JP3928728B2 - デジタルアンプ - Google Patents
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Description
本発明はデジタルアンプに関する。
デジタルアンプは、ＣＤやＭＤなどを再生して得られるパルス符号変調形式（以下ＰＣＭ（Ｐｌｕｓｅ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）形式という）の入力信号をパルス幅変調形式（以下ＰＷＭ（Ｐｌｕｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）形式という）の入力信号に変換し、前記ＰＷＭ形式の入力信号に基づいて動作電圧をスイッチング手段によってスイッチングすることによって駆動信号を生成し、該駆動信号をローパスフィルタによってオーディオ信号に変換してスピーカなどの音声出力手段に供給するように構成されている。
従来、デジタルアンプにおける音量調整は、デジタルアッテネータ（デジタルボリューム）を用いて行なわれている。すなわち、ＰＣＭ形式の信号をＰＷＭ形式の信号に変換する前に、前記デジタルアッテネータによりＰＣＭ形式の信号（デジタルデータ）に対して所定の処理（例えば上位から下位へのビットシフト）を行なうことにより行なわれている。
このようにＰＣＭ形式のデジタルデータに対して前記所定の処理を行なうと、音量を絞れば絞るほどデジタルデータが欠落することになり、出力されるオーディオ信号の音質の低下が避けられない。
このような不都合を解消するため、前記スイッチング手段に供給する前記動作電圧の値を制御することで音量調整を行なうデジタルアンプが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
このデジタルアンプは、図８に示すように、スイッチング手段３００がＰチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２とＮチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４で構成されている。
そして、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２のソース端子が第１動作電圧＋Ｖに接続され、Ｎチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４のソース端子が第２動作電圧−Ｖに接続され、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２およびＮチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４のドレイン端子が出力端に共通接続され、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２およびＮチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４のゲート端子が入力端に共通接続され、該入力端に前記ＰＭＷ形式の入力信号Ｓｐｍｗが入力されている。
そして、各電界効果型トランジスタ３０２、３０４が入力信号Ｓｐｍｗに応じてオン、オフすることで動作電圧＋Ｖ、−Ｖをスイッチングしこれにより前記出力端から駆動信号Ｓｄを出力している。
特開２００１−２０２６９６号公報
従来、デジタルアンプにおける音量調整は、デジタルアッテネータ（デジタルボリューム）を用いて行なわれている。すなわち、ＰＣＭ形式の信号をＰＷＭ形式の信号に変換する前に、前記デジタルアッテネータによりＰＣＭ形式の信号（デジタルデータ）に対して所定の処理（例えば上位から下位へのビットシフト）を行なうことにより行なわれている。
このようにＰＣＭ形式のデジタルデータに対して前記所定の処理を行なうと、音量を絞れば絞るほどデジタルデータが欠落することになり、出力されるオーディオ信号の音質の低下が避けられない。
このような不都合を解消するため、前記スイッチング手段に供給する前記動作電圧の値を制御することで音量調整を行なうデジタルアンプが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
このデジタルアンプは、図８に示すように、スイッチング手段３００がＰチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２とＮチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４で構成されている。
そして、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２のソース端子が第１動作電圧＋Ｖに接続され、Ｎチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４のソース端子が第２動作電圧−Ｖに接続され、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２およびＮチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４のドレイン端子が出力端に共通接続され、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２およびＮチャンネル型電界効果型トランジスタ３０４のゲート端子が入力端に共通接続され、該入力端に前記ＰＭＷ形式の入力信号Ｓｐｍｗが入力されている。
そして、各電界効果型トランジスタ３０２、３０４が入力信号Ｓｐｍｗに応じてオン、オフすることで動作電圧＋Ｖ、−Ｖをスイッチングしこれにより前記出力端から駆動信号Ｓｄを出力している。
しかしながら上述した従来のデジタルアンプでは、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタ３０２のスイッチングを行なうために必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの最低値を第１動作電圧＋Ｖが下回るとスイッチング動作がなされなくなる。
このため、前記動作電圧が上記最低値を上回る範囲では正常に音量調整を行なうことができるが、前記動作電圧が上記最低値を下回る範囲では音量調整ができなくなり、音量の調整範囲が狭いものとなることが懸念される。
本発明はこのような事情に鑑みなされたものであり、本発明の目的は広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利なデジタルアンプを提供することにある。
このため、前記動作電圧が上記最低値を上回る範囲では正常に音量調整を行なうことができるが、前記動作電圧が上記最低値を下回る範囲では音量調整ができなくなり、音量の調整範囲が狭いものとなることが懸念される。
本発明はこのような事情に鑑みなされたものであり、本発明の目的は広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利なデジタルアンプを提供することにある。
上述の目的を達成するため、本発明のデジタルアンプは、パルス幅変調形式の入力信号に基づいて直流電圧からなる動作電圧をスイッチングすることによって駆動信号を出力するスイッチング手段と、音量の大きさを示す音量設定データが入力され該入力された音声設定データに対応して前記動作電圧の値を制御する動作電圧制御手段とを備えたデジタルアンプであって、前記スイッチング手段は、入力信号変換手段と互いに同一の極性型である第１、第２電界効果型トランジスタとを有し、前記第１電界効果型トランジスタのドレインは前記動作電圧に接続され、前記第１電界効果型トランジスタのソースと前記第２電界効果型トランジスタのドレインは前記駆動信号を出力する前記スイッチング手段の出力端に共通接続され、前記第２電界効果型トランジスタのソースは所定の基準電圧に接続され、前記入力信号変換手段は、前記入力信号に対して同じ位相の第１入力信号と前記入力信号に対して反転した位相の第２入力信号とを生成し、前記第１入力信号を前記第１電界効果型トランジスタのゲートに供給するとともに、前記第２入力信号を前記第２電界効果型トランジスタのゲートに供給するように構成され、前記第１電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、前記動作電圧の変化に対応して前記第１入力信号の振幅値を制御する入力信号制御手段を設けたことを特徴とする。
また、本発明のデジタルアンプは、パルス幅変調形式の入力信号に基づいて直流電圧からなる動作電圧をスイッチングすることによって駆動信号を出力するスイッチング手段と、音量の大きさを示す音量設定データが入力され該入力された音声設定データに対応して前記動作電圧の値を制御する動作電圧制御手段とを備えたデジタルアンプであって、前記スイッチング手段は、第１、第２入力信号変換手段と互いに同一の極性型である第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタとを有し、前記第１、第３電界効果型トランジスタのドレインは前記動作電圧に接続され、前記第１電界効果型トランジスタのソースと前記第２電界効果型トランジスタのドレインは前記駆動信号を出力する前記スイッチング手段の第１出力端に共通接続され、前記第３電界効果型トランジスタのソースと前記第４電界効果型トランジスタのドレインは前記駆動信号を出力する前記スイッチング手段の第２出力端に共通接続され、前記第２、第４電界効果型トランジスタのソースは所定の基準電圧に接続され、前記第１入力信号変換手段は、前記入力信号に対して同じ位相の第１入力信号と前記入力信号に対して反転した位相の第２入力信号とを生成し、前記第１入力信号を前記第１電界効果型トランジスタのゲートに供給するとともに、前記第２入力信号を前記第２電界効果型トランジスタのゲートに供給するように構成され、前記第２入力信号変換手段は、前記入力信号に対して反転した位相の第３入力信号と前記入力信号に対して同じ位相の第４入力信号とを生成し、前記第３入力信号を前記第３電界効果型トランジスタのゲートに供給するとともに、前記第４入力信号を前記第４電界効果型トランジスタのゲートに供給するように構成され、前記第１電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、前記動作電圧の変化に対応して前記第１入力信号の振幅値を制御するとともに、前記第３電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、前記動作電圧の変化に対応して前記第３入力信号の振幅値を制御する入力信号制御手段を設けたことを特徴とする。
そのため、本発明によれば、同一の極性型である第１、第２電界効果型トランジスタによって動作電圧がスイッチングされ、第１電界効果型トランジスタのドレインは動作電圧に接続され、第１電界効果型トランジスタのソースと第２電界効果型トランジスタのドレインは駆動信号を出力するスイッチング手段の出力端に共通接続され、第２電界効果型トランジスタのソースは所定の基準電圧に接続されるので、第１、第２電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧は動作電圧の値に制限されることなく設定でき、これにより第１、第２電界効果型トランジスタのスイッチング動作が動作電圧の制約を受けることがないため、広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利となる。
また、本発明によれば、同一の極性型である第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタによって動作電圧がスイッチングされる。第１、第３電界効果型トランジスタのドレインは動作電圧に接続され、第１電界効果型トランジスタのソースと第２電界効果型トランジスタのドレインは駆動信号を出力するスイッチング手段の第１出力端に共通接続され、第３電界効果型トランジスタのソースと第４電界効果型トランジスタのドレインは駆動信号を出力するスイッチング手段の第２出力端に共通接続され、第２、第４電界効果型トランジスタのソースは所定の基準電圧に接続されるので、第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧は、動作電圧の値に制限されることなく設定できる。これにより第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタのスイッチング動作が動作電圧の制約を受けることがないため、広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利となる。
音量の調整範囲を広い範囲にわたって行なうという目的を、互いに同一の極性型である第１、第２電界効果型トランジスタによって動作電圧をスイッチングすることで実現した。
また、互いに同一の極性型である第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタによって動作電圧をスイッチングすることで実現した。
また、互いに同一の極性型である第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタによって動作電圧をスイッチングすることで実現した。
次に本発明の実施例１について図面を参照して説明する。
図１は実施例１のデジタルアンプの概略構成を示すブロック図である。
図１に示すように、デジタルアンプ１００は、例えば図略のＣＤプレーヤー、ＤＶＤプレーヤーなどの音源に接続され、これら音源からＰＣＭ形式の入力信号Ｓｐｃｍを入力するとともに、デジタルアンプ１００に接続されたスピーカーなどの音声出力手段２００に駆動信号Ｓｄｏｕｔを供給するように構成されている。
図１は実施例１のデジタルアンプの概略構成を示すブロック図である。
図１に示すように、デジタルアンプ１００は、例えば図略のＣＤプレーヤー、ＤＶＤプレーヤーなどの音源に接続され、これら音源からＰＣＭ形式の入力信号Ｓｐｃｍを入力するとともに、デジタルアンプ１００に接続されたスピーカーなどの音声出力手段２００に駆動信号Ｓｄｏｕｔを供給するように構成されている。
デジタルアンプ１００は、電源部１０、操作部１２、マイクロコンピュータ１４、第１、第２レギュレータ１６、１８、オーバーサンプリングフィルタ２０、ΔΣ変調回路２２、反転回路２４、第１、第２レベルシフタ２６、２８、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２、ローパスフィルタ３４、結合コンデンサ３６などを備えている。
電源部１０は何れも一定値の直流電圧である第１、第２の電圧Ｖ１、Ｖ２を生成するものであり、第１の電圧Ｖ１を第１レギュレータ１６に供給し、第２の電圧Ｖ２を第２レギュレータ１８および第２レベルシフタ２８に供給するように構成されている。
操作部１２はユーザーによって操作される音量調整用の操作スイッチや操作つまみを有し、これら操作スイッチや操作つまみが操作されることによって音量の大きさ示す音量設定データがマイクロコンピュータ１４に入力されるように構成されている。
第１レギュレータ１６は、第１の電圧Ｖ１に基づいて第１電界効果型トランジスタ３０のドレインに供給する直流の正電圧である動作電圧Ｖｒｅｇを生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって動作電圧Ｖｒｅｇの値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による動作電圧Ｖｒｅｇの制御は、操作部１２の操作によって生成された前記音量設定データに応じてなされる。
第２レギュレータ１８は、第２の電圧Ｖ２に基づいて第１レベルシフタ２６に供給する直流電圧である第３の電圧Ｖ３を生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって第３の電圧Ｖ３の値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による第３の電圧Ｖ３の制御については後述する。
電源部１０は何れも一定値の直流電圧である第１、第２の電圧Ｖ１、Ｖ２を生成するものであり、第１の電圧Ｖ１を第１レギュレータ１６に供給し、第２の電圧Ｖ２を第２レギュレータ１８および第２レベルシフタ２８に供給するように構成されている。
操作部１２はユーザーによって操作される音量調整用の操作スイッチや操作つまみを有し、これら操作スイッチや操作つまみが操作されることによって音量の大きさ示す音量設定データがマイクロコンピュータ１４に入力されるように構成されている。
第１レギュレータ１６は、第１の電圧Ｖ１に基づいて第１電界効果型トランジスタ３０のドレインに供給する直流の正電圧である動作電圧Ｖｒｅｇを生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって動作電圧Ｖｒｅｇの値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による動作電圧Ｖｒｅｇの制御は、操作部１２の操作によって生成された前記音量設定データに応じてなされる。
第２レギュレータ１８は、第２の電圧Ｖ２に基づいて第１レベルシフタ２６に供給する直流電圧である第３の電圧Ｖ３を生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって第３の電圧Ｖ３の値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による第３の電圧Ｖ３の制御については後述する。
オーバーサンプリングフィルタ２０はＰＣＭ形式の入力信号Ｓｐｃｍを入力し、ΔΣ変調回路２２はオーバサンプリングフィルタ２０の出力信号を入力してＰＷＭ形式の入力信号Ｓｐｗｍを生成するように構成され、本実施例ではオーバーサンプリングフィルタ２０とΔΣ変調回路２２によって特許請求の範囲のパルス幅変調変換手段が構成されている。
入力信号Ｓｐｗｍは、図２（Ａ）に示すように基準電圧（本実施例ではグランド電位）に対して一定の波高値を有しており、入力信号Ｓｐｗｍのデューティ比は駆動信号Ｓｄの振幅、すなわち音量に比例している。
反転回路２４は、ΔΣ変調回路２２から出力されるＰＷＭ形式の入力信号Ｓｐｗｍの位相を反転した入力信号Ｓｒｐｗｍを生成し、該逆位相の入力信号Ｓｒｐｗｍを第２レベルシフタ２８に供給するように構成されている。以下、説明の便宜上、ΔΣ変調回路２２から第１レベルシフタ２６に供給される入力信号を第１入力信号Ｓｐｗｍとし、反転回路２４から第２レベルシフタ２８に供給される入力信号を第２入力信号Ｓｒｐｗｍとする。
第１レベルシフタ２６および第２レベルシフタ２８は第１、第２入力信号Ｓｐｗｍ、Ｓｒｐｗｍの振幅（波高値）をそれぞれ変換して第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２のゲートにそれぞれ与えるものである。
詳細に説明すると、ΔΣ変調回路２２および反転回路２４から出力される第１、第２入力信号Ｓｐｗｍ、Ｓｒｐｗｍは、そのままでは振幅が例えば２Ｖ程度であり、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２を駆動するために必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの最低値を下回っているため、第１、第２レベルシフタ２６、２８によってその振幅を例えば６Ｖ程度に変換している。なお、前記ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの最低値は電界効果型トランジスタの種類や特性によって異なるものである。
第１レベルシフタ２６は第２レギュレータ１８から供給される第３の電圧Ｖ３に基づいて第１入力信号Ｓｐｗｍの振幅を変換しているため、マイクロコンピュータ１４の制御によって第３の電圧Ｖ３が増減されることにより第１レベルシフタ２６から出力される第１入力信号Ｓｐｗｍの振幅も増減される。
第２レベルシフタ２８は電源部１０から供給される一定の第２の電圧Ｖ２に基づいて第２入力信号Ｓｒｐｗｍの振幅を変換しているため、第２レベルシフタ２８から出力される第２入力信号Ｓｒｐｗｍの振幅は一定値となる。
入力信号Ｓｐｗｍは、図２（Ａ）に示すように基準電圧（本実施例ではグランド電位）に対して一定の波高値を有しており、入力信号Ｓｐｗｍのデューティ比は駆動信号Ｓｄの振幅、すなわち音量に比例している。
反転回路２４は、ΔΣ変調回路２２から出力されるＰＷＭ形式の入力信号Ｓｐｗｍの位相を反転した入力信号Ｓｒｐｗｍを生成し、該逆位相の入力信号Ｓｒｐｗｍを第２レベルシフタ２８に供給するように構成されている。以下、説明の便宜上、ΔΣ変調回路２２から第１レベルシフタ２６に供給される入力信号を第１入力信号Ｓｐｗｍとし、反転回路２４から第２レベルシフタ２８に供給される入力信号を第２入力信号Ｓｒｐｗｍとする。
第１レベルシフタ２６および第２レベルシフタ２８は第１、第２入力信号Ｓｐｗｍ、Ｓｒｐｗｍの振幅（波高値）をそれぞれ変換して第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２のゲートにそれぞれ与えるものである。
詳細に説明すると、ΔΣ変調回路２２および反転回路２４から出力される第１、第２入力信号Ｓｐｗｍ、Ｓｒｐｗｍは、そのままでは振幅が例えば２Ｖ程度であり、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２を駆動するために必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの最低値を下回っているため、第１、第２レベルシフタ２６、２８によってその振幅を例えば６Ｖ程度に変換している。なお、前記ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの最低値は電界効果型トランジスタの種類や特性によって異なるものである。
第１レベルシフタ２６は第２レギュレータ１８から供給される第３の電圧Ｖ３に基づいて第１入力信号Ｓｐｗｍの振幅を変換しているため、マイクロコンピュータ１４の制御によって第３の電圧Ｖ３が増減されることにより第１レベルシフタ２６から出力される第１入力信号Ｓｐｗｍの振幅も増減される。
第２レベルシフタ２８は電源部１０から供給される一定の第２の電圧Ｖ２に基づいて第２入力信号Ｓｒｐｗｍの振幅を変換しているため、第２レベルシフタ２８から出力される第２入力信号Ｓｒｐｗｍの振幅は一定値となる。
第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２は互いに同一の極性型の電界効果型トランジスタで構成され、本実施例では第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２はＮチャンネル型電界効果型トランジスタで構成されている。
第１電界効果型トランジスタ３０は、そのドレインが動作電圧Ｖｒｅｇに接続され、ソースが第２電界効果型トランジスタ３２のドレインに接続され、第１レベルシフタ２６からゲートに供給される第１入力信号Ｓｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第２電界効果型トランジスタ３２は、そのソースが基準電圧としてのグランド電位に接続され、第２レベルシフタ２８からゲートに供給される第２入力信号Ｓｒｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第１電界効果型トランジスタ３０のソースと第２電界効果型トランジスタ３２のドレインの接続点はＰＷＭ形式の駆動信号Ｓｄが出力される出力端３３を構成している。
したがって、第１電界効果型トランジスタ３０のゲートに入力される第１入力信号Ｓｐｗｍと第２電界効果型トランジスタ３２のゲートに入力される第２入力信号Ｓｒｐｗｍとの位相が逆位相となっているため、第１電界効果型トランジスタ３０と第２電界効果型トランジスタ３２は、一方がオン状態に有るときは他方がオフ状態となるように駆動される。
これにより、第１電界効果型トランジスタ３０がオンし第２電界効果型トランジスタ３２がオフした状態では出力点３３に動作電圧Ｖｒｅｇが出力され、第１電界効果型トランジスタ３０がオフし第２電界効果型トランジスタ３２がオンした状態では出力点３３にグランド電位が出力される。
すなわち、駆動信号Ｓｄは、振幅（波高値）が動作電圧Ｖｒｅｇと等しいＰＷＭ形式の信号となる。
第１電界効果型トランジスタ３０は、そのドレインが動作電圧Ｖｒｅｇに接続され、ソースが第２電界効果型トランジスタ３２のドレインに接続され、第１レベルシフタ２６からゲートに供給される第１入力信号Ｓｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第２電界効果型トランジスタ３２は、そのソースが基準電圧としてのグランド電位に接続され、第２レベルシフタ２８からゲートに供給される第２入力信号Ｓｒｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第１電界効果型トランジスタ３０のソースと第２電界効果型トランジスタ３２のドレインの接続点はＰＷＭ形式の駆動信号Ｓｄが出力される出力端３３を構成している。
したがって、第１電界効果型トランジスタ３０のゲートに入力される第１入力信号Ｓｐｗｍと第２電界効果型トランジスタ３２のゲートに入力される第２入力信号Ｓｒｐｗｍとの位相が逆位相となっているため、第１電界効果型トランジスタ３０と第２電界効果型トランジスタ３２は、一方がオン状態に有るときは他方がオフ状態となるように駆動される。
これにより、第１電界効果型トランジスタ３０がオンし第２電界効果型トランジスタ３２がオフした状態では出力点３３に動作電圧Ｖｒｅｇが出力され、第１電界効果型トランジスタ３０がオフし第２電界効果型トランジスタ３２がオンした状態では出力点３３にグランド電位が出力される。
すなわち、駆動信号Ｓｄは、振幅（波高値）が動作電圧Ｖｒｅｇと等しいＰＷＭ形式の信号となる。
ローパスフィルタ３４は出力端３３から供給される駆動信号Ｓｄから可聴周波数帯域の信号成分のみを通過するように、すなわち駆動信号Ｓｄを可聴帯域のオーディオ信号に変換するように構成されている。
本実施例では、ローパスフィルタ３４はインダクタンス３４Ａとコンデンサ３４ＢからなるＬＣフィルタで構成されている。
結合コンデンサ３６はローパスフィルタ３４から供給される駆動信号Ｓｄから直流成分を除いた交流成分のみを通過させ駆動信号Ｓｄｏｕｔとして音声出力手段２００に供給するように構成されている。
本実施例では、ローパスフィルタ３４はインダクタンス３４Ａとコンデンサ３４ＢからなるＬＣフィルタで構成されている。
結合コンデンサ３６はローパスフィルタ３４から供給される駆動信号Ｓｄから直流成分を除いた交流成分のみを通過させ駆動信号Ｓｄｏｕｔとして音声出力手段２００に供給するように構成されている。
次に、マイクロコンピュータ１４による第３の電圧Ｖ３の制御について説明する。
図２は第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２の各部の波形を示す波形図である。
図２（Ａ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート電圧Ｖｇ１（第１レベルシフタ２６から供給される第１入力信号Ｓｐｗｍ）、図２（Ｂ）は出力端３３の駆動信号Ｓｄ（第１電界効果型トランジスタ３０のソース電圧）、図２（Ｃ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、図２（Ｄ）は第２電界効果型トランジスタ３２のゲート電圧Ｖｇ２（第２レベルシフタ２８から供給される第２入力信号Ｓｒｐｗｍ）、図２（Ｅ）は第２電界効果型トランジスタ３２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ２である。
本実施例では、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２を動作させるために必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２の最低値は何れも５Ｖであるものとする。
まず、ある期間ｔ１の間、動作電圧Ｖｒｅｇの値が１Ｖであったとする。
このとき、第１電界効果型トランジスタ３０において、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ１を５Ｖにするためには、図２（Ａ）乃至（Ｃ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１は、Ｖｇｓ１＋Ｖｒｅｇ＝５Ｖ＋１Ｖ＝６Ｖとなる。これは、第１電界効果型トランジスタ３０がオンしたときのソース電圧（駆動信号Ｓｄ）が１Ｖとなるからである。
一方、期間ｔ２の間、動作電圧Ｖｒｅｇの値が０．５Ｖになったとする。
このとき、第１電界効果型トランジスタ３０において、（Ａ）に実線で示すようにゲート電圧Ｖｇ１が引き続き６Ｖに維持されていると、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１は、（Ｃ）に実線で示すように、Ｖｇｓ１＝Ｖｇ１−Ｖｒｅｇ＝６Ｖ−０．５Ｖ＝５．５Ｖに変化する。
このように第１電界効果型トランジスタ３０がオンしている状態でのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１に変化が生じると、ドレイン−ソース間のオン抵抗値が変動してしまうため、結果的に音声出力手段２００から出力される音声の歪率が悪化することになる。
したがって、本発明では、このような悪影響を防止するために、マイクロコンピュータ１４によって、第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１がほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧（第１入力信号）Ｖｇ１の振幅値が制御されるように構成されている。
具体的に説明すると、マイクロコンピュータ１４は第２レギュレータ１８を介して第１レベルシフタ２６を制御することによって、図２（Ａ）に示すように期間ｔ２において動作電圧Ｖｒｅｇが１Ｖから０．５Ｖに変化したことに対応してゲート電圧Ｖｇ１の振幅値を６Ｖ（実線）から５．５Ｖ（破線）に制御させ、これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１の振幅値を５Ｖ（破線）に維持するようにしている。
図２は第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２の各部の波形を示す波形図である。
図２（Ａ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート電圧Ｖｇ１（第１レベルシフタ２６から供給される第１入力信号Ｓｐｗｍ）、図２（Ｂ）は出力端３３の駆動信号Ｓｄ（第１電界効果型トランジスタ３０のソース電圧）、図２（Ｃ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、図２（Ｄ）は第２電界効果型トランジスタ３２のゲート電圧Ｖｇ２（第２レベルシフタ２８から供給される第２入力信号Ｓｒｐｗｍ）、図２（Ｅ）は第２電界効果型トランジスタ３２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ２である。
本実施例では、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２を動作させるために必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２の最低値は何れも５Ｖであるものとする。
まず、ある期間ｔ１の間、動作電圧Ｖｒｅｇの値が１Ｖであったとする。
このとき、第１電界効果型トランジスタ３０において、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ１を５Ｖにするためには、図２（Ａ）乃至（Ｃ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１は、Ｖｇｓ１＋Ｖｒｅｇ＝５Ｖ＋１Ｖ＝６Ｖとなる。これは、第１電界効果型トランジスタ３０がオンしたときのソース電圧（駆動信号Ｓｄ）が１Ｖとなるからである。
一方、期間ｔ２の間、動作電圧Ｖｒｅｇの値が０．５Ｖになったとする。
このとき、第１電界効果型トランジスタ３０において、（Ａ）に実線で示すようにゲート電圧Ｖｇ１が引き続き６Ｖに維持されていると、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１は、（Ｃ）に実線で示すように、Ｖｇｓ１＝Ｖｇ１−Ｖｒｅｇ＝６Ｖ−０．５Ｖ＝５．５Ｖに変化する。
このように第１電界効果型トランジスタ３０がオンしている状態でのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１に変化が生じると、ドレイン−ソース間のオン抵抗値が変動してしまうため、結果的に音声出力手段２００から出力される音声の歪率が悪化することになる。
したがって、本発明では、このような悪影響を防止するために、マイクロコンピュータ１４によって、第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１がほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧（第１入力信号）Ｖｇ１の振幅値が制御されるように構成されている。
具体的に説明すると、マイクロコンピュータ１４は第２レギュレータ１８を介して第１レベルシフタ２６を制御することによって、図２（Ａ）に示すように期間ｔ２において動作電圧Ｖｒｅｇが１Ｖから０．５Ｖに変化したことに対応してゲート電圧Ｖｇ１の振幅値を６Ｖ（実線）から５．５Ｖ（破線）に制御させ、これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１の振幅値を５Ｖ（破線）に維持するようにしている。
なお、第２電界効果型トランジスタ３２は、ソースが基準電圧（グランド電位）に接続されているため、図２（Ｄ）、（Ｅ）に示すように、動作電圧Ｖｒｅｇが変化しても第２電界効果型トランジスタ３２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ２の振幅値はゲート電圧（第２入力信号）Ｖｇ２の振幅値と同じ値に維持されており、第２電界効果型トランジスタ３２のドレイン−ソース間のオン抵抗値が変動する現象は生じない。
このため、第２電界効果型トランジスタ３２については、第１電界効果型トランジスタ３０と異なり動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧Ｖｇ２の振幅値を制御する必要が無い。したがって、電源部１０から第２レベルシフタ２８に供給される第２の電源Ｖ２は固定値となっている。
このため、第２電界効果型トランジスタ３２については、第１電界効果型トランジスタ３０と異なり動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧Ｖｇ２の振幅値を制御する必要が無い。したがって、電源部１０から第２レベルシフタ２８に供給される第２の電源Ｖ２は固定値となっている。
また、本実施例においては、マイクロコンピュータ１４、第１レギュレータ１６によって特許請求の範囲の動作電圧制御手段が構成されている。
また、第２レギュレータ１８、反転回路２４、第１レベルシフタ２６、第２レベルシフタ２８によって特許請求の範囲の入力信号変換手段が構成されている。
また、マイクロコンピュータ１４、第２レギュレータ１８、第１レベルシフタ２６によって特許請求の範囲の入力信号制御手段が構成されている。
また、これら入力信号変換手段および第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２によって特許請求の範囲のスイッチング手段が構成されている。
なお、これら動作電圧制御手段、入力信号変換手段、入力信号制御手段は、本実施例の構成に限定されるものではなく、従来公知の種々の回路構成によって実現することができることは無論である。
また、第２レギュレータ１８、反転回路２４、第１レベルシフタ２６、第２レベルシフタ２８によって特許請求の範囲の入力信号変換手段が構成されている。
また、マイクロコンピュータ１４、第２レギュレータ１８、第１レベルシフタ２６によって特許請求の範囲の入力信号制御手段が構成されている。
また、これら入力信号変換手段および第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２によって特許請求の範囲のスイッチング手段が構成されている。
なお、これら動作電圧制御手段、入力信号変換手段、入力信号制御手段は、本実施例の構成に限定されるものではなく、従来公知の種々の回路構成によって実現することができることは無論である。
次に以上のように構成されたデジタルアンプ１００の動作について説明する。
図３はデジタルアンプの各部の波形を示す波形図である。
ユーザーが操作部１２を操作して音量を例えば第１の値に設定すると、マイクロコンピュータ１４によって第１レギュレータ１６が制御され動作電圧Ｖｒｅｇが前記第１の値に対応した値に設定される。
これにより、ＰＣＭ形式の入力信号Ｓｐｃｍはオーバサンプリングフィルタ２０およびΔΣ変調回路２２によって入力信号Ｓｐｗｍに変換される。
そして、入力信号Ｓｐｗｍと同位相の第１入力信号Ｓｐｗｍが第１レベルシフタ２６に供給されるとともに、反転回路２４によって生成された第１入力信号Ｓｐｗｍと逆位相の第２入力信号Ｓｒｐｗｍが第２レベルシフタ２８に供給される（図３（Ａ）、（Ｂ）。
これにより、第１レベルシフタ２６からはゲート電圧Ｖｇ１が第１電界効果型トランジスタ３０のゲートに供給され、第２レベルシフタ２８からはゲート電圧Ｖｇ２が第２電界効果型トランジスタ３２のゲートに供給され（図３（Ｃ）、（Ｄ））、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２がスイッチング動作を行なう。
これにより、動作電圧Ｖｒｅｇがスイッチングされ駆動信号Ｓｄが出力端３３から出力される（図３（Ｅ））。
駆動信号Ｓｄはローパスフィルタ３４によって可聴帯域のオーディオ信号に変換され結合コンデンサ３６を介して直流成分がカットされ駆動信号Ｓｄｏｕｔとして音声出力手段２００に供給され、これにより音声出力手段２００から音声が出力される（図３（Ｆ）実線）。
図３はデジタルアンプの各部の波形を示す波形図である。
ユーザーが操作部１２を操作して音量を例えば第１の値に設定すると、マイクロコンピュータ１４によって第１レギュレータ１６が制御され動作電圧Ｖｒｅｇが前記第１の値に対応した値に設定される。
これにより、ＰＣＭ形式の入力信号Ｓｐｃｍはオーバサンプリングフィルタ２０およびΔΣ変調回路２２によって入力信号Ｓｐｗｍに変換される。
そして、入力信号Ｓｐｗｍと同位相の第１入力信号Ｓｐｗｍが第１レベルシフタ２６に供給されるとともに、反転回路２４によって生成された第１入力信号Ｓｐｗｍと逆位相の第２入力信号Ｓｒｐｗｍが第２レベルシフタ２８に供給される（図３（Ａ）、（Ｂ）。
これにより、第１レベルシフタ２６からはゲート電圧Ｖｇ１が第１電界効果型トランジスタ３０のゲートに供給され、第２レベルシフタ２８からはゲート電圧Ｖｇ２が第２電界効果型トランジスタ３２のゲートに供給され（図３（Ｃ）、（Ｄ））、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２がスイッチング動作を行なう。
これにより、動作電圧Ｖｒｅｇがスイッチングされ駆動信号Ｓｄが出力端３３から出力される（図３（Ｅ））。
駆動信号Ｓｄはローパスフィルタ３４によって可聴帯域のオーディオ信号に変換され結合コンデンサ３６を介して直流成分がカットされ駆動信号Ｓｄｏｕｔとして音声出力手段２００に供給され、これにより音声出力手段２００から音声が出力される（図３（Ｆ）実線）。
ここで、ユーザーが操作部１２を操作して音量を例えば第１の値よりも小さな第２の値に設定すると、マイクロコンピュータ１４によって第１レギュレータ１６が制御され動作電圧Ｖｒｅｇが前記第２の値に対応した値に設定される。
次いで、マイクロコンピュータ１４によって、第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１がほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧Ｖｇ１の振幅値が制御される。動作電圧Ｖｒｅｇが変化したことに対応して第１入力信号Ｖｇ１の振幅値が図３（Ｃ）に示すように実線に示す値から破線に示す値に制御され、これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１の振幅値が一定の値に維持される。
そして、上述の場合と同様に第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２がスイッチング動作を行なうことで、前記第２の値に対応して低下された動作電圧Ｖｒｅｇがスイッチングされ、図３（Ｅ）に破線で示すように、振幅値が小さくなった駆動信号Ｓｄが出力端３３から出力される。
これにより、音声出力手段２００に供給される駆動信号Ｓｄは図３（Ｆ）に破線で示すように振幅が低下され音声出力手段２００から出力される音声の音量が低下される。
次いで、マイクロコンピュータ１４によって、第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１がほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧Ｖｇ１の振幅値が制御される。動作電圧Ｖｒｅｇが変化したことに対応して第１入力信号Ｖｇ１の振幅値が図３（Ｃ）に示すように実線に示す値から破線に示す値に制御され、これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１の振幅値が一定の値に維持される。
そして、上述の場合と同様に第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２がスイッチング動作を行なうことで、前記第２の値に対応して低下された動作電圧Ｖｒｅｇがスイッチングされ、図３（Ｅ）に破線で示すように、振幅値が小さくなった駆動信号Ｓｄが出力端３３から出力される。
これにより、音声出力手段２００に供給される駆動信号Ｓｄは図３（Ｆ）に破線で示すように振幅が低下され音声出力手段２００から出力される音声の音量が低下される。
以上説明したように本実施例のデジタルアンプ１００によれば下記の作用効果が奏される。
１）同一の極性型である第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２によって動作電圧Ｖｒｅｇがスイッチングされ、第１電界効果型トランジスタ３０のドレインは動作電圧Ｖｒｅｇに接続され、第１電界効果型トランジスタ３０のソースと第２電界効果型トランジスタ３２のドレインは駆動信号Ｓｄを出力するスイッチング手段の出力端３３に共通接続され、第２電界効果型トランジスタ３２のソースは所定の基準電圧に接続される構成としたので、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２のゲート−ソース間電圧は動作電圧Ｖｒｅｇの値に制限されることなく設定ができ、これによりスイッチング動作が動作電圧Ｖｒｅｇの制約を受けることがないため、広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利となる。
１）同一の極性型である第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２によって動作電圧Ｖｒｅｇがスイッチングされ、第１電界効果型トランジスタ３０のドレインは動作電圧Ｖｒｅｇに接続され、第１電界効果型トランジスタ３０のソースと第２電界効果型トランジスタ３２のドレインは駆動信号Ｓｄを出力するスイッチング手段の出力端３３に共通接続され、第２電界効果型トランジスタ３２のソースは所定の基準電圧に接続される構成としたので、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２のゲート−ソース間電圧は動作電圧Ｖｒｅｇの値に制限されることなく設定ができ、これによりスイッチング動作が動作電圧Ｖｒｅｇの制約を受けることがないため、広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利となる。
２）パルス幅変調形式の入力信号に基づいて動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングする第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応して第１電界効果型トランジスタ３０のゲート電圧である第１入力信号Ｖｇ１の振幅値を制御するように構成したので、第１電界効果型トランジスタ３０のオン抵抗値の変化を抑制することができ、これにより音量の大小に拘わらず動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングして得られる駆動信号Ｓｄの歪を抑制することができ音声出力の歪率を低下させる上で有利となる。
３）動作電圧制御手段で動作電圧Ｖｒｅｇの値を制御することにより駆動信号Ｓｄの振幅値が変化され、これにより音量調整がなされるため、以下に説明するように駆動信号Ｓｄに含まれるノイズ成分を抑制する上で有利となる。
図４はデジタルアンプ１００におけるノイズスぺクトラムおよび波形を示す説明図である。
図４（Ａ１）、（Ａ２）は図１におけるＰＣＭ形式の入力信号Ｓｐｃｍのノイズスぺクトラム、（Ｂ１）、（Ｂ２）は図１におけるＰＷＭ変換後の入力信号Ｓｐｗｍのノイズスぺクトラム、（Ｃ１）、（Ｃ２）は出力端３３から出力される駆動信号Ｓｄの波形、（Ｄ１）、（Ｄ２）は音声出力手段２００に供給される駆動信号Ｓｄｏｕｔのノイズスぺクトラムであり、（Ａ１）、（Ｂ１）、（Ｃ１）、（Ｄ１）は音量が大きな第１の値に設定された状態に対応し、（Ａ２）、（Ｂ２）、（Ｃ２）、（Ｄ２）は音量が第１の値よりも小さな第２の値に設定された状態に対応している。
図４はデジタルアンプ１００におけるノイズスぺクトラムおよび波形を示す説明図である。
図４（Ａ１）、（Ａ２）は図１におけるＰＣＭ形式の入力信号Ｓｐｃｍのノイズスぺクトラム、（Ｂ１）、（Ｂ２）は図１におけるＰＷＭ変換後の入力信号Ｓｐｗｍのノイズスぺクトラム、（Ｃ１）、（Ｃ２）は出力端３３から出力される駆動信号Ｓｄの波形、（Ｄ１）、（Ｄ２）は音声出力手段２００に供給される駆動信号Ｓｄｏｕｔのノイズスぺクトラムであり、（Ａ１）、（Ｂ１）、（Ｃ１）、（Ｄ１）は音量が大きな第１の値に設定された状態に対応し、（Ａ２）、（Ｂ２）、（Ｃ２）、（Ｄ２）は音量が第１の値よりも小さな第２の値に設定された状態に対応している。
図４（Ａ１）に示すように入力信号Ｓｐｃｍには、音声（実線）とノイズ（破線）が含まれており、ノイズレベルは音声レベルよりも小さいが音声の帯域よりも高い周波数帯域まで存在している。
図４（Ｂ１）に示すように入力信号ＳｐｃｍがＰＷＭ変換されると入力信号Ｓｐｗｍに含まれるノイズ成分のうち、音声帯域と重複する部分が音声帯域よりも高い周波数帯域にシフトされる。ただし、このようにシフトしたノイズ成分も音声出力の音質を劣化させる原因となっている。
図４（Ｃ１）に示すように駆動信号Ｓｄは音量が大きな第１の値に設定されているため、大きな振幅となっている。
図４（Ｄ１）に示すようにローパスフィルタ３４と結合コンデンサ３６を通過した駆動信号Ｓｄｏｕｔにおいては、図４（Ｂ１）と同様にノイズ成分が含まれている。
ここで、音量が第１の値よりも小さな第２の値に設定されると、ノイズスぺクトラムおよび波形が図４（Ａ２）乃至（Ｄ２）に示すように変化する。
すなわち、本実施例ではデジタルアッテネータを用いていないため、図４（Ａ２）、（Ｂ２）に示すように入力信号Ｓｐｃｍ、Ｓｐｗｍにおけるノイズスぺクトラムは変化しない。
しかし、図４（Ｃ２）に示すように駆動信号Ｓｄの振幅が低下することにより、図４（Ｄ２）に示すように駆動信号Ｓｄｏｕｔの音声のレベルが低下するとともに、ノイズのレベルも低下する。
したがって、音量を絞ったときにはノイズレベルも低下するので小音量時の音質を向上させる上で有利となる。
これに対して、入力信号Ｓｐｃｍをデジタルアッテネータに入力し、その出力をＰＷＭ変換する構成とする従来のデジタルアンプでは、ローパスフィルタ３２に供給されるＰＷＭ形式の駆動信号はその振幅が変化されないため、音量を絞ったとしても該駆動信号に含まれるノイズレベルが低下しないので、小音量時の音質が悪化する欠点がある。
図４（Ｂ１）に示すように入力信号ＳｐｃｍがＰＷＭ変換されると入力信号Ｓｐｗｍに含まれるノイズ成分のうち、音声帯域と重複する部分が音声帯域よりも高い周波数帯域にシフトされる。ただし、このようにシフトしたノイズ成分も音声出力の音質を劣化させる原因となっている。
図４（Ｃ１）に示すように駆動信号Ｓｄは音量が大きな第１の値に設定されているため、大きな振幅となっている。
図４（Ｄ１）に示すようにローパスフィルタ３４と結合コンデンサ３６を通過した駆動信号Ｓｄｏｕｔにおいては、図４（Ｂ１）と同様にノイズ成分が含まれている。
ここで、音量が第１の値よりも小さな第２の値に設定されると、ノイズスぺクトラムおよび波形が図４（Ａ２）乃至（Ｄ２）に示すように変化する。
すなわち、本実施例ではデジタルアッテネータを用いていないため、図４（Ａ２）、（Ｂ２）に示すように入力信号Ｓｐｃｍ、Ｓｐｗｍにおけるノイズスぺクトラムは変化しない。
しかし、図４（Ｃ２）に示すように駆動信号Ｓｄの振幅が低下することにより、図４（Ｄ２）に示すように駆動信号Ｓｄｏｕｔの音声のレベルが低下するとともに、ノイズのレベルも低下する。
したがって、音量を絞ったときにはノイズレベルも低下するので小音量時の音質を向上させる上で有利となる。
これに対して、入力信号Ｓｐｃｍをデジタルアッテネータに入力し、その出力をＰＷＭ変換する構成とする従来のデジタルアンプでは、ローパスフィルタ３２に供給されるＰＷＭ形式の駆動信号はその振幅が変化されないため、音量を絞ったとしても該駆動信号に含まれるノイズレベルが低下しないので、小音量時の音質が悪化する欠点がある。
なお、本実施例では、前記入力信号制御手段によって第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１がほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧Ｖｇ１の振幅値を制御したが、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１の変化によるオン抵抗値の変化が無視できれば、前記入力信号制御手段を省略することができる。
また、本実施例では、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２としてＮチャンネル型を用いたが、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２としてＰチャンネル型を用いても上述と同等の効果を得ることが可能であり、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタを用いる際にはゲート電圧（Ｖｇ１、Ｖｇ２）を負電圧とすればよい。
また、ローパスフィルタ３４の構成は本実施例の構成に限定されるものではなく、従来公知の種々の構成からなるローパスフィルタを用いることができる。
また、前記ＰＷＭ変換手段の構成はオーバサンプリングフィルタ２０とΔΣ変調回路２２とから構成されるものに限定されるものではない。
また、本実施例のデジタルアンプ１００において、前記パルス幅変調変換手段の前段、例えばオーバーサンプリングフィルタ２０の前段にパルス符号変調形式の入力信号Ｓｐｃｍを構成するデジタルデータをビットシフトすることにより音量調整を行なうデジタルアッテネータなどからなる音量調整手段を付加することは任意である。前記音量調整手段を併用する場合には前記デジタルデータをゼロ乃至ゼロに近い値に設定することで駆動信号Ｓｄの振幅をゼロ乃至ゼロに近い値に確実に調整する上で有利となる。
また、本実施例では、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２としてＮチャンネル型を用いたが、第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２としてＰチャンネル型を用いても上述と同等の効果を得ることが可能であり、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタを用いる際にはゲート電圧（Ｖｇ１、Ｖｇ２）を負電圧とすればよい。
また、ローパスフィルタ３４の構成は本実施例の構成に限定されるものではなく、従来公知の種々の構成からなるローパスフィルタを用いることができる。
また、前記ＰＷＭ変換手段の構成はオーバサンプリングフィルタ２０とΔΣ変調回路２２とから構成されるものに限定されるものではない。
また、本実施例のデジタルアンプ１００において、前記パルス幅変調変換手段の前段、例えばオーバーサンプリングフィルタ２０の前段にパルス符号変調形式の入力信号Ｓｐｃｍを構成するデジタルデータをビットシフトすることにより音量調整を行なうデジタルアッテネータなどからなる音量調整手段を付加することは任意である。前記音量調整手段を併用する場合には前記デジタルデータをゼロ乃至ゼロに近い値に設定することで駆動信号Ｓｄの振幅をゼロ乃至ゼロに近い値に確実に調整する上で有利となる。
次に本発明の実施例２について図面を参照して説明する。
実施例２のデジタルアンプが実施例１と異なる点は、実施例１では、動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングする手段として、互いに同一の極性型の２つの電界効果型トランジスタを含むハーフブリッジ回路を用いたのに対し、実施例２では、動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングするスイッチング手段として、互いに同一の極性型の４つの電界効果型トランジスタを含むフルブリッジ回路を用いた点である。
図５は実施例２のデジタルアンプの概略構成を示すブロック図である。
以下では、実施例１を示す図１と同様の部材および部分には同一の符号を付して重複する説明を省略し、実施例１と異なる部分について詳細に説明する。
実施例２のデジタルアンプが実施例１と異なる点は、実施例１では、動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングする手段として、互いに同一の極性型の２つの電界効果型トランジスタを含むハーフブリッジ回路を用いたのに対し、実施例２では、動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングするスイッチング手段として、互いに同一の極性型の４つの電界効果型トランジスタを含むフルブリッジ回路を用いた点である。
図５は実施例２のデジタルアンプの概略構成を示すブロック図である。
以下では、実施例１を示す図１と同様の部材および部分には同一の符号を付して重複する説明を省略し、実施例１と異なる部分について詳細に説明する。
デジタルアンプ１００Ａは、実施例１の構成に加えて、反転回路３８、第３、第４レベルシフタ４０、４２、第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６、ローパスフィルタ４８などを備えており、実施例１における結合コンデンサ３６は設けられていない。
第１レギュレータ１６は、電源部１０から供給される第１の電圧Ｖ１に基づいて第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４の各ドレインに供給する直流の正電圧である動作電圧Ｖｒｅｇを生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって動作電圧Ｖｒｅｇの値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による動作電圧Ｖｒｅｇの制御は、操作部１２の操作によって生成された前記音量設定データに応じてなされる。
第２レギュレータ１８は、第２の電圧Ｖ２に基づいて第１、第３レベルシフタ２６、４２に供給する直流電圧である第３の電圧Ｖ３を生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって第３の電圧Ｖ３の値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による第３の電圧Ｖ３の制御については後述する。
第１レギュレータ１６は、電源部１０から供給される第１の電圧Ｖ１に基づいて第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４の各ドレインに供給する直流の正電圧である動作電圧Ｖｒｅｇを生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって動作電圧Ｖｒｅｇの値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による動作電圧Ｖｒｅｇの制御は、操作部１２の操作によって生成された前記音量設定データに応じてなされる。
第２レギュレータ１８は、第２の電圧Ｖ２に基づいて第１、第３レベルシフタ２６、４２に供給する直流電圧である第３の電圧Ｖ３を生成するものであり、マイクロコンピュータ１４によって第３の電圧Ｖ３の値が制御されるように構成されている。
マイクロコンピュータ１４による第３の電圧Ｖ３の制御については後述する。
反転回路３８は、反転回路２４と同様に、ΔΣ変調回路２２からの入力信号Ｓｐｗｍの位相を反転した入力信号Ｓｒｐｗｍを生成するように構成され、該逆位相の入力信号Ｓｒｐｗｍを第３レベルシフタ４０に供給するように構成されている。
以下、説明の便宜上、ΔΣ変調回路２２から第１レベルシフタ２６に供給される入力信号を第１入力信号Ｓｐｗｍ１とし、反転回路２４から第２レベルシフタ２８に供給される入力信号を第２入力信号Ｓｒｐｗｍ２とし、反転回路３８から第３レベルシフタ４０に供給される入力信号を第３入力信号Ｓｒｐｗ３とし、ΔΣ変調回路２２から第４レベルシフタ４２に供給される入力信号を第４入力信号Ｓｐｗｍ４とする。
第３レベルシフタ４０および第４レベルシフタ４２は、第３、第４入力信号Ｓｒｐｗｍ３、Ｓｐｗｍ４の振幅（波高値）をそれぞれ変換して第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６のゲートにそれぞれ与えるものであり、このような変換は第１、第２レベルシフタ２６、２８の場合と同様に、第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６を駆動するために必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを確保するために行なわれる。
第３レベルシフタ４０は第２レギュレータ１８から供給される第３の電圧Ｖ３に基づいて第３入力信号Ｓｒｐｗｍ３の振幅を変換しているため、マイクロコンピュータ１４の制御によって第３の電圧Ｖ３が増減されることにより第３レベルシフタ４０から出力される第３入力信号Ｓｒｐｗｍ３の振幅も増減される。
第４レベルシフタ４２は電源部１０から供給される一定の第２の電圧Ｖ２に基づいて第４入力信号Ｓｐｗｍ４の振幅を変換しているため、第４レベルシフタ２８から出力される第４入力信号Ｓｒｐｗｍの振幅は一定値となる。
以下、説明の便宜上、ΔΣ変調回路２２から第１レベルシフタ２６に供給される入力信号を第１入力信号Ｓｐｗｍ１とし、反転回路２４から第２レベルシフタ２８に供給される入力信号を第２入力信号Ｓｒｐｗｍ２とし、反転回路３８から第３レベルシフタ４０に供給される入力信号を第３入力信号Ｓｒｐｗ３とし、ΔΣ変調回路２２から第４レベルシフタ４２に供給される入力信号を第４入力信号Ｓｐｗｍ４とする。
第３レベルシフタ４０および第４レベルシフタ４２は、第３、第４入力信号Ｓｒｐｗｍ３、Ｓｐｗｍ４の振幅（波高値）をそれぞれ変換して第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６のゲートにそれぞれ与えるものであり、このような変換は第１、第２レベルシフタ２６、２８の場合と同様に、第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６を駆動するために必要なゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを確保するために行なわれる。
第３レベルシフタ４０は第２レギュレータ１８から供給される第３の電圧Ｖ３に基づいて第３入力信号Ｓｒｐｗｍ３の振幅を変換しているため、マイクロコンピュータ１４の制御によって第３の電圧Ｖ３が増減されることにより第３レベルシフタ４０から出力される第３入力信号Ｓｒｐｗｍ３の振幅も増減される。
第４レベルシフタ４２は電源部１０から供給される一定の第２の電圧Ｖ２に基づいて第４入力信号Ｓｐｗｍ４の振幅を変換しているため、第４レベルシフタ２８から出力される第４入力信号Ｓｒｐｗｍの振幅は一定値となる。
第１、第２電界効果型トランジスタ３０、３２および第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６は、全て同一の極性型の電界効果型トランジスタで構成され、本実施例では第１乃至第４電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６はＮチャンネル型電界効果型トランジスタで構成されている。
第３電界効果型トランジスタ４４は、そのドレインが動作電圧Ｖｒｅｇに接続され、ソースが第４電界効果型トランジスタ４６のドレインに接続され、第３レベルシフタ４０からゲートに供給される第３入力信号Ｓｒｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第４電界効果型トランジスタ４６は、そのソースが基準電圧としてのグランド電位に接続され、第４レベルシフタ４２からゲートに供給される第４入力信号Ｓｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第３電界効果型トランジスタ４４のソースと第４電界効果型トランジスタ４６のドレインの接続点はＰＷＭ形式の駆動信号Ｓｄ２が出力される出力端４７を構成している。
以下、説明の便宜上、出力端３３を第１出力端３３とし、出力端４７を第２出力端４７とし、第１出力端３３から出力される駆動信号を第１駆動信号Ｓｄ１、第２出力端４７から出力される駆動信号を第２駆動信号Ｓｄ２という。
第１、第２電界効果型３０、３２の場合と同様に、第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６も一方がオン状態に有るときは他方がオフ状態となるように駆動され、第２出力端４７には、動作電圧Ｖｒｅｇとグランド電位とが交互に出力される。
したがって、第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２は、共に振幅（波高値）が動作電圧Ｖｒｅｇと等しいＰＷＭ形式の信号であり、かつ、互いに位相が反転した信号となる。
第３電界効果型トランジスタ４４は、そのドレインが動作電圧Ｖｒｅｇに接続され、ソースが第４電界効果型トランジスタ４６のドレインに接続され、第３レベルシフタ４０からゲートに供給される第３入力信号Ｓｒｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第４電界効果型トランジスタ４６は、そのソースが基準電圧としてのグランド電位に接続され、第４レベルシフタ４２からゲートに供給される第４入力信号Ｓｐｗｍによってオン・オフ動作するように構成されている。
第３電界効果型トランジスタ４４のソースと第４電界効果型トランジスタ４６のドレインの接続点はＰＷＭ形式の駆動信号Ｓｄ２が出力される出力端４７を構成している。
以下、説明の便宜上、出力端３３を第１出力端３３とし、出力端４７を第２出力端４７とし、第１出力端３３から出力される駆動信号を第１駆動信号Ｓｄ１、第２出力端４７から出力される駆動信号を第２駆動信号Ｓｄ２という。
第１、第２電界効果型３０、３２の場合と同様に、第３、第４電界効果型トランジスタ４４、４６も一方がオン状態に有るときは他方がオフ状態となるように駆動され、第２出力端４７には、動作電圧Ｖｒｅｇとグランド電位とが交互に出力される。
したがって、第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２は、共に振幅（波高値）が動作電圧Ｖｒｅｇと等しいＰＷＭ形式の信号であり、かつ、互いに位相が反転した信号となる。
ローパスフィルタ４８はローパスフィルタ３４と同一の構成であり、第２出力端４７から供給される第２駆動信号Ｓｄ２を可聴帯域のオーディオ信号に変換するように構成されている。したがって、ローパスフィルタ３４、４８は互いに位相が反転したオーディオ信号としての駆動信号Ｓｄｏｕｔ１、Ｓｄｏｕｔ２を生成するように構成されている。
本実施例では、音声出力手段２００の各入力端子には駆動信号Ｓｄｏｕｔ１、Ｓｄｏｕｔ２が入力され、これにより音声出力手段２００が駆動されるように構成されている。すなわち、スイッチング手段が４つの電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６を含むフルブリッジ回路で構成されている。
したがって、実施例１に設けられていた結合コンデンサ３６は不要となり、結合コンデンサ３６で発生するインピーダンス、特に低周波帯域のオーディオ信号に対するインピーダンスの影響を除去することができるため、オーディオ信号の音質を向上させる上で有利となっている。
本実施例では、音声出力手段２００の各入力端子には駆動信号Ｓｄｏｕｔ１、Ｓｄｏｕｔ２が入力され、これにより音声出力手段２００が駆動されるように構成されている。すなわち、スイッチング手段が４つの電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６を含むフルブリッジ回路で構成されている。
したがって、実施例１に設けられていた結合コンデンサ３６は不要となり、結合コンデンサ３６で発生するインピーダンス、特に低周波帯域のオーディオ信号に対するインピーダンスの影響を除去することができるため、オーディオ信号の音質を向上させる上で有利となっている。
また、本実施例においては、マイクロコンピュータ１４、第１レギュレータ１６によって特許請求の範囲の動作電圧制御手段が構成されている。
また、第２レギュレータ１８、反転回路２４、第１レベルシフタ２６、第２レベルシフタ２８によって特許請求の範囲の第１入力信号変換手段が構成されている。
また、第２レギュレータ１８、反転回路３８、第３レベルシフタ４０、第４レベルシフタ４２によって特許請求の範囲の第２入力信号変換手段が構成されている。
また、マイクロコンピュータ１４、第２レギュレータ１８、第１レベルシフタ２６、第３レベルシフタ４０によって特許請求の範囲の入力信号制御手段が構成されている。
また、これら第１、第２入力信号変換手段および第１乃至第４電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６によって特許請求の範囲のスイッチング手段が構成されている。
なお、これら動作電圧制御手段、第１、第２入力信号変換手段、入力信号制御手段は、本実施例の構成に限定されるものではなく、従来公知の種々の回路構成によって実現することができることは無論である。
また、反転回路２４から出力される第２入力信号Ｓｒｐｗ２を第３入力信号Ｓｒｐｗ３として第３レベルシフタ４０に入力するように構成してもよく、この場合には反転回路３８が不要となるため、回路の簡素化を図りコストや消費電力の低減を図る上で有利となる。
また、第２レギュレータ１８、反転回路２４、第１レベルシフタ２６、第２レベルシフタ２８によって特許請求の範囲の第１入力信号変換手段が構成されている。
また、第２レギュレータ１８、反転回路３８、第３レベルシフタ４０、第４レベルシフタ４２によって特許請求の範囲の第２入力信号変換手段が構成されている。
また、マイクロコンピュータ１４、第２レギュレータ１８、第１レベルシフタ２６、第３レベルシフタ４０によって特許請求の範囲の入力信号制御手段が構成されている。
また、これら第１、第２入力信号変換手段および第１乃至第４電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６によって特許請求の範囲のスイッチング手段が構成されている。
なお、これら動作電圧制御手段、第１、第２入力信号変換手段、入力信号制御手段は、本実施例の構成に限定されるものではなく、従来公知の種々の回路構成によって実現することができることは無論である。
また、反転回路２４から出力される第２入力信号Ｓｒｐｗ２を第３入力信号Ｓｒｐｗ３として第３レベルシフタ４０に入力するように構成してもよく、この場合には反転回路３８が不要となるため、回路の簡素化を図りコストや消費電力の低減を図る上で有利となる。
次に、デジタルアンプ１００Ａの動作について説明する。
本実施例では、第１電界効果型トランジスタ３０および第３電界効果型トランジスタ４４の双方に対してゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧（第１、第３入力信号）Ｖｇ１、Ｖｇ３の振幅値が制御されるように構成されている。
ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の振幅値の制御は、実施例１で説明したゲート電圧Ｖｇ１の制御動作と同様であるため、その制御動作の詳細な説明は省略し、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御を行なわない場合と行なう場合における各部の信号波形について説明する。
図６は実施例２においてゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御を行なわない場合に対応する波形図、図７は実施例２においてゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御を行なう場合に対応する波形図である。
図６、図７において（Ａ）は動作電圧Ｖｒｅｇ、（Ｂ）は第１入力信号Ｓｐｗｍ１、（Ｃ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート電圧Ｖｇ１、（Ｄ）は第２電界効果型トランジスタ３２のゲート電圧Ｖｇ２、（Ｅ）は第１駆動信号Ｓｄ１、（Ｆ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、（Ｇ）は第３電界効果型トランジスタ４４のゲート電圧Ｖｇ３、（Ｈ）は第４電界効果型トランジスタ４６のゲート電圧Ｖｇ４、（Ｉ）は第２駆動信号Ｓｄ２、（Ｊ）は第３電界効果型トランジスタ４４のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ３を示す。
本実施例では、第１電界効果型トランジスタ３０および第３電界効果型トランジスタ４４の双方に対してゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、動作電圧Ｖｒｅｇの変化に対応してゲート電圧（第１、第３入力信号）Ｖｇ１、Ｖｇ３の振幅値が制御されるように構成されている。
ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の振幅値の制御は、実施例１で説明したゲート電圧Ｖｇ１の制御動作と同様であるため、その制御動作の詳細な説明は省略し、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御を行なわない場合と行なう場合における各部の信号波形について説明する。
図６は実施例２においてゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御を行なわない場合に対応する波形図、図７は実施例２においてゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御を行なう場合に対応する波形図である。
図６、図７において（Ａ）は動作電圧Ｖｒｅｇ、（Ｂ）は第１入力信号Ｓｐｗｍ１、（Ｃ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート電圧Ｖｇ１、（Ｄ）は第２電界効果型トランジスタ３２のゲート電圧Ｖｇ２、（Ｅ）は第１駆動信号Ｓｄ１、（Ｆ）は第１電界効果型トランジスタ３０のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、（Ｇ）は第３電界効果型トランジスタ４４のゲート電圧Ｖｇ３、（Ｈ）は第４電界効果型トランジスタ４６のゲート電圧Ｖｇ４、（Ｉ）は第２駆動信号Ｓｄ２、（Ｊ）は第３電界効果型トランジスタ４４のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ３を示す。
まず、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御が行なわれない場合について説明する。
図６（Ａ）のように音量調整の操作によって動作電圧Ｖｒｅｇが例えば２Ｖから１Ｖに下げられると、第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２の振幅も２Ｖから１Ｖに低下する。
この際、図６（Ｃ）、（Ｇ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３は５Ｖのまま変化しないため、図６（Ｆ）、（Ｊ）に示すように、第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ３は例えば３Ｖから４Ｖに変化してしまう。このため、第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のドレイン−ソース間のオン抵抗値が変動してしまうため、結果的に音声出力手段２００から出力される音声の歪率が悪化する。
図６（Ａ）のように音量調整の操作によって動作電圧Ｖｒｅｇが例えば２Ｖから１Ｖに下げられると、第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２の振幅も２Ｖから１Ｖに低下する。
この際、図６（Ｃ）、（Ｇ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３は５Ｖのまま変化しないため、図６（Ｆ）、（Ｊ）に示すように、第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ３は例えば３Ｖから４Ｖに変化してしまう。このため、第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のドレイン−ソース間のオン抵抗値が変動してしまうため、結果的に音声出力手段２００から出力される音声の歪率が悪化する。
次に、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の制御が行われる場合について説明する。
前記と同様に、図７（Ａ）に示すように、音量調整の操作によって動作電圧Ｖｒｅｇが例えば２Ｖから１Ｖに下げられると、第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２の振幅も２Ｖから１Ｖに低下する。
マイクロコンピュータ１４は、動作電圧Ｖｒｅｇが２Ｖから１Ｖに変化したことに対応して第２レギュレータ１８を介して第１、第３レベルシフタ２６、４０を制御し、図７（Ｃ）、（Ｇ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の振幅値を５Ｖから４Ｖに制御させ、これにより、図７（Ｆ）、（Ｊ）に示すように、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ３の振幅値を５Ｖに維持する。
これにより、このため、第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のドレイン−ソース間のオン抵抗値の変動を抑制し、音声出力手段２００から出力される音声の歪率の悪化を防止している。
前記と同様に、図７（Ａ）に示すように、音量調整の操作によって動作電圧Ｖｒｅｇが例えば２Ｖから１Ｖに下げられると、第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２の振幅も２Ｖから１Ｖに低下する。
マイクロコンピュータ１４は、動作電圧Ｖｒｅｇが２Ｖから１Ｖに変化したことに対応して第２レギュレータ１８を介して第１、第３レベルシフタ２６、４０を制御し、図７（Ｃ）、（Ｇ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３の振幅値を５Ｖから４Ｖに制御させ、これにより、図７（Ｆ）、（Ｊ）に示すように、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ３の振幅値を５Ｖに維持する。
これにより、このため、第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のドレイン−ソース間のオン抵抗値の変動を抑制し、音声出力手段２００から出力される音声の歪率の悪化を防止している。
以上説明したように本実施例のデジタルアンプ１００Ａによれば、４つの電界効果型トランジスタによってフルブリッジ回路で構成した場合であっても、実施例１と同様に以下の作用効果が奏される。
１）第１乃至第４電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６のゲート−ソース間電圧は動作電圧Ｖｒｅｇの値に制限されることなく設定ができ、これによりスイッチング動作が動作電圧Ｖｒｅｇの制約を受けることがないため、広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利となる。
２）第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のオン抵抗値の変化を抑制することができ、これにより音量の大小に拘わらず動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングして得られる駆動信号Ｓｄの歪を抑制することができ音声出力の歪率を低下させる上で有利となる。
３）動作電圧制御手段で動作電圧Ｖｒｅｇの値を制御することにより第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２の振幅値が変化され、これにより音量調整がなされるため第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２に含まれるノイズ成分を抑制する上で有利となる。
１）第１乃至第４電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６のゲート−ソース間電圧は動作電圧Ｖｒｅｇの値に制限されることなく設定ができ、これによりスイッチング動作が動作電圧Ｖｒｅｇの制約を受けることがないため、広範囲にわたって音量調整を行なう上で有利となる。
２）第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のオン抵抗値の変化を抑制することができ、これにより音量の大小に拘わらず動作電圧Ｖｒｅｇをスイッチングして得られる駆動信号Ｓｄの歪を抑制することができ音声出力の歪率を低下させる上で有利となる。
３）動作電圧制御手段で動作電圧Ｖｒｅｇの値を制御することにより第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２の振幅値が変化され、これにより音量調整がなされるため第１、第２駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２に含まれるノイズ成分を抑制する上で有利となる。
なお、本実施例においても、第１、第３電界効果型トランジスタ３０、４４のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ３の変化によるオン抵抗値の変化が無視できれば、前記第１、第２入力信号制御手段を省略することができる。
また、本実施例では、第１乃至第４電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６としてＮチャンネル型を用いたが、Ｐチャンネル型を用いても上述と同等の効果を得ることが可能であり、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタを用いる際にはゲート電圧（Ｖｇ１、Ｖｇ２、Ｖｇ３、ｖｇ４）を負電圧とすればよい。
また、ローパスフィルタ３４、４８として従来公知の種々の構成からなるローパスフィルタを用いてもよい。また、本実施例においても、前記パルス幅変調変換手段の前段にデジタルアッテネータなどからなる音量調整手段を付加することは任意である。
また、本実施例では、第１乃至第４電界効果型トランジスタ３０、３２、４４、４６としてＮチャンネル型を用いたが、Ｐチャンネル型を用いても上述と同等の効果を得ることが可能であり、Ｐチャンネル型電界効果型トランジスタを用いる際にはゲート電圧（Ｖｇ１、Ｖｇ２、Ｖｇ３、ｖｇ４）を負電圧とすればよい。
また、ローパスフィルタ３４、４８として従来公知の種々の構成からなるローパスフィルタを用いてもよい。また、本実施例においても、前記パルス幅変調変換手段の前段にデジタルアッテネータなどからなる音量調整手段を付加することは任意である。
１００、１００Ａ……デジタルアンプ、１０……電源部、１２……操作部、１４……マイクロコンピュータ、１６……第１レギュレータ、１８……第２レギュレータ、２０……オーバーサンプリングフィルタ、２２……ΔΣ変調回路、２４……反転回路、２６……第１レベルシフタ、２８……第２レベルシフタ、３０……第１電界効果型トランジスタ、３２……第２電界効果型トランジスタ、３３……出力端（第１出力端）、３４……ローパスフィルタ、３６……結合コンデンサ、３８……反転回路、４０……第３レベルシフタ、４２……第４レベルシフタ、４４……第３電界効果型トランジスタ、４６……第４電界効果型トランジスタ、２００……音声出力手段、Ｖｒｅｇ……動作電圧、Ｓｐｗｍ（Ｓｐｗｍ１）……第１入力信号、Ｓｒｐｗｍ（Ｓｒｐｗｍ２）……第２入力信号、Ｓｒｐｗｍ３……第３入力信号、Ｓｐｗｍ４……第４入力信号、４７……第２出力端。
Claims (8)
- パルス幅変調形式の入力信号に基づいて直流電圧からなる動作電圧をスイッチングすることによって駆動信号を出力するスイッチング手段と、音量の大きさを示す音量設定データが入力され該入力された音声設定データに対応して前記動作電圧の値を制御する動作電圧制御手段とを備えたデジタルアンプであって、
前記スイッチング手段は、入力信号変換手段と互いに同一の極性型である第１、第２電界効果型トランジスタとを有し、
前記第１電界効果型トランジスタのドレインは前記動作電圧に接続され、
前記第１電界効果型トランジスタのソースと前記第２電界効果型トランジスタのドレインは前記駆動信号を出力する前記スイッチング手段の出力端に共通接続され、
前記第２電界効果型トランジスタのソースは所定の基準電圧に接続され、
前記入力信号変換手段は、前記入力信号に対して同じ位相の第１入力信号と前記入力信号に対して反転した位相の第２入力信号とを生成し、前記第１入力信号を前記第１電界効果型トランジスタのゲートに供給するとともに、前記第２入力信号を前記第２電界効果型トランジスタのゲートに供給するように構成され、
前記第１電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、前記動作電圧の変化に対応して前記第１入力信号の振幅値を制御する入力信号制御手段を設けた、
ことを特徴とするデジタルアンプ。 - 前記第１、第２電界効果型トランジスタはＮチャンネル型であり、前記動作電圧は正電圧であることを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
- 前記第１、第２電界効果型トランジスタはＰチャンネル型であり、前記動作電圧は負電圧であることを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
- パルス符号変調形式の入力信号を前記パルス幅変調形式の入力信号に変換するパルス幅変調変換手段が設けられ、前記ＰＷＭ変換手段は、前記パルス符号変調形式の入力信号を入力するオーバサンプリングフィルタと、該オーバサンプリングフィルタの出力信号を入力して前記ＰＷＭ形式の入力信号を生成するΔΣ変調回路とを含むことを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
- パルス符号変調形式の入力信号を前記パルス幅変調形式の入力信号に変換するパルス幅変調変換手段が設けられ、前記パルス幅変調変換手段の前段には前記パルス符号変調形式の入力信号を構成するデジタルデータをビットシフトすることにより音量調整を行なう音量調整手段が設けられていることを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
- パルス幅変調形式の入力信号に基づいて直流電圧からなる動作電圧をスイッチングすることによって駆動信号を出力するスイッチング手段と、音量の大きさを示す音量設定データが入力され該入力された音声設定データに対応して前記動作電圧の値を制御する動作電圧制御手段とを備えたデジタルアンプであって、
前記スイッチング手段は、第１、第２入力信号変換手段と互いに同一の極性型である第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタとを有し、
前記第１、第３電界効果型トランジスタのドレインは前記動作電圧に接続され、
前記第１電界効果型トランジスタのソースと前記第２電界効果型トランジスタのドレインは前記駆動信号を出力する前記スイッチング手段の第１出力端に共通接続され、
前記第３電界効果型トランジスタのソースと前記第４電界効果型トランジスタのドレインは前記駆動信号を出力する前記スイッチング手段の第２出力端に共通接続され、
前記第２、第４電界効果型トランジスタのソースは所定の基準電圧に接続され、
前記第１入力信号変換手段は、前記入力信号に対して同じ位相の第１入力信号と前記入力信号に対して反転した位相の第２入力信号とを生成し、前記第１入力信号を前記第１電界効果型トランジスタのゲートに供給するとともに、前記第２入力信号を前記第２電界効果型トランジスタのゲートに供給するように構成され、
前記第２入力信号変換手段は、前記入力信号に対して反転した位相の第３入力信号と前記入力信号に対して同じ位相の第４入力信号とを生成し、前記第３入力信号を前記第３電界効果型トランジスタのゲートに供給するとともに、前記第４入力信号を前記第４電界効果型トランジスタのゲートに供給するように構成され、
前記第１電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、前記動作電圧の変化に対応して前記第１入力信号の振幅値を制御するとともに、前記第３電界効果型トランジスタのゲート−ソース間電圧がほぼ一定値となるように、前記動作電圧の変化に対応して前記第３入力信号の振幅値を制御する入力信号制御手段を設けた、
ことを特徴とするデジタルアンプ。 - 前記第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタはＮチャンネル型であり、前記動作電圧は正電圧であることを特徴とする請求項６記載のデジタルアンプ。
- 前記第１、第２、第３、第４電界効果型トランジスタはＰチャンネル型であり、前記動作電圧は負電圧であることを特徴とする請求項６記載のデジタルアンプ。
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