JP4143605B2 - デジタルアンプおよびデジタル信号再生装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号またはＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を用いてスイッチング素子を駆動し、スイッチング素子を飽和域で使用することでオーディオ信号の高効率電力増幅を行うＤ級増幅器などからなるデジタルアンプのボリューム制御に関するものである。

従来、上記のような高効率電力増幅器は、ボリュームの制御手法によって、信号源において信号の振幅を調整する構成、またはデルタシグマ変調後の１ビットデジタル信号を増幅する増幅部で信号の振幅を調整する構成に分けられる。図８は、前者の構成による高効率電力増幅器を示し、図９は、後者の構成による高効率電力増幅器を示している。
図８および図９に示す構成では、デジタル信号源１０１から出力されたデジタルのオーディオ信号がΔΣ変調回路１０２でΔΣ変調されることで１ビットデジタル信号となり、ゲートドライブ回路１０３に供給される。ゲートドライブ回路１０３は、その１ビットデジタル信号に基づいたゲートドライブ信号を出力して、出力フルブリッジ回路１０４を構成するパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する。出力フルブリッジ回路１０４では、パワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作により、電力増幅された１ビットデジタル信号が得られる。そして、この増幅された１ビットデジタル信号は、ローパスフィルタ１０５を通過することでアナログオーディオ信号に変換され、ヘッドホンなどの出力装置１０６によって音声として出力される。
図８の構成では、マイクロコンピュータ１０７によって与えられる振幅調整信号により、デジタル信号源１０１において、オーディオ信号の振幅がボリュームステップ単位で制御される。また、出力フルブリッジ回路１０４では、その電源端子に固定電圧電源１０８から一定の電源電圧が付与されることによって、１ビットデジタル信号が振幅調整されない。
図８の構成に関連する先行技術文献としては、特開２０００−３３２５５３号公報（公開日：２０００年１１月３０日）が挙げられる。この文献に記載された１ビットデジタルアンプでは、入力信号としてデジタルのオーディオ信号やアナログのオーディオ信号をレベルコントロール装置で変更している。ただし、この１ビットデジタルアンプは、振幅レベルが変更された信号と、パルス増幅器から帰還回路を経て負帰還された帰還信号との差分をΔΣ変調部によって１ビットで量子化する点で、図８の構成と異なっている。
一方、図９の構成では、デジタル信号源１０１におけるオーディオ信号の振幅調整が行われない代わりに、マイクロコンピュータ１０７によって与えられるアナログの電源制御電圧により、可変電圧電源１０９の電源電圧がボリューム設定ステップ単位で制御される。これにより、出力フルブリッジ回路１０４では、その電源端子に固定電圧電源１０９で制御された可変の電源電圧が付与されることで、１ビットデジタル信号が振幅調整される。
図９の構成では、図１０にΔにて示すように、デジタル信号源１０１からの入力信号の振幅レベル（入力レベル）は一定であり、□および◇にて示すように、可変電圧電源１０９の電源電圧のレベルと出力フルブリッジ回路１０４の出力の振幅レベル（出力レベル）とがほぼ一致して変化する。
なお、図９の構成に関連する先行技術文献は発見されなかった。
図１１は、図９の構成に類似する高効率増幅器としての従来技術のデジタルアンプ２０１の構成を示すブロック図である。
このデジタルアンプ２０１は、アナログ音響信号を、ΔΣブロック２０２において１ビットデジタル信号に変換した後、電力増幅（振幅変換）し、ローパスフィルタ２０３，２０４によって再びアナログ信号に変換することで、前記のように高効率に電力増幅を行う。電力増幅は、出力ドライブ回路２０５において、ハイレベルの電源ライン２０６とローレベルの電源ライン２０７との間に介在されたＮＭＯＳＦＥＴからなる出力トランジスタＱ２０１，Ｑ２０２の直列回路と、ＮＭＯＳＦＥＴからなる出力トランジスタＱ２０３，Ｑ２０４の直列回路とによるプッシュプル動作で行われる。これらの出力トランジスタＱ２０１〜Ｑ２０４が飽和域で動作することで、前記のように高効率な電力増幅が可能になる。
このため、ΔΣブロック２０２からの１ビット信号は上側ゲートドライブ回路２０８に入力され、ここで生成される正相成分および逆相成分によって出力トランジスタＱ２０１，Ｑ２０３が駆動される。ΔΣブロック２０２からのもう一方の１ビット信号は下側ゲートドライブ回路２０９に入力され、ここで生成される正相成分および逆相成分によって出力トランジスタＱ２０２，Ｑ２０４が駆動される。これらのゲートドライブ回路２０８，２０９によって、対角線同士の出力トランジスタＱ２０１，Ｑ２０４の組が同相で駆動され、出力トランジスタＱ２０２，Ｑ２０３の組が同相で駆動され、かつ出力トランジスタＱ２０１，Ｑ２０４の組と出力トランジスタＱ２０２，Ｑ２０３の組とは、相互に逆相で駆動されて、前記プッシュプル動作が実現される。
そして、出力トランジスタＱ２０１，Ｑ２０３のドレインには、電源ライン２０６を介して可変電圧電源２１０からの可変の直流電源電圧Ｖ００が入力される。出力トランジスタＱ２０２，Ｑ２０４のソースは、電源ライン２０７を介してＧＮＤレベルとされる。また、出力トランジスタＱ２０１のソースと出力トランジスタＱ２０２のドレインとの接続点および出力トランジスタＱ２０３のソースと出力トランジスタＱ２０４のドレインとの接続点は出力端となり、ローパスフィルタ２０３，２０４を介して、それぞれ正相の出力端Ｐ２０１および逆相の出力端Ｐ２０２に接続される。出力端Ｐ２０１，Ｐ２０２間には、負荷抵抗Ｒ２０１が挿入されている。ローパスフィルタ２０３，２０４は、コイルＬ２０１，Ｌ２０２およびコンデンサＣ２０１，Ｃ２０２から構成されている。
一方、可変電圧電源２１０には、電源入力端Ｔ００から、ＶｃｃレベルとＧＮＤレベルとで切換わるＰＷＭ信号が入力されている。これらの電位Ｖｃｃ／ＧＮＤが可変電圧電源２１０を構成するローパスフィルタ２１１で平滑化されると、ＰＷＭ信号のデューティに応じた電圧が出力される。この電圧は、電源ライン２０６を介して出力トランジスタＱ２０１，Ｑ２０３のドレインに電源電圧Ｖ００として入力される。電源電圧Ｖ００を変化することで、出力されるデジタル信号の振幅レベルが変化し、ローパスフィルタ２０３，２０４で平滑化されると、再生されるアナログオーディオ信号のレベルを変化、すなわちボリューム調整を行うことができる。ローパスフィルタ２１１は、コイルＬ２０３およびコンデンサＣ２０３から構成されている。
また、上側ゲートドライブ回路２０８には、電源入力端Ｔ０１に与えられる図示しない固定電圧電源からの直流電源電圧Ｖ０１が入力される。同様に、下側ゲートドライブ回路２０９には、電源入力端Ｔ０２に与えられる図示しない固定電圧電源からの直流電源電圧Ｖ０２が入力される。
近年、上記のような高効率増幅器においては、さらなる省電力化が強く要望されるようになってきている。
しかしながら、図８および図９の構成では、消費電力の点で以下のような問題点がある。
図８の構成では、小ボリューム時でもΔΣ変調回路１０２からの出力信号をスッチング増幅する出力フルブリッジ回路１０４には電源電圧として一定電圧を与えるので、一般に消費電力は大ボリュームと同じに設定されていた（公知の事実で特にデータはなし）。消費電力を低減させるために、出力フルブリッジ回路１０４の電源電圧を低下させることが考えられる。しかしながら、電源電圧の低下は、出力レベルを低下させるので、最大出力（最大ボリューム）も低下してしまうという不都合がある。
図９の構成では、可変電圧電源１０９の電源電圧のレベルと出力フルブリッジ回路１０４の出力の振幅レベル（出力レベル）とがほぼ一致して変化するので、図８の構成のように消費電力が常に大ボリューム状態であることはない。ところが、図９の構成では、一般的に可変電圧電源１０９はサーボ回路の構成となっていることから、低電圧出力時はサーボゲインが取れなくなり、このためサーボが十分働いていない電圧をスイッチング増幅手段へ供給することとなり、歪率の増加、Ｓ／Ｎの低下、残留ノイズの増加などのオーディオ性能の低下を招いていた。このときの歪率のデータ例を図３のグラフに示す。図中◆にて示すように、出力ボリューム値が小さい範囲では、出力ボリューム値が小さくなるのに従い歪率が増加している。
また、デジタルアンプ２０１では、小ボリューム時には、上述のように電源入力端Ｔ００へのＰＷＭ信号のデューティを小さくすることで、実際にスピーカに与えられる電力レベル、すなわち出力ドライブ回路５５において消費される電力レベルは小さくなるものの、残余の回路での消費電力は、大ボリューム時と同じである。これは、図９の構成でも同様であり、例えば、小ボリューム時のゲートドライブ回路１０３における消費電力は大ボリューム時と同じである。
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、デジタルアンプにおいて小ボリューム時の消費電力の低減を図ることを主な目的としている。本発明は、さらには、デジタルアンプにおけるオーディオ性能を改善することを目的としている。

本発明のデジタルアンプは、１ビット信号に変換されたオーディオ信号に応答して、駆動回路がスイッチング素子を駆動し、電源電圧をスイッチングさせることで前記オーディオ信号を振幅増幅するデジタルアンプにおいて、可変の前記電源電圧を発生する可変電源電圧発生手段と、前記電源電圧変化に連動して、前記駆動回路によるスイッチング素子の駆動電圧を変化させる駆動電圧変化手段とを含んでいる。
上記の構成によれば、出力振幅の変化のためにデジタルアンプの電源電圧を可変電源電圧発生回路により変化可能とし、これに合わせて、駆動電圧変化手段は、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧などのスイッチング素子の駆動電圧も合わせて変化させる。すなわち、たとえば電源電圧が高いときには前記駆動電圧も高くし、電源電圧が低くなると前記駆動電圧も低くする。こうして、たとえばＮＭＯＳＦＥＴの場合には、オン時のゲート電圧を常にソース電圧よりも予め定める電圧だけ高く保持する。
したがって、スイッチング素子のスイッチング動作に影響を与えることなく、前記駆動電圧を必要最小限の電圧とすることができ、小出力振幅時における駆動回路の消費電力を削減することができる。
また、本発明のデジタルアンプでは、前記可変電源電圧発生手段は、前記スイッチング素子への可変電源電圧を作成するために、予め定める直流電圧がデューティ可変でスイッチングされてなるパルス幅変調信号を平滑化するローパスフィルタを有し、前記駆動電圧変化手段は、前記パルス幅変調信号が一方の端子に入力されるコンデンサと、前記コンデンサの他方の端子に予め定める定電圧を入力するダイオードと、前記コンデンサの他方の端子からの出力を平滑化するローパスフィルタとを有し、前記電源電圧に前記定電圧を加算した電圧を前記駆動回路に前記駆動電圧として供給することを特徴とする。
上記の構成によれば、直流電源のスイッチング出力がローレベル、たとえばＧＮＤレベルであるときには、コンデンサの一方の端子の電位も該ＧＮＤレベルとなり、コンデンサの他方の端子の電位は前記ダイオードを介する定電圧Ｖ１となって該コンデンサは充電される。これに対して、直流電源のスイッチング出力がハイレベル、たとえばＶｃｃレベルとなると、コンデンサの一方の端子の電位も該Ｖｃｃレベルとなり、コンデンサの他方の端子の電位はＶｃｃ＋Ｖ１となって放電を開始する。そして、これらの電位Ｖ１／Ｖｃｃ＋Ｖ１をローパスフィルタで平滑化すると、直流電源からの変化された電源電圧をＶ０とすると、Ｖ０＋Ｖ１となる。すなわち、電源電圧Ｖ０は、２つの電位Ｖｃｃ／ＧＮＤをローパスフィルタで平滑化した電位であり、デューティに応じて変化する。
したがって、前記電源電圧Ｖ０の変化に連動して、常に定電圧Ｖ１を加算した駆動電圧を容易に作成することができる。
本発明の他のボリューム制御装置は、１ビット信号に変換されたオーディオ信号をスッチング増幅する増幅手段を有するアンプから出力される出力信号の振幅を制御するボリューム制御装置において、前記１ビット信号に変換される前の前記オーディオ信号の振幅を指定された倍率の大きさに変化させる振幅可変手段と、前記増幅手段に付与する電源電圧を指定された電圧値に変化させる電圧可変手段と、前記振幅が最大値と所定の中間値との間に設定されるときに、前記倍率を一定に設定するとともに、前記電圧値を指定された入力ボリューム値に応じた値に設定する一方、前記振幅が前記中間値と前記最小値との間に設定されるときに、前記電圧値を一定に設定するとともに、前記倍率を指定された入力ボリューム値に応じた値に設定する設定制御手段を含んでいる。
上記の構成では、出力信号の振幅が最大値と中間値との間に設定されるときに、設定制御手段により設定された一定の倍率と入力ボリューム値に応じた電圧値とが、それぞれ振幅可変手段と電圧可変手段とに与えられる。これにより、その倍率に応じた一定振幅のオーディオ信号が振幅可変手段から出力され、例えばΔΣ変調回路によって１ビット信号に変換された後、増幅手段でスイッチング増幅される。ここで、スイッチング増幅とは、１ビット信号を基に生成された駆動信号により複数のスイッチング素子を駆動して電源電圧をスイッチング出力することで１ビット信号の振幅が増幅された信号を出力することである。上記のスイッチング増幅のとき、増幅手段に付与される電源電圧は、入力ボリューム値に応じた電圧値として電圧可変手段から出力される。それゆえ、増幅手段からの出力信号の振幅は電源電圧によって調整される。この結果、出力信号の振幅が最大値から中間値に近づくように調整されるほど電源電圧が低下するので、振幅手段での電流消費もそれに応じて低減する。
一方、出力信号の振幅が中間値と最小値との間に設定されるときに、設定制御手段により設定された一定の電圧値と入力ボリューム値に応じた倍率とが、それぞれ電圧可変手段と振幅可変手段とに与えられる。これにより、入力ボリューム値に応じた振幅のオーディオ信号が振幅可変手段から出力され、１ビット信号に変換された後、増幅手段でスイッチング増幅される。このとき、増幅手段に付与される電源電圧は、一定の電圧値として電圧可変手段から出力される。それゆえ、増幅手段からの出力信号の振幅は倍率によって調整される。この結果、出力信号の振幅が中間値から最小値に近づくように調整されても、電源電圧が変わらないので、サーボ系の可変電源装置からなる電圧可変手段において、サーボが安定して動作することにより、電源電圧を安定して出力することができる。増幅手段は、安定した電源電圧が与えられることにより、歪率などのオーディオ性能の悪化が抑制される。
前記のボリューム制御装置において、前記設定制御手段は、前記入力ボリューム値に対応する前記倍率および前記電圧値とを記憶する記憶手段を有しており、指定された前記入力ボリューム値に基づいて、対応する前記倍率および前記電圧値を出力することが好ましい。これにより、単一の入力ボリューム値に基づいて倍率および電圧値が同時に得られるので、上記の２つの振幅調整範囲での倍率と電圧値との所望の組み合わせを容易に得ることができる。したがって、上記の２つの振幅調整範囲で容易にボリューム制御をすることができる。
前記のボリューム制御装置において、前記設定制御手段は、前記振幅が前記中間値と前記最小値との間に設定されるときに、前記電圧値を最大値の０．１倍に設定することが好ましい。これにより、増幅手段での消費電流を最大時の０．１倍程度に抑えることができるとともに、オーディオ性能の悪化も実用上不都合のない程度に抑えることができる。したがって、より高性能なボリューム制御装置を提供することができる。
本発明のデジタルアンプは、前記の各構成のボリューム制御装置のいずれかと、前記オーディオ信号を１ビット信号に変換する１ビット変換手段と、前記増幅手段とを備えている。これにより、低消費電力かつ高オーディオ性能を備えたデジタルアンプを提供することができる。
本発明のさらに他の目的、特徴、および優れた点は、以下に示す記載によって十分わかるであろう。また、本発明の利益は、添付図面を参照した次の説明で明白になるであろう。

図１は、本発明の一実施例のデジタルアンプの構成を示すブロック図である。
図２は、従来のデジタルアンプと図１のデジタルアンプとの電源電圧の関係を示すグラフである。
図３は、本発明の他の実施例のデジタルアンプの構成を示すブロック図である。
図４は、図３のデジタルアンプにおいてボリューム制御を行うための制御特性を示すグラフである。
図５は、図３のデジタルアンプおよび従来のデジタルアンプのボリューム制御による出力ボリューム値に対する歪率の変化を示すグラフである。
図６は、図３のデジタルアンプの変形例の構成を示すブロック図である。
図７は、本発明のさらに他の実施例のデジタル信号記録再生装置を示すブロック図である。
図８は、従来のデジタルアンプの構成を示すブロック図である。
図９は、従来の他のデジタルアンプの構成を示すブロック図である。
図１０は、図９のデジタルアンプにおいてボリューム制御を行うための制御特性を示すグラフである。
図１１は、従来のさらに他のデジタルアンプの構成を示すブロック図である。

以下、実施例および比較例により、本発明をさらに詳細に説明するが、本発明はこれらにより何ら限定されるものではない。

本発明の一実施例について、図１および図２に基づいて説明すれば、以下の通りである。
図１は、本実施例のデジタルアンプ２１の構成を示すブロック図である。
このデジタルアンプ２１は、アナログオーディオ信号を、ΔΣブロック２２において，ＰＤＭやＰＷＭの１ビットデジタル信号に変換した後、電力増幅（振幅変換）し、ローパスフィルタ２３，２４によって再びアナログ信号に変換することで、高効率に電力増幅を行う。また、前記電力増幅は、出力ドライブ回路２５において、ハイレベルの電源ライン２６とローレベルの電源ライン２７との間に介在されたＮＭＯＳＦＥＴからなる出力トランジスタＱ２１，Ｑ２２の直列回路と、ＮＭＯＳＦＥＴからなる出力トランジスタＱ２３，Ｑ２４の直列回路とによるプッシュプル動作で行われる。
ΔΣブロック２２からの１ビット信号は上側ゲートドライブ回路２８に入力され、ここで生成される正相成分および逆相成分によって出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３が駆動され、もう一方の１ビット信号は下側ゲートドライブ回路２９に入力され、ここで生成される正相成分および逆相成分によって出力トランジスタＱ２２，Ｑ２４が駆動される。これらのゲートドライブ回路２８，２９によって、対角線同士のＮＭＯＳＦＥＴＱ２１，Ｑ２４の組が同相で駆動され、出力トランジスタＱ２２，Ｑ２３の組が同相で駆動され、かつ出力トランジスタＱ２１，Ｑ２４の組と出力トランジスタＱ２２，Ｑ２３の組とは、相互に逆相で駆動されて、前記プッシュプル動作が実現される。
上側ゲートドライブ回路２８および下側ゲートドライブ回路２９は、例えば、ＣＭＯＳゲートＩＣによって構成されている。上側ゲートドライブ回路２８は、後述する可変電圧電源３０からの出力電圧が電源電圧として与えられ、この電源電圧とほぼ等しいオン時のゲート電圧を出力する。下側ゲートドライブ回路２９は、後述する可変電圧電源３２からの出力電圧が電源電圧として与えられ、この電源電圧とほぼ等しいオン時のゲート電圧を出力する。
そして、出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３のドレインには、前記電源ライン２６を介して可変電圧電源３０からの可変の直流電源電圧Ｖ０が入力され、出力トランジスタＱ２２，Ｑ２４のソースは、電源ライン２７を介してＧＮＤレベルとされる。また、出力トランジスタＱ２１のソースと出力トランジスタＱ２２のドレインとの接続点および出力トランジスタＱ２３のソースと出力トランジスタＱ２４のドレインとの接続点は出力端となり、前記ローパスフィルタ２３，２４を介して、それぞれ正相の出力端Ｐ１および逆相の出力端Ｐ２に接続される。出力端Ｐ１，Ｐ２間には、負荷抵抗Ｒが挿入されている。前記ローパスフィルタ２３，２４は、それぞれコイルＬ２１，Ｌ２２およびコンデンサＣ２１，Ｃ２２から構成されている。
一方、可変電源電圧発生手段である可変電圧電源３０には、電源入力端Ｔ０から、ＶｃｃレベルとＧＮＤレベルとで切換わるＰＷＭ信号が入力されており、これらの電位Ｖｃｃ／ ＧＮＤが可変電圧電源３０を構成するローパスフィルタ３１で平滑化されると、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じた電圧が出力され、電源ライン２６を介して出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３のドレインに、電源電圧Ｖ０として入力される。電源電圧Ｖ０を変化することで、出力されるデジタル信号の振幅レベルが変化し、ローパスフィルタ２３，２４で平滑化されると、再生されるアナログオーディオ信号のレベルを変化、すなわちボリューム調整を行うことができる。これは、ＰＷＭ信号がボリューム調整信号となっていることを意味する。ローパスフィルタ３１は、コイルＬ２３およびコンデンサＣ２３から構成されている。
以上のような構成は、前述の従来のデジタルアンプ５１と同様である。しかしながら、本発明のデジタルアンプ２１で注目すべきは、下側ゲートドライブ回路２９には、電源入力端Ｔ１に与えられる図示しない固定電圧電源からの直流電源電圧Ｖ１が直接入力されるのに対して、上側ゲートドライブ回路２８には、電源電圧Ｖ１が電源電圧Ｖ０に加算された電圧が、駆動電圧変化手段である可変電圧電源３２によって作成されて入力されることである。このため、可変電圧電源３２は、可変電圧電源３０と同様に、コイルＬ２４およびコンデンサＣ２４から成るローパスフィルタ３３を備えるとともに、コンデンサＣ２５およびダイオードＤを備えて構成される。
コンデンサＣ２５の一方の端子には、電源入力端Ｔ０に入力されるＶｃｃレベルとＧＮＤレベルとで切換わるＰＷＭ信号が入力され、他方の端子には、電源入力端Ｔ１からの一定の電源電圧Ｖ１が、ダイオードＤを介して入力される。このコンデンサＣ２５の他方の端子からの出力が、ローパスフィルタ３３で平滑化されて上側ゲートドライブ回路２８に入力される。
したがって、ＰＷＭ信号がＧＮＤレベルであるときには、コンデンサＣ２５の一方の端子の電位も該ＧＮＤレベルとなり、他方の端子の電位は前記ダイオードＤを介する電源電圧Ｖ１となって該コンデンサＣ２５は充電される。これに対して、ＰＷＭ信号がＶｃｃレベルとなると、コンデンサＣ２５の一方の端子の電位も該Ｖｃｃレベルとなり、他方の端子の電位はＶｃｃ＋Ｖ１となって放電を開始する。そして、これらの電位Ｖ１／Ｖｃｃ＋Ｖ１をローパスフィルタ３３で平滑化すると、Ｖ０＋Ｖ１となる。すなわち、電源電圧Ｖ０は、２つの電位Ｖｃｃ／ＧＮＤをローパスフィルタ３１で平滑化した電位であり、デューティに応じて変化する。こうして、電源電圧Ｖ０の変化に連動して、常に一定の電圧Ｖ１を加算した駆動電圧を容易に作成することができる。
さらに、上側ゲートドライブ回路２８として、たとえばＣＭＯＳゲートＩＣを使用することによって、電源電圧を可変すると、それに伴って出力電圧も追従して変化することになり、消費電力もそれに追従して変化する。
上述のように構成されるデジタルアンプ２１において、下側の出力トランジスタＱ２２，Ｑ２４をオンさせるために必要となるゲートーソース間電圧ＶＧＳ１は、ソース電位がＧＮＤ電位であるので、ＭＯＳＦＥＴの仕様書上規定されている電圧であり、たとえば２．５Ｖである。これに対して、上側の出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３をオンさせるために必要となるゲートーソース間電圧ＶＧＳ２には、ソース電位が前記電源電圧Ｖ０であるので、Ｖ０＋２．５Ｖとなる。
したがって、図５で示すように、電源電圧Ｖ０が高いときには上側ゲートドライブ回路２８による出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３のゲート駆動電圧も高くし、電源電圧Ｖ０が低くなるとゲート駆動電圧も低くし、こうしてオン時のゲート電圧を常にソース電圧よりも予め定める一定電圧Ｖ１だけ高く保持することができる。これによって、出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３のスイッチング動作に影響を与えることなく、Ｖ１＝２．５Ｖとすれば、前記上側ゲートドライブ回路２８による出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３のゲート駆動電圧を必要最小限の電圧とすることができ、小ボリューム時における該上側ゲートドライブ回路２８の消費電力（図５において斜線を施して示している部分の電圧の差から生じる消費電力の差分）を削減することができる。
これに対して、従来のデジタルアンプ５１では、図５で示すように、電源電圧Ｖ０（＝Ｖ５０）に拘わらず、常に出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３をオンさせることができる充分高い電圧ｖ１が出力トランジスタＱ２１，Ｑ２３のゲートに与えられることになり、一方、消費電流は電圧に比例するので、小ボリューム時においても、大ボリューム時と同じ消費電力が必要となる。
なお、本発明のデジタルアンプ２１は、アナログ信号が入力されて、そのアナログ信号を前記ＰＤＭ信号やＰＷＭ信号などに変換した後に振幅増幅を行うような、アナログ／デジタル変換器を備える上述のような構成に限らず、前記デジタル信号が外部から直接入力されるものであってもよい。また、ローパスフィルタ２３，２４などの出力デジタル信号を平滑化してアナログ信号に復元するデジタル／アナログ変換器が外部に設けられるものであってもよい。
また、出力ドライブ回路２５は、ＮＭＯＳＦＥＴを４個備えるＨブリッジの構成として、下側を接地した場合で説明したが、上側を接地、下側を負電源の構成であってもよく、またＮＭＯＳＦＥＴが２個のハーフブリッジの構成であってもよい。
以上のように、本実施例のデジタルアンプ２１は、入力デジタル信号に応答して、駆動回路（上側ゲートドライブ回路２８および下側ゲートドライブ回路２９）がスイッチング素子（出力トランジスタＱ２１〜Ｑ２４）を駆動し、直流電源からの電源電圧をスイッチングさせることで振幅増幅を行うようにしたデジタルアンプ２１において、前記直流電源は、その出力電源電圧が変化可能に構成され、前記直流電源の電源電圧変化に連動して、前記駆動回路によるスイッチング素子の駆動電圧を変化させる可変電圧電源３２を含んでいる。
上記の構成によれば、出力振幅の変化のためにデジタルアンプの電源電圧を変化可能とし、これに合わせて、可変電圧電源３２は、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧などのスイッチング素子の駆動電圧も合わせて変化させる。すなわち、たとえば電源電圧が高いときには前記駆動電圧も高くし、電源電圧が低くなると前記駆動電圧も低くする。こうして、たとえばＮＭＯＳＦＥＴの場合には、オン時のゲート電圧を常にソース電圧よりも予め定める電圧だけ高く保持する。
したがって、スイッチング素子のスイッチング動作に影響を与えることなく、前記駆動電圧を必要最小限の電圧とすることができ、小出力振幅時における駆動回路の消費電力を削減することができる。
また、デジタルアンプ２１では、前記直流電源が、予め定める直流電圧をデューティ可変でスイッチングし、その出力をローパスフィルタで平滑化することによって前記スイッチング素子への可変電源電圧を作成し、可変電圧電源３２が、前記直流電源によってスイッチングされた電圧が一方の端子に入力されるコンデンサＣ２５と、コンデンサＣ２５の他方の端子に予め定める定電圧を入力するダイオードＤと、コンデンサＣ２５の他方の端子からの出力を平滑化するローパスフィルタ２４とを備え、スイッチング素子への電源電圧に、前記定電圧を加算した電圧を作成し、前記駆動回路に前記駆動電圧として供給する。
上記の構成によれば、直流電源のスイッチング出力がローレベル、たとえばＧＮＤレベルであるときには、コンデンサＣ２５の一方の端子の電位も該ＧＮＤレベルとなり、コンデンサＣ２５の他方の端子の電位は前記ダイオードＤを介する定電圧Ｖ１となってコンデンサＣ２５は充電される。これに対して、直流電源のスイッチング出力がハイレベル、たとえばＶｃｃレベルとなると、コンデンサＣ２５の一方の端子の電位も該Ｖｃｃレベルとなり、コンデンサＣ２５の他方の端子の電位はＶｃｃ＋Ｖ１となって放電を開始する。そして、これらの電位Ｖ１／Ｖｃｃ＋Ｖ１をローパスフィルタで平滑化すると、直流電源からの変化された電源電圧をＶ０とすると、Ｖ０＋Ｖ１となる。すなわち、電源電圧Ｖ０は、２つの電位Ｖｃｃ／ＧＮＤをローパスフィルタで平滑化した電位であり、デューティに応じて変化する。
したがって、電源電圧Ｖ０の変化に連動して、常に定電圧Ｖ１を加算した駆動電圧を容易に作成することができる。

本発明の他の実施例について図３ないし図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。
図３は、本実施例のデジタルアンプ１１の構成を示すブロック図である。
１ビットデジタルアンプであるデジタルアンプ１１は、デジタル信号源１、ΔΣ変調回路２、ゲートドライブ回路３、出力フルブリッジ回路４、ローパスフィルタ（図中、ＬＰＦ）５、可変電圧電源６およびマイクロコンピュータ７を備えている。
デジタル信号源１は、デジタルおよび／またはアナログのオーディオ信号を入力する部分であって、振幅調整機能を有している。デジタル信号源１は、振幅調整機能として、マイクロコンピュータ７から出力された振幅調整データに基づいて、デジタル処理でオーディオ信号の振幅を調整するために、デジタル信号に設定された乗算係数（倍率）すなわち振幅調整データを乗算する振幅可変手段としての乗算器１ａを有している。また、デジタル信号源１は、アナログのオーディオ信号をデジタルのオーディオ信号に変換するＡ／Ｄ変換器（図中、Ａ／Ｄ）１ｂも有している。これにより、デジタル信号源１は乗算器１ａからデジタルのオーディオ信号を出力する。
１ビット変換手段としてのΔΣ変調回路２は、デジタル信号源１により振幅調整されたオーディオ信号にΔΣ変調を施して１ビットデジタル信号（ＰＤＭ信号またはＰＷＭ信号）を出力する回路である。また、ΔΣブロック１０１は、発生した２値信号を基に同じ正相成分の２系列の１ビットデジタル信号Ｓ１，Ｓ２を生成して、それぞれを出力する。
ゲートドライブ回路３は、１ビットデジタル信号Ｓ１，Ｓ２を基に、出力フルブリッジ回路４の各出力トランジスタＱ１〜Ｑ４を駆動するためのゲート信号を生成する回路であり、ドライバ３ａ，３ｂを有している。ドライバ３ａは、１ビットデジタル信号Ｓ１を基に、出力トランジスタＱ１をＯＮ／ＯＦＦするゲート信号と、出力トランジスタＱ３を出力トランジスタＱ１と逆相のタイミングで駆動するゲート信号とを出力する。一方、ドライバ３ｂは、１ビットデジタル信号Ｓ２を基に、出力トランジスタＱ２を出力トランジスタＱ１と逆相のタイミングでＯＮ／ＯＦＦするゲート信号と、出力トランジスタＱ４を出力トランジスタＱ３と逆相のタイミングで駆動するゲート信号とを出力する。ドライバ３ａ、３ｂは、１ビットデジタル信号Ｓ１，Ｓ２を基に上記のような相関係のゲート信号を出力するために、論理回路により構成されている。
出力フルブリッジ回路４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳＦＥＴ）である出力トランジスタＱ１〜Ｑ４を有している。出力トランジスタＱ１，Ｑ３のドレインは電源端子４ａに接続され、出力トランジスタＱ２，Ｑ４のソースはグランドに接続されている。電源端子４ａには、可変電源電圧６で発生した可変の電源電圧Ｖ０が印加される。出力トランジスタＱ１のソースと出力トランジスタＱ２のドレインとが接続され、その接続点が一方の出力端（逆相出力）となり、出力トランジスタＱ３のソースと出力トランジスタＱ４のドレインとが接続され、その接続点が他方の出力端（正相出力）となる。
また、出力トランジスタＱ１，Ｑ３のゲートには上記のドライバ３ａからのゲート信号が入力され、出力トランジスタＱ２，Ｑ４のゲートには上記のドライバ３ｂからのゲート信号が入力される。これにより、出力トランジスタＱ１，Ｑ４が同相で駆動される一方、出力トランジスタＱ２，Ｑ３が同相で駆動され、かつ出力トランジスタＱ１，Ｑ４と出力トランジスタＱ２，Ｑ３とが互いに逆相で駆動されて、出力フルブリッジ回路４はプッシュプル動作を行い、振幅がＶ０に増幅された正相および逆相のパルス信号を出力する。
デジタルアンプ１１において、スイッチング増幅は、１ビットデジタル信号Ｓ１，Ｓ２を基にゲートドライブ回路３で生成されたゲート信号（駆動信号）により出力フルブリッジ回路４の出力トランジスタＱ１〜Ｑ４（スイッチング素子）を駆動して電源電圧Ｖ０をスイッチング出力することで１ビットデジタル信号Ｓ１，Ｓ２の振幅が増幅された信号を出力することである。すなわち、上記のゲートドライブ回路３および出力フルブリッジ回路４は、本デジタルアンプ１１において、スイッチング増幅部１０（増幅手段）を構成している。
ローパスフィルタ５は、コイルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２を有している。コイルＬ１の入力端には上記の正相のパルス信号が入力され、出力端とグランドとの間にコンデンサＣ１が接続されている。コイルＬ２の入力端には上記の逆相のパルス信号が入力され、出力端とグランドとの間にコンデンサＣ２が接続されている。正相のパルス信号は、コイルＬ１およびコンデンサＣ１からなるローパスフィルタ回路を通過することによりアナログのオーディオ信号に変換され、逆相のパルス信号は、コイルＬ２およびコンデンサＣ２からなるローパスフィルタ回路を通過することによりアナログのオーディオ信号に変換される。
出力装置８は、本デジタルアンプ１１に接続されるヘッドホンやスピーカのような電気音響変換装置であって、ローパスフィルタ５からの正相および逆相のオーディオを音声に変換する負荷８ａを有している。この負荷８ａの一端には正相のオーディオ信号が入力され、他端には逆相のオーディオ信号が入力される。
電圧可変手段としての可変電圧電源６は、出力フルブリッジ回路４に印加する可変の電源電圧Ｖ０を発生する電源回路である。この可変電圧電源６は、出力電圧をフィードバックして基準電圧と比較し、その差がなくなるように出力電圧を制御するという一般的な定電圧電源と同様なサーボ系の構成を有しているが、基準電圧を発生する基準電圧源を備える代わりに、マイクロコンピュータ７から出力されるアナログの電源制御電圧を基準電圧として用いている。
なお、可変電圧電源６は、単一の電源電圧Ｖ０を出力するが、出力フルブリッジ回路４が正および負の２つの電源電圧を必要とするように構成されている場合、それに応じて２つの電源電圧を出力するように構成される。
マイクロコンピュータ７には、外部のボリューム設定装置９からのデジタルのボリューム設定値（入力ボリューム値）が入力される。ボリューム設定装置９は、ユーザがボリューム設定するための、例えば、アップキーおよびダウンキーを備えた操作部９ａを含んでいる。ボリューム設定装置９は、ボリューム設定値を段階的（所定のボリュームステップ単位）に変化させ、例えば、アップキーおよびダウンキーでボリューム値を設定する場合、アップキーを１回押す操作でボリュームが１ステップ増加し、ダウンキーを１回押す操作でボリュームが１ステップ減少するようにボリューム設定値を出力する。
なお、操作部９ａは、同様にボリュームステップ単位で操作入力可能であれば、アップキーおよびダウンキー以外の構成でもよく、またリモートコントローラのようにボリューム設定装置９と独立して設けられていてもよい。
マイクロコンピュータ７は、デジタル信号源１に振幅調整データを出力するとともに、可変電圧電源６に電源制御電圧を出力する。設定制御手段としてのマイクロコンピュータ７は、ボリューム設定装置９からのボリューム設定値ごとに、そのボリューム設定値に個々に対応する振幅調整データと電源制御電圧のデータ（電圧値）とを関連付けて記憶した設定テーブル７ａ（記憶手段）を備えており、入力されたボリューム設定値に対応した振幅調整データおよび電源制御電圧データを設定テーブル７ａから読み出す。また、マイクロコンピュータ７は、電源制御電圧データをアナログの電源制御電圧に変換するためのＤ／Ａコンバータ（図中、Ｄ／Ａ）７ｂを有している。
設定テーブル７ａに格納される電源制御電圧データは、例えば、マイクロコンピュータ７の電源電圧の１００％，９０％，…，１０％のように値が設定されている。また、設定テーブル７ａには、振幅調整データとして、デジタル信号源１の乗算器１ａに与える乗算係数が１，０．９，…，０．１のように格納されている。
ここで、設定テーブル７ａにおける振幅調整データおよび電源制御電圧データの設定について説明する。
出力装置８から出力される出力ボリューム値（スイッチング増幅部１０からの出力信号の振幅に対応）が最大ボリューム値Ｖｏｌｍａｘ（前記振幅の最大値に対応）と中間ボリューム値Ｖｏｌｍｉｄ（前記振幅の中間値に対応）との間にある場合、振幅調整データが一定値となり、電源制御電圧データがボリュームステップごとに変化するように設定される。この場合、振幅調整データは、デジタル信号源１において乗算器１ａに入力されるデジタルオーディオ信号の振幅値の１００％となる値、すなわち“１”に設定される。
一方、出力ボリューム値が中間ボリューム値Ｖｏｌｍｉｄと最小ボリューム値Ｖｏｌｍｉｎ（前記振幅の最小値に対応）との間にある場合、電源制御電圧データが一定値となり、振幅調整データがボリュームステップごとに変化するように設定される。この場合、電源制御電圧データは、電源電圧Ｖ０が最大値よりも低い所定値（例えば、最も低くは最大電源電圧の０．１倍）となるように設定される。
ここで、上記のように構成されるデジタルアンプ１１の基本動作について説明する。
デジタルのオーディオ信号は、必要に応じて、デジタル信号源１において乗算器１ａでマイクロコンピュータ７からの乗算係数（振幅調整データ）が乗算されて振幅が調整される。アナログのオーディオ信号は、Ａ／Ｄコンバータ１ｂでデジタル信号に変換されたのち、デジタルのオーディオ信号と同様、必要に応じて、乗算器１ａで乗算係数が乗算されて振幅が調整される。デジタル信号源１から出力されたデジタル信号は、ΔΣ変調回路２で１ビットデジタル信号Ｓ１，Ｓ２（正相成分）に変換される。
上記の１ビットデジタル信号Ｓ１，Ｓ２は、それぞれゲートドライブ回路３におけるドライバ３ａ，３ｂに入力される。ドライバ３ａは、１ビットデジタル信号Ｓ１を基に生成した互いに逆相となるゲート信号をそれぞれ出力トランジスタＱ１，Ｑ３に出力する。ドライバ３ｂは、１ビットデジタル信号Ｓ２を基に生成した互いに逆相となるゲート信号を出力トランジスタＱ２，Ｑ４に出力する。このとき、出力トランジスタＱ１，Ｑ４が同相で駆動される一方、出力トランジスタＱ２，Ｑ３が同相で駆動され、かつ出力トランジスタＱ１，Ｑ４と出力トランジスタＱ２，Ｑ３とが互いに逆相で駆動される。これにより、出力フルブリッジ回路４から増幅された正相および逆相のパルス信号が出力される。
なお、出力トランジスタＱ１〜Ｑ４が上記のような相関係で駆動されれば、ドライバ３ａ，３ｂと出力トランジスタＱ１〜Ｑ４との駆動の組み合わせは図３に示す構成に限定されない。
そして、この正相および逆相のパルス信号は、ローパスフィルタ５でアナログ信号に変換され、そのアナログ信号が出力装置８において音声に変換されて出力される。
続いて、上記のように動作するデジタルアンプ１１のボリューム制御の動作について説明する。
まず、ユーザがボリューム設定装置９の操作部９ａを操作することによって、ボリューム設定装置９ではボリューム設定値が設定される。マイクロコンピュータ７は、このボリューム設定値の大きさに応じて異なるボリューム制御を行う。
ボリューム設定値に対応する出力ボリューム値が最大ボリューム値Ｖｏｌｍａｘと中間ボリューム値Ｖｏｌｍｉｄとの間（ボリューム範囲Ａ）にある場合、一定値の振幅調整データおよびボリューム設定値に応じた値の電源制御電圧データが設定テーブル７ａから読み出される。振幅調整データは、乗算係数としてデジタル信号源１の乗算器１ａに与えられる。一方、電源制御電圧データは、Ｄ／Ａコンバータ７ｂでアナログの電源制御電圧に変換されて可変電圧電源６に与えられる。
これにより、デジタル信号源１に入力されたデジタル信号は、乗算器１ａで上記の乗算係数（“１”）が乗算されて、デジタル信号が入力振幅のまま出力される。また、可変電圧電源６は、上記の電源制御電圧となるように制御した電源電圧Ｖ０を出力する。出力フルブリッジ回路４は、前述のように波高値がＶ０となるように振幅増幅を行うので、上記の電源電圧Ｖ０の値に増幅されたパルス信号を出力する。したがって、出力装置８からは、電源電圧Ｖ０に応じたボリュームの音声が出力される。
図４に示すように、ボリューム範囲Ａでは、図中△にて示す入力レベル（デジタル信号源１からΔΣ変調回路２に入力されるデジタル信号のレベル）が一定であり、図中□にて示す電源電圧Ｖ０が可変であるので、出力フルブリッジ回路４からの出力レベルは、図中◇に示すように、電源電圧Ｖ０とほぼ一致してボリュームステップ単位で変化する。すなわち、ボリューム範囲Ａでは、電源電圧Ｖ０の値によって出力ボリューム値が決定（調整）される。
これにより、出力ボリューム値が最大ボリューム値Ｖｏｌｍａｘから中間ボリューム値Ｖｏｌｍｉｄに近づくように調整されるほど電源電圧Ｖ０が低下するので、出力フルブリッジ回路４での電流消費もそれに応じて低減する。
ボリューム設定値に対応する出力ボリューム値が中間ボリューム値Ｖｏｌｍｉｄと最小ボリューム値Ｖｏｌｍｉｎとの間（ボリューム範囲Ｂ）にある場合、一定値の電源制御電圧データおよびボリューム設定値に応じた値の振幅調整データが設定テーブル７ａから読み出される。振幅調整データは、乗算係数としてデジタル信号源１の乗算器１ａに与えられる。一方、一定値の電源制御電圧データは、Ｄ／Ａコンバータ７ｂでアナログの電源制御電圧に変換されて可変電圧電源６に与えられる。
これにより、入力されたデジタルのオーディオ信号は、乗算器１ａで出力ボリューム値に応じた乗算係数が乗算されて振幅調整される。また、可変電圧電源６は、上記の電源制御電圧となるように制御した一定の電源電圧Ｖ０を出力する。出力フルブリッジ回路４は、一定の電源電圧Ｖ０を超えない範囲で増幅されたパルス信号を出力する。したがって、出力装置８からは、乗算器１ａで調整された振幅レベルに応じたボリュームの音声が出力される。
図４に示すように、ボリューム範囲Ｂでは、図中△にて示す入力レベルが可変であり、図中□にて示す電源電圧Ｖ０が一定であるので、出力フルブリッジ回路４からの出力レベルは、図中◇に示すように、入力レベルとほぼ同じ変化率でボリュームステップ単位で変化する。すなわち、ボリューム範囲Ｂでは、乗算係数の値によって出力ボリューム値が決定（調整）される。
また、ボリューム範囲Ｂでは、電源電圧Ｖ０が最大値よりも低い所定値となるように電源制御電圧データを設定しているので、出力ボリューム値が中間ボリューム値Ｖｏｌｍｉｄから最小ボリューム値Ｖｏｌｍｉｎに近づくように調整されても、消費電流は変わらない。しかも、ボリューム範囲Ｂでは、出力フルブリッジ回路４への電源電圧Ｖ０を所定レベルに固定しているので、低電圧出力時のように可変電圧電源６でサーボゲインが確保され、サーボが安定することにより、電源電圧Ｖ０を安定して出力することができる。これにより、出力フルブリッジ回路４での歪率、Ｓ／Ｎ、残留ノイズなどのオーディオ性能を改善することができる。特に、全ボリューム範囲で電源電圧を可変する従来技術の構成と比べて歪率の悪化を抑えることが可能となる。
従来技術の構成では、図５に◆にて示すように、歪率が、ボリューム範囲Ａの変化率とほぼ同じ変化率でボリューム範囲Ｂでも変化しており、出力ボリューム値の減少とともに悪化している。これに対し、本実施例の構成では、同図に□にて示すように、歪率が、ボリューム範囲Ｂで従来技術の歪率に比べて大幅に低減している。
また、電源電圧Ｖ０を固定する所定レベルの下限値を前述のように最大電源電圧の０．１倍に設定することにより、出力フルブリッジ回路４での消費電流を最大時の０．１倍程度に抑えることができるとともに、オーディオ性能の悪化も実用上不都合のない程度に抑えることができる。上記の下限値をさらに低下させると、消費電力をより低減することができるが、オーディオ性能に実用上不都合が生じるほど悪化する（音質が劣化する）ため、好ましくない。
以上に述べたように、本実施例のデジタルアンプ１１は、出力ボリューム値の大きい範囲（ボリューム範囲Ａ）に、乗算係数を一定にしてデジタル信号源１からΔΣ変調回路２に入力する入力デジタル信号の振幅を固定しながら、出力フルブリッジ回路４の電源電圧Ｖ０を可変とする一方、出力ボリューム値の小さい範囲（ボリューム範囲Ｂ）に、電源電圧Ｖ０を一定にしながら、入力デジタル信号の振幅を可変とするように、マイクロコンピュータ７によるボリューム制御を行う。これにより、出力ボリューム値の大きい範囲では、出力フルブリッジ回路４での消費電力を抑制する一方、出力ボリューム値の小さい範囲では、オーディオ性能の悪化を抑制することができる。
また、マイクロコンピュータ７が、ボリューム設定装置９からのボリューム設定値に個々に対応する振幅調整データと電源制御電圧のデータとを関連付けて記憶した設定テーブル７ａを備え、入力されたボリューム設定値に対応した振幅調整データおよび電源制御電圧データを設定テーブル７ａから読み出す。これにより、単一のボリューム設定値に基づいて異種のデータが同時に得られるので、２つのボリューム範囲での前記のような振幅調整データと電源制御電圧データとの所望の組み合わせを容易に得ることができる。それゆえ、前記のような２つのボリューム範囲で容易にボリュームを制御することができる。
なお、中間ボリューム値Ｖｏｌｍｉｄは、必要とされる１ビットデジタルアンプの性能に応じて、消費電力低減を優先するか、オーディオ性能の悪化抑制を優先するか、あるいは両方を適度に釣り合わせるかによって任意に設定される。
ここで、本実施例の変形例について図６に基づいて説明する。
図６に示すように、デジタルアンプ１２は、可変電圧電源６以外はデジタルアンプ１１と同様に構成されており、可変電圧電源６の代わりに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３と、前述の実施例１のデジタルアンプ１における可変電圧電源３２とを備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、マイクロコンピュータ７におけるＤ／Ａコンバータ７ｂから出力された電源制御電圧を電源電圧Ｖ０に変換する電圧変換回路である。このＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、電源回路１３ａと、ＰＷＭ回路１３ｂと、前述の実施例１のデジタルアンプ２１における可変電圧電源３０とを有している。
電源回路１３ａは、前述の可変電圧電源６と同様な回路であり、電源制御電圧に基づいて制御された電源電圧Ｖ０を出力する。ＰＷＭ回路１３ｂは、例えば、ＰＷＭ信号を発生するための一般的なＰＷＭコンパレータによって構成されており、ＰＷＭ回路１３ｂ内に設けられた発振器または外部から供給される一定周期かつ一定振幅の三角波信号と上記の電源電圧Ｖ０とを比較して、その比較の結果として電源電圧Ｖ０のレベルに比例するデューティ比を有するパルス信号すなわちＰＷＭ信号を出力する。
可変電圧電源３０は、ＰＷＭ回路１３ｂからのＰＷＭ信号をローパスフィルタ３１で平滑化することにより、ＰＷＭ信号のデューティ比に比例するレベルの電源電圧Ｖ０を復調する。また、可変電源電圧３０は、実施例１のデジタルアンプ２１における可変電圧電源３０と同様にして可変電圧電源３２と接続されている。
可変電圧電源３０から出力される電源電圧Ｖ０は、出力フルブリッジ回路４の電源端子４ａに与えられる。直流電源電圧Ｖ１は、可変電圧電源３２に入力される以外に、そのままゲートドライブ回路３のドライバ３ｂに電源電圧として与えられる。また、可変電圧電源３２から出力されるＶ０＋Ｖ１の電圧は、ゲートドライブ回路３のドライバ３ａに電源電圧として与えられる。
このように構成されるデジタルアンプ１２は、図３に示すデジタルアンプ１１と同様、出力ボリューム値の大きい範囲では、出力フルブリッジ回路４での消費電力を抑制する一方、出力ボリューム値の小さい範囲では、オーディオ性能の悪化を抑制することができる。また、デジタルアンプ１２は、デジタルアンプ２１と同様、電源電圧Ｖ０が高いときにはドライバ３ａによる出力トランジスタＱ１，Ｑ３のゲート駆動電圧も高くし、電源電圧Ｖ０が低くなるとゲート駆動電圧も低くし、こうしてオン時のゲート電圧を常にソース電圧よりも予め定める一定電圧Ｖ１だけ高く保持することができる。これによって、出力トランジスタＱ１，Ｑ３のスイッチング動作に影響を与えることなく、ドライバ３ａによる出力トランジスタＱ１，Ｑ３のゲート駆動電圧を必要最小限の電圧とすることにより、小ボリューム時におけるドライバ３ａの消費電力を削減することができる。それゆえ、デジタルアンプ１２によれば、デジタルアンプ１１に比べて、より一層小ボリューム時における消費電力を削減することができる。

本発明のさらに他の実施例について図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。
図７は、本実施例のデジタル信号記録再生装置としてのミニディスク装置を示すブロック図である。
図７に示すように、このミニディスク装置では、書き換え可能な光磁気記録媒体であるディスク４１が用いられる。まず、ディスク４１の記録再生の仕様について説明すると、ディスク４１の記録面全面にわたって記録単位としてのアドレスが連続した番号を付与されて予め設定され、関連する情報データの集まりとしてのデータセットである曲等の音声データが記録面に記録される。
また、ディスク４１の記録面には、記録された各曲の検索を迅速化するための各曲のアドレス番号の情報や、曲名や曲番（セット番号）等のリスト情報を記録した後述するＵ−ＴＯＣ（Ｕｓｅｒ−Ｔａｂｌｅ ｏｆ Ｃｏｎｔｅｎｔ）領域が設定されている。
ディスク４１における記録再生の仕様の詳細について説明すると、まず、ディスク４１には、再生専用のリードイン領域と、その直後の円周部に書き換え可能なＵ−ＴＯＣ領域（リスト情報）と、そのＵ−ＴＯＣ領域の外側に音声データおよびサブデータを記録するプログラムエリアと、最外周部にリードアウト領域とが順次設定されている。
ミニディスク装置では、ディスク４１の記録面から音声データを再生する光ピックアップ４２が設けられ、また、光ピックアップ４２は新たな音声データをディスク４１に記録するためにも用いられる。
さらに、ミニディスク装置では、ＲＦアンプ４３と、エンコーダ／デコーダ・信号処理回路４４と、ショックプルーフメモリコントローラ（以下、メモリコントローラと称する）４５と、ショックプルーフメモリ４６と、音声伸長・圧縮回路４７と、Ｄ／Ａ・Ａ／Ｄコンバータ４８と、マイクロコンピュータ等のシステムコントローラ（制御手段）４９と、サーボ回路５０とが設けられている。
その上、ミニディスク装置では、ドライバ回路５１と、スピンモータ５２と、送りモータ５３と、電源ＯＮ／ＯＦＦ回路５４と、ヘッド駆動部５５と、記録ヘッド５６と、音声出力端子５７と、音声入力端子５８と、入力部５９と、デジタルアンプ６０とが設けられている。
入力部５９には、記録された曲の新たな曲への書き換えを指示するための曲書き換えキー５９ａと、書き換えする曲の番号を指定し、全曲の書き換えを指示するための曲指定テンキー・全曲指定テンキー（指示部）５９ｂと、コントロールキー５９ｃとが設けられている。
なお、コントロールキー５９ｃは、一般的な機能、つまり記録・再生等の記録再生装置としての記録再生機能を指示するためのものであって、図示しないが、記録キー、一時停止キー、再生キー、停止キーを含んでいる。
デジタルアンプ６０は、図１に示すデジタルアンプ２１、図３に示すデジタルアンプ１１または図６に示すデジタルアンプ１２によって構成され、音声出力端子５７に出力されたアナログオーディオ信号を１ビットデジタル信号に変換して、高効率に増幅を行う。また、デジタルアンプ１１で構成されたデジタルアンプ６０は、音声圧縮・伸長回路４７から出力されたマルチビットのデジタルオーディオ信号を直接１ビットデジタル信号に変換することもできる。
ミニディスク装置にて、ディスク４１を再生するとき、ドライバ回路５１に駆動されるスピンモータ５２によりディスク４１が回転駆動されると共に、ドライバ回路５１に駆動される送りモータ５３によりピックアップ２がディスク４１の半径方向に送られ、このピックアップ４２によりディスク４１に記録されている音声データが読み出される。
ピックアップ４２により読み出された音声データは、ＲＦアンプ４３において増幅され、エンコーダ・デコーダ信号処理回路４４に送られる。また、ＲＦアンプ４３は、ピックアップ４２により読み出された音声データからフォーカスエラー信号やトラッキングエラー信号等のサーボ制御信号を生成し、これをサーボ回路５０に出力する。
サーボ回路５０は、ＲＦアンプ４３からのサーボ制御信号と、マイクロコンピュータ等からなるシステムコントローラ４９からのコントロール信号によりピックアップ４２のフォーカシング、トラッキングおよびスピンモータ５２のサーボをかけるように前記ドライバ回路５１を制御する。また、ドライバ回路５１は、サーボ回路５０からの制御信号により、ピックアップ４２、送りモータ５３およびスピンモータ５２を駆動する。
エンコーダ・デコーダ信号処理回路４４は、ＲＦアンプ４３で増幅された信号を復調し、さらに誤り訂正等の信号処理を施し、メモリコントローラ４５に送る。
メモリコントローラ４５は、書き込み手段として、エンコーダ・デコーダ信号処理回路４４から送られてくる信号を、記憶手段としてのショックプルーフメモリ４６に書き込む。また、メモリコントローラ４５は、メモリ読み出し手段として、ショックプルーフメモリ４６に記憶された音声データを読み出し、音声伸長・圧縮回路４７に送る。
音声伸長・圧縮回路４７は、入力された音声データを内蔵された音声伸長回路にて所定のフォーマットにしたがって時間軸伸長して復元し、Ｄ／Ａ・Ａ／Ｄコンバータ４８に送る。Ｄ／Ａ・Ａ／Ｄコンバータ４８は、入力されたデジタル信号を、内蔵されたＤ／Ａコンバータ４８ａにてアナログ変換して音声信号を生成する。そして、この音声信号は出力端子５７より音声出力される。
一方、記録するときには、音声入力端子５８から入力された音声信号は、Ｄ／Ａ・Ａ／Ｄコンバータ４８に送られ、アナログ信号である音声信号をデジタル信号である音声データに、内蔵されたＡ／Ｄコンバータ４８ｂにて変換し、音声データが音声伸長・圧縮回路４７に送られる。
音声伸長・圧縮回路４７は、入力された音声データを、内蔵された音声圧縮回路にて、ＡＴＲＡＣ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ＴＲａｎｓｆｏｒｍ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｃｏｄｉｎｇ）とよばれるミニディスク装置の情報圧縮技術によって約１／５にデータ圧縮し、その圧縮された音声データがメモリコントローラ５へ送られる。
そのメモリコントローラ４５は、送られてきた音声データをショックプルーフメモリ４６に書き込む。また、上記メモリコントローラ４５は、ショックプルーフメモリ４６に記憶された音声データを読み出して、エンコーダ・デコーダ信号処理回路４４へ送り、ここで変調、誤り訂正用符号の付加等を施す。このような音声データがヘッド駆動部５５に送られる。
ヘッド駆動部５５は、音声データに基づいて記録ヘッド５６にデジタル信号を出力し、かつ、システムコントローラ４９からの制御信号に基づいて上記記録ヘッド５６を駆動する一方、記録ヘッド５６により磁界がかけられているディスク４１の部分に再生するときよりも強いレーザ光をピックアップ４２によって照射することにより、ディスク４１の所定のアドレスに音声データが順次記録される。なお、ピックアップ４２からの強いレーザ光は、システムコントローラ４９により電源ＯＮ／ＯＦＦ回路５４およびドライバ回路５１を介して制御される。
尚、発明を実施するための最良の形態の項においてなした具体的な実施態様または実施例は、あくまでも、本発明の技術内容を明らかにするものであって、そのような具体例にのみ限定して狭義に解釈されるべきものではなく、本発明の精神と次に記載する特許請求の範囲内で、いろいろと変更して実施することができるものである。
例えば、実施例３のデジタル信号記録再生装置が携帯機器である場合は、限られた電力で長時間装置を駆動させることが必要となり、実施例１および２で説明した消費電力低減のための技術が特に有効である。

産業上の利用の可能性

以上のように、本発明は、デジタルアンプにおいて小ボリューム時の電力を低減する構成を採用しているので、デジタルオーディオ再生装置などに適用すれば、消費電力低減に寄与することができ有用である。また、本発明は、出力ボリューム値が小さい範囲での歪率を低減する構成を採用しているので、デジタルオーディオ再生装置などに適用すれば、オーディオ性能を改善することができ有用である。

Claims (3)

1. １ビット信号に変換されたオーディオ信号に応答して、駆動回路がスイッチング素子を駆動し、電源電圧をスイッチングさせることで前記オーディオ信号を振幅増幅するデジタルアンプにおいて、
   可変の前記電源電圧を発生する可変電源電圧発生手段と、
   前記電源電圧変化に連動して、前記駆動回路によるスイッチング素子の駆動電圧を変化させる駆動電圧変化手段とを含んでいると共に、
   前記可変電源電圧発生手段は、予め定める直流電圧がデューティ可変でスイッチングされてなるパルス幅変調信号を平滑化するローパスフィルタを有し、
   前記駆動電圧変化手段は、
   前記パルス幅変調信号が一方の端子に入力されるコンデンサと、
   前記コンデンサの他方の端子に予め定める定電圧を入力するダイオードと、
   前記コンデンサの他方の端子からの出力を平滑化するローパスフィルタとを有し、前記電源電圧に前記定電圧を加算した電圧を前記駆動回路に前記駆動電圧として供給することを特徴とするデジタルアンプ。
2. 書き換え可能な光記録媒体から得られた、記録のために変調・圧縮されている音声データを復調・伸長する再生回路と、
   前記音声データを増幅する増幅器とを備え、
   前記増幅器は、請求項１に記載のデジタルアンプであることを特徴とするデジタル信号再生装置。
3. 前記光記録媒体はミニディスクであることを特徴とする請求項２に記載のデジタル信号再生装置。

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