JP3676899B2 - 内燃機関用のイオン電流検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、内燃機関の燃焼によって生じる燃焼ガスの電離をイオン電流として検出し、その燃焼状態を検出するイオン電流検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
点火式内燃機関（以下、単にエンジンという）では、燃焼室（以下、シリンダと呼ぶ）内に導入する空気と燃料の混合気をピストンで圧縮し、点火プラグで点火して燃焼させ動力を取り出している。エンジンの出力とシリンダ位置に対する点火時期は、密接な関係を有しており、一般には、点火時期を早くすると高出力が得られるが、早くしすぎるとノッキングと呼ばれる異常燃焼状態を発生して、エンジンの破壊を引き起こす可能性がある。従って、従来から、エンジンに振動を検出するセンサ（以下、振動センサと呼ぶ）を設け、この振動センサで検出した信号からノッキングの発生を判定して点火時期を遅らせ、ノッキングの発生限界レベルで高出力が得られるように制御している。
【０００３】
しかし、ノッキングはシリンダで発生するものであり、複数のシリンダからの振動を振動センサで検出するには、振動センサの設置位置が振動検出の感度における重要な要素となる。すべてのシリンダからの振動が確実に検出でき、かつ吸排気バルブ等、他の振動源からの振動に影響されない最適な振動センサの設置位置はエンジン毎に微妙に異なるため、その設置位置設定はエンジン設計における重要課題となっている。
【０００４】
一方、シリンダ内で混合気が燃焼すると、燃焼ガスが電離（イオン化）するため、これに電圧を印加すると、イオンの作用で電流が流れる。この電流はイオン電流と呼ばれ、シリンダ内の燃焼状態に応じて敏感に変化するため、イオン電流を検出することにより燃焼状態を検出するできることが知られている。
イオン電流は、点火直後に急激に増加し短時間でピークに達し、その後緩やかに減少する。ノッキングが発生した場合は、イオン電流に数キロヘルツの振動成分が重畳する。ノッキング検出に必要な信号を抽出するには急激に変動するイオン電流からノッキングに起因する振動成分のみを抽出することが不可欠である。
【０００５】
イオン電流は、点火による燃焼ガスの電離作用により発生するものであるため、点火状態やエンジン回転数により変化し、その継続時間は数msec〜十数msecである。また、イオン電流に重畳するノッキング振動成分は、イオン電流の発生後、数百μsec後から生じ、特にイオン電流継続期間の前期に大きい。従って、イオン電流に重畳するノッキング振動成分を出する場合は、イオン電流発生からいかに早く検出できるようにするかが重要である。また、イオン電流は電流が極めて小さい状態から急激に増加する性質をもつため、高周波成分をカットするなどの波形を鈍らせる処置をせずに、オペアンプなどを用いてフィルタ特性を鋭くしたバンドパスフィルタに入力すると、電流の立上り直後に通過周波数近辺の周波数でリンギングが発生する。このリンギングはバンドパスフィルタの周波数特性が鋭いほど生じやすく、かつその減衰に要する時間も長くなるので特に注意が必要である。
【０００６】
リンギングが発生している間は、ノッキングに起因するイオン電流の振動成分がなくてもバンドパスフィルタの出力には見かけ上ノッキング信号が現れるため、ノッキングの検出が正確に行えない。このことから、リンギングによる振動がノッキングによる信号の振幅よりも十分小さくなるまでノッキングの検出はできない。この間はノッキングの検出が不可能な期間となる。このため、リンギングの発生期間をできるだけ短くするようなバンドパスフィルタの設定を行うことが考えられるが、このようにするとノッキングを検出することができなくなる。
【０００７】
本願発明の出願人は、先に特願平７−１６３８６９号で、点火プラグをイオン電流検出用の電極として用いノッキングを検出するシステムを提案している。このノッキング検出装置は、振動センサを用いる場合に比べて、エンジンごとの機差が少なく、振動検出装置が不要になる等の特徴をもつ高精度な制御システムを実現している。
図１８は、上記イオン電流検出装置の回路図である。図１８において、同時着火方式による点火装置２０１に、イオン電流検出装置２０２が接続されている。イオン電流検出装置２０２は、検出用電圧発生回路２０３、イオン電流−電圧変換回路２０４、イオン電流閾値検出回路２０５、タイマ２０６、マスク回路２０７及び交流成分検出回路２０８から構成されている。
【０００８】
検出用電圧発生回路２０３は、点火装置２０１のトランジスタＴ１によって点火コイルＬの一次巻線Ｌ１に流れる電流を遮断したとき発生する逆起電力によってコンデンサＣ１を充電し、コンデンサＣ１に充電した電荷により、点火放電後、点火プラグＰＧ１とＰＧ２に正極性の電圧を印加する。イオン電流−電圧変換回路２０４は、検出用電圧発生回路２０３によって点火プラグＰＧ１とＰＧ２に正極性の電圧を印加した際に流れるイオン電流を電圧に変換し、ほぼ一定電圧の低周波成分とノッキングに起因する高周波成分とが重畳した信号を得る。
【０００９】
イオン電流閾値検出回路２０５は、検出用電圧発生回路２０３によって点火プラグＰＧ１及びＰＧ２に正極性の電圧を印加した際に流れるイオン電流を所定の閾値と比較し、閾値以上のイオン電流が検出されたか否かを判定し、閾値以上のイオン電流が検出された場合、イオン電流検出信号を出力する。タイマ２０６は、イオン電流閾値検出回路２０５から出力されるイオン電流検出信号を所定時間だけ遅延させて出力し、トランジスタＴ２の制御を行う。
【００１０】
マスク回路２０７は、イオン電流−電圧変換回路２０４で得られた電圧信号に対して、演算増幅器（以下、オペアンプと呼ぶ）回路では回路応答上、除去できないような高周波成分を除去した後、増幅を行い、交流成分検出回路２０８で十分な振幅の信号が得られるようにする。また、マスク回路２０７は、トランジスタＴ２の動作に応じて、イオン電流−電圧変換回路２０４から入力された電圧信号をマスクコントロールする。すなわち、マスク回路２０７は、イオン電流閾値検出回路２０５で閾値以上のイオン電流が検出されてから所定時間後に、高周波成分を除去した信号の増幅を行って出力する。交流成分検出回路２０８は、バンドパスフィルタで形成され、マスク回路２０７で増幅された信号の高周波成分に含まれるノッキング信号を取り出す。
【００１１】
このように、図１８では、所定の閾値を超えるイオン電流が流れた場合、イオン電流の大きさによらず一定の電圧に変換するようにオペアンプを用いた帰還回路を構成し、帰還回路内にノッキングによる特定周波数の信号の帰還量が小さくなるようにする。このような帰還回路にノッキングによる電流変動を含むイオン電流波形を入力するとノッキングの信号周波数成分を強調できる。強調されたノッキング信号を含むイオン電流の信号をコンデンサ及び抵抗からなるフィルタに通し、オペアンプ等を用いたバンドパスフィルタを用いてノッキング信号のみを更に抽出して、イオン電流に含まれるノッキング信号を検出する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、フィルタ効果の高いバンドパスフィルタにステップ状信号のような急激にレベル変動する信号を入力すると、バンドパスフィルタの通過周波数近辺における周波数でリンギングが発生する。すなわち、イオン電流の電流波形をそのままバンドパスフィルタを用いて処理すると、イオン電流発生直後にリンギングが発生しやすくなり、ノッキングが発生していなくともイオン電流発生直後にノッキング状態であると誤検出するという問題があった。
また、図１８で示したようなイオン電流検出装置では、オペアンプを多数必要とし、回路規模が大きいため製造コストが高く、装置が大きくなるという問題があった。
【００１３】
図１８で示したノッキング信号検出機能を有するイオン電流検出装置では、イオン電流発生時には、バンドパスフィルタへの信号入力を遮断し、一定時間経過後に信号入力の遮断を解除してバンドパスフィルタへ信号を伝達している。その際に、信号の遮断回路段であるマスク回路２０７にはコンデンサと抵抗で構成したフィルタを設け、バンドパスフィルタへ入力される信号をなまらせ、遮断回路停止後に急激な信号レベルの変動がないように構成している。このため回路構成が複雑になっており、回路が簡略化できリンギングが発生しにくいバンドパスフィルタの実現が求められていた。
【００１４】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、回路を簡略化して小型化でき、低コストであって、かつリンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができる内燃機関用のイオン電流検出装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本第１の発明に係るイオン電流検出装置は、一次側に印加された電圧により二次側に高電圧を発生させる点火コイルと、点火コイルに発生した電圧により点火する点火プラグと、シリンダとからなる内燃機関における、燃焼時に発生するイオン電流を検出する内燃機関用のイオン電流検出装置において、上記点火プラグにイオン電流検出用の電圧を印加する検出用電圧発生部と、該検出用電圧発生部から点火プラグに印加された電圧に基づいて生じるイオン電流を電圧に変換するイオン電流−電圧変換部と、該イオン電流−電圧変換部で変換された信号から特定周波数領域の交流成分を検出するフィルタ部と、検出用電圧発生部から点火プラグに印加された電圧に基づいて生じるイオン電流を検出し、該イオン電流が所定の閾値を超えるとイオン電流検出信号を出力するイオン電流閾値検出部と、上記フィルタ部のフィルタ特性を制御するフィルタ特性制御部とを備え、フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を低下させ、所定の時間後は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を高めるものである。
【００１６】
本第２の発明に係るイオン電流検出装置は、第１の発明において、上記イオン電流−電圧変換部は、イオン電流を検出するイオン電流検出部と、ダイオードとで形成され、該ダイオードの順方向電圧の対数特性を用いてイオン電流検出部で検出されたイオン電流に含まれる交流成分の比率に比例する電圧を出力する。
【００１７】
本第３の発明に係るイオン電流検出装置は、第２の発明において、上記イオン電流検出部は、カレントミラー回路からなる。
【００１８】
本第４の発明に係るイオン電流検出装置は、第１から第３の発明において、上記フィルタ部は、非反転増幅回路部と、該非反転増幅回路部における負帰還回路に設けられたノッチフィルタ回路部と、該ノッチフィルタ回路部から出力される信号を上記非反転増幅回路部に帰還させるためのバッファ回路部とからなるバンドパスフィルタである。
【００１９】
本第５の発明に係るイオン電流検出装置は、第４の発明において、上記フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を小さくし、所定の時間後は、上記ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を大きくする。
【００２０】
本第６の発明に係るイオン電流検出装置は、第４及び第５の発明において、上記バッファ回路部は、演算増幅器で形成されたボルテージホロワである。
【００２１】
本第７の発明に係るイオン電流検出装置は、第４及び第５の発明において、上記バッファ回路部は、トランジスタ回路で形成されたインピーダンス変換回路である。
【００２２】
本第８の発明に係るイオン電流検出装置は、第４及び第５の発明において、上記インピーダンス変換回路は、入力がｎｐｎトランジスタで形成される。
【００２３】
本第９の発明に係るイオン電流検出装置は、第７及び第８の発明において、上記インピーダンス変換回路における入力バイアス電流の補償を行う補償回路部を更に備えた。
【００２４】
【発明の実施の形態】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置の例を示す回路図である。図１において、同時着火方式による点火装置１に、イオン電流検出装置２が端子Ａ１及び端子Ａ２で接続されている。点火装置１において、点火コイル３は一次巻線４と二次巻線５からなり、一次巻線４の一端は、バッテリ６の＋側電極に接続され、バッテリ６の−側電極は接地されている。
【００２５】
一次巻線４の他端は、点火コイル３の一次側電流を制御する点火制御用のｎｐｎトランジスタ７のコレクタ、ｎｐｎトランジスタ７のコレクタ電圧を制限するためのツェナーダイオード８のカソード、及び端子Ａ１にそれぞれ接続され、ｎｐｎトランジスタ７のエミッタは接地されている。ｎｐｎトランジスタ７のベースは、ツェナーダイオード８のアノードが接続され、点火制御用コンピュータユニット（図示せず）から点火制御信号が入力されている。ツェナーダイオード８は、点火コイル３の一次電流を遮断した際に発生する逆起電力によってｎｐｎトランジスタ７のコレクタ電圧の上昇を制限するためのものであり、コレクタ電圧を約３００Ｖ程度に制限している。
【００２６】
点火コイル３の二次巻線５の一端と接地との間には、シリンダ９内に設置した点火プラグ１０が接続されており、二次巻線５の他端と接地との間には、シリンダ１１内に設置された点火プラグ１２が接続されている。二次巻線５の他端には、ダイオード１３のカソードが接続されており、ダイオード１３のアノードは端子Ａ２に接続されている。ダイオード１３は、点火時に点火プラグ１２に発生する正の高電圧による電流がイオン電流検出装置２に流入することを防止するものであり、数万Ｖ以上の逆方向耐圧を有している。
【００２７】
イオン電流検出装置２は、検出用電圧発生回路２１、イオン電流−電圧変換回路２２、バンドパスフィルタ２３、イオン電流閾値検出回路２４及びタイマ２５で形成されている。なお、上記検出用電圧発生回路２１は検出用電圧発生部をなし、イオン電流−電圧変換回路２２はイオン電流−電圧変換部を、バンドパスフィルタ２３はフィルタ部を、イオン電流閾値検出回路２４はイオン電流閾値検出部をなし、タイマ２５はフィルタ特性制御部をそれぞれなしている。
【００２８】
検出用電圧発生回路２１は、抵抗３１、ダイオード３２〜３４、ツェナーダイオード３５及びコンデンサ３６で形成されている。抵抗３１の一端は端子Ａ１に接続され、抵抗３１の他端はダイオード３２のアノードに接続されている。また、ダイオード３２のカソードはツェナーダイオード３５のカソードとコンデンサ３６の一端にそれぞれ接続されており、接続部は端子Ａ２に接続されている。ツェナーダイオード３５のアノード、コンデンサ３６の他端、ダイオード３３のアノード及びダイオード３４のカソードはそれぞれ接続され、該接続部をＢとする。接続部Ｂはイオン電流−電圧変換回路２２とイオン電流閾値検出回路２４にそれぞれ接続されている。
【００２９】
検出用電圧発生回路２１は、ｎｐｎトランジスタ７の動作によって、点火コイル３の一次側電流が急激に遮断された場合に、点火コイル３の一次巻線４における逆起電力による正の高電圧（３００〜４００Ｖ程度）が端子Ａ１に発生する。このとき、コンデンサ３６に保持された電荷がゼロであると、バッテリ６→一次巻線４→抵抗３１→ダイオード３２→コンデンサ３６→ダイオード３３→接地の経路で電流が流れ、コンデンサ３６が充電される。コンデンサ３６が充電されることによって、コンデンサ３６の両端電圧が上昇し、ツェナーダイオード３５のツェナー電圧に達すると、バッテリ６→一次巻線４→抵抗３１→ダイオード３２→ツェナーダイオード３５→ダイオード３３→接地の経路で電流が流れる。
【００３０】
一方、点火コイル３の二次巻線５には、一次巻線４に発生した電圧に対して、一次巻線４と二次巻線５の巻数比に応じた高電圧が発生する。普通、二次巻線５の両端には数十ｋＶの電圧が発生するようになっている。二次巻線５の両端に高電圧が発生している間は、ダイオード１３がアノードよりもカソードの方が電圧が高いため、ダイオード１３を介して電流は流れない。ダイオード１３のアノードは、コンデンサ３６の充電電圧となっており、約１００Ｖの電圧を維持しているため、二次巻線５の両端電圧が減少するとダイオード１３は順方向にバイアスされてイオン電流が流れる。
【００３１】
イオン電流−電圧変換回路２２は、ｐｎｐトランジスタ４１〜４３及びｎｐｎトランジスタ４４で形成されている。ｐｎｐトランジスタ４１〜４３でカレントミラー回路を形成しており、ｐｎｐトランジスタ４１及び４２のベースは互いに接続され、該接続部はｐｎｐトランジスタ４３のエミッタに接続されている。ｐｎｐトランジスタ４１及び４２の各エミッタはそれぞれ接続されて電源端子ＶＲに、ｐｎｐトランジスタ４１のコレクタはｐｎｐトランジスタ４３のベースに、該接続部は検出用電圧発生回路２１の接続部Ｂにそれぞれ接続されている。
【００３２】
ｐｎｐトランジスタ４２のコレクタはｎｐｎトランジスタ４４のコレクタに接続され、該接続部にｎｐｎトランジスタ４４のベースを接続し、該接続部をＣとする。ｐｎｐトランジスタ４３のコレクタ及びｎｐｎトランジスタ４４のエミッタはそれぞれ接地されている。なお、上記ｐｎｐトランジスタ４１〜４３はイオン電流検出部をなし、ｎｐｎトランジスタ４４はダイオードとして動作する。
【００３３】
イオン電流−電圧変換回路２２は、イオン電流を検出し、検出したイオン電流を電圧に変換する回路である。イオン電流−電圧変換回路２２において、電源端子ＶＲはｐｎｐトランジスタ４１のコレクタとｐｎｐトランジスタ４３のベースとの接続部の電圧が０Ｖになるような電圧、例えば１.４Ｖの電源電圧が供給されている。このことから、イオン電流は、ｐｎｐトランジスタ４１のコレクタ→コンデンサ３６→ダイオード１３の経路で点火プラグ１０及び１２に向かって流れるため、ｐｎｐトランジスタ４１〜４３で形成されたカレントミラー回路によって、イオン電流に比例した電流がｎｐｎトランジスタ４４のコレクタに流れる。イオン電流はｎｐｎトランジスタ４４のベース電圧の変動に変換される。
【００３４】
ｎｐｎトランジスタ４４のベース電圧ＶB44は、ｎｐｎトランジスタ４４のコレクタに流れる電流をＩC44とすると、下記（１）式で表される。
ＶB44＝{ｋ×Ｔ×ｌｎ(ＩC44)}／ｅ …………………（１）
上記（１）式において、ｋはボルツマン係数、ｅは素電荷量、Ｔは絶対温度である。
【００３５】
従って、ノッキングによるイオン電流、すなわちｎｐｎトランジスタ４４のコレクタ電流の変動量をΔＩC44とすると、ΔＩC44によるｎｐｎトランジスタ４４のベースにおける電圧変動幅ΔＶB44は、下記（２）式から求めることができる。
ΔＶB44＝{ｋ×Ｔ×ｌｎ(ＩC44＋ΔＩC44)}／ｅ−{ｋ×Ｔ×ｌｎ(ＩC44)}／ｅ＝ｋ×Ｔ×ｌｎ{(ＩC44＋ΔＩC44)／ＩC44}／ｅ ……………（２）
上記（２）式より、イオン電流におけるノッキングによる変動幅の比率が一定で、温度が一定であれば、ｎｐｎトランジスタ４４のベース電圧に現れる電圧変動は同じであることが分かる。
【００３６】
バンドパスフィルタ２３は、オペアンプ５１と２つの抵抗５２，５３で形成された非反転増幅回路５４と、抵抗５５〜５７及びコンデンサ５８〜６０で形成されたノッチフィルタ６１と、ボルテージホロワを形成したオペアンプ６２で形成されている。バンドパスフィルタ２３において、オペアンプ５１の非反転入力はイオン電流−電圧変換回路２２の接続部Ｃに接続され、オペアンプ５１における反転入力と出力との間には抵抗５３が接続され、オペアンプ５１の反転入力は抵抗５２を介してオペアンプ６２の出力に接続されている。
【００３７】
ノッチフィルタ６１において、抵抗５５及びコンデンサ５９の一端がオペアンプ５１の出力に接続され、該接続部はバンドパスフィルタ２３の出力端子Ｄをなし、抵抗５５の他端は抵抗５６の一端に接続されると共にコンデンサ５８の一端に接続されている。コンデンサ５９の他端はコンデンサ６０の一端と抵抗５７の一端に接続され、抵抗５６の他端とコンデンサ６０の他端は接続され、該接続部はオペアンプ６２の非反転入力に接続され、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｅをなす。また、コンデンサ５８の他端と抵抗５７の他端は接続され、該接続部をＦとし、接続部Ｆはタイマ２５に接続されている。なお、オペアンプ６２において、反転入力は出力に接続されている。
【００３８】
ここで、ノッチフィルタ６１の入力端子である出力端子Ｄの電圧をＶ1とし、ノッチフィルタ６１の出力端子である出力端子Ｅの電圧をＶ2とすると、ノッチフィルタ６１における、接続部Ｆを接地した場合の周波数特性は図２で示すようになる。図２から分かるように、ノッチフィルタ６１は、特定の周波数の信号を通過させないため、バンドパスフィルタ２３のように、負帰還回路の帰還回路に組み込むと、ノッチフィルタの非通過周波数の信号は負帰還量が極めて小さくなるので、結果として非通過周波数の信号が帰還回路の負帰還点に電圧変動して現れる。このようにして、バンドパスフィルタ２３は、ノッチフィルタ６１の特性と反対の特性を有することとなる。
【００３９】
次に、イオン電流閾値検出回路２４は、イオン電流の所定の閾値と比較し、閾値以上のイオン電流が流れたか否かを判定し、該判定結果をタイマ２５に出力する。
図３は、イオン電流閾値検出回路２４の回路例を示した図である。図３において、イオン電流閾値検出回路２４は、ｎｐｎトランジスタ７１〜７５と、定電流源７６〜７９で形成され、ｎｐｎトランジスタ７１及び７２はカレントミラー回路を形成している。
【００４０】
ｎｐｎトランジスタ７１及び７２の各エミッタはそれぞれ接地され、ｎｐｎトランジスタ７１のコレクタは定電流源７６を介して電源端子ＶCCに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ７１及び７２の各ベースは接続され、該接続部はｎｐｎトランジスタ７１のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７２のコレクタは、検出用電圧発生回路２１の接続部Ｂに接続されると共に、ｎｐｎトランジスタ７３のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７３のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ７３のコレクタは定電流源７７を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７３のコレクタと定電流源７７との接続部は、ｎｐｎトランジスタ７４のベースに接続されている。
【００４１】
ｎｐｎトランジスタ７４のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ７４のコレクタは定電流源を７８を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７４のコレクタと定電流源７８との接続部は、ｎｐｎトランジスタ７５のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７５のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ７５のコレクタは定電流源７９を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７５のコレクタと定電流源７９との接続部は、タイマ２５に接続されている。
【００４２】
このような構成において、検出電圧発生回路２１の接続部Ｂにイオン電流が流れると、該イオン電流がｎｐｎトランジスタ７３のベースに流れる。このとき、ｎｐｎトランジスタ７３のベースに流れるイオン電流が、ｎｐｎトランジスタ７１及び７２で形成されたカレントミラー回路に流れる電流よりも大きい場合、ｎｐｎトランジスタ７３がオンする。このことから、ｎｐｎトランジスタ７４はオフすると共に、ｎｐｎトランジスタ７５がオンするため、タイマ２５に「Ｌ」レベルの信号、すなわちイオン電流検出信号が出力される。次に、イオン電流がｎｐｎトランジスタ７１及び７２で形成されたカレントミラー回路に流れる電流よりも小さい場合、ｎｐｎトランジスタ７３はオフし、ｎｐｎトランジスタ７４がオンし、ｎｐｎトランジスタ７５がオフすることから、タイマ２５に「Ｈ」レベルの信号が出力される。
【００４３】
タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４から入力される、閾値以上のイオン電流が検出されたことを示すイオン電流検出信号、すなわちイオン電流閾値検出回路２４から入力される「Ｌ」レベルの信号を、所定時間だけ遅延させる。
図４は、タイマ２５の回路例を示した図である。図４において、タイマ２５は、ｎｐｎトランジスタ８１〜８６、ｐｎｐトランジスタ８７，８８、ダイオード８９、コンデンサ９０、定電流源９１〜９４及び抵抗９５〜９８で形成されている。ｎｐｎトランジスタ８２，８３及び抵抗９８は、微少な電流で動作しないようにするためのリークカット回路を形成し、ｎｐｎトランジスタ８５及び８６はカレントミラー回路を形成し、また、上記ｐｎｐトランジスタ８７，８８及び定電流源９１は、差動増幅回路を形成している。
【００４４】
ｐｎｐトランジスタ８７及び８８の各エミッタは接続され、該接続部は定電流源９１を介して電源端子ＶCCに接続される。ｐｎｐトランジスタ８７のコレクタは接地され、ベースはｎｐｎトランジスタ８１のコレクタに接続され、該接続部と接地との間にコンデンサ９０が接続されている。ｎｐｎトランジスタ８１において、エミッタは接地され、コレクタは抵抗９５を介して電源端子ＶCCに接続され、ベースはイオン電流閾値検出回路２４におけるｎｐｎトランジスタ７５のコレクタと定電流源７９との接続部に接続されている。また、抵抗９６の一端が電源端子ＶCCに接続され、抵抗９７の一端が接地されるように、電源端子ＶCCと接地との間には抵抗９６及び９７の直列回路が接続されている。抵抗９６及び９７の接続部はｐｎｐトランジスタ８８のベースに接続され、抵抗９６及び９７で差動増幅回路の基準電圧を生成する。
【００４５】
ｎｐｎトランジスタ８２及び８３の各ベースはそれぞれ接続され、該接続部はｐｎｐトランジスタ８８のコレクタに接続されると共に、ｎｐｎトランジスタ８２のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８２のエミッタは抵抗９８を介して接地され、ｎｐｎトランジスタ８３のエミッタは接地されている。ｎｐｎトランジスタ８３のコレクタは定電流源９２を介して電源端子ＶCCに接続され、ｎｐｎトランジスタ８３のコレクタと定電流源９２との接続部は、ｎｐｎトランジスタ８４のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８４のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ８４のコレクタは定電流源９３を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８４のコレクタと定電流源９３との接続部は、ダイオード８９のアノードに接続されている。
【００４６】
ｎｐｎトランジスタ８５及び８６の各ベースは接続され、該接続部はｎｐｎトランジスタ８５のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８５のコレクタは、ダイオード８９のカソードに接続されると共に、定電流源９４を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８５及び８６の各エミッタはそれぞれ接地され、ｎｐｎトランジスタ８６のコレクタは、バンドパスフィルタ２３の接続部Ｆに接続されている。
【００４７】
上記のような構成において、イオン電流閾値検出回路２４からｎｐｎトランジスタ８１のベースにイオン電流検出信号、すなわち「Ｌ」レベルの信号が入力されると、ｎｐｎトランジスタ８１はオフし、コンデンサ９０は抵抗９５を介して充電される。コンデンサ９０の充電にともない、ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が上昇し、ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧がｐｎｐトランジスタ８８のベース電圧よりも上昇すると、ｐｎｐトランジスタ８８のコレクタ電流が増加しｎｐｎトランジスタ８３がオンする。ｎｐｎトランジスタ８３がオンすると、ｎｐｎトランジスタ８４はオフし、ｎｐｎトランジスタ８６のベースには定電流源９３及び９４から電流が流れる。
【００４８】
すなわち、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４から「Ｌ」レベルの信号が入力されると、コンデンサ９０が充電されることによってｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が、ｎｐｎトランジスタ８８の所定のベース電圧よりも上昇する時間だけ遅延された後、ｎｐｎトランジスタ８６のベースに定電流源９３及び９４から電流が供給される。なお、タイマ２５における遅延時間は、コンデンサ９０の容量、抵抗９５の抵抗値及びｐｎｐトランジスタ８８のベース電圧によって決定される。
【００４９】
一方、イオン電流閾値検出回路２４からタイマ２５に「Ｈ」レベルの信号が入力され、ｎｐｎトランジスタ８１がオンしたときは、コンデンサ９０はｎｐｎトランジスタ８１によって放電され、ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が低下する。ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が、ｐｎｐトランジスタ８８のベース電圧よりも低下すると、ｐｎｐトランジスタ８８のコレクタ電流が減少し、ｎｐｎトランジスタ８３がオフする。ｎｐｎトランジスタ８３がオフすると、ｎｐｎトランジスタ８４がオンし、ｎｐｎトランジスタ８６のベースには定電流源９４からだけ電流が流れる。このように、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４からの信号レベルに応じて、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を変え、ｎｐｎトランジスタ８６の飽和電圧を変えるように構成している。
【００５０】
定電流源９３は、定電流源９４よりも大きな電流を流すことができるように設定されている。例えば、定電流源９３は２００μＡの電流を、定電流源９４は６μＡの電流をそれぞれ流すことができる。すなわち、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４からイオン電流検出信号、すなわち「Ｌ」レベルの信号が入力されると、所定の時間だけ遅延させてｎｐｎトランジスタ８６のベースに流れる電流を６μＡから２０６μＡに増加させる。また、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４から「Ｈ」レベルの信号が入力されると、ｎｐｎトランジスタ８６のベースに流れる電流を６μＡにする。
【００５１】
図５は、タイマ２５の他の例を示した回路図であり、タイマ２５として図５で示した回路を使用してもよい。図４との相違点は、図４のｎｐｎトランジスタ８５をなくし、ｎｐｎトランジスタ８６のベースを定電流源９４を介して電源端子ＶCCに接続し、ｎｐｎトランジスタのベースと定電流源９４との接続部をダイオード８９のカソードに接続したことにある。
【００５２】
ここで、ｎｐｎトランジスタ８６のベースに流れる電流を変えることによって、バンドパスフィルタ２３のノッチフィルタ６１における周波数特性の変化について説明する。図６は、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流の変化に対するノッチフィルタ６１の周波数特性の変化を説明するための図である。図６で示すように、ノッチフィルタ６１は、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流が小さくなるほど、特定の周波数に対する遮断性能が低下し、ベース電流が大きくなるほど、特定の周波数に対する遮断性能が良くなることが分かる。ノッチフィルタ６１は、接続部Ｆが接地されたときに、特定の周波数に対する遮断性能が最もよくなる。
【００５３】
図７は、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を大きくした場合における、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｄ及び出力端子Ｅから出力される波形の周波数特性を示した図である。また、図８は、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を小さくした場合における、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｄ及び出力端子Ｅから出力される信号の周波数特性を示した図である。なお、図７及び図８において、（Ｄ−Ｅ）で示したグラフは、出力端子Ｄの電圧から出力端子Ｅの電圧を減算した波形の周波数特性を示した図である。図７及び図８に示すように、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を大きくすると、バンドパスフィルタ２３の周波数特性が鋭くなる。
【００５４】
以上の説明から明らかなように、イオン電流閾値検出回路２４は、閾値以上のイオン電流を検出すると、タイマ２５にイオン電流検出信号を出力し、タイマ２５は所定の時間後に、バンドパスフィルタ２３のノッチフィルタ６１における特定の周波数に対する遮断性能を鋭くするように作用する。
【００５５】
すなわち、点火直後イオン電流が急激に変動している状態では、例えばｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を６μＡにしてノッチフィルタ６１の非通過周波数での遮断特性を緩慢にすることによって、バンドパスフィルタ２３のＱを低くして、リンギングの発生期間をできるだけ短くしている。そして、所定の時間経過後に、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を２０６μＡにしノッチフィルタ６１の特定周波数での遮断性能を鋭くすることにより、バンドパスフィルタ２３のＱを高くしてノッキング信号検出に十分な検出感度を持たせるようになっている。
【００５６】
図９は、イオン電流検出装置２において、ノッキングが発生していないときの動作を示すタイミングチャートであり、図１０は、ノッキングが発生したときの動作を示すタイミングチャートである。
図９及び図１０において、（ａ）はイオン電流による接続部Ｃの電圧変動を、（ｂ）はタイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６におけるベース電流を、（ｃ）はノッチフィルタ６１の端子Ｄ及びＥの間に得られる検出出力をそれぞれ示す。なお、（ｄ）はタイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６におけるベース電流を大きくしたままの状態におけるノッチフィルタ６１の端子Ｄ及びＥの間に得られる検出出力である。
【００５７】
図９及び図１０で示すように、イオン電流が発生した時点、すなわち、イオン電流による接続部Ｃの電位が急激に変動した直後、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流は６μＡと小さく、所定の時間経過後に、２０６μＡと大きくなっている。これによって、リンギングが短時間で消滅しノッキング信号がノッチフィルタ６１の（Ｄ−Ｅ）間に現れている。なお、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を常時２０６μＡにしていると、（Ｄ−Ｅ）間にリンギングが長く発生し、リンギングとノッキングの区別ができなくなっていることが見てとれる。
【００５８】
以上の動作を要約すると、混合気が点火しイオン電流が発生してから所定期間、例えば約５００μsecの間はノッキングの検出動作を行わず、その後にバンドパスフィルタ２３の特性を切り換えてノッキングの検出を行う。なお、フィルタ特性の切り換えにより、若干のリンギング発生は避けられないため、バンドパスフィルタ２３におけるフィルタ特性の切り換えタイミングとノッキングの検出を行うタイミングとに、適当な時間差を設けるようにするほうがより望ましい。例えば、イオン電流の発生から３５０μsecの期間は、バンドパスフィルタ２３のＱを低くしてフィルタ特性を緩慢にしたままにし、イオン電流の発生から３５０μsec後にバンドパスフィルタ２３のＱを高くしてフィルタ特性を鋭くし、イオン電流の発生から５００μsec後からノッキングの検出を行うようにすればよい。
【００５９】
上述したイオン電流検出装置２においては、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流が小さい場合と大きい場合とで、図１１で示すように、バンドパスフィルタ２３における通過周波数の中心周波数が低周波数側にシフトすることが避けられない。この周波数シフトを避けるには図１２に示すような構成にすればよい。
【００６０】
図１２において、ノッチフィルタ６１は、コンデンサ５８の一端が抵抗５５及び５６の接続部に接続され、コンデンサ５８の他端がタイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のコレクタに接続されている。ノッチフィルタ６１の抵抗５７は、一端がコンデンサ５９及び６０の接続部に接続され、他端が接地されている。
このように構成すれば、バンドパスフィルタ２３の周波数特性は図１３に示すようになる。図１３から分かるように、タイマ２５におけるｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を小さくしたときと大きくしたときとで、バンドパスフィルタ２３における通過周波数の中心周波数が同一になる。
【００６１】
上記のように、本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置は、イオン電流閾値検出回路２４が、所定の閾値以上のイオン電流を検出すると、タイマ２５にイオン電流検出信号を出力し、タイマ２５が所定の時間後に、バンドパスフィルタ２３のノッチフィルタ６１における特定の周波数に対する遮断性能を鋭くなるようにした。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、バンドパスフィルタにおけるリンギングの抑制とノッキングの検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００６２】
実施の形態２．
上記実施の形態１においては、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｅの電圧をインピーダンス変換する手段としてオペアンプ６２でボルテージホロワを形成してなるバッファ回路を用いたが、該バッファ回路をトランジスタ回路で形成したインピーダンス変換回路で形成してもよく、このようにしたものを本発明の実施の形態２とする。
【００６３】
図１４は、本発明の実施の形態２におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１４において、図１と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１と異なる部分のみを示しており、図１との相違点のみ説明する。
図１４における図１との相違点は、図１のバンドパスフィルタ２３におけるオペアンプ６２を、インピーダンス変換回路１０１に置き換えたことにあり、これに伴って図１のバンドパスフィルタ２３をバンドパスフィルタ１０２とし、図１のイオン電流検出装置２をイオン電流検出装置１０３としたことにある。
【００６４】
図１４において、インピーダンス変換回路１０１は、ｐｎｐトランジスタ１０５、ｎｐｎトランジスタ１０６及び２つの定電流源１０７，１０８で形成されている。ｐｎｐトランジスタ１０５のベースは、ノッチフィルタ６１における抵抗５６及びコンデンサ６０の接続部に接続され、ｐｎｐトランジスタ１０５のコレクタは接地されている。また、ｐｎｐトランジスタ１０５のエミッタは定電流源１０７を介して電源端子ＶCCに接続され、ｐｎｐトランジスタ１０５のエミッタと定電流源１０７との接続部はｎｐｎトランジスタ１０６のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ１０６のコレクタは電源端子ＶCCに接続され、エミッタは定電流源１０８を介して接地されている。ｎｐｎトランジスタ１０６のエミッタと定電流源１０８との接続部は、抵抗５２を介してオペアンプ５１の反転入力に接続されている。
【００６５】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１０１は、図１のオペアンプ６２でボルテージホロワを形成してなるバッファ回路と同様の動作を行うが、入出力間におけるオフセット電圧は大きくなる。しかし、本実施の形態２のイオン電流検出装置１０３における用途においては、オフセット電圧が特に問題となることはない。ここで、図１のオペアンプ６２の帯域幅が狭い場合、オペアンプ５１で構成される電圧増幅段のゲインが高い状態で帰還回路の位相が遅れ、高周波で発振しやすい回路となる。これに対して、インピーダンス変換回路１０１は、周波数特性を高くすることができるため、高周波でも発振し難くすることができる。
【００６６】
このように、本発明の実施の形態２におけるイオン電流検出装置は、図１のオペアンプ６２で形成したインピーダンス変換回路をトランジスタ回路で形成したインピーダンス変換回路にしたことにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができると共に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができる。
【００６７】
実施の形態３．
実施の形態２におけるインピーダンス変換回路１０１の回路構成を、入力側にｎｐｎトランジスタを使用し、出力側にｐｎｐトランジスタを使用するようにしてもよい。このようにしたものを、本発明の実施の形態３とする。
図１５は、本発明の実施の形態３におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１５において、図１４と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１４との相違点のみ説明する。
【００６８】
図１５における図１４との相違点は、図１４のインピーダンス変換回路１０１をインピーダンス変換回路１１１に置き換えたことにあり、これに伴って図１４のバンドパスフィルタ１０２をバンドパスフィルタ１１２とし、図１４のイオン電流検出装置１０３をイオン電流検出装置１１３としたことにある。
【００６９】
インピーダンス変換回路１１１は、ｎｐｎトランジスタ１１２、ｐｎｐトランジスタ１１３及び２つの定電流源１１４，１１５で形成されている。ｎｐｎトランジスタ１１２のベースは、ノッチフィルタ６１における抵抗５６及びコンデンサ６０の接続部に接続され、ｎｐｎトランジスタ１１２のコレクタは電源端子ＶCCに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ１１２のエミッタは定電流源１１４を介して接地され、ｎｐｎトランジスタ１１２のエミッタと定電流源１１４との接続部はｐｎｐトランジスタ１１３のベースに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１１３のコレクタは接地され、エミッタは定電流源１１５を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１１３のエミッタと定電流源１１５との接続部は、抵抗５２を介してオペアンプ５１の反転入力に接続されている。
【００７０】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１１１は、図１のオペアンプ６２でボルテージホロワを形成してなるバッファ回路と同様の動作を行うが、入出力間におけるオフセット電圧は大きくなる。しかし、本実施の形態３のイオン電流検出装置１１３における用途においては、オフセット電圧が特に問題となることはない。ここで、図１のオペアンプ６２の帯域幅が狭い場合、オペアンプ５１で構成される電圧増幅段のゲインが高い状態で帰還回路の位相が遅れ、高周波で発振しやすい回路となる。これに対して、インピーダンス変換回路１１１は、周波数特性を高くすることができるため、高周波でも発振し難くすることができる。
【００７１】
ここで、ノッチフィルタ６１において、使用するコンデンサの容量を小さくし、部品のコストを削減しようとした場合、必然的に抵抗５５〜５７の各抵抗値が大きくなる。抵抗５５及び５６の抵抗値が大きくなると、バッファ回路をなすインピーダンス変換回路の入力に必要とされる入力バイアス電流により、ノッチフィルタ６１における入出力の両端、すなわち出力端子Ｄ及びＥの両端に電圧が発生する。バンドパスフィルタ１１１は、ノッチフィルタ６１の入出力の両端電圧を検出して所定のフィルタ特性を得るため、ノッチフィルタ６１両端の電圧降下が大きくなると後段の回路構成が難しくなる。後段のゲインを高くとるためにノッチフィルタ６１の入出力両端での電圧降下をできるだけ小さくする必要がある。
【００７２】
ノッチフィルタ６１の入出力両端の電圧降下を小さくする手段として、インピーダンス変換回路の入力バイアス電流を小さくする必要がある。このため、インピーダンス変換回路１１１では、半導体集積回路において、ｎｐｎトランジスタの方がｐｎｐトランジスタよりも電流増幅の面で性能の高いものが得られることから、入力側にｎｐｎトランジスタ１１２を使用することにより、入力バイアス電流を小さくすることができる。
【００７３】
このように、本発明の実施の形態３におけるイオン電流検出装置は、図１のオペアンプ６２で形成したインピーダンス変換回路をトランジスタ回路で形成したインピーダンス変換回路にすると共に、インピーダンス変換回路の入力側をｎｐｎトランジスタで形成し、出力側をｐｎｐトランジスタで形成したことにより、実施の形態２と同様の効果を得ることができると共に、ノッチフィルタの入出力両端の電圧降下を小さくすることができることから、ノッチフィルタのコンデンサの容量を小さくすることができ、コストの削減を図ることができる。
【００７４】
実施の形態４．
実施の形態３においては、インピーダンス変換回路からなるバッファ回路の入力バイアス電流を低減するために、インピーダンス変換回路の入力側をｎｐｎトランジスタで形成するようにしたが、回路動作の制約上、インピーダンス変換回路の入力側にｎｐｎトランジスタを用いることができない場合があることから、インピーダンス変換回路の入力側にｐｎｐトランジスタを用いると共に、バンドパスフィルタにインピーダンス変換回路の入力バイアス電流の低減を行う回路を付加するようにしてもよく、このようにしたものを本発明の実施の形態４とする。
【００７５】
図１６は、本発明の実施の形態４におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１６において、図１４と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１４との相違点のみ説明する。
図１６における図１４との相違点は、図１４のバンドパスフィルタ１０２に、インピーダンス変換回路１０１におけるｐｎｐトランジスタ１０５のベース電流を補償するためのベース電流補償回路１２１を設けたことにあり、これに伴って、図１４のバンドパスフィルタ１０２をバンドパスフィルタ１２２とし、図１４のイオン電流検出装置１０３をイオン電流検出装置１２３としたことにある。なお、上記ベース電流補償回路１２１は補償回路部をなす。
【００７６】
図１６において、バンドパスフィルタ１２２は、非反転増幅回路５４、ノッチフィルタ６１、インピーダンス変換回路１０１及びベース電流補償回路１２１で形成されている。ベース電流補償回路１２１は、ｎｐｎトランジスタ１２５，１２６、ｐｎｐトランジスタ１２７及び定電流源１２８で形成されており、ｎｐｎトランジスタ１２５及び１２６でカレントミラー回路を形成している。
【００７７】
ベース電流補償回路１２１において、ｎｐｎトランジスタ１２５及び１２６のベースはそれぞれ接続され、該接続部はｎｐｎトランジスタ１２６のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ１２５及び１２６の各エミッタはそれぞれ接地され、ｎｐｎトランジスタ１２５のコレクタはインピーダンス変換回路１０１におけるｐｎｐトランジスタ１０５のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ１２６のコレクタはｐｎｐトランジスタ１２７のベースに接続され、ｐｎｐトランジスタ１２７のコレクタは接地されている。また、ｐｎｐトランジスタ１２７のエミッタは定電流源１２８を介して電源端子ＶCCに接続されている。
【００７８】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１０１の入力バイアス電流は、ｐｎｐトランジスタ１０５のベースからノッチフィルタ６１の抵抗５６へ流れるが、該電流と同一の電流をベース電流補償回路１２１のｎｐｎトランジスタ１２５で接地へ流すようにし、インピーダンス変換回路１０１の入力バイアス電流を補償することができる。
【００７９】
このように、本実施の形態４におけるイオン電流検出装置は、インピーダンス変換回路１０１の入力バイアス電流と同一の電流を、ベース電流補償回路１２１によって、インピーダンス変換回路１０１の入力から接地へ流すようにしたことから、実施の形態３と同様の効果を得ることができると共に、インピーダンス変換回路の入力にｐｎｐトランジスタを使用したことにより、インピーダンス変換回路からノッチフィルタに流れる電流がノッチフィルタに影響を及ぼすことをなくすことができる。
【００８０】
実施の形態５．
実施の形態４においては、インピーダンス変換回路の入力にｐｎｐトランジスタが使用され、インピーダンス変換回路の出力にｎｐｎトランジスタが使用された場合、すなわち実施の形態２におけるインピーダンス変換回路に対してベース電流補償回路を設けたが、実施の形態３で示したような、入力にｎｐｎトランジスタを使用し、出力にｐｎｐトランジスタを使用したようなインピーダンス変換回路に対して、更にベース電流補償回路を設けるようにしてもよく、このようにしたものを、本発明の実施の形態５とする。
【００８１】
図１７は、本発明の実施の形態５のイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１７において、図１５と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１５との相違点のみ説明する。
図１７における図１５との相違点は、図１５のバンドパスフィルタ１１２に、インピーダンス変換回路１１１におけるｎｐｎトランジスタ１１２のベース電流を補償するためのベース電流補償回路１３１を設けたことにあり、これに伴って、図１５のバンドパスフィルタ１１２をバンドパスフィルタ１３２とし、図１５のイオン電流検出装置１１３をイオン電流検出装置１３３としたことにある。なお、上記ベース電流補償回路１３１は補償回路部をなす。
【００８２】
図１７において、バンドパスフィルタ１３２は、非反転増幅回路５４、ノッチフィルタ６１、インピーダンス変換回路１１１及びベース電流補償回路１３１で形成されている。ベース電流補償回路１３１は、ｐｎｐトランジスタ１３５，１３６、ｎｐｎトランジスタ１３７及び定電流源１３８で形成されており、ｐｎｐトランジスタ１３５及び１３６でカレントミラー回路を形成している。
【００８３】
ベース電流補償回路１３１において、ｐｎｐトランジスタ１３５及び１３６のベースはそれぞれ接続され、該接続部はｐｎｐトランジスタ１３６のコレクタに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１３５及び１３６の各エミッタはそれぞれ電源端子ＶCCに接続され、ｐｎｐトランジスタ１３５のコレクタはインピーダンス変換回路１１１におけるｎｐｎトランジスタ１１２のベースに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１３６のコレクタはｎｐｎトランジスタ１３７のベースに接続され、ｎｐｎトランジスタ１３７のコレクタは電源端子ＶCCに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ１３７のエミッタは定電流源１３８を介して接地されている。
【００８４】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１１１の入力バイアス電流は、ノッチフィルタ６１からｎｐｎトランジスタ１１２のベースへ流れる電流と同一の電流をベース電流補償回路１３１のｐｎｐトランジスタ１３５からノッチフィルタ６１へ流すようにし、インピーダンス変換回路１１１の入力バイアス電流を更に確実に補償することができる。
【００８５】
このように、本実施の形態５におけるイオン電流検出装置は、ノッチフィルタ６１からインピーダンス変換回路１１１へ流れる電流と同一の電流を、ベース電流補償回路１３１によって、ノッチフィルタ６１の出力、すなわち出力端子Ｅへ流すようにしたことから、実施の形態３と同様の効果を得ることができると共に、インピーダンス変換回路の入力にｎｐｎトランジスタを使用したことによってノッチフィルタからインピーダンス変換回路に流れる電流が、ノッチフィルタに影響を及ぼすことをなくすことができる。
【００８６】
【発明の効果】
第１の発明に係るイオン電流検出装置は、フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を低下させ、所定の時間後は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を高めるようにした。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００８７】
第２の発明に係るイオン電流検出装置は、第１の発明において、具体的には、イオン電流−電圧変換部は、イオン電流を検出するイオン電流検出部と、ダイオードとで形成され、該ダイオードの順方向電圧の対数特性を用いてイオン電流検出部で検出されたイオン電流に含まれる交流成分の比率に比例する電圧を出力する。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００８８】
第３の発明に係るイオン電流検出装置は、第２の発明において、具体的には、イオン電流検出部は、カレントミラー回路からなる。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００８９】
第４の発明に係るイオン電流検出装置は、第１から第３の発明において、具体的には、フィルタ部は、非反転増幅回路部と、該非反転増幅回路部における負帰還回路に設けられたノッチフィルタ回路部と、該ノッチフィルタ回路部から出力される信号を非反転増幅回路部に帰還させるためのバッファ回路部とからなるバンドパスフィルタである。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００９０】
第５の発明に係るイオン電流検出装置は、第４の発明において、具体的には、フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を小さくし、所定の時間後は、ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を大きくする。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００９１】
第６の発明に係るイオン電流検出装置は、第４又は第５の発明において、具体的には、バッファ回路部は、演算増幅器で形成されたボルテージホロワである。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００９２】
第７の発明に係るイオン電流検出装置は、第４又は第５の発明において、具体的には、バッファ回路部は、トランジスタ回路で形成されたインピーダンス変換回路である。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。また、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。更に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができる。
【００９３】
第８の発明に係るイオン電流検出装置は、第７の発明において、具体的には、インピーダンス変換回路は、入力がｎｐｎトランジスタで形成される。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。また、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。更に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができると共に、ノッチフィルタ回路部の入出力両端の電圧降下を小さくすることができることから、ノッチフィルタ回路部を形成するコンデンサの容量を小さくすることができ、コストの削減を図ることができる。
【００９４】
第９の発明に係るイオン電流検出装置は、第７又は第８の発明において、具体的には、インピーダンス変換回路における入力バイアス電流の補償を行う補償回路部を更に備えた。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。また、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。更に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができると共に、ノッチフィルタ回路部の入出力両端の電圧降下を小さくすることができることから、ノッチフィルタ回路部を形成するコンデンサの容量を小さくすることができ、コストの削減を図ることができる。また、インピーダンス変換回路における入力バイアス電流がノッチフィルタ回路部に影響を及ぼすことをなくすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置の例を示した回路図である。
【図２】 図１のノッチフィルタ６１の周波数特性を示した図である。
【図３】 図１のイオン電流閾値検出回路２４の回路例を示した図である。
【図４】 図１のタイマ２５の回路例を示した図である。
【図５】 図１のタイマ２５の他の回路例を示した図である。
【図６】 図４のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流の変化に対するノッチフィルタ６１の周波数特性の変化を示した図である。
【図７】 図４のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を大きくした場合における、バンドパスフィルタ２３の周波数特性を示した図である。
【図８】 図４のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を小さくした場合における、バンドパスフィルタ２３の周波数特性を示した図である。
【図９】 図１のイオン電流検出装置２における、ノッキングが発生していないときにおける動作を示したタイミングチャートである。
【図１０】 図１のイオン電流検出装置２における、ノッキングが発生したときにおける動作を示したタイミングチャートである。
【図１１】 図１のバンドパスフィルタ２３の周波数特性を示した図である。
【図１２】 本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置の他の例を示した部分回路図である。
【図１３】 図１２のバンドパスフィルタの周波数特性を示した図である。
【図１４】 本発明の実施の形態２におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１５】 本発明の実施の形態３におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１６】 本発明の実施の形態４におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１７】 本発明の実施の形態５のイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１８】 従来のイオン電流検出装置の例を示した回路図である。
【符号の説明】
２，１０３，１１３，１２３，１３３ イオン電流検出装置、 ２１ 検出用電圧発生回路、 ２２ イオン電流−電圧変換回路、 ２３，１０２，１１２，１２２，１３２ バンドパスフィルタ、 ２４ イオン電流閾値検出回路、 ２５ タイマ、 ５４ 非反転増幅回路、 ６１ ノッチフィルタ、 ６２ オペアンプ、 １０１，１１１ インピーダンス変換回路、 １２１，１３１ ベース電流補償回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、内燃機関の燃焼によって生じる燃焼ガスの電離をイオン電流として検出し、その燃焼状態を検出するイオン電流検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
点火式内燃機関（以下、単にエンジンという）では、燃焼室（以下、シリンダと呼ぶ）内に導入する空気と燃料の混合気をピストンで圧縮し、点火プラグで点火して燃焼させ動力を取り出している。エンジンの出力とシリンダ位置に対する点火時期は、密接な関係を有しており、一般には、点火時期を早くすると高出力が得られるが、早くしすぎるとノッキングと呼ばれる異常燃焼状態を発生して、エンジンの破壊を引き起こす可能性がある。従って、従来から、エンジンに振動を検出するセンサ（以下、振動センサと呼ぶ）を設け、この振動センサで検出した信号からノッキングの発生を判定して点火時期を遅らせ、ノッキングの発生限界レベルで高出力が得られるように制御している。
【０００３】
しかし、ノッキングはシリンダで発生するものであり、複数のシリンダからの振動を振動センサで検出するには、振動センサの設置位置が振動検出の感度における重要な要素となる。すべてのシリンダからの振動が確実に検出でき、かつ吸排気バルブ等、他の振動源からの振動に影響されない最適な振動センサの設置位置はエンジン毎に微妙に異なるため、その設置位置設定はエンジン設計における重要課題となっている。
【０００４】
一方、シリンダ内で混合気が燃焼すると、燃焼ガスが電離（イオン化）するため、これに電圧を印加すると、イオンの作用で電流が流れる。この電流はイオン電流と呼ばれ、シリンダ内の燃焼状態に応じて敏感に変化するため、イオン電流を検出することにより燃焼状態を検出するできることが知られている。
イオン電流は、点火直後に急激に増加し短時間でピークに達し、その後緩やかに減少する。ノッキングが発生した場合は、イオン電流に数キロヘルツの振動成分が重畳する。ノッキング検出に必要な信号を抽出するには急激に変動するイオン電流からノッキングに起因する振動成分のみを抽出することが不可欠である。
【０００５】
イオン電流は、点火による燃焼ガスの電離作用により発生するものであるため、点火状態やエンジン回転数により変化し、その継続時間は数msec〜十数msecである。また、イオン電流に重畳するノッキング振動成分は、イオン電流の発生後、数百μsec後から生じ、特にイオン電流継続期間の前期に大きい。従って、イオン電流に重畳するノッキング振動成分を出する場合は、イオン電流発生からいかに早く検出できるようにするかが重要である。また、イオン電流は電流が極めて小さい状態から急激に増加する性質をもつため、高周波成分をカットするなどの波形を鈍らせる処置をせずに、オペアンプなどを用いてフィルタ特性を鋭くしたバンドパスフィルタに入力すると、電流の立上り直後に通過周波数近辺の周波数でリンギングが発生する。このリンギングはバンドパスフィルタの周波数特性が鋭いほど生じやすく、かつその減衰に要する時間も長くなるので特に注意が必要である。
【０００６】
リンギングが発生している間は、ノッキングに起因するイオン電流の振動成分がなくてもバンドパスフィルタの出力には見かけ上ノッキング信号が現れるため、ノッキングの検出が正確に行えない。このことから、リンギングによる振動がノッキングによる信号の振幅よりも十分小さくなるまでノッキングの検出はできない。この間はノッキングの検出が不可能な期間となる。このため、リンギングの発生期間をできるだけ短くするようなバンドパスフィルタの設定を行うことが考えられるが、このようにするとノッキングを検出することができなくなる。
【０００７】
本願発明の出願人は、先に特願平７−１６３８６９号で、点火プラグをイオン電流検出用の電極として用いノッキングを検出するシステムを提案している。このノッキング検出装置は、振動センサを用いる場合に比べて、エンジンごとの機差が少なく、振動検出装置が不要になる等の特徴をもつ高精度な制御システムを実現している。
図１８は、上記イオン電流検出装置の回路図である。図１８において、同時着火方式による点火装置２０１に、イオン電流検出装置２０２が接続されている。イオン電流検出装置２０２は、検出用電圧発生回路２０３、イオン電流−電圧変換回路２０４、イオン電流閾値検出回路２０５、タイマ２０６、マスク回路２０７及び交流成分検出回路２０８から構成されている。
【０００８】
検出用電圧発生回路２０３は、点火装置２０１のトランジスタＴ１によって点火コイルＬの一次巻線Ｌ１に流れる電流を遮断したとき発生する逆起電力によってコンデンサＣ１を充電し、コンデンサＣ１に充電した電荷により、点火放電後、点火プラグＰＧ１とＰＧ２に正極性の電圧を印加する。イオン電流−電圧変換回路２０４は、検出用電圧発生回路２０３によって点火プラグＰＧ１とＰＧ２に正極性の電圧を印加した際に流れるイオン電流を電圧に変換し、ほぼ一定電圧の低周波成分とノッキングに起因する高周波成分とが重畳した信号を得る。
【０００９】
イオン電流閾値検出回路２０５は、検出用電圧発生回路２０３によって点火プラグＰＧ１及びＰＧ２に正極性の電圧を印加した際に流れるイオン電流を所定の閾値と比較し、閾値以上のイオン電流が検出されたか否かを判定し、閾値以上のイオン電流が検出された場合、イオン電流検出信号を出力する。タイマ２０６は、イオン電流閾値検出回路２０５から出力されるイオン電流検出信号を所定時間だけ遅延させて出力し、トランジスタＴ２の制御を行う。
【００１０】
マスク回路２０７は、イオン電流−電圧変換回路２０４で得られた電圧信号に対して、演算増幅器（以下、オペアンプと呼ぶ）回路では回路応答上、除去できないような高周波成分を除去した後、増幅を行い、交流成分検出回路２０８で十分な振幅の信号が得られるようにする。また、マスク回路２０７は、トランジスタＴ２の動作に応じて、イオン電流−電圧変換回路２０４から入力された電圧信号をマスクコントロールする。すなわち、マスク回路２０７は、イオン電流閾値検出回路２０５で閾値以上のイオン電流が検出されてから所定時間後に、高周波成分を除去した信号の増幅を行って出力する。交流成分検出回路２０８は、バンドパスフィルタで形成され、マスク回路２０７で増幅された信号の高周波成分に含まれるノッキング信号を取り出す。
【００１１】
このように、図１８では、所定の閾値を超えるイオン電流が流れた場合、イオン電流の大きさによらず一定の電圧に変換するようにオペアンプを用いた帰還回路を構成し、帰還回路内にノッキングによる特定周波数の信号の帰還量が小さくなるようにする。このような帰還回路にノッキングによる電流変動を含むイオン電流波形を入力するとノッキングの信号周波数成分を強調できる。強調されたノッキング信号を含むイオン電流の信号をコンデンサ及び抵抗からなるフィルタに通し、オペアンプ等を用いたバンドパスフィルタを用いてノッキング信号のみを更に抽出して、イオン電流に含まれるノッキング信号を検出する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、フィルタ効果の高いバンドパスフィルタにステップ状信号のような急激にレベル変動する信号を入力すると、バンドパスフィルタの通過周波数近辺における周波数でリンギングが発生する。すなわち、イオン電流の電流波形をそのままバンドパスフィルタを用いて処理すると、イオン電流発生直後にリンギングが発生しやすくなり、ノッキングが発生していなくともイオン電流発生直後にノッキング状態であると誤検出するという問題があった。
また、図１８で示したようなイオン電流検出装置では、オペアンプを多数必要とし、回路規模が大きいため製造コストが高く、装置が大きくなるという問題があった。
【００１３】
図１８で示したノッキング信号検出機能を有するイオン電流検出装置では、イオン電流発生時には、バンドパスフィルタへの信号入力を遮断し、一定時間経過後に信号入力の遮断を解除してバンドパスフィルタへ信号を伝達している。その際に、信号の遮断回路段であるマスク回路２０７にはコンデンサと抵抗で構成したフィルタを設け、バンドパスフィルタへ入力される信号をなまらせ、遮断回路停止後に急激な信号レベルの変動がないように構成している。このため回路構成が複雑になっており、回路が簡略化できリンギングが発生しにくいバンドパスフィルタの実現が求められていた。
【００１４】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、回路を簡略化して小型化でき、低コストであって、かつリンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができる内燃機関用のイオン電流検出装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本第１の発明に係るイオン電流検出装置は、一次側に印加された電圧により二次側に高電圧を発生させる点火コイルと、点火コイルに発生した電圧により点火する点火プラグと、シリンダとからなる内燃機関における、燃焼時に発生するイオン電流を検出する内燃機関用のイオン電流検出装置において、上記点火プラグにイオン電流検出用の電圧を印加する検出用電圧発生部と、該検出用電圧発生部から点火プラグに印加された電圧に基づいて生じるイオン電流を電圧に変換するイオン電流−電圧変換部と、該イオン電流−電圧変換部で変換された信号から特定周波数領域の交流成分を検出するフィルタ部と、検出用電圧発生部から点火プラグに印加された電圧に基づいて生じるイオン電流を検出し、該イオン電流が所定の閾値を超えるとイオン電流検出信号を出力するイオン電流閾値検出部と、上記フィルタ部のフィルタ特性を制御するフィルタ特性制御部とを備え、フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を低下させ、所定の時間後は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を高めるものである。
【００１６】
本第２の発明に係るイオン電流検出装置は、第１の発明において、上記イオン電流−電圧変換部は、イオン電流を検出するイオン電流検出部と、ダイオードとで形成され、該ダイオードの順方向電圧の対数特性を用いてイオン電流検出部で検出されたイオン電流に含まれる交流成分の比率に比例する電圧を出力する。
【００１７】
本第３の発明に係るイオン電流検出装置は、第２の発明において、上記イオン電流検出部は、カレントミラー回路からなる。
【００１８】
本第４の発明に係るイオン電流検出装置は、第１から第３の発明において、上記フィルタ部は、非反転増幅回路部と、該非反転増幅回路部における負帰還回路に設けられたノッチフィルタ回路部と、該ノッチフィルタ回路部から出力される信号を上記非反転増幅回路部に帰還させるためのバッファ回路部とからなるバンドパスフィルタである。
【００１９】
本第５の発明に係るイオン電流検出装置は、第４の発明において、上記フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を小さくし、所定の時間後は、上記ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を大きくする。
【００２０】
本第６の発明に係るイオン電流検出装置は、第４及び第５の発明において、上記バッファ回路部は、演算増幅器で形成されたボルテージホロワである。
【００２１】
本第７の発明に係るイオン電流検出装置は、第４及び第５の発明において、上記バッファ回路部は、トランジスタ回路で形成されたインピーダンス変換回路である。
【００２２】
本第８の発明に係るイオン電流検出装置は、第４及び第５の発明において、上記インピーダンス変換回路は、入力がｎｐｎトランジスタで形成される。
【００２３】
本第９の発明に係るイオン電流検出装置は、第７及び第８の発明において、上記インピーダンス変換回路における入力バイアス電流の補償を行う補償回路部を更に備えた。
【００２４】
【発明の実施の形態】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置の例を示す回路図である。図１において、同時着火方式による点火装置１に、イオン電流検出装置２が端子Ａ１及び端子Ａ２で接続されている。点火装置１において、点火コイル３は一次巻線４と二次巻線５からなり、一次巻線４の一端は、バッテリ６の＋側電極に接続され、バッテリ６の−側電極は接地されている。
【００２５】
一次巻線４の他端は、点火コイル３の一次側電流を制御する点火制御用のｎｐｎトランジスタ７のコレクタ、ｎｐｎトランジスタ７のコレクタ電圧を制限するためのツェナーダイオード８のカソード、及び端子Ａ１にそれぞれ接続され、ｎｐｎトランジスタ７のエミッタは接地されている。ｎｐｎトランジスタ７のベースは、ツェナーダイオード８のアノードが接続され、点火制御用コンピュータユニット（図示せず）から点火制御信号が入力されている。ツェナーダイオード８は、点火コイル３の一次電流を遮断した際に発生する逆起電力によってｎｐｎトランジスタ７のコレクタ電圧の上昇を制限するためのものであり、コレクタ電圧を約３００Ｖ程度に制限している。
【００２６】
点火コイル３の二次巻線５の一端と接地との間には、シリンダ９内に設置した点火プラグ１０が接続されており、二次巻線５の他端と接地との間には、シリンダ１１内に設置された点火プラグ１２が接続されている。二次巻線５の他端には、ダイオード１３のカソードが接続されており、ダイオード１３のアノードは端子Ａ２に接続されている。ダイオード１３は、点火時に点火プラグ１２に発生する正の高電圧による電流がイオン電流検出装置２に流入することを防止するものであり、数万Ｖ以上の逆方向耐圧を有している。
【００２７】
イオン電流検出装置２は、検出用電圧発生回路２１、イオン電流−電圧変換回路２２、バンドパスフィルタ２３、イオン電流閾値検出回路２４及びタイマ２５で形成されている。なお、上記検出用電圧発生回路２１は検出用電圧発生部をなし、イオン電流−電圧変換回路２２はイオン電流−電圧変換部を、バンドパスフィルタ２３はフィルタ部を、イオン電流閾値検出回路２４はイオン電流閾値検出部をなし、タイマ２５はフィルタ特性制御部をそれぞれなしている。
【００２８】
検出用電圧発生回路２１は、抵抗３１、ダイオード３２〜３４、ツェナーダイオード３５及びコンデンサ３６で形成されている。抵抗３１の一端は端子Ａ１に接続され、抵抗３１の他端はダイオード３２のアノードに接続されている。また、ダイオード３２のカソードはツェナーダイオード３５のカソードとコンデンサ３６の一端にそれぞれ接続されており、接続部は端子Ａ２に接続されている。ツェナーダイオード３５のアノード、コンデンサ３６の他端、ダイオード３３のアノード及びダイオード３４のカソードはそれぞれ接続され、該接続部をＢとする。接続部Ｂはイオン電流−電圧変換回路２２とイオン電流閾値検出回路２４にそれぞれ接続されている。
【００２９】
検出用電圧発生回路２１は、ｎｐｎトランジスタ７の動作によって、点火コイル３の一次側電流が急激に遮断された場合に、点火コイル３の一次巻線４における逆起電力による正の高電圧（３００〜４００Ｖ程度）が端子Ａ１に発生する。このとき、コンデンサ３６に保持された電荷がゼロであると、バッテリ６→一次巻線４→抵抗３１→ダイオード３２→コンデンサ３６→ダイオード３３→接地の経路で電流が流れ、コンデンサ３６が充電される。コンデンサ３６が充電されることによって、コンデンサ３６の両端電圧が上昇し、ツェナーダイオード３５のツェナー電圧に達すると、バッテリ６→一次巻線４→抵抗３１→ダイオード３２→ツェナーダイオード３５→ダイオード３３→接地の経路で電流が流れる。
【００３０】
一方、点火コイル３の二次巻線５には、一次巻線４に発生した電圧に対して、一次巻線４と二次巻線５の巻数比に応じた高電圧が発生する。普通、二次巻線５の両端には数十ｋＶの電圧が発生するようになっている。二次巻線５の両端に高電圧が発生している間は、ダイオード１３がアノードよりもカソードの方が電圧が高いため、ダイオード１３を介して電流は流れない。ダイオード１３のアノードは、コンデンサ３６の充電電圧となっており、約１００Ｖの電圧を維持しているため、二次巻線５の両端電圧が減少するとダイオード１３は順方向にバイアスされてイオン電流が流れる。
【００３１】
イオン電流−電圧変換回路２２は、ｐｎｐトランジスタ４１〜４３及びｎｐｎトランジスタ４４で形成されている。ｐｎｐトランジスタ４１〜４３でカレントミラー回路を形成しており、ｐｎｐトランジスタ４１及び４２のベースは互いに接続され、該接続部はｐｎｐトランジスタ４３のエミッタに接続されている。ｐｎｐトランジスタ４１及び４２の各エミッタはそれぞれ接続されて電源端子ＶＲに、ｐｎｐトランジスタ４１のコレクタはｐｎｐトランジスタ４３のベースに、該接続部は検出用電圧発生回路２１の接続部Ｂにそれぞれ接続されている。
【００３２】
ｐｎｐトランジスタ４２のコレクタはｎｐｎトランジスタ４４のコレクタに接続され、該接続部にｎｐｎトランジスタ４４のベースを接続し、該接続部をＣとする。ｐｎｐトランジスタ４３のコレクタ及びｎｐｎトランジスタ４４のエミッタはそれぞれ接地されている。なお、上記ｐｎｐトランジスタ４１〜４３はイオン電流検出部をなし、ｎｐｎトランジスタ４４はダイオードとして動作する。
【００３３】
イオン電流−電圧変換回路２２は、イオン電流を検出し、検出したイオン電流を電圧に変換する回路である。イオン電流−電圧変換回路２２において、電源端子ＶＲはｐｎｐトランジスタ４１のコレクタとｐｎｐトランジスタ４３のベースとの接続部の電圧が０Ｖになるような電圧、例えば１.４Ｖの電源電圧が供給されている。このことから、イオン電流は、ｐｎｐトランジスタ４１のコレクタ→コンデンサ３６→ダイオード１３の経路で点火プラグ１０及び１２に向かって流れるため、ｐｎｐトランジスタ４１〜４３で形成されたカレントミラー回路によって、イオン電流に比例した電流がｎｐｎトランジスタ４４のコレクタに流れる。イオン電流はｎｐｎトランジスタ４４のベース電圧の変動に変換される。
【００３４】
ｎｐｎトランジスタ４４のベース電圧ＶB44は、ｎｐｎトランジスタ４４のコレクタに流れる電流をＩC44とすると、下記（１）式で表される。
ＶB44＝{ｋ×Ｔ×ｌｎ(ＩC44)}／ｅ …………………（１）
上記（１）式において、ｋはボルツマン係数、ｅは素電荷量、Ｔは絶対温度である。
【００３５】
従って、ノッキングによるイオン電流、すなわちｎｐｎトランジスタ４４のコレクタ電流の変動量をΔＩC44とすると、ΔＩC44によるｎｐｎトランジスタ４４のベースにおける電圧変動幅ΔＶB44は、下記（２）式から求めることができる。
ΔＶB44＝{ｋ×Ｔ×ｌｎ(ＩC44＋ΔＩC44)}／ｅ−{ｋ×Ｔ×ｌｎ(ＩC44)}／ｅ＝ｋ×Ｔ×ｌｎ{(ＩC44＋ΔＩC44)／ＩC44}／ｅ ……………（２）
上記（２）式より、イオン電流におけるノッキングによる変動幅の比率が一定で、温度が一定であれば、ｎｐｎトランジスタ４４のベース電圧に現れる電圧変動は同じであることが分かる。
【００３６】
バンドパスフィルタ２３は、オペアンプ５１と２つの抵抗５２，５３で形成された非反転増幅回路５４と、抵抗５５〜５７及びコンデンサ５８〜６０で形成されたノッチフィルタ６１と、ボルテージホロワを形成したオペアンプ６２で形成されている。バンドパスフィルタ２３において、オペアンプ５１の非反転入力はイオン電流−電圧変換回路２２の接続部Ｃに接続され、オペアンプ５１における反転入力と出力との間には抵抗５３が接続され、オペアンプ５１の反転入力は抵抗５２を介してオペアンプ６２の出力に接続されている。
【００３７】
ノッチフィルタ６１において、抵抗５５及びコンデンサ５９の一端がオペアンプ５１の出力に接続され、該接続部はバンドパスフィルタ２３の出力端子Ｄをなし、抵抗５５の他端は抵抗５６の一端に接続されると共にコンデンサ５８の一端に接続されている。コンデンサ５９の他端はコンデンサ６０の一端と抵抗５７の一端に接続され、抵抗５６の他端とコンデンサ６０の他端は接続され、該接続部はオペアンプ６２の非反転入力に接続され、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｅをなす。また、コンデンサ５８の他端と抵抗５７の他端は接続され、該接続部をＦとし、接続部Ｆはタイマ２５に接続されている。なお、オペアンプ６２において、反転入力は出力に接続されている。
【００３８】
ここで、ノッチフィルタ６１の入力端子である出力端子Ｄの電圧をＶ1とし、ノッチフィルタ６１の出力端子である出力端子Ｅの電圧をＶ2とすると、ノッチフィルタ６１における、接続部Ｆを接地した場合の周波数特性は図２で示すようになる。図２から分かるように、ノッチフィルタ６１は、特定の周波数の信号を通過させないため、バンドパスフィルタ２３のように、負帰還回路の帰還回路に組み込むと、ノッチフィルタの非通過周波数の信号は負帰還量が極めて小さくなるので、結果として非通過周波数の信号が帰還回路の負帰還点に電圧変動して現れる。このようにして、バンドパスフィルタ２３は、ノッチフィルタ６１の特性と反対の特性を有することとなる。
【００３９】
次に、イオン電流閾値検出回路２４は、イオン電流の所定の閾値と比較し、閾値以上のイオン電流が流れたか否かを判定し、該判定結果をタイマ２５に出力する。
図３は、イオン電流閾値検出回路２４の回路例を示した図である。図３において、イオン電流閾値検出回路２４は、ｎｐｎトランジスタ７１〜７５と、定電流源７６〜７９で形成され、ｎｐｎトランジスタ７１及び７２はカレントミラー回路を形成している。
【００４０】
ｎｐｎトランジスタ７１及び７２の各エミッタはそれぞれ接地され、ｎｐｎトランジスタ７１のコレクタは定電流源７６を介して電源端子ＶCCに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ７１及び７２の各ベースは接続され、該接続部はｎｐｎトランジスタ７１のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７２のコレクタは、検出用電圧発生回路２１の接続部Ｂに接続されると共に、ｎｐｎトランジスタ７３のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７３のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ７３のコレクタは定電流源７７を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７３のコレクタと定電流源７７との接続部は、ｎｐｎトランジスタ７４のベースに接続されている。
【００４１】
ｎｐｎトランジスタ７４のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ７４のコレクタは定電流源を７８を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７４のコレクタと定電流源７８との接続部は、ｎｐｎトランジスタ７５のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７５のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ７５のコレクタは定電流源７９を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ７５のコレクタと定電流源７９との接続部は、タイマ２５に接続されている。
【００４２】
このような構成において、検出電圧発生回路２１の接続部Ｂにイオン電流が流れると、該イオン電流がｎｐｎトランジスタ７３のベースに流れる。このとき、ｎｐｎトランジスタ７３のベースに流れるイオン電流が、ｎｐｎトランジスタ７１及び７２で形成されたカレントミラー回路に流れる電流よりも大きい場合、ｎｐｎトランジスタ７３がオンする。このことから、ｎｐｎトランジスタ７４はオフすると共に、ｎｐｎトランジスタ７５がオンするため、タイマ２５に「Ｌ」レベルの信号、すなわちイオン電流検出信号が出力される。次に、イオン電流がｎｐｎトランジスタ７１及び７２で形成されたカレントミラー回路に流れる電流よりも小さい場合、ｎｐｎトランジスタ７３はオフし、ｎｐｎトランジスタ７４がオンし、ｎｐｎトランジスタ７５がオフすることから、タイマ２５に「Ｈ」レベルの信号が出力される。
【００４３】
タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４から入力される、閾値以上のイオン電流が検出されたことを示すイオン電流検出信号、すなわちイオン電流閾値検出回路２４から入力される「Ｌ」レベルの信号を、所定時間だけ遅延させる。
図４は、タイマ２５の回路例を示した図である。図４において、タイマ２５は、ｎｐｎトランジスタ８１〜８６、ｐｎｐトランジスタ８７，８８、ダイオード８９、コンデンサ９０、定電流源９１〜９４及び抵抗９５〜９８で形成されている。ｎｐｎトランジスタ８２，８３及び抵抗９８は、微少な電流で動作しないようにするためのリークカット回路を形成し、ｎｐｎトランジスタ８５及び８６はカレントミラー回路を形成し、また、上記ｐｎｐトランジスタ８７，８８及び定電流源９１は、差動増幅回路を形成している。
【００４４】
ｐｎｐトランジスタ８７及び８８の各エミッタは接続され、該接続部は定電流源９１を介して電源端子ＶCCに接続される。ｐｎｐトランジスタ８７のコレクタは接地され、ベースはｎｐｎトランジスタ８１のコレクタに接続され、該接続部と接地との間にコンデンサ９０が接続されている。ｎｐｎトランジスタ８１において、エミッタは接地され、コレクタは抵抗９５を介して電源端子ＶCCに接続され、ベースはイオン電流閾値検出回路２４におけるｎｐｎトランジスタ７５のコレクタと定電流源７９との接続部に接続されている。また、抵抗９６の一端が電源端子ＶCCに接続され、抵抗９７の一端が接地されるように、電源端子ＶCCと接地との間には抵抗９６及び９７の直列回路が接続されている。抵抗９６及び９７の接続部はｐｎｐトランジスタ８８のベースに接続され、抵抗９６及び９７で差動増幅回路の基準電圧を生成する。
【００４５】
ｎｐｎトランジスタ８２及び８３の各ベースはそれぞれ接続され、該接続部はｐｎｐトランジスタ８８のコレクタに接続されると共に、ｎｐｎトランジスタ８２のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８２のエミッタは抵抗９８を介して接地され、ｎｐｎトランジスタ８３のエミッタは接地されている。ｎｐｎトランジスタ８３のコレクタは定電流源９２を介して電源端子ＶCCに接続され、ｎｐｎトランジスタ８３のコレクタと定電流源９２との接続部は、ｎｐｎトランジスタ８４のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８４のエミッタは接地され、ｎｐｎトランジスタ８４のコレクタは定電流源９３を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８４のコレクタと定電流源９３との接続部は、ダイオード８９のアノードに接続されている。
【００４６】
ｎｐｎトランジスタ８５及び８６の各ベースは接続され、該接続部はｎｐｎトランジスタ８５のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８５のコレクタは、ダイオード８９のカソードに接続されると共に、定電流源９４を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタ８５及び８６の各エミッタはそれぞれ接地され、ｎｐｎトランジスタ８６のコレクタは、バンドパスフィルタ２３の接続部Ｆに接続されている。
【００４７】
上記のような構成において、イオン電流閾値検出回路２４からｎｐｎトランジスタ８１のベースにイオン電流検出信号、すなわち「Ｌ」レベルの信号が入力されると、ｎｐｎトランジスタ８１はオフし、コンデンサ９０は抵抗９５を介して充電される。コンデンサ９０の充電にともない、ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が上昇し、ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧がｐｎｐトランジスタ８８のベース電圧よりも上昇すると、ｐｎｐトランジスタ８８のコレクタ電流が増加しｎｐｎトランジスタ８３がオンする。ｎｐｎトランジスタ８３がオンすると、ｎｐｎトランジスタ８４はオフし、ｎｐｎトランジスタ８６のベースには定電流源９３及び９４から電流が流れる。
【００４８】
すなわち、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４から「Ｌ」レベルの信号が入力されると、コンデンサ９０が充電されることによってｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が、ｎｐｎトランジスタ８８の所定のベース電圧よりも上昇する時間だけ遅延された後、ｎｐｎトランジスタ８６のベースに定電流源９３及び９４から電流が供給される。なお、タイマ２５における遅延時間は、コンデンサ９０の容量、抵抗９５の抵抗値及びｐｎｐトランジスタ８８のベース電圧によって決定される。
【００４９】
一方、イオン電流閾値検出回路２４からタイマ２５に「Ｈ」レベルの信号が入力され、ｎｐｎトランジスタ８１がオンしたときは、コンデンサ９０はｎｐｎトランジスタ８１によって放電され、ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が低下する。ｐｎｐトランジスタ８７のベース電圧が、ｐｎｐトランジスタ８８のベース電圧よりも低下すると、ｐｎｐトランジスタ８８のコレクタ電流が減少し、ｎｐｎトランジスタ８３がオフする。ｎｐｎトランジスタ８３がオフすると、ｎｐｎトランジスタ８４がオンし、ｎｐｎトランジスタ８６のベースには定電流源９４からだけ電流が流れる。このように、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４からの信号レベルに応じて、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を変え、ｎｐｎトランジスタ８６の飽和電圧を変えるように構成している。
【００５０】
定電流源９３は、定電流源９４よりも大きな電流を流すことができるように設定されている。例えば、定電流源９３は２００μＡの電流を、定電流源９４は６μＡの電流をそれぞれ流すことができる。すなわち、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４からイオン電流検出信号、すなわち「Ｌ」レベルの信号が入力されると、所定の時間だけ遅延させてｎｐｎトランジスタ８６のベースに流れる電流を６μＡから２０６μＡに増加させる。また、タイマ２５は、イオン電流閾値検出回路２４から「Ｈ」レベルの信号が入力されると、ｎｐｎトランジスタ８６のベースに流れる電流を６μＡにする。
【００５１】
図５は、タイマ２５の他の例を示した回路図であり、タイマ２５として図５で示した回路を使用してもよい。図４との相違点は、図４のｎｐｎトランジスタ８５をなくし、ｎｐｎトランジスタ８６のベースを定電流源９４を介して電源端子ＶCCに接続し、ｎｐｎトランジスタのベースと定電流源９４との接続部をダイオード８９のカソードに接続したことにある。
【００５２】
ここで、ｎｐｎトランジスタ８６のベースに流れる電流を変えることによって、バンドパスフィルタ２３のノッチフィルタ６１における周波数特性の変化について説明する。図６は、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流の変化に対するノッチフィルタ６１の周波数特性の変化を説明するための図である。図６で示すように、ノッチフィルタ６１は、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流が小さくなるほど、特定の周波数に対する遮断性能が低下し、ベース電流が大きくなるほど、特定の周波数に対する遮断性能が良くなることが分かる。ノッチフィルタ６１は、接続部Ｆが接地されたときに、特定の周波数に対する遮断性能が最もよくなる。
【００５３】
図７は、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を大きくした場合における、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｄ及び出力端子Ｅから出力される波形の周波数特性を示した図である。また、図８は、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を小さくした場合における、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｄ及び出力端子Ｅから出力される信号の周波数特性を示した図である。なお、図７及び図８において、（Ｄ−Ｅ）で示したグラフは、出力端子Ｄの電圧から出力端子Ｅの電圧を減算した波形の周波数特性を示した図である。図７及び図８に示すように、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を大きくすると、バンドパスフィルタ２３の周波数特性が鋭くなる。
【００５４】
以上の説明から明らかなように、イオン電流閾値検出回路２４は、閾値以上のイオン電流を検出すると、タイマ２５にイオン電流検出信号を出力し、タイマ２５は所定の時間後に、バンドパスフィルタ２３のノッチフィルタ６１における特定の周波数に対する遮断性能を鋭くするように作用する。
【００５５】
すなわち、点火直後イオン電流が急激に変動している状態では、例えばｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を６μＡにしてノッチフィルタ６１の非通過周波数での遮断特性を緩慢にすることによって、バンドパスフィルタ２３のＱを低くして、リンギングの発生期間をできるだけ短くしている。そして、所定の時間経過後に、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を２０６μＡにしノッチフィルタ６１の特定周波数での遮断性能を鋭くすることにより、バンドパスフィルタ２３のＱを高くしてノッキング信号検出に十分な検出感度を持たせるようになっている。
【００５６】
図９は、イオン電流検出装置２において、ノッキングが発生していないときの動作を示すタイミングチャートであり、図１０は、ノッキングが発生したときの動作を示すタイミングチャートである。
図９及び図１０において、（ａ）はイオン電流による接続部Ｃの電圧変動を、（ｂ）はタイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６におけるベース電流を、（ｃ）はノッチフィルタ６１の端子Ｄ及びＥの間に得られる検出出力をそれぞれ示す。なお、（ｄ）はタイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６におけるベース電流を大きくしたままの状態におけるノッチフィルタ６１の端子Ｄ及びＥの間に得られる検出出力である。
【００５７】
図９及び図１０で示すように、イオン電流が発生した時点、すなわち、イオン電流による接続部Ｃの電位が急激に変動した直後、タイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流は６μＡと小さく、所定の時間経過後に、２０６μＡと大きくなっている。これによって、リンギングが短時間で消滅しノッキング信号がノッチフィルタ６１の（Ｄ−Ｅ）間に現れている。なお、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を常時２０６μＡにしていると、（Ｄ−Ｅ）間にリンギングが長く発生し、リンギングとノッキングの区別ができなくなっていることが見てとれる。
【００５８】
以上の動作を要約すると、混合気が点火しイオン電流が発生してから所定期間、例えば約５００μsecの間はノッキングの検出動作を行わず、その後にバンドパスフィルタ２３の特性を切り換えてノッキングの検出を行う。なお、フィルタ特性の切り換えにより、若干のリンギング発生は避けられないため、バンドパスフィルタ２３におけるフィルタ特性の切り換えタイミングとノッキングの検出を行うタイミングとに、適当な時間差を設けるようにするほうがより望ましい。例えば、イオン電流の発生から３５０μsecの期間は、バンドパスフィルタ２３のＱを低くしてフィルタ特性を緩慢にしたままにし、イオン電流の発生から３５０μsec後にバンドパスフィルタ２３のＱを高くしてフィルタ特性を鋭くし、イオン電流の発生から５００μsec後からノッキングの検出を行うようにすればよい。
【００５９】
上述したイオン電流検出装置２においては、ｎｐｎトランジスタ８６のベース電流が小さい場合と大きい場合とで、図１１で示すように、バンドパスフィルタ２３における通過周波数の中心周波数が低周波数側にシフトすることが避けられない。この周波数シフトを避けるには図１２に示すような構成にすればよい。
【００６０】
図１２において、ノッチフィルタ６１は、コンデンサ５８の一端が抵抗５５及び５６の接続部に接続され、コンデンサ５８の他端がタイマ２５のｎｐｎトランジスタ８６のコレクタに接続されている。ノッチフィルタ６１の抵抗５７は、一端がコンデンサ５９及び６０の接続部に接続され、他端が接地されている。
このように構成すれば、バンドパスフィルタ２３の周波数特性は図１３に示すようになる。図１３から分かるように、タイマ２５におけるｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を小さくしたときと大きくしたときとで、バンドパスフィルタ２３における通過周波数の中心周波数が同一になる。
【００６１】
上記のように、本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置は、イオン電流閾値検出回路２４が、所定の閾値以上のイオン電流を検出すると、タイマ２５にイオン電流検出信号を出力し、タイマ２５が所定の時間後に、バンドパスフィルタ２３のノッチフィルタ６１における特定の周波数に対する遮断性能を鋭くなるようにした。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、バンドパスフィルタにおけるリンギングの抑制とノッキングの検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００６２】
実施の形態２．
上記実施の形態１においては、バンドパスフィルタ２３の出力端子Ｅの電圧をインピーダンス変換する手段としてオペアンプ６２でボルテージホロワを形成してなるバッファ回路を用いたが、該バッファ回路をトランジスタ回路で形成したインピーダンス変換回路で形成してもよく、このようにしたものを本発明の実施の形態２とする。
【００６３】
図１４は、本発明の実施の形態２におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１４において、図１と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１と異なる部分のみを示しており、図１との相違点のみ説明する。
図１４における図１との相違点は、図１のバンドパスフィルタ２３におけるオペアンプ６２を、インピーダンス変換回路１０１に置き換えたことにあり、これに伴って図１のバンドパスフィルタ２３をバンドパスフィルタ１０２とし、図１のイオン電流検出装置２をイオン電流検出装置１０３としたことにある。
【００６４】
図１４において、インピーダンス変換回路１０１は、ｐｎｐトランジスタ１０５、ｎｐｎトランジスタ１０６及び２つの定電流源１０７，１０８で形成されている。ｐｎｐトランジスタ１０５のベースは、ノッチフィルタ６１における抵抗５６及びコンデンサ６０の接続部に接続され、ｐｎｐトランジスタ１０５のコレクタは接地されている。また、ｐｎｐトランジスタ１０５のエミッタは定電流源１０７を介して電源端子ＶCCに接続され、ｐｎｐトランジスタ１０５のエミッタと定電流源１０７との接続部はｎｐｎトランジスタ１０６のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ１０６のコレクタは電源端子ＶCCに接続され、エミッタは定電流源１０８を介して接地されている。ｎｐｎトランジスタ１０６のエミッタと定電流源１０８との接続部は、抵抗５２を介してオペアンプ５１の反転入力に接続されている。
【００６５】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１０１は、図１のオペアンプ６２でボルテージホロワを形成してなるバッファ回路と同様の動作を行うが、入出力間におけるオフセット電圧は大きくなる。しかし、本実施の形態２のイオン電流検出装置１０３における用途においては、オフセット電圧が特に問題となることはない。ここで、図１のオペアンプ６２の帯域幅が狭い場合、オペアンプ５１で構成される電圧増幅段のゲインが高い状態で帰還回路の位相が遅れ、高周波で発振しやすい回路となる。これに対して、インピーダンス変換回路１０１は、周波数特性を高くすることができるため、高周波でも発振し難くすることができる。
【００６６】
このように、本発明の実施の形態２におけるイオン電流検出装置は、図１のオペアンプ６２で形成したインピーダンス変換回路をトランジスタ回路で形成したインピーダンス変換回路にしたことにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができると共に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができる。
【００６７】
実施の形態３．
実施の形態２におけるインピーダンス変換回路１０１の回路構成を、入力側にｎｐｎトランジスタを使用し、出力側にｐｎｐトランジスタを使用するようにしてもよい。このようにしたものを、本発明の実施の形態３とする。
図１５は、本発明の実施の形態３におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１５において、図１４と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１４との相違点のみ説明する。
【００６８】
図１５における図１４との相違点は、図１４のインピーダンス変換回路１０１をインピーダンス変換回路１１１に置き換えたことにあり、これに伴って図１４のバンドパスフィルタ１０２をバンドパスフィルタ１１２とし、図１４のイオン電流検出装置１０３をイオン電流検出装置１１３としたことにある。
【００６９】
インピーダンス変換回路１１１は、ｎｐｎトランジスタ１１２、ｐｎｐトランジスタ１１３及び２つの定電流源１１４，１１５で形成されている。ｎｐｎトランジスタ１１２のベースは、ノッチフィルタ６１における抵抗５６及びコンデンサ６０の接続部に接続され、ｎｐｎトランジスタ１１２のコレクタは電源端子ＶCCに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ１１２のエミッタは定電流源１１４を介して接地され、ｎｐｎトランジスタ１１２のエミッタと定電流源１１４との接続部はｐｎｐトランジスタ１１３のベースに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１１３のコレクタは接地され、エミッタは定電流源１１５を介して電源端子ＶCCに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１１３のエミッタと定電流源１１５との接続部は、抵抗５２を介してオペアンプ５１の反転入力に接続されている。
【００７０】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１１１は、図１のオペアンプ６２でボルテージホロワを形成してなるバッファ回路と同様の動作を行うが、入出力間におけるオフセット電圧は大きくなる。しかし、本実施の形態３のイオン電流検出装置１１３における用途においては、オフセット電圧が特に問題となることはない。ここで、図１のオペアンプ６２の帯域幅が狭い場合、オペアンプ５１で構成される電圧増幅段のゲインが高い状態で帰還回路の位相が遅れ、高周波で発振しやすい回路となる。これに対して、インピーダンス変換回路１１１は、周波数特性を高くすることができるため、高周波でも発振し難くすることができる。
【００７１】
ここで、ノッチフィルタ６１において、使用するコンデンサの容量を小さくし、部品のコストを削減しようとした場合、必然的に抵抗５５〜５７の各抵抗値が大きくなる。抵抗５５及び５６の抵抗値が大きくなると、バッファ回路をなすインピーダンス変換回路の入力に必要とされる入力バイアス電流により、ノッチフィルタ６１における入出力の両端、すなわち出力端子Ｄ及びＥの両端に電圧が発生する。バンドパスフィルタ１１１は、ノッチフィルタ６１の入出力の両端電圧を検出して所定のフィルタ特性を得るため、ノッチフィルタ６１両端の電圧降下が大きくなると後段の回路構成が難しくなる。後段のゲインを高くとるためにノッチフィルタ６１の入出力両端での電圧降下をできるだけ小さくする必要がある。
【００７２】
ノッチフィルタ６１の入出力両端の電圧降下を小さくする手段として、インピーダンス変換回路の入力バイアス電流を小さくする必要がある。このため、インピーダンス変換回路１１１では、半導体集積回路において、ｎｐｎトランジスタの方がｐｎｐトランジスタよりも電流増幅の面で性能の高いものが得られることから、入力側にｎｐｎトランジスタ１１２を使用することにより、入力バイアス電流を小さくすることができる。
【００７３】
このように、本発明の実施の形態３におけるイオン電流検出装置は、図１のオペアンプ６２で形成したインピーダンス変換回路をトランジスタ回路で形成したインピーダンス変換回路にすると共に、インピーダンス変換回路の入力側をｎｐｎトランジスタで形成し、出力側をｐｎｐトランジスタで形成したことにより、実施の形態２と同様の効果を得ることができると共に、ノッチフィルタの入出力両端の電圧降下を小さくすることができることから、ノッチフィルタのコンデンサの容量を小さくすることができ、コストの削減を図ることができる。
【００７４】
実施の形態４．
実施の形態３においては、インピーダンス変換回路からなるバッファ回路の入力バイアス電流を低減するために、インピーダンス変換回路の入力側をｎｐｎトランジスタで形成するようにしたが、回路動作の制約上、インピーダンス変換回路の入力側にｎｐｎトランジスタを用いることができない場合があることから、インピーダンス変換回路の入力側にｐｎｐトランジスタを用いると共に、バンドパスフィルタにインピーダンス変換回路の入力バイアス電流の低減を行う回路を付加するようにしてもよく、このようにしたものを本発明の実施の形態４とする。
【００７５】
図１６は、本発明の実施の形態４におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１６において、図１４と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１４との相違点のみ説明する。
図１６における図１４との相違点は、図１４のバンドパスフィルタ１０２に、インピーダンス変換回路１０１におけるｐｎｐトランジスタ１０５のベース電流を補償するためのベース電流補償回路１２１を設けたことにあり、これに伴って、図１４のバンドパスフィルタ１０２をバンドパスフィルタ１２２とし、図１４のイオン電流検出装置１０３をイオン電流検出装置１２３としたことにある。なお、上記ベース電流補償回路１２１は補償回路部をなす。
【００７６】
図１６において、バンドパスフィルタ１２２は、非反転増幅回路５４、ノッチフィルタ６１、インピーダンス変換回路１０１及びベース電流補償回路１２１で形成されている。ベース電流補償回路１２１は、ｎｐｎトランジスタ１２５，１２６、ｐｎｐトランジスタ１２７及び定電流源１２８で形成されており、ｎｐｎトランジスタ１２５及び１２６でカレントミラー回路を形成している。
【００７７】
ベース電流補償回路１２１において、ｎｐｎトランジスタ１２５及び１２６のベースはそれぞれ接続され、該接続部はｎｐｎトランジスタ１２６のコレクタに接続されている。ｎｐｎトランジスタ１２５及び１２６の各エミッタはそれぞれ接地され、ｎｐｎトランジスタ１２５のコレクタはインピーダンス変換回路１０１におけるｐｎｐトランジスタ１０５のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタ１２６のコレクタはｐｎｐトランジスタ１２７のベースに接続され、ｐｎｐトランジスタ１２７のコレクタは接地されている。また、ｐｎｐトランジスタ１２７のエミッタは定電流源１２８を介して電源端子ＶCCに接続されている。
【００７８】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１０１の入力バイアス電流は、ｐｎｐトランジスタ１０５のベースからノッチフィルタ６１の抵抗５６へ流れるが、該電流と同一の電流をベース電流補償回路１２１のｎｐｎトランジスタ１２５で接地へ流すようにし、インピーダンス変換回路１０１の入力バイアス電流を補償することができる。
【００７９】
このように、本実施の形態４におけるイオン電流検出装置は、インピーダンス変換回路１０１の入力バイアス電流と同一の電流を、ベース電流補償回路１２１によって、インピーダンス変換回路１０１の入力から接地へ流すようにしたことから、実施の形態３と同様の効果を得ることができると共に、インピーダンス変換回路の入力にｐｎｐトランジスタを使用したことにより、インピーダンス変換回路からノッチフィルタに流れる電流がノッチフィルタに影響を及ぼすことをなくすことができる。
【００８０】
実施の形態５．
実施の形態４においては、インピーダンス変換回路の入力にｐｎｐトランジスタが使用され、インピーダンス変換回路の出力にｎｐｎトランジスタが使用された場合、すなわち実施の形態２におけるインピーダンス変換回路に対してベース電流補償回路を設けたが、実施の形態３で示したような、入力にｎｐｎトランジスタを使用し、出力にｐｎｐトランジスタを使用したようなインピーダンス変換回路に対して、更にベース電流補償回路を設けるようにしてもよく、このようにしたものを、本発明の実施の形態５とする。
【００８１】
図１７は、本発明の実施の形態５のイオン電流検出装置を示した部分回路図である。なお、図１７において、図１５と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図１５との相違点のみ説明する。
図１７における図１５との相違点は、図１５のバンドパスフィルタ１１２に、インピーダンス変換回路１１１におけるｎｐｎトランジスタ１１２のベース電流を補償するためのベース電流補償回路１３１を設けたことにあり、これに伴って、図１５のバンドパスフィルタ１１２をバンドパスフィルタ１３２とし、図１５のイオン電流検出装置１１３をイオン電流検出装置１３３としたことにある。なお、上記ベース電流補償回路１３１は補償回路部をなす。
【００８２】
図１７において、バンドパスフィルタ１３２は、非反転増幅回路５４、ノッチフィルタ６１、インピーダンス変換回路１１１及びベース電流補償回路１３１で形成されている。ベース電流補償回路１３１は、ｐｎｐトランジスタ１３５，１３６、ｎｐｎトランジスタ１３７及び定電流源１３８で形成されており、ｐｎｐトランジスタ１３５及び１３６でカレントミラー回路を形成している。
【００８３】
ベース電流補償回路１３１において、ｐｎｐトランジスタ１３５及び１３６のベースはそれぞれ接続され、該接続部はｐｎｐトランジスタ１３６のコレクタに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１３５及び１３６の各エミッタはそれぞれ電源端子ＶCCに接続され、ｐｎｐトランジスタ１３５のコレクタはインピーダンス変換回路１１１におけるｎｐｎトランジスタ１１２のベースに接続されている。ｐｎｐトランジスタ１３６のコレクタはｎｐｎトランジスタ１３７のベースに接続され、ｎｐｎトランジスタ１３７のコレクタは電源端子ＶCCに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ１３７のエミッタは定電流源１３８を介して接地されている。
【００８４】
上記のような構成において、インピーダンス変換回路１１１の入力バイアス電流は、ノッチフィルタ６１からｎｐｎトランジスタ１１２のベースへ流れる電流と同一の電流をベース電流補償回路１３１のｐｎｐトランジスタ１３５からノッチフィルタ６１へ流すようにし、インピーダンス変換回路１１１の入力バイアス電流を更に確実に補償することができる。
【００８５】
このように、本実施の形態５におけるイオン電流検出装置は、ノッチフィルタ６１からインピーダンス変換回路１１１へ流れる電流と同一の電流を、ベース電流補償回路１３１によって、ノッチフィルタ６１の出力、すなわち出力端子Ｅへ流すようにしたことから、実施の形態３と同様の効果を得ることができると共に、インピーダンス変換回路の入力にｎｐｎトランジスタを使用したことによってノッチフィルタからインピーダンス変換回路に流れる電流が、ノッチフィルタに影響を及ぼすことをなくすことができる。
【００８６】
【発明の効果】
第１の発明に係るイオン電流検出装置は、フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を低下させ、所定の時間後は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を高めるようにした。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００８７】
第２の発明に係るイオン電流検出装置は、第１の発明において、具体的には、イオン電流−電圧変換部は、イオン電流を検出するイオン電流検出部と、ダイオードとで形成され、該ダイオードの順方向電圧の対数特性を用いてイオン電流検出部で検出されたイオン電流に含まれる交流成分の比率に比例する電圧を出力する。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００８８】
第３の発明に係るイオン電流検出装置は、第２の発明において、具体的には、イオン電流検出部は、カレントミラー回路からなる。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００８９】
第４の発明に係るイオン電流検出装置は、第１から第３の発明において、具体的には、フィルタ部は、非反転増幅回路部と、該非反転増幅回路部における負帰還回路に設けられたノッチフィルタ回路部と、該ノッチフィルタ回路部から出力される信号を非反転増幅回路部に帰還させるためのバッファ回路部とからなるバンドパスフィルタである。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００９０】
第５の発明に係るイオン電流検出装置は、第４の発明において、具体的には、フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を小さくし、所定の時間後は、ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を大きくする。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００９１】
第６の発明に係るイオン電流検出装置は、第４又は第５の発明において、具体的には、バッファ回路部は、演算増幅器で形成されたボルテージホロワである。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。更に、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。
【００９２】
第７の発明に係るイオン電流検出装置は、第４又は第５の発明において、具体的には、バッファ回路部は、トランジスタ回路で形成されたインピーダンス変換回路である。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。また、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。更に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができる。
【００９３】
第８の発明に係るイオン電流検出装置は、第７の発明において、具体的には、インピーダンス変換回路は、入力がｎｐｎトランジスタで形成される。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。また、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。更に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができると共に、ノッチフィルタ回路部の入出力両端の電圧降下を小さくすることができることから、ノッチフィルタ回路部を形成するコンデンサの容量を小さくすることができ、コストの削減を図ることができる。
【００９４】
第９の発明に係るイオン電流検出装置は、第７又は第８の発明において、具体的には、インピーダンス変換回路における入力バイアス電流の補償を行う補償回路部を更に備えた。このことから、イオン電流検出装置において、リンギングによるノッキング状態の誤検出をなくすことができると共に、回路の簡略化及び小型化を行うことができ、コストの低減を図ることができる。また、フィルタ部におけるリンギングの抑制とイオン電流に重畳した交流成分からなるノッキング信号の検出感度向上という相反する特性に対して双方の改善を行うことができ、イオン電流発生から短時間でノッキングの検出を行うことができる。更に、簡単な回路構成で発振し難い回路を得ることができると共に、ノッチフィルタ回路部の入出力両端の電圧降下を小さくすることができることから、ノッチフィルタ回路部を形成するコンデンサの容量を小さくすることができ、コストの削減を図ることができる。また、インピーダンス変換回路における入力バイアス電流がノッチフィルタ回路部に影響を及ぼすことをなくすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置の例を示した回路図である。
【図２】 図１のノッチフィルタ６１の周波数特性を示した図である。
【図３】 図１のイオン電流閾値検出回路２４の回路例を示した図である。
【図４】 図１のタイマ２５の回路例を示した図である。
【図５】 図１のタイマ２５の他の回路例を示した図である。
【図６】 図４のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流の変化に対するノッチフィルタ６１の周波数特性の変化を示した図である。
【図７】 図４のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を大きくした場合における、バンドパスフィルタ２３の周波数特性を示した図である。
【図８】 図４のｎｐｎトランジスタ８６のベース電流を小さくした場合における、バンドパスフィルタ２３の周波数特性を示した図である。
【図９】 図１のイオン電流検出装置２における、ノッキングが発生していないときにおける動作を示したタイミングチャートである。
【図１０】 図１のイオン電流検出装置２における、ノッキングが発生したときにおける動作を示したタイミングチャートである。
【図１１】 図１のバンドパスフィルタ２３の周波数特性を示した図である。
【図１２】 本発明の実施の形態１におけるイオン電流検出装置の他の例を示した部分回路図である。
【図１３】 図１２のバンドパスフィルタの周波数特性を示した図である。
【図１４】 本発明の実施の形態２におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１５】 本発明の実施の形態３におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１６】 本発明の実施の形態４におけるイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１７】 本発明の実施の形態５のイオン電流検出装置を示した部分回路図である。
【図１８】 従来のイオン電流検出装置の例を示した回路図である。
【符号の説明】
２，１０３，１１３，１２３，１３３ イオン電流検出装置、 ２１ 検出用電圧発生回路、 ２２ イオン電流−電圧変換回路、 ２３，１０２，１１２，１２２，１３２ バンドパスフィルタ、 ２４ イオン電流閾値検出回路、 ２５ タイマ、 ５４ 非反転増幅回路、 ６１ ノッチフィルタ、 ６２ オペアンプ、 １０１，１１１ インピーダンス変換回路、 １２１，１３１ ベース電流補償回路
Claims (9)
- 一次側に印加された電圧により二次側に高電圧を発生させる点火コイルと、点火コイルに発生した電圧により点火する点火プラグと、シリンダとからなる内燃機関における、燃焼時に発生するイオン電流を検出する内燃機関用のイオン電流検出装置において、
上記点火プラグにイオン電流検出用の電圧を印加する検出用電圧発生部と、
該検出用電圧発生部から点火プラグに印加された電圧に基づいて生じるイオン電流を電圧に変換するイオン電流−電圧変換部と、
該イオン電流−電圧変換部で変換された信号から特定周波数領域の交流成分を検出するフィルタ部と
検出用電圧発生部から点火プラグに印加された電圧に基づいて生じるイオン電流を検出し、該イオン電流が所定の閾値を超えるとイオン電流検出信号を出力するイオン電流閾値検出部と、
上記フィルタ部のフィルタ特性を制御するフィルタ特性制御部とを備え、
フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を低下させ、所定の時間後は、上記フィルタ部に対して特定周波数領域の交流成分の検出能力を高めることを特徴とするイオン電流検出装置。 - 上記イオン電流−電圧変換部は、イオン電流を検出するイオン電流検出部と、ダイオードとで形成され、該ダイオードの順方向電圧の対数特性を用いてイオン電流検出部で検出されたイオン電流に含まれる交流成分の比率に比例する電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載のイオン電流検出装置。
- 上記イオン電流検出部は、カレントミラー回路からなることを特徴とする請求項２に記載のイオン電流検出装置。
- 上記フィルタ部は、
非反転増幅回路部と、
該非反転増幅回路部における負帰還回路に設けられたノッチフィルタ回路部と、
該ノッチフィルタ回路部から出力される信号を上記非反転増幅回路部に帰還させるためのバッファ回路部とからなるバンドパスフィルタであることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載のイオン電流検出装置。 - 上記フィルタ特性制御部は、イオン電流閾値検出部からイオン電流検出信号が出力されると、所定の時間迄は、上記ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を小さくし、所定の時間後は、上記ノッチフィルタ回路部における特定周波数領域の減衰量を大きくすることを特徴とする請求項４に記載のイオン電流検出装置。
- 上記バッファ回路部は、演算増幅器で形成されたボルテージホロワであることを特徴とする請求項４又は請求項５のいずれかに記載のイオン電流検出装置。
- 上記バッファ回路部は、トランジスタ回路で形成されたインピーダンス変換回路であることを特徴とする請求項４又は請求項５のいずれかに記載のイオン電流検出装置。
- 上記インピーダンス変換回路は、入力がｎｐｎトランジスタで形成されることを特徴とする請求項７に記載のイオン電流検出装置。
- 上記インピーダンス変換回路における入力バイアス電流の補償を行う補償回路部を更に備えたことを特徴とする請求項７又は請求項８のいずれかに記載のイオン電流検出装置。
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