JP3857542B2 - 遅延回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、フラッシュメモリ等の半導体集積回路に組み込まれる遅延回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図8に従来の遅延回路の構造とその作用を示す。図8(a)に示すように、入力信号inがインバータ1に入力されて反転し、その反転信号は遅延回路としてのRC時定数回路3に入力される。RC時定数回路3は、抵抗4の抵抗値Rとキャパシタ5の容量Cとで決まる時定数Tに対応した時間だけ、入力信号のパルス的変化とは異なり、負の乗数の指数関数曲線に従って変化する遅延信号n1を出力する。抵抗4とキャパシタ5の接続点aからの出力される遅延信号n1は次段のインバータ2に入力される。遅延信号n1がインバータ2に入力され、遅延信号n1の電圧値が所定のしきい電圧に達すると、インバータ2の出力信号outが反転される。
【0003】
図8(b)に示すように、入力信号inが「L」から「H」に変化すると、上記の時定数Tによって決まる遅延時間Trの後、出力信号outも「L」から「H」に変化する。
図9は、インバータ2へ入力される遅延信号n1と出力信号outとの関係を示したものであり、所定のしきい電圧を境に出力信号outが反転することを示している。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
RC時定数回路3の後段に配置されたインバータ2のしきい電圧は、図9(a)に示されるように、通常、電源電圧Vccの半分程度(Vcc/2)に設定される。これは、インバータ2の電源電圧依存性を小さくすることができ、立ち上がり遅延時間Trと立ち下がり遅延時間Tfとをほぼ等しくできるという効果があるからである。
【0005】
しかし、こうした効果が期待できるのは、インバータ2内のnMOSトランジスタとpMOSトランジスタのそれぞれのしきい電圧Vtn、電圧Vtpの絶対値の和に比べ電源電圧Vccが十分に大きい場合だけである。すなわち、電源電圧Vccが低下し、特に電源電圧Vccがこの絶対値の和に近い値となると、インバータ2の特性は図9(b)に示すようにヒステリシスを持ち、しきい電圧は、信号が立ち下がるときはVcc/2よりも小さくなり、逆に信号が立ち上がるときにはVcc/2よりも大きくなってしまう。その結果、図9(c)に示すように、立ち上がり遅延時間Trと立下り遅延時間TfもVccが高いときに比べて長くなり、更にVccの低下が進むとTrとTfが大幅に異なる値となってしまう。
【0006】
このように、電源電圧Vccを、しきい電圧Vtn、電圧Vtpの絶対値の和よりも十分に高くしておかないと、Vccが低下した場合に書き込み時間及び読み出し時間が長くなるという問題が生じ、更には書き込み時間と読み出し時間の差が大きくなってしまうという問題が生ずる。
【0007】
集積回路の微細化の進展とともに、電源電圧の低下の要請が益々強まっている。このため、電源電圧Vccを、しきい電圧Vtn、Vtpの絶対値の和よりも十分に高くするためには、しきい電圧Vtn、電圧Vtpの方を小さくすることが必要になる。
しかし、この場合には、入力信号inが変化しない定常状態でもトランジスタのオフリーク電流が流れ、消費電力が大きくなるという新たな不都合が生じる。ここで、オフリーク電流とは、pMOSトランジスタ、nMOSトランジスタのそれぞれのゲートとソースとウエルに基準電圧を与え、ドレインにその基準電圧に対して電位差を与えたときにドレインにから又はドレインに向けて流れる電流を指す。
【0008】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、電源電圧の変動による遅延時間の変動が小さく、しかもインバータの非動作時のオフリーク電流が流れず消費電力の小さい遅延回路を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る遅延回路は、入力信号を所定時間遅延させた出力信号を出力する遅延回路において、前記入力信号を入力させ遅延信号を出力する遅延部と、pMOSトランジスタとnMOSトランジスタを備えて構成されるとともに前記遅延信号を入力させ反転信号を出力するCMOSインバータと、前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ側に並列接続された第1及び第2のスイッチング用pMOSトランジスタと前記CMOSインバータの前記nMOSトランジスタ側に並列接続された第1及び第2のスイッチング用nMOSトランジスタとを含み前記CMOSインバータへの電源電圧又は基準電圧の供給をスイッチングするスイッチング用トランジスタと、前記第2のスイッチング用pMOSトランジスタ及び前記第2のスイッチング用nMOSトランジスタからなるインバータ回路を含んで構成され前記出力信号又はこれと同期して変化する信号をラッチするラッチ部を備え該ラッチ部にラッチされた信号の変化に基づいて前記スイッチング用トランジスタを制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記入力信号及び前記出力信号がいずれも第一論理となった場合に前記第1及び第2スイッチング用nMOSトランジスタをONにするとともに第1及び第2前記スイッチング用pMOSトランジスタをOFFにし、前記入力信号及び前記出力信号がいずれも第二論理となった場合に前記第1及び第2スイッチング用pMOSトランジスタをONにするとともに前記第1及び第2スイッチング用nMOSトランジスタをOFFにし、前記入力信号と前記出力信号が異なる場合には、前記第1及び第2スイッチング用pMOSトランジスタのいずれか一方をONにし前記第1及び第2nMOSトランジスタのいずれか一方を共にONとする制御を実行するように構成されると共に、前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタのしきい電圧よりも小さい低しきい電圧を有する低しきい電圧トランジスタとされていることを特徴とする。
【0010】
この第一の発明によれば、入力信号が遅延部に入力され遅延信号が出力される。この遅延信号はCMOSインバータに入力され反転信号が生成される。制御部は、出力信号の変化により、スイッチング用トランジスタを制御する。前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタ少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタのしきい電圧よりも小さい低しきい電圧を有する低しきい電圧トランジスタとされているので、電源電圧が低下したとしても、前記CMOSインバータから出力される前記反転信号の遅延時間が長くなったり、立ち上がり時の遅延時間と立下り時の遅延時間に差が生じることはない。かつ、前記制御部、前記スイッチング用トランジスタの作用により、入力信号が一定な定常状態では、オフリーク電流がカットされる。
この第一の発明において、前記pMOSトランジスタ及び前記nMOSトランジスタのそれぞれのしきい電圧の絶対値の和を前記電源電圧よりも小さくするのが好適である。
【0011】
この発明において、前記スイッチング用トランジスタは、前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタのうち、少なくともオフリーク電流が大きい方のトランジスタの側に配置することができる。
【0014】
前記制御部は、前記入力信号及び前記出力信号に基づき前記スイッチング用トランジスタを制御する論理回路を含むようにしてもよい。
【0015】
前記の第一の発明において、前記低しきい電圧トランジスタを有する前記CMOSインバータを複数個チェーン接続してインバータチェーン回路を構成すると共に、前記制御部は、該インバータチェーン回路の奇数番目の前記CMOSインバータの出力信号が第一論理とされ偶数番目の前記CMOSインバータの出力が第二論理とされる場合に、該奇数番目の前記CMOSインバータに前記電源電圧を供給されるよう、前記スイッチング用トランジスタを制御するよう構成することができる。または、前記低しきい電圧トランジスタを有する前記CMOSインバータを複数個チェーン接続してインバータチェーン回路を構成すると共に、前記制御部は、該インバータチェーン回路の奇数番目の前記CMOSインバータの出力信号が第一論理とされ偶数番目の前記CMOSインバータの出力が第二論理とされる場合に、該偶数番目の前記CMOSインバータに前記基準電圧を供給されるよう、前記スイッチング用トランジスタを制御するよう構成してもよい。
【0016】
さらに、この場合において、前記スイッチング用トランジスタは、前記奇数番目のCMOSインバータと接続される第一スイッチング用トランジスタと、前記偶数番目のCMOSインバータと接続される第二スイッチング用トランジスタとを含み、前記制御部は、前記入力信号と前記出力信号とがいずれも第一論理となる場合に前記第一スイッチング用トランジスタをOFFとする一方前記第二スイッチング用トランジスタをONにし、前記入力信号と前記出力信号とがいずれも第二論理となる場合に前記第一スイッチング用トランジスタをONとする一方前記第二スイッチング用トランジスタをOFFにし、前記入力信号と前記出力信号とが異なる場合に前記第一スイッチング用トランジスタ及び前記第二スイッチング用トランジスタを共にONをする制御を実行するのが好適である。
【0017】
なお、前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタのチャネル長よりも長いチャネル長を有するトランジスタとすることができる。
【0018】
また、前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタよりもソースとドレインの間のゲート電極の長さが大きいものとすることができる。
【0019】
更にこれらの場合において、前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタのしきい電圧よりも小さい低しきい電圧を有する低しきい電圧トランジスタとすることができる。
【0020】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。
第一の実施の形態
図1は、本発明を適用した遅延回路の回路図である。なお、従来例と同一の部材については同一の符号をつけて説明する。図1に示すように、本発明に係る遅延回路は、パルス的に変化する入力信号inを受けるCMOSインバータ1、遅延回路としてのRC時定数回路3、CMOSインバータ6、CMOSインバータ7,CMOSインバータ8を連結して構成され、出力信号outを、入力信号inに対し所定時間遅延させている。ここで、CMOSインバータ1,7,8は、通常のしきい電圧(例えばnMOSが0.8V、pMOSが−0.8V)を有する。
【0021】
このため、電源電圧が低下してくると、入力信号inが「H」から「L」に切り替わる場合と、「L」から「H」に切り替わる場合とでしきい電圧が異なってくる。しかし、CMOSインバータ1,7,8は、パルス的に変化する信号を入力信号としている。従って、入力信号が「H」から「L」に立ち下がる場合と、「L」から「H」に立ち上がる場合とでしきい電圧が異なったとしても、出力信号の立ち上がり遅延時間Trと、立下り遅延時間Tfが異なってくるという問題は生じない。
【0022】
一方、CMOSインバータ6は、インバータ1,7,8のしきい電圧よりも低いしきい電圧を(例えばnMOSが0.4V、pMOSが−0.4V)有する。すなわち、CMOSインバータ6内のpMOSトランジスタQPL1、QNL1のそれぞれのしきい電圧Vtp、Vtnを、CMOSインバータ1,7,8内のトランジスタのそれよりも低しきい電圧のものとする。このCMOSインバータ6は、RC時定数回路3の直後にあるため、インバータ1,7,8と同様に通常のしきい電圧のものとすると、電源電圧が低下した際、出力信号の立ち上がり遅延時間Trと、立下り遅延時間Tfが異なってくるという問題が生じるので、それを防ぐためである。ただ、インバータを低しきい電圧のものとすると、従来の遅延回路ではインバータの非活性時にオフリーク電流が流れるという問題があった。
【0023】
このため、本実施の形態では、以上の構成に加え、pMOSトランジスタQPL1のソース側に接続されたスイッチング用トランジスタ回路11と、nMOSトランジスタQNL1のソース側に接続されたスイッチング用トランジスタ回路12を備えている。スイッチング用トランジスタ回路11は、pMOSトランジスタQP1とQP2とをpMOSトランジスタQPL1と電源電圧Vccとの間に並列接続して構成される。また、スイッチング用トランジスタ回路12は、nMOSトランジスタQN1とQN2とをnMOSトランジスタQNL1と接地との間に並列接続して構成される。
トランジスタQPL1のしきい電圧Vtp、QNL1のしきい電圧Vtnは、トランジスタQP1、QP2、QN1、QN2の各しきい電圧よりも十分に低い値に設定されている。
【0024】
pMOSトランジスタQP1のゲートとnMOSトランジスタQN1のゲートとは、それぞれインバータ1の出力端子と接続されている。これにより、pMOSトランジスタQP1、nMOSトランジスタQN1は、入力信号inが「H」から「L」へ、又は「L」から「H」へ変化した場合に、その変化と略同期してON、OFFする。
一方、pMOSトランジスタQP2のゲートとnMOSトランジスタQN2のゲートは、それぞれインバータ7の出力端子と接続されている。インバータ7の出力信号は、RC時定数回路3によって入力信号inの変化よりも所定時間だけ遅れて変化する。このため、pMOSトランジスタQP2とnMOSトランジスタQN2とは、pMOSトランジスタQP1、及びnMOSトランジスタQN1のON、OFFよりも所定時間遅れてON、OFFする。
【0025】
以上に説明したインバータ7、pMOSトランジスタQP2、nMOSトランジスタQN2は、インバータ6の出力信号をラッチするラッチ回路10としても機能する。すなわち、ラッチ回路10は、出力信号out又はこれと同期して変化する信号をラッチするラッチ部として機能する。
【0026】
次に、第一の実施の形態の遅延回路の作用を、図1(b)(c)に示すタイミングチャート及び表に基づいて説明する。 図1(b)は入力信号in、RC時定数回路3の出力信号n2、及び出力信号outの変化を示すタイミングチャートである。今、図1(b)に示すように、入力信号inが時刻toにおいて「L」から「H」に変化し時刻t2において「H」から「L」に変化する場合を考える。
【0027】
[時刻t<toの場合]
入力信号inはインバータ1で反転されるので、信号n2は時刻toまでは「H」であり、出力信号outは「L」である。インバータ1の出力信号が「H」であるため、スイッチング用トランジスタ回路11のpMOSトランジスタQP1はOFFとされ、スイッチング用トランジスタ12のnMOSトランジスタQN1はONされている。また、トランジスタQP2はインバータ7の出力(「H」)を受けてOFFされており、トランジスタQN2は同じくインバータ7の出力(「H」)を受けてONとされている。このように、時刻t<toでは、図1(c)に示すように、トランジスタQN1,QN2がONとされる一方、QP1,QP2がOFFとされ,これによりCMOSインバータ6は電源電圧Vccから切り離されて非活性状態とされており、オフリーク電流は流れない。
【0028】
[時刻t0<t<t1の場合]
入力信号inは、「L」から「H」に変化する。これにより、信号n2は、時定数Tに対応する指数関数曲線を描きながら、ゆっくり「H」から「L」へと近づく。
入力信号inが「L」から「H」に変化したのと略同期して、トランジスタQP1はOFFからONに切り替わり、トランジスタQN1はONからOFFに切り替わる。一方、RC時定数回路3の存在のため、CMOSインバータ6の出力信号は、時刻toのときと同じく、「L」のままである。このため、トランジスタQP2はこの時点では時刻toのときと同じくOFFのままとされ、トランジスタQN2はONのままとされる。
【0029】
このように、時刻t0<t<t1では、スイッチング用トランジスタ回路11を構成するトランジスタQP1、QP2のうちの一方であるQP1がONとされ(QP2はOFF)、スイッチング用トランジスタ回路12を構成するトランジスタQN1、QN2のうちの一方であるQN2がON(QN1はOFF)とされている(図1(c)参照)。このため、CMOSインバータ6には、トランジスタQP1、PN2を介して電源電圧Vccが供給され、CMOSインバータ6は活性状態とされる。
【0030】
[時刻t1<t<t2の場合]
時刻t1において、信号n2の電圧がCMOSインバータ6のしきい電圧Vtcmに達すると、CMOSインバータ6の出力信号が反転して「L」から「H」に切り替わり、これと同期して、インバータ7の出力は「H」から「L」へ、出力信号outは「L」から「H」へ切り替わる。これにより、トランジスタQP2はOFFからONに切り替わり、トランジスタQN2はONからOFFへ切り替わる。一方、トランジスタQP1、QN1は、時刻t1<t<t2では、それぞれON、OFFしたまま切り替わらない。このため、CMOSインバータ6は接地から切り離されて非活性状態とされ、CMOSインバータ6にはオフリーク電流が流れない。
【0031】
[時刻t2<t<t3の場合]
時刻t2において、入力信号inが「H」から「L」に変化すると、これにより、信号n2は、時定数Tに対応する指数関数曲線を描きながら、ゆっくり「L」から「H」へと近づく。入力信号inが「H」から「L」に変化したのと略同期して、トランジスタQP1はONからOFFに切り替わり、トランジスタQN1はOFFNからONに切り替わる。一方、RC時定数回路3の存在のため、CMOSインバータ6の出力信号は、時刻t2のときと同じく、「H」のままである。このため、トランジスタQP2はこの時点では時刻t2のときと同じくONのままとされ、トランジスタQN2はOFFのままとされる。
【0032】
このように、時刻t2<t<t3では、スイッチング用トランジスタ回路11を構成するトランジスタQP1、QP2のうちの一方であるQP2がONとされ(QP1はOFF)、スイッチング用トランジスタ回路12を構成するトランジスタQN1、QN2のうちの一方であるQN1がON(QN2はOFF)とされている。従って、CMOSインバータ6には、トランジスタQP2、QN1を介して電源電圧Vccが供給され、CMOSインバータ6は活性状態とされる。
【0033】
[時刻t>t3の場合]
以上のようにして、時刻t>t3では、時刻t0以前と同じ状態に戻る。
以上説明したように、入力信号inが「H」から「L」へ、又は「L」から「H」へ切り替わる場合には、スイッチング用トランジスタ回路11,12により、インバータが活性化される。入力信号inが「H」又は「L」で不変である場合には、CMOSインバータ6が電源電圧又は接地から切り離され、オフリーク電流が流れるのを防止する。
【0034】
上記実施の形態では、スイッチング用トランジスタ回路として、CMOSインバータ6に並列に接続されたトランジスタQP1及びQP2、並びにトランジスタQN1及びQN2を用いたが、図2に示すように、スイッチング用トランジスタ回路を単一のトランジスタQP1、QN1により構成し、このトランジスタQP1、QN1とON、OFFを制御するためにこれらのトランジスタに接続された論理回路21,22により構成してもよい。
【0035】
図2において、NOR回路21は、入力信号inと出力端子よりフィードバックされた出力信号outを入力信号として、その出力信号をpMOSトランジスタQP1のゲートに供給するようにされている。また、NAND回路22は、入力信号inと出力端子よりフィードバックされた出力信号outを入力信号として、その出力信号をnMOSトランジスタQN1のゲートに供給するようにされている。
【0036】
NOR回路21では、入力信号inと出力信号outが共に「L」となった場合に限り出力信号が「H」とされ、これによりpMOSトランジスタQP1をOFFとする。NAND回路22では、入力信号inと出力信号outが共に「H」となった場合に限り出力信号がNとされ、これによりnMOSトランジスタQP1をOFFとする。これにより、上記第一の形態の図1(b)、(c)に示す作用が達成される。
【0037】
第二の実施の形態
次に、本発明の第二の実施の形態を、図3に基づいて説明する。第一の実施の形態との相違点は、pMOSトランジスタQPL1側にだけスイッチング用トランジスタ回路11を設け、nMOSトランジスタQP4側のスイッチング用トランジスタ回路は省略していることである。CMOSインバータ6´内のpMOSトランジスタQPL1はカットオフ特性が悪くオフリーク電流が無視できないが、nMOSトランジスタQP4はカットオフ特性が良好であるという場合に有効である。第一の実施の形態に比し、スイッチング用トランジスタ12が無い分、製造コストを低減できる。その他は第一の実施の形態と同一である。
【0038】
以下、この第二の実施の形態の作用を、図3(b)(c)に示すタイミングチャート及び表に基づいて説明する。 図3(b)は入力信号in、RC時定数回路3の出力信号n2、及び出力信号outの変化を示すタイミングチャートである。第一の実施の形態と同様、図3(b)に示すように、入力信号inが時刻toにおいて「L」から「H」に変化し時刻t2において「H」から「L」に変化する場合を考える。トランジスタQP1、QP2の動作は、図3(c)に示すように、第一の実施の形態におけるトランジスタQP1、QP2の動作と全く同じである。時刻t<t0では、トランジスタQP1,QP2の両方がOFFされ、オフリーク電流は流れない。時刻t0<t<t1では、トランジスタQP1のみがONとされ、CMOSインバータ6´が活性常態となる。
【0039】
時刻t1<t<t2では、QP1、QP2の両方がONとされるが、このときインバータの出力は「H」であり、nMOSトランジスタQN4がOFFとされている。nMOSトランジスタQN4はカットオフ特性が良好であるので、CMOSインバータ6´にオフリーク電流は流れない。時刻t2<t<t3では、トランジスタQP1がONからOFFに切り替わり、トランジスタQP2のみがONとされ、CMOSインバータ6´が活性常態となる。時刻t3では時刻to以前の状態に戻る。
このように、CMOSインバータ6´のpMOSトランジスタ側のカットオフ特性が悪く、NMOSトランジスタのカットオフ特性は良好である場合には、カットオフ特性の悪いpMOSトランジスタ側のみにスイッチング用トランジスタ回路を設けるだけで、第一の実施の形態と同様の効果が得られる。
【0040】
図4は、図3に示す第二の実施の形態の変形例を示している。図4に示す回路では、上記第二の実施の形態のスイッチング用トランジスタ回路11を単一のトランジスタQP1により構成するとともに、入力信号in及び出力信号outを入力信号とし、その出力信号をトランジスタQP1のゲートに入力させるNOR回路41を設けている。NOR回路41は、入力信号in及び出力信号outが共に「H」となったときのみ「L」を出力し、これによりpMOSトランジスタQP1をONにする機能を有する。これにより、第二の実施の形態と同様の動作が行なわれる。
【0041】
第三の実施の形態
次に、本発明の第三の実施の形態を、図5に基づいて説明する。図5(a)は、本発明に係る遅延回路の第三の実施の形態の構造を示す回路図である。図5(a)に示す回路は、RC時定数回路3の直後のCMOSインバータ51と、その後段にチェーン接続され全体としてインバータチェーン回路を構成するCMOSインバータ52,53,54を備えている。本実施の形態は、CMOSインバータ51だけでなく、CMOSインバータ52−54についても低しきい電圧のインバータを使用し、これによりインバータ部分での遅延時間を少なくしたものである。このような場合、インバータ52,53,54においてもオフリーク電流を防止する必要がある。このため、本実施形態においては、電源電圧Vccの供給を制御するためのスイッチング用トランジスタQP5、QP6、QN5、QN6が設けられるとともに、このスイッチング用トランジスタQP5、QP6、QN5、QN6のON、OFFを制御するための制御回路Cが設けられている。
【0042】
スイッチング用トランジスタQP5は、インバータ51、53の電源端子と電源電圧Vdd2との間に配置され、インバータ51、53へ電源電圧Vdd2を供給するか否かを切り換える機能を有する。スイッチング用トランジスタQP6は、インバータ52、54と電源電圧Vdd1との間に配置され、インバータ52、54へ電源電圧Vdd1を供給するか否かを切り換える機能を有する。
【0043】
スイッチング用トランジスタQN5は、インバータ52、54の接地端子と接地Vss1との間に配置され、インバータ52、54の接地端子を接地した状態と接地しない状態との間で切り換える機能を有する。スイッチング用トランジスタQN6は、インバータ51、53と接地Vss2との間に配置され、インバータ51、53の接地端子を接地した状態と接地しない状態との間で切り換える機能を有する。
【0044】
制御回路Cは、NOR回路55、NAND回路56、インバータ57、インバータ58を備えている。NOR回路55、NAND回路56は、それぞれ、入力信号inと、出力端子からフィードバックされた出力信号outを入力信号としている。NOR回路55の出力端子は、スイッチング用トランジスタQP6のゲートに接続されるとともに、インバータ58を介してスイッチング用トランジスタQN6のゲートにも接続されている。また、NAND回路56の出力端子は、インバータ57を介してスイッチング用トランジスタQP5のゲートに接続されているとともに、スイッチング用トランジスタQN5のゲートにも接続されている。
【0045】
次に、この第三の実施の形態の遅延回路の作用を、図5(b)、(c)に基づいて説明する。図5(b)は、入力信号in、RC時定数回路3の出力信号n2、出力信号outの変化のタイミングを示すタイミングチャートである。図5(c)はスイッチングトランジスタのON、OFF状態の推移を示した表である。以下、各時刻to〜t1〜t2〜t3までの各スイッチング用トランジスタQP5、QP6、QN5、QN6の変化と、各インバータ51−54の状態の変化を説明する。
【0046】
時刻t<toにおいて、入力信号inが「L」で安定している場合、信号n2も出力信号outも「L」であるので、図5(c)に示すように、トランジスタQP5、QN5がON、QP6、QN6がOFFとされる。このため、出力信号として「H」を出力しているCMOSインバータ51,53は、スイッチング用トランジスタQN6により接地Vss2から切り離され、一方、出力信号として「L」を出力しているCMOSインバータ52,54は、スイッチング用トランジスタQP6により電源電圧Vdd1から切り離されている。このため、時刻t<toでは各インバータ51−54にオフリーク電流は流れない。
【0047】
時刻toにおいて、入力信号inが「L」から「H」に変化すると、時刻t0<t<t1では、図5(c)に示すように、トランジスタQP6、QN6がOFFからONに切り替わり、すべてのスイッチング用トランジスタQP5、QN5、QP6、QN6がONとされ、各インバータ51−54は活性状態となる。
【0048】
時刻t1において、出力信号outも遅れて「H」に変化すると、スイッチング用トランジスタQP5,QN5がONからOFFに切り替わり、次に入力信号inが切り替わる時刻t2まで、この状態が維持される。このため、出力信号として「L」を出力しているCMOSインバータ51,53は、QP5により電源電圧Vdd2から切り離され、一方、出力信号として「H」を出力しているCMOSインバータ52,54は、スイッチング用トランジスタQN5により、接地Vss1から切り離されている。このため、時刻t1<t<t2では各インバータ51−54にオフリーク電流は流れない。
【0049】
時刻t2において、入力信号inが「H」から「L」に変化すると、時刻t2<t<t3では、図5(c)に示すように、トランジスタQP5、QN5がOFFからONに切り替わり、すべてのスイッチング用トランジスタQP5、QN5、QP6、QN6がONとされ、各インバータ51−54は活性状態となる。
【0050】
時刻t3において、出力信号outも遅れて「L」に変化すると、スイッチング用トランジスタQP6,QN6がONからOFFに切り替わり、次の入力信号inの変化までこの状態が維持される。これは、時刻toの状態と同じである。すなわち、オフリーク電流は流れない。以下、時刻to〜t3の間の変化が繰り返される。
この第三の実施の形態においても、図6に示すように、CMOSインバータ70−73を構成するトランジスタの一方、例えばカットオフ特性の悪いpMOSトランジスタ側のトランジスタQP5、QP6のみを残し、カットオフ特性の良好なPMOSトランジスタQN5、QN6は省略できる。NOR回路74、NAND回路77、インバータ78の動作は、それぞれ図5のNOR回路55、NAND回路56、インバータ57ど同一である。
【0051】
第四の実施の形態
次に、本発明の第四の実施の形態を、図7に基づいて説明する。
以上に説明した第一乃至第三の実施の形態では、CMOSインバータを構成するpMOS、nMOSトランジスタのいずれか一方のしきい電圧をスイッチング用トランジスタのしきい電圧よりも低くなるようにしている。これに代えて、本実施の形態では、RC時定数回路3の直後に配置されたCMOSインバータ6内のpMOSトランジスタQPL1、QNL1のチャネル幅L2を、スイッチング用トランジスタのチャネル幅L1よりも長くなるようにし、これにより第一乃至第三の実施の形態と同様の効果を達成できる。
また、チャネル長を代えるかわりに、CMOSインバータ6内のpMOSトランジスタQPL1、QNL1のソースとドレインとの間のゲート電極の長さを、スイッチング用トランジスタのそれよりも長くなるようにしてもよい。また、CMOSインバータ6内のトランジスタと、スイッチング用トランジスタとの間で、しきい値電圧とチャネル長(又はゲート電極の長さ)の両方を異ならせても良い。
【0052】
【発明の効果】
本発明は、以上のように構成したので、電源電圧の変動による遅延時間の変動が小さくすることができ、同時にトランジスタの非動作時のオフリーク電流が流れず消費電力を小さくすることができるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る遅延回路の第一の実施の形態の構成を示す回路図と、その作用を示すタイミングチャート及び表である。
【図2】第一の実施の形態のスイッチング用トランジスタ回路11,12の変形例を示す回路図である。
【図3】本発明に係る遅延回路の第二の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図4】第二の実施の形態のスイッチング用トランジスタ回路の変形例を示す回路図である。
【図5】本発明に係る遅延回路の第三の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図6】本発明に係る遅延回路の第三の実施の形態の変形例を示す回路図である。
【図7】本発明に係る遅延回路の第四の実施の形態を示すものである。
【図8】従来の遅延回路の構成と、その作用を説明するものである。
【図9】従来の遅延回路の問題点を説明するものである。
【符号の説明】
1,2,6,6´,7,8,51−54,61−64・・・インバータ、3・・・RC時定数回路、10・・・ラッチ回路、11,12・・・スイッチング用トランジスタ回路、21・・・NOR回路、22・・・NAND回路
Claims (10)
- 入力信号を所定時間遅延させた出力信号を出力する遅延回路において、
前記入力信号を入力させ遅延信号を出力する遅延部と、
pMOSトランジスタとnMOSトランジスタを備えて構成されるとともに前記遅延信号を入力させ反転信号を出力するCMOSインバータと、
前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ側に並列接続された第1及び第2のスイッチング用pMOSトランジスタと前記CMOSインバータの前記nMOSトランジスタ側に並列接続された第1及び第2のスイッチング用nMOSトランジスタとを含み前記CMOSインバータへの電源電圧又は基準電圧の供給をスイッチングするスイッチング用トランジスタと、
前記第2のスイッチング用pMOSトランジスタ及び前記第2のスイッチング用nMOSトランジスタからなるインバータ回路を含んで構成され前記出力信号又はこれと同期して変化する信号をラッチするラッチ部を備え該ラッチ部にラッチされた信号の変化に基づいて前記スイッチング用トランジスタを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記入力信号及び前記出力信号がいずれも第一論理となった場合に前記第1及び第2スイッチング用nMOSトランジスタをONにするとともに第1及び第2前記スイッチング用pMOSトランジスタをOFFにし、
前記入力信号及び前記出力信号がいずれも第二論理となった場合に前記第1及び第2スイッチング用pMOSトランジスタをONにするとともに前記第1及び第2スイッチング用nMOSトランジスタをOFFにし、
前記入力信号と前記出力信号が異なる場合には、前記第1及び第2スイッチング用pMOSトランジスタのいずれか一方をONにし前記第1及び第2nMOSトランジスタのいずれか一方を共にONとする制御を実行するように構成されると共に、
前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタのしきい電圧よりも小さい低しきい電圧を有する低しきい電圧トランジスタとされていることを特徴とする遅延回路。 - 前記pMOSトランジスタ及び前記nMOSトランジスタのそれぞれのしきい電圧の絶対値の和が前記電源電圧よりも小さくされている請求項1に記載の遅延回路。
- 前記スイッチング用トランジスタは、前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタのうち、少なくともオフリーク電流が大きい方のトランジスタの側に配置された請求項1又は2に記載の遅延回路。
- 前記制御部は、前記入力信号及び前記出力信号に基づき前記スイッチング用トランジスタを制御する論理回路を含む請求項1乃至5に記載の遅延回路。
- 前記低しきい電圧トランジスタを有する前記CMOSインバータを複数個チェーン接続してインバータチェーン回路を構成すると共に、前記制御部は、該インバータチェーン回路の奇数番目の前記CMOSインバータの出力信号が第一論理とされ偶数番目の前記CMOSインバータの出力が第二論理とされる場合に、該奇数番目の前記CMOSインバータに前記電源電圧を供給されるよう、前記スイッチング用トランジスタを制御するよう構成された請求項1乃至4のいずれか一項に記載の遅延回路。
- 前記低しきい電圧トランジスタを有する前記CMOSインバータを複数個チェーン接続してインバータチェーン回路を構成すると共に、前記制御部は、該インバータチェーン回路の奇数番目の前記CMOSインバータの出力信号が第一論理とされ偶数番目の前記CMOSインバータの出力が第二論理とされる場合に、該偶数番目の前記CMOSインバータに前記基準電圧を供給されるよう、前記スイッチング用トランジスタを制御するよう構成された請求項1乃至4のいずれか一項に記載の遅延回路。
- 前記スイッチング用トランジスタは、前記奇数番目のCMOSインバータと接続される第一スイッチング用トランジスタと、前記偶数番目のCMOSインバータと接続される第二スイッチング用トランジスタとを含み、前記制御部は、前記入力信号と前記出力信号とがいずれも第一論理となる場合に前記第一スイッチング用トランジスタをOFFとする一方前記第二スイッチング用トランジスタをONにし、前記入力信号と前記出力信号とがいずれも第二論理となる場合に前記第一スイッチング用トランジスタをONとする一方前記第二スイッチング用トランジスタをOFFにし、前記入力信号と前記出力信号とが異なる場合に前記第一スイッチング用トランジスタ及び前記第二スイッチング用トランジスタを共にONとする制御を実行する請求項5又は6に記載の遅延回路。
- 前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタのチャネル長よりも長いチャネル長を有するトランジスタとされたことを特徴とする請求項1記載の遅延回路。
- 前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタよりもソースとドレインの間のゲート電極の長さが大きいことを特徴とすることを特徴とする請求項1記載の遅延回路。
- 前記CMOSインバータの前記pMOSトランジスタ又は前記nMOSトランジスタの少なくとも一方は、前記スイッチング用トランジスタのしきい電圧よりも小さい低しきい電圧を有する低しきい電圧トランジスタとされた請求項8又は9に記載の遅延回路。
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