JP4411897B2

JP4411897B2 - 直流昇圧回路の故障判定装置

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Publication number: JP4411897B2
Application number: JP2003282697A
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Inventors: 晃山本
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Description

本発明は、直流昇圧回路の故障判定装置に係り、詳しくは、チョッパ式の直流昇圧回路におけるスイッチング素子の故障判定を行うための装置に関するものである。

従来より、直流電源から昇圧用コイルに流れる電流をスイッチング素子により断続し、昇圧用コイルに生じる逆起電力を整流ダイオードを通して平滑コンデンサに蓄えることにより、直流電源の電圧を昇圧するチョッパ式直流昇圧回路が広く使用されている。例えば、電動モータの回転力を利用してステアリングホイールの操作を補助する電動パワーステアリング装置において、車載バッテリの直流電圧をチョッパ式直流昇圧回路を用いて昇圧し、その昇圧した高い電圧を電動モータへ供給して駆動することにより、電動モータへの供給電流を少なくして使用配線の小容量化（細線化）を図ると共に、電動モータの小型化を図る技術が提案されている。本出願人も、そのような電動パワーステアリング装置に好適なチョッパ式直流昇圧回路を開発している（特許文献１参照）。
特開２００３−８９３６０号公報（第９頁、図４）

（従来のチョッパ式直流昇圧回路の構成）
図４は、電動パワーステアリング装置に用いられる従来のチョッパ式直流昇圧回路６０を示す回路図である。電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ：Electric Power Steering System）の電子制御装置（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）５０内には、チョッパ式直流昇圧回路６０が備えられている。従来のチョッパ式直流昇圧回路６０は、電源リレーＲＬ、平滑コンデンサＣ１、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２、昇圧用コイルＬ、トランジスタＱ、整流ダイオードＤ、昇圧回路制御装置６２から構成されており、自動車の車載バッテリＢのプラス端子はヒューズＦを介してＥＣＵ５０に接続され、ＥＣＵ５０のアース（グランド）は車載バッテリＢのマイナス端子に接続されている。スイッチング素子であるトランジスタＱは、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）からなる。尚、リレーには、電磁石を用いた電磁式リレーと、半導体スイッチを用いた無接点リレーとの２方式があるが、電源リレーＲＬにはいずれの方式のリレーを使用してもよい。

（従来のチョッパ式直流昇圧回路におけるスイッチング素子の故障判定）
従来のチョッパ式直流昇圧回路６０において、スイッチング素子であるトランジスタＱが故障していると正常な昇圧動作ができなくなるため、トランジスタＱの故障判定を行う必要がある。そこで、昇圧回路制御装置６２は、トランジスタＱの故障判定機能を備えている。尚、トランジスタＱの故障には、オープン故障とショート故障とがある。オープン故障は、ゲート電圧に関係なくソース・ドレイン間がオープン状態になる故障である（ＮチャネルであるトランジスタＱをオンさせるためにハイレベルの駆動信号をゲートに印加しても、トランジスタＱがオフしたままになる故障である）。ショート故障は、ゲート電圧に関係なくソース・ドレイン間がショート状態になる故障である（ＮチャネルであるトランジスタＱをオフさせるためにロウレベルの駆動信号をゲートに印加しても、トランジスタＱがオンしたままになる故障である）。

（ショート故障の判定動作）
昇圧回路制御装置６２は、トランジスタＱをオンオフ動作させて昇圧動作を開始させる前に、トランジスタＱのショート故障の判定動作を行う。すなわち、昇圧回路制御装置６２は、まず、電源リレーＲＬをオンさせると共にトランジスタＱをオフさせ、次に、接続点Ｐ１の電圧ＶP1を検出する。そして、昇圧回路制御装置６２は、電圧ＶP1が基準電圧ＶSa未満の場合にはトランジスタＱがショート故障を起こしていると判定し、電圧ＶP1が基準電圧ＶSa以上の場合にはトランジスタＱがショート故障を起こしていないと判定する。つまり、トランジスタＱがショート故障を起こしている場合、接続点Ｐ１は昇圧用コイルＬおよびトランジスタＱを介してアースされるため、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、車載バッテリＢの電圧ＶBおよびヒューズＦの抵抗値と昇圧用コイルＬの直流抵抗値とトランジスタＱのオン抵抗値によって決定される。そこで、トランジスタＱがショート故障を起こしている場合の電圧ＶP1を実験的に求めておき、その求めた電圧ＶP1に基準電圧ＶSaを設定しておけば、トランジスタＱのショート故障を判定することができる。

（オープン故障の判定動作）
昇圧回路制御装置６２は、トランジスタＱをオンオフ動作させて昇圧動作を開始させた後に、トランジスタＱのオープン故障の判定動作を行う。すなわち、昇圧回路制御装置６２は、まず、電源リレーＲＬをオンさせ、次に、トランジスタＱにオンオフ動作を繰り返させて昇圧動作を行わせ、その後に、出力電圧ＶOを検出する。そして、昇圧回路制御装置６２は、出力電圧ＶOが車載バッテリＢの電圧ＶBと同じで昇圧が行われていない場合にはトランジスタＱがオープン故障を起こしていると判定し、出力電圧ＶOが電圧ＶBより高くなっている場合にはトランジスタＱがオープン故障を起こしていないと判定する。

（従来のスイッチング素子の故障判定の問題点）
従来の昇圧回路制御装置６２によるトランジスタＱの故障判定には、以下の問題点があった。
（１）トランジスタＱがショート故障を起こしている場合、ショート故障の判定に際して電源リレーＲＬをオンさせると、車載バッテリＢ→ヒューズＦ→電源リレーＲＬ→昇圧用コイルＬ→トランジスタＱの経路で突入電流が流れる。この突入電流は、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２が設けられていても、非常に大きな電流値になる。そのため、突入電流が流れる回路素子（ヒューズＦ、電源リレーＲＬ、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２、昇圧用コイルＬ）が異常に発熱し、故障を起こすという問題があった。例えば、電源リレーＲＬに無接点式リレーを使用した場合、突入電流によって半導体スイッチがオープン故障またはショート故障を起こす恐れがあった。電源リレーＲＬの半導体スイッチがショート故障を起こすと、電源リレーＲＬをオフできなくなるため、突入電流によってヒューズＦが溶断する恐れがある。つまり、電源リレーＲＬに無接点式リレーを使用した場合、突入電流によって電源リレーＲＬの半導体スイッチのショート故障とヒューズＦの溶断という二重故障が発生する恐れがあった。また、電源リレーＲＬに電磁式リレーを使用した場合、突入電流によってリレー接点が溶着する恐れがある。そして、電源リレーＲＬのリレー接点が溶着すると、電源リレーＲＬをオフできなくなるため、突入電流によってヒューズＦが溶断する恐れがある。つまり、電源リレーＲＬに電磁式リレーを使用した場合、突入電流によって電源リレーＲＬのリレー接点の溶着とヒューズＦの溶断という二重故障が発生する恐れがあった。このような二重故障が発生すると、故障箇所が電源リレーＲＬとヒューズＦのどちらであるのか特定できず、故障の復旧に時間がかかることになる。

（２）トランジスタＱのオープン故障の判定には、トランジスタＱにオンオフ動作を繰り返させて昇圧動作を行わせ、出力電圧ＶOが車載バッテリＢの電圧ＶBより高くなるかどうかを検出している。このとき、トランジスタＱのオープン故障の判定精度を高めるには、検出誤差のマージン分だけ出力電圧ＶOが電圧ＶBより高くなった時点で初めて、トランジスタＱがオープン故障を起こしていないと判定する必要がある。そのため、検出誤差のマージン分だけ出力電圧ＶOが電圧ＶBより高くなるまで、トランジスタＱのオンオフ動作を継続しなければならず、トランジスタＱのオープン故障の判定結果を得るのに時間がかかるという問題があった。

本発明は上記問題を解決するためになされたものであって、その目的は、スイッチング素子の故障の有無を確実かつ速やかに判定可能で、スイッチング素子の故障時に他の回路素子の故障を防止可能なチョッパ式直流昇圧回路の故障判定装置を提供することにある。

前記課題を解決するために本発明は、請求項１に記載の手段を採用する。請求項１によれば、第２コンデンサの放電特性によって決定される第２コンデンサの端子間電圧の時間変化に基づいて、スイッチング素子のオープン故障の有無を判定しているため、オープン故障の有無を確実かつ速やかに判定できる。
そして、請求項１によれば、スイッチング素子のオープン故障を判定する際に、第１条件と第２条件の両方が満足している場合にのみ、スイッチング素子がオープン故障を起こしていないと判定している。ここで、第１条件は、制御手段がスイッチング素子をオン制御させてから第２所定時間が経過するまでに、第２コンデンサの端子間電圧が第２設定電圧以下に降下していることである。また、第２条件は、制御手段がスイッチング素子をオン制御させてから第２所定時間が経過するまでに、スイッチング素子をオン制御させる前より第２コンデンサの端子間電圧が第３設定電圧以上低下していることである。このように、２つの条件を設定することにより、スイッチング素子のオープン故障の有無を、より確実に判定することができる。

（用語の説明）
尚、［特許請求の範囲］［課題を解決するための手段］に記載した構成要素と、［発明を実施するための最良の形態］に記載した構成部材との対応関係は以下のようになっている。「直流電源」は、車載バッテリＢに該当する。「インダクタ」は、昇圧用コイルＬに該当する。「スイッチング素子」は、トランジスタＱに該当する。「整流器」は、整流ダイオードＤに該当する。「第１コンデンサ」は、平滑コンデンサＣ１に該当する。「第２コンデンサ」は、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２に該当する。「制御手段」は、昇圧回路制御装置２２に該当する。「遮断手段」は、電源リレーＲＬおよび昇圧回路制御装置２２が実行するＳ１０２の処理に該当する。「電流供給手段」は、車載バッテリＢ、イグニッションスイッチＩＧ、内部電源回路１２、抵抗Ｒから構成される。「ショート故障判定手段」は、昇圧回路制御装置２２が実行するＳ１１０〜Ｓ１１４の処理に該当する。「第２コンデンサの端子間電圧」は、接続点Ｐ１の電圧ＶP1に該当する。「オープン故障判定手段」は、昇圧回路制御装置２２が実行するＳ１２０〜Ｓ１２４の処理に該当する。「電流供給手段から電流供給が開始されてから第１所定時間が経過するまで」とは、イグニッションスイッチＩＧがオンされてから第１所定時間ｔ１が経過するまで（内部電源回路１２から抵抗Ｒを介して接続点Ｐ１へ電流供給が開始されてから第１所定時間ｔ１が経過するまで）に該当する。

以下、本発明を具体化した一実施形態のチョッパ式直流昇圧回路の故障判定装置について図面を参照しながら説明する。尚、本実施形態において、図４に示した従来技術と同じ構成部材については符号を等しくしてその説明を省略する。図１は、電動パワーステアリング装置に用いられる本実施形態のチョッパ式直流昇圧回路２０を示す回路図である。本実施形態のチョッパ式直流昇圧回路２０において、図４に示した従来のチョッパ式直流昇圧回路６０と異なるのは以下の点である。

（１）チョッパ式直流昇圧回路２０はＥＰＳ（図示略）のＥＣＵ１０内に備えられ、昇圧回路制御装置２２を備えている。昇圧回路制御装置２２は、電源リレーＲＬのオンオフを制御する。また、昇圧回路制御装置２２は、チョッパ式直流昇圧回路２０の出力電圧ＶOに基づいて、トランジスタＱのオンオフ（スイッチング）を制御するための駆動信号を生成し、その駆動信号をトランジスタＱのゲートに印加する。そして、昇圧回路制御装置２２は、接続点Ｐ１の電圧および出力電圧ＶOを検出すると共に、自動車のイグニッションスイッチＩＧのオンオフ状態を検出する。

（２）車載バッテリＢのプラス端子はイグニッションスイッチＩＧを介してＥＣＵ１０に接続されている。ＥＣＵ１０内には、内部電源回路１２および抵抗Ｒが備えられている。内部電源回路１２は、イグニッションスイッチＩＧのオン時に車載バッテリＢから供給された直流電圧ＶBを降圧して直流電圧ＶCを生成し、その直流電圧ＶCをＥＣＵ１０内の各回路素子へ供給する。

（３）抵抗Ｒは、電源リレーＲＬと昇圧用コイルＬとの接続点Ｐ１と、内部電源回路１２との間に接続されている。つまり、接続点Ｐ１には、内部電源回路１２の生成した直流電圧ＶCが抵抗Ｒを介して印加されている。そのため、接続点Ｐ１の電圧は、抵抗Ｒを介して直流電圧ＶCにプルアップされている。そして、内部電源回路１２および抵抗Ｒによってプルアップ回路が構成されている。

（本実施形態のチョッパ式直流昇圧回路の昇圧動作）
チョッパ式直流昇圧回路２０の昇圧動作において、昇圧回路制御装置２２は、従来のチョッパ式直流昇圧回路６０の昇圧回路制御装置６２と同じ動作を行う。

（本実施形態のチョッパ式直流昇圧回路におけるスイッチング素子の故障判定）
チョッパ式直流昇圧回路２０において、スイッチング素子であるトランジスタＱが故障していると正常な昇圧動作ができなくなるため、トランジスタＱの故障判定を行う必要がある。そこで、昇圧回路制御装置２２は、トランジスタＱの故障判定機能を備えている。
図２および図３は、昇圧回路制御装置２２が実行するトランジスタＱの故障判定動作の流れを示すフローチャートである。昇圧回路制御装置２２は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ，Ｉ／Ｏ回路を内蔵する周知のマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略称する。図示略）を含んで構成されており、そのマイコンの内蔵ＲＯＭに記録されているコンピュータプログラムに従い、コンピュータシステムによる各種演算処理によって、以下の各ステップ（以下、「Ｓ」と記載する）の処理を実行する。昇圧回路制御装置２２は、初期状態において、電源リレーＲＬをオフさせると共に（Ｓ１０２）、ＮチャネルのトランジスタＱのゲートにロウレベルの駆動信号を印加してトランジスタＱをオフさせている（Ｓ１０４）。次に、昇圧回路制御装置２２は、イグニッションスイッチＩＧがオンされているかどうかを検出し（Ｓ１０６）、イグニッションスイッチＩＧがオンされたならば（Ｓ１０６：Ｙｅｓ）、接続点Ｐ１の電圧ＶP1を検出する（Ｓ１０８）。尚、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の端子間電圧である。そして、昇圧回路制御装置２２は、イグニッションスイッチＩＧがオンされてから第１所定時間ｔ１が経過するまでに、接続点Ｐ１の電圧ＶP1が第１設定電圧ＶS1以上に上昇したかどうかを判定する（Ｓ１１０）。その判定結果に基づき、昇圧回路制御装置２２は、イグニッションスイッチＩＧがオンされてから第１所定時間ｔ１が経過するまでに電圧ＶP1が第１設定電圧ＶS1以上に上昇した場合には（Ｓ１１０：Ｙｅｓ）、トランジスタＱがショート故障を起こしていないと判定する（Ｓ１１２）。また、イグニッションスイッチＩＧがオンされてから第１所定時間ｔ１が経過するまでに電圧ＶP1が第１設定電圧ＶS1以上に上昇しなかった場合には（Ｓ１１０：Ｎｏ）、トランジスタＱがショート故障を起こしていると判定する（Ｓ１１４）。次に、昇圧回路制御装置２２は、ＮチャネルのトランジスタＱのゲートにハイレベルの駆動信号を印加してトランジスタＱをオンさせ（Ｓ１１６）、接続点Ｐ１の電圧ＶP1を検出する（Ｓ１１８）。続いて、昇圧回路制御装置２２は、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでに、接続点Ｐ１の電圧ＶP1が第２設定電圧ＶS2以下に降下し、且つ、トランジスタＱをオンさせる前より電圧ＶP1が第３設定電圧ＶS3以上低下したかどうかを判定する（Ｓ１２０）。その判定結果に基づき、昇圧回路制御装置２２は、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでに、電圧ＶP1が第２設定電圧ＶS2以下に降下し、且つ、トランジスタＱをオンさせる前より電圧ＶP1が第３設定電圧ＶS3以上低下した場合には（Ｓ１２０：Ｙｅｓ）、トランジスタＱがオープン故障を起こしていないと判定する（Ｓ１２２）。また、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでに電圧ＶP1が第２設定電圧ＶS2以下に降下しなかった場合、または、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでにトランジスタＱをオンさせる前より電圧ＶP1が第３設定電圧ＶS3以上低下しなかった場合には（Ｓ１２０：Ｎｏ）、トランジスタＱがオープン故障を起こしていると判定する（Ｓ１２４）。そして、昇圧回路制御装置２２は、Ｓ１１２にてトランジスタＱがショート故障を起こしていないと判定すると共に、Ｓ１２２にてトランジスタＱがオープン故障を起こしていないと判定した場合には、電源リレーＲＬをオンさせ（Ｓ１２６）、トランジスタＱにオンオフ動作を繰り返させて昇圧動作を開始させる（Ｓ１２８）。また、昇圧回路制御装置２２は、Ｓ１１４にてトランジスタＱがショート故障を起こしていると判定した場合には、その旨を表示して自動車の運転者に報知する（Ｓ１３０）。また、昇圧回路制御装置２２は、Ｓ１２４にてトランジスタＱがオープン故障を起こしていると判定した場合には、その旨を表示して自動車の運転者に報知する（Ｓ１３２）。尚、Ｓ１３０またはＳ１３２におけるトランジスタＱの故障表示は、視覚的表示方法または聴覚的表示方法の少なくともいずれかを用いればよい。視覚的表示方法には、例えば、自動車のインストルメントパネル等にショート故障とオープン故障を区別して示す警告灯を設けておき、その警告灯を点灯させる方法がある。また、聴覚的表示方法には、例えば、ショート故障とオープン故障を区別して示すブザーを設けておき、そのブザーを鳴動させる方法がある。

［実施形態の作用・効果］
以上詳述した本実施形態によれば、以下の作用・効果を得ることができる。
［１］トランジスタＱのショート故障を判定するには、電源リレーＲＬをオフ（Ｓ１０２）させると共にトランジスタＱをオフ（Ｓ１０４）させた状態で、イグニッションスイッチＩＧがオンされてから第１所定時間ｔ１が経過するまでに、接続点Ｐ１の電圧ＶP1が第１設定電圧ＶS1以上に上昇したかどうかを判定している（Ｓ１１０）。イグニッションスイッチＩＧがオンされると、内部電源回路１２が電圧ＶCを生成し、その電圧ＶCが接続点Ｐ１に印加されるため、内部電源回路１２から抵抗Ｒを介してノイズフィルタ用コンデンサＣ２へ電流が流れ込み、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２が充電（プリチャージ）される。つまり、「イグニッションスイッチＩＧがオンされてから第１所定時間ｔ１が経過するまで」とは、「内部電源回路１２から抵抗Ｒを介して接続点Ｐ１へ電流供給が開始されてから第１所定時間ｔ１が経過するまで」ということである。このとき、トランジスタＱがショート故障を起こしている場合、接続点Ｐ１は昇圧用コイルＬおよびトランジスタＱを介してアースされるため、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、内部電源回路１２の生成した電圧Ｖc、抵抗Ｒの抵抗値、昇圧用コイルＬの直流抵抗値、トランジスタＱのオン抵抗値、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量、イグニッションスイッチＩＧがオンされてからの経過時間によって決定される。また、トランジスタＱがショート故障を起こしていない場合、接続点Ｐ１はアースされずオープン状態であるため、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、内部電源回路１２の生成した電圧Ｖc、抵抗Ｒの抵抗値、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量、イグニッションスイッチＩＧがオンされてからの経過時間によって決定される。つまり、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、前記各抵抗値とノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量とによって決定される時定数に従い、イグニッションスイッチＩＧがオンされてからの経過時間が増大するほど電圧ＶP1も上昇する。このとき、トランジスタＱがショート故障を起こしている場合に比べて、ショート故障を起こしていない場合には、イグニッションスイッチＩＧがオンされてからの経過時間に対する電圧ＶP1の上昇度合いが高くなり、電圧ＶP1が速やかに上昇する。そこで、トランジスタＱがショート故障を起こしている場合と起こしていない場合のそれぞれについて、イグニッションスイッチＩＧがオンされてからの経過時間に対する電圧ＶP1の上昇度合いを実際に試験することにより、第１所定時間ｔ１および第１設定電圧ＶS1をカット・アンド・トライで実験的に求める。例えば、電圧Ｖcが５Ｖ、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量が１５００μＦ、抵抗Ｒの抵抗値が３９０Ωの場合、第１所定時間ｔ１を１秒、第１設定電圧ＶS1を０．５Ｖに設定すればよい。そして、イグニッションスイッチＩＧがオンされてから第１所定時間ｔ１が経過するまでに電圧ＶP1が第１設定電圧ＶS1以上に上昇した場合には（Ｓ１１０：Ｙｅｓ）、トランジスタＱがショート故障を起こしていないと判定している（Ｓ１１２）。このように、本実施形態では、電源リレーＲＬをオフさせて車載バッテリＢから昇圧用コイルＬへ供給される電流を遮断し、トランジスタＱをオフ制御しているときに、前記時定数に従って規定されるノイズフィルタ用コンデンサＣ２の充電特性によって決定される接続点Ｐ１の電圧ＶP1の時間変化に基づいて、トランジスタＱのショート故障の有無を判定するため、ショート故障の有無を確実かつ速やかに判定できる。そして、トランジスタＱのショート故障の判定はイグニッションスイッチＩＧがオンされた後のイニシャルチェック時に行われ、トランジスタＱのショート故障時には電源リレーＲＬがオンされないため（電源リレーＲＬのオンを禁止するため）、フェールセーフを掛けることができる。

［２］本実施形態では、トランジスタＱのショート故障を判定する際に、電源リレーＲＬをオフさせている（Ｓ１０２）。つまり、本実施形態では、電源リレーＲＬをオン（Ｓ１２６）させて昇圧動作を開始（Ｓ１２８）させる前に、トランジスタＱのショート故障を判定している（Ｓ１１０）。従って、本実施形態によれば、トランジスタＱがショート故障を起こしている場合でも、そのショート故障の判定に際して、従来のチョッパ式直流昇圧回路６０のように、車載バッテリＢ→ヒューズＦ→電源リレーＲＬ→昇圧用コイルＬ→トランジスタＱの経路で過大な突入電流が流れることがなく、その突入電流が流れる回路素子（ヒューズＦ、電源リレーＲＬ、昇圧用コイルＬ）の異常発熱による故障を防止することができる。そのため、例えば、電源リレーＲＬに無接点式リレーを使用した場合、突入電流によって半導体スイッチがオープン故障またはショート故障を起こすのを防止できる。そして、電源リレーＲＬの半導体スイッチがショート故障を起こさないため、突入電流によって電源リレーＲＬの半導体スイッチのショート故障とヒューズＦの溶断という二重故障が発生することもない。また、例えば、電源リレーＲＬに電磁式リレーを使用した場合、突入電流によってリレー接点が溶着するのを防止でき、突入電流によって電源リレーＲＬのリレー接点の溶着とヒューズＦの溶断という二重故障が発生することもない。

［３］抵抗Ｒは、内部電源回路１２から接続点Ｐ１へ過大な電流が流れ込むのを防止するための電流制限用保護抵抗として機能する。尚、抵抗Ｒの抵抗値は、前記［１］の作用を勘案してカット・アンド・トライで実験的に求めればよい。

［４］トランジスタＱのオープン故障を判定するには、電源リレーＲＬをオフさせた状態で（Ｓ１０２）、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでに、接続点Ｐ１の電圧ＶP1が第２設定電圧ＶS2以下に降下し、且つ、トランジスタＱをオンさせる前より電圧ＶP1が第３設定電圧ＶS3以上低下したかどうかを判定している（Ｓ１２０）。このとき、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２は放電（ディスチャージ）するが、トランジスタＱがオープン故障を起こしている場合、接続点Ｐ１はアースされずオープン状態であるため、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の放電電流は、昇圧用コイルＬ→整流ダイオードＤ→電動モータの経路で流れ出す。そして、トランジスタＱがオープン故障を起こしている場合、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、内部電源回路１２の生成した電圧Ｖc、抵抗Ｒの抵抗値、昇圧用コイルＬの直流抵抗値、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量、イグニッションスイッチＩＧがオンされてからの経過時間によって決定される。また、トランジスタＱがオープン故障を起こしていない場合、接続点Ｐ１は昇圧用コイルＬおよびトランジスタＱを介してアースされるため、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の放電電流は、昇圧用コイルＬからトランジスタＱを通って流れ出す。そして、トランジスタＱがオープン故障を起こしていない場合、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、内部電源回路１２の生成した電圧Ｖc、抵抗Ｒの抵抗値、昇圧用コイルＬの直流抵抗値、トランジスタＱのオン抵抗値、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量、トランジスタＱをオンさせてからの経過時間によって決定される。つまり、接続点Ｐ１の電圧ＶP1は、前記各抵抗値とノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量とによって決定される時定数に従って決定される。ここで、トランジスタＱのオン抵抗は電動モータの巻線抵抗に比べて十分に小さいため、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の放電電流は、トランジスタＱがオープン故障を起こしている場合に比べて起こしていない場合の方が増加する。その結果、トランジスタＱがオープン故障を起こしている場合に比べて起こしていない場合の方が、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２は更に放電されることになる。そこで、トランジスタＱがオープン故障を起こしている場合と起こしていない場合のそれぞれについて、トランジスタＱをオンさせてからの経過時間に対する電圧ＶP1の降下度合いを実際に試験することにより、第２所定時間ｔ２、第２設定電圧ＶS2、第３設定電圧ＶS3をカット・アンド・トライで実験的に求める。例えば、電圧Ｖcが５Ｖ、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２の静電容量が１５００μＦ、抵抗Ｒの抵抗値が３９０Ωの場合、第２所定時間ｔ２を１秒、第２設定電圧ＶS2を３Ｖ、第３設定電圧ＶS3を０．３Ｖに設定すればよい。そして、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでに、電圧ＶP1が第２設定電圧ＶS2以下に降下し、且つ、トランジスタＱをオンさせる前より電圧ＶP1が第３設定電圧ＶS3以上低下した場合には（Ｓ１２０：Ｙｅｓ）、トランジスタＱがオープン故障を起こしていないと判定している（Ｓ１２２）。このように、本実施形態では、電源リレーＲＬをオフさせて車載バッテリＢから昇圧用コイルＬへ供給される電流を遮断し、トランジスタＱをオン制御しているときに、前記時定数に従って規定されるノイズフィルタ用コンデンサＣ２の放電特性によって決定される接続点Ｐ１の電圧ＶP1の時間変化に基づいて、トランジスタＱのオープン故障の有無を判定するため、オープン故障の有無を確実かつ速やかに判定できる。そして、トランジスタＱのオープン故障の判定はイグニッションスイッチＩＧがオンされた後のイニシャルチェック時に行われ、トランジスタＱのオープン故障時には電源リレーＲＬがオンされないため（電源リレーＲＬのオンを禁止するため）、フェールセーフを掛けることができる。

［５］本実施形態によれば、トランジスタＱのオープン故障を判定する際に、従来のチョッパ式直流昇圧回路６０のようにトランジスタＱにオンオフ動作を繰り返させて昇圧動作を行わせないため、従来のチョッパ式直流昇圧回路６０に比べてトランジスタＱのオープン故障の判定結果が短時間に得られる。

［６］本実施形態では、トランジスタＱのオープン故障を判定する際に、第１条件と第２条件の両方が満足している場合にのみ、トランジスタＱがオープン故障を起こしていないと判定している。尚、第１条件は、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでに、電圧ＶP1が第２設定電圧ＶS2以下に降下していることである。また、第２条件は、トランジスタＱをオンさせてから第２所定時間ｔ２が経過するまでに、トランジスタＱをオンさせる前より電圧ＶP1が第３設定電圧ＶS3以上低下していることである。このように、２つの条件を設定することにより、トランジスタＱのオープン故障の有無を、より確実に判定することができる。

［７］前記特許文献１（特開２００３−８９３６０号公報）の第２３実施形態（第３３９段落〜第３６８段落、図３８〜図４１）、第２４実施形態（第３６８段落〜第３７７段落、図３８、図３９、図４２）には、本実施形態と一見類似した昇圧回路が開示されている。しかし、特許文献１の第２３〜第２５実施形態は、以下の点で本実施形態のチョッパ式直流昇圧回路２０と異なっており、本実施形態は特許文献１から容易に想到できるものではなく、特許文献１では本実施形態の前記［１］〜［６］の作用・効果は到底奏し得ない。
（７−１）特許文献１の第３４１段落には「イグニッション回路φはイグニッションスイッチＩＧＳがオンすると、イグニッション電圧ＶIGが印加されるようになっている。本実施形態ではイグニッション電圧ＶIGはバッテリ電圧と同じ電圧である。」と記載されている。一方、本実施形態では、接続点Ｐ１（特許文献１の接続点Ｐ５に相当）には車載バッテリＢの電圧ＶBを降圧した電圧ＶCが印加される。
（７−２）特許文献１の第３４１段落には「イグニッション回路φの接続点Ｐ４と、印加点Ｐ１とコイルＬとの接続点Ｐ５間には、抵抗Ｒ１が接続されている。抵抗Ｒ１は、接続点Ｐ４，Ｐ５間に電流がほとんど流れない高抵抗のものとしている。」と記載されている。つまり、特許文献１では、図３８に示す電源リレー２００がオフのとき、イグニッション回路φから抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ２に電流が流れ込まないため、コンデンサＣ２は充電されない。一方、本実施形態では、電源リレーＲＬがオフのとき、内部電源回路１２（特許文献１のイグニッション回路φに相当）から抵抗Ｒ（特許文献１の抵抗Ｒ１に相当）を介してノイズフィルタ用コンデンサＣ２へ電流が流れ込み、ノイズフィルタ用コンデンサＣ２が充電される。
（７−３）特許文献１では、図３９に示す昇圧回路制御装置２０がトランジスタＱ１のドレイン電圧を検出している。一方、本実施形態では、昇圧回路制御装置２２が接続点Ｐ１の電圧ＶP1を検出している。
（７−４）特許文献１の第２３実施形態では、図４０または図４１に示すＳ４４０にてトランジスタＱ１のドレイン電圧が第６基準値λ６以上か否かを判定し、ドレイン電圧が第６基準値λ６未満の場合はトランジスタＱ１がオープン故障を起こしていないと判定している。一方、本実施形態では、前記［４］で詳述したように、コンデンサＣ２の放電特性によって決定される接続点Ｐ１の電圧ＶP1の時間変化に基づいて、トランジスタＱ（特許文献１のトランジスタＱ１に相当）のオープン故障の有無を判定している。そのため、本実施形態によれば、特許文献１に比べて、トランジスタＱ（Ｑ１）のオープン故障の有無を確実かつ速やかに判定できる。
（７−５）特許文献１の第２４実施形態では、図４２に示すＳ４４０ＡにてトランジスタＱ１のドレイン電圧が第７基準値λ７以下か否かを判定し、ドレイン電圧が第７基準値λ７を超える場合はトランジスタＱ１がショート故障を起こしていないと判定している。一方、本実施形態では、前記［１］で詳述したように、コンデンサＣ２の充電特性によって決定される接続点Ｐ１の電圧ＶP1の時間変化に基づいて、トランジスタＱのショート故障の有無を判定している。そのため、本実施形態によれば、特許文献１に比べて、トランジスタＱ（Ｑ１）のショート故障の有無を確実かつ速やかに判定できる。

［別の実施形態］
ところで、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
［１］前記特許文献１（特開２００３−８９３６０号公報）と同様に、整流ダイオードＤをトランジスタ等のスイッチング素子に置き代え、そのスイッチング素子とトランジスタＱとを交互にオンオフ動作させることにより昇圧動作を行わせる。このようにすれば、ＥＰＳの電動モータの回生電流を回生することが可能になり、電動モータが回生状態になった場合にチョッパ式直流昇圧回路が破壊されるのを防止できる。
［２］トランジスタＱは、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴに限らず、どのようなスイッチング素子（例えば、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ（Junction FET）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＳＩＴ（Static Induction Transistor）、バイポーラトランジスタ、サイリスタなど）を用いてもよい。
［３］チョッパ式直流昇圧回路２０は、ＥＰＳに限らず、直流昇圧が必要な装置であれば、どのような装置に適用してもよい。

本発明を具体化した一実施形態のチョッパ式直流昇圧回路２０を示す回路図。一実施形態の昇圧回路制御装置２２が実行するトランジスタＱの故障判定動作の流れを示すフローチャート。一実施形態の昇圧回路制御装置２２が実行するトランジスタＱの故障判定動作の流れを示すフローチャート。従来のチョッパ式直流昇圧回路６０を示す回路図。

符号の説明

１０：電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の電子制御装置（ＥＣＵ）
１２：内部電源回路
２０：チョッパ式直流昇圧回路
２２：昇圧回路制御装置
Ｂ：車載バッテリ
Ｌ：昇圧用コイル
Ｑ：トランジスタ
Ｄ：整流ダイオード
Ｒ：抵抗
ＩＧ：イグニッションスイッチ
ＲＬ：電源リレー
Ｃ１：平滑コンデンサ
Ｃ２：ノイズフィルタ用コンデンサ

Claims

直流電源から供給された電流が流れるインダクタと、
そのインダクタの前記直流電源とは反対側を開放または接地することにより、そのインダクタに流れる電流を断続するスイッチング素子と、
前記インダクタの逆起電力によって発生する放電電流を整流する整流器と、
その整流器によって整流された電流を平滑する第１コンデンサと、
その第１コンデンサの端子間電圧が目標電圧となるように、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段と
を備えたチョッパ式の直流昇圧回路の故障判定装置であって、
前記直流電源から前記インダクタへの電流供給を遮断する遮断手段と、
前記インダクタの前記直流電源の側へ直流電流を供給する電流供給手段と、
その電流供給手段から供給された電流を充電する第２コンデンサと、
前記遮断手段が前記直流電源から前記インダクタへ供給される電流を遮断し、前記制御手段が前記スイッチング素子をオン制御しているときに、前記第２コンデンサの放電特性によって決定される第２コンデンサの端子間電圧の時間変化に基づいて、前記スイッチング素子のオープン故障の有無を判定するオープン故障判定手段とを備え、
前記オープン故障判定手段は、前記制御手段が前記スイッチング素子をオン制御させてから第２所定時間が経過するまでに、第２コンデンサの端子間電圧が第２設定電圧以下に降下し、且つ、前記スイッチング素子をオン制御させる前より第２コンデンサの端子間電圧が第３設定電圧以上低下した場合に、前記スイッチング素子がオープン故障を起こしていないと判定することを特徴とする直流昇圧回路の故障判定装置。