JP4485720B2 - 集積回路装置用昇圧回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は集積回路装置に係り、より詳細には、集積回路装置用昇圧回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
集積回路装置のうち不揮発性半導体メモリ装置、特にフラッシュメモリ装置は、バッテリを利用した応用分野のうち個人携帯端末器(PDA)、携帯電話等に活用されて急激な市場膨張が予想されている。その際、低消費電力を達成するために、バッテリ電源を利用するフラッシュメモリ装置の低電源電圧化が重要な改善事項になる。このような低電源電圧化によって応用機器の待機使用時間の延長及び軽量化等の付加的な目的を達成できる。
【0003】
低電源電圧化に従って、集積回路装置に使用する内部電圧は外部から供給される電源電圧より高くなる。従って、集積回路装置の内部には内部的に高い電圧(以下、“高電圧”又は“昇圧電圧”と呼ぶ)を発生できるブースティングスキームを利用した昇圧回路が採用されてきた。昇圧電圧を発生するためのブースティングスキームを採用する場合、昇圧電圧が電源電圧の変動に関係なく一定に維持されることが望ましい。もし、電源電圧の変動に比例して昇圧回路を通じて出力される昇圧電圧が大幅に可変されると、集積回路装置の内部の論理回路を構成する要素、即ち、MOSトランジスタに対する印加電圧が大幅に変わり、これは集積回路装置で深刻な間違いを発生させる。例えば、超高電圧が印加される場合、集積回路装置の内部のp/n接合に降伏電圧以上の電圧が印加されるに従って、欠陥が発生される。また、MOSトランジスタの絶縁膜の劣化現象または消費電流量の急激な増加現象が発生する。従って、電源電圧の変化時、昇圧回路を通じて生成される昇圧電圧の変動をできるだけ抑制するために様々な技術が提案されてきた。
【0004】
昇圧電圧の変動を抑制するための技術の1つはブースティングスキームに使用するキャパシタの数を制御するものであり、IEEE1996 Syposium On VLSI Circuits Digest Of Technical Papers. pp.172−173に“A 2.7V Only 8Mb×16 NOR Flash Memory”の名称で発表された。論文に掲載された昇圧回路を図1に示す。
【0005】
図1を参照すると、従来の昇圧回路はブースタ10と制御ロジック12で構成される。ブースタ10は2つのインバータ20,24と、2つのキャパシタ22,26と、PMOSトランジスタ28とで構成され、図に示すように接続される。ブースタ10は制御信号KCK/のローハイ遷移に応じて電源電圧VCCより高い昇圧電圧VPPを発生する。制御ロジック12は制御信号Vcdetに従ってブースタ10のインバータ20,24を個別的に選択することによって、ブースタ10に使用されるキャパシタの数を決定する。ここで、
制御信号Vcdetの電圧レベルは電圧分配器(図示しない)を通じて昇圧電圧VPPを分配することによって決定できる。
【0006】
回路動作において、昇圧電圧VPPの増加に従って制御信号Vcdetの電圧レベルが増加すると、制御ロジック12はブースタ10に使用したインバータ20,24のうち1つをディセーブルさせる。即ち、1つのキャパシタを利用してブースティング動作が行われるので、昇圧電圧VPPは概略的に半分減少する。もし、昇圧電圧VPPが低くなると、制御ロジック12はディセーブルされたインバータをイネーブルさせる。即ち、2つのキャパシタを利用してブースティング動作をするので、昇圧電圧VPPは再び増加する。
【0007】
図2は電源電圧変化及び昇圧電圧変化の関係を示す図である。
【0008】
図2を参照すると、電源電圧がVCC1とVCC2との間の範囲に存在する場合、ブースタ10のキャパシタ22,26が全部使用されるように制御ロジック12が設計される。電源電圧がVCC2とVCC3との間の範囲に存在する場合、ブースタ10のキャパシタ22,26のうちいずれか1つが使用されるように制御ロジック12が設計される。前者の場合、ブースタ10の出力電圧、即ち、昇圧電圧VPPは2つのキャパシタを利用してブースティング動作をするに従って、VPP1とVPP2の間に存在する。後者の場合、ブースタ10の出力電圧VPPは1つのキャパシタを利用してブースティング動作をするので、VPP2とVPP1の間に存在する。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
前述した昇圧回路によると、ブースティング動作に使用されるキャパシタの数が変化するに従って(又は、電源電圧が変化するに従って)、昇圧電圧VPPが大幅に変化する。これは集積回路装置の動作が不安定になることを意味する。従って、集積回路装置の安定した動作を保障するためには、電源電圧変動の影響が少ない昇圧回路が要求される。
【0010】
本発明は、電源電圧の変化に従って可変される昇圧電圧の変化幅を抑制できる集積回路装置用昇圧回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
本発明の集積回路装置用昇圧装置は、ブースタ回路、電圧検出回路、パルス発生回路及び放電回路を含む。ブースタ回路はブースティング制御信号に応じて動作し、第1供給電圧とこの第1供給電圧より低い第2供給電圧を利用して第1供給電圧より高い昇圧電圧を発生する。電圧検出回路はブースティング制御信号の活性化に応じて動作し、昇圧電圧のレベル変化を示す電圧検出信号を発生し、パルス発生回路は電圧検出信号の電圧レベルに対応するパルス信号を発生する。そして、放電回路はパルス信号の活性化の区間の間、ブースタ回路に昇圧電圧の放電のための放電経路を提供する。
【0012】
このような装置によると、ブースタ回路の出力電圧が安定化されるようにブースタ回路の出力電圧を検出し、検出された電圧に従ってブースタ回路の出力電圧を放電できる。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、添付した図を参照して本発明の望ましい実施形態を詳細に説明する。
【0014】
図3は本発明による集積回路装置用昇圧回路を示す構成図である。
【0015】
図3を参照すると、本発明の昇圧回路100はブースタ回路110及び電圧クランプ回路(または、電圧安定化回路)120を含む。ブースタ回路110はブースティング制御信号PBSTに応じて動作し、第1供給電圧(または、電源電圧)VCCと電源電圧VCCより低い第2供給電圧(または、接地電圧)GNDを利用して電源電圧VCCより高い昇圧電圧VPPを発生する。電圧クランプ回路120はブースタ回路110の出力端VPPに接続され、ブースティング制御信号PBSTに応じて電源電圧VCCに従って変化する昇圧電圧VPPを目標電圧にクランプする。電圧クランプ回路120は電圧検出回路122、パルス発生回路124、そして放電回路126とを含む。
【0016】
電圧検出回路122は昇圧電圧VPPを取り込むように接続され、ブースティング制御信号PBSTに応じて昇圧電圧VPPレベルを検出する。電圧検出回路122は昇圧電圧VPPが所定しきい値電圧を超過する時、昇圧電圧の増加に比例する(または、追従する)電圧レベルを有する検出電圧信号VDETを出力する。パルス発生回路124は検出電圧信号VDETの電圧レベルが所定しきい値電圧より高い区間の間、活性化されるパルス信号PLを発生する。放電回路126は昇圧電圧が低くなるようにパルス発生回路124から出力されるパルス信号PLの活性化の区間の間、放電動作を実行する。
【0017】
もし、ブースタ回路110から出力された昇圧電圧VPPが放電動作によって次第に減少し、要求される目標電圧に到達すると、電圧検出回路122の入力電圧も減少する。電圧検出回路122の入力電圧に比例して減少する検出電圧VDETがパルス発生回路124に入力されても、パルス信号PLは発生されない。結果的に、放電回路126は昇圧電圧の放電動作を停止するように非活性化される。
【0018】
図4は本発明による昇圧回路100の望ましい具体的回路図を示す。
【0019】
図4を参照すると、ブースタ回路110はインバータ406,414,426と、PMOSトランジスタ408,416,420,428と、NMOSトランジスタ410,424と、デプレッション型MOSトランジスタ418,430と、キャパシタ412,422とで構成され、図に示すように接続される。このブースタ回路110は1999年2月の第6回韓国半導体学術大会で“Quick Double Bootstrapping Scheme for Word Line of 1.8V Only 16Mb Flash Memory”の名称で発表された。このようなブースタ回路110の代わりに他の形態のブースタ回路を使用することができることは当業者には周知である。
【0020】
続いて図4を参照すると、電圧検出回路122はインバータ432と、PMOSトランジスタ434と、電圧分配器(分圧回路)438とで構成される。PMOSトランジスタ434はインバータ432を通じて印加されるブースティング制御信号PBSTに従ってターンオン/オフされ、昇圧電圧VPPを取り込むように接続されたソース及び電圧分配器438に接続されたドレインを有する。インバータ432には動作電圧として昇圧電圧VPPが供給される。電圧分配器438は3つのエンハンスメント型NMOSトランジスタ440,442,444と抵抗446で構成される。NMOSトランジスタ440,442,444の電流通路はPMOSトランジスタ434のドレインとノードAとの間に直列接続され、同トランジスタのゲートはNMOSトランジスタ440,442,444がダイオードとして動作するように接続される。
【0021】
動作において、ブースティング制御信号PBSTがローレベルからハイレベルに遷移する時、PMOSトランジスタ434はインバータ432を通じて印加されるブースティング制御信号PBSTのハイロー遷移によってターンオンされる。その結果として、電圧検出回路122を構成する経路上に昇圧電圧VPPが入力される。もし、昇圧電圧VPPがダイオード接続されたNMOSトランジスタ440,442,444のしきい値電圧の合計に対応する電圧より低いと、ダイオード接続されたNMOSトランジスタ440,442,444の経路は導通されない。これに対して、昇圧電圧VPPがダイオード接続されたNMOSトランジスタ440,442,444のしきい値電圧の合計に対応する電圧より高いと、ダイオード接続されたNMOSトランジスタ440,442,444の経路は導通される。後者の場合、ノードAの電圧は抵抗446の作用によって昇圧電圧VPPの一部分になる。即ち、昇圧電圧VPPが電圧分配器438によって分配され、分配された電圧VDETは昇圧電圧VPPレベルを検出した結果としてパルス発生回路124に提供される。
【0022】
パルス発生回路124は、図4に示すように、抵抗452と、2つのPMOSトランジスタ454,462と、2つのNMOSトランジスタ456,464とで構成される。抵抗452、NMOSトランジスタ454の電流通路及びPMOSトランジスタ456の電流経路は電源電圧VCCと接地電圧GNDとの間に直列接続され、トランジスタ454,456は電圧検出回路122から出力される検出電圧VDET信号によって共通に制御される。抵抗452及びトランジスタ454,456は第1インバータ回路を構成する。PMOSトランジスタ462の電流通路及びNMOSトランジスタ464の電流通路は電源電圧VCCと接地電圧GNDとの間に直列に形成され、同トランジスタのゲートは第1インバータ回路の出力端Bに共通に接続される。トランジスタ462,464は第2インバータ回路を構成する。
【0023】
第1インバータ回路において、電源電圧VCCが抵抗452を経て供給されるようにすることによって、インバータ回路の論理しきい値電圧が低くなる。即ち、第1インバータ回路の出力端Bと電源電圧VCCを接続するプルアップ素子(即ち、PMOSトランジスタ)の伝導度が少なくなるほど、インバータ回路の論理しきい値電圧は減少する。これに対して、インバータ回路の出力端Bと接地電圧GNDを接続するプルダウン素子(即ち、NMOSトランジスタ)の伝導度が少なくなるほど、インバータ回路の論理しきい値電圧は増加する。本具体例のように、プルアップ素子側に抵抗452を挿入すると、インバータ回路の論理しきい値電圧が減少し、その結果、電源電圧VCCの変動に従う論理しきい値電圧の変動率が減少する効果を得ることができる。即ち、目標昇圧電圧の変動率が減少する。ここで、プルダウン素子側に抵抗を挿入することによって、インバータ回路の論理しきい値電圧を増加させ得ることは確実である。
【0024】
PMOSトランジスタ462及びNMOSトランジスタ464で構成された第2インバータ回路は第1インバータ回路の出力信号を反転させてパルス信号を出力する。この第2インバータ回路は安定した形態のパルス信号を出力するためのものである。すなわち、ブースタ回路110によって発生した昇圧電圧が完全に安定化される時、ノードAは電源電圧VCCと接地電圧GNDとの間の電圧を有し、これによって、パルス発生回路124の第1インバータ回路の出力信号Bはハイレベルの電源電圧VCC及びローレベルの接地電圧GNDの間の電圧値を有する。しかし、そのような信号が次のブロックに対して使用されることが信号の不安定性を発生させるので、除去することが望ましい。従って、パルス発生回路124の第2インバータ回路はそのような信号を除去する役割を果たす。
【0025】
放電回路126は昇圧電圧VPPと接地電圧GNDの間に形成された電流通路及びパルス発生回路124から発生したパルス信号を取り込むように接続されたゲートを有するNMOSトランジスタ468で構成される。このような放電回路126はパルス信号の活性化区間の間、ターンオンされ、その結果、昇圧電圧VPPがパルス信号の活性化区間の間、放電される。
【0026】
図5は図4に示した昇圧回路の重要部分の信号波形図である。以下、添付した図を参照して、本発明による昇圧回路の動作を詳細に説明する。
【0027】
図5に示すように、ブースティング制御信号PBSTがローレベルからハイレベルに遷移する時、ブースタ回路110は昇圧電圧VPPとして目標昇圧電圧VPPstbより高い電圧Vpeakを発生する。これと同時に、電圧検出回路122はローハイ遷移を有するブースティング制御信号PBSTに応じてブースタ回路110の出力電圧Vpeakを取り込む。もし、電圧検出回路122の入力電圧が電圧分配器438のNMOSトランジスタ440,442,444のしきい値電圧の合計より大きいと、電圧検出回路122は入力電圧に追従する電圧レベルを有する検出電圧信号VDETを出力する。
【0028】
次に、パルス発生回路124の出力信号又はパルス信号PL(Vc)は電圧検出回路122の検出電圧信号VDETがローハイ遷移に対応する第1インバータ回路の論理しきい値電圧VLT1を超過する時、ローレベルからハイレベルに遷移する。そして、ローハイ遷移を有するパルス信号によって放電回路126のNMOSトランジスタ468がターンオンされ、その結果、ブースタ回路110の出力電圧VPPが次第に低くなる。
【0029】
もし、ブースタ回路110の出力電圧VPPが図5に示すように目標昇圧電圧VPPstbに到達すると、出力電圧VPPの減少は次のような手順に従って抑制される。ブースタ回路110の出力電圧VPPが目標昇圧電圧VPPstbに次第に接近すると、ノードAに現れる検出電圧VDETも出力電圧VPPの減少に比例して次第に減少する。検出電圧VDETはハイロー遷移に対応するパルス発生回路124の第1インバータ回路の論理しきい値電圧VLT2以下に減少する。これは第1インバータ回路の出力VBを接地電圧から次第に増加させる。すると、パルス発生回路124の第2インバータ回路から出力されるパルス信号PL(Vc)は電源電圧VCCのハイレベルから接地電圧GNDのローレベルに遷移し、その結果、放電回路126を通じる放電動作が停止される。従って、ブースタ回路110の出力電圧VPPは目標昇圧電圧VPPstbに維持される。
【0030】
この実施形態において、ブースタ回路110の初期電圧又は最大電圧Vpeakは電圧安定化回路または電圧クランプ回路120を通じて約21ns以下の時間内に目標昇圧電圧VPPstbレベル近くに減少する。
【0031】
図6は図4に示した昇圧回路100での電源電圧の変化による昇圧電圧の変化を示す図である。従来技術のブースタ回路10に使用されたキャパシタ22,26の総サイズは6498μm2(面積:2×3,249μm2)であり、本発明のブースタ回路110で使用された1つのキャパシタは6498μm2の面積を有する構造を採用した。また、電源電圧VCCは2.5V、2.8V、3V、3.3V、3.5V、3.8V、4Vに様々に変化される。このような条件によると、図6に示すように、本発明の昇圧回路100で発生した出力電圧VPPの変化率は従来技術の昇圧回路10に比べて抑制される。本発明による昇圧回路100の出力電圧VPPは最大5.67Vと最少5.31Vの間で変化し、従来技術による昇圧回路10の出力電圧VPPは最大5.67Vと最少4.80の間で変化する。
【0032】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、ブースタ回路の出力電圧を検出し、検出された電圧に従ってブースタ回路の出力電圧を放電することによって、電源電圧の変化に対するブースタ回路の出力電圧の影響を最小化できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の昇圧回路を示す回路図である。
【図2】図1の昇圧回路での電源電圧の変化に従う昇圧電圧の変化を示す図である。
【図3】本発明による集積回路装置用昇圧回路を示す構成図である。
【図4】図3に示した昇圧回路の望ましい具体的回路である。
【図5】図4に示した昇圧回路の重要部分の信号波形図である。
【図6】図4に示した昇圧回路での電源電圧の変化に従う昇圧電圧の変化を示す図である。
【符号の説明】
100 昇圧回路
110 ブースタ回路
120 電圧クランプ回路
122 電圧検出回路
124 パルス発生回路
126 放電回路
Claims (9)
- ブースティング制御信号がブースタ回路をポンピングするためのクロック信号として動作し、前記ブースティング制御信号が立ち上がると第1供給電圧とこの第1供給電圧より低い第2供給電圧を利用して前記第1供給電圧より高い昇圧電圧を生成するブースタ回路と、
前記ブースティング制御信号が立ち上がると、前記昇圧電圧のレベル変化を示す電圧検出信号を発生する電圧検出回路と、
前記電圧検出信号の電圧レベルに対応するパルス信号を発生するパルス発生回路と、
前記パルス信号の活性化区間の間、前記ブースタ回路に前記昇圧電圧の放電のための放電経路を提供する放電回路と
を含むことを特徴とする集積回路装置用昇圧回路。 - 前記電圧検出信号の電圧レベルは、
前記昇圧電圧のレベルに追従することを特徴とする請求項1に記載の集積回路装置用昇圧回路。 - 前記ブースタ回路は、
前記ブースティング制御信号に応じて動作するダブルブースタ回路であることを特徴とする請求項1に記載の集積回路装置用昇圧回路。 - 前記電圧検出回路は、
動作電圧として前記昇圧電圧が供給され、前記ブースティング制御信号を反転させるインバータと、
このインバータの出力信号を取り込むように接続されたゲートを有し、前記昇圧電圧を取り込むように接続されたスイッチングトランジスタと、
このスイッチングトランジスタのドレインと前記第2供給電圧との間に接続された分圧回路と
を含むことを特徴とする請求項1に記載の集積回路装置用昇圧回路。 - 前記分圧回路は、
前記昇圧電圧と前記分圧回路の出力端との間に直列接続された複数のダイオード接続トランジスタと、
前記分圧回路の出力端と前記第2供給電圧との間に接続された抵抗と
を含むことを特徴とする請求項4に記載の集積回路装置用昇圧回路。 - 前記複数のダイオード接続トランジスタは、
エンハンスメント型MOSトランジスタであることを特徴とする請求項5に記載の集積回路装置用昇圧回路。 - 前記パルス発生回路は、
前記電圧検出回路と前記放電回路との間に接続されるインバータを含むことを特徴とする請求項1に記載の集積回路装置用昇圧回路。 - 前記パルス発生回路は、
前記電圧検出回路と前記放電回路との間に順次に直列接続される第1及び第2インバータを含み、前記第1インバータは抵抗を通じて前記第1供給電圧を取り込むことを特徴とする請求項7に記載の集積回路装置用昇圧回路。 - 前記放電回路は、
NMOSトランジスタで構成されることを特徴とする請求項1に記載の集積回路装置用昇圧回路。
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