JP3602738B2 - 自動白色バランス調整回路及び映像表示装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は自動白色バランス調整回路及びこの回路を備えた映像表示装置に係り、特に白色バランスをディジタル方式によって調整するようにしたものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
カラーテレビジョン受像機では、白色基準信号が入力されたときに、カラー受像管（以下、ＣＲＴと称する）で正確に所定の色温度が再現されなければならない。一般に、ＣＲＴのＲ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）の各出力光の比率は、各カソード電流の比率で決まる。しかし、カソード電圧に対するカソード電流の特性はＣＲＴ毎に異なる。従って、所定の色温度を再現するには、ＣＲＴ毎にＲ、Ｇ、Ｂの各軸間の比率を調整する必要がある。
【０００３】
近年では、このような調整を自動的に行うＡＫＢ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｋｉｎｅ Ｂｉａｓ ：自動白色バランス調整）回路が使われるようになってきた。これは、垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入し、その時のカソード電流を検出し、この検出値をサンプルホールド回路で保持しておき、この保持された電圧を基準電圧と比較した結果に基づいて白バランスを調整するものである。
【０００４】
しかし、このような従来のＡＫＢ回路において、カソード電流を変換して得られる電圧を絵柄期間保持しておくためのサンプルホールド回路ではコンデンサが必要である。この絵柄期間は１Ｖ（１垂直期間、約１７ｍｓ）であるために、これらのコンデンサとして比較的大きな容量のものが使われている。
【０００５】
この結果、集積化されたＡＫＢ回路ではこれらのコンデンサを内蔵させることはできず、従って外付け部品とする必要がある。また、集積回路には、コンデンサを外付けするために専用の外部端子を設ける必要があり、集積回路の大型化は避けられない。
【０００６】
そこで、本発明者のうちの一部の発明者は、自動白色バランス調整をディジタル方式によって行うことにより、サンプルホールド回路を不要とし、コンデンサを使用しない自動白色バランス調整回路を提案した（特願平１０−３２８０６４号の出願）。
【０００７】
この出願に記載されている自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の構成を示すブロック図を図２４に示す。図中の入力信号は通常の映像信号であり、三原色ドライブの場合、これらの入力信号はＲ、Ｇ、Ｂ各軸の原色信号である。なお、これらの原色信号は、予めブライトネス、テイントなどがコントロールされているとする。
【０００８】
また、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎に入力される基準パルスＴ１、Ｔ２はＡＫＢ調整用の信号であり、一方の基準パルスＴ１は黒レベル（暗部）調整用のパルスであり、他方の基準パルスＴ１は白レベル（明部）調整用のパルスである。
【０００９】
スイッチ回路（ＳＷ）１１Ｒ、１１Ｇ、１１Ｂは、入力信号Ｒ、Ｇ、Ｂ又は基準信号パルスＴ１及び基準パルスＴ２を選択して出力する。上記基準パルスＴ１及びＴ２を出力する期間は、垂直ブランキング期間であって垂直帰線期間でない期間、すなわち、一般的にはＣＲＴ画面上でオーバースキャンされていてユーザーには視認できない期間の一部である。
【００１０】
また、基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のレベルは例えば約３〜１０ＩＲＥ（ただし白信号のピークを１００ＩＲＥとする）であり、基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２のレベルは例えば約３０〜５０ＩＲＥである。
【００１１】
それぞれ例えばクランプ回路からなるカットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）１２Ｒ、１２Ｇ、１２Ｂでは、スイッチ回路１１Ｒ、１１Ｇ、１１Ｂから出力される信号の直流レベルの設定（クランプ）が行われる。この際に、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎にメモリ回路（ＭＥＭ）１３Ｒ、１３Ｇ、１３Ｂに予め格納されているディジタルデータが読み出され、これらのディジタルデータがＲ、Ｇ、Ｂ各軸毎にＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１４Ｒ、１４Ｇ、１４ＢでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号、例えば直流の制御電圧が対応するカットオフ調整回路１１Ｒ、１１Ｇ、１１Ｂに供給される。
【００１２】
また、それぞれ利得制御増幅器からなるドライブゲイン調整回路（Ｄｒｉｖｅｇａｉｎ）１５Ｒ、１５Ｇ、１５Ｂでは、カットオフ調整回路１２Ｒ、１２Ｇ、１２Ｂからそれぞれ出力される信号のドライブゲイン、すなわち交流振幅の設定が行われる。この場合にも、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎にメモリ回路１６Ｒ、１６Ｇ、１６Ｂに予め格納されているディジタルデータが読み出され、これらのディジタルデータがＲ、Ｇ、Ｂ各軸毎にＤ／Ａ変換器１７Ｒ、１７Ｇ、１７ＢでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号（制御電圧）が対応するドライブゲイン調整回路１５Ｒ、１５Ｇ、１５Ｂに供給される。
【００１３】
ドライブゲイン調整回路１５Ｒ、１５Ｇ、１５Ｂからの出力はブランキング回路（ＢＬＫ）１８Ｒ、１８Ｇ、１８Ｂそれぞれ及びドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）１９Ｒ、１９Ｇ、１９Ｂそれぞれを経由して、ＣＲＴ２０のＲ、Ｇ、Ｂ各軸の対応するカソード電極（図示せず）に供給される。
【００１４】
ブランキング回路１８Ｒ、１８Ｇ、１８Ｂでは、通常のブランキングに加えて、ＡＫＢ調整処理期間中には調整軸以外の不要な信号がブランキングされる。また、ＣＲＴ２０では、各カソード電極に電圧Ｖｋが印加されることによってカソード電流Ｉｋが流れ、これにより表示駆動が行われる。
【００１５】
ＣＲＴ２０では、上記基準パルスＴ１またはＴ２が供給された際に、各カソード電極に印加される電圧Ｖｋに応じたカソード電流が流れ、これら各カソード電流が電流検出回路２１によって検出され、電圧に変換されて出力される。この電流検出回路２１から出力される変換電圧は、比較器２２によって黒レベルの基準電圧または白レベルの基準電圧を有する基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。
【００１６】
この比較器２２の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給される。このＡＫＢ処理回路２３では、比較器２２の比較結果に応じて新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介して対応する各メモリ回路１３Ｒ、１３Ｇ、１３Ｂ、１６Ｒ、１６Ｇ、１６Ｂに再格納され、データの更新が行われる。
【００１７】
以上のような正帰還ループによって、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎に暗部と明部におけるカソード電流Ｉｋの値が所定値と一致するように調整され、この結果、ホワイトバランスの自動調整が行われる。
【００１８】
ところで、図２４のような自動白色バランス調整回路において、回路系の安定性を確保するためには、カソード電流Ｉｋの検出回数を増やす必要がある。このため、一般に検出期間として１水平期間（１Ｈ）を各調整軸毎に割り当てている。
【００１９】
例えば、回路構成を簡略化するために、先の電流検出回路２１とその他の大部分の回路をＲ、Ｇ、Ｂ各軸で共通に使用し、時分割処理によって３軸の調整を行う場合には、図２５のタイミング図に示すように、ブランキング期間内の３水平期間（３Ｈ）を使用して調整を行う。
【００２０】
すなわち、最初の１フィールドでＲカットオフ、Ｇカットオフ、Ｂカットオフからなる黒レベル調整を行い、次の１フィールドでＲゲイン、Ｇゲイン、Ｂゲインからなる白レベル調整を行い、以下この調整動作が繰り返されることにより、黒レベル及び白レベルが最終的に収束する。
【００２１】
なお、図２５中のＰＶは垂直同期信号であり、ＰＨは水平同期信号である。また、黒レベル及び白レベルの調整が行われるブランキング期間の終了後に通常の絵柄期間が開始される。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＡＫＢは、電源投入時の初期調整、温度ドリフトによる変化、ＣＲＴの特性劣化等の経時変化等の比較的ゆっくりとした変化に対して追随させる必要があることはもちろんのこと、ＣＲＴに加えられているスクリーン電圧（ＣＲＴの第２グリッド電圧）等の高電圧の変動等による急激な変化にも追随させる必要がある。
【００２３】
ところで、ＣＲＴのアノード電圧は表示画面の明るさ（映像の内容）に応じて変動し、さらに画面の明るさはＣＲＴのビーム電流の大きさで決まる。
【００２４】
一方、スクリーン電圧やアノード電圧等の高電圧は高圧発生回路によって発生されているが、カラーテレビジョン受像機に設けられている高圧発生回路は十分な電圧安定性を有していないのが通常である。従って、上記ビーム電流が変動すると、この高圧発生回路で発生される高電圧も変動する。このような現象は一般に高圧変動と称されている。
【００２５】
上記スクリーン電圧もこの高圧変動に影響されて変動するが、ＣＲＴにおけるカットオフレベルはこのスクリーン電圧の影響を受ける。従って、高圧変動が発生すると、カットオフレベルも変動する。
【００２６】
上記のような高圧変動は頻繁に発生し、この高圧変動が起こった場合はカットオフレベルが大きく変化する。この変化は急激であるばかりではなく、変化量も大きく、即応性が要求される。従って、図２５で説明したように、２フィールドに１回の割合の処理では追随速度の面で対応できないという問題がある。
【００２７】
また、１フィールド当たり３Ｈよりも多くの調整期間を設けることは、カソード電流を検出するために入力される基準パルスによるＣＲＴの管面による反射等で目立ってしまう不具合があり、検出期間を１Ｈよりも少なくすると既に説明したように安定性が悪化するという不具合がある。
【００２８】
一方、収束速度を改善する他の例として、図２６のような回路が考えられている。この回路では、収束点近傍では精度を確保するために、メモリのデータを更新する際の変化量を細かく設定し、収束点から離れている場合には大まかに設定している。
【００２９】
このために、比較器２２で電流検出回路２１からの変換電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較した際に、その差が大きい場合にはＡＫＢ処理回路２３で大まかな変化量（±ｍ）でメモリの更新を行わせ、他方、その差が小さい場合にはＡＫＢ処理回路２３で細かな変化量（±ｎ：ｎ＜ｍ）でメモリの更新を行わせる。
【００３０】
この場合、不連続で大きなデータ更新が発生する。しかし、ノイズが発生した場合、これが高圧変動によるものであると誤判断され、実際には高圧変動が発生していないのにもかかわらず大きな変化量でデータが更新されてしまい、画面の輝度がちらつく可能性がある。
【００３１】
このような不都合に対しては、カソード電流の検出回数を増やすことによる積分効果を持たせて、誤動作を防止することが考えられる。しかし、このことは処理時間の増大を意味するので、逆に高圧変動のような急激な変動には追随できなくなる。
【００３２】
また、一般に、ＣＲＴのカソード電極における電圧−電流特性（Ｖｋ−Ｉｋ特性）はリニアではなく、ガンマ特性を持っている。このため、上述したようにある変化量（ステップ）毎に離散的にデータを更新するものでは、調整点に収束したかどうかの判定が難しい。
【００３３】
なぜなら、Ｉｋの１ステップ当たりの変化量が、ＣＲＴ毎に、あるいは同じＣＲＴであってもＶｋの値によって変化するからである。
【００３４】
このため、収束範囲を決める場合に、精度を求めて狭く設定すると、場合によっては１ステップの変化で収束範囲を超えて変化し、収束点に到達しないことが想定される。逆に収束範囲を広くしてこの問題に対応するならば、今度は調整の精度が悪化するという問題がある。
【００３５】
すなわち、図２７において、（ａ）は１ステップの変化量ΔＩｋが最適に設定されている場合を示しており、Ｉｋが高いしきい値ＲｅｆＨｉ側から低下する時及び低いしきい値ＲｅｆＬｏ側から上昇する時も、ＲｅｆＨｉとＲｅｆＬｏとの間で収束する。（ｂ）はΔＩｋを大きく設定した場合であり、Ｉｋが高いしきい値ＲｅｆＨｉ側から低下する時及び低いしきい値ＲｅｆＬｏ側から上昇する時も、このＲｅｆＨｉとＲｅｆＬｏとの間の範囲を飛び越えてしまう。このために収束しない。また、（ｃ）はΔＩｋを小さく設定した場合であり、Ｉｋが高いしきい値ＲｅｆＨｉ側から低下する時と低いしきい値ＲｅｆＬｏ側から上昇する時で収束する点が異なってしまう。
【００３６】
これに対して、図２７に示すように収束範囲を設定せずにある１点で大小関係を比較すると、上記のような（ｂ）、（ｃ）の場合の問題は解決できる。
【００３７】
しかし、離散的なデータであると、図２８に示すように、データ（ＶＩｋ）が振動する問題点がある。
【００３８】
この発明は上記のような事情を考慮してなされたものであり、その第１の目的は、高圧変動により直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に高速に追随して調整を行うことができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することにある。
【００３９】
この発明の第２の目的は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することにある。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
第１の発明の自動白色バランス調整回路は、カラー映像信号の直流レベル及び交流振幅を調整して出力する調整回路と、上記調整回路の動作を制御するために使用されるディジタルデータを格納するメモリ回路と、上記メモリ回路に格納されたディジタルデータをアナログ信号に変換して上記調整回路に出力するＤ／Ａ変換回路と、上記カラー映像信号の垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入するスイッチ回路と、上記調整回路の出力に応じてカラー受像管を表示駆動するカソード駆動信号を出力する駆動回路と、上記カラー受像管のカソード電流を検出する第１の検出回路と、上記スイッチ回路で上記基準信号が挿入されている期間における上記第１の検出回路の検出値を基準値と比較する比較回路と、上記メモリ回路に格納されたディジタルデータを上記比較回路の比較結果に基づいて更新する更新回路と、上記第１の検出回路に接続され、第１の検出回路の出力が大きく変動した場合に、この状態を上記カラー受像管に印加されている高圧に変動が発生したものとして検出する第２の検出回路と、上記第２の検出回路で高圧変動が検出された際に、上記調整回路で上記直流レベル及び交流振幅のうち直流レベルのみが優先的に調整されるように、上記更新回路、上記メモリ回路及び上記Ｄ／Ａ変換回路における上記直流レベルの調整経路を選択するように制御する選択制御回路とを具備している。
【００４２】
第２の発明の映像表示装置は、カラー映像信号の垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入する手段と、予め与えられたディジタルデータに応じてこの基準信号の直流レベル及び交流振幅を調整する手段と、この調整された基準信号に応じてカラー受像管を表示駆動するためのカソード駆動信号を発生してカラー受像管のカソード電極に供給する手段と、上記基準信号が挿入されている期間におけるカソード電流を検出してこの検出値を基準値と比較する手段と、この比較結果に応じて上記直流レベル及び交流振幅を調整するための上記ディジタルデータをそれぞれ更新する手段とを具備し、上記カラー受像管における高圧変動が生じた際に、上記ディジタルデータのうち上記直流レベルを調整するためのディジタルデータのみが優先的に更新されることを特徴とする。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照してこの発明を実施の形態により説明する。
【００５３】
（第１の実施の形態）
図１は、高圧変動が発生して映像信号の直流レベルが急激に変化した場合に、この直流レベルの変化に高速に追随して調整を行うようにした、この発明の第１の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。なお、この図１では、三原色の映像信号のＲ、Ｇ、Ｂ各軸のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示したものであり、残りのＧ軸及びＢ軸に関係した回路部分の構成は図示されているＲ軸の場合と同様なのでその図示及び説明は省略する。
【００５４】
図中の入力信号Ｒは三原色ドライブの場合の通常の映像信号である。なお、これの原色信号は、図示しない他の入力信号Ｇ、Ｂと共にブライトネス、テイントなどが既にコントロールされているとする。
【００５５】
また、基準パルスＴ１、Ｔ２はＡＫＢ調整用の信号であり、一方の基準パルスＴ１は黒レベル（暗部）調整用のパルスであり、他方の基準パルスＴ２は白レベル（明部）調整用のパルスである。この基準パルスＴ１、Ｔ２についても、図示しないが、他のＧ軸及びＢ軸でも用いられる。
【００５６】
スイッチ回路（ＳＷ）１１Ｒは、入力信号Ｒ又は基準信号パルスＴ１及び基準パルスＴ２を選択して出力する。上記基準パルスＴ１及びＴ２を出力する期間は、垂直ブランキング期間であって垂直帰線期間でない期間、すなわち、一般的にはＣＲＴ画面上でオーバースキャンされていてユーザーには視認できない期間の一部である。
【００５７】
また、基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のレベルは例えば約３〜１０ＩＲＥ（ただし白信号のピークを１００ＩＲＥとする）であり、基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２のレベルは例えば約３０〜５０ＩＲＥである。
【００５８】
例えばクランプ回路からなるカットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）１２Ｒでは、スイッチ回路１１Ｒから出力される信号の直流レベルの設定（クランプ）が行われる。この際に、メモリ回路（ＭＥＭ）１３Ｒに予め格納されているディジタルデータが読み出され、このディジタルデータがＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１４ＲでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号、例えば直流の制御電圧がこのカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。
【００５９】
また、利得制御増幅器からなるドライブゲイン調整回路（Ｄｒｉｖｅ ｇａｉｎ）１５Ｒでは、カットオフ調整回路１２Ｒから出力される信号のドライブゲイン、すなわち交流振幅の設定が行われる。この場合にも、メモリ回路１６Ｒに予め格納されているディジタルデータが読み出され、このディジタルデータがＤ／Ａ変換器１７ＲでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号（制御電圧）がこのドライブゲイン調整回路１５Ｒに供給される。
【００６０】
上記ドライブゲイン調整回路１５Ｒからの出力はブランキング回路（ＢＬＫ）１８Ｒ及びドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）１９Ｒを経由して、ＣＲＴ２０の対応するカソード電極に供給される。
【００６１】
上記ブランキング回路１８Ｒでは、通常のブランキングに加えて、ＡＫＢ調整処理期間中には調整軸以外の不要な信号がブランキングされる。また、ＣＲＴ２０では、Ｒ、Ｇ、Ｂ軸の各カソード電極に電圧Ｖｋがそれぞれ印加され、これらのカソード電極にカソード電流Ｉｋが流れることによって表示駆動が行われる。
【００６２】
ＣＲＴ２０では、上記基準パルスＴ１またはＴ２が供給された際に印加される電圧Ｖｋに応じたカソード電流がカソード電極に流れ、このカソード電流が電流検出回路２１によって検出され、電圧に変換されて出力される。
【００６３】
この電流検出回路２１から出力される変換電圧は、比較器２２によって黒レベルの基準電圧または白レベルの基準電圧を有する基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。
【００６４】
この比較器２２の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給される。このＡＫＢ処理回路２３では、比較器２２の比較結果に応じて新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介して上記メモリ回路１３Ｒ又は１６Ｒに再格納され、データの更新が行われる。
【００６５】
また、図１の装置では、上記の構成に加えて新たに高圧変動検出回路２５、強制選択回路２６及び収束検出回路２７が追加されている。
【００６６】
上記電流検出回路２１に高圧変動検出回路２５が接続されている。この高圧変動検出回路２５は、電流検出回路２１から出力される変換電圧が大きく変動した場合に、この状態をＣＲＴ２０に印加されている高電圧の変動が発生したものとして検出する。高圧変動検出回路２５における検出出力は上記強制選択回路２６に供給される。この強制選択回路２６は、高圧変動検出回路２５で高圧変動が発生したことが検出された際は、ＡＫＢ処理回路２３で生成される黒レベル（暗部）更新用のディジタルデータのみが選択されるように上記選択器２４を制御する。
【００６７】
また、上記収束検出回路２７は電流検出回路２１に接続されている。この収束検出回路２７は、電流検出回路２１から出力される変換電圧に応じて、実際の黒レベルが基準電圧Ｖｒｅｆに対応した基準の黒レベルに収束したか否かを検出する。そして、この収束が検出されると、強制選択回路２６の状態が選択器２４において黒レベル（暗部）及び白レベル（明部）の両調整動作を選択する状態に戻される。
【００６８】
さらに、上記強制選択回路２６の出力は上記スイッチ回路１１Ｒにも供給されている。このスイッチ回路１１Ｒは強制選択回路２６の出力に応じて、各フィールド毎に基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のみを選択するか、各フィールド毎に基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１と基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２とを交互に選択するように制御される。
【００６９】
このような構成において、高圧変動が発生しない通常の状態では、スイッチ回路１１Ｒは、各フィールド毎に基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１と基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２とを交互に選択するように制御される。さらに、選択器２４は、ＡＫＢ処理回路２３で生成される黒レベル（暗部）更新用のディジタルデータと白レベル（明部）更新用のディジタルデータが各フィールド毎に交互に選択するように制御される。従って、従来の場合と同様に、カットオフ調整回路１２Ｒにおける黒レベルの調整動作とドライブゲイン調整回路１５Ｒにおける白レベルの調整動作とが、各フィールドで交互に行われる。
【００７０】
一方、高圧変動検出回路２５で高圧変動が発生したことが検出されると、スイッチ回路１１Ｒは毎フィールドに基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１を選択するように制御され、また、強制選択回路２６からの検出出力により、選択器２４は、ＡＫＢ処理回路２３で生成される黒レベル（暗部）更新用のディジタルデータのみを選択するように制御される。この結果、各フィールド毎にカットオフ調整回路１２Ｒにおける黒レベルのみの調整動作が行われる。
【００７１】
そして、収束検出回路２７で、実際の黒レベルが基準の黒レベルに収束したことが検出されると、強制選択回路２６の状態が黒レベル（暗部）及び白レベル（明部）の両調整動作を行わせる状態に戻され、これ以降では先に説明したような通常の状態、すなわち、カットオフ調整回路１２Ｒにおける黒レベルの調整動作とドライブゲイン調整回路１５Ｒにおける白レベルの調整動作とが、各フィールドで交互に行われる状態に戻る。
【００７２】
図２は、第１の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ１で基準パルスの挿入時に高圧変動が検出されると、ステップＳ２で黒レベルの調整動作が行われる。その後、ステップＳ３で黒レベルの収束状態が検出され、収束していなければステップＳ２に戻り、次のフィールドで再び黒レベルの調整動作が行われる。
【００７３】
一方、黒レベルの収束が検出されると、ステップＳ１に戻り、高圧変動の検出が行われる。そして、高圧変動が検出されなければ、ステップＳ４で奇数フィールドか偶数フィールドかが検出され、奇数フィールドであればステップＳ５で白レベルの調整動作が行われる。その後、再び、ステップＳ１に戻り、高圧変動の検出が行われ、高圧変動が検出されなければ、ステップＳ４で奇数フィールドか偶数フィールドかが検出され、偶数フィールドであればステップＳ６で黒レベルの調整動作が行われる。
【００７４】
ところで、実際の高圧変動では、黒レベル（カットオフレベル）の変化が大きいのに対して、白レベルはほとんど変化しない。このため、高圧変動時には白レベルの調整は即応性を必要としない。従って、高圧変動時に大きく変化する黒レベルは、各フィールド毎に調整されるので、従来の２倍の速度で収束させることができる。
【００７５】
この結果、高圧変動により映像信号の直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に追随して高速に調整を行うことができる。
【００７６】
従って、この実施の形態の装置は、図２に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【００７７】
図３は、図１中における電流検出回路２１、高圧変動検出回路２５及び比較器２２それぞれの具体的な回路構成例を示している。
【００７８】
電流検出回路２１は、先のカソード電流Ｉｋを電圧に変換する抵抗３１によって構成されている。
【００７９】
また、比較器２２は、上記抵抗３１によって変換された電圧と先の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する電圧コンパレータ３２と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ３２の出力が供給され、クロック入力端にクロックＣＫが供給されるラッチ回路３３とから構成されている。
【００８０】
このような構成の比較器２２では、基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧の値が大きければ、電圧コンパレータ３２の出力（Ｑ）は“１”レベルとなり、これとは逆に基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧の値が小さければ、電圧コンパレータ３２の出力（Ｑ）は“０”レベルとなる。そして、電圧コンパレータ３２の出力はクロックＣＫが供給されるとラッチ回路３３でラッチされ、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【００８１】
高圧変動検出回路２５は、上記抵抗３１によって変換された電圧と先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧である基準電圧ＶＨ１とを比較する電圧コンパレータ３４と、上記抵抗３１によって変換された電圧と先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い電圧である基準電圧ＶＬ１とを比較する電圧コンパレータ３５と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ３４の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路３６と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ３５の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路３７と、上記一方のラッチ回路３６の出力（Ｑ）と他方のラッチ回路３６の反転出力（／Ｑ）とが供給されるＯＲ回路３８とから構成されている。なお、高圧変動が発生した場合、電流検出回路２１における変換電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなる場合と小さくなる場合の両方がある。
【００８２】
上記高圧変動検出回路２５において、高圧変動が発生し、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなり、さらに電圧コンパレータ３４に供給されている基準電圧ＶＨ１を超えると、この電圧コンパレータ３４の出力が“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路３６にラッチされる。
【００８３】
また、高圧変動が発生したときに、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなり、さらに電圧コンパレータ３５に供給されている基準電圧ＶＬ１よりも低くなると、この電圧コンパレータ３５の出力が“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路３７にラッチされる。
【００８４】
このように高圧変動が発生すると、ラッチ回路３６の出力（Ｑ）及びラッチ回路３７の反転出力（／Ｑ）のうちいずれか一方が“１”レベルとなり、ＯＲ回路３８を介してこの“１”レベルの検出信号が図１中の強制選択回路２６に供給される。
【００８５】
図４は、図１中における強制選択回路２６の具体的な回路構成例を示している。この強制選択回路２６は、反転出力（／Ｑ）がデータ（Ｄ）入力端に戻されており、クロック入力端にクロックＶＣＬＫが供給されるフリップフロップ回路３９と、高圧変動検出回路２５からの検出出力でセットされ、収束検出回路２７からの検出出力でリセットされるフリップフロップ回路４０と、上記両フリップフロップ回路３９、４０の出力（Ｑ）が入力されるＯＲ回路４１とから構成されている。
【００８６】
なお、上記クロックＶＣＬＫは垂直同期信号に同期したクロックであり、１フィールド毎に１回出力される。
【００８７】
図４の強制選択回路２６では、フリップフロップ回路３９の出力は１フィールド毎に“１”レベルと“０”レベルが交互に繰り返されるような信号となり、図中に示すように、例えば“１”レベルは暗部調整期間に、“０”レベルは明部調整期間にそれぞれ対応している。従って、高圧変動が検出されないときは、このフリップフロップ回路３９の出力がＯＲ回路４１を経由して図１中の選択器２４に供給され、これにより選択器２４はＡＫＢ処理回路２３から黒レベル調整用データが出力される時はこのデータをメモリ回路１３Ｒに供給し、ＡＫＢ処理回路２３から白レベル調整用データが出力される時はこのデータをメモリ回路１６Ｒに供給する。
【００８８】
一方、高圧変動が検出され、先の高圧変動検出回路２５から“１”レベルの検出信号が出力されると、フリップフロップ回路４０がセットされ、その出力（Ｑ）が“１”レベルになるので、フリップフロップ回路３９の出力にかかわらずにＯＲ回路４１の出力は“１”レベルとなり、これにより選択器２４は、ＡＫＢ処理回路２３から出力される黒レベル調整用データのみをメモリ回路１３Ｒに供給する。
【００８９】
なお、この強制選択回路２６からの出力は、先に説明したようにスイッチ回路１１Ｒにも供給されており、高圧変動の検出時には、この強制選択回路２６からの出力がスイッチ回路１１Ｒに供給されることにより、このスイッチ回路１１Ｒでは基準パルスＴ１、Ｔ２のうち黒レベルに対応した基準パルスＴ１のみを選択するように制御される。
【００９０】
図５は、図１中における電流検出回路２１、比較器２２及び収束検出回路２７それぞれの具体的な回路構成例を示している。
【００９１】
なお、電流検出回路２１と比較器２２については図３で既に説明したので省略する。
【００９２】
収束検出回路２７は、先の電流変換回路２１から出力される変換電圧と、先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くかつ先の基準電圧ＶＨ１よりは低い基準電圧ＶＨ２とを比較する電圧コンパレータ５１と、上記電流変換回路２１から出力される変換電圧と、先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くかつ先の基準電圧ＶＬ１よりは高い基準電圧ＶＬ２とを比較する電圧コンパレータ５２と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ５１の出力が供給され、クロック入力端に先のクロックＣＫが供給されるラッチ回路５３と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ５２の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路５４と、上記一方のラッチ回路５１の反転出力（／Ｑ）と他方のラッチ回路５２の出力（Ｑ）とが供給されるＡＮＤ回路５５とから構成されている。
【００９３】
なお、先の図３中の回路及び上記図５中の回路で使用される各基準電圧の関係を図６にまとめて示した。従って、上記収束検出回路２７で収束が検出される黒レベルの収束範囲は、図６中の基準電圧ＶＨ２とＶＬ２との間になる。
【００９４】
上記収束検出回路２７では、高圧変動が発生し、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなった後に、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧ＶＨ２よりも低くなると、電圧コンパレータ５１の出力が“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５３にラッチされる。また、このとき、電圧コンパレータ５２の出力は“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５４にラッチされる。従って、上記信号ラッチ後のラッチ回路５３、５４の出力は共に“１”レベルになり、ＡＮＤ回路５５からは“１”レベルの信号が強制選択回路２６内のフリップフロップ回路４０のリセット端子に供給され、これによってフリップフロップ回路４０がリセットされ、その出力（Ｑ）が“０”レベルに戻るので、強制選択回路２６が通常の状態に戻る。
【００９５】
また、高圧変動が発生し、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなった後に、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧ＶＬ２を超えると、電圧コンパレータ５２の出力が“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５４にラッチされる。また、このとき、電圧コンパレータ５１の出力は“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５３にラッチされる。
【００９６】
従って、この場合にも、上記信号ラッチ後のラッチ回路５３、５４の出力は共に“１”レベルになり、先に述べたように強制選択回路２６内のフリップフロップ回路４０がリセットされる。
【００９７】
（第２の実施の形態）
ところで、高圧変動による映像信号の黒レベルの変動は、一般にＲ、Ｂ及びＧ軸で同様の傾向を示す。従って、これら３軸における黒レベル調整中のカソード電流の変動が同様な場合には、これを高圧変動が発生していると見做すことができる。なお、ここでいう同様な変動とは、変動量と変化の方向が同じ場合を指す。そして、３軸における変化の傾向を調べて、高圧変動があったと見做した場合の処理は、収束点からの離れ具合に応じてデータを大きく変更するか、小さく変更する。収束点から離れている場合にデータを大きく変更することにより、短時間で収束点に移行させることができる。
【００９８】
図７は、このような原理に基づいて高圧変動を検出し、黒レベル及び白レベルの調整を行う、この発明の第２の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【００９９】
なお、この実施の形態の装置でも、高圧変動が発生して映像信号の直流レベルが急激に変化した場合に、この直流レベルの変化に高速に追随して調整を行うようにするものである。
【０１００】
この図７の場合にも、先の図１の場合と同様に三原色の映像信号のＲ、Ｇ、Ｂ各軸のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示しており、残りのＧ軸及びＢ軸に関係した回路部分の構成は図示されているＲ軸の場合と同様なのでその図示及び説明は省略する。さらに、図１に対応した箇所についてはその説明は省略し、図１と異なっている点について以下に説明する。
【０１０１】
この実施の形態では、比較器２２の比較結果に応じて、ＡＫＢ処理回路２３で比較的小さな変化量（±ｎ）で新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介してメモリ回路１３Ｒ又は１６Ｒに再格納され、データの更新が行われる。
【０１０２】
一方、電流検出回路２１からの変換電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差が大きい場合には、その情報がＲ、Ｇ、Ｂ各軸共にラッチ回路２８でラッチされる。そして、このラッチ回路２８でラッチされているＲ、Ｇ、Ｂ各軸毎の差の値が比較回路（Ｒ／Ｇ／Ｂ Ｃｏｍｐａｒｅ）２９で比較される。
【０１０３】
この比較回路２９において、３軸間で変動の傾向が同じである場合、その結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。そして、ＡＫＢ処理回路２３では、大きな変化量（±ｍ：ｍ＞ｎ）で新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介してメモリ回路１３Ｒ又は１６Ｒに再格納され、データの更新が行われる。
【０１０４】
他方、３軸間で変動の傾向が異なる場合、すなわち、Ｒ、Ｇ、Ｂ軸のうちいずれか１軸が突出した値であるような場合には、ノイズまたはサージなどによる影響と見做され、その結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。この場合は、先と同様に、ＡＫＢ処理回路２３では、比較的小さな変化量（±ｎ）で新たなディジタルデータが生成されるか、又は全くデータが更新されない。
【０１０５】
このように、電源投入時などの初期状態を除外すれば、高圧変動以外ではデータを大きく更新する必要がないので、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸間の変動傾向が異なる場合には大きな変化量でデータの更新を行わないようにする。一方、電源投入時などのように、メモリ回路１３Ｒ、１６Ｒのデータが定まっていない場合には、少なくとも比較回路２９が動作しないようにし、一度安定点に収束した後に動作するようにしておく。
【０１０６】
なお、この実施の形態では、電流検出回路２１をＲ、Ｇ、Ｂの３軸で共通に使用するために、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における電流検出回路２１からの変換電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差の値をラッチするラッチ回路２８を設けているが、これは電流検出回路２１をＲ、Ｇ、Ｂの３軸で独立に設け、３軸で独立して電流検出を行うようにすれば、このラッチ回路２８は不要である。
【０１０７】
図８は、上記第２の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ１１で基準パルスの挿入時にカソード電流Ｉｋの値を検出し、次にステップＳ１２で変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。そして、その差が小さければ、ステップＳ１３でデータが小さな変化量で更新される。
【０１０８】
一方、ステップＳ１２における比較で、その差が大きければ、次のステップＳ１４でＲ、Ｇ、Ｂ各軸の変動の傾向が比較される。そしてステップＳ１４で同じであると判定されると、高圧変動が発生したものとして、次のステップＳ１６でデータが大きな変化量で更新される。
【０１０９】
また、ステップＳ１４で同じでないと判定されると、高圧変動ではなく、ノイズまたはサージなどによる影響と見做され、次のステップＳ１７ではデータの更新は行われない。
【０１１０】
従って、この実施の形態の装置は、図８に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図７に示すような回路構成にされていなてもよい。
【０１１１】
図９は、図７の装置において、高圧の変動時には大きな変化量刻みでデータの更新を行い、ノイズまたはサージの発生時には小さな変化量刻みでデータの更新を行うようにした場合の、図７中における電流検出回路２１、比較器２２、ラッチ回路２８及び比較回路２９それぞれの具体的な回路構成例を示している。
【０１１２】
なお、電流検出回路２１は先の図３の場合と同様に構成されているので、その説明は省略する。
【０１１３】
上記比較器２２は、電流検出回路２１からの変換電圧Ｖｋと先の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する電圧コンパレータ６１と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ６１の出力が供給され、クロック入力端にクロックＣＫが供給されるラッチ回路６２と、上記変換電圧Ｖｋと先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧である基準電圧ＶＨとを比較する電圧コンパレータ６３と、上記変換電圧Ｖｋと先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い電圧である基準電圧ＶＬとを比較する電圧コンパレータ６４と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ６３の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路６５と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ６４の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路６６と、上記一方のラッチ回路６５の出力（Ｑ）と他方のラッチ回路６６の反転出力（／Ｑ）とが供給されるＯＲ回路６７とから構成されている。
【０１１４】
上記比較器２２では、基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧Ｖｋの値が大きければ、電圧コンパレータ６１の出力（Ｑ）は“１”レベルとなり、これとは逆に基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧Ｖｋの値が小さければ、電圧コンパレータ６１の出力（Ｑ）は“０”レベルとなる。そして、電圧コンパレータ６１の出力はクロックＣＫが供給されるとラッチ回路６２でラッチされ、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１１５】
また、高圧変動の発生やノイズ、サージなどの発生により、電流検出回路２１における変換電圧Ｖｋの値が基準電圧ＶＨよりも大きくなると、電圧コンパレータ６３の出力が“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路６５にラッチされる。
【０１１６】
一方、高圧変動の発生やノイズ、サージなどの発生により、電流検出回路２１における変換電圧Ｖｋの値が基準電圧ＶＬよりも小さくなると、電圧コンパレータ６４の出力が“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路６６にラッチされる。
【０１１７】
従って、高圧変動の発生などにより、電流検出回路２１における変換電圧Ｖｋの値が基準電圧ＶＨよりも大きくなるか、あるいは基準電圧ＶＬよりも小さくなると、ラッチ回路６５の出力（Ｑ）とラッチ回路６６の反転出力（／Ｑ）のうちのいずれか一方が“１”レベルとなり、ＯＲ回路６７の出力は“１”レベルとなる。
【０１１８】
上記ラッチ回路２８は、データ（Ｄ）入力端に上記ラッチ回路６５の出力がそれぞれ供給され、クロック入力端にそれぞれ異なるクロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫが供給される３個のラッチ回路７１〜７３と、データ（Ｄ）入力端に上記ラッチ回路６６の反転出力がそれぞれ供給され、クロック入力端にそれぞれ上記クロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫが供給される３個のラッチ回路７４〜７６とから構成されている。
【０１１９】
上記３個のラッチ回路７１〜７３は、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における上記ラッチ回路６５のラッチ出力を、また３個のラッチ回路７４〜７６は、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における上記ラッチ回路６６のラッチ出力（／Ｑ）を、クロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫそれぞれに同期してラッチする。
【０１２０】
上記比較回路２９は、上記ラッチ回路２８内の３個のラッチ回路７１〜７３の出力（Ｑ）が入力されるＡＮＤ回路７７と、上記ラッチ回路２８内の３個のラッチ回路７４〜７６の出力（Ｑ）が入力されるＡＮＤ回路７８と、上記両ＡＮＤ回路７７、７８の出力が入力されるＯＲ回路７９と、データ（Ｄ）入力端に上記ＯＲ回路７９の出力が供給され、クロック入力端にクロックＣＫ２が供給されるラッチ回路８０と、このラッチ回路８０の出力（Ｑ）と電源投入時などの初期状態のときには“１”レベルにされ、それ以外のときには“０”レベルにされる信号ＳＷとが入力されるＯＲ回路８１と、このＯＲ回路８１の出力と先の比較器２２内のＯＲ回路６７の出力とが入力されるＡＮＤ回路８２とから構成されている。
【０１２１】
ここで、高圧変動が発生して、ラッチ回路２８内の３個のラッチ回路７１〜７３の出力（Ｑ）が全て“１”レベルになると、ＡＮＤ回路７７の出力が“１”レベルになり、この出力が入力されるＯＲ回路７９の出力も“１”レベルになる。そして、クロックＣＫ２が供給された後に、このＯＲ回路７９の出力がラッチ回路８０にラッチされることによって、このラッチ回路８０の出力が“１”レベルになり、さらにＯＲ回路８１を介してＡＮＤ回路８２に入力される。従って、このときはＡＮＤ回路８２が開き、先のＯＲ回路６７の出力（高圧変動発生時は“１”レベル）がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１２２】
このとき、ＡＫＢ処理回路２３には比較器２２及び２９から共に“１”レベルの信号が入力され、ＡＫＢ処理回路２３ではこの両入力が共に“１”レベルのときには、先に説明したように大きな変化量刻み（±ｍ：ｍ＞ｎ）で新たなディジタルデータが生成される。
【０１２３】
また、高圧変動が発生して、ラッチ回路２８内の別の３個のラッチ回路７４〜７６の出力（Ｑ）が全て“１”レベルになった場合も同様である。
【０１２４】
一方、高圧変動の発生ではなく、ノイズやサージなどが発生した場合には、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における変換電圧Ｖｋの変動の傾向が異なる。従って、クロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫによるデータラッチ後の、ラッチ回路２８内のそれぞれ３個のラッチ回路７１〜７３及びラッチ回路７４〜７６の出力は全て“１”レベルとはならない。従って、ノイズやサージなどが発生した場合、比較回路２９内のＡＮＤ回路７７、７８の各出力は“０”レベルとなり、この出力が入力されるＯＲ回路７９の出力も“０”レベルになる。この後、クロックＣＫ２が供給され、このＯＲ回路７９の出力がラッチ回路８０でラッチされると、このラッチ回路８０の出力は“０”レベルになる。そして、電源投入時などの初期状態でなければ、信号ＳＷも“０”レベルになっているので、ＯＲ回路８１の出力は“０”レベルになり、ＡＮＤ回路８２は開かない。すなわち、先のＯＲ回路６７の出力にかかわらずＡＮＤ回路８２の出力は“０”レベルになる。
【０１２５】
このとき、変換電圧Ｖｋが収束していなければ、ＡＫＢ処理回路２３には比較器２２からは“１”レベル、比較器２９から“０”レベルの信号が入力され、このとき、ＡＫＢ処理回路２３では、先に説明したように小さな変化量刻み（±ｎ）で新たなディジタルデータが生成される。
【０１２６】
また、電源投入時などの初期状態のとき、信号ＳＷは“１”レベルになり、ＡＮＤ回路８１の出力が“１”レベルになる。このとき、ラッチ回路６５または６６の出力が“１”レベルであれば、ＡＮＤ回路８２の出力が“１”レベルになり、先に説明したようにＡＫＢ処理回路２３では大きな変化量刻み（±ｍ：ｍ＞ｎ）で新たなディジタルデータが生成される。
【０１２７】
このように、上記第２の実施の形態による映像表示装置の場合には、高圧変動が発生した場合にのみ、ＡＫＢ処理回路２３で大きな変化量刻みで新たなディジタルデータを生成してメモリ回路に再格納させるようにしたので、ノイズなどによる誤動作を防止することができると共に、高圧変動の発生により直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に高速に追随して調整を行うことができる。
【０１２８】
（第３の実施の形態）
次に、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができるような自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置の実施の形態について説明する。
【０１２９】
図１０は、この発明の第３の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。なお、この図１０では、三原色の映像信号のＲ、Ｇ、Ｂ各軸のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示したものであり、残りのＧ軸及びＢ軸に関係した回路部分の構成は図示されているＲ軸の場合と同様なのでその図示及び説明は省略する。
【０１３０】
さらに、図中の入力信号Ｒは三原色ドライブの場合の通常の映像信号であり、これの原色信号は図示しない他の入力信号Ｇ、Ｂと共にブライトネス、テイントなどが既にコントロールされているとする。
【０１３１】
基準パルスＴ１は黒レベル（暗部）調整用の信号であり、この基準パルスＴ１は図示しない他のＧ軸及びＢ軸にも入力される。
【０１３２】
スイッチ回路（ＳＷ）１１Ｒは、入力信号Ｒ又は基準信号パルスＴ１を選択して出力する。上記基準パルスＴ１を出力する期間は、垂直ブランキング期間であって垂直帰線期間でない期間、すなわち、一般的にはＣＲＴ画面上でオーバースキャンされていてユーザーには視認できない期間の一部である。
【０１３３】
また、基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のレベルは例えば約３〜１０ＩＲＥ（白信号のピークを１００ＩＲＥとする）である。
【０１３４】
例えばクランプ回路からなるカットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）１２Ｒでは、スイッチ回路１１Ｒから出力される信号の直流レベルの設定（クランプ）が行われる。この際に、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているディジタルデータが読み出され、このディジタルデータがＤ／Ａ変換器１４ＲでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号、例えば直流の制御電圧が、スイッチ回路（ＳＷ）９１を介してこのカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。
【０１３５】
カットオフ調整回路１２Ｒから出力される信号は図示しないブランキング回路及びドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）１９Ｒを経由して、ＣＲＴ２０の対応するカソード電極に供給される。
【０１３６】
ＣＲＴ２０では、Ｒ、Ｇ、Ｂ軸の各カソード電極に電圧Ｖｋがそれぞれ印加され、これらのカソード電極にカソード電流Ｉｋが流れることによって表示駆動が行われる。
【０１３７】
ＣＲＴ２０では、上記基準パルスＴ１が供給された際に印加される電圧Ｖｋに応じたカソード電流がカソード電極に流れ、このカソード電流が電流検出回路２１によって検出され、電圧ＶＩｋに変換される。この変換電圧ＶＩｋは、ノイズ除去回路としてのロウパスフィルタ回路（ＬＰＦ）９２を介して差動増幅器９３の反転入力端子（−）に供給される。
【０１３８】
上記差動増幅器９３の非反転入力端子（＋）には、黒レベルの基準電圧を有する基準電圧Ｖｒｅｆが供給されており、この差動増幅器９３により上記変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。
【０１３９】
そして、この差動増幅器９３の出力電圧は先のスイッチ回路９１を介してカットオフ調整回路１２Ｒに供給されると共に、サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）９４に供給されて保持される。サンプル・ホールド回路９４の保持電圧は引き算回路としての比較器９５の反転入力端子（−）に供給される。この比較器９５の非反転入力端子（＋）には先のＤ／Ａ変換器１４Ｒで変換された電圧が供給され、比較器９５で両電圧の差の電圧が生成される。この差の電圧は整形回路９６に供給されて“１”レベルもしくは“０”レベルの論理信号に変換された後、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１４０】
さらに、比較器９５で生成された差の電圧は絶対値回路（ＡＢＳ）９７に供給され、ここでその絶対値が生成される。この絶対値回路９７の出力は電圧コンパレータ９９の非反転入力端子（＋）に供給されると共に、サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）９８に供給されて保持される。そして、このサンプル・ホールド回路９８の出力は電圧コンパレータ９９の反転入力端子（−）に供給され、さらにこの電圧コンパレータ９９の出力がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１４１】
次に、上記のような構成の装置の動作を説明する。
【０１４２】
まず、スイッチ回路１１Ｒを介して基準パルスＴ１がカットオフ調整回路１２Ｒに供給されているＡＫＢ期間では、スイッチ回路９１で差動増幅器９３の出力電圧が選択され、カットオフ調整回路１２Ｒに供給される。またＡＫＢ期間でない映像期間では、スイッチ回路９１でＤ／Ａ変換器１４Ｒからの電圧が選択され、カットオフ調整回路１２Ｒに供給される。
【０１４３】
ＡＫＢ期間では、カットオフ調整回路１２Ｒ、ドライバー回路１９Ｒ、ＣＲＴ２０、電流検出回路２１、ロウパスフィルタ回路９２、差動増幅器９３、スイッチ回路９１及び先のカットオフ調整回路１２Ｒからなる負帰還ループが構成され、ＶＩｋ＝Ｖｒｅｆとなるように差動増幅器９３の出力電圧ＶＣＩの値が制御される。このとき、差動増幅器９３の出力電圧ＶＣＩの値は、前記図２８における収束点に相当する。つまり、映像期間にＤ／Ａ変換器１４Ｒから出力される制御電圧の値が、このＶＣＩに最も近い値となる点が調整時の最適値となる。この電圧ＶＣＩは、サンプル・ホールド回路９４で保持される。
【０１４４】
Ｄ／Ａ変換器１４Ｒから出力される制御電圧の値がこの最適値になるようにするために、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とする。なお、この電圧Ｖ（ｍ）の値は収束点よりも低い値であるとする。また、このＡＫＢ期間の前の映像期間では、この電圧Ｖ（ｍ）がカットオフ調整回路１２Ｒを制御する制御電圧として使用されていたものである。
【０１４５】
次に、比較器９５で上記電圧Ｖ（ｍ）と予めサンプル・ホールド回路９４で保持されている電圧ＶＣＩとの差が生成され、絶対値回路９７でその絶対値が生成され、さらにこの絶対値がサンプル・ホールド回路９８で保持される。このときのサンプル・ホールド回路９８の保持電圧をＶｐｅとする。
【０１４６】
また、先の比較器９５で比較され生成された差の電圧は、この後、整形回路９６で論理信号に整形され、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。この場合、Ｖ（ｍ）はＶＣＩよりも低い電圧なので、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前の格納データに対して＋１される。これにより、メモリ回路１３Ｒの格納データが（ｍ＋１）に更新され、この更新されたデータが再び読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの変換電圧の値をＶ（ｍ＋１）とする。
【０１４７】
次に、再び比較器９５で上記電圧Ｖ（ｍ＋１）と予めサンプル・ホールド回路９４で保持されている電圧ＶＣＩとの差が生成され、絶対値回路９７でその絶対値が生成される。このときの絶対値をＶｔｅとする。そして、電圧コンパレータ９９で、上記電圧Ｖｔｅと予めサンプル・ホールド回路９８で保持されている電圧Ｖｐｅとが比較され、この比較結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１４８】
ここで、Ｖｔｅ＞Ｖｐｅの場合、元のメモリデータｍの方が（ｍ＋１）に比べて収束点に近いので、このときの比較器９５の比較出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３でメモリ回路１３Ｒのデータが元のｍに戻される。
【０１４９】
一方、Ｖｔｅ＜Ｖｐｅの場合、メモリデータが（ｍ＋１）の場合の方が収束点に近いので、このときの比較器９５の比較出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３によるメモリ回路１３Ｒのデータ更新は行われない。
【０１５０】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０１５１】
なお、最初にＶ（ｍ）がＶＣＩよりも高い電圧であった場合には、メモリ回路１３Ｒのデータを（ｍ−１）に更新して同様の動作を行う。以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０１５２】
このように上記実施の形態によれば、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０１５３】
なお、上記説明では、１フィールド毎にメモリ回路のデータを更新し、アナログ電圧への変換後に以前の電圧との比較を１回行うように説明したが、１フィールド期間に可能な限りデータ更新回数を増やすことによって、収束に要する時間をより短くすることができる。
【０１５４】
また、上記説明では、メモリ回路のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間を短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば比較器９５の出力電圧でモニタすることができる。
【０１５５】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０１５６】
図１１は、上記第３の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ２１で、調整時の最適値となる電圧ＶＣＩが検出される。次にステップＳ２２で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍをＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ）との差の電圧の絶対値｜ＶＣＩ−Ｖ（ｍ）｜がＶｐｅとして生成される。次にステップＳ２３で、ＶＣＩとＶ（ｍ）との大小が比較される。
【０１５７】
ここで、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）ならば、Ｄ／Ａ変換された電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも小さく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を高くする必要があり、次のステップＳ２４で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）をＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ＋１）との差の電圧の絶対値｜ＶＣＩ−Ｖ（ｍ＋１）｜がＶｔｅとして生成される。次に、ステップＳ２５で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１５８】
そして、Ｖｔｅに対してＶｐｅが大きい場合には、ステップＳ２６でデータがｍ＋１に固定される。上記とは逆に、Ｖｔｅに対してＶｐｅが小さい場合には、ステップＳ２７でデータがｍに戻される。
【０１５９】
一方、ステップＳ２３で、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）でないと判断された場合は、Ｄ／Ａ変換された電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも大きく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を低くする必要があり、次のステップＳ２８で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して−１されたデータ（ｍ−１）をＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ−１）との差の電圧の絶対値｜ＶＣＩ−Ｖ（ｍ−１）｜がＶｔｅとして生成される。次に、ステップＳ２９で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１６０】
そして、Ｖｔｅに対してＶｐｅが大きい場合には、先のステップＳ３０でデータがｍ−１に固定される。上記とは逆に、Ｖｔｅに対してＶｐｅが小さい場合には、先のステップＳ２７でデータがｍに戻される。
【０１６１】
従って、この実施の形態の装置は、図１１に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１０に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０１６２】
図１２は、第３の実施の形態において、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧（ＤＡＣ出力）が最終的に最適値に収束する状態を示している。ここで、図１２中、積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、積分結果に近い方の値（絶対値が小）に対応したＤ／Ａ変換器の出力が制御電圧として採用される。
【０１６３】
（第４の実施の形態）
図１３は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる、この発明の第４の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【０１６４】
なお、この図１３の場合にも、三原色の映像信号のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示している。
【０１６５】
この実施の形態の装置が、先の第３の実施の形態による図１０のものと異なる点は、先のスイッチ回路（ＳＷ）９１が省略されて、前記Ｄ／Ａ変換器１４Ｒで変換された電圧が直接、カットオフ調整回路１２Ｒに供給されている点と、前記サンプル・ホールド回路９４と前記比較器９５とが省略され、前記差動増幅器９３の出力が前記整形回路９６及び絶対値回路９７にそれぞれ直接、供給されている点である。
【０１６６】
この実施の形態の装置では、黒レベル調整のために、各フィールド毎にＣＲＴ２０のカソード電極に流れる電流Ｉｋの検出が２回行われる。
【０１６７】
次に、動作を説明する。
【０１６８】
まず、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とすると、この電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。そして、このときの電流検出回路２１で検出、変換された電圧ＶＩｋが差動増幅器９３で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、絶対値回路９７で差動増幅器９３の出力の絶対値が生成され、さらにこの絶対値がサンプル・ホールド回路９８で保持される。このときのサンプル・ホールド回路９８の保持電圧をＶｐｅとする。
【０１６９】
また、先の比較器９３で比較され生成された差の電圧は、この後、整形回路９６で論理信号に整形され、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。そして、この整形回路９６からの論理信号に応じて、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒのデータの更新が行われる。例えば整形回路９６から出力される論理信号がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して−１されたデータ（ｍ−１）に更新される。逆に、整形回路９６から出力される論理信号がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）に更新される。
【０１７０】
次に更新されたメモリ回路１３Ｒの格納データに応じた制御電圧がカットオフ調整回路１２Ｒに供給され、このときの電流検出回路２１で検出、変換された２回目の変換電圧ＶＩｋが差動増幅器９３で基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、さらに絶対値回路９７でその絶対値が生成される。そして、この２回目に生成された絶対値はＶｔｅとして電圧コンパレータ９９に供給される。
【０１７１】
この後、電圧コンパレータ９９により電圧Ｖｔｅと予めサンプル・ホールド回路９８で保持されている電圧Ｖｐｅとが比較され、この比較結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１７２】
ここで、Ｖｔｅ＞Ｖｐｅの場合、元のメモリデータｍの方が（ｍ＋１）または（ｍ−１）に比べて収束点に近いので、このときの電圧コンパレータ９９の出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３でメモリ回路１３Ｒのデータが元のｍに戻される。
【０１７３】
一方、Ｖｔｅ＜Ｖｐｅの場合、メモリデータが（ｍ＋１）または（ｍ−１）の場合の方が収束点に近いので、このときの電圧コンパレータ９９の比較出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３によるメモリ回路１３Ｒのデータ更新は行われない。
【０１７４】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０１７５】
以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０１７６】
このように上記実施の形態の場合にも、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０１７７】
なお、この実施の形態の場合にも、メモリ回路１３Ｒの１回毎のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間をより短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば差動増幅器９３の出力電圧でモニタすることができる。
【０１７８】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０１７９】
図１４は、上記第４の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ３１で、電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ３２で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと、基準電圧Ｖｒｅｆとの差の電圧の絶対値｜ＶＩｋ−Ｖｒｅｆ｜がＶｐｅとして生成される。次にステップＳ３３で、ＶＩｋとＶｒｅｆとの大小が比較される。
【０１８０】
ここで、ＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、ＶＩｋを低くする必要があり、次のステップＳ３４で、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して−１され、データが（ｍ−１）に更新される。この後、ステップＳ３５で、電流Ｉｋが再び検出される。このときの電流ＩｋをＩｋ′とすると、次のステップＳ３６で、上記電流Ｉｋ′を変換した電圧ＶＩｋ′と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差の電圧の絶対値｜ＶＩｋ′−Ｖｒｅｆ｜がＶｔｅとして生成される。次にステップＳ３７で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１８１】
そして、Ｖｔｅに対してＶｐｅが大きい場合には、ステップＳ３８でデータがｍ−１に固定される。上記とは逆に、Ｖｔｅに対してＶｐｅが小さい場合には、ステップＳ３９でデータがｍに戻される。
【０１８２】
一方、ステップＳ３３で、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、ＶＩｋを高くする必要があり、次のステップＳ４０で、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して＋１され、データが（ｍ＋１）に更新される。この後、ステップＳ４１で、電流Ｉｋが再び検出される。このときの電流ＩｋをＩｋ′とすると、次のステップＳ４２で、上記電流Ｉｋ′を変換した電圧ＶＩｋ′と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差の電圧の絶対値｜ＶＩｋ′−Ｖｒｅｆ｜がＶｔｅとして生成される。次にステップＳ４３で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１８３】
そして、Ｖｐｅに対してＶｔｅが大きい場合には、先のステップＳ３９でデータがｍに戻される。上記とは逆に、Ｖｐｅに対してＶｔｅが小さい場合には、ステップＳ４４でデータが（ｍ＋１）に固定される。
【０１８４】
従って、この実施の形態の装置は、図１４に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１３に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０１８５】
（第５の実施の形態）
図１５は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる、この発明の第５の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【０１８６】
この実施の形態の装置は、先の第４の実施の形態による図１３の装置に対して回路構成をより簡略化すると共に、第４の実施の形態の場合のように収束点を挟むデータのうちより近い方を採用するのではなく、収束点に最も近い収束点を越えないデータに収束させるようにしたものである。
【０１８７】
従って、図１３と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１３と異なる点についてのみ説明する。
【０１８８】
この実施の形態の装置では、前記差動増幅器９３に変えて電圧コンパレータ回路１００が用いられている。すなわち、この電圧コンパレータ回路１００は、電流検出回路２１における変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して論理信号を出力する。また、前記整形回路９６、絶対値回路９７、サンプル・ホールド回路９８及び電圧コンパレータ９９が省略され、これらの回路の替わりに２個のラッチ回路１０１、１０２とＡＮＤ回路１０３が設けられている。
【０１８９】
そして、上記電圧コンパレータ回路１００の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給されると共に上記２個のラッチ回路１０１、１０２のデータ（Ｄ）入力端子に供給される。上記一方のラッチ回路１０１のクロック端子にはクロックＣＫ１が、上記他方のラッチ回路１０２のクロック端子にはクロックＣＫ２がそれぞれ供給される。上記ラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）と上記ラッチ回路１０２の出力（Ｑ）とは共に上記ＡＮＤ回路１０３に供給される。
【０１９０】
次に動作を説明する。
【０１９１】
まず、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とすると、この電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。そして、このときの電流検出回路２１で検出、変換された電圧ＶＩｋが電圧コンパレータ１００で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、この電圧コンパレータ１００の出力がクロックＣＫ１に同期してラッチ回路１０１にラッチされる。
【０１９２】
また、電圧コンパレータ１００の出力がＡＫＢ処理回路２３に供給される。そして、この電圧コンパレータ１００の出力に応じて、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒのデータの更新が行われる。例えば電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して−１されたデータ（ｍ−１）に更新される。逆に、電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）に更新される。
【０１９３】
次に更新されたメモリ回路１３Ｒの格納データに応じた制御電圧がカットオフ調整回路１２Ｒに供給され、このときの電流検出回路２１で検出、変換された２回目の変換電圧ＶＩｋが電圧コンパレータ１００で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、このときの電圧コンパレータ１００の出力が、今度はクロックＣＫ２に同期してラッチ回路１０２にラッチされる。
【０１９４】
そして、上記２個のラッチ回路１０１、１０２で電圧コンパレータ１００の出力がラッチされた後のＡＮＤ回路１０３の出力がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１９５】
ここで、１回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）で、２回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力もＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）の場合、これらの信号をラッチした後のラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１０２の出力（Ｑ）はそれぞれ“０”レベル、“１”レベルとなる。従って、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力は“０”レベルとなり、ＡＫＢ処理回路２３ではメモリ回路１３Ｒのデータがそのまま（ｍ−１）に固定される。
【０１９６】
また、１回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）で、２回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）の場合、これらの信号をラッチした後のラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１０２の出力（Ｑ）は共に“１”レベルとなる。従って、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力は“１”レベルとなり、ＡＫＢ処理回路２３ではメモリ回路１３Ｒのデータが元のｍに戻される。
【０１９７】
一方、１回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）で、２回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力もＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）の場合、これらの信号をラッチした後のラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１０２の出力（Ｑ）はそれぞれ“１”レベル、“０”レベルとなる。従って、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力は“０”レベルとなり、ＡＫＢ処理回路２３ではメモリ回路１３Ｒのデータがそのまま（ｍ＋１）に固定される。
【０１９８】
すなわち、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力が“０”レベルの場合には、最初に更新されたデータ（ｍ−１）または（ｍ＋１）に固定される。
【０１９９】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０２００】
以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束するが、この場合の収束点は、先の図１２において積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、常に低い値となり、この値に対応したＤ／Ａ変換器１４Ｒの出力が制御電圧として採用される。
【０２０１】
このように上記実施の形態の場合にも、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０２０２】
なお、この実施の形態の場合にも、メモリ回路１３Ｒの１回毎のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間をより短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば電圧コンパレータ１００の出力電圧でモニタすることができる。また、収束点は、先の図１２において積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、常に低い値である場合を説明したが、これは積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、常に高い値とするように変更することを可能である。
【０２０３】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０２０４】
図１６は、上記第５の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ５１で、電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ５２で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、この図１６の制御例の場合には、次のステップＳ５３でデータが（ｍ−１）に更新される。
【０２０５】
一方、先のステップＳ５２の判定結果がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次にステップＳ５４でデータが（ｍ＋１）に更新される。その後、ステップＳ５５で再び電流Ｉｋが検出され、さらに次のステップＳ５６でこの２回目の変換電圧ＶＩｋ（これをＶＩｋ′とする）と基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ′＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ５７でデータが元のｍに戻される。他方、ＶＩｋ′＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ５８でデータが（ｍ＋１）に固定される。
【０２０６】
従って、この実施の形態の装置は、図１６に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１５に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０２０７】
（第６の実施の形態）
図１７は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる、この発明の第６の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【０２０８】
この実施の形態の装置は、先の第５の実施の形態による図１５の装置が１フィールド毎にＩｋ検出を２回行っていたのに対し、１フィールド毎にＩｋ検出を１回行い、以前のフィールドにおけるＩｋの検出結果を次のフィールドにおけるＡＫＢ調整に利用するようにしたものである。
【０２０９】
従って、図１５と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１５と異なる点についてのみ説明する。
【０２１０】
この実施の形態の装置では、前記２個のラッチ回路１０１、１０２とＡＮＤ回路１０３の代わりに、２個のラッチ回路１０４、１０５と、排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路１０６と、ＡＮＤ回路１０７及びラッチ回路１０８が設けられている。
【０２１１】
さらに、図１５とは異なり前記電圧コンパレータ回路１００の出力はＡＫＢ処理回路２３には供給されず、上記ラッチ回路１０４のデータ（Ｄ）入力端子にのみ供給される。上記ラッチ回路１０５のデータ（Ｄ）入力端子には、上記ラッチ回路１０５の出力（Ｑ）が供給される。また、上記ラッチ回路１０４のクロック端子にはクロックＣＫ１が、上記ラッチ回路１０５のクロック端子にはクロックＣＫ２がそれぞれ供給される。
【０２１２】
そして、上記ラッチ回路１０５の出力（Ｑ）は制御信号ＬとしてＡＫＢ処理回路２３に供給され、上記ラッチ回路１０４の出力（Ｑ）及びラッチ回路１０５の反転出力（／Ｑ）は共に上記排他的論理和回路１０６に供給され、上記両ラッチ回路１０４、１０５の出力（Ｑ）は共にＡＮＤ回路１０７に供給される。上記排他的論理和回路１０６の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給され、ＡＮＤ回路１０７の出力は制御信号ＬＬとしてＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０２１３】
次に動作を説明する。
【０２１４】
まず、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とすると、この電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。また、ラッチ回路１０５には以前のフィールドにおけるＩｋ検出結果がラッチされているとする。そして、このラッチ回路１０５のラッチデータに応じた制御信号ＬがＡＫＢ処理回路２３に供給される。ここで、例えばこの制御信号Ｌが“１”レベルのときは、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒのデータが（ｍ−１）に更新される。逆に、制御信号Ｌが“０”レベルならばメモリ回路１３Ｒのデータが（ｍ＋１）に更新される。
【０２１５】
一方、先の電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給されいるときに、ＣＲＴ２０のカソード電極に流れる電流が電流検出回路２１で検出され、電圧に変換される。このとき、電流検出回路２１で検出、変換された電圧ＶＩｋが電圧コンパレータ１００で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、この電圧コンパレータ１００の出力がクロックＣＫ１に同期してラッチ回路１０４にラッチされる。ここで、ラッチ回路１０５には以前のフィールドにおけるＩｋ検出結果がラッチされており、上記両ラッチ回路１０４、１０５のラッチデータが排他的論理和回路１０６に供給されて、両ラッチデータの一致／不一致がこの排他的論理和回路１０６で検出される。例えば、両ラッチ回路１０４、１０５の出力のいずれか一方が“１”レベルで他方が“０”レベルの場合には不一致状態が検出され、この排他的論理和回路１０６の出力は“１”レベルになる。この場合には、第５の実施の形態の場合と同様に、最初に更新されたデータ（ｍ−１）または（ｍ＋１）から元のデータｍに戻される。他方、両ラッチ回路１０４、１０５の出力が共に“１”レベルまたは“０”レベルの場合には一致状態が検出され、この排他的論理和回路１０６の出力は“０”レベルになる。この場合にも、第５の実施の形態の場合と同様に、最初に更新されたデータ（ｍ−１）または（ｍ＋１）に固定される。
【０２１６】
一方、ＡＮＤ回路１０７には上記両ラッチ回路１０４、１０５の出力（Ｑ）が入力されるので、このＡＮＤ回路１０７の出力は上記両ラッチ回路１０４、１０５の出力（Ｑ）が共に“１”レベルのときにのみ“１”レベルとなり、その後、図１８のタイミングチャートに示すように、クロックＣＫ３のタイミングでラッチ回路１０８にラッチされ、制御信号ＬＬとしてＡＫＢ処理回路２３に入力される。
【０２１７】
この後、クロックＣＫ２のタイミングでラッチ回路１０４の出力がラッチ回路１０５にラッチされる。
【０２１８】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０２１９】
ここで、上記制御信号ＬＬがＡＫＢ処理回路２３でどのようにして使用されるかについては説明しなかったが、この制御信号ＬＬは連続する２フィールドの前後で電流検出回路２１の変換電圧が上昇していることを示す信号になっている。
【０２２０】
このように上記実施の形態の場合にも、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０２２１】
なお、この実施の形態の場合にも、メモリ回路１３Ｒの１回毎のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間をより短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば電圧コンパレータ１００の出力電圧でモニタすることができる。
【０２２２】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０２２３】
図１９は、上記第６の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ６１で、制御信号Ｌのレベルが判定される。そして、このレベルが“１”レベルであれば、次のステップＳ６２でデータが（ｍ−１）に更新される。その後、ステップＳ６３で電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ６４で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ６５でデータがｍに戻され、制御信号Ｌが“０”レベルに設定される。
【０２２４】
一方、先のステップＳ６４でＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ６６でデータが（ｍ−１）に固定され、制御信号Ｌが“１”レベルに設定される。
【０２２５】
また、先のステップＳ６１における制御信号Ｌの判定結果が“０”レベルのときは、次のステップＳ６７でデータが（ｍ＋１）に更新される。その後、ステップＳ６８で電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ６９で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ７０でデータがｍに戻され、制御信号Ｌが“１”レベルに設定される。
【０２２６】
一方、先のステップＳ６９でＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ７１でデータが（ｍ＋１）に固定され、制御信号Ｌが“０”レベルに設定される。
【０２２７】
ところで、上記図１９のフローチャートで示される制御機能を有する装置では、調整される安定点が収束点を挟んで２点となり得る。
【０２２８】
そこで、次に、収束点に最も近く、収束点を越えない点を安定点とすることができる、上記第６の実施の形態による装置の他の制御例を図２０のフローチャートに示す。この場合には、先のラッチ回路１０８から出力される制御信号ＬＬが使用される。
【０２２９】
この場合、ステップＳ６１からステップＳ６４までの操作は図１９の場合と同様なのでその説明は省略する。そして、ステップＳ６４で変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較された結果、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８１で今度は制御信号ＬＬのレベルが判定される。このとき、ＬＬが“１”レベルならば、次のステップＳ８２でデータが（ｍ−１）に固定され、制御信号Ｌが“０”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。他方、ＬＬが“０”レベルならば、次のステップＳ８３でデータが元のｍに戻され、制御信号Ｌが“０”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。
【０２３０】
先のステップＳ６４でＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８４でデータが（ｍ−１）に固定され、制御信号Ｌが“１”レベル、制御信号ＬＬが“１”レベルにそれぞれ設定される。
【０２３１】
また、先のステップＳ６１における制御信号Ｌの判定結果が“０”レベルのときのステップＳ６７からステップＳ６９までの操作は図１９の場合と同様なのでその説明は省略する。そして、ステップＳ６９における変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８５でデータがｍに戻され、制御信号Ｌが“１”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。他方、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８６でデータが（ｍ＋１）に固定され、制御信号Ｌが“０”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。
【０２３２】
従って、この実施の形態の装置は、図１９又は図２０に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１７に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０２３３】
（第７の実施の形態）
図２１は、この発明の第７の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。この実施の形態の装置は、第３の実施の形態による前記図１０の装置の回路構成をより簡略化するようにしたものである。従って、図１０と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１０と異なる点についてのみ説明する。
【０２３４】
また、この実施の形態の装置では、収束点を挟む２点のデータのうち、より収束点に近い方のデータを採用するのではなく、収束点に最も近い収束点を越えないデータを採用する。
【０２３５】
この実施の形態の装置では、前記比較器９５、整形回路９６、絶対値回路９７、サンプル・ホールド回路９８及び電圧コンパレータ９９が省略され、新たに電圧コンパレータ１１０、２個のラッチ回路１１１、１１２及びＡＮＤ回路１１３が設けられている。
【０２３６】
上記電圧コンパレータ１１０は前記比較器９５の代わりのものであり、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒからの変換電圧が非反転入力端子（＋）に供給され、前記サンプル・ホールド回路９４の保持電圧が反転入力端子（−）に供給される。そして、この電圧コンパレータ１１０の出力ＣｏｎｔＭはＡＫＢ処理回路２３に供給されると共に上記２個のラッチ回路１１１、１１２のデータ（Ｄ）入力端子に供給される。上記ラッチ回路１１１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１１２の出力（Ｑ）は共にＡＮＤ回路１１３に供給される。そして、このＡＮＤ回路１１３の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０２３７】
次に、上記のような構成の装置の動作を説明する。
【０２３８】
なお、ＡＫＢ期間におけるカットオフ調整回路１２Ｒ、ドライバー回路１９Ｒ、ＣＲＴ２０、電流検出回路２１、ロウパスフィルタ回路９２、差動増幅器９３、スイッチ回路９１及び先のカットオフ調整回路１２Ｒからなる負帰還ループの動作は図１０の場合と同様であり、ＶＩｋ＝Ｖｒｅｆとなるような電圧ＶＣＩがサンプル・ホールド回路９４で保持される。
【０２３９】
次に、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とする。
【０２４０】
次に、電圧コンパレータ１１０で上記電圧Ｖ（ｍ）と電圧ＶＣＩとが比較され、その比較結果が制御信号ＣｏｎｔＭとしてＡＫＢ処理回路２３に供給されると共に、クロックＣＫ１のタイミングでラッチ回路１１１にラッチされる。
【０２４１】
ここで、Ｖ（ｍ）＜ＶＣＩの関係にあり、上記制御信号ＣｏｎｔＭが“０”レベルのときは、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前の格納データに対して＋１される。他方、Ｖ（ｍ）＞ＶＣＩの関係にあり、上記制御信号ＣｏｎｔＭが“１”レベルのときは、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前の格納データに対して−１される。また、上記制御信号ＣｏｎｔＭは、クロックＣＫ１のタイミングでラッチ回路１１１にラッチされる。
【０２４２】
また、上記のようにして更新されたデータがメモリ回路１３Ｒから再び読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの変換電圧の値はＶ（ｍ＋１）あるいは（ｍ−１）とする。
【０２４３】
次に、再び電圧コンパレータ１１０で電圧Ｖ（ｍ＋１）あるいは（ｍ−１）と電圧ＶＣＩとが比較され、その比較結果に応じて出力される制御信号ＣｏｎｔＭが、今度はクロックＣＫ２のタイミングでラッチ回路１１２にラッチされる。
【０２４４】
ここで、例えば、最初に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“０”レベル、次に出力される制御信号ＣｏｎｔＭも“０”レベルのとき、ラッチ後の両ラッチ回路１１１、１１２の出力はそれぞれ“１”レベル、“０”レベルとなり、ＡＮＤ回路１１３の出力は“０”レベルとなる。この場合、制御電圧Ｖ（ｍ＋１）はまだ低いので、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前のデータ（ｍ＋１）に固定される。
【０２４５】
また、最初に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“０”レベル、次に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“１”レベルのとき、ラッチ後の両ラッチ回路１１１、１１２の出力は共に“１”レベルとなり、ＡＮＤ回路１１３の出力は“１”レベルとなる。この場合には制御電圧Ｖ（ｍ＋１）が上がり過ぎたので、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは元のデータｍに戻される。
【０２４６】
さらに、最初に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“１”レベル、次に出力される制御信号ＣｏｎｔＭも“１”レベルのとき、ラッチ後の両ラッチ回路１１１、１１２の出力はそれぞれ“０”レベル、“１”レベルとなり、ＡＮＤ回路１１３の出力は“０”レベルとなる。この場合、制御電圧Ｖ（ｍ−１）はまだ高いので以前のデータ（ｍ−１）に固定される。
【０２４７】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０２４８】
以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０２４９】
このように上記実施の形態によれば、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０２５０】
なお、上記説明では、１フィールド毎にメモリ回路１３Ｒのデータを更新し、アナログ電圧への変換後に以前の電圧との比較を１回行うように説明したが、１フィールド期間に可能な限りデータ更新回数を増やすことによって、収束に要する時間をより短くすることができる。
【０２５１】
また、上記説明では、メモリ回路１３Ｒのデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間を短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば差動増幅器９３の出力電圧でモニタすることができる。
【０２５２】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０２５３】
図２２は、上記第７の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ９１で、調整時の最適値となる電圧ＶＣＩが検出される。次にステップＳ９２で、電圧ＶＣＩと電圧Ｖ（ｍ）とが比較される。
【０２５４】
ここで、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）ならば、変換電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも小さく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を高くする必要があり、次のステップＳ９３で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）をＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ＋１）とが比較される。そして、まだＶＣＩ＞Ｖ（ｍ＋１）ならば、次のステップＳ９３でデータがｍ＋１に固定される。上記とは逆に、ＶＣＩ＜Ｖ（ｍ＋１）ならば、次のステップＳ９４でデータがｍに戻される。
【０２５５】
一方、ステップＳ９３で、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）でないと判断された場合は、Ｄ／Ａ変換された電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも大きく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を低くする必要があり、次のステップＳ９５で、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して−１されたデータ（ｍ−１）に更新される。
【０２５６】
従って、この実施の形態の装置は、図２２に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図２１に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０２５７】
（第８の実施の形態）
図２３は、この発明の第８の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。この実施の形態の装置は、第３の実施の形態による前記図１０の装置に対して、収束点に達するまでの時間をより早くするようにしたものである。従って、図１０と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１０と異なる点についてのみ説明する。
【０２５８】
この実施の形態の装置では、前記差動増幅器９３の出力を比較器９５に直接、供給する代りに、積分器１１４及び積分容量１１５からなる積分回路を介して比較器９５に供給する。また、前記スイッチ回路９１は、前記Ｄ／Ａ変換器１４Ｒにおける変換電圧を上記積分容量１１５に供給するように、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒと積分容量１１５との間に設けられている。
【０２５９】
ここで、上記積分器１１４は前記差動増幅器９３の出力に含まれるノイズを除去する作用を有する。また、スイッチ回路９１により、積分容量１１５に対し、予めＤ／Ａ変換器１４Ｒにおける変換電圧を与えられることによって、収束に要する時間が短縮される。
【０２６０】
【発明の効果】
以上説明したように、第１の発明によれば、高圧変動により直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に高速に追随して調整を行うことができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することができる。
【０２６１】
また、第２の発明によれば、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図２】第１の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図３】図１中における電流検出回路２１、高圧変動検出回路２５及び比較器２２それぞれの具体的な回路構成例を示す回路図。
【図４】図１中における強制選択回路２６の具体的な回路構成例を示す回路図。
【図５】図１中における電流検出回路２１、比較器２２及び収束検出回路２７それぞれの具体的な回路構成例を示す回路図。
【図６】図３中の回路及び図５中の回路で使用される各基準電圧の関係をまとめて示す図。
【図７】この発明の第２の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図８】第２の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図９】図７中における電流検出回路２１、比較器２２、ラッチ回路２８及び比較回路２９それぞれの具体的な回路構成例を示す図。
【図１０】この発明の第３の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１１】第３の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図１２】第３の実施の形態においてＤ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する状態を示す図。
【図１３】この発明の第４の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１４】第４の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図１５】この発明の第５の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１６】第５の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図１７】この発明の第６の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１８】図１７の装置で使用されるクロックのタイミングチャート。
【図１９】第６の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図２０】第６の実施の形態による装置の他の制御例を示すフローチャート。
【図２１】この発明の第７の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図２２】第７の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図２３】この発明の第８の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図２４】先の出願に記載されている自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の構成を示すブロック図。
【図２５】図２４の装置で使用される信号のタイミング図。
【図２６】収束速度を改善する他の映像表示装置全体の構成を示すブロック図。
【図２７】図２６の装置における種々の収束状態を示す図。
【図２８】収束すべきデータが振動する状態を示す図。
【符号の説明】
１１Ｒ…スイッチ回路（ＳＷ）、
１２Ｒ…カットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）、
１３Ｒ…メモリ回路、
１４Ｒ…Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、
１５Ｒ…ドライブゲイン調整回路（Ｄｒｉｖｅ ｇａｉｎ）、
１６Ｒ…メモリ回路（ＭＥＭ又はＭＥＭＯＲＹ）、
１７Ｒ…Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、
１８Ｒ…ブランキング回路（ＢＬＫ）、
１９Ｒ…ドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）、
２０…ＣＲＴ、
２１…電流検出回路、
２２…比較器、
２３…ＡＫＢ処理回路、
２４…選択器、
２５…高圧変動検出回路、
２６…強制選択回路、
２７…収束検出回路、
２８…ラッチ回路、
２９…比較回路、
３１…抵抗、
３２…電圧コンパレータ、
３３、３６、３７、５３、５４…ラッチ回路、
３４、３５、５１、５２…電圧コンパレータ、
３８、４１…ＯＲ回路、
３９、４０…フリップフロップ回路、
５５…ＡＮＤ回路、
６１、６３、６４…電圧コンパレータ、
６２、６５、６６、６７…ラッチ回路、
６７…ＯＲ回路、
７１〜７６…ラッチ回路、
７７、７８…ＡＮＤ回路、
７９…ＯＲ回路、
８０…ラッチ回路、
８１…ＯＲ回路、
８２…ＡＮＤ回路、
９１…スイッチ回路（ＳＷ）、
９２…ロウパスフィルタ回路（ＬＰＦ）、
９３…差動増幅器、
９４、９８…サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）、
９５…比較器、
９６…整形回路、
９７…絶対値回路（ＡＢＳ）、
９９…電圧コンパレータ、
１００…コンパレータ回路、
１０１、１０２…ラッチ回路、
１０３…ＡＮＤ回路、
１０４、１０５、１０８…ラッチ回路、
１０６…排他的論理和回路、
１０７…ＡＮＤ回路、
１１０…電圧コンパレータ、
１１１、１１２…ラッチ回路、
１１３…ＡＮＤ回路、
１１４…積分器、
１１５…積分容量。
【発明の属する技術分野】
この発明は自動白色バランス調整回路及びこの回路を備えた映像表示装置に係り、特に白色バランスをディジタル方式によって調整するようにしたものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
カラーテレビジョン受像機では、白色基準信号が入力されたときに、カラー受像管（以下、ＣＲＴと称する）で正確に所定の色温度が再現されなければならない。一般に、ＣＲＴのＲ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）の各出力光の比率は、各カソード電流の比率で決まる。しかし、カソード電圧に対するカソード電流の特性はＣＲＴ毎に異なる。従って、所定の色温度を再現するには、ＣＲＴ毎にＲ、Ｇ、Ｂの各軸間の比率を調整する必要がある。
【０００３】
近年では、このような調整を自動的に行うＡＫＢ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｋｉｎｅ Ｂｉａｓ ：自動白色バランス調整）回路が使われるようになってきた。これは、垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入し、その時のカソード電流を検出し、この検出値をサンプルホールド回路で保持しておき、この保持された電圧を基準電圧と比較した結果に基づいて白バランスを調整するものである。
【０００４】
しかし、このような従来のＡＫＢ回路において、カソード電流を変換して得られる電圧を絵柄期間保持しておくためのサンプルホールド回路ではコンデンサが必要である。この絵柄期間は１Ｖ（１垂直期間、約１７ｍｓ）であるために、これらのコンデンサとして比較的大きな容量のものが使われている。
【０００５】
この結果、集積化されたＡＫＢ回路ではこれらのコンデンサを内蔵させることはできず、従って外付け部品とする必要がある。また、集積回路には、コンデンサを外付けするために専用の外部端子を設ける必要があり、集積回路の大型化は避けられない。
【０００６】
そこで、本発明者のうちの一部の発明者は、自動白色バランス調整をディジタル方式によって行うことにより、サンプルホールド回路を不要とし、コンデンサを使用しない自動白色バランス調整回路を提案した（特願平１０−３２８０６４号の出願）。
【０００７】
この出願に記載されている自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の構成を示すブロック図を図２４に示す。図中の入力信号は通常の映像信号であり、三原色ドライブの場合、これらの入力信号はＲ、Ｇ、Ｂ各軸の原色信号である。なお、これらの原色信号は、予めブライトネス、テイントなどがコントロールされているとする。
【０００８】
また、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎に入力される基準パルスＴ１、Ｔ２はＡＫＢ調整用の信号であり、一方の基準パルスＴ１は黒レベル（暗部）調整用のパルスであり、他方の基準パルスＴ１は白レベル（明部）調整用のパルスである。
【０００９】
スイッチ回路（ＳＷ）１１Ｒ、１１Ｇ、１１Ｂは、入力信号Ｒ、Ｇ、Ｂ又は基準信号パルスＴ１及び基準パルスＴ２を選択して出力する。上記基準パルスＴ１及びＴ２を出力する期間は、垂直ブランキング期間であって垂直帰線期間でない期間、すなわち、一般的にはＣＲＴ画面上でオーバースキャンされていてユーザーには視認できない期間の一部である。
【００１０】
また、基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のレベルは例えば約３〜１０ＩＲＥ（ただし白信号のピークを１００ＩＲＥとする）であり、基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２のレベルは例えば約３０〜５０ＩＲＥである。
【００１１】
それぞれ例えばクランプ回路からなるカットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）１２Ｒ、１２Ｇ、１２Ｂでは、スイッチ回路１１Ｒ、１１Ｇ、１１Ｂから出力される信号の直流レベルの設定（クランプ）が行われる。この際に、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎にメモリ回路（ＭＥＭ）１３Ｒ、１３Ｇ、１３Ｂに予め格納されているディジタルデータが読み出され、これらのディジタルデータがＲ、Ｇ、Ｂ各軸毎にＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１４Ｒ、１４Ｇ、１４ＢでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号、例えば直流の制御電圧が対応するカットオフ調整回路１１Ｒ、１１Ｇ、１１Ｂに供給される。
【００１２】
また、それぞれ利得制御増幅器からなるドライブゲイン調整回路（Ｄｒｉｖｅｇａｉｎ）１５Ｒ、１５Ｇ、１５Ｂでは、カットオフ調整回路１２Ｒ、１２Ｇ、１２Ｂからそれぞれ出力される信号のドライブゲイン、すなわち交流振幅の設定が行われる。この場合にも、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎にメモリ回路１６Ｒ、１６Ｇ、１６Ｂに予め格納されているディジタルデータが読み出され、これらのディジタルデータがＲ、Ｇ、Ｂ各軸毎にＤ／Ａ変換器１７Ｒ、１７Ｇ、１７ＢでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号（制御電圧）が対応するドライブゲイン調整回路１５Ｒ、１５Ｇ、１５Ｂに供給される。
【００１３】
ドライブゲイン調整回路１５Ｒ、１５Ｇ、１５Ｂからの出力はブランキング回路（ＢＬＫ）１８Ｒ、１８Ｇ、１８Ｂそれぞれ及びドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）１９Ｒ、１９Ｇ、１９Ｂそれぞれを経由して、ＣＲＴ２０のＲ、Ｇ、Ｂ各軸の対応するカソード電極（図示せず）に供給される。
【００１４】
ブランキング回路１８Ｒ、１８Ｇ、１８Ｂでは、通常のブランキングに加えて、ＡＫＢ調整処理期間中には調整軸以外の不要な信号がブランキングされる。また、ＣＲＴ２０では、各カソード電極に電圧Ｖｋが印加されることによってカソード電流Ｉｋが流れ、これにより表示駆動が行われる。
【００１５】
ＣＲＴ２０では、上記基準パルスＴ１またはＴ２が供給された際に、各カソード電極に印加される電圧Ｖｋに応じたカソード電流が流れ、これら各カソード電流が電流検出回路２１によって検出され、電圧に変換されて出力される。この電流検出回路２１から出力される変換電圧は、比較器２２によって黒レベルの基準電圧または白レベルの基準電圧を有する基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。
【００１６】
この比較器２２の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給される。このＡＫＢ処理回路２３では、比較器２２の比較結果に応じて新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介して対応する各メモリ回路１３Ｒ、１３Ｇ、１３Ｂ、１６Ｒ、１６Ｇ、１６Ｂに再格納され、データの更新が行われる。
【００１７】
以上のような正帰還ループによって、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸毎に暗部と明部におけるカソード電流Ｉｋの値が所定値と一致するように調整され、この結果、ホワイトバランスの自動調整が行われる。
【００１８】
ところで、図２４のような自動白色バランス調整回路において、回路系の安定性を確保するためには、カソード電流Ｉｋの検出回数を増やす必要がある。このため、一般に検出期間として１水平期間（１Ｈ）を各調整軸毎に割り当てている。
【００１９】
例えば、回路構成を簡略化するために、先の電流検出回路２１とその他の大部分の回路をＲ、Ｇ、Ｂ各軸で共通に使用し、時分割処理によって３軸の調整を行う場合には、図２５のタイミング図に示すように、ブランキング期間内の３水平期間（３Ｈ）を使用して調整を行う。
【００２０】
すなわち、最初の１フィールドでＲカットオフ、Ｇカットオフ、Ｂカットオフからなる黒レベル調整を行い、次の１フィールドでＲゲイン、Ｇゲイン、Ｂゲインからなる白レベル調整を行い、以下この調整動作が繰り返されることにより、黒レベル及び白レベルが最終的に収束する。
【００２１】
なお、図２５中のＰＶは垂直同期信号であり、ＰＨは水平同期信号である。また、黒レベル及び白レベルの調整が行われるブランキング期間の終了後に通常の絵柄期間が開始される。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＡＫＢは、電源投入時の初期調整、温度ドリフトによる変化、ＣＲＴの特性劣化等の経時変化等の比較的ゆっくりとした変化に対して追随させる必要があることはもちろんのこと、ＣＲＴに加えられているスクリーン電圧（ＣＲＴの第２グリッド電圧）等の高電圧の変動等による急激な変化にも追随させる必要がある。
【００２３】
ところで、ＣＲＴのアノード電圧は表示画面の明るさ（映像の内容）に応じて変動し、さらに画面の明るさはＣＲＴのビーム電流の大きさで決まる。
【００２４】
一方、スクリーン電圧やアノード電圧等の高電圧は高圧発生回路によって発生されているが、カラーテレビジョン受像機に設けられている高圧発生回路は十分な電圧安定性を有していないのが通常である。従って、上記ビーム電流が変動すると、この高圧発生回路で発生される高電圧も変動する。このような現象は一般に高圧変動と称されている。
【００２５】
上記スクリーン電圧もこの高圧変動に影響されて変動するが、ＣＲＴにおけるカットオフレベルはこのスクリーン電圧の影響を受ける。従って、高圧変動が発生すると、カットオフレベルも変動する。
【００２６】
上記のような高圧変動は頻繁に発生し、この高圧変動が起こった場合はカットオフレベルが大きく変化する。この変化は急激であるばかりではなく、変化量も大きく、即応性が要求される。従って、図２５で説明したように、２フィールドに１回の割合の処理では追随速度の面で対応できないという問題がある。
【００２７】
また、１フィールド当たり３Ｈよりも多くの調整期間を設けることは、カソード電流を検出するために入力される基準パルスによるＣＲＴの管面による反射等で目立ってしまう不具合があり、検出期間を１Ｈよりも少なくすると既に説明したように安定性が悪化するという不具合がある。
【００２８】
一方、収束速度を改善する他の例として、図２６のような回路が考えられている。この回路では、収束点近傍では精度を確保するために、メモリのデータを更新する際の変化量を細かく設定し、収束点から離れている場合には大まかに設定している。
【００２９】
このために、比較器２２で電流検出回路２１からの変換電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較した際に、その差が大きい場合にはＡＫＢ処理回路２３で大まかな変化量（±ｍ）でメモリの更新を行わせ、他方、その差が小さい場合にはＡＫＢ処理回路２３で細かな変化量（±ｎ：ｎ＜ｍ）でメモリの更新を行わせる。
【００３０】
この場合、不連続で大きなデータ更新が発生する。しかし、ノイズが発生した場合、これが高圧変動によるものであると誤判断され、実際には高圧変動が発生していないのにもかかわらず大きな変化量でデータが更新されてしまい、画面の輝度がちらつく可能性がある。
【００３１】
このような不都合に対しては、カソード電流の検出回数を増やすことによる積分効果を持たせて、誤動作を防止することが考えられる。しかし、このことは処理時間の増大を意味するので、逆に高圧変動のような急激な変動には追随できなくなる。
【００３２】
また、一般に、ＣＲＴのカソード電極における電圧−電流特性（Ｖｋ−Ｉｋ特性）はリニアではなく、ガンマ特性を持っている。このため、上述したようにある変化量（ステップ）毎に離散的にデータを更新するものでは、調整点に収束したかどうかの判定が難しい。
【００３３】
なぜなら、Ｉｋの１ステップ当たりの変化量が、ＣＲＴ毎に、あるいは同じＣＲＴであってもＶｋの値によって変化するからである。
【００３４】
このため、収束範囲を決める場合に、精度を求めて狭く設定すると、場合によっては１ステップの変化で収束範囲を超えて変化し、収束点に到達しないことが想定される。逆に収束範囲を広くしてこの問題に対応するならば、今度は調整の精度が悪化するという問題がある。
【００３５】
すなわち、図２７において、（ａ）は１ステップの変化量ΔＩｋが最適に設定されている場合を示しており、Ｉｋが高いしきい値ＲｅｆＨｉ側から低下する時及び低いしきい値ＲｅｆＬｏ側から上昇する時も、ＲｅｆＨｉとＲｅｆＬｏとの間で収束する。（ｂ）はΔＩｋを大きく設定した場合であり、Ｉｋが高いしきい値ＲｅｆＨｉ側から低下する時及び低いしきい値ＲｅｆＬｏ側から上昇する時も、このＲｅｆＨｉとＲｅｆＬｏとの間の範囲を飛び越えてしまう。このために収束しない。また、（ｃ）はΔＩｋを小さく設定した場合であり、Ｉｋが高いしきい値ＲｅｆＨｉ側から低下する時と低いしきい値ＲｅｆＬｏ側から上昇する時で収束する点が異なってしまう。
【００３６】
これに対して、図２７に示すように収束範囲を設定せずにある１点で大小関係を比較すると、上記のような（ｂ）、（ｃ）の場合の問題は解決できる。
【００３７】
しかし、離散的なデータであると、図２８に示すように、データ（ＶＩｋ）が振動する問題点がある。
【００３８】
この発明は上記のような事情を考慮してなされたものであり、その第１の目的は、高圧変動により直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に高速に追随して調整を行うことができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することにある。
【００３９】
この発明の第２の目的は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することにある。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
第１の発明の自動白色バランス調整回路は、カラー映像信号の直流レベル及び交流振幅を調整して出力する調整回路と、上記調整回路の動作を制御するために使用されるディジタルデータを格納するメモリ回路と、上記メモリ回路に格納されたディジタルデータをアナログ信号に変換して上記調整回路に出力するＤ／Ａ変換回路と、上記カラー映像信号の垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入するスイッチ回路と、上記調整回路の出力に応じてカラー受像管を表示駆動するカソード駆動信号を出力する駆動回路と、上記カラー受像管のカソード電流を検出する第１の検出回路と、上記スイッチ回路で上記基準信号が挿入されている期間における上記第１の検出回路の検出値を基準値と比較する比較回路と、上記メモリ回路に格納されたディジタルデータを上記比較回路の比較結果に基づいて更新する更新回路と、上記第１の検出回路に接続され、第１の検出回路の出力が大きく変動した場合に、この状態を上記カラー受像管に印加されている高圧に変動が発生したものとして検出する第２の検出回路と、上記第２の検出回路で高圧変動が検出された際に、上記調整回路で上記直流レベル及び交流振幅のうち直流レベルのみが優先的に調整されるように、上記更新回路、上記メモリ回路及び上記Ｄ／Ａ変換回路における上記直流レベルの調整経路を選択するように制御する選択制御回路とを具備している。
【００４２】
第２の発明の映像表示装置は、カラー映像信号の垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入する手段と、予め与えられたディジタルデータに応じてこの基準信号の直流レベル及び交流振幅を調整する手段と、この調整された基準信号に応じてカラー受像管を表示駆動するためのカソード駆動信号を発生してカラー受像管のカソード電極に供給する手段と、上記基準信号が挿入されている期間におけるカソード電流を検出してこの検出値を基準値と比較する手段と、この比較結果に応じて上記直流レベル及び交流振幅を調整するための上記ディジタルデータをそれぞれ更新する手段とを具備し、上記カラー受像管における高圧変動が生じた際に、上記ディジタルデータのうち上記直流レベルを調整するためのディジタルデータのみが優先的に更新されることを特徴とする。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照してこの発明を実施の形態により説明する。
【００５３】
（第１の実施の形態）
図１は、高圧変動が発生して映像信号の直流レベルが急激に変化した場合に、この直流レベルの変化に高速に追随して調整を行うようにした、この発明の第１の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。なお、この図１では、三原色の映像信号のＲ、Ｇ、Ｂ各軸のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示したものであり、残りのＧ軸及びＢ軸に関係した回路部分の構成は図示されているＲ軸の場合と同様なのでその図示及び説明は省略する。
【００５４】
図中の入力信号Ｒは三原色ドライブの場合の通常の映像信号である。なお、これの原色信号は、図示しない他の入力信号Ｇ、Ｂと共にブライトネス、テイントなどが既にコントロールされているとする。
【００５５】
また、基準パルスＴ１、Ｔ２はＡＫＢ調整用の信号であり、一方の基準パルスＴ１は黒レベル（暗部）調整用のパルスであり、他方の基準パルスＴ２は白レベル（明部）調整用のパルスである。この基準パルスＴ１、Ｔ２についても、図示しないが、他のＧ軸及びＢ軸でも用いられる。
【００５６】
スイッチ回路（ＳＷ）１１Ｒは、入力信号Ｒ又は基準信号パルスＴ１及び基準パルスＴ２を選択して出力する。上記基準パルスＴ１及びＴ２を出力する期間は、垂直ブランキング期間であって垂直帰線期間でない期間、すなわち、一般的にはＣＲＴ画面上でオーバースキャンされていてユーザーには視認できない期間の一部である。
【００５７】
また、基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のレベルは例えば約３〜１０ＩＲＥ（ただし白信号のピークを１００ＩＲＥとする）であり、基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２のレベルは例えば約３０〜５０ＩＲＥである。
【００５８】
例えばクランプ回路からなるカットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）１２Ｒでは、スイッチ回路１１Ｒから出力される信号の直流レベルの設定（クランプ）が行われる。この際に、メモリ回路（ＭＥＭ）１３Ｒに予め格納されているディジタルデータが読み出され、このディジタルデータがＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１４ＲでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号、例えば直流の制御電圧がこのカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。
【００５９】
また、利得制御増幅器からなるドライブゲイン調整回路（Ｄｒｉｖｅ ｇａｉｎ）１５Ｒでは、カットオフ調整回路１２Ｒから出力される信号のドライブゲイン、すなわち交流振幅の設定が行われる。この場合にも、メモリ回路１６Ｒに予め格納されているディジタルデータが読み出され、このディジタルデータがＤ／Ａ変換器１７ＲでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号（制御電圧）がこのドライブゲイン調整回路１５Ｒに供給される。
【００６０】
上記ドライブゲイン調整回路１５Ｒからの出力はブランキング回路（ＢＬＫ）１８Ｒ及びドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）１９Ｒを経由して、ＣＲＴ２０の対応するカソード電極に供給される。
【００６１】
上記ブランキング回路１８Ｒでは、通常のブランキングに加えて、ＡＫＢ調整処理期間中には調整軸以外の不要な信号がブランキングされる。また、ＣＲＴ２０では、Ｒ、Ｇ、Ｂ軸の各カソード電極に電圧Ｖｋがそれぞれ印加され、これらのカソード電極にカソード電流Ｉｋが流れることによって表示駆動が行われる。
【００６２】
ＣＲＴ２０では、上記基準パルスＴ１またはＴ２が供給された際に印加される電圧Ｖｋに応じたカソード電流がカソード電極に流れ、このカソード電流が電流検出回路２１によって検出され、電圧に変換されて出力される。
【００６３】
この電流検出回路２１から出力される変換電圧は、比較器２２によって黒レベルの基準電圧または白レベルの基準電圧を有する基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。
【００６４】
この比較器２２の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給される。このＡＫＢ処理回路２３では、比較器２２の比較結果に応じて新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介して上記メモリ回路１３Ｒ又は１６Ｒに再格納され、データの更新が行われる。
【００６５】
また、図１の装置では、上記の構成に加えて新たに高圧変動検出回路２５、強制選択回路２６及び収束検出回路２７が追加されている。
【００６６】
上記電流検出回路２１に高圧変動検出回路２５が接続されている。この高圧変動検出回路２５は、電流検出回路２１から出力される変換電圧が大きく変動した場合に、この状態をＣＲＴ２０に印加されている高電圧の変動が発生したものとして検出する。高圧変動検出回路２５における検出出力は上記強制選択回路２６に供給される。この強制選択回路２６は、高圧変動検出回路２５で高圧変動が発生したことが検出された際は、ＡＫＢ処理回路２３で生成される黒レベル（暗部）更新用のディジタルデータのみが選択されるように上記選択器２４を制御する。
【００６７】
また、上記収束検出回路２７は電流検出回路２１に接続されている。この収束検出回路２７は、電流検出回路２１から出力される変換電圧に応じて、実際の黒レベルが基準電圧Ｖｒｅｆに対応した基準の黒レベルに収束したか否かを検出する。そして、この収束が検出されると、強制選択回路２６の状態が選択器２４において黒レベル（暗部）及び白レベル（明部）の両調整動作を選択する状態に戻される。
【００６８】
さらに、上記強制選択回路２６の出力は上記スイッチ回路１１Ｒにも供給されている。このスイッチ回路１１Ｒは強制選択回路２６の出力に応じて、各フィールド毎に基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のみを選択するか、各フィールド毎に基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１と基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２とを交互に選択するように制御される。
【００６９】
このような構成において、高圧変動が発生しない通常の状態では、スイッチ回路１１Ｒは、各フィールド毎に基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１と基準の白レベルに対応した基準パルスＴ２とを交互に選択するように制御される。さらに、選択器２４は、ＡＫＢ処理回路２３で生成される黒レベル（暗部）更新用のディジタルデータと白レベル（明部）更新用のディジタルデータが各フィールド毎に交互に選択するように制御される。従って、従来の場合と同様に、カットオフ調整回路１２Ｒにおける黒レベルの調整動作とドライブゲイン調整回路１５Ｒにおける白レベルの調整動作とが、各フィールドで交互に行われる。
【００７０】
一方、高圧変動検出回路２５で高圧変動が発生したことが検出されると、スイッチ回路１１Ｒは毎フィールドに基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１を選択するように制御され、また、強制選択回路２６からの検出出力により、選択器２４は、ＡＫＢ処理回路２３で生成される黒レベル（暗部）更新用のディジタルデータのみを選択するように制御される。この結果、各フィールド毎にカットオフ調整回路１２Ｒにおける黒レベルのみの調整動作が行われる。
【００７１】
そして、収束検出回路２７で、実際の黒レベルが基準の黒レベルに収束したことが検出されると、強制選択回路２６の状態が黒レベル（暗部）及び白レベル（明部）の両調整動作を行わせる状態に戻され、これ以降では先に説明したような通常の状態、すなわち、カットオフ調整回路１２Ｒにおける黒レベルの調整動作とドライブゲイン調整回路１５Ｒにおける白レベルの調整動作とが、各フィールドで交互に行われる状態に戻る。
【００７２】
図２は、第１の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ１で基準パルスの挿入時に高圧変動が検出されると、ステップＳ２で黒レベルの調整動作が行われる。その後、ステップＳ３で黒レベルの収束状態が検出され、収束していなければステップＳ２に戻り、次のフィールドで再び黒レベルの調整動作が行われる。
【００７３】
一方、黒レベルの収束が検出されると、ステップＳ１に戻り、高圧変動の検出が行われる。そして、高圧変動が検出されなければ、ステップＳ４で奇数フィールドか偶数フィールドかが検出され、奇数フィールドであればステップＳ５で白レベルの調整動作が行われる。その後、再び、ステップＳ１に戻り、高圧変動の検出が行われ、高圧変動が検出されなければ、ステップＳ４で奇数フィールドか偶数フィールドかが検出され、偶数フィールドであればステップＳ６で黒レベルの調整動作が行われる。
【００７４】
ところで、実際の高圧変動では、黒レベル（カットオフレベル）の変化が大きいのに対して、白レベルはほとんど変化しない。このため、高圧変動時には白レベルの調整は即応性を必要としない。従って、高圧変動時に大きく変化する黒レベルは、各フィールド毎に調整されるので、従来の２倍の速度で収束させることができる。
【００７５】
この結果、高圧変動により映像信号の直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に追随して高速に調整を行うことができる。
【００７６】
従って、この実施の形態の装置は、図２に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【００７７】
図３は、図１中における電流検出回路２１、高圧変動検出回路２５及び比較器２２それぞれの具体的な回路構成例を示している。
【００７８】
電流検出回路２１は、先のカソード電流Ｉｋを電圧に変換する抵抗３１によって構成されている。
【００７９】
また、比較器２２は、上記抵抗３１によって変換された電圧と先の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する電圧コンパレータ３２と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ３２の出力が供給され、クロック入力端にクロックＣＫが供給されるラッチ回路３３とから構成されている。
【００８０】
このような構成の比較器２２では、基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧の値が大きければ、電圧コンパレータ３２の出力（Ｑ）は“１”レベルとなり、これとは逆に基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧の値が小さければ、電圧コンパレータ３２の出力（Ｑ）は“０”レベルとなる。そして、電圧コンパレータ３２の出力はクロックＣＫが供給されるとラッチ回路３３でラッチされ、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【００８１】
高圧変動検出回路２５は、上記抵抗３１によって変換された電圧と先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧である基準電圧ＶＨ１とを比較する電圧コンパレータ３４と、上記抵抗３１によって変換された電圧と先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い電圧である基準電圧ＶＬ１とを比較する電圧コンパレータ３５と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ３４の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路３６と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ３５の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路３７と、上記一方のラッチ回路３６の出力（Ｑ）と他方のラッチ回路３６の反転出力（／Ｑ）とが供給されるＯＲ回路３８とから構成されている。なお、高圧変動が発生した場合、電流検出回路２１における変換電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなる場合と小さくなる場合の両方がある。
【００８２】
上記高圧変動検出回路２５において、高圧変動が発生し、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなり、さらに電圧コンパレータ３４に供給されている基準電圧ＶＨ１を超えると、この電圧コンパレータ３４の出力が“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路３６にラッチされる。
【００８３】
また、高圧変動が発生したときに、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなり、さらに電圧コンパレータ３５に供給されている基準電圧ＶＬ１よりも低くなると、この電圧コンパレータ３５の出力が“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路３７にラッチされる。
【００８４】
このように高圧変動が発生すると、ラッチ回路３６の出力（Ｑ）及びラッチ回路３７の反転出力（／Ｑ）のうちいずれか一方が“１”レベルとなり、ＯＲ回路３８を介してこの“１”レベルの検出信号が図１中の強制選択回路２６に供給される。
【００８５】
図４は、図１中における強制選択回路２６の具体的な回路構成例を示している。この強制選択回路２６は、反転出力（／Ｑ）がデータ（Ｄ）入力端に戻されており、クロック入力端にクロックＶＣＬＫが供給されるフリップフロップ回路３９と、高圧変動検出回路２５からの検出出力でセットされ、収束検出回路２７からの検出出力でリセットされるフリップフロップ回路４０と、上記両フリップフロップ回路３９、４０の出力（Ｑ）が入力されるＯＲ回路４１とから構成されている。
【００８６】
なお、上記クロックＶＣＬＫは垂直同期信号に同期したクロックであり、１フィールド毎に１回出力される。
【００８７】
図４の強制選択回路２６では、フリップフロップ回路３９の出力は１フィールド毎に“１”レベルと“０”レベルが交互に繰り返されるような信号となり、図中に示すように、例えば“１”レベルは暗部調整期間に、“０”レベルは明部調整期間にそれぞれ対応している。従って、高圧変動が検出されないときは、このフリップフロップ回路３９の出力がＯＲ回路４１を経由して図１中の選択器２４に供給され、これにより選択器２４はＡＫＢ処理回路２３から黒レベル調整用データが出力される時はこのデータをメモリ回路１３Ｒに供給し、ＡＫＢ処理回路２３から白レベル調整用データが出力される時はこのデータをメモリ回路１６Ｒに供給する。
【００８８】
一方、高圧変動が検出され、先の高圧変動検出回路２５から“１”レベルの検出信号が出力されると、フリップフロップ回路４０がセットされ、その出力（Ｑ）が“１”レベルになるので、フリップフロップ回路３９の出力にかかわらずにＯＲ回路４１の出力は“１”レベルとなり、これにより選択器２４は、ＡＫＢ処理回路２３から出力される黒レベル調整用データのみをメモリ回路１３Ｒに供給する。
【００８９】
なお、この強制選択回路２６からの出力は、先に説明したようにスイッチ回路１１Ｒにも供給されており、高圧変動の検出時には、この強制選択回路２６からの出力がスイッチ回路１１Ｒに供給されることにより、このスイッチ回路１１Ｒでは基準パルスＴ１、Ｔ２のうち黒レベルに対応した基準パルスＴ１のみを選択するように制御される。
【００９０】
図５は、図１中における電流検出回路２１、比較器２２及び収束検出回路２７それぞれの具体的な回路構成例を示している。
【００９１】
なお、電流検出回路２１と比較器２２については図３で既に説明したので省略する。
【００９２】
収束検出回路２７は、先の電流変換回路２１から出力される変換電圧と、先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くかつ先の基準電圧ＶＨ１よりは低い基準電圧ＶＨ２とを比較する電圧コンパレータ５１と、上記電流変換回路２１から出力される変換電圧と、先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くかつ先の基準電圧ＶＬ１よりは高い基準電圧ＶＬ２とを比較する電圧コンパレータ５２と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ５１の出力が供給され、クロック入力端に先のクロックＣＫが供給されるラッチ回路５３と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ５２の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路５４と、上記一方のラッチ回路５１の反転出力（／Ｑ）と他方のラッチ回路５２の出力（Ｑ）とが供給されるＡＮＤ回路５５とから構成されている。
【００９３】
なお、先の図３中の回路及び上記図５中の回路で使用される各基準電圧の関係を図６にまとめて示した。従って、上記収束検出回路２７で収束が検出される黒レベルの収束範囲は、図６中の基準電圧ＶＨ２とＶＬ２との間になる。
【００９４】
上記収束検出回路２７では、高圧変動が発生し、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなった後に、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧ＶＨ２よりも低くなると、電圧コンパレータ５１の出力が“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５３にラッチされる。また、このとき、電圧コンパレータ５２の出力は“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５４にラッチされる。従って、上記信号ラッチ後のラッチ回路５３、５４の出力は共に“１”レベルになり、ＡＮＤ回路５５からは“１”レベルの信号が強制選択回路２６内のフリップフロップ回路４０のリセット端子に供給され、これによってフリップフロップ回路４０がリセットされ、その出力（Ｑ）が“０”レベルに戻るので、強制選択回路２６が通常の状態に戻る。
【００９５】
また、高圧変動が発生し、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなった後に、電流検出回路２１における変換電圧の値が基準電圧ＶＬ２を超えると、電圧コンパレータ５２の出力が“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５４にラッチされる。また、このとき、電圧コンパレータ５１の出力は“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路５３にラッチされる。
【００９６】
従って、この場合にも、上記信号ラッチ後のラッチ回路５３、５４の出力は共に“１”レベルになり、先に述べたように強制選択回路２６内のフリップフロップ回路４０がリセットされる。
【００９７】
（第２の実施の形態）
ところで、高圧変動による映像信号の黒レベルの変動は、一般にＲ、Ｂ及びＧ軸で同様の傾向を示す。従って、これら３軸における黒レベル調整中のカソード電流の変動が同様な場合には、これを高圧変動が発生していると見做すことができる。なお、ここでいう同様な変動とは、変動量と変化の方向が同じ場合を指す。そして、３軸における変化の傾向を調べて、高圧変動があったと見做した場合の処理は、収束点からの離れ具合に応じてデータを大きく変更するか、小さく変更する。収束点から離れている場合にデータを大きく変更することにより、短時間で収束点に移行させることができる。
【００９８】
図７は、このような原理に基づいて高圧変動を検出し、黒レベル及び白レベルの調整を行う、この発明の第２の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【００９９】
なお、この実施の形態の装置でも、高圧変動が発生して映像信号の直流レベルが急激に変化した場合に、この直流レベルの変化に高速に追随して調整を行うようにするものである。
【０１００】
この図７の場合にも、先の図１の場合と同様に三原色の映像信号のＲ、Ｇ、Ｂ各軸のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示しており、残りのＧ軸及びＢ軸に関係した回路部分の構成は図示されているＲ軸の場合と同様なのでその図示及び説明は省略する。さらに、図１に対応した箇所についてはその説明は省略し、図１と異なっている点について以下に説明する。
【０１０１】
この実施の形態では、比較器２２の比較結果に応じて、ＡＫＢ処理回路２３で比較的小さな変化量（±ｎ）で新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介してメモリ回路１３Ｒ又は１６Ｒに再格納され、データの更新が行われる。
【０１０２】
一方、電流検出回路２１からの変換電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差が大きい場合には、その情報がＲ、Ｇ、Ｂ各軸共にラッチ回路２８でラッチされる。そして、このラッチ回路２８でラッチされているＲ、Ｇ、Ｂ各軸毎の差の値が比較回路（Ｒ／Ｇ／Ｂ Ｃｏｍｐａｒｅ）２９で比較される。
【０１０３】
この比較回路２９において、３軸間で変動の傾向が同じである場合、その結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。そして、ＡＫＢ処理回路２３では、大きな変化量（±ｍ：ｍ＞ｎ）で新たなディジタルデータが生成され、この生成された新たなディジタルデータが選択器２４を介してメモリ回路１３Ｒ又は１６Ｒに再格納され、データの更新が行われる。
【０１０４】
他方、３軸間で変動の傾向が異なる場合、すなわち、Ｒ、Ｇ、Ｂ軸のうちいずれか１軸が突出した値であるような場合には、ノイズまたはサージなどによる影響と見做され、その結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。この場合は、先と同様に、ＡＫＢ処理回路２３では、比較的小さな変化量（±ｎ）で新たなディジタルデータが生成されるか、又は全くデータが更新されない。
【０１０５】
このように、電源投入時などの初期状態を除外すれば、高圧変動以外ではデータを大きく更新する必要がないので、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸間の変動傾向が異なる場合には大きな変化量でデータの更新を行わないようにする。一方、電源投入時などのように、メモリ回路１３Ｒ、１６Ｒのデータが定まっていない場合には、少なくとも比較回路２９が動作しないようにし、一度安定点に収束した後に動作するようにしておく。
【０１０６】
なお、この実施の形態では、電流検出回路２１をＲ、Ｇ、Ｂの３軸で共通に使用するために、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における電流検出回路２１からの変換電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差の値をラッチするラッチ回路２８を設けているが、これは電流検出回路２１をＲ、Ｇ、Ｂの３軸で独立に設け、３軸で独立して電流検出を行うようにすれば、このラッチ回路２８は不要である。
【０１０７】
図８は、上記第２の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ１１で基準パルスの挿入時にカソード電流Ｉｋの値を検出し、次にステップＳ１２で変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。そして、その差が小さければ、ステップＳ１３でデータが小さな変化量で更新される。
【０１０８】
一方、ステップＳ１２における比較で、その差が大きければ、次のステップＳ１４でＲ、Ｇ、Ｂ各軸の変動の傾向が比較される。そしてステップＳ１４で同じであると判定されると、高圧変動が発生したものとして、次のステップＳ１６でデータが大きな変化量で更新される。
【０１０９】
また、ステップＳ１４で同じでないと判定されると、高圧変動ではなく、ノイズまたはサージなどによる影響と見做され、次のステップＳ１７ではデータの更新は行われない。
【０１１０】
従って、この実施の形態の装置は、図８に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図７に示すような回路構成にされていなてもよい。
【０１１１】
図９は、図７の装置において、高圧の変動時には大きな変化量刻みでデータの更新を行い、ノイズまたはサージの発生時には小さな変化量刻みでデータの更新を行うようにした場合の、図７中における電流検出回路２１、比較器２２、ラッチ回路２８及び比較回路２９それぞれの具体的な回路構成例を示している。
【０１１２】
なお、電流検出回路２１は先の図３の場合と同様に構成されているので、その説明は省略する。
【０１１３】
上記比較器２２は、電流検出回路２１からの変換電圧Ｖｋと先の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する電圧コンパレータ６１と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ６１の出力が供給され、クロック入力端にクロックＣＫが供給されるラッチ回路６２と、上記変換電圧Ｖｋと先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧である基準電圧ＶＨとを比較する電圧コンパレータ６３と、上記変換電圧Ｖｋと先の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い電圧である基準電圧ＶＬとを比較する電圧コンパレータ６４と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ６３の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路６５と、データ（Ｄ）入力端に上記電圧コンパレータ６４の出力が供給され、クロック入力端に上記クロックＣＫが供給されるラッチ回路６６と、上記一方のラッチ回路６５の出力（Ｑ）と他方のラッチ回路６６の反転出力（／Ｑ）とが供給されるＯＲ回路６７とから構成されている。
【０１１４】
上記比較器２２では、基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧Ｖｋの値が大きければ、電圧コンパレータ６１の出力（Ｑ）は“１”レベルとなり、これとは逆に基準電圧Ｖｒｅｆに対して変換電圧Ｖｋの値が小さければ、電圧コンパレータ６１の出力（Ｑ）は“０”レベルとなる。そして、電圧コンパレータ６１の出力はクロックＣＫが供給されるとラッチ回路６２でラッチされ、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１１５】
また、高圧変動の発生やノイズ、サージなどの発生により、電流検出回路２１における変換電圧Ｖｋの値が基準電圧ＶＨよりも大きくなると、電圧コンパレータ６３の出力が“１”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路６５にラッチされる。
【０１１６】
一方、高圧変動の発生やノイズ、サージなどの発生により、電流検出回路２１における変換電圧Ｖｋの値が基準電圧ＶＬよりも小さくなると、電圧コンパレータ６４の出力が“０”レベルとなり、この後、クロックＣＫが供給されるタイミングでラッチ回路６６にラッチされる。
【０１１７】
従って、高圧変動の発生などにより、電流検出回路２１における変換電圧Ｖｋの値が基準電圧ＶＨよりも大きくなるか、あるいは基準電圧ＶＬよりも小さくなると、ラッチ回路６５の出力（Ｑ）とラッチ回路６６の反転出力（／Ｑ）のうちのいずれか一方が“１”レベルとなり、ＯＲ回路６７の出力は“１”レベルとなる。
【０１１８】
上記ラッチ回路２８は、データ（Ｄ）入力端に上記ラッチ回路６５の出力がそれぞれ供給され、クロック入力端にそれぞれ異なるクロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫが供給される３個のラッチ回路７１〜７３と、データ（Ｄ）入力端に上記ラッチ回路６６の反転出力がそれぞれ供給され、クロック入力端にそれぞれ上記クロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫが供給される３個のラッチ回路７４〜７６とから構成されている。
【０１１９】
上記３個のラッチ回路７１〜７３は、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における上記ラッチ回路６５のラッチ出力を、また３個のラッチ回路７４〜７６は、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における上記ラッチ回路６６のラッチ出力（／Ｑ）を、クロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫそれぞれに同期してラッチする。
【０１２０】
上記比較回路２９は、上記ラッチ回路２８内の３個のラッチ回路７１〜７３の出力（Ｑ）が入力されるＡＮＤ回路７７と、上記ラッチ回路２８内の３個のラッチ回路７４〜７６の出力（Ｑ）が入力されるＡＮＤ回路７８と、上記両ＡＮＤ回路７７、７８の出力が入力されるＯＲ回路７９と、データ（Ｄ）入力端に上記ＯＲ回路７９の出力が供給され、クロック入力端にクロックＣＫ２が供給されるラッチ回路８０と、このラッチ回路８０の出力（Ｑ）と電源投入時などの初期状態のときには“１”レベルにされ、それ以外のときには“０”レベルにされる信号ＳＷとが入力されるＯＲ回路８１と、このＯＲ回路８１の出力と先の比較器２２内のＯＲ回路６７の出力とが入力されるＡＮＤ回路８２とから構成されている。
【０１２１】
ここで、高圧変動が発生して、ラッチ回路２８内の３個のラッチ回路７１〜７３の出力（Ｑ）が全て“１”レベルになると、ＡＮＤ回路７７の出力が“１”レベルになり、この出力が入力されるＯＲ回路７９の出力も“１”レベルになる。そして、クロックＣＫ２が供給された後に、このＯＲ回路７９の出力がラッチ回路８０にラッチされることによって、このラッチ回路８０の出力が“１”レベルになり、さらにＯＲ回路８１を介してＡＮＤ回路８２に入力される。従って、このときはＡＮＤ回路８２が開き、先のＯＲ回路６７の出力（高圧変動発生時は“１”レベル）がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１２２】
このとき、ＡＫＢ処理回路２３には比較器２２及び２９から共に“１”レベルの信号が入力され、ＡＫＢ処理回路２３ではこの両入力が共に“１”レベルのときには、先に説明したように大きな変化量刻み（±ｍ：ｍ＞ｎ）で新たなディジタルデータが生成される。
【０１２３】
また、高圧変動が発生して、ラッチ回路２８内の別の３個のラッチ回路７４〜７６の出力（Ｑ）が全て“１”レベルになった場合も同様である。
【０１２４】
一方、高圧変動の発生ではなく、ノイズやサージなどが発生した場合には、Ｒ、Ｇ、Ｂ各軸における変換電圧Ｖｋの変動の傾向が異なる。従って、クロックＲＣＫ、ＧＣＫ、ＢＣＫによるデータラッチ後の、ラッチ回路２８内のそれぞれ３個のラッチ回路７１〜７３及びラッチ回路７４〜７６の出力は全て“１”レベルとはならない。従って、ノイズやサージなどが発生した場合、比較回路２９内のＡＮＤ回路７７、７８の各出力は“０”レベルとなり、この出力が入力されるＯＲ回路７９の出力も“０”レベルになる。この後、クロックＣＫ２が供給され、このＯＲ回路７９の出力がラッチ回路８０でラッチされると、このラッチ回路８０の出力は“０”レベルになる。そして、電源投入時などの初期状態でなければ、信号ＳＷも“０”レベルになっているので、ＯＲ回路８１の出力は“０”レベルになり、ＡＮＤ回路８２は開かない。すなわち、先のＯＲ回路６７の出力にかかわらずＡＮＤ回路８２の出力は“０”レベルになる。
【０１２５】
このとき、変換電圧Ｖｋが収束していなければ、ＡＫＢ処理回路２３には比較器２２からは“１”レベル、比較器２９から“０”レベルの信号が入力され、このとき、ＡＫＢ処理回路２３では、先に説明したように小さな変化量刻み（±ｎ）で新たなディジタルデータが生成される。
【０１２６】
また、電源投入時などの初期状態のとき、信号ＳＷは“１”レベルになり、ＡＮＤ回路８１の出力が“１”レベルになる。このとき、ラッチ回路６５または６６の出力が“１”レベルであれば、ＡＮＤ回路８２の出力が“１”レベルになり、先に説明したようにＡＫＢ処理回路２３では大きな変化量刻み（±ｍ：ｍ＞ｎ）で新たなディジタルデータが生成される。
【０１２７】
このように、上記第２の実施の形態による映像表示装置の場合には、高圧変動が発生した場合にのみ、ＡＫＢ処理回路２３で大きな変化量刻みで新たなディジタルデータを生成してメモリ回路に再格納させるようにしたので、ノイズなどによる誤動作を防止することができると共に、高圧変動の発生により直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に高速に追随して調整を行うことができる。
【０１２８】
（第３の実施の形態）
次に、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができるような自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置の実施の形態について説明する。
【０１２９】
図１０は、この発明の第３の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。なお、この図１０では、三原色の映像信号のＲ、Ｇ、Ｂ各軸のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示したものであり、残りのＧ軸及びＢ軸に関係した回路部分の構成は図示されているＲ軸の場合と同様なのでその図示及び説明は省略する。
【０１３０】
さらに、図中の入力信号Ｒは三原色ドライブの場合の通常の映像信号であり、これの原色信号は図示しない他の入力信号Ｇ、Ｂと共にブライトネス、テイントなどが既にコントロールされているとする。
【０１３１】
基準パルスＴ１は黒レベル（暗部）調整用の信号であり、この基準パルスＴ１は図示しない他のＧ軸及びＢ軸にも入力される。
【０１３２】
スイッチ回路（ＳＷ）１１Ｒは、入力信号Ｒ又は基準信号パルスＴ１を選択して出力する。上記基準パルスＴ１を出力する期間は、垂直ブランキング期間であって垂直帰線期間でない期間、すなわち、一般的にはＣＲＴ画面上でオーバースキャンされていてユーザーには視認できない期間の一部である。
【０１３３】
また、基準の黒レベルに対応した基準パルスＴ１のレベルは例えば約３〜１０ＩＲＥ（白信号のピークを１００ＩＲＥとする）である。
【０１３４】
例えばクランプ回路からなるカットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）１２Ｒでは、スイッチ回路１１Ｒから出力される信号の直流レベルの設定（クランプ）が行われる。この際に、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているディジタルデータが読み出され、このディジタルデータがＤ／Ａ変換器１４ＲでＤ／Ａ変換された後のアナログ信号、例えば直流の制御電圧が、スイッチ回路（ＳＷ）９１を介してこのカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。
【０１３５】
カットオフ調整回路１２Ｒから出力される信号は図示しないブランキング回路及びドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）１９Ｒを経由して、ＣＲＴ２０の対応するカソード電極に供給される。
【０１３６】
ＣＲＴ２０では、Ｒ、Ｇ、Ｂ軸の各カソード電極に電圧Ｖｋがそれぞれ印加され、これらのカソード電極にカソード電流Ｉｋが流れることによって表示駆動が行われる。
【０１３７】
ＣＲＴ２０では、上記基準パルスＴ１が供給された際に印加される電圧Ｖｋに応じたカソード電流がカソード電極に流れ、このカソード電流が電流検出回路２１によって検出され、電圧ＶＩｋに変換される。この変換電圧ＶＩｋは、ノイズ除去回路としてのロウパスフィルタ回路（ＬＰＦ）９２を介して差動増幅器９３の反転入力端子（−）に供給される。
【０１３８】
上記差動増幅器９３の非反転入力端子（＋）には、黒レベルの基準電圧を有する基準電圧Ｖｒｅｆが供給されており、この差動増幅器９３により上記変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。
【０１３９】
そして、この差動増幅器９３の出力電圧は先のスイッチ回路９１を介してカットオフ調整回路１２Ｒに供給されると共に、サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）９４に供給されて保持される。サンプル・ホールド回路９４の保持電圧は引き算回路としての比較器９５の反転入力端子（−）に供給される。この比較器９５の非反転入力端子（＋）には先のＤ／Ａ変換器１４Ｒで変換された電圧が供給され、比較器９５で両電圧の差の電圧が生成される。この差の電圧は整形回路９６に供給されて“１”レベルもしくは“０”レベルの論理信号に変換された後、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１４０】
さらに、比較器９５で生成された差の電圧は絶対値回路（ＡＢＳ）９７に供給され、ここでその絶対値が生成される。この絶対値回路９７の出力は電圧コンパレータ９９の非反転入力端子（＋）に供給されると共に、サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）９８に供給されて保持される。そして、このサンプル・ホールド回路９８の出力は電圧コンパレータ９９の反転入力端子（−）に供給され、さらにこの電圧コンパレータ９９の出力がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１４１】
次に、上記のような構成の装置の動作を説明する。
【０１４２】
まず、スイッチ回路１１Ｒを介して基準パルスＴ１がカットオフ調整回路１２Ｒに供給されているＡＫＢ期間では、スイッチ回路９１で差動増幅器９３の出力電圧が選択され、カットオフ調整回路１２Ｒに供給される。またＡＫＢ期間でない映像期間では、スイッチ回路９１でＤ／Ａ変換器１４Ｒからの電圧が選択され、カットオフ調整回路１２Ｒに供給される。
【０１４３】
ＡＫＢ期間では、カットオフ調整回路１２Ｒ、ドライバー回路１９Ｒ、ＣＲＴ２０、電流検出回路２１、ロウパスフィルタ回路９２、差動増幅器９３、スイッチ回路９１及び先のカットオフ調整回路１２Ｒからなる負帰還ループが構成され、ＶＩｋ＝Ｖｒｅｆとなるように差動増幅器９３の出力電圧ＶＣＩの値が制御される。このとき、差動増幅器９３の出力電圧ＶＣＩの値は、前記図２８における収束点に相当する。つまり、映像期間にＤ／Ａ変換器１４Ｒから出力される制御電圧の値が、このＶＣＩに最も近い値となる点が調整時の最適値となる。この電圧ＶＣＩは、サンプル・ホールド回路９４で保持される。
【０１４４】
Ｄ／Ａ変換器１４Ｒから出力される制御電圧の値がこの最適値になるようにするために、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とする。なお、この電圧Ｖ（ｍ）の値は収束点よりも低い値であるとする。また、このＡＫＢ期間の前の映像期間では、この電圧Ｖ（ｍ）がカットオフ調整回路１２Ｒを制御する制御電圧として使用されていたものである。
【０１４５】
次に、比較器９５で上記電圧Ｖ（ｍ）と予めサンプル・ホールド回路９４で保持されている電圧ＶＣＩとの差が生成され、絶対値回路９７でその絶対値が生成され、さらにこの絶対値がサンプル・ホールド回路９８で保持される。このときのサンプル・ホールド回路９８の保持電圧をＶｐｅとする。
【０１４６】
また、先の比較器９５で比較され生成された差の電圧は、この後、整形回路９６で論理信号に整形され、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。この場合、Ｖ（ｍ）はＶＣＩよりも低い電圧なので、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前の格納データに対して＋１される。これにより、メモリ回路１３Ｒの格納データが（ｍ＋１）に更新され、この更新されたデータが再び読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの変換電圧の値をＶ（ｍ＋１）とする。
【０１４７】
次に、再び比較器９５で上記電圧Ｖ（ｍ＋１）と予めサンプル・ホールド回路９４で保持されている電圧ＶＣＩとの差が生成され、絶対値回路９７でその絶対値が生成される。このときの絶対値をＶｔｅとする。そして、電圧コンパレータ９９で、上記電圧Ｖｔｅと予めサンプル・ホールド回路９８で保持されている電圧Ｖｐｅとが比較され、この比較結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１４８】
ここで、Ｖｔｅ＞Ｖｐｅの場合、元のメモリデータｍの方が（ｍ＋１）に比べて収束点に近いので、このときの比較器９５の比較出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３でメモリ回路１３Ｒのデータが元のｍに戻される。
【０１４９】
一方、Ｖｔｅ＜Ｖｐｅの場合、メモリデータが（ｍ＋１）の場合の方が収束点に近いので、このときの比較器９５の比較出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３によるメモリ回路１３Ｒのデータ更新は行われない。
【０１５０】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０１５１】
なお、最初にＶ（ｍ）がＶＣＩよりも高い電圧であった場合には、メモリ回路１３Ｒのデータを（ｍ−１）に更新して同様の動作を行う。以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０１５２】
このように上記実施の形態によれば、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０１５３】
なお、上記説明では、１フィールド毎にメモリ回路のデータを更新し、アナログ電圧への変換後に以前の電圧との比較を１回行うように説明したが、１フィールド期間に可能な限りデータ更新回数を増やすことによって、収束に要する時間をより短くすることができる。
【０１５４】
また、上記説明では、メモリ回路のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間を短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば比較器９５の出力電圧でモニタすることができる。
【０１５５】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０１５６】
図１１は、上記第３の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ２１で、調整時の最適値となる電圧ＶＣＩが検出される。次にステップＳ２２で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍをＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ）との差の電圧の絶対値｜ＶＣＩ−Ｖ（ｍ）｜がＶｐｅとして生成される。次にステップＳ２３で、ＶＣＩとＶ（ｍ）との大小が比較される。
【０１５７】
ここで、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）ならば、Ｄ／Ａ変換された電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも小さく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を高くする必要があり、次のステップＳ２４で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）をＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ＋１）との差の電圧の絶対値｜ＶＣＩ−Ｖ（ｍ＋１）｜がＶｔｅとして生成される。次に、ステップＳ２５で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１５８】
そして、Ｖｔｅに対してＶｐｅが大きい場合には、ステップＳ２６でデータがｍ＋１に固定される。上記とは逆に、Ｖｔｅに対してＶｐｅが小さい場合には、ステップＳ２７でデータがｍに戻される。
【０１５９】
一方、ステップＳ２３で、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）でないと判断された場合は、Ｄ／Ａ変換された電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも大きく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を低くする必要があり、次のステップＳ２８で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して−１されたデータ（ｍ−１）をＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ−１）との差の電圧の絶対値｜ＶＣＩ−Ｖ（ｍ−１）｜がＶｔｅとして生成される。次に、ステップＳ２９で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１６０】
そして、Ｖｔｅに対してＶｐｅが大きい場合には、先のステップＳ３０でデータがｍ−１に固定される。上記とは逆に、Ｖｔｅに対してＶｐｅが小さい場合には、先のステップＳ２７でデータがｍに戻される。
【０１６１】
従って、この実施の形態の装置は、図１１に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１０に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０１６２】
図１２は、第３の実施の形態において、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧（ＤＡＣ出力）が最終的に最適値に収束する状態を示している。ここで、図１２中、積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、積分結果に近い方の値（絶対値が小）に対応したＤ／Ａ変換器の出力が制御電圧として採用される。
【０１６３】
（第４の実施の形態）
図１３は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる、この発明の第４の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【０１６４】
なお、この図１３の場合にも、三原色の映像信号のＲ軸に関係した回路部分のみを抽出して示している。
【０１６５】
この実施の形態の装置が、先の第３の実施の形態による図１０のものと異なる点は、先のスイッチ回路（ＳＷ）９１が省略されて、前記Ｄ／Ａ変換器１４Ｒで変換された電圧が直接、カットオフ調整回路１２Ｒに供給されている点と、前記サンプル・ホールド回路９４と前記比較器９５とが省略され、前記差動増幅器９３の出力が前記整形回路９６及び絶対値回路９７にそれぞれ直接、供給されている点である。
【０１６６】
この実施の形態の装置では、黒レベル調整のために、各フィールド毎にＣＲＴ２０のカソード電極に流れる電流Ｉｋの検出が２回行われる。
【０１６７】
次に、動作を説明する。
【０１６８】
まず、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とすると、この電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。そして、このときの電流検出回路２１で検出、変換された電圧ＶＩｋが差動増幅器９３で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、絶対値回路９７で差動増幅器９３の出力の絶対値が生成され、さらにこの絶対値がサンプル・ホールド回路９８で保持される。このときのサンプル・ホールド回路９８の保持電圧をＶｐｅとする。
【０１６９】
また、先の比較器９３で比較され生成された差の電圧は、この後、整形回路９６で論理信号に整形され、ＡＫＢ処理回路２３に供給される。そして、この整形回路９６からの論理信号に応じて、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒのデータの更新が行われる。例えば整形回路９６から出力される論理信号がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して−１されたデータ（ｍ−１）に更新される。逆に、整形回路９６から出力される論理信号がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）に更新される。
【０１７０】
次に更新されたメモリ回路１３Ｒの格納データに応じた制御電圧がカットオフ調整回路１２Ｒに供給され、このときの電流検出回路２１で検出、変換された２回目の変換電圧ＶＩｋが差動増幅器９３で基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、さらに絶対値回路９７でその絶対値が生成される。そして、この２回目に生成された絶対値はＶｔｅとして電圧コンパレータ９９に供給される。
【０１７１】
この後、電圧コンパレータ９９により電圧Ｖｔｅと予めサンプル・ホールド回路９８で保持されている電圧Ｖｐｅとが比較され、この比較結果がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１７２】
ここで、Ｖｔｅ＞Ｖｐｅの場合、元のメモリデータｍの方が（ｍ＋１）または（ｍ−１）に比べて収束点に近いので、このときの電圧コンパレータ９９の出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３でメモリ回路１３Ｒのデータが元のｍに戻される。
【０１７３】
一方、Ｖｔｅ＜Ｖｐｅの場合、メモリデータが（ｍ＋１）または（ｍ−１）の場合の方が収束点に近いので、このときの電圧コンパレータ９９の比較出力に基づき、ＡＫＢ処理回路２３によるメモリ回路１３Ｒのデータ更新は行われない。
【０１７４】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０１７５】
以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０１７６】
このように上記実施の形態の場合にも、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０１７７】
なお、この実施の形態の場合にも、メモリ回路１３Ｒの１回毎のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間をより短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば差動増幅器９３の出力電圧でモニタすることができる。
【０１７８】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０１７９】
図１４は、上記第４の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ３１で、電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ３２で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと、基準電圧Ｖｒｅｆとの差の電圧の絶対値｜ＶＩｋ−Ｖｒｅｆ｜がＶｐｅとして生成される。次にステップＳ３３で、ＶＩｋとＶｒｅｆとの大小が比較される。
【０１８０】
ここで、ＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、ＶＩｋを低くする必要があり、次のステップＳ３４で、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して−１され、データが（ｍ−１）に更新される。この後、ステップＳ３５で、電流Ｉｋが再び検出される。このときの電流ＩｋをＩｋ′とすると、次のステップＳ３６で、上記電流Ｉｋ′を変換した電圧ＶＩｋ′と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差の電圧の絶対値｜ＶＩｋ′−Ｖｒｅｆ｜がＶｔｅとして生成される。次にステップＳ３７で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１８１】
そして、Ｖｔｅに対してＶｐｅが大きい場合には、ステップＳ３８でデータがｍ−１に固定される。上記とは逆に、Ｖｔｅに対してＶｐｅが小さい場合には、ステップＳ３９でデータがｍに戻される。
【０１８２】
一方、ステップＳ３３で、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、ＶＩｋを高くする必要があり、次のステップＳ４０で、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して＋１され、データが（ｍ＋１）に更新される。この後、ステップＳ４１で、電流Ｉｋが再び検出される。このときの電流ＩｋをＩｋ′とすると、次のステップＳ４２で、上記電流Ｉｋ′を変換した電圧ＶＩｋ′と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差の電圧の絶対値｜ＶＩｋ′−Ｖｒｅｆ｜がＶｔｅとして生成される。次にステップＳ４３で、ＶｔｅとＶｐｅの大小が比較される。
【０１８３】
そして、Ｖｐｅに対してＶｔｅが大きい場合には、先のステップＳ３９でデータがｍに戻される。上記とは逆に、Ｖｐｅに対してＶｔｅが小さい場合には、ステップＳ４４でデータが（ｍ＋１）に固定される。
【０１８４】
従って、この実施の形態の装置は、図１４に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１３に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０１８５】
（第５の実施の形態）
図１５は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる、この発明の第５の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【０１８６】
この実施の形態の装置は、先の第４の実施の形態による図１３の装置に対して回路構成をより簡略化すると共に、第４の実施の形態の場合のように収束点を挟むデータのうちより近い方を採用するのではなく、収束点に最も近い収束点を越えないデータに収束させるようにしたものである。
【０１８７】
従って、図１３と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１３と異なる点についてのみ説明する。
【０１８８】
この実施の形態の装置では、前記差動増幅器９３に変えて電圧コンパレータ回路１００が用いられている。すなわち、この電圧コンパレータ回路１００は、電流検出回路２１における変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して論理信号を出力する。また、前記整形回路９６、絶対値回路９７、サンプル・ホールド回路９８及び電圧コンパレータ９９が省略され、これらの回路の替わりに２個のラッチ回路１０１、１０２とＡＮＤ回路１０３が設けられている。
【０１８９】
そして、上記電圧コンパレータ回路１００の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給されると共に上記２個のラッチ回路１０１、１０２のデータ（Ｄ）入力端子に供給される。上記一方のラッチ回路１０１のクロック端子にはクロックＣＫ１が、上記他方のラッチ回路１０２のクロック端子にはクロックＣＫ２がそれぞれ供給される。上記ラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）と上記ラッチ回路１０２の出力（Ｑ）とは共に上記ＡＮＤ回路１０３に供給される。
【０１９０】
次に動作を説明する。
【０１９１】
まず、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とすると、この電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。そして、このときの電流検出回路２１で検出、変換された電圧ＶＩｋが電圧コンパレータ１００で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、この電圧コンパレータ１００の出力がクロックＣＫ１に同期してラッチ回路１０１にラッチされる。
【０１９２】
また、電圧コンパレータ１００の出力がＡＫＢ処理回路２３に供給される。そして、この電圧コンパレータ１００の出力に応じて、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒのデータの更新が行われる。例えば電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して−１されたデータ（ｍ−１）に更新される。逆に、電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）である場合、メモリ回路１３Ｒでは、以前の格納データに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）に更新される。
【０１９３】
次に更新されたメモリ回路１３Ｒの格納データに応じた制御電圧がカットオフ調整回路１２Ｒに供給され、このときの電流検出回路２１で検出、変換された２回目の変換電圧ＶＩｋが電圧コンパレータ１００で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、このときの電圧コンパレータ１００の出力が、今度はクロックＣＫ２に同期してラッチ回路１０２にラッチされる。
【０１９４】
そして、上記２個のラッチ回路１０１、１０２で電圧コンパレータ１００の出力がラッチされた後のＡＮＤ回路１０３の出力がＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０１９５】
ここで、１回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）で、２回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力もＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）の場合、これらの信号をラッチした後のラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１０２の出力（Ｑ）はそれぞれ“０”レベル、“１”レベルとなる。従って、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力は“０”レベルとなり、ＡＫＢ処理回路２３ではメモリ回路１３Ｒのデータがそのまま（ｍ−１）に固定される。
【０１９６】
また、１回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）で、２回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆに対応した信号（“１”レベル）の場合、これらの信号をラッチした後のラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１０２の出力（Ｑ）は共に“１”レベルとなる。従って、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力は“１”レベルとなり、ＡＫＢ処理回路２３ではメモリ回路１３Ｒのデータが元のｍに戻される。
【０１９７】
一方、１回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）で、２回目のＩｋ検出時の電圧コンパレータ１００の出力もＶＩｋ＜Ｖｒｅｆに対応した信号（“０”レベル）の場合、これらの信号をラッチした後のラッチ回路１０１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１０２の出力（Ｑ）はそれぞれ“１”レベル、“０”レベルとなる。従って、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力は“０”レベルとなり、ＡＫＢ処理回路２３ではメモリ回路１３Ｒのデータがそのまま（ｍ＋１）に固定される。
【０１９８】
すなわち、２回目のＩｋ検出後のＡＮＤ回路１０３の出力が“０”レベルの場合には、最初に更新されたデータ（ｍ−１）または（ｍ＋１）に固定される。
【０１９９】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０２００】
以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束するが、この場合の収束点は、先の図１２において積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、常に低い値となり、この値に対応したＤ／Ａ変換器１４Ｒの出力が制御電圧として採用される。
【０２０１】
このように上記実施の形態の場合にも、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０２０２】
なお、この実施の形態の場合にも、メモリ回路１３Ｒの１回毎のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間をより短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば電圧コンパレータ１００の出力電圧でモニタすることができる。また、収束点は、先の図１２において積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、常に低い値である場合を説明したが、これは積分結果として表示されている値を挟む２値のうち、常に高い値とするように変更することを可能である。
【０２０３】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０２０４】
図１６は、上記第５の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ５１で、電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ５２で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、この図１６の制御例の場合には、次のステップＳ５３でデータが（ｍ−１）に更新される。
【０２０５】
一方、先のステップＳ５２の判定結果がＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次にステップＳ５４でデータが（ｍ＋１）に更新される。その後、ステップＳ５５で再び電流Ｉｋが検出され、さらに次のステップＳ５６でこの２回目の変換電圧ＶＩｋ（これをＶＩｋ′とする）と基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ′＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ５７でデータが元のｍに戻される。他方、ＶＩｋ′＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ５８でデータが（ｍ＋１）に固定される。
【０２０６】
従って、この実施の形態の装置は、図１６に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１５に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０２０７】
（第６の実施の形態）
図１７は、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる、この発明の第６の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。
【０２０８】
この実施の形態の装置は、先の第５の実施の形態による図１５の装置が１フィールド毎にＩｋ検出を２回行っていたのに対し、１フィールド毎にＩｋ検出を１回行い、以前のフィールドにおけるＩｋの検出結果を次のフィールドにおけるＡＫＢ調整に利用するようにしたものである。
【０２０９】
従って、図１５と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１５と異なる点についてのみ説明する。
【０２１０】
この実施の形態の装置では、前記２個のラッチ回路１０１、１０２とＡＮＤ回路１０３の代わりに、２個のラッチ回路１０４、１０５と、排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路１０６と、ＡＮＤ回路１０７及びラッチ回路１０８が設けられている。
【０２１１】
さらに、図１５とは異なり前記電圧コンパレータ回路１００の出力はＡＫＢ処理回路２３には供給されず、上記ラッチ回路１０４のデータ（Ｄ）入力端子にのみ供給される。上記ラッチ回路１０５のデータ（Ｄ）入力端子には、上記ラッチ回路１０５の出力（Ｑ）が供給される。また、上記ラッチ回路１０４のクロック端子にはクロックＣＫ１が、上記ラッチ回路１０５のクロック端子にはクロックＣＫ２がそれぞれ供給される。
【０２１２】
そして、上記ラッチ回路１０５の出力（Ｑ）は制御信号ＬとしてＡＫＢ処理回路２３に供給され、上記ラッチ回路１０４の出力（Ｑ）及びラッチ回路１０５の反転出力（／Ｑ）は共に上記排他的論理和回路１０６に供給され、上記両ラッチ回路１０４、１０５の出力（Ｑ）は共にＡＮＤ回路１０７に供給される。上記排他的論理和回路１０６の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給され、ＡＮＤ回路１０７の出力は制御信号ＬＬとしてＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０２１３】
次に動作を説明する。
【０２１４】
まず、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とすると、この電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給される。また、ラッチ回路１０５には以前のフィールドにおけるＩｋ検出結果がラッチされているとする。そして、このラッチ回路１０５のラッチデータに応じた制御信号ＬがＡＫＢ処理回路２３に供給される。ここで、例えばこの制御信号Ｌが“１”レベルのときは、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒのデータが（ｍ−１）に更新される。逆に、制御信号Ｌが“０”レベルならばメモリ回路１３Ｒのデータが（ｍ＋１）に更新される。
【０２１５】
一方、先の電圧Ｖ（ｍ）が制御電圧としてカットオフ調整回路１２Ｒに供給されいるときに、ＣＲＴ２０のカソード電極に流れる電流が電流検出回路２１で検出され、電圧に変換される。このとき、電流検出回路２１で検出、変換された電圧ＶＩｋが電圧コンパレータ１００で基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、この電圧コンパレータ１００の出力がクロックＣＫ１に同期してラッチ回路１０４にラッチされる。ここで、ラッチ回路１０５には以前のフィールドにおけるＩｋ検出結果がラッチされており、上記両ラッチ回路１０４、１０５のラッチデータが排他的論理和回路１０６に供給されて、両ラッチデータの一致／不一致がこの排他的論理和回路１０６で検出される。例えば、両ラッチ回路１０４、１０５の出力のいずれか一方が“１”レベルで他方が“０”レベルの場合には不一致状態が検出され、この排他的論理和回路１０６の出力は“１”レベルになる。この場合には、第５の実施の形態の場合と同様に、最初に更新されたデータ（ｍ−１）または（ｍ＋１）から元のデータｍに戻される。他方、両ラッチ回路１０４、１０５の出力が共に“１”レベルまたは“０”レベルの場合には一致状態が検出され、この排他的論理和回路１０６の出力は“０”レベルになる。この場合にも、第５の実施の形態の場合と同様に、最初に更新されたデータ（ｍ−１）または（ｍ＋１）に固定される。
【０２１６】
一方、ＡＮＤ回路１０７には上記両ラッチ回路１０４、１０５の出力（Ｑ）が入力されるので、このＡＮＤ回路１０７の出力は上記両ラッチ回路１０４、１０５の出力（Ｑ）が共に“１”レベルのときにのみ“１”レベルとなり、その後、図１８のタイミングチャートに示すように、クロックＣＫ３のタイミングでラッチ回路１０８にラッチされ、制御信号ＬＬとしてＡＫＢ処理回路２３に入力される。
【０２１７】
この後、クロックＣＫ２のタイミングでラッチ回路１０４の出力がラッチ回路１０５にラッチされる。
【０２１８】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０２１９】
ここで、上記制御信号ＬＬがＡＫＢ処理回路２３でどのようにして使用されるかについては説明しなかったが、この制御信号ＬＬは連続する２フィールドの前後で電流検出回路２１の変換電圧が上昇していることを示す信号になっている。
【０２２０】
このように上記実施の形態の場合にも、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０２２１】
なお、この実施の形態の場合にも、メモリ回路１３Ｒの１回毎のデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間をより短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば電圧コンパレータ１００の出力電圧でモニタすることができる。
【０２２２】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０２２３】
図１９は、上記第６の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ６１で、制御信号Ｌのレベルが判定される。そして、このレベルが“１”レベルであれば、次のステップＳ６２でデータが（ｍ−１）に更新される。その後、ステップＳ６３で電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ６４で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ６５でデータがｍに戻され、制御信号Ｌが“０”レベルに設定される。
【０２２４】
一方、先のステップＳ６４でＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ６６でデータが（ｍ−１）に固定され、制御信号Ｌが“１”レベルに設定される。
【０２２５】
また、先のステップＳ６１における制御信号Ｌの判定結果が“０”レベルのときは、次のステップＳ６７でデータが（ｍ＋１）に更新される。その後、ステップＳ６８で電流Ｉｋが検出される。次にステップＳ６９で、上記電流を変換した電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。このとき、ＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ７０でデータがｍに戻され、制御信号Ｌが“１”レベルに設定される。
【０２２６】
一方、先のステップＳ６９でＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ７１でデータが（ｍ＋１）に固定され、制御信号Ｌが“０”レベルに設定される。
【０２２７】
ところで、上記図１９のフローチャートで示される制御機能を有する装置では、調整される安定点が収束点を挟んで２点となり得る。
【０２２８】
そこで、次に、収束点に最も近く、収束点を越えない点を安定点とすることができる、上記第６の実施の形態による装置の他の制御例を図２０のフローチャートに示す。この場合には、先のラッチ回路１０８から出力される制御信号ＬＬが使用される。
【０２２９】
この場合、ステップＳ６１からステップＳ６４までの操作は図１９の場合と同様なのでその説明は省略する。そして、ステップＳ６４で変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較された結果、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８１で今度は制御信号ＬＬのレベルが判定される。このとき、ＬＬが“１”レベルならば、次のステップＳ８２でデータが（ｍ−１）に固定され、制御信号Ｌが“０”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。他方、ＬＬが“０”レベルならば、次のステップＳ８３でデータが元のｍに戻され、制御信号Ｌが“０”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。
【０２３０】
先のステップＳ６４でＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８４でデータが（ｍ−１）に固定され、制御信号Ｌが“１”レベル、制御信号ＬＬが“１”レベルにそれぞれ設定される。
【０２３１】
また、先のステップＳ６１における制御信号Ｌの判定結果が“０”レベルのときのステップＳ６７からステップＳ６９までの操作は図１９の場合と同様なのでその説明は省略する。そして、ステップＳ６９における変換電圧ＶＩｋと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果がＶＩｋ＞Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８５でデータがｍに戻され、制御信号Ｌが“１”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。他方、ＶＩｋ＜Ｖｒｅｆならば、次のステップＳ８６でデータが（ｍ＋１）に固定され、制御信号Ｌが“０”レベル、制御信号ＬＬが“０”レベルにそれぞれ設定される。
【０２３２】
従って、この実施の形態の装置は、図１９又は図２０に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図１７に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０２３３】
（第７の実施の形態）
図２１は、この発明の第７の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。この実施の形態の装置は、第３の実施の形態による前記図１０の装置の回路構成をより簡略化するようにしたものである。従って、図１０と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１０と異なる点についてのみ説明する。
【０２３４】
また、この実施の形態の装置では、収束点を挟む２点のデータのうち、より収束点に近い方のデータを採用するのではなく、収束点に最も近い収束点を越えないデータを採用する。
【０２３５】
この実施の形態の装置では、前記比較器９５、整形回路９６、絶対値回路９７、サンプル・ホールド回路９８及び電圧コンパレータ９９が省略され、新たに電圧コンパレータ１１０、２個のラッチ回路１１１、１１２及びＡＮＤ回路１１３が設けられている。
【０２３６】
上記電圧コンパレータ１１０は前記比較器９５の代わりのものであり、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒからの変換電圧が非反転入力端子（＋）に供給され、前記サンプル・ホールド回路９４の保持電圧が反転入力端子（−）に供給される。そして、この電圧コンパレータ１１０の出力ＣｏｎｔＭはＡＫＢ処理回路２３に供給されると共に上記２個のラッチ回路１１１、１１２のデータ（Ｄ）入力端子に供給される。上記ラッチ回路１１１の反転出力（／Ｑ）及びラッチ回路１１２の出力（Ｑ）は共にＡＮＤ回路１１３に供給される。そして、このＡＮＤ回路１１３の出力はＡＫＢ処理回路２３に供給される。
【０２３７】
次に、上記のような構成の装置の動作を説明する。
【０２３８】
なお、ＡＫＢ期間におけるカットオフ調整回路１２Ｒ、ドライバー回路１９Ｒ、ＣＲＴ２０、電流検出回路２１、ロウパスフィルタ回路９２、差動増幅器９３、スイッチ回路９１及び先のカットオフ調整回路１２Ｒからなる負帰還ループの動作は図１０の場合と同様であり、ＶＩｋ＝Ｖｒｅｆとなるような電圧ＶＣＩがサンプル・ホールド回路９４で保持される。
【０２３９】
次に、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍが読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの電圧の値をＶ（ｍ）とする。
【０２４０】
次に、電圧コンパレータ１１０で上記電圧Ｖ（ｍ）と電圧ＶＣＩとが比較され、その比較結果が制御信号ＣｏｎｔＭとしてＡＫＢ処理回路２３に供給されると共に、クロックＣＫ１のタイミングでラッチ回路１１１にラッチされる。
【０２４１】
ここで、Ｖ（ｍ）＜ＶＣＩの関係にあり、上記制御信号ＣｏｎｔＭが“０”レベルのときは、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前の格納データに対して＋１される。他方、Ｖ（ｍ）＞ＶＣＩの関係にあり、上記制御信号ＣｏｎｔＭが“１”レベルのときは、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前の格納データに対して−１される。また、上記制御信号ＣｏｎｔＭは、クロックＣＫ１のタイミングでラッチ回路１１１にラッチされる。
【０２４２】
また、上記のようにして更新されたデータがメモリ回路１３Ｒから再び読み出され、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒでアナログ電圧に変換される。このときの変換電圧の値はＶ（ｍ＋１）あるいは（ｍ−１）とする。
【０２４３】
次に、再び電圧コンパレータ１１０で電圧Ｖ（ｍ＋１）あるいは（ｍ−１）と電圧ＶＣＩとが比較され、その比較結果に応じて出力される制御信号ＣｏｎｔＭが、今度はクロックＣＫ２のタイミングでラッチ回路１１２にラッチされる。
【０２４４】
ここで、例えば、最初に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“０”レベル、次に出力される制御信号ＣｏｎｔＭも“０”レベルのとき、ラッチ後の両ラッチ回路１１１、１１２の出力はそれぞれ“１”レベル、“０”レベルとなり、ＡＮＤ回路１１３の出力は“０”レベルとなる。この場合、制御電圧Ｖ（ｍ＋１）はまだ低いので、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは以前のデータ（ｍ＋１）に固定される。
【０２４５】
また、最初に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“０”レベル、次に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“１”レベルのとき、ラッチ後の両ラッチ回路１１１、１１２の出力は共に“１”レベルとなり、ＡＮＤ回路１１３の出力は“１”レベルとなる。この場合には制御電圧Ｖ（ｍ＋１）が上がり過ぎたので、ＡＫＢ処理回路２３によりメモリ回路１３Ｒでは元のデータｍに戻される。
【０２４６】
さらに、最初に出力される制御信号ＣｏｎｔＭが“１”レベル、次に出力される制御信号ＣｏｎｔＭも“１”レベルのとき、ラッチ後の両ラッチ回路１１１、１１２の出力はそれぞれ“０”レベル、“１”レベルとなり、ＡＮＤ回路１１３の出力は“０”レベルとなる。この場合、制御電圧Ｖ（ｍ−１）はまだ高いので以前のデータ（ｍ−１）に固定される。
【０２４７】
これで１フィールドにおけるＡＫＢ処理が終了し、次のＡＫＢ期間までの映像期間ではメモリ回路１３Ｒに格納されているデータに基づいてカットオフ調整回路１２Ｒの動作が制御される。
【０２４８】
以降、各ＡＫＢ期間毎に上記のような動作が繰り返されることにより、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する。
【０２４９】
このように上記実施の形態によれば、カットオフ調整回路１２Ｒの動作を制御するための制御電圧の値を最終的に１点に収束させることができ、これにより映像信号の直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる。
【０２５０】
なお、上記説明では、１フィールド毎にメモリ回路１３Ｒのデータを更新し、アナログ電圧への変換後に以前の電圧との比較を１回行うように説明したが、１フィールド期間に可能な限りデータ更新回数を増やすことによって、収束に要する時間をより短くすることができる。
【０２５１】
また、上記説明では、メモリ回路１３Ｒのデータ更新量を１としたが、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が収束点から大きく離れている場合にはデータの更新単位を１よりも大きくすることで、最適値に到達する時間を短縮することができる。この場合、収束点からの離れ具合は、例えば差動増幅器９３の出力電圧でモニタすることができる。
【０２５２】
また、上記説明では、黒レベル（暗部）の調整のみを行い、白レベル（明部）の調整を行う回路については図示を省略しているが、白レベル（明部）の調整も同様に行うことができることはもちろんであり、この場合にはスイッチ回路１１Ｒに前記基準パルスＴ１の他に白レベル調整用の基準パルスＴ２が入力される。
【０２５３】
図２２は、上記第７の実施の形態による装置の制御例をフローチャートで示したものである。すなわち、ステップＳ９１で、調整時の最適値となる電圧ＶＣＩが検出される。次にステップＳ９２で、電圧ＶＣＩと電圧Ｖ（ｍ）とが比較される。
【０２５４】
ここで、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）ならば、変換電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも小さく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を高くする必要があり、次のステップＳ９３で、上記電圧ＶＣＩと、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して＋１されたデータ（ｍ＋１）をＤ／Ａ変換して得られる電圧Ｖ（ｍ＋１）とが比較される。そして、まだＶＣＩ＞Ｖ（ｍ＋１）ならば、次のステップＳ９３でデータがｍ＋１に固定される。上記とは逆に、ＶＣＩ＜Ｖ（ｍ＋１）ならば、次のステップＳ９４でデータがｍに戻される。
【０２５５】
一方、ステップＳ９３で、ＶＣＩ＞Ｖ（ｍ）でないと判断された場合は、Ｄ／Ａ変換された電圧Ｖ（ｍ）が収束電圧ＶＣＩよりも大きく、Ｄ／Ａ変換された後の電圧を低くする必要があり、次のステップＳ９５で、メモリ回路１３Ｒに予め格納されているデータｍに対して−１されたデータ（ｍ−１）に更新される。
【０２５６】
従って、この実施の形態の装置は、図２２に示すような各ステップで示されるような機能を有するものならば、必ずしも図２１に示すような回路構成にされていなくてもよく、例えばプログラム制御によるＣＰＵなどを用いた回路であってもよい。
【０２５７】
（第８の実施の形態）
図２３は、この発明の第８の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図である。この実施の形態の装置は、第３の実施の形態による前記図１０の装置に対して、収束点に達するまでの時間をより早くするようにしたものである。従って、図１０と対応する箇所には同じ符号を付してその説明は省略し、図１０と異なる点についてのみ説明する。
【０２５８】
この実施の形態の装置では、前記差動増幅器９３の出力を比較器９５に直接、供給する代りに、積分器１１４及び積分容量１１５からなる積分回路を介して比較器９５に供給する。また、前記スイッチ回路９１は、前記Ｄ／Ａ変換器１４Ｒにおける変換電圧を上記積分容量１１５に供給するように、Ｄ／Ａ変換器１４Ｒと積分容量１１５との間に設けられている。
【０２５９】
ここで、上記積分器１１４は前記差動増幅器９３の出力に含まれるノイズを除去する作用を有する。また、スイッチ回路９１により、積分容量１１５に対し、予めＤ／Ａ変換器１４Ｒにおける変換電圧を与えられることによって、収束に要する時間が短縮される。
【０２６０】
【発明の効果】
以上説明したように、第１の発明によれば、高圧変動により直流レベルが急激に変化したとしても、この変化に高速に追随して調整を行うことができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することができる。
【０２６１】
また、第２の発明によれば、直流レベルを調整するために用いられるデータが離散的なデータであっても、この直流レベルを振動させずに１点に収束させることができる自動白色バランス調整回路及び映像表示装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図２】第１の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図３】図１中における電流検出回路２１、高圧変動検出回路２５及び比較器２２それぞれの具体的な回路構成例を示す回路図。
【図４】図１中における強制選択回路２６の具体的な回路構成例を示す回路図。
【図５】図１中における電流検出回路２１、比較器２２及び収束検出回路２７それぞれの具体的な回路構成例を示す回路図。
【図６】図３中の回路及び図５中の回路で使用される各基準電圧の関係をまとめて示す図。
【図７】この発明の第２の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図８】第２の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図９】図７中における電流検出回路２１、比較器２２、ラッチ回路２８及び比較回路２９それぞれの具体的な回路構成例を示す図。
【図１０】この発明の第３の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１１】第３の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図１２】第３の実施の形態においてＤ／Ａ変換器１４Ｒの変換電圧が最終的に最適値に収束する状態を示す図。
【図１３】この発明の第４の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１４】第４の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図１５】この発明の第５の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１６】第５の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図１７】この発明の第６の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図１８】図１７の装置で使用されるクロックのタイミングチャート。
【図１９】第６の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図２０】第６の実施の形態による装置の他の制御例を示すフローチャート。
【図２１】この発明の第７の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図２２】第７の実施の形態による装置の制御例を示すフローチャート。
【図２３】この発明の第８の実施の形態による自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の回路構成を示すブロック図。
【図２４】先の出願に記載されている自動白色バランス調整回路を備えた映像表示装置全体の構成を示すブロック図。
【図２５】図２４の装置で使用される信号のタイミング図。
【図２６】収束速度を改善する他の映像表示装置全体の構成を示すブロック図。
【図２７】図２６の装置における種々の収束状態を示す図。
【図２８】収束すべきデータが振動する状態を示す図。
【符号の説明】
１１Ｒ…スイッチ回路（ＳＷ）、
１２Ｒ…カットオフ調整回路（Ｃｕｔ ｏｆｆ）、
１３Ｒ…メモリ回路、
１４Ｒ…Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、
１５Ｒ…ドライブゲイン調整回路（Ｄｒｉｖｅ ｇａｉｎ）、
１６Ｒ…メモリ回路（ＭＥＭ又はＭＥＭＯＲＹ）、
１７Ｒ…Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、
１８Ｒ…ブランキング回路（ＢＬＫ）、
１９Ｒ…ドライバー回路（Ｄｒｉｖｅｒ）、
２０…ＣＲＴ、
２１…電流検出回路、
２２…比較器、
２３…ＡＫＢ処理回路、
２４…選択器、
２５…高圧変動検出回路、
２６…強制選択回路、
２７…収束検出回路、
２８…ラッチ回路、
２９…比較回路、
３１…抵抗、
３２…電圧コンパレータ、
３３、３６、３７、５３、５４…ラッチ回路、
３４、３５、５１、５２…電圧コンパレータ、
３８、４１…ＯＲ回路、
３９、４０…フリップフロップ回路、
５５…ＡＮＤ回路、
６１、６３、６４…電圧コンパレータ、
６２、６５、６６、６７…ラッチ回路、
６７…ＯＲ回路、
７１〜７６…ラッチ回路、
７７、７８…ＡＮＤ回路、
７９…ＯＲ回路、
８０…ラッチ回路、
８１…ＯＲ回路、
８２…ＡＮＤ回路、
９１…スイッチ回路（ＳＷ）、
９２…ロウパスフィルタ回路（ＬＰＦ）、
９３…差動増幅器、
９４、９８…サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）、
９５…比較器、
９６…整形回路、
９７…絶対値回路（ＡＢＳ）、
９９…電圧コンパレータ、
１００…コンパレータ回路、
１０１、１０２…ラッチ回路、
１０３…ＡＮＤ回路、
１０４、１０５、１０８…ラッチ回路、
１０６…排他的論理和回路、
１０７…ＡＮＤ回路、
１１０…電圧コンパレータ、
１１１、１１２…ラッチ回路、
１１３…ＡＮＤ回路、
１１４…積分器、
１１５…積分容量。
Claims (3)
- カラー映像信号の直流レベル及び交流振幅を調整して出力する調整回路と、
上記調整回路の動作を制御するために使用されるディジタルデータを格納するメモリ回路と、
上記メモリ回路に格納されたディジタルデータをアナログ信号に変換して上記調整回路に出力するＤ／Ａ変換回路と、
上記カラー映像信号の垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入するスイッチ回路と、
上記調整回路の出力に応じてカラー受像管を表示駆動するカソード駆動信号を出力する駆動回路と、
上記カラー受像管のカソード電流を検出する第１の検出回路と、
上記スイッチ回路で上記基準信号が挿入されている期間における上記第１の検出回路の検出値を基準値と比較する比較回路と、
上記メモリ回路に格納されたディジタルデータを上記比較回路の比較結果に基づいて更新する更新回路と、
上記第１の検出回路に接続され、第１の検出回路の出力が大きく変動した場合に、この状態を上記カラー受像管に印加されている高圧に変動が発生したものとして検出する第２の検出回路と、
上記第２の検出回路で高圧変動が検出された際に、上記調整回路で上記直流レベル及び交流振幅のうち直流レベルのみが優先的に調整されるように、上記更新回路、上記メモリ回路及び上記Ｄ／Ａ変換回路における上記直流レベルの調整経路を選択するように制御する選択制御回路
とを具備したことを特徴とする自動白色バランス調整回路。 - 前記調整回路による前記直流レベルの調整に基づいて、前記直流レベルが所望する値に収束したことを検出する第３の検出回路をさらに具備し、
上記第３の検出回路で前記直流レベルが所望する値に収束したことが検出された後に、前記選択制御回路における前記直流レベルのみが調整される状態が解除されることを特徴とする請求項１に記載の自動白色バランス調整回路。 - カラー映像信号の垂直ブランキング期間の一部に基準信号を挿入する手段と、
予め与えられたディジタルデータに応じてこの基準信号の直流レベル及び交流振幅を調整する手段と、
この調整された基準信号に応じてカラー受像管を表示駆動するためのカソード駆動信号を発生してカラー受像管のカソード電極に供給する手段と、
上記基準信号が挿入されている期間におけるカソード電流を検出してこの検出値を基準値と比較する手段と、
この比較結果に応じて上記直流レベル及び交流振幅を調整するための上記ディジタルデータをそれぞれ更新する手段とを具備し、
上記カラー受像管における高圧変動が生じた際に、上記ディジタルデータのうち上記直流レベルを調整するためのディジタルデータのみが優先的に更新されることを特徴とする映像表示装置。
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