JP6504114B2

JP6504114B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP6504114B2
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Inventors: 飴井　俊裕; 俊裕飴井
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Filing date: 2016-06-07
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Description

本発明は、スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電圧を負荷に適した安定した直流電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、更に詳しくは、スイッチングトランジスタの故障に対してフォールトトレラント機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の不安定な入力電圧を安定した直流出力電圧に変換して負荷へ出力するもので、直流電圧で動作する種々の電子機器の電源として用いられている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、その動作原理から、変圧器で入力電圧を昇降する絶縁型と、インダクタに流れる電流をスイッチングトランジスタで断続し、直流入力電圧を異なる電圧や極性の直流出力電圧に変換する非絶縁型とに分けら、入力電圧と出力電圧が大きく異ならない上記各電子機器には、比較的簡単な回路素子から構成できる非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータが採用されている。

以下、特許文献１に記載の従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を、図３を用いて説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、直流の入力電圧Ｖｉを降圧して負荷ＲＬが接続する高圧側出力端子３２ａと低圧側出力端子３３ａ間に出力する直流電圧変換部１０と、後述する異常判定回路４及び保護回路７を備えている。直流入力電源３０は、高圧側電源端子３０ａと低圧側電源端子３０ｂの間に直流の入力電圧Ｖｉを発生させ、図に示すように、直流電圧変換部１０の低圧側から高圧側を順方向とするダイオードＤ１とスイッチングトランジスタＴｒ１及びスイッチングトランジスタＴｒ２とが高圧側電源端子３０ａと低圧側電源端子３０ｂの間に直列に接続されることにより閉回路を形成している。

ダイオードＤ１とスイッチングトランジスタＴｒ１との接続点Ａは、インダクタＬ１を介して他側が高圧側出力端子３２ａとなった高圧側接続線３２に接続され、また、ダイオードＤ１の接続点Ａの他側は、低圧側電源端子３０ｂと低圧側出力端子３３ａ間に配線される低圧側接続線３３に接続している。高圧側接続線３２と低圧側接続線３３間には、高圧側出力端子３２ａと低圧側出力端子３３ａ間に接続される負荷ＲＬへ安定した出力電流Ｉｏ、出力電圧Ｖｏの直流電力を供給するため、コンデンサＣ１が接続されている。

スイッチングトランジスタＴｒ１は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で構成され、定電圧制御回路４０からスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されるドライブ信号により開閉制御される。保護回路２となるスイッチングトランジスタＴｒ２が常時は閉じ制御（オン制御）されているものとして、スイッチングトランジスタＴｒ１が閉じ制御（オン制御）され、飽和状態で動作している間は、直流入力電源３０からインダクタＬ１に電流が流れ、コンデンサＣ１を充電するが、出力電圧ＶｏとなるコンデンサＣ１の充電電圧は、インダクタＬ１の自己誘導によって入力電圧Ｖｉより低い電圧となる。また、スイッチングトランジスタＴｒ１が開制御（オフ制御）され、遮断状態で動作している間は、インダクタＬ１に蓄積された電気エネルギーがダイオードＤ１を通して環流する充電電流となって、コンデンサＣ１を充電し、出力電圧ＶｏとなるコンデンサＣ１の充電電圧を維持する。

出力電圧Ｖｏは、単位時間中のスイッチングトランジスタＴｒ１の閉じ制御時間によりその電圧を制御できるので、定電圧制御回路４０は、スイッチングトランジスタＴｒ１を閉じ制御するドライブ信号のオンデューティを出力電圧Ｖｏから負帰還させ、出力電圧Ｖｏを負荷ＲＬの動作電圧となるように定電圧制御する。このため、定電圧制御回路４０は、高圧側接続線３２と低圧側接続線３３間に接続される一対の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２を有し、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧と、負荷ＲＬの動作電圧をもとに所定の電位に調整した基準電源電圧Ｖｒｅｆを誤差アンプ４１で比較し、パルス幅変調回路ＰＷＭへ出力している。パルス幅変調回路ＰＷＭは、発信器ＯＳＣから出力される一定周期の発信信号を誤差アンプ４１の比較信号でパルス幅変調してドライブ回路４２へ出力し、ドライブ回路４２は、誤差アンプ４１の比較信号に応じてオンデューティが調整されたドライブ信号をスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートへ出力する。これにより、例えば、出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より高い場合には、ドライブ回路４２からオンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が短縮されるので、出力電圧Ｖｏが低下する。逆に、出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Ｖｏが上昇するので、出力電圧Ｖｏは、負荷ＲＬ毎に異なる所定の動作電圧に定電圧制御される。

一方、落雷など何らかの原因で定電圧制御回路４０のパルス幅変調回路ＰＷＭ等が故障し、スイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態とする一定電位のドライブ信号がドライブ回路４２からスイッチングトランジスタＴｒ１のゲート（ベース）に出力されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、スイッチングトランジスタＴｒ１を常時閉じ状態（オン状態）とし、スイッチングトランジスタＴｒ１のオン抵抗で入力電力を消費して入力電圧より低い出力電圧を出力するシリーズレギュレータ（ドロッパー回路）として動作する。

しかしながら、スイッチングトランジスタＴｒ１でのスイッチング損失をできる限り低下させて高効率に入力電圧を直流出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、放熱対策を講じたパワーＭＯＳやパワー・トランジスタと異なり、オン抵抗により発生する熱エネルギーを発散できないスイッチングトランジスタＴｒ１を用いているので、発熱して火災が発生するという重大事故発生の原因となっていた。しかも、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作していても、出力電圧や出力電流は、設定値から大きく変動することがないので、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する異常を外部から発見できないまま、火災が発生する危険が高まるものとなっていた。

そこで、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で異常動作すると、スイッチングトランジスタＴｒ１が所定周期で開閉動作せず、スイッチングトランジスタＴｒ１のインダクタＬ１との接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄが変化しないことに着目し、接続点Ａに接続する異常判定回路４において、所定周期より長い検出期間に接続点Ａの電圧Ｖｄが変化しない場合に、能動状態でのスイッチングトランジスタＴｒ１の動作と判定している。

また、高圧側電源端子３０ａとスイッチングトランジスタＴｒ１間に保護回路７となるスイッチングトランジスタＴｒ２を接続し、スイッチングトランジスタＴｒ２のゲートに異常判定回路４を接続させている。スイッチングトランジスタＴｒ２は、異常判定回路４から出力されるドライブ信号により通常は閉じ制御（オン制御）され、異常判定回路４がスイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した場合に、開制御（オフ制御）され、直流入力電源３０からスイッチングトランジスタＴｒ１への電流供給が停止され、これによりスイッチングトランジスタＴｒ１の異常発熱を予防できる。

特許第５８１１２３７号公報

上述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００によれば、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作した場合に、スイッチングトランジスタＴｒ１への電流供給を停止し、直流電圧変換部１０の動作を停止させるフェールセーフが働くので、未然にスイッチングトランジスタＴｒ１の発熱による火災事故の発生を未然に防止できる。しかしながら、フォールトトレラントが考慮されていないので、スイッチングトランジスタＴｒ１の異常動作が検出されると、負荷ＲＬへの直流電力の供給も停止され、例えば、航空機の飛行、自動車の走行、エレベータの昇降等のシステムに用いられている場合には、これらのシステムに直流電力が供給されず、生命の危険のある更に重大事故を引き起こす原因となる。

そこで、通常、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００にフォールトトレラント機能を加える場合には、上述の直流電圧変換部１０と同一構成の冗長電源回路を直流入力電源３０と負荷ＲＬに接続する高圧側出力端子３２ａ及び低圧側電源端子３０ｂとの間に並列に配設し、通常動作させる直流電圧変換部１０のスイッチングトランジスタＴｒ１の異常動作を検出した場合に、冗長電源回路を起動させて動作させる。

しかしながら、このように同一構成の冗長電源回路を並列に設けると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の全体の回路構成が複雑、大形化する。更に、スイッチングトランジスタＴｒ１が異常動作している直流電圧変換部１０は、発熱の危険を有するまま並列で動作を継続するので、故障した直流電圧変換部１０の動作を停止させる手段を設ける必要があり、また、冗長電源回路への動作に切り換える切り換え手段を設ける必要がある。特に冗長電源回路への動作の切り換えは、冗長電源回路を起動させた後に直ちに安定した出力電圧の直流電力を供給することができないので、負荷ＲＬへ直流電力の供給が途絶えることなく、冗長電源回路の動作へ切り換える切り換え制御は困難をともなうものであった。

本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、冗長電源回路を設けることなく、簡単な回路構成で、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態での異常動作しても、負荷ＲＬへ直流電力の供給を継続するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

また、直流電圧変換部のスイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態で連続動作させても、発熱の危険がないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流入力電源に直列に接続し、直流入力電源と閉回路を形成する第１スイッチングトランジスタと、所定周期で第１スイッチングトランジスタを開閉制御する第１ドライブ信号を第１スイッチングトランジスタの制御端子へ出力する第１ドライブ回路と、負荷に接続する一対の高圧側接続線と低圧側接続線間に接続される第１キャパシタと、第１スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と異なる直流電圧に変換する第１インダクタと、一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧に応じて第１ドライブ信号による第１スイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する第１定電圧制御回路とを有する直流電圧変換回路部と、第１スイッチングトランジスタの第１インダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、第１スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する第１比較回路を有し、電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、ドライブ信号の所定周期より長い検出期間で変化しない場合に、能動状態での第１スイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路と、直流入力電源と直流電圧変換回路部との間に接続され、異常判定回路が第１スイッチングトランジスタの能動状態での動作と判定した際に保護動作モードに移行し、直流電圧変換回路部の保護動作を実行する保護回路部とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
保護回路部は、直流入力電源と第１スイッチングトランジスタ間に接続される第２スイッチングトランジスタと、第２スイッチングトランジスタの制御端子へ、常時は、第２スイッチングトランジスタを閉じ制御する第２ドライブ信号を出力し、保護動作モードで、所定周期で第２スイッチングトランジスタを開閉制御する第２ドライブ信号を出力する第２ドライブ回路と、直流電圧変換回路部の入力側の一対の高圧側接続線と低圧側接続線間に接続される第２キャパシタと、保護動作モードで、第２スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、第２キャパシタの両端の電圧を、直流入力電源の入力電圧を降圧させた直流電圧に変換する第２インダクタと、保護動作モードで、第２キャパシタの両端の電圧に応じて第２ドライブ信号による第２スイッチングトランジスタの閉時間を制御し、第２キャパシタの両端の電圧を定電圧制御する第２定電圧制御回路とを有することを特徴とする。

第１スイッチングトランジスタの第１インダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄは、第１スイッチングトランジスタが飽和状態と遮断状態とを繰り返し正常にスイッチング動作している間の変動範囲で変動し、異常判定回路の第１比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性は、第１スイッチングトランジスタが開閉する所定周期内に変化する。第１スイッチングトランジスタが能動状態で動作すると、入力電圧Ｖｉがほぼ一定で、接続点Ａの電圧Ｖｄもほぼ一定の電位を保つので、第１比較回路が電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、第１スイッチングトランジスタが開閉する所定周期より長い検出期間であっても変化しないことから、異常判定回路は、第１スイッチングトランジスタの能動状態の動作を判定し、保護回路部は保護動作モードに移行する。

保護動作モードでは、第２スイッチングトランジスタが所定周期で開閉動作することにより、第２インダクタは、第２キャパシタの両端の電圧を、直流入力電源の入力電圧を降圧させた直流電圧に変換する。第２キャパシタの両端の電圧は、第２定電圧制御回路によって、直流入力電源の入力電圧を降圧させた安定した電圧に定電圧制御されるので、能動状態で動作する第１スイッチングトランジスタを介して一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧は、入力電圧を降圧させた安定した電圧で、負荷に供給される。

能動状態で動作する第１スイッチングトランジスタの高圧側の電圧は、直流入力電源の入力電圧を降圧させた第２キャパシタの両端の電圧にほぼ等しいので、第１スイッチングトランジスタに印加される電圧値は、保護回路部が保護動作モードに移行することにより低下し、第１スイッチングトランジスタが能動状態で動作しても異常発熱の危険がない。

請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、第２定電圧制御回路は、第１スイッチングトランジスタの両端に加わる電圧による第１スイッチングトランジスタの発熱量が、第１スイッチングトランジスタの最大放熱量を越えないように、負荷に接続する一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧に対する第２キャパシタの両端の電圧を定電圧制御することを特徴とする。

能動状態で動作する第１スイッチングトランジスタでの電圧降下Ｖｔｒは、負荷に接続する一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧と第２キャパシタの両端の電圧の電位差であり、能動状態で動作する第１スイッチングトランジスタの発熱量は、Ｖｔｒの二乗に比例する。負荷に接続する一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧に対する第２キャパシタの両端の電圧を定電圧制御することにより、第１スイッチングトランジスタの発熱量を、第１スイッチングトランジスタの最大放熱量以下に制御できる。

請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、異常判定回路が第１スイッチングトランジスタの能動状態での動作と判定した際に、判定結果を外部へ通報する通報手段を備えたことを特徴とする。

外部に表れない第１スイッチングトランジスタの異常動作を、通報手段が外部へ通報する。

請求項１の発明によれば、直流電圧変換回路部のスイッチングトランジスタが異常動作しても、直流電圧変換回路部に相当する別の冗長電源回路を並列に設けることなく、故障した直流電圧変換回路部の動作を停止させずに、負荷へ入力電圧を降下させた出力電圧の直流電力を継続して供給できる。

また、直流電圧変換回路部のスイッチングトランジスタを能動状態のまま動作させても、スイッチングトランジスタの異常発熱の危険がない。

請求項２の発明によれば、第１スイッチングトランジスタを能動状態のまま動作させても、確実に異常発熱させずに火災の発生を防止できる。

請求項３の発明によれば、外部に表れない第１スイッチングトランジスタの異常動作を、通報手段が外部へ通報するので、スイッチングトランジスタの発熱の危険を使用者へ伝えたり、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を安全に停止させた後に、直流電圧変換回路部の故障箇所の修理や交換等の修復手段を講じることができる。

本願発明の一実施の形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図である。異常判定・保護制御部１１のブロック図である。従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路図である。

本発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１２Ｖの直流入力電圧Ｖｉを５Ｖの直流出力電圧Ｖｏに変換する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１であり、以下、この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１を、図１と図２を用いて説明する。図１は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図であり、図３に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と比較して明らかなように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本構成を変更せずに、保護回路２を加えたものである。従って、上述した従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と主要な回路構成が共通するので、実質的に同一若しくは同様に作用する構成については、同一の番号を付してその詳細な説明を省略する。

直流入力電源３０は、直流入力電圧Ｖｉが１０％程度電圧変動する不安定な電源で、＋１２Ｖの高圧側電源端子３０ａと０Ｖの低圧側電源端子３０ｂの間に、保護回路２の一部を構成するスイッチングトランジスタＴｒ２と、直流電圧変換部１０の一部を構成するスイッチングトランジスタＴｒ１及び低圧側から高圧側を順方向とするダイオードＤ１とが直列に接続されることにより、閉回路が形成される。

スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は、いずれもＰチャネルＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であり、スイッチングトランジスタＴｒ１は、制御用ＩＣで構成される定電圧制御回路４０のドライブ回路４２にゲートが接続し、ドライブ回路４２から出力されるドライブ信号によってオン、オフ制御される。また、スイッチングトランジスタＴｒ２は、保護回路２の後述するドライブ回路２１の出力にゲートが接続し、通常は、ドライブ回路２１から出力されるドライブ信号によってオン制御され、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作が検出されると、ドライブ信号によってオン、オフ制御される。ここで、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオン制御とは、そのスイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を飽和状態としてドレイン−ソース間を閉じ制御することをいい、オフ制御とは、遮断状態としてドレイン−ソース間を開制御することをいう。

ドライブ回路４２から出力されるドライブ信号は、例えば１μｓｅｃの固定周期Ｔに０Ｖのオン時間と＋１２Ｖのオフ時間を繰り返すパルス信号である。ドライブ回路４２から＋０Ｖのドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されている間は、スイッチングトランジスタＴｒ１がオン制御され、スイッチングトランジスタＴｒ２がオン制御されている通常は、直流入力電源３０からインダクタＬ１にコンデンサＣ１を充電する充電電流が流れる。このオン制御時間中の出力電圧ＶｏとなるコンデンサＣ１の充電電圧は、インダクタＬ１の自己誘導によって＋１２Ｖの入力電圧Ｖｉより低い＋５Ｖの電圧となる。

また、ドライブ回路４２から＋１２Ｖのドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されると、スイッチングトランジスタＴｒ１はオフ制御され、オフ制御時間中は、インダクタＬ１に蓄積された電気エネルギーがダイオードＤ１を通して環流する充電電流となってコンデンサＣ１を充電電圧と同極性で充電し、負荷ＲＬの電力消費により低下する出力電圧Ｖｏ（コンデンサＣ１の充電電圧）を＋５Ｖに維持する。

この出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧となるように、定電圧制御回路４０により定電圧制御される。定電圧制御回路４０は、負荷ＲＬが接続する高圧側接続線３２の接続点Ｂ１と低圧側接続線３３間に接続される一対の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２と、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧と、負荷ＲＬの動作電圧をもとに所定の電位に調整した基準電源電圧Ｖｒｅｆを比較する誤差アンプ４１と、発信器ＯＳＣ１から出力される１ＭＨｚの固定周波数の三角波やのこぎり波などの信号を誤差アンプ４１の出力でパルス幅変調するパルス幅変調回路ＰＷＭ１と、パルス幅変調回路ＰＷＭ１から出力される被変調信号をドライブ信号としてスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートへ出力するドライブ回路４２を備えている。

出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より高い場合には、パルス幅変調回路ＰＷＭ１によりパルス信号の１μｓｅｃの固定周期Ｔ中のオン時間が短縮制御され、オンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力される。その結果、スイッチングトランジスタＴｒ１の単位時間内のオン制御時間が短縮され、出力電圧Ｖｏが低下する。逆に、出力電圧Ｖｏが負荷ＲＬの動作電圧より低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、出力電圧Ｖｏが上昇し、出力電圧Ｖｏは、負荷ＲＬ毎に異なる所定の動作電圧に定電圧制御される。

正常に動作する定電圧制御回路４０により、出力電圧Ｖｏを負荷ＲＬの動作電圧である５Ｖに定電圧制御する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、例えば、オンデューティが４４％のドライブ信号をスイッチングトランジスタＴｒ１のゲートへ出力してスイッチングトランジスタＴｒ１をスイッチング制御し、１２Ｖの直流入力電圧Ｖｉを５Ｖの出力電圧Ｖｏに変換している。ここで、スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作している間のスイッチングトランジスタＴｒ１とインダクタＬ１との間の接続点Ａの電位は、スイッチングトランジスタＴｒ１がオン制御されている間に、高圧側電源端子３０ａの電位に等しい＋１２Ｖ、オフ制御されている間に、低圧側電源端子３０ｂの接地電位から約０．５ＶのダイオードＤ１によるダイオード降下分Ｖｆ低下する−０．５Ｖとなり、−０．５Ｖから＋１２Ｖの間で変化する。

異常判定・保護制御部１１には、図２に示すように、スイッチングトランジスタＴｒ１とインダクタＬ１との間の接続点Ａの電位を監視するために接続点Ａに検出用端子ＳＷを接続させた異常判定回路４と異常判定回路４の出力に接続するＲＳフリップフロップ回路５とが備えられている。異常判定回路４とＲＳフリップフロップ回路５は、高圧側電源端子３０ａに接続する定電流回路６と低圧側電源端子３０ｂの間に接続され、定電流回路６により安定電位に変換される直流入力電源３０を電源として動作している。

異常判定回路４は、接続点Ａの電圧Ｖｄと、スイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチング動作している間の電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する図示しない比較回路を備えている。本実施の形態では、接続点Ａの電圧Ｖｄが０．５Ｖから＋５Ｖの間で変動するので、前記閾値電圧Ｖｔｈを、その間の＋０．５Ｖに設定している。

スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作している間に、比較回路の極性は、少なくとも１μｓｅｃの固定周期Ｔ内に反転する。一方、パルス幅変調回路ＰＷＭ１等が何らかの原因で故障し、スイッチングトランジスタＴｒ１のゲートに出力されるドライブ信号が一定電位となるとスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作し、直流入力電圧Ｖｉがほぼ一定の電位であるので、接続点Ａの電圧Ｖｄも一定電位となり、比較回路の出力の極性は固定周期Ｔ内に反転しない。そこで、異常判定回路４は、ドライブ回路４２の固定周期Ｔより長い２μｓｅｃに設定した検出期間に、比較回路の出力の極性が一度も反転しない場合に、能動状態での異常動作と判定し、通常は「Ｌ」レベルの出力を「Ｈ」レベルに転じてＲＳフリップフロップ回路５のセット入力へ出力する。

ＲＳフリップフロップ回路５は、「Ｌ」レベルのリセット信号が入力された後、異常判定回路４からの「Ｈ」レベルのセット信号が入力されるまで、「Ｌ」レベルの出力信号を出力する。一方、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した「Ｈ」レベルのセット信号が異常判定回路４から入力されると、次に「Ｌ」レベルのリセット信号が入力されるまで、「Ｈ」レベルの出力信号を出力する。

ＲＳフリップフロップ回路５の出力は、ドライブ回路２１と図示しない警報表示装置に接続する出力端子ＦＬＡＧに接続している。保護回路２は、スイッチングトランジスタＴｒ１の正常動作と判定した「Ｌ」レベルの出力信号が出力されている間、通常動作モードで動作し、ドライブ回路２１は、スイッチングトランジスタＴｒ２のゲートへスイッチングトランジスタＴｒ２をオン制御する＋０Ｖのドライブ信号を連続して出力する。一方、ＲＳフリップフロップ回路５から、スイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した「Ｈ」レベルの出力信号が出力されている間、保護回路２は、保護動作モードで動作し、ドライブ回路２１は、後述するパルス幅変調回路ＰＷＭ２から出力される被変調信号をもとに、スイッチングトランジスタＴｒ２をオン、オフ制御するドライブ信号をスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートへ出力する。また、出力端子ＦＬＡＧから「Ｈ」レベルの出力信号を入力した警報表示装置は、スイッチングトランジスタＴｒ１が異常動作していることを表示する。

保護回路２は、図１に示すように、直流電圧変換部１０の入力側である直流入力電源３０側に形成され、直流電圧変換部１０の各回路素子と同様に作用する回路素子から構成されている。すなわち、高圧側電源端子３０ａと低圧側電源端子３０ｂの間に、スイッチングトランジスタＴｒ１とダイオードＤ１で形成される閉回路の直流入力電源３０側に、高圧側電源端子３０ａと低圧側電源端子３０ｂに対して、スイッチングトランジスタＴｒ２と低圧側から高圧側を順方向とするダイオードＤ２を直列に接続した閉回路が形成される。

また、スイッチングトランジスタＴｒ２とダイオードＤ２との接続点とスイッチングトランジスタＴｒ１の入力側（ソース）との間に、インダクタＬ２が接続され、インダクタＬ２とスイッチングトランジスタＴｒ１との接続点Ｂ２と、低圧側接続線３３間には、保護回路２が保護動作モードで動作している間に、スイッチングトランジスタＴｒ１の入力側を安定した直流電圧とするコンデンサＣ２が接続されている。

保護回路２が通常動作モードで動作している間は、スイッチングトランジスタＴｒ２が常時オン制御され、直流電流が流れるスイッチングトランジスタＴｒ２とインダクタＬ２の電圧降下を無視すれば、スイッチングトランジスタＴｒ１には、直流の入力電圧Ｖｉが加えられ、直流電圧変換回路部１０は、入力電圧Ｖｉを降圧し、定電圧制御した出力電圧Ｖｏの直流電力を負荷ＲＬへ供給する。

保護回路２が保護動作モードに移行すると、スイッチングトランジスタＴｒ２は、ドライブ回路２１から出力されるドライブ信号によりオン、オフ制御される。スイッチングトランジスタＴｒ２がオン制御されている間は、直流入力電源３０からインダクタＬ２に電流が流れ、コンデンサＣ２を充電するが、スイッチングトランジスタＴｒ１の高圧側の直流電圧となるコンデンサＣ２の充電電圧は、インダクタＬ２の自己誘導によって入力電圧Ｖｉを降下させた電圧となる。また、スイッチングトランジスタＴｒ２がオフ制御され、遮断状態で動作している間は、インダクタＬ２に蓄積された電気エネルギーがダイオードＤ２を通して環流する充電電流となって、コンデンサＣ２を充電し、スイッチングトランジスタＴｒ１の高圧側の直流電圧となるコンデンサＣ２の充電電圧を維持する。

スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作している間のスイッチングトランジスタＴｒ１の発熱量は、そのオン抵抗をｒ、接続点Ｂ２側のソースの電圧（コンデンサＣ２の充電電圧）と接続点Ａ側のドレインの電圧（出力電圧Ｖｏ）間の差電圧をＶｔｒとすれば、（Ｖｔｒ）^２／ｒで表される。ここで、上述のように保護回路２が保護動作モードに移行すると、スイッチングトランジスタＴｒ１の接続点Ｂ２側のソースの電圧が、入力電圧Ｖｉに比べて充分に低い電圧に低下し、接続点Ａ側のドレインの出力電圧Ｖｏとの差電圧Ｖｔｒが低下するので発熱量は激減し、異常発熱の危険がなくなる。

しかしながら、本実施の形態では、更にスイッチングトランジスタＴｒ１の発熱量が最大放熱量Ｑｍａｘを超えないように、すなわち（Ｖｔｒ）^２／ｒ＜Ｑｍａｘとなる差電圧Ｖｔｒに定電圧制御する定電圧制御回路１２を保護回路２に備え、図２に示すように、異常判定・保護制御部１１に内蔵している。

定電圧制御回路１２は、定電圧制御する目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔに相当する直流オフセット電圧を出力するオフセット電源２４と、反転入力端子をＳＥＴ端子に接続し、非反転入力端子をオフセット電源２４を介してＳＥＮＣＥ端子に接続させた誤差アンプ２３と、発信器ＯＳＣ２から出力される１ＭＨｚの固定周波数の三角波やのこぎり波などの信号を誤差アンプ２３の出力でパルス幅変調するパルス幅変調回路ＰＷＭ２と、保護回路２の保護動作モードでパルス幅変調回路ＰＷＭ２から出力される被変調信号をドライブ信号としてスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートへ出力するドライブ回路２１を備えている。

誤差アンプ２３の反転入力端子が接続するＳＥＴ端子は、高圧側接続線３２のインダクタＬ２とスイッチングトランジスタＴｒ１との接続点Ｂ２に接続し、オフセット電源２４を介して非反転入力端子が接続するＳＥＮＣＥ端子は、負荷ＲＬに接続する高圧側接続線３２の接続点Ｃに接続し、これにより、誤差アンプ２３は、出力電圧Ｖｏに直流オフセット電圧Ｖｏｆｆを加えた電圧と、スイッチングトランジスタＴｒ１の高圧側の電圧とを比較する。保護回路２が保護動作モードで動作している間は、インダクタＬ１に直流の出力電流が流れ、インダクタＬ１での電圧降下を無視すれば、誤差アンプ２３は、スイッチングトランジスタＴｒ１の高圧側と低圧側の差電圧差電圧Ｖｔｒを、直流オフセット電圧Ｖｏｆｆで規定される目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔと比較するものとなる。

差電圧Ｖｔｒが目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔより高い場合には、パルス幅変調回路ＰＷＭ２によりパルス信号の固定周期Ｔ中のオン時間が短縮制御され、オンデューティを低下させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートに出力される。その結果、スイッチングトランジスタＴｒ２の単位時間内のオン制御時間が短縮され、コンデンサＣ２の充電電圧、すなわち、スイッチングトランジスタＴｒ１の高圧側の電圧が低下し、差電圧Ｖｔｒが低下し、目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔに近づく。逆に、差電圧Ｖｔｒが目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔより低い場合には、オンデューティを増加させたドライブ信号がスイッチングトランジスタＴｒ２のゲートに出力され、単位時間内のオン制御時間が延長されるので、コンデンサＣ２の充電電圧が上昇し、差電圧Ｖｔｒが上昇し、目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔに近づき、これを繰り返して、スイッチングトランジスタＴｒ１の両端の電圧は、目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔに定電圧制御される。

本実施の形態では、直流入力電圧Ｖｉを１２Ｖ、通常動作している間の定電圧制御する出力電圧Ｖｏを５Ｖとしているので、目標差電圧Ｖｔｒｓｅｔを１Ｖとし、１Ｖの直流電圧を出力するオフセット電源２４を用いる。

これにより、スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作を継続させても、スイッチングトランジスタＴｒ１のオン抵抗ｒの両端に加わる電圧は１Ｖに定電圧制御され、直流入力電圧Ｖｉや出力電圧Ｖｏの電圧にかかわらず、スイッチングトランジスタＴｒ１が異常発熱することがない。

スイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作し、保護回路２が保護動作モードで動作していることは、上述のように警報表示装置による表示で使用者に伝達されるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を安全に停止させることが可能となった後に、故障箇所を修理し復旧させることができる。

尚、保護回路２が保護動作モードで動作している間に、何らかの理由でスイッチングトランジスタＴｒ１を能動状態とする故障原因が解決し、スイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチング動作を再開した場合には、異常判定回路４が正常動作と判定してＲＳフリップフロップ回路５へ「Ｌ」レベルのリセット信号を出力するので、保護回路２は、スイッチングトランジスタＴｒ２を常時オン制御する通常動作モードに復帰し、直流電圧変換部１０は、正常動作に戻る。

上述の各実施の形態では、スイッチングトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２として、ＰチャネルＦＥＴやＮチャネルＦＥＴを用いているが、ドレインとソースの接続を逆にしたＮチャネルＦＥＴやＰチャネルＦＥＴとしてもよく、また、バイポーラトランジスタであってもよい。

また、保護回路２が保護動作モードで動作する際に動作する定電圧制御回路１２は、スイッチングトランジスタＴｒ１の差電圧Ｖｔｒを定電圧制御するものであったが、コンデンサＣ２の充電電圧を定電圧制御し、スイッチングトランジスタＴｒ１の高圧側の電圧を定電圧制御するものであってもよい。

また、上述の実施の形態では、異常判定回路４がスイッチングトランジスタＴｒ１の能動状態の動作と判定した時に、警報表示装置での表示によってスイッチングトランジスタＴｒ１の異常動作を通報する例で説明したが、警報音などの発音など他の方法で使用者に伝達するものであってもよい。

また、上述の実施の形態では、ドライブ信号の異常によりスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する例で説明したが、スイッチングトランジスタＴｒ１自体の故障や回路素子間の接続異常など他の原因でスイッチングトランジスタＴｒ１が能動状態で動作する場合にも適用できる。

本発明は、非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に、トランジスタを用いたＤＣ−ＤＣコンバータに適している。

１降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２保護回路
４異常判定回路
１０直流電圧変換部
３０直流入力電源
３２高圧側接続線
３３低圧側接続線
４０定電圧制御回路
Ｖｉ入力電圧
Ｖｏ出力電圧
Ｌ１インダクタ
Ｌ２インダクタ
Ｔｒ１スイッチングトランジスタ
Ｔｒ２スイッチングトランジスタ
ＲＬ負荷
Ｃ１コンデンサ（キャパシタ）
Ｃ２コンデンサ（キャパシタ）

Claims

直流入力電源に直列に接続し、直流入力電源と閉回路を形成する第１スイッチングトランジスタと、
所定周期で第１スイッチングトランジスタを開閉制御する第１ドライブ信号を第１スイッチングトランジスタの制御端子へ出力する第１ドライブ回路と、
負荷に接続する一対の高圧側接続線と低圧側接続線間に接続される第１キャパシタと、
第１スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧を、直流入力電源の入力電圧と異なる直流電圧に変換する第１インダクタと、
一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧に応じて第１ドライブ信号による第１スイッチングトランジスタの閉時間を制御し、出力電圧を定電圧制御する第１定電圧制御回路とを有する直流電圧変換回路部と、
第１スイッチングトランジスタの第１インダクタとの接続側の接続点Ａの電圧Ｖｄと、第１スイッチングトランジスタがスイッチング動作している間の接続点Ａの電圧Ｖｄの変動範囲で任意に設定する閾値電圧Ｖｔｈとを比較する第１比較回路を有し、電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈを比較した極性が、第１ドライブ信号の前記所定周期より長い検出期間で変化しない場合に、能動状態での第１スイッチングトランジスタの動作と判定する異常判定回路と、
直流入力電源と直流電圧変換回路部との間に接続され、異常判定回路が第１スイッチングトランジスタの能動状態での動作と判定した際に保護動作モードに移行し、直流電圧変換回路部の保護動作を実行する保護回路部とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
保護回路部は、
直流入力電源と第１スイッチングトランジスタ間に接続される第２スイッチングトランジスタと、
第２スイッチングトランジスタの制御端子へ、常時は、第２スイッチングトランジスタを閉じ制御する第２ドライブ信号を出力し、保護動作モードで、所定周期で第２スイッチングトランジスタを開閉制御する第２ドライブ信号を出力する第２ドライブ回路と、
直流電圧変換回路部の入力側の一対の高圧側接続線と低圧側接続線間に接続される第２キャパシタと、
保護動作モードで、第２スイッチングトランジスタの開閉動作により直流入力電源から流れる電流が断続し、第２キャパシタの両端の電圧を、直流入力電源の入力電圧を降圧させた直流電圧に変換する第２インダクタと、
保護動作モードで、第２キャパシタの両端の電圧に応じて第２ドライブ信号による第２スイッチングトランジスタの閉時間を制御し、第２キャパシタの両端の電圧を定電圧制御する第２定電圧制御回路とを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
第２定電圧制御回路は、第１スイッチングトランジスタの両端に加わる電圧による第１スイッチングトランジスタの発熱量が、第１スイッチングトランジスタの最大放熱量を越えないように、負荷に接続する一対の高圧側接続線と低圧側接続線間の出力電圧よりわずかに高い電圧に、第２キャパシタの両端の電圧を定電圧制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
異常判定回路が第１スイッチングトランジスタの能動状態での動作と判定した際に、判定結果を外部へ通報する通報手段を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。