることと、を含む方法。
3. 多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
   複数の周波数サブバンドの各々についてデータシンボルに対して空間処理を実行し、周波数サブバンドの空間的に処理されたシンボルを取得することと、
   複数のアンテナからの送信の前に、複数の周波数サブバンドのために空間処理されたシンボルに対してビーム形成を実行することと、
   アンテナのための時間領域サンプルの第１のシーケンスを取得するために、アンテナごとに複数の周波数サブバンドの空間的に処理されたシンボルに対して逆離散フーリエ変換を実行することと、
   アンテナのための時間領域サンプルの第２のシーケンスを取得するために、アンテナごとに時間領域サンプルの第１のシーケンスの一部を繰り返すことと、
   アンテナのために選択された遅延量だけ、アンテナごとに時間領域サンプルの第２のシーケンスを遅延させ、ビーム形成がアンテナごとに第２のシーケンスを遅延させることにより実行されることと、を含む方法。
4. 多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
   複数の周波数サブバンドの各々についてデータシンボルに対して空間処理を実行し、周波数サブバンドの空間的に処理されたシンボルを取得することと、
   複数のアンテナからの送信の前に、複数の周波数サブバンドのために空間処理されたシンボルに対してビーム形成を実行することと、
   各アンテナの複数の周波数サブバンド全体にわたって異なる位相スロープを適用することと、を含む方法。
5. 多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
   複数の周波数サブバンドの各々についてデータシンボルに対して空間処理を実行し、周波数サブバンドの空間的に処理されたシンボルを取得することと、
   複数のアンテナからの送信の前に、複数の周波数サブバンドのために空間処理されたシンボルに対してビーム形成を実行することであって、複数のアンテナのために異なる量の遅延を適用することにより時間領域内でビーム形成を実行することを含むことと、
   異なる時間間隔で複数のアンテナのために遅延の異なる集合を選択し、遅延の各集合が複数のアンテナの各々の遅延量を示すことと、
   所定の集合で遅延に基づいて異なる集合ごとに遅延を選択することと、を含む方法。
6. 多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける装置であって、
   周波数サブバンドの空間的に処理されたシンボルを取得するために、複数の周波数サブバンドの各々についてデータシンボルに対して空間処理を実行する手段と、
   複数のアンテナからの送信の前に、複数の周波数サブバンドのために空間処理されたシンボルに対してビーム形成を実行する手段と、
   アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに複数の周波数サブバンドのための空間的に処理されたシンボルを変換するための手段と、
   ビーム形成を達成するためにアンテナのために選択された遅延量だけ、アンテナごとに時間領域サンプルのシーケンスを遅延させるための手段とを含み、
   時間領域サンプルの複数のシーケンスが複数のアンテナのために取得され、時間領域サンプルの複数のシーケンスが異なる遅延量だけ遅延される装置。

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