JP4542041B2 - 固体撮像装置およびこれを用いたカメラ - Google Patents

Description

本発明は、固体撮像装置およびこれを用いたカメラに関するものであり、特に低消費電力で高感度化と低ノイズ化を可能にする技術に関するものである。

図１は、従来のＮ型ＭＯＳのみで構成された固体撮像装置９００の回路例を示す図である。

図１に示す固体撮像装置９００においては、画素部１０で入射光を電圧に変換し、ノイズキャンセル部４０において画素間で生じた電圧ばらつきを削減し、信号出力部５０で順次電圧を出力していく構成をとっている。

より詳しくは、図１に示されるように、固体撮像装置９００は、２次元配列される複数（図示１つ）の画素部１０と、列毎に設けられる複数（図示１つ）のノイズキャンセル部４０と、信号出力部５０等とから構成される。

画素部１０は、入射光を電荷に変換するフォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤから電荷を読み出す転送トランジスタＱ１１と、電荷を一旦蓄積するフローティングディフュージョンＦＤと、フローティングディフュージョンＦＤを電源電圧ＶＤＤに初期化するリセットトランジスタＱ１２と、フローティングディフュージョンＦＤの蓄積電荷を電圧として検出する増幅アンプＱ１３（ソースフォロアＳＦとも記す。）と、増幅アンプＱ１３から出力された電圧を行毎に行信号線Ｌｎに転送する行選択トランジスタＱ１４とからなる。

行信号線Ｌｎには負荷トランジスタＱ２１が接続されている。この画素部１０で入射光を電圧に変換し、後段のノイズキャンセル部４０に転送される。

ノイズキャンセル部４０は、サンプルホールドトランジスタＱ３１と、クランプトランジスタＱ４２と、クランプ容量Ｃ４１と、サンプルホールド容量Ｃ４２とからなり、画素部１０で検出したフローティングディフュージョンＦＤの初期化電圧とフォトダイオードＰＤからフローティングディフュージョンＦＤへ転送された蓄積電荷によって検出される電圧との差分をとることで、ノイズ成分をなくした信号成分を検出し、後段の信号出力部５０に転送される。

信号出力部５０は、列毎の水平信号線Ｌｎを順次選択する列選択トランジスタＱ５１と、水平信号線寄生容量Ｃ５１と、水平線初期化電圧ＲＳＤと、水平線初期化トランジスタＱ５２と、出力アンプＡＭＰとから構成され、ノイズ成分をなくした各列毎の信号成分を順次選択して出力アンプＡＭＰを通して外部出力する構成をとっている。

次に、この固体撮像装置９００の動作について、説明する。
図２は、固体撮像装置９００のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。

時刻ｔ１において、画素部１０におけるＲＥＳＥＴパルスをＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤに電源電圧（ＶＤＤ）を与える。このときフローティングディフュージョンＦＤをゲートとするソースフォロア（ＳＦ）からの信号（図１のノードＳＩＧ１）をＶＳＥＬパルスとノイズキャンセル部４０におけるＮＣＳＨパルスをＯＮにして、ノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図１のノードＳＩＧ２）に与える。このとき同時にＮＣＣＬパルスをＯＮにして、容量Ｃ４１の他端（図１のノードＳＩＧ３）に一定のクランプ電圧（ＮＣＤＣ）を与えることで容量Ｃ４１が充電される。

次に時刻ｔ２において、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスをＯＦＦにする。
時刻ｔ３において、光を電気信号に変換するフォトダイオードＰＤに蓄積された電荷をＴＲＡＮパルスをＯＮにしフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１変化することでＳＦからの信号（図１のノードＳＩＧ１）もΔＶ２だけ変化し、個々のＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号が後段のノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図１のノードＳＩＧ２）にも与えられる。さらに容量Ｃ４１の他端の信号（図１のノードＳＩＧ３）もΔＶ２と同程度の信号分変化するが、このとき、同じノードに接続している容量Ｃ４２との容量分配が発生し、実際の信号変化分は、ΔＶ２にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量ΔＶ３まで減少を起こす。

次に時刻ｔ４において、信号出力部５０における水平信号線（図１のノードＳＩＧ４）をＲＳパルスをＯＮすることによって一定電圧に固定する。

時刻ｔ５において、ＨＳＥＬパルスをＯＮすることによって、容量Ｃ４２に充電された信号ΔＶ３は水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配により、ΔＶ３にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量ΔＶ４まで減少した信号となり、ＶＯＵＴから最終出力される。

より詳しくは、時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスにより画素部１０におけるリセットトランジスタＱ１２をＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤに電源電圧ＶＤＤを与える。このときＶＳＥＬパルスにより行選択トランジスタＱ１４をＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤの電荷に応じた電圧（図１のノードＳＩＧ１）をソースフォロアＳＦから出力するとともに、ＮＣＳＨパルスによりノイズキャンセル部４０におけるサンプルホールドトランジスタＱ３１をＯＮにして、ノイズキャンセル部４０のクランプ容量Ｃ４１の一端（図１のノードＳＩＧ２）に与える。このとき同時にＮＣＣＬパルスによりクランプトランジスタＱ４２をＯＮにして、クランプ容量Ｃ４１の他端（図１のノードＳＩＧ３）に一定のクランプ電圧ＮＣＤＣを与えることでクランプ容量Ｃ４１が充電される。

次に時刻ｔ２において、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスをＯＦＦにする。
時刻ｔ３において、ＴＲＡＮパルスにより転送トランジスタＱ１１をＯＮにし、光を電気信号に変換するフォトダイオードＰＤに蓄積された電荷をフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１変化することでソースフォロアＳＦからの信号（図１のノードＳＩＧ１）もΔＶ２だけ変化し、個々のソースフォロアＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号が後段のノイズキャンセル部４０のクランプ容量Ｃ４１の一端（図１のノードＳＩＧ２）にも与えられる。さらにクランプ容量Ｃ４１の他端の信号（図１のノードＳＩＧ３）もΔＶ２と同程度の信号分変化するが、このとき、同じノードに接続しているクランプ容量Ｃ４１との容量分配が発生し、実際の信号変化分は、ΔＶ２にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量ΔＶ３まで減少を起こす。

次に時刻ｔ４において、ＲＳパルスにより水平線初期化トランジスタＱ５２をＯＮすることによって、信号出力部５０における水平信号線Ｌｍ（図１のノードＳＩＧ４）を一定電圧に固定する。

時刻ｔ５において、ＨＳＥＬパルスにより列選択トランジスタＱ５１をＯＮすることによって、サンプルホールド容量Ｃ４２に充電された信号ΔＶ３は、水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配により、ΔＶ３にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量ΔＶ４まで減少した信号となり、ＶＯＵＴから最終出力される。
特開２００３−４６８６５号公報（第１−８頁、第２図）

しかしながら、従来の固体撮像装置には、以下のような問題点がある。
フローティングディフュージョンＦＤをゲートとするＳＦからの信号をノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端に与えるが、このときＳＦからの出力信号ΔＶ２（図１のノードＳＩＧ１）はフローティングディフュージョンＦＤの電圧変化分ΔＶ１の０．８〜０．９倍程度に減少してしまう。さらにノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１と容量Ｃ４２とで容量分配が発生してしまい、検出すべき信号変化分（図１のノードＳＩＧ３）はΔＶ２にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量ΔＶ３まで減少してしまう。さらに信号出力部５０のＨＳＥＬパルスによって、容量Ｃ４２に充電された信号ΔＶ３が水平信号線に読み出されるが、ここでも水平信号線寄生容量Ｃ５１が無視できず、検出電圧はΔＶ３にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量にまで減少した信号（図１のノードＳＩＧ４）となってしまう。すなわち固体撮像装置としては、感度・飽和出力が極端に低い部類の素子になり、Ｓ／Ｎ比が悪くなっている。

このように、フローティングディフュージョンＦＤでの信号変化量ΔＶ１は、ＳＦとノイズキャンセル部容量分配と水平信号線寄生容量という３つの大きい要因により、最終出力信号としてはΔＶ１の０．２〜０．３程度まで減少してしまう。この減少を防ぐためにはノイズキャンセル容量Ｃ４１とＣ４２とを増加させ、特に容量Ｃ４１を大きくすることが考えられるが、この方法はチップ面積の増加を招き、コストアップの直接の原因になる。

そこで、本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、低消費電力で高感度化、低ノイズ化およびチップ面積の増大の抑制を可能にする固体撮像装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る固体撮像装置においては、２次元画像を取得するための固体撮像装置であって、入射光を電荷に変換する光電変換手段と、前記電荷を電圧に変換して出力する増幅手段とを含み、２次元配列される複数の画素部と、列毎に設けられ、当該列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧に含まれる雑音を除去する複数の雑音信号除去手段と、前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧を増幅し、増幅した電圧を当該列に対応する雑音信号除去手段に出力する複数の列増幅手段とを備えることを特徴とする。

このように、列増幅手段を画素部と雑音信号除去手段の間の位置に内蔵することにより、画素部の増幅手段からの出力電圧、つまり画素信号だけをＮ倍に増幅することができ、雑音信号除去手段以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分の増幅を避け、Ｓ／Ｎ比の向上が図られる。また、列増幅手段で画素信号をＮ倍に増幅することによって、雑音信号除去手段の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化したと同等の効果を得ることも可能になり、固体撮像装置のチップ面積の増大を抑制することが可能になる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記固体撮像装置は、さらに、前記雑音信号除去手段からの出力電圧に対して、インピーダンスを変換するインピーダンス変換手段と、前記インピーダンス変換手段からの出力電圧を増幅する出力信号増幅手段とを備えることを特徴とすることができる。

このように、水平信号線での容量分配を防ぐ回路を提供することにより、最終出力信号での高感度化と低ノイズ化が可能になる。つまり、雑音信号除去手段からの出力信号をインピーダンス変換することで、後段の接続回路の影響を受けない構成にすることができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記インピーダンス変換手段は、ソースフォロア回路であることを特徴とすることもできる。

これにより、インピーダンス変換手段を簡単な構成で実現することができる。
また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記列増幅手段は、反転増幅器と、前記反転増幅器の入力端と出力端との間に設けられたスイッチ手段とを備えることを特徴とすることができる。

これにより、列毎の反転増幅器のＭＯＳトランジスタの閾値ばらつきをキャンセルすることができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記列増幅手段は、異なる増幅度を有する複数の列増幅回路と、前記入力電圧のレベルに応じて、前記複数の列増幅回路の一つを選択する選択回路とを備えることを特徴とすることができる。

これにより、画素部の信号レベルが小さいときに大きく増幅し、レベルが大きいときには小さく増幅して、出力信号をより望ましいものにすることができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記雑音信号除去手段は、容量分配方式を用いることを特徴とすることができる。

これにより、製造工程が容易になる。
また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記雑音信号除去手段は、コンデンサを有し、前記コンデンサは、Ｎ型ＭＯＳ容量で構成されることを特徴とすることができる。

これにより、製造工程が容易になる。
また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記固体撮像装置が備えるトランジスタは、すべてＮ型ＭＯＳトランジスタで構成されることを特徴とすることができる。

これにより、製造工程が容易になる。
また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記固体撮像装置は、さらに前記各列増幅手段が有する負荷回路に電源電圧と、当該電源電圧より高い昇圧電圧を印加する昇圧電圧印加手段とを備えることを特徴とすることができる。

このように、電源電圧より高い昇圧電圧を昇圧電圧印加手段から印加された列増幅手段を画素部と雑音信号除去手段の間の位置に内蔵することにより、画素部の増幅手段からの出力電圧、つまり画素信号だけを直線性よくＮ倍に増幅することができ、雑音信号除去手段以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分の増幅を避け、Ｓ／Ｎ比の向上が図られる。また、列増幅手段で画素信号をＮ倍に増幅することによって、雑音信号除去手段の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化したと同等に効果を得ることも可能になり、固体撮像装置のチップ面積の増大を抑制することが可能になる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記昇圧電圧印加手段は、チャージポンプ方式で電源電圧を昇圧するチャージポンプ回路であることを特徴とすることもできる。

これにより、チャージポンプ回路により昇圧電圧を生成することで、低消費電力化に大きく寄与することができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記チャージポンプ回路は、列を選択する駆動パルスを用いて電源電圧を昇圧することを特徴とすることもできる。

これにより、昇圧電圧生成用パルスを別途設けることなく、昇圧電圧を簡単に生成することができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記昇圧電圧印加手段は、前記各列増幅手段内部に設けられ、前記負荷回路に電源電圧と当該電源電圧より高い昇圧電圧を印加するブートストラップ回路であることを特徴とすることもできる。

このようにブートストラップ回路を各列増幅手段内部に設けることで、列増幅手段の増幅度のばらつきを抑制する働きを持たせることができ、列毎の増幅度のばらつきによる縦状ノイズを軽減することができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記負荷回路は、負荷用の第１のＭＯＳトランジスタであり、前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに前記電源電圧を印加し、当該第１のＭＯＳトランジスタのゲートに前記昇圧電圧を印加するようにしたことを特徴とすることもできる。

これにより、簡単な構成で、画素信号だけを直線性よくＮ倍に増幅することができる。
また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記各列増幅手段は、さらにドライブ用の第２のＭＯＳトランジスタを備え、前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインに前記第１のＭＯＳトランジスタのソースを接続し、当該第２のＭＯＳトランジスタのゲートに前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧をクランプ用容量を介して印加し、前記第１および第２のＭＯＳトランジスタの抵抗値の比により定められる増幅度で、前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧を増幅することを特徴とすることもできる。

これにより、画素信号だけを直線性よくＮ倍に増幅することができ、雑音信号除去手段以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分の増幅を避け、Ｓ／Ｎ比の向上が図られる。また、列増幅手段で画素信号をＮ倍に増幅することによって、雑音信号除去手段の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化したと同等に効果を得ることも可能になり、固体撮像装置のチップ面積の増大を抑制することが可能になる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記各列増幅手段は、前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧の入力レベルに応じて増幅度を変えることを特徴とすることができる。

これにより、入射光量に応じて最適な増幅を行うことで、例えば暗いところは明るく、明るいところは抑えめにするような常時感度のよい映像を生成することができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記各列増幅手段は、増幅度が異なる複数の列増幅手段と、前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧の入力レベルに応じて、前記各列増幅手段の一つを選択する選択手段とを備えることを特徴とすることもできる。

これによっても、入射光量に応じて最適な増幅度をもつアンプに切り替えることにより、常時感度のよい映像を生成できる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記列増幅手段は、前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧の入力レベルが低くなるにつれて、前記増幅度を大きくすることを特徴とすることもできる。

これにより、画素部の信号レベルが小さいときに大きく増幅し、レベルが大きいときには小さく増幅して、出力信号をより望ましいものにすることができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記各列増幅手段は、さらに前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインとゲートとを同一電圧とするための第３のＭＯＳトランジスタを備え、前記第２のＭＯＳトランジスタの閾値電圧と前記画素部の増幅手段からクランプ用容量を介して前記列増幅手段に入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定することを特徴とすることができる。

これにより、列毎の第２のＭＯＳトランジスタの閾値ばらつきをキャンセルすることができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記各列増幅手段は、必要動作期間以外に、前記第２のＭＯＳトランジスタの駆動電流を遮断させる遮断手段を備えることを特徴とすることができる。

これにより、低消費電力で高感度化と低ノイズ化とを実現することができる。
また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記固体撮像装置は、さらに前記雑音信号除去手段からの出力電圧に対して、インピーダンスを変換するインピーダンス変換手段を備えることを特徴とすることができる。

これにより、雑音信号除去手段からの出力信号をインピーダンス変換することで、後段の接続回路の影響を受けない構成にすることができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記インピーダンス変換手段は、ＮＭＯＳトランジスタを用いて構成されるソースフォロア回路であることを特徴とすることもできる。

これにより、Ｎ型ＭＯＳで構成する際には、最も優れたインピーダンス変換手段であり、水平信号線Ｌｍでの容量分配を防ぐことができ、最終出力信号での高感度化と低ノイズ化を実現することができる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記雑音信号除去手段は、コンデンサを有し、前記コンデンサは、Ｎ型ＭＯＳ容量で構成されることを特徴とすることもできる。

これにより、固体撮像装置の製造工程が容易になる。
また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記固体撮像装置が備えるトランジスタは、すべてＮＭＯＳトランジスタにより構成されることを特徴とすることもできる。

これにより、すべての回路をＮ型ＭＯＳ回路で構成することにより、製造工程が容易になり、また、Ｐ型ＭＯＳ形成行程での熱処理による画素特性の劣化を防止し、製造された固体撮像装置の画質の特性が良好になる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記列増幅手段は、前記画素部の増幅手段の周波数帯域よりも低周波数側になるように構成され、雑音周波数に帯域制限をかけることを特徴とすることもできる。

これにより、雑音周波数に帯域制限を設けることが可能となり、画質の特性が良好になる。

また、本発明に係る固体撮像装置においては、前記雑音除去手段は、前記画素部の増幅手段の周波数帯域よりも低周波数側になるように構成され、雑音周波数に帯域制限をかけることを特徴とすることもできる。

これによっても、雑音周波数に帯域制限を設けることが可能となり、画質の特性が良好になる。

なお、本発明は、このような固体撮像装置として実現することができるだけでなく、このような固体撮像装置を含むカメラとして実現したりすることもできる。

これにより、雑音信号除去手段以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分の増幅を避け、Ｓ／Ｎ比の向上が図られ、列増幅手段で画素信号をＮ倍に増幅することによって、雑音信号除去手段の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化したと同等に効果を得ることも可能になり、固体撮像装置のチップ面積の増大を抑制することが可能になり、しかも感度特性の直線性を高めることが可能なカメラを実現することができる。

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、画素部からの出力信号に重畳するノイズが少ない段階で、列増幅手段で入出力ゲイン特性の直線性を向上させ、ダイナミックレンジを広げた上で信号量を増大し、後段の雑音信号除去手段に信号を入力するため、Ｓ／Ｎの向上が達成でき、さらに雑音信号除去手段からの信号を一旦インピーダンス変換する回路を設けることで、水平信号線Ｌｍでの容量分配を防いでゲインを向上する回路を提供している。さらに列増幅手段において、必要動作期間以外での駆動電流を遮断することにより、低消費電力で高感度化と低ノイズ化を実現しており、特性改善はもとより、雑音信号除去手段回路の面積縮小をも可能にすることができる。

よって、本発明により、例えば比較的暗い室内および明るい室外の両方の風景を室内から撮影したような場合、室外の高光量部分でコントラストのある質のよい映像を生成することができ、デジタルカメラが普及してきた今日における本願発明の実用的価値は極めて高い。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。

（実施の形態１）
図３は、本発明の実施の形態１に係るＰ型ＭＯＳ形成行程での熱処理による画素特性の劣化を防止したＮ型ＭＯＳのみで回路構成された回路概念図である。なお、同図において、図１に示される固体撮像装置９００と対応する構成部分に同じ番号を付し、その詳細な説明を省略する。

固体撮像装置１１０は、画素部１０とノイズキャンセル部４０の間に画素信号増幅部６０（すなわち、コラムアンプ７０）を挿入した構成をとる。なお、その駆動タイミングは図２に示したものと同じである。

すなわち、時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスをＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤにＶＤＤを与える。このときフローティングディフュージョンＦＤをゲートとするＳＦからの信号（図３のノードＳＩＧ１１）をＶＳＥＬパルスをＯＮにして、後段に接続するコラムアンプ７０に入力して電圧増幅し（図３のノードＳＩＧ１２ａ）、さらにＮＣＳＨパルスをＯＮにして、ノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図３のノードＳＩＧ１３ａ）に与える。このとき同時にＮＣＣＬパルスをＯＮにして、容量Ｃ４１の他端（図３のノードＳＩＧ１４ａ）に一定のクランプ電圧（ＮＣＤＣ）を与えることで容量Ｃ４１が充電される。

次に、時刻ｔ２において、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスをＯＦＦにする。
時刻ｔ３において、光を電気信号に変換するフォトダイオードＰＤに蓄積された電荷をＴＲＡＮパルスをＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１だけ変化することでＳＦからの信号（図３のノードＳＩＧ１１）もΔＶ２だけ変化し、個々のＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号が後段に接続するコラムアンプ７０に入力されてＮ倍の電圧に増幅され、ノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図３のノードＳＩＧ１３ａ）に与えられる。これにより容量Ｃ４１の他端の信号（図３のノードＳＩＧ１４ａ）もΔＶ２のＮ倍増幅したのと同程度の信号分が変化することになる。このとき、同じノードに接続している容量Ｃ４２との容量分配が発生したときの信号変化分は、ΔＶ２のＮ倍増幅した信号にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ３のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる。

次に、時刻ｔ４において、水平信号線（図３のノードＳＩＧ１４ａ）を信号出力部５０のＲＳパルスをＯＮすることによって一定電圧に固定する。

時刻ｔ５において、信号出力部５０のＨＳＥＬパルスによって、容量Ｃ４２に充電されたΔＶ３のＮ倍増幅された信号は、水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配により、ΔＶ３のＮ倍増幅された信号にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ４のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる仕組みになっている。

すなわち、固体撮像装置の中の回路で信号増幅することにより、従来にくらべ飛躍的に高感度な固体撮像装置を提供することができる。また、画素信号増幅部６０を画素部１０とノイズキャンセル部４０の間に内蔵することにより、ノイズキャンセル部４０以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分を増幅することがないため、Ｓ／Ｎの向上につながる。さらに、信号増幅することによって、ノイズキャンセル用容量も縮小化が可能になり、例えばＮ倍増幅回路が内蔵されていれば、Ｓ／Ｎを悪化させることなく、ノイズキャンセル用容量は１／Ｎ倍まで縮小化することも可能になる。

図４は、本発明の実施の形態１に係るコラムアンプ７０の具体的回路の例を示す図である。

本実施の形態に係る固体撮像装置１２０の画素信号増幅部６０ａは、画素部１０における画素信号のソースフォロア出力信号（図４のノードＳＩＧ２１）をクランプする容量ＣＡを配置し、その後段に反転アンプを備えている。

図５は、その駆動タイミングを示す図である。
時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスをＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤにＶＤＤを与える。このときフローティングディフュージョンＦＤをゲートとするＳＦからの信号（図４のノードＳＩＧ２１）をＶＳＥＬパルスをＯＮにして、後段に接続する画素信号増幅部６０ａの容量ＣＡに入力する。このとき画素信号増幅部６０ａ内のＡＭＰＣＬパルスをＯＮにしておき、後段の反転アンプのトランジスタＱ７２の閾値電圧とで、容量ＣＡを充電する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスをＯＮにすることでトランジスタＱ７２のドレインとゲートとを同一電圧とし、トランジスタＱ７２の閾値電圧と画素信号増幅部６０ａに入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定する。これにより、列毎のトランジスタＱ７２の閾値ばらつきもキャンセルできる。なお、ＡＭＰＣＬパルスは、垂直ブランキング期間内でのみパルスを与えることで、回路のスイッチングノイズを大幅に削減させることもできる。

次に、画素信号増幅部６０ａ内の出力信号をノイズキャンセル部４０におけるＮＣＳＨパルスをＯＮにして、ノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図４のノードＳＩＧ２５ａ）に与える。このとき同時にＮＣＣＬパルスをＯＮにして、容量Ｃ４１の他端（図４のノードＳＩＧ２６ａ）に一定のクランプ電圧（以下ＮＣＤＣ）を与えることで容量Ｃ４１が充電される。

時刻ｔ２で、画素部１０のＲＥＳＥＴパルスとノイズキャンセル部４０のＮＣＣＬパルスをＯＦＦにして、光を電気信号に変換するフォトダイオードＰＤに蓄積された電荷をＴＲＡＮパルスをＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１だけ変化することでＳＦからの信号もΔＶ２だけ変化し、個々のＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号（図４のノードＳＩＧ２１）が後段に接続する画素信号増幅部６０ａに入力される。このとき画素信号増幅部６０ａ内のＡＭＰＣＬパルスはＯＦＦにされている。ここで画素信号増幅部６０ａ内のＮ倍増幅反転アンプにより、ΔＶ２はＮ倍の信号に増幅されて、ノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図４のノードＳＩＧ２５ａ）に与えられる。これにより容量Ｃ４１の他端の信号（図４のノードＳＩＧ２６ａ）もΔＶ２のＮ倍増幅したのと同程度の信号分変化することになる。このとき、同じノードに接続している容量Ｃ４２との容量分配が発生したときの信号変化分は、ΔＶ２のＮ倍増幅した信号にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ３のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる。

次に、時刻ｔ４において、水平信号線（図４のノードＳＩＧ２７ａ）は信号出力部５０のＲＳパルスをＯＮすることによって一定電圧に固定される。

時刻ｔ５において、信号出力部５０のＨＳＥＬパルスによって、容量Ｃ４２に充電されたΔＶ３のＮ倍増幅された信号は、水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配により、ΔＶ３のＮ倍増幅された信号にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ４のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる仕組みになっている。

以上のように、コラムアンプを画素部とノイズキャンセル部との間に内蔵することにより、ノイズキャンセル部以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分を増幅することなく、Ｓ／Ｎ比の向上が図られる。また、コラムアンプで信号増幅することによって、ノイズキャンセル部の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化することも可能になり、チップ面積の縮小が可能になる。

（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係るＰ型ＭＯＳ形成行程での熱処理による画素特性の劣化を防止したＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路を示している。本発明の実施の形態２に係る固体撮像装置１３０は、信号出力部５０ａの入力部にインピーダンス変換用ソースフォロア回路を追加しているところが実施の形態１と異なる。

本実施の形態２は、実施の形態１の回路において、ノイズキャンセル部４０からの信号を、一旦インピーダンス変換する回路を介してから水平信号線に転送しているため、水平信号線寄生容量Ｃ５１による容量分配が発生せず、実施の形態１の回路よりもさらに高感度化と低ノイズ化を実現でき、チップ面積の縮小も容易に実現できる。

図７は、ＮＭＯＳ型固体撮像装置１３０の駆動タイミングを示す図である。
時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスをＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤにＶＤＤを与える。このときフローティングディフュージョンＦＤをゲートとするＳＦからの信号（図６のノードＳＩＧ４１）を、ＶＳＥＬパルスをＯＮにして後段に接続する画素信号増幅部６０ａの容量ＣＡに入力する。このとき画素信号増幅部６０ａ内のＡＭＰＣＬパルスをＯＮにしておき、後段の反転アンプのトランジスタＱ７２の閾値電圧とで、容量ＣＡを充電する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスをＯＮにすることでトランジスタＱ７２のドレインとゲートとを同一電圧とし、トランジスタＱ７２の閾値電圧と画素信号増幅部６０ａに入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定する。これにより、列毎のトランジスタＱ７２の閾値ばらつきもキャンセルできる。なお、ＡＭＰＣＬパルスは、垂直ブランキング期間内でのみパルスを与えることで、回路のスイッチングノイズを大幅に削減させることもできる。

次に画素信号増幅部６０ａ内の出力信号を、ＮＣＳＨパルスをＯＮにしてノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図６のノードＳＩＧ４５ａ）に与える。このとき同時にＮＣＣＬパルスをＯＮにして、容量Ｃ４１の他端（図６のノードＳＩＧ４６ａ）に一定のクランプ電圧（以下ＮＣＤＣ）を与えることで容量Ｃ４１が充電される。

時刻ｔ２で、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスをＯＦＦにして、光を電気信号に変換するフォトダイオードＰＤに蓄積された電荷を、ＴＲＡＮパルスをＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１だけ変化することでＳＦからの信号もΔＶ２だけ変化し、個々のＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号（図６のノードＳＩＧ４１）が後段に接続する画素信号増幅部６０ａに入力される。このとき画素信号増幅部６０ａ内のＡＭＰＣＬパルスはＯＦＦにされている。ここで画素信号増幅部６０ａ内のＮ倍増幅反転アンプにより、ΔＶ２はＮ倍の信号に増幅されて、ノイズキャンセル部４０の容量Ｃ４１の一端（図６のノードＳＩＧ４５ａ）に与えられる。これにより容量Ｃ４１の他端の信号（図６のノードＳＩＧ４６ａ）もΔＶ２のＮ倍増幅したのと同程度の信号分変化することになる。このとき、同じノードに接続している容量Ｃ４２との容量分配が発生したときの信号変化分は、ΔＶ２のＮ倍増幅した信号にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ３のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる。

次に時刻ｔ４において、水平信号線（図６のノードＳＩＧ４８ａ）は信号出力部５０ａのＲＳパルスをＯＮすることによって一定電圧に固定される。

時刻ｔ５において、信号出力部５０ａのＨＳＥＬパルスによって、容量Ｃ４２に充電されたΔＶ３のＮ倍増幅された信号は、トランジスタＱ５２を含むインピーダンス変換用ソースフォロア回路を通過することで、０．８〜０．９倍に低下した信号として水平信号線（図６のノードＳＩＧ４８ａ）上に現れる。しかし、インピーダンス変換用ソースフォロア回路が追加されていることにより水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配の影響がなくなるため、ΔＶ３のＮ倍増幅された信号にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量となっていた従来回路での信号変化分ΔＶ４よりも出力信号量を増加させることができる仕組みになっている。

以上のように、水平信号線での容量分配を防ぐ回路を提供することにより、最終出力信号での高感度化と低ノイズ化が可能になる。

（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３に係るＰ型ＭＯＳ形成行程での熱処理による画素特性の劣化を防止したＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路概念図である。

固体撮像装置１４０は、画素信号増幅部６０ｂが、画素部１０の出力電圧のレベルに応じて、増幅度を異ならせることができる構成となっている。この構成例では、画素信号増幅部６０ｂは、コンパレータＣＯＭＰによって選択される増幅度の異なるコラムアンプ７０ａおよび７０ｂを備え、画素部１０の出力電圧のレベルに応じて、コラムアンプ７０ａおよび７０ｂの内のいずれか１つを選択する方式をとっている。

画素部１０におけるノードＳＩＧ６１の電位とＶＲＥＦとをコンパレータＣＯＭＰにて比較し、もし、ノードＳＩＧ６１の電位の方がＶＲＥＦよりも高い場合には、ノードＳＩＧ６１の電圧がコラムアンプ７０ａの入力端子に入り、一方のコラムアンプ７０ｂの入力端子には入らないようにコンパレータＣＯＭＰの出力電位により制御される。従って、コラムアンプ７０ａおよび７０ｂの出力端子であるノードＳＩＧ６２ａの電位は、増幅度の低い方のコラムアンプ７０ａの出力電位で決定されることになる。

逆に、もしノードＳＩＧ６１の電位の方がＶＲＥＦよりも低い場合には、ノードＳＩＧ６１の電圧がコラムアンプ７０ｂの入力端子に入り、一方のコラムアンプ７０ａの入力端子には入らないようにコンパレータＣＯＭＰの出力電位により制御される。従って、コラムアンプ７０ａおよび７０ｂの出力端子であるノードＳＩＧ２の電位は、増幅度の高い方のコラムアンプ７０ｂの出力電位で決定されることになる。

以上のように、画素部の信号レベルが小さいときに大きく増幅し、レベルが大きいときには小さく増幅して、出力信号をより望ましいものにすることができる。

なお、画素信号増幅部６０ｂの構成は、本実施の形態３で説明を行った構成に限られるものではなく、３つ以上のコラムアンプで構成されていてもよく、また、画素部１０の出力電圧のレベルに応じて連続的に増幅度が変化するような構成であってももちろんよい。

（実施の形態４）
図９は、本発明の実施の形態４に係るＮ型ＭＯＳのみで回路構成された回路概念図である。

固体撮像装置２１０は、画素部１０と、ノイズキャンセル部４０と、信号出力部５０との他、さらに画素部１０とノイズキャンセル部４０の間に挿入される画素信号増幅部６０を備える構成をとる。画素信号増幅部６０は、コラムアンプ７０と、昇圧回路８０とを備える。なお、画素部１０、ノイズキャンセル部４０および信号出力部５０については、上述した従来の固体撮像装置９００と同構成であるので、その構成の詳細な説明を省略する。

昇圧回路８０は、電源電圧ＶＤＤより高い昇圧電圧を生成する。
コラムアンプ７０は、ソースフォロアＳＦからの電圧をＮ倍に増幅して出力するものであり、さらに昇圧回路８０で発生した昇圧電圧を利用することによって、直線性を向上させてダイナミックレンジを広げている。

次いで、固体撮像装置２１０の動作を説明する。
図１０は、固体撮像装置２１０のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。

まず、時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスによりリセットトランジスタＱ１２をＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤに電源電圧ＶＤＤを与える。このとき、ＶＳＥＬパルスにより行選択トランジスタＱ１４をＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤの電荷に応じた電圧（図９のノードＳＩＧ１１）をソースフォロアＳＦから後段のコラムアンプ７０に入力し、Ｎ倍に電圧増幅し（図９のノードＳＩＧ１２ｂ）、さらにＮＣＳＨパルスによりサンプルホールドトランジスタＱ３１をＯＮにして、ノイズキャンセル部４０のクランプ容量Ｃ４１の一端（図９のノードＳＩＧ１３ｂ）に与える。このとき同時にＮＣＣＬパルスによりクランプトランジスタＱ４２をＯＮにして、クランプ容量Ｃ４１の他端（図９のノードＳＩＧ１４ｂ）に一定のクランプ電圧ＮＣＤＣを与えることでクランプ容量Ｃ４１が充電される。

なお、コラムアンプ７０には電源電圧ＶＤＤより高い昇圧電圧を生成する昇圧回路８０が付加されており、昇圧回路８０で発生した昇圧電圧を利用することによって、直線性を向上させてダイナミックレンジを広げている。

次に、時刻ｔ２において、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスとをローレベルとすることにより、リセットトランジスタＱ１２およびクランプトランジスタＱ４２をＯＦＦにする。

時刻ｔ３において、ＴＲＡＮパルスにより転送トランジスタＱ１１をＯＮにして、光を電気信号に変換するフォトダイオードＰＤに蓄積された電荷をフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１だけ変化することでソースフォロアＳＦからの信号（図９のノードＳＩＧ１１）もΔＶ２だけ変化し、個々のソースフォロアＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号が後段に接続するコラムアンプ７０に入力されてＮ倍の電圧に増幅され、ノイズキャンセル部４０のクランプ容量Ｃ４１の一端（図９のノードＳＩＧ１３ｂ）に与えられる。これによりクランプ容量Ｃ４１の他端の信号（図９のノードＳＩＧ１４ｂ）もΔＶ２のＮ倍増幅したのと同程度の信号分が変化することになる。このとき、同じノードに接続しているクランプ容量Ｃ４１との容量分配が発生したときの信号変化分は、ΔＶ２のＮ倍増幅した信号にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ３のＮ倍に増幅した電圧まで信号量を増加させることができる。

次に、時刻ｔ４において、ＲＳパルスにより信号出力部５０の水平線初期化トランジスタＱ５２をＯＮすることによって、水平信号線Ｌｍ（図９のノードＳＩＧ１４ｂ）を一定電圧に固定する。

時刻ｔ５において、ＨＳＥＬパルスにより信号出力部５０の列選択トランジスタＱ５１をＯＮすることによって、サンプルホールド容量Ｃ４２に充電されたΔＶ３のＮ倍増幅された信号は、水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配により、ΔＶ３のＮ倍増幅された信号にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ４のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる仕組みになっている。

すなわち、固体撮像装置２１０の中のコラムアンプ７０で信号増幅することにより、従来にくらべ飛躍的に高感度な固体撮像装置を提供することができる。また、画素信号増幅部６０を画素部１０とノイズキャンセル部４０の間に内蔵することにより、ノイズキャンセル部４０以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分を増幅することがないため、Ｓ／Ｎの向上につながる。さらに、信号増幅することによって、ノイズキャンセル用容量も縮小化が可能になり、例えばＮ倍増幅回路が内蔵されていれば、Ｓ／Ｎを悪化させることなく、ノイズキャンセル用容量は１／Ｎ倍まで縮小化することも可能になる。また、昇圧回路８０により生成された電源電圧ＶＤＤより高い昇圧電圧をコラムアンプ７０に印加することにより、直線性を向上させてダイナミックレンジを広げることもできる。

（実施の形態５）
図１１は、本発明の実施の形態４に係る固体撮像装置を具体化した回路例を示す図である。

本実施の形態５に係る固体撮像装置２２０の画素信号増幅部６０ａは、容量ＣＡ、負荷トランジスタＱ７１、ドライブトランジスタＱ７２、反転増幅コラムアンプ７１、アンプリセットトランジスタＱ７３、スイッチトランジスタＱ７４および反転回路ＩＮＶから構成される。

なお、負荷トランジスタＱ７１と、ドライブトランジスタＱ７２とで、反転増幅コラムアンプ７１が構成される。

容量ＣＡは、画素部１０におけるソースフォロアＳＦから出力された信号（図１０のノードＳＩＧ２１）をクランプするものである。

反転増幅コラムアンプ７１は、、電源ＶＤＤとＧＮＤ間に配設される負荷トランジスタＱ７１とドライブトランジスタＱ７２とで構成され、負荷トランジスタＱ７１とドライブトランジスタＱ７２と特性により、ソースフォロアＳＦから入力される信号をＮ倍に反転増幅する。

アンプリセットトランジスタＱ７３は、反転増幅コラムアンプ７１のドライブトランジスタＱ７２のゲートと、反転増幅コラムアンプ７１の入出力とをスイッチする、つまりドライブトランジスタＱ７２のゲートとドレインとを同一電圧とするためのものであり、ドライブトランジスタＱ７２の閾値電圧とソースフォロアＳＦから入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定する。

スイッチトランジスタＱ７４と反転回路ＩＮＶとは、必要動作期間以外にドライブトランジスタＱ７２のゲートを接地することにより、ドライブトランジスタＱ７２の駆動電流を遮断させ、反転増幅コラムアンプ７１の消費電流を削減するようにしている。

反転増幅コラムアンプ７１については、その負荷トランジスタＱ７１のゲートに電源電圧ＶＤＤより高い昇圧電圧ＨＩＧＨＤＣを印加し、負荷トランジスタＱ７１のＯＮ抵抗値をほぼ０とし、負荷トランジスタＱ７１の閾値による電圧降下現象を防いでいる。

この方法によって、反転増幅コラムアンプ７１の直線性が向上し、ダイナミックレンジを広げることができる。反転増幅コラムアンプ７１のゲイン調整および直線性は、ドライブ側と負荷トランジスタＱ７１サイズによって任意に設定している。

ここで、昇圧回路８０の具体例としては、チャージポンプ方式で動作するチャージポンプ回路８０ａが考えられる。

図１２は、チャージポンプ回路８０ａの具体的回路例を示す図である。
図１２に示されるように、チャージポンプ回路８０ａは、チャージアップ用の容量Ｃ８１，Ｃ８２と、整流用の容量Ｃ８３，Ｃ８４と、整流用のダイオードＤ８１，Ｄ８２と、電源電圧ＶＤＤを容量Ｃ８１に充電するトランジスタＱ８１と、容量Ｃ８３，Ｃ８４に充電された電荷を抜くためのトランジスタＱ８２，Ｑ８３とから構成され、一般のＭＯＳ型固体撮像装置で使用する水平走査用回路に用いられる高速の駆動パルスＨ１，Ｈ２を利用している。

電源をドレインに、ゲートを駆動パルスＨ２に、ソースを容量Ｃ８１を介した駆動パルスＨ１に接続されたトランジスタＱ８１と、前記ソースをアノードとするダイオードＤ８１と、ダイオードＤ８１のカソードには、駆動パルスＨ１との間に容量Ｃ８２を設け、さらにＧＮＤとの間には容量Ｃ８３を設けている。

さらにもう一段のダイオードＤ８２のアノードも接続され、もう一段のダイオードＤ８２のカソードにはＧＮＤとの間に容量Ｃ８４を設けている。この容量Ｃ８４で整流された電圧を昇圧電圧としている。

さらにダイオードＤ８１，Ｄ８２のカソードには、水平走査回路駆動用のスタートパルスをゲートに、ＧＮＤをソースに接続されたトランジスタＱ８１，Ｑ８２がそれぞれ接続され、スタートパルスにより一旦ＧＮＤに初期化したのち、チャージポンプ動作を開始し、駆動パルスＨ１，Ｈ２を１水平走査時に入力することで、ＤＣ的に安定した昇圧電圧を生成している。

図１３は、チャージポンプ回路８０ａの駆動タイミングを示す図である。
まず、スタートパルスパルスＨＳＴにより、容量Ｃ８３，Ｃ８４に充電された電荷を抜く。そして、駆動用のパルスＨ２によりトランジスタＱ８１をＯＮすることにより、容量Ｃ８２に電源電圧ＶＤＤを充電し、駆動パルスＨ１，Ｈ２により容量Ｃ８１，Ｃ８２の電位を押し上げることで、短時間で電源電圧ＶＤＤより高い昇圧電圧を生成する。

なお、ダイオードＤ８１，Ｄ８２として、ゲートとドレインを接続してアノードとし、ソースをカソードとして使うＭＯＳトランジスタダイオードを使用してもよい。

次いで、固体撮像装置２２０の動作を説明する。
図１４は、固体撮像装置２２０のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。

まず、時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスによりリセットトランジスタＱ１２をＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤにＶＤＤを与える。このとき、ＶＳＥＬパルスにより行選択トランジスタＱ１４をＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤの電荷に応じたソースフォロアＳＦからの信号（図１０のノードＳＩＧ２１）を後段の画素信号増幅部６０ａの容量ＣＡに入力する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスにより画素信号増幅部６０ａ内のアンプリセットトランジスタＱ７３をＯＮにしておき、後段の反転増幅コラムアンプ７１のドライブトランジスタＱ７２の閾値電圧とで、容量ＣＡを充電する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスによりアンプリセットトランジスタＱ７３をＯＮにすることでドライブトランジスタＱ７２のドレインとゲートとを同一電圧とし、ドライブトランジスタＱ７２の閾値電圧と画素信号増幅部６０ａに入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定する。

これにより、列毎のドライブトランジスタＱ７２の閾値ばらつきもキャンセルできる。なお、ＡＭＰＣＬパルスは、垂直ブランキング期間内でのみ与えることで、回路のスイッチングノイズを大幅に削減させることもできる。

次に、ＮＣＳＨパルスによりノイズキャンセル部４０におけるサンプルホールドトランジスタＱ３１をＯＮにして、画素信号増幅部６０ａの出力信号をサンプルホールド容量Ｃ４２の一端（図１０のノードＳＩＧ２４ｂ）に与える。このとき、同時にＮＣＣＬパルスによりクランプトランジスタＱ４２をＯＮにして、サンプルホールド容量Ｃ４２の他端（図１０のノードＳＩＧ２５ｂ）に一定のクランプ電圧ＮＣＤＣを与えることでサンプルホールド容量Ｃ４２が充電される。

時刻ｔ２で、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスをローレベルにすることにより画素部１０のリセットトランジスタＱ１２と、ノイズキャンセル部４０のクランプトランジスタＱ４２とをＯＦＦにして、ＴＲＡＮパルスにより転送トランジスタＱ１１をＯＮにして光を電気信号に変換するＰＤに蓄積された電荷をフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１だけ変化することでソースフォロアＳＦからの信号もΔＶ２だけ変化し、個々のソースフォロアＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号（図１０のノードＳＩＧ２１）が後段の画素信号増幅部６０ａに入力される。このとき、ＡＭＰＣＬパルスをローレベルにすることにより画素信号増幅部６０ａのアンプリセットトランジスタＱ７３はＯＦＦにされている。ここで、画素信号増幅部６０ａの反転増幅コラムアンプ７１により、ΔＶ２はＮ倍の信号に増幅されて、ノイズキャンセル部４０のサンプルホールド容量Ｃ４２の一端（図１０のノードＳＩＧ２４ｂ）に与えられる。これによりサンプルホールド容量Ｃ４２の他端の信号（図１０のノードＳＩＧ２５ｂ）もΔＶ２のＮ倍に増幅したのと同程度の信号分変化することになる。このとき、同じノードに接続しているクランプ容量Ｃ４１との容量分配が発生したときの信号変化分は、ΔＶ２のＮ倍増幅した信号にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ３のＮ倍に増幅した電圧まで信号量を増加させることができる。

次に、時刻ｔ４において、ＲＳパルスにより信号出力部５０の水平線初期化トランジスタＱ５２をＯＮすることによって、水平信号線Ｌｍ（図１０のノードＳＩＧ２６ｂ）は一定電圧に固定される。

時刻ｔ５において、ＨＳＥＬパルスにより信号出力部５０の列選択トランジスタＱ５１をＯＮすることによって、クランプ容量Ｃ４１に充電されたΔＶ３のＮ倍増幅された信号は、水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配により、ΔＶ３のＮ倍増幅された信号にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ４のＮ倍に増幅した電圧まで信号量を増加させることができる仕組みになっている。

以上のように、反転増幅コラムアンプ７１を画素部１０とノイズキャンセル部４０との間に内蔵することにより、ノイズキャンセル部以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分を増幅することなく、Ｓ／Ｎ比の向上が図られる。また、反転増幅コラムアンプ７１アンプでＮ倍に信号増幅することによって、ノイズキャンセル部４０の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化したのと同等にすることも可能になり、チップ面積の縮小が可能になる。

（実施の形態６）
図１５は、本発明の実施の形態４に係る固体撮像装置２１０を具体化した他の固体撮像装置の回路例を示す図である。

本実施の形態６に係る固体撮像装置２３０の画素信号増幅部６０ｂは、容量ＣＡ、負荷トランジスタＱ７１、ドライブトランジスタＱ７２、反転増幅コラムアンプ７１、アンプリセットトランジスタＱ７３およびスイッチトランジスタＱ７４の他、各画素信号増幅部に設けられる昇圧回路として構成される負荷トランジスタＱ７１をブートするためのブートストラップ容量ＣＢと、スイッチトランジスタＱ７５，Ｑ７６，Ｑ７７とを備える。

画素部１０における画素信号のソースフォロア出力信号（図１５のノードＳＩＧ２１）をクランプする容量ＣＡを配置し、容量ＣＡの出力端には電源とＧＮＤ間に負荷トランジスタＱ７１とドライブトランジスタＱ７２を備えた反転増幅コラムアンプ７１のドライブトランジスタＱ７２のゲートと反転増幅コラムアンプ７１の入出力をスイッチするアンプリセットトランジスタＱ７３と反転増幅コラムアンプ７１のドライブトランジスタＱ７２のゲートをＧＮＤに接地するスイッチトランジスタＱ７４が接続されている。

さらに反転増幅コラムアンプ７１の負荷トランジスタＱ７１のゲートとソースにはブートストラップ容量ＣＢが接続され、負荷トランジスタＱ７１のゲートには、さらに電源電圧ＶＤＤに接続するためのスイッチトランジスタＱ７５が設けられ、ブートストラップ容量ＣＢの両端にはＧＮＤに接地するためのスイッチトランジスタＱ７６，Ｑ７７が設けられた回路になっている。

反転増幅コラムアンプ７１については、その負荷トランジスタＱ７１のゲートとソース間にブートストラップ容量ＣＢを接続することで、ゲートに昇圧電圧を印加し、負荷トランジスタＱ７１の閾値による電圧降下現象を防いで反転増幅コラムアンプ７１の直線性を向上させ、ダイナミックレンジを広げている。

つまり、ＢＯＯＴＲＳパルスによりスイッチトランジスタＱ７６，Ｑ７６をＯＮすることでブートストラップ容量ＣＢの電荷を抜き、ＢＯＯＴＳＥＴパルスによりスイッチトランジスタＱ７５をＯＮすることで、ブートストラップ容量ＣＢに電源電圧ＶＤＤを充電し、電源電圧ＶＤＤがパルス状にされたＡＭＰＤＲＩＶＥパルスを負荷トランジスタＱ７１のドレインに印加することで、負荷トランジスタＱ７１のゲート電位がブートされるように構成されている。

この方法が図１０の回路と異なる点は、負荷トランジスタＱ７１のゲートとソース間がブートストラップ容量ＣＢによって、常に一定電圧差に保たれることにある。仮に負荷トランジスタＱ７１の閾値が隣接する各列間でバラツキがあった場合でも、負荷トランジスタＱ７１のゲートとソース間が一定電圧差であるため、反転増幅コラムアンプ７１の入出力ゲイン特性に差が現れにくい特長がある。この特長は、出力画像の縦方向感度ばらつきを削減する効果を持つ。

図１６は、固体撮像装置２３０のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。

まず、時刻ｔ００において、ＢＯＯＴＲＳパルスによりスイッチトランジスタＱ７６，Ｑ７７をＯＮにしてブートストラップ容量ＣＢの両端の電位をＧＮＤレベルにリセットする。時刻ｔ０１で、ＢＯＯＴＳＥＴパルスによりスイッチトランジスタＱ７５をＯＮにして、ブートストラップ容量ＣＢと負荷トランジスタＱ７１のゲートとの接続ノードに電源電圧ＶＤＤ程度の電圧を供給する。次に、時刻ｔ１において、電源ＶＤＤがパルス状にされたＡＭＰＤＲＩＶＥパルスを負荷トランジスタＱ７１のソースに印加して、ブートストラップ容量ＣＢと負荷トランジスタＱ７１のソースとの接続ノードに電源電圧ＶＤＤ程度の電圧を供給する。これによりブートストラップ容量ＣＢと負荷トランジスタＱ７１のゲートとの接続ノードには電源電圧ＶＤＤよりも高い昇圧電圧が発生し、反転増幅コラムアンプ７１の直線性改善とダイナミックレンジを大きく設定することができる。

時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスによりリセットトランジスタＱ１２をＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤに電源電圧ＶＤＤを与える。このとき、ＶＳＥＬパルスにより行選択トランジスタＱ１４をＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤをゲートとするソースフォロアＳＦからの信号（図１５のノードＳＩＧ２１）を後段の画素信号増幅部６０ｂの容量ＣＡに入力する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスにより画素信号増幅部６０ｂのアンプリセットトランジスタＱ７３をＯＮにしておき、後段の反転増幅コラムアンプ７１のドライブトランジスタＱ７２の閾値電圧とで、容量ＣＡを充電する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスによりアンプリセットトランジスタＱ７３をＯＮにすることでドライブトランジスタＱ７２のドレインとゲートとを同一電圧とし、ドライブトランジスタＱ７２の閾値電圧と画素信号増幅部６０ｂに入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定する。

これにより、列毎のドライブトランジスタＱ７２の閾値ばらつきもキャンセルできる。なお、ＡＭＰＣＬパルスは、垂直ブランキング期間内でのみパルスを与えることで、回路のスイッチングノイズを大幅に削減させることもできる。

次に、ＮＣＳＨパルスによりノイズキャンセル部４０におけるサンプルホールドトランジスタＱ３１をＯＮにして、画素信号増幅部６０ｂからの出力信号をノイズキャンセル部４０のサンプルホールド容量Ｃ４２の一端（図１５のノードＳＩＧ２４ｂ）に与える。このとき、同時にＮＣＣＬパルスによりクランプトランジスタＱ４２をＯＮにして、サンプルホールド容量Ｃ４２の他端（図１５のノードＳＩＧ２５ｂ）に一定のクランプ電圧ＮＣＤＣを与えることで、サンプルホールド容量Ｃ４２が充電される。

時刻ｔ２で、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスをローレベルにすることにより画素部１０のリセットトランジスタＱ１２とノイズキャンセル部４０のクランプトランジスタＱ４２とをＯＦＦにして、ＴＲＡＮパルスにより転送トランジスタＱ１１をＯＮにして、光を電気信号に変換するＰＤに蓄積された電荷をフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１だけ変化することでソースフォロアＳＦからの信号もΔＶ２だけ変化し、個々のソースフォロアＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号（図１５のノードＳＩＧ２１）が後段に接続する画素信号増幅部６０ｂに入力される。このとき画素信号増幅部６０ｂ内のＡＭＰＣＬパルスをローレベルにすることによりアンプリセットトランジスタＱ７３はＯＦＦにされている。ここで画素信号増幅部６０ｂ内のＮ倍増幅反転増幅コラムアンプ７１により、ΔＶ２はＮ倍の信号に増幅されて、ノイズキャンセル部４０のサンプルホールド容量Ｃ４２の一端（図１５のノードＳＩＧ２４ｂ）に与えられる。これによりサンプルホールド容量Ｃ４２の他端の信号（図１５のノードＳＩＧ２５ｂ）もΔＶ２のＮ倍増幅したのと同程度の信号分変化することになる。このとき、同じノードに接続しているクランプ容量Ｃ４１との容量分配が発生したときの信号変化分は、ΔＶ２のＮ倍増幅した信号にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ３のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる。

次に、時刻ｔ４において、水平信号線Ｌｍ（図１０のノードＳＩＧ２６ｂ）は信号出力部５０のＲＳパルスにより水平線初期化トランジスタＱ５２をＯＮすることによって一定電圧に固定される。

時刻ｔ５において、ＨＳＥＬパルスにより信号出力部５０の列選択トランジスタＱ５１をＯＮすることによって、クランプ容量Ｃ４１に充電されたΔＶ３のＮ倍増幅された信号は、水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配により、ΔＶ３のＮ倍増幅された信号にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ４のＮ倍に増幅した電圧まで信号量を増加させることができる仕組みになっている。

以上のように、コラムアンプを画素部とノイズキャンセル部との間に内蔵することにより、ノイズキャンセル部以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分を増幅することなく、Ｓ／Ｎ比の向上が図られる。また、コラムアンプでＮ倍信号増幅することによって、ノイズキャンセル部の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化することも可能になり、チップ面積の縮小が可能になる。

（実施の形態７）
図１７は、本発明の実施の形態７に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路概念図を示す図である。

本発明の実施の形態７に係る固体撮像装置２４０は、信号出力部５０ａの入力部にインピーダンス変換回路５１を追加しているところが実施の形態４〜３の固体撮像装置２１０，２，３と異なる。

本実施の形態７の固体撮像装置２４０によれば、ノイズキャンセル部４０からの信号を、一旦インピーダンス変換するインピーダンス変換回路５１を介してから水平信号線Ｌｍに転送しているため、水平信号線寄生容量Ｃ５１による容量分配が発生せず、上記の固体撮像装置２１０，２，３よりもさらに高感度化と低ノイズ化を実現でき、チップ面積の縮小も容易に実現できる。

（実施の形態８）
図１８は、本発明の実施の形態８に係る固体撮像装置の具体的な回路を示す図である。
この図１８に示される固体撮像装置２５０は、インピーダンス変換回路５１としてソースフォロア５１ａを使った例である。

ソースフォロア５１ａは、３つのＮＭＯＳ型のトランジスタＱ５１，Ｑ５２，Ｑ５３により構成される。

図１９は、ＮＭＯＳ型の固体撮像装置２５０の駆動タイミングを示す図である。
時刻ｔ１において、ＲＥＳＥＴパルスによりリセットトランジスタＱ１２をＯＮにしてフローティングディフュージョンＦＤに電源電圧ＶＤＤを与える。このとき、ＶＳＥＬパルスにより行選択トランジスタＱ１４をＯＮにして、フローティングディフュージョンＦＤをゲートとするソースフォロアＳＦからの信号（図１８のノードＳＩＧ２１）を後段の画素信号増幅部６０ａの容量ＣＡに入力する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスにより画素信号増幅部６０ａのアンプリセットトランジスタＱ７３をＯＮにしておき、後段の負荷トランジスタＱ２１のゲートに昇圧電圧を印加し、入出力特性を改善している反転増幅コラムアンプ７１のドライブトランジスタＱ７２の閾値電圧とで、容量ＣＡを充電する。このとき、ＡＭＰＣＬパルスによりアンプリセットトランジスタＱ７３をＯＮにすることでドライブトランジスタＱ７２のドレインとゲートとを同一電圧とし、ドライブトランジスタＱ７２の閾値電圧と画素信号増幅部６０ａに入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定する。これにより、列毎のドライブトランジスタＱ７２の閾値ばらつきもキャンセルできる。なお、ＡＭＰＣＬパルスは、垂直ブランキング期間内でのみパルスを与えることで、回路のスイッチングノイズを大幅に削減させることもできる。

次に、ＮＣＳＨパルスによりサンプルホールドトランジスタＱ３１をＯＮにして画素信号増幅部６０ａの出力信号をノイズキャンセル部４０のサンプルホールド容量Ｃ４２の一端（図１８のノードＳＩＧ２４ｂ）に与える。このとき、同時にＮＣＣＬパルスによりクランプトランジスタＱ４２をＯＮにして、サンプルホールド容量Ｃ４２の他端（図１８のノードＳＩＧ２５ｂ）に一定のクランプ電圧ＮＣＤＣを与えることで、サンプルホールド容量Ｃ４２が充電される。

時刻ｔ２で、ＲＥＳＥＴパルスとＮＣＣＬパルスをローレベルとすることによりリセットトランジスタＱ１２とクランプトランジスタＱ４２とをＯＦＦにして、ＴＲＡＮパルスにより転送トランジスタＱ１１をＯＮにして光を電気信号に変換するＰＤに蓄積された電荷をフローティングディフュージョンＦＤに転送する。フローティングディフュージョンＦＤの電位がＶＤＤレベルからΔＶ１だけ変化することでソースフォロアＳＦからの信号もΔＶ２だけ変化し、個々のソースフォロアＳＦが持つ閾値ばらつきをキャンセルされた信号（図１８のノードＳＩＧ２１）が後段に接続する画素信号増幅部６０ａに入力される。このとき、ＡＭＰＣＬパルスをローレベルにすることにより画素信号増幅部６０ａのアンプリセットトランジスタＱ７３はＯＦＦにされている。ここで画素信号増幅部６０ａのＮ倍増幅反転増幅コラムアンプ７１により、ΔＶ２はＮ倍の信号に増幅されて、ノイズキャンセル部４０のサンプルホールド容量Ｃ４２の一端（図１８のノードＳＩＧ２４ｂ）に与えられる。これによりサンプルホールド容量Ｃ４２の他端の信号（図１８のノードＳＩＧ２５ｂ）もΔＶ２のＮ倍増幅したのと同程度の信号分変化することになる。このとき、同じノードに接続しているクランプ容量Ｃ４１との容量分配が発生したときの信号変化分は、ΔＶ２のＮ倍増幅した信号にＣ４１／（Ｃ４１＋Ｃ４２）を乗算した信号量となり、従来回路での信号変化分ΔＶ３のＮ倍増幅した電圧まで信号量を増加させることができる。

次に時刻ｔ４において、ＲＳパルスにより信号出力部５０ｂの水平線初期化トランジスタＱ５２をＯＮすることによって、水平信号線Ｌｍ（図１８のノードＳＩＧ２６ｂ）は一定電圧に固定される。

時刻ｔ５において、ＨＳＥＬパルスにより信号出力部５０ｂの列選択トランジスタＱ５１をＯＮすることによって、クランプ容量Ｃ４１に充電されたΔＶ３のＮ倍増幅された信号は、ソースフォロア５１ａを通過することで、０．８〜０．９倍に低下した信号として水平信号線Ｌｍ（図１８のノードＳＩＧ２６ｂ）上に現れる。

しかし、ソースフォロア５１ａが追加されていることにより水平信号線寄生容量Ｃ５１との容量分配の影響がなくなるため、ΔＶ３のＮ倍増幅された信号にＣ４２／（Ｃ４２＋Ｃ５１）を乗算した信号量となっていた従来回路での信号変化分ΔＶ４よりも出力信号量を増加させることができる仕組みになっている。

以上のように、水平信号線Ｌｍでの容量分配を防ぐ回路を提供することにより、最終出力信号での高感度化と低ノイズ化が可能になる。

（実施の形態９）
図２０は、本発明の実施の形態９に係る固体撮像装置の回路概念図である。

固体撮像装置２６０は、画素信号増幅部６０ｃが、画素部１０の出力電圧のレベルに応じて、増幅度を異ならせることができる構成となっている。

この構成例では、画素信号増幅部６０ｃは、昇圧回路８０の他、増幅度が異なるコラムアンプ７０ａ，７０ｂとスイッチトランジスタＱ７８，Ｑ７９と、反転回路ＩＮＶと、コンパレータＣＯＭＰとを備え、画素部１０の出力電圧のレベルに応じて、コラムアンプ７０ａ，７０ｂの内のいずれか１つを選択する方式をとっている。なお、コラムアンプ７０ａ，７０ｂには昇圧電圧が印加され、入出力特性を改善している。

画素部１０におけるノードＳＩＧ６１の電位とＶＲＥＦとをコンパレータＣＯＭＰにて比較し、もし、ノードＳＩＧ６１の電位の方がＶＲＥＦよりも高い場合には、ノードＳＩＧ６１の電圧がコラムアンプ７０ａの入力端子に入り、一方のコラムアンプ７０ｂの入力端子には入らないようにコンパレータＣＯＭＰの出力電位により制御される。従って、コラムアンプ７０ａ，７０ｂの出力端子であるノードＳＩＧ６２ｂの電位は、増幅度の低い方のコラムアンプ７０ａの出力電位で決定されることになる。

逆に、もしノードＳＩＧ６１の電位の方がＶＲＥＦよりも低い場合には、ノードＳＩＧ６１の電圧がコラムアンプ７０ｂの入力端子に入り、一方のコラムアンプ７０ａの入力端子には入らないようにコンパレータＣＯＭＰの出力電位により制御される。従って、コラムアンプ７０ａ，７０ｂの出力端子であるノードＳＩＧ６２ｂの電位は、増幅度の高い方のコラムアンプ７０ｂの出力電位で決定されることになる。

以上のように、画素部の信号レベルが小さいときに大きく増幅し、レベルが大きいときには小さく増幅して、出力信号をより望ましいものにすることができる。

なお、画素信号増幅部６０ｃの構成は、本実施の形態９で説明を行った構成に限られるものではなく、３つ以上のコラムアンプで構成されていてもよく、また、画素部１０の出力電圧のレベルに応じて連続的に増幅度が変化するような構成であってももちろんよい。

（実施の形態１０）
画素部１０のＱ１３とＱ２１で形成される増幅手段の周波数帯域よりも、画素信号増幅部６０の列増幅手段（コラムアンプ７０）の周波数帯域が低周波数側になるように設計してもよい。

これにより、画素部１０で発生した雑音成分を画素信号増幅部６０で帯域制限をかける形になり、雑音成分を減少させ、良好な画質を得ることができる。

また、画素部１０のＱ１３とＱ２１で形成される増幅手段の周波数帯域よりも、ノイズキャンセル部４０の周波数帯域が低周波数側になるように設計してもよい。

これにより、画素部１０で発生した雑音成分をノイズキャンセル部４０で帯域制限をかける形になり、雑音成分を減少させ、良好な画質を得ることができる。

図２１は、上述の実施の形態１〜１０の固体撮像装置を用いたカメラの構成を示す図である。

図２１に示されるようにカメラ４００は、被写体の光学像を撮像素子に結像させるレンズ４０１と、レンズ４０１を通過した光学像の光学処理を行うミラーや、シャッタなどの光学系４０２と、上記の固体撮像装置により実現されるＭＯＳ型撮像素子４０３と、信号処理部４１０と、タイミング制御部４１１等とを備える。タイミング制御部４１１は、ＭＯＳ型撮像素子４０３から出力されるフィールドスルーの信号と出力信号との差分をとるＣＤＳ回路４０４と、ＣＤＳ回路４０４から出力されるＯＢレベルの信号を検出するＯＢクランプ回路４０５と、ＯＢレベルと有効画素の信号レベルとの差分をとり、その差分のゲインを調整するＧＣＡ４０６と、ＧＣＡ４０６から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ４０７等とから構成される。タイミング制御部４１１は、ＡＤＣ４０７から出力されたデジタル信号に信号処理を施すと共に、駆動タイミングの制御を行うＤＳＰ４０８と、ＤＳＰ４０８の指示に従って、ＭＯＳ型撮像素子４０３に対して種々の駆動パルスを種々のタイミングで発生させるＴＧ４０９等とから構成される。

このように構成されたカメラ４００によれば、上記の固体撮像装置により実現されるＭＯＳ型撮像素子４０３によって、雑音信号除去手段以降で発生する熱雑音や１／ｆ雑音等のノイズ成分の増幅を避け、Ｓ／Ｎ比の向上が図られ、列増幅手段で画素信号をＮ倍に増幅することによって、雑音信号除去手段の容量を１／Ｎ倍程度まで縮小化したと同等に効果を得ることも可能になり、固体撮像装置のチップ面積の増大を抑制することが可能になり、しかも感度特性の直線性を高めることが可能なカメラを実現することができる。

本発明に係る固体撮像装置は、低消費電力で高感度化と低ノイズ化とチップ面積の縮小とを達成することができ、大光量が入射する場合でも飽和が生じにくい直線性のよい光応答を得ることができ、例えば、屋内、屋外と光量が大きく変化する撮像条件下に最適なデジタルカメラの他、カメラ付き携帯電話機、ノートパソコンに備えられるカメラ、情報処理機器に接続されるカメラユニット、イメージセンサ等に適している。

従来のＮ型ＭＯＳのみで構成された固体撮像装置９００の回路例を示す図である。 固体撮像装置９００のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。 本発明の実施の形態１に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路概念図である。 本発明の実施の形態１に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路図である。 本発明の実施の形態１に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路の駆動タイミング図である。 本発明の実施の形態２に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路図である。 本発明の実施の形態２に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路の駆動タイミング図である。 本発明の実施の形態３に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路概念図である。 本発明の実施の形態４に係るＮ型ＭＯＳのみで回路構成された回路概念図である。 固体撮像装置２１０のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。 本発明の実施の形態４に係る固体撮像装置を具体化した回路例を示す図である。 チャージポンプ回路８０ａの具体的回路例を示す図である。 チャージポンプ回路８０ａの駆動タイミングを示す図である。 固体撮像装置２２０のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。 本発明の実施の形態４に係る固体撮像装置２１０を具体化した他の固体撮像装置の回路例を示す図である。 固体撮像装置２３０のトランジスタを駆動する駆動タイミングを示す図である。 本発明の実施の形態７に係るＮＭＯＳ型固体撮像装置の回路概念図を示す図である。 本発明の実施の形態８に係る固体撮像装置の具体的な回路を示す図である。 ＮＭＯＳ型固体撮像装置２５０の駆動タイミングを示す図である。 本発明の実施の形態９に係る固体撮像装置の回路概念図である。 カメラの構成を示す図である。

符号の説明

１０ 画素部
４０ ノイズキャンセル部
５０，５０ａ 信号出力部
６０，６０ａ，６０ｂ 画素信号増幅部
７０，７０ａ，７０ｂ コラムアンプ（列増幅部）
７１ 反転増幅コラムアンプ（列増幅部）
８０ 昇圧回路
８０ａ チャージポンプ回路
１１０，１２０，１３０，１４０，２１０，
２２０，２３０，２４０，２５０，２６０ 固体撮像装置
ＰＤ フォトダイオード
ＦＤ フローティングディフュージョン
ＣＯＭＰ コンパレータ
Ｑ５２，Ｑ７１，Ｑ７２ トランジスタ
Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ５１，ＣＡ クランプ容量

Claims (23)

1. ２次元画像を取得するための固体撮像装置であって、
   入射光を電荷に変換する光電変換手段と、前記電荷を電圧に変換して出力する増幅手段とを含み、２次元配列される複数の画素部と、
   列毎に設けられ、当該列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧に含まれる雑音を除去する複数の雑音信号除去手段と、
   前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧を増幅し、増幅した電圧を当該列に対応する雑音信号除去手段に出力する複数の列増幅手段とを備え、
   前記複数の画素部と、前記複数の雑音信号除去手段と、前記複数の列増幅手段とが、すべてＮ型ＭＯＳ回路で構成され、
   前記固体撮像装置は、さらに
   前記各列増幅手段が有する負荷回路に電源電圧と、当該電源電圧より高い昇圧電圧を印加する昇圧電圧印加手段を備える
   ことを特徴とする固体撮像装置。
2. 前記固体撮像装置は、さらに、
   前記雑音信号除去手段からの出力電圧に対して、インピーダンスを変換するインピーダンス変換手段と、
   前記インピーダンス変換手段からの出力電圧を増幅する出力信号増幅手段とを備え、
   前記インピーダンス変換手段と、前記出力信号増幅手段とが、すべてＮ型ＭＯＳ回路で構成されている
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
3. 前記インピーダンス変換手段は、ソースフォロア回路である
   ことを特徴とする請求項２記載の固体撮像装置。
4. 前記列増幅手段は、
   反転増幅器と、
   前記反転増幅器の入力端と出力端との間に設けられたスイッチ手段と
   を備えることを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
5. 前記列増幅手段は、
   異なる増幅度を有する複数の列増幅回路と、
   前記入力電圧のレベルに応じて、前記複数の列増幅回路の一つを選択する選択回路と
   を備えることを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
6. 前記雑音信号除去手段は、容量分配方式を用いる
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
7. 前記雑音信号除去手段は、コンデンサを有し、
   前記コンデンサは、Ｎ型ＭＯＳ容量で構成される
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
8. 前記昇圧電圧印加手段は、チャージポンプ方式で電源電圧を昇圧するチャージポンプ回路である
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
9. 前記チャージポンプ回路は、列を選択する駆動パルスを用いて電源電圧を昇圧する
   ことを特徴とする請求項８記載の固体撮像装置。
10. 前記昇圧電圧印加手段は、前記各列増幅手段内部に設けられ、前記負荷回路に電源電圧と当該電源電圧より高い昇圧電圧を印加するブートストラップ回路である
    ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
11. 前記負荷回路は、負荷用の第１のＭＯＳトランジスタであり、
    前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに前記電源電圧を印加し、当該第１のＭＯＳトランジスタのゲートに前記昇圧電圧を印加するようにした
    ことを特徴とする請求項1記載の固体撮像装置。
12. 前記各列増幅手段は、さらにドライブ用の第２のＭＯＳトランジスタを備え、
    前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインに前記第１のＭＯＳトランジスタのソースを接続し、当該第２のＭＯＳトランジスタのゲートに前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧をクランプ用容量を介して印加し、
    前記第１および第２のＭＯＳトランジスタの抵抗値の比により定められる増幅度で、前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧を増幅する
    ことを特徴とする請求項１１記載の固体撮像装置。
13. 前記各列増幅手段は、
    前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧の入力レベルに応じて増幅度を変える
    ことを特徴とする請求項１２記載の固体撮像装置。
14. 前記各列増幅手段は、
    増幅度が異なる複数の列増幅手段と、
    前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧の入力レベルに応じて、前記各列増幅手段の一つを選択する選択手段とを備える
    ことを特徴とする請求項１２記載の固体撮像装置。
15. 前記列増幅手段は、
    前記列に属する画素部の増幅手段からの出力電圧の入力レベルが低くなるにつれて、前記増幅度を大きくする
    ことを特徴とする請求項１２記載の固体撮像装置。
16. 前記各列増幅手段は、さらに前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインとゲートとを同一電圧とするための第３のＭＯＳトランジスタを備え、
    前記第２のＭＯＳトランジスタの閾値電圧と前記画素部の増幅手段からクランプ用容量を介して前記列増幅手段に入力される黒レベル信号とにより初期状態を設定する
    ことを特徴とする請求項１２記載の固体撮像装置。
17. 前記各列増幅手段は、
    必要動作期間以外に、前記第２のＭＯＳトランジスタの駆動電流を遮断させる遮断手段を備える
    ことを特徴とする請求項１２記載の固体撮像装置。
18. 前記固体撮像装置は、さらに前記雑音信号除去手段からの出力電圧に対して、インピーダンスを変換するインピーダンス変換手段を備える
    ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
19. 前記インピーダンス変換手段は、
    ＮＭＯＳトランジスタを用いて構成されるソースフォロア回路である
    ことを特徴とする請求項１８記載の固体撮像装置。
20. 前記雑音信号除去手段は、コンデンサを有し、
    前記コンデンサは、Ｎ型ＭＯＳ容量で構成される
    ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
21. 前記列増幅手段は、前記画素部の増幅手段の周波数帯域よりも低周波数側になるように構成され、雑音周波数に帯域制限をかける
    ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
22. 前記雑音除去手段は、前記画素部の増幅手段の周波数帯域よりも低周波数側になるように構成され、雑音周波数に帯域制限をかける
    ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
23. 請求項１記載の固体撮像装置を備えることを特徴とするカメラ。

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