JPH01226284A - 自動利得制御装置 - Google Patents
自動利得制御装置Info
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- JPH01226284A JPH01226284A JP63051936A JP5193688A JPH01226284A JP H01226284 A JPH01226284 A JP H01226284A JP 63051936 A JP63051936 A JP 63051936A JP 5193688 A JP5193688 A JP 5193688A JP H01226284 A JPH01226284 A JP H01226284A
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- 239000013643 reference control Substances 0.000 claims 1
- 229940028444 muse Drugs 0.000 abstract description 20
- GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N prostaglandin E1 Chemical group CCCCC[C@H](O)\C=C\[C@H]1[C@H](O)CC(=O)[C@@H]1CCCCCCC(O)=O GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N 0.000 abstract description 20
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 9
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
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- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/12—Systems in which the television signal is transmitted via one channel or a plurality of parallel channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the television signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
- H04N5/53—Keyed automatic gain control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/124—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for A/D converters
- H03M1/129—Means for adapting the input signal to the range the converter can handle, e.g. limiting, pre-scaling ; Out-of-range indication
- H03M1/1295—Clamping, i.e. adjusting the DC level of the input signal to a predetermined value
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/18—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging
- H03M1/181—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values
- H03M1/182—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values the feedback signal controlling the reference levels of the analogue/digital converter
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/24—Systems for the transmission of television signals using pulse code modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は帯域圧縮された高品位テレビ信号を元の高品位
テレビ信号にデコードする高品位テレビ受像機に係り、
特にアナログ信号をディジタル信号に変換する場合の信
号レベル制御を行う自動利得制御装置に関するものであ
る。
テレビ信号にデコードする高品位テレビ受像機に係り、
特にアナログ信号をディジタル信号に変換する場合の信
号レベル制御を行う自動利得制御装置に関するものであ
る。
従来の技術
高品位テレビ信号を放送衛星を用いて実施するために、
高品位テレビ信号を帯域圧縮して伝送できる方式［テレ
ビジョン学会技術報告資料［高品位テレビの衛星１チャ
ンネル伝送方式（ＭＵＳＥ）ＪＴ Ｅ Ｂ Ｓ ９５−
２． ＶｏＬ ７ Ｎｏ、 ４４］ 、 ［テレビジョ
ン学会全国大会資料［ハイビジョンの衛星放送方式（Ｍ
ＵＳＥ）Ｊ １９８７年 １２−６］が提案されてい
る。
高品位テレビ信号を帯域圧縮して伝送できる方式［テレ
ビジョン学会技術報告資料［高品位テレビの衛星１チャ
ンネル伝送方式（ＭＵＳＥ）ＪＴ Ｅ Ｂ Ｓ ９５−
２． ＶｏＬ ７ Ｎｏ、 ４４］ 、 ［テレビジョ
ン学会全国大会資料［ハイビジョンの衛星放送方式（Ｍ
ＵＳＥ）Ｊ １９８７年 １２−６］が提案されてい
る。
この方式の詳細な説明は上記文献においてなされている
ので、ここでは詳細な説明は省略するが、ＭＵＳＥ信号
の構成（信号割当て）を第３図に示して、簡単に信号フ
ォーマットについて説明する。
ので、ここでは詳細な説明は省略するが、ＭＵＳＥ信号
の構成（信号割当て）を第３図に示して、簡単に信号フ
ォーマットについて説明する。
同期信号はフレームパルスと水平同期信号から成り、フ
レームパルスａ、水平同期信号部すに存在する。映像信
号はカラー信号と輝度信号の時間軸多重であり、それぞ
れカラー信号部Ｃ２輝度信号部ｄに存在する。制御信号
としてはコントロール信号があり、コントロール信号部
ｅに存在する。音声信号は付加情報と共に音声／付加情
報部ｆに存在する。ｇはクランプレベル情報が存在する
クランプレベル部である。上記各信号の水平ライン番号
を併記している。
レームパルスａ、水平同期信号部すに存在する。映像信
号はカラー信号と輝度信号の時間軸多重であり、それぞ
れカラー信号部Ｃ２輝度信号部ｄに存在する。制御信号
としてはコントロール信号があり、コントロール信号部
ｅに存在する。音声信号は付加情報と共に音声／付加情
報部ｆに存在する。ｇはクランプレベル情報が存在する
クランプレベル部である。上記各信号の水平ライン番号
を併記している。
このＭＵＳＥ信号のフォーマットを波形化したのが第４
図である。この波形図からも理解できるようにフレーム
パルス１，２は１フイールドおきに入れられている。
図である。この波形図からも理解できるようにフレーム
パルス１，２は１フイールドおきに入れられている。
このＭＵＳＥ信号ではクランプレベルはＭＵＳＥ信号振
幅の中央レベルであり、例えば８ビツトで量子化する場
合は２５６階調中の１２８階調に規定している。また、
フレームパルス１は信号振幅の１００％レベルであり白
クリツプレベルに相当し、２５６階調中の２３９階調、
フレームパルス２は信号振幅の０％レベルであり、黒レ
ベルに相当し、２５６階調中の１６階調に規定している
。
幅の中央レベルであり、例えば８ビツトで量子化する場
合は２５６階調中の１２８階調に規定している。また、
フレームパルス１は信号振幅の１００％レベルであり白
クリツプレベルに相当し、２５６階調中の２３９階調、
フレームパルス２は信号振幅の０％レベルであり、黒レ
ベルに相当し、２５６階調中の１６階調に規定している
。
同期信号期間を水平パルスによってソフトクランプする
クランプ回路である。２はクランプしたＭＵＳＥ信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３は水平ライ
ン番号５６３．１１２５のクランプレベル情報から、２
５６階調中の１２８階調（１２８／２５６レベルと記す
）からの差をディジタル的に検出し、クランプレベル制
御信号を発生するクランプレベル制御回路である。４は
クランプレベル制御回路３からのクランプレベル制御の
ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
である。５はＤ／Ａ変換器４からのクランプレベル制御
電圧をＡ／Ｄ変換器２の入力仕様に最適なりランプ電圧
となるように直流電圧のオフセットを制御するＤＣレベ
ル制御回路である。６は水平ライン番号１，２のフレー
ムパルス１，２情報から、フレームパルスの振幅を２３
９／２５６レベルと１６／、２５６レベルとの差をディ
ジタル的に検出し、フレームパルスレベル制御信号を発
生するフレームパルスレベル制御回路である。７はフレ
ームパルスレベル制御のディジタル信号をアナログ信号
に変換するＤ／Ａ変換器である。８はＤ／Ａ変換器７か
らのフレームパルスレベル制御電圧によってＡ／Ｄ変換
器２の変換レンジを決定するリファレンス電圧を発生す
るリファレンス電圧制御回路である。
クランプ回路である。２はクランプしたＭＵＳＥ信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３は水平ライ
ン番号５６３．１１２５のクランプレベル情報から、２
５６階調中の１２８階調（１２８／２５６レベルと記す
）からの差をディジタル的に検出し、クランプレベル制
御信号を発生するクランプレベル制御回路である。４は
クランプレベル制御回路３からのクランプレベル制御の
ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
である。５はＤ／Ａ変換器４からのクランプレベル制御
電圧をＡ／Ｄ変換器２の入力仕様に最適なりランプ電圧
となるように直流電圧のオフセットを制御するＤＣレベ
ル制御回路である。６は水平ライン番号１，２のフレー
ムパルス１，２情報から、フレームパルスの振幅を２３
９／２５６レベルと１６／、２５６レベルとの差をディ
ジタル的に検出し、フレームパルスレベル制御信号を発
生するフレームパルスレベル制御回路である。７はフレ
ームパルスレベル制御のディジタル信号をアナログ信号
に変換するＤ／Ａ変換器である。８はＤ／Ａ変換器７か
らのフレームパルスレベル制御電圧によってＡ／Ｄ変換
器２の変換レンジを決定するリファレンス電圧を発生す
るリファレンス電圧制御回路である。
以上のように構盛された従来の自動利得制御装置におい
ては、クランプ回路１．Ａ／Ｄ変換器２、クランプレベ
ル制御回路３．Ｄ／Ａ変換器４、ＤＣレベル制御回路５
で自動クランプレベル制御ループを構成している。Ａ／
Ｄ変換器２．フレームパルスレベル制御回路６．Ｄ／Ａ
変換器７、リファレンス電圧制御回路８で自動振幅制御
ループを構成している。この自動利得制御装置に正規の
振幅のＭＵＳＥ信号が入力された場合は、Ｄ／Ａ変換器
４、及びＤ／Ａ変換器７の各出力電圧は零電圧となるよ
うに制御されている。ここで＝ ５− 自動振幅制御ループをＯＦＦにして、Ａ／Ｄ変換器２の
リファレンス電圧の制御を変化させずに正規のリファレ
ンスを供給している場合においては、正規の振幅のＭＵ
ＳＥ信号から振幅を増加させたり、減少させたりしても
、ＭＵＳＥ信号の中央の振幅値（クランプレベルライン
と同等レベル）でクランプしているのでクランプ回路１
のクランプ出力はクランプレベル変化をせず、Ａ／Ｄ変
換器２に入力されるので、クランプレベル制御回路３も
変化せず、Ｄ／Ａ変換器４．ＤＣレベル制御回路５も変
化しない、即ち、自動振幅制御ループをＯＦＦにしてい
る場合は、ＭＵＳＥ信号の振幅変化に対して、自動クラ
ンプレベル制御ループは影響を受けない構成となってい
る。しかし、自動振幅制御ループをＯＮにしている場合
には、自動クランプレベル制御ループも影響される。こ
の動作を次に説明する。
ては、クランプ回路１．Ａ／Ｄ変換器２、クランプレベ
ル制御回路３．Ｄ／Ａ変換器４、ＤＣレベル制御回路５
で自動クランプレベル制御ループを構成している。Ａ／
Ｄ変換器２．フレームパルスレベル制御回路６．Ｄ／Ａ
変換器７、リファレンス電圧制御回路８で自動振幅制御
ループを構成している。この自動利得制御装置に正規の
振幅のＭＵＳＥ信号が入力された場合は、Ｄ／Ａ変換器
４、及びＤ／Ａ変換器７の各出力電圧は零電圧となるよ
うに制御されている。ここで＝ ５− 自動振幅制御ループをＯＦＦにして、Ａ／Ｄ変換器２の
リファレンス電圧の制御を変化させずに正規のリファレ
ンスを供給している場合においては、正規の振幅のＭＵ
ＳＥ信号から振幅を増加させたり、減少させたりしても
、ＭＵＳＥ信号の中央の振幅値（クランプレベルライン
と同等レベル）でクランプしているのでクランプ回路１
のクランプ出力はクランプレベル変化をせず、Ａ／Ｄ変
換器２に入力されるので、クランプレベル制御回路３も
変化せず、Ｄ／Ａ変換器４．ＤＣレベル制御回路５も変
化しない、即ち、自動振幅制御ループをＯＦＦにしてい
る場合は、ＭＵＳＥ信号の振幅変化に対して、自動クラ
ンプレベル制御ループは影響を受けない構成となってい
る。しかし、自動振幅制御ループをＯＮにしている場合
には、自動クランプレベル制御ループも影響される。こ
の動作を次に説明する。
第６図はリファレンス電圧制御回路８の具体的回路を示
す。抵抗１０．１１の抵抗Ｒ，，Ｒ２でＶ１電圧を発生
する。抵抗１２； １３とオペアンプ１４、トランジス
タ１５でゲイン１倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換
器２のリファレンス（Ｖｒｅｆ＋）電圧に−ｖ１を供給
する。抵抗１６゜１７とオペアンプ１８、トランジスタ
１９でゲイン３倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換器
２のリファレンス（Ｖｒｅｆ２ ）電圧に一３Ｖ＋を供
給する。抵抗２０．２１とオペアンプ２２でゲイン１倍
の反転アンプを構成し、抵抗２３．２４で前記Ｖｌ電圧
を発生し、オフセット電圧Ｖ１をかける。
す。抵抗１０．１１の抵抗Ｒ，，Ｒ２でＶ１電圧を発生
する。抵抗１２； １３とオペアンプ１４、トランジス
タ１５でゲイン１倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換
器２のリファレンス（Ｖｒｅｆ＋）電圧に−ｖ１を供給
する。抵抗１６゜１７とオペアンプ１８、トランジスタ
１９でゲイン３倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換器
２のリファレンス（Ｖｒｅｆ２ ）電圧に一３Ｖ＋を供
給する。抵抗２０．２１とオペアンプ２２でゲイン１倍
の反転アンプを構成し、抵抗２３．２４で前記Ｖｌ電圧
を発生し、オフセット電圧Ｖ１をかける。
抵抗２５はＤ／Ａ変換器７の制御出力電圧からＡ／Ｄ変
換器２のリファレンス電圧を制御するためのゲイン調整
用である。
換器２のリファレンス電圧を制御するためのゲイン調整
用である。
以上のように構成されたリファレンス電圧制御回路にお
いて、入力されるＭＵＳＥ信号が正規の振幅である場合
、Ｄ／Ａ変換器７の出力電圧が零電圧になるので、オペ
アンプ２２の出力はＶ１電圧となり、抵抗２５に電流が
流れずに抵抗１０．１１の分圧であるＶＩ電圧は変化せ
ず、Ａ／Ｄ変換器２のリファレンス電圧は（Ｖ＋）、（
３Ｖ＋）となる。
いて、入力されるＭＵＳＥ信号が正規の振幅である場合
、Ｄ／Ａ変換器７の出力電圧が零電圧になるので、オペ
アンプ２２の出力はＶ１電圧となり、抵抗２５に電流が
流れずに抵抗１０．１１の分圧であるＶＩ電圧は変化せ
ず、Ａ／Ｄ変換器２のリファレンス電圧は（Ｖ＋）、（
３Ｖ＋）となる。
Ａ／Ｄ変換器２のリファレンス電圧の状態を第７図に示
すが、正規の入力レベルの場合はａとなる。
すが、正規の入力レベルの場合はａとなる。
次に入力されるＭＵＳＥ信号が正規のレベルより約１ｄ
Ｂ程度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレ
ベル制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベル
との差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレ
ベル制御のディジタル差信号を発生し、Ｄ／Ａ変換器７
に供給する。
Ｂ程度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレ
ベル制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベル
との差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレ
ベル制御のディジタル差信号を発生し、Ｄ／Ａ変換器７
に供給する。
このＤ／Ａ変換器７の出力には−ＶＯの電圧を発生する
。この−Ｖｏ電圧はオペナンプ２２に供給されて、オペ
アンプ２２の出力はＶＩ＋ＶＯとなり、抵抗２５を通し
て、抵抗１０．１１の分圧点に電流が流れて、Ｖｌ＋Δ
■ｏの電圧を発生する。
。この−Ｖｏ電圧はオペナンプ２２に供給されて、オペ
アンプ２２の出力はＶＩ＋ＶＯとなり、抵抗２５を通し
て、抵抗１０．１１の分圧点に電流が流れて、Ｖｌ＋Δ
■ｏの電圧を発生する。
このため、Ａ／Ｄ変換器２のリファレンス電圧は（Ｖ＋
−Δｖｏ）と（Ｖ＋ ３Δｖｏ）になる。
−Δｖｏ）と（Ｖ＋ ３Δｖｏ）になる。
この両リファレンス電圧のダイナミックレンジ増加分は
２ΔＶＱであり、この増加分が約１ｄＢに相当するので
このレンジ増加分がＡ／Ｄ変換器２に入力される振幅増
加分に相当する。このように、Ａ／Ｄ変換器２のダイナ
ミックレンジは確保できるけれども、リファレンス電圧
の直流電圧シフトが一２ΔＶＱ発生する。この状態を第
７図のｂに示す。
２ΔＶＱであり、この増加分が約１ｄＢに相当するので
このレンジ増加分がＡ／Ｄ変換器２に入力される振幅増
加分に相当する。このように、Ａ／Ｄ変換器２のダイナ
ミックレンジは確保できるけれども、リファレンス電圧
の直流電圧シフトが一２ΔＶＱ発生する。この状態を第
７図のｂに示す。
次に入力されるＭＵＳＥ信号が正規のレベルより約１ｄ
Ｂ程度減少した場合を考えると、前述と同様にして、フ
レームパルスレベル制御回路６で振幅が減少しているフ
レームパルスレベル制御のディジタル差信号を発生し、
Ｄ／Ａ変換器７の出力には＋Ｖ、の電圧を発生する。こ
の＋Ｖｏ電圧はオペアンプ２２に供給されて、オペアン
プ２２の出力はＶ、−Ｖｏとなり、抵抗１０．１１の分
圧点より抵抗２５を通して電流が流れ込む。このため抵
抗１０．１１の分圧点はＶ、−Δｖ（１の電圧を発生す
る。このためＡ／Ｄ変換器２のリファレンス電圧は（Ｖ
＋十ΔＶｏ）と（Ｖ＋＋３Δｖｏ）になる。この両リフ
ァレンス電圧のダイナミックレンジ減少分は２ΔＶＱで
あり、この減少分が約１ｄＢに相当するので、このレン
ジ減少分がＡ／Ｄ変換器２に入力される振幅減少分に相
当する。このようにＡ／Ｄ変換器２のダイナミックレン
ジは確保できるけれども、リファレンス電圧の直流電圧
シフトが＋２ΔＶＱ発生する。この状態を第７しかしな
がら上記のような構成では、ＭＵＳＥ信号の入力レベル
が正規のレベルから増減した時に、自動振幅制御ループ
が動作して、Ａ／Ｄ変換器の２つのリファレンス電圧が
変化して、ダイナミックレンジを確保できるが、２つの
リファレンス電圧が同一方向に変化し、センター電位が
シフトするので、これを補正するするために自動クラン
プレベル制御ループも動作しなければならず、即ち、自
動振幅制御ループと自動クランプレベル制御ループが同
時に制御されなければならず、２つのループの応答特性
及びループゲイン等が複雑であり、またＡ／Ｄ変換器の
リファレンス電圧に対応する入力レンジが片側に拡大し
、良好なリニアリティの確保が難しいという問題点を有
していた。
Ｂ程度減少した場合を考えると、前述と同様にして、フ
レームパルスレベル制御回路６で振幅が減少しているフ
レームパルスレベル制御のディジタル差信号を発生し、
Ｄ／Ａ変換器７の出力には＋Ｖ、の電圧を発生する。こ
の＋Ｖｏ電圧はオペアンプ２２に供給されて、オペアン
プ２２の出力はＶ、−Ｖｏとなり、抵抗１０．１１の分
圧点より抵抗２５を通して電流が流れ込む。このため抵
抗１０．１１の分圧点はＶ、−Δｖ（１の電圧を発生す
る。このためＡ／Ｄ変換器２のリファレンス電圧は（Ｖ
＋十ΔＶｏ）と（Ｖ＋＋３Δｖｏ）になる。この両リフ
ァレンス電圧のダイナミックレンジ減少分は２ΔＶＱで
あり、この減少分が約１ｄＢに相当するので、このレン
ジ減少分がＡ／Ｄ変換器２に入力される振幅減少分に相
当する。このようにＡ／Ｄ変換器２のダイナミックレン
ジは確保できるけれども、リファレンス電圧の直流電圧
シフトが＋２ΔＶＱ発生する。この状態を第７しかしな
がら上記のような構成では、ＭＵＳＥ信号の入力レベル
が正規のレベルから増減した時に、自動振幅制御ループ
が動作して、Ａ／Ｄ変換器の２つのリファレンス電圧が
変化して、ダイナミックレンジを確保できるが、２つの
リファレンス電圧が同一方向に変化し、センター電位が
シフトするので、これを補正するするために自動クラン
プレベル制御ループも動作しなければならず、即ち、自
動振幅制御ループと自動クランプレベル制御ループが同
時に制御されなければならず、２つのループの応答特性
及びループゲイン等が複雑であり、またＡ／Ｄ変換器の
リファレンス電圧に対応する入力レンジが片側に拡大し
、良好なリニアリティの確保が難しいという問題点を有
していた。
本発明はかかる点に鑑み、自動振幅制御ループの制御に
よって、自動クランプレベル制御ループに悪影響を与え
ないように、Ａ／Ｄ変換器のリファレンス電圧を発生す
る自動利得制御装置を提本発明は、クランプレベルが中
心レベルに設定されている信号をＡ／ＤするＡ／Ｄ変換
器と、Ａ／Ｄ変換器の出力からフレームパルスレベルを
検出し、制御するフレームパルスレベル制御回路と、フ
レームパルスレベル制御回路の出力をＤ／Ａ変換するＤ
／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力により、リファレン
ス電圧を制御して２つのリファレンス電圧が基準電位に
対して対称に変化するリファレンス電圧制御回路を備え
た自動利得制御装置である。
よって、自動クランプレベル制御ループに悪影響を与え
ないように、Ａ／Ｄ変換器のリファレンス電圧を発生す
る自動利得制御装置を提本発明は、クランプレベルが中
心レベルに設定されている信号をＡ／ＤするＡ／Ｄ変換
器と、Ａ／Ｄ変換器の出力からフレームパルスレベルを
検出し、制御するフレームパルスレベル制御回路と、フ
レームパルスレベル制御回路の出力をＤ／Ａ変換するＤ
／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力により、リファレン
ス電圧を制御して２つのリファレンス電圧が基準電位に
対して対称に変化するリファレンス電圧制御回路を備え
た自動利得制御装置である。
作用
本発明は前記した構成により、入力される信号が増加し
たり減少したりすると、自動振幅制御ループによってＡ
／Ｄ変換器のリファレンス電圧を制御するが、このリフ
ァレンス電圧の発生が等価的に基準電圧を中心に上下対
称に制御されるので、Ａ／Ｄ変換する前のクランプ電圧
の変化を必要としない。このため自動クランプレベル制
御ループは同時に動作せず、自動振幅制御ループのみで
良く制御ループの応答が複雑にならない。またリファレ
ンス電圧が上下対称に制御されるので、Ａ／Ｄ変換器の
入力レンジが片側に片寄ることな（リニアリティの問題
も軽減される。
たり減少したりすると、自動振幅制御ループによってＡ
／Ｄ変換器のリファレンス電圧を制御するが、このリフ
ァレンス電圧の発生が等価的に基準電圧を中心に上下対
称に制御されるので、Ａ／Ｄ変換する前のクランプ電圧
の変化を必要としない。このため自動クランプレベル制
御ループは同時に動作せず、自動振幅制御ループのみで
良く制御ループの応答が複雑にならない。またリファレ
ンス電圧が上下対称に制御されるので、Ａ／Ｄ変換器の
入力レンジが片側に片寄ることな（リニアリティの問題
も軽減される。
実施例
第１図は本発明の実施例における自動利得制御装置のリ
ファレンス電圧制御回路の具体的回路図を示すものであ
る。第１図において、第６図の従来例と同一のものにつ
いては同一番号を使用し、詳細な説明は省略する。抵抗
１０．１１の抵抗Ｒ１＋ Ｒ２テＶ、電圧を発生する。
ファレンス電圧制御回路の具体的回路図を示すものであ
る。第１図において、第６図の従来例と同一のものにつ
いては同一番号を使用し、詳細な説明は省略する。抵抗
１０．１１の抵抗Ｒ１＋ Ｒ２テＶ、電圧を発生する。
抵抗１２．１３とオペアンプ１４、トランジスタ１５で
ゲイン１倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換器２のリ
ファレンス（Ｖｒｅｆ＋）電圧に（Ｖ＋）を供給する。
ゲイン１倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換器２のリ
ファレンス（Ｖｒｅｆ＋）電圧に（Ｖ＋）を供給する。
抵抗１６．１７とオペアンプ１８、トランジスタ１９で
ゲイン３倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換器２のリ
ファレンス（Ｖｒｅ’ｆ２）電圧に（３Ｖ＋）を供給す
る。抵抗３０．３１とオペアンプ３２で反転アンプを構
成し、Ｄ／Ａ変換器７の出力をアンプする。ゲインはＲ
７／’Ｒ８で決定される。このオペアンプ３２の出力は
抵抗３６゜３７で２分割してオペアンプ１４の正入力端
子に供給される。またオペアンプ３２の出力は抵抗３３
．３４とオペアンプ３５でゲイ：／ｌ／３倍の反転アン
プを構成し、抵抗３ｓ、’、４９で２分割してオペアン
プ１８の正入力端子に供給される。
ゲイン３倍の反転アンプを構成し、Ａ／Ｄ変換器２のリ
ファレンス（Ｖｒｅ’ｆ２）電圧に（３Ｖ＋）を供給す
る。抵抗３０．３１とオペアンプ３２で反転アンプを構
成し、Ｄ／Ａ変換器７の出力をアンプする。ゲインはＲ
７／’Ｒ８で決定される。このオペアンプ３２の出力は
抵抗３６゜３７で２分割してオペアンプ１４の正入力端
子に供給される。またオペアンプ３２の出力は抵抗３３
．３４とオペアンプ３５でゲイ：／ｌ／３倍の反転アン
プを構成し、抵抗３ｓ、’、４９で２分割してオペアン
プ１８の正入力端子に供給される。
以上のように構成されたこの実施例のリファレンス電圧
制御回路について、以下その動作を説明する。
制御回路について、以下その動作を説明する。
ＭＵＳＥ信号が正規の振幅である場合、Ｄ／Ａ変換器７
の出力電圧が零電圧になるので、オペアンプ３２の出力
は零電圧となり、オペアンプ３５の出力も零電圧となり
、Ａ／Ｄ変換器のリファレンス電圧は（−Ｖ＋）（−３
Ｖ１）となる。Ａ’／Ｄ変換器のリファレンス電圧の状
態を第２図に示すが正規の入力レベルの場合はａとなる
。
の出力電圧が零電圧になるので、オペアンプ３２の出力
は零電圧となり、オペアンプ３５の出力も零電圧となり
、Ａ／Ｄ変換器のリファレンス電圧は（−Ｖ＋）（−３
Ｖ１）となる。Ａ’／Ｄ変換器のリファレンス電圧の状
態を第２図に示すが正規の入力レベルの場合はａとなる
。
次に入力されるＭＵＳＥ信号が正規のレベルより約１ｄ
Ｂ程度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレ
ベル制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベル
との差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレ
ベル制御のディジタル差信号を発生し、Ｄ／Ａ変換器７
に供給され、Ｄ／Ａ変換器７の出力には−ｖｏの電圧を
発生する。この−Ｖ、電圧は抵抗３０．３１とオペアン
プ３２に供給されて、オペアンプ３２の出力はΔ２ＶＯ
となる。この出力Δ２ＶＯは抵抗３３゜３４とオペアン
プ３５によって、オペアンプ３５の出力は一Δ２ＶＯ／
３となる。前記オペアンプ３２の出力Δ２ＶＯは抵抗３
６．３７を通してΔｖｏがオペアンプ１４に供給されて
、Ａ／Ｄ変換器２のリファレンス（Ｖｒｅｆｌ）電圧は
く−ｖ１＋Δｖｏ）になる。またオペアンプ３５の出力
−Δ２ｖｏＺ３は抵抗３８．３９を通して一ΔＶｏ／３
がオペアンプ１８に供給されて、Ａ／Ｄ変換器２のリフ
ァレンス（Ｖｒｅｆ２）電圧は（−３Ｖ＋−Δｖｏ）に
なる。この両リファレンス電圧のダイナミックレンジ増
加分は２ΔＶＱであり、この増加分が約１ｄＢに相当す
るので、このレンジ増加分がＡ／Ｄ変換器２に入力され
る振幅増加分に相当する。このリファレンス電圧の状態
を第２図のｂに示すように、 ２Ｖ＋を基準電位として
上下対称に増加する。
Ｂ程度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレ
ベル制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベル
との差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレ
ベル制御のディジタル差信号を発生し、Ｄ／Ａ変換器７
に供給され、Ｄ／Ａ変換器７の出力には−ｖｏの電圧を
発生する。この−Ｖ、電圧は抵抗３０．３１とオペアン
プ３２に供給されて、オペアンプ３２の出力はΔ２ＶＯ
となる。この出力Δ２ＶＯは抵抗３３゜３４とオペアン
プ３５によって、オペアンプ３５の出力は一Δ２ＶＯ／
３となる。前記オペアンプ３２の出力Δ２ＶＯは抵抗３
６．３７を通してΔｖｏがオペアンプ１４に供給されて
、Ａ／Ｄ変換器２のリファレンス（Ｖｒｅｆｌ）電圧は
く−ｖ１＋Δｖｏ）になる。またオペアンプ３５の出力
−Δ２ｖｏＺ３は抵抗３８．３９を通して一ΔＶｏ／３
がオペアンプ１８に供給されて、Ａ／Ｄ変換器２のリフ
ァレンス（Ｖｒｅｆ２）電圧は（−３Ｖ＋−Δｖｏ）に
なる。この両リファレンス電圧のダイナミックレンジ増
加分は２ΔＶＱであり、この増加分が約１ｄＢに相当す
るので、このレンジ増加分がＡ／Ｄ変換器２に入力され
る振幅増加分に相当する。このリファレンス電圧の状態
を第２図のｂに示すように、 ２Ｖ＋を基準電位として
上下対称に増加する。
次に、入力されるＭＵＳＥ信号が正規のレベルより約１
ｄＢ程度減少した場合を考えると、前述の説明と同様に
して制御される。このためＤ／Ａ変換器７の出力にはｖ
ｏの電圧を発生し、オペアンプ３２の出力は一Δ２ＶＯ
となり、またオペアンプ３５の出力はΔ２ｖｏ／３とな
る。これらの−Δ２ＶＯとΔ２ｖｏ／３の制御電圧はオ
ペアンプ１４ 、１ ’８に供給して、Ａ／Ｄ変換器２
のリファレンス電圧は（−ｖＩ−Δｖｏ）と（３Ｖ＋＋
Δｖｏ）になる。この両リファレンス電圧のダイナミッ
クレンジ減少分は２ΔＶＱであり、この減少分が約１ｄ
Ｂに相当するのでこのレンジ減少分がＡ／Ｄ変換器２に
入力される振幅減少分に相当する。このリファレンス電
圧の状態を第２図のＣに示すように、−２■１を基準電
位として上下対称に減少する。
ｄＢ程度減少した場合を考えると、前述の説明と同様に
して制御される。このためＤ／Ａ変換器７の出力にはｖ
ｏの電圧を発生し、オペアンプ３２の出力は一Δ２ＶＯ
となり、またオペアンプ３５の出力はΔ２ｖｏ／３とな
る。これらの−Δ２ＶＯとΔ２ｖｏ／３の制御電圧はオ
ペアンプ１４ 、１ ’８に供給して、Ａ／Ｄ変換器２
のリファレンス電圧は（−ｖＩ−Δｖｏ）と（３Ｖ＋＋
Δｖｏ）になる。この両リファレンス電圧のダイナミッ
クレンジ減少分は２ΔＶＱであり、この減少分が約１ｄ
Ｂに相当するのでこのレンジ減少分がＡ／Ｄ変換器２に
入力される振幅減少分に相当する。このリファレンス電
圧の状態を第２図のＣに示すように、−２■１を基準電
位として上下対称に減少する。
なお、この実施例においてはＭＵＳＥ信号をＡ／Ｄ変換
する装置について述べたが、クランプレベルが中心レベ
ルに設定されている信号であればどのような信号につい
ても適用できることは、この実施例の効果より明らかで
ある。
する装置について述べたが、クランプレベルが中心レベ
ルに設定されている信号であればどのような信号につい
ても適用できることは、この実施例の効果より明らかで
ある。
発明の詳細
な説明したように、本発明によれば、自動振幅制御ルー
プによってＡ／Ｄ変換器のリファレンス電圧を制御する
が、このリファレンス電圧の発生が等価的に基準電圧を
中心に上下対称に制御するので、Ａ／Ｄ変換する前のク
ランプ電圧の変化を必要としない。このため自動クラン
プレベル制御ループは同時に動作せず、自動振幅制御ル
ープのみで、２つの制御ループの応答特性などが複雑に
ならず、制御ループ系が安定である。またＡ／Ｄ変換器
の入力レンジが片側に片寄ることなく Ａ／Ｄ変換器の
良好なりニアリティ領域を使用することがでと、その実
用的効果は大きい。
プによってＡ／Ｄ変換器のリファレンス電圧を制御する
が、このリファレンス電圧の発生が等価的に基準電圧を
中心に上下対称に制御するので、Ａ／Ｄ変換する前のク
ランプ電圧の変化を必要としない。このため自動クラン
プレベル制御ループは同時に動作せず、自動振幅制御ル
ープのみで、２つの制御ループの応答特性などが複雑に
ならず、制御ループ系が安定である。またＡ／Ｄ変換器
の入力レンジが片側に片寄ることなく Ａ／Ｄ変換器の
良好なりニアリティ領域を使用することがでと、その実
用的効果は大きい。
第１図は本発明の実施例における自動利得制御装置のリ
ファレンス電圧制御回路の回路図、第２図は同実施例の
動作状態図、第３図はＭＵＳＥ信号の信号構成図、第４
図はＭＵＳＥ信号の波形図、第５図は従来の自動利得制
御装置のブロック図、第６図は従来の自動利得制御装置
におけるリファレンス電圧制御回路の回路図、第７図は
同従来例の動作状態図である。 １・・・・・・クランプ回路、２・・・・・・Ａ／Ｄ変
換器、３・・・・・・クランプレベル制御回路、４・・
・・・・Ｄ／Ａ変換器、６・・・・・・フレームパルス
レベル制御回路、７・・・・・・Ｄ／Ａ変換器、８′・
・・・・・リファレンス電圧制御回路、１０．１１，１
２．１３，１６，１７．３０゜３１．３３，３４，３６
，３７．３８．３９・・・・・・抵抗、１４，１８，３
２．３５・・・・・・オペアンプ、１５．１９・・・・
・・トランジスタ。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 ほか１名第２図
ファレンス電圧制御回路の回路図、第２図は同実施例の
動作状態図、第３図はＭＵＳＥ信号の信号構成図、第４
図はＭＵＳＥ信号の波形図、第５図は従来の自動利得制
御装置のブロック図、第６図は従来の自動利得制御装置
におけるリファレンス電圧制御回路の回路図、第７図は
同従来例の動作状態図である。 １・・・・・・クランプ回路、２・・・・・・Ａ／Ｄ変
換器、３・・・・・・クランプレベル制御回路、４・・
・・・・Ｄ／Ａ変換器、６・・・・・・フレームパルス
レベル制御回路、７・・・・・・Ｄ／Ａ変換器、８′・
・・・・・リファレンス電圧制御回路、１０．１１，１
２．１３，１６，１７．３０゜３１．３３，３４，３６
，３７．３８．３９・・・・・・抵抗、１４，１８，３
２．３５・・・・・・オペアンプ、１５．１９・・・・
・・トランジスタ。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 ほか１名第２図
Claims (1)
- クランプレベルが中心レベルに設定されている信号を入
力してクランプし、Ａ／Ｄ変換する際に、Ａ／Ｄ変換器
のリファレンス制御電圧を制御して、利得を自動制御す
る装置であって、前記Ａ／Ｄ変換器の出力よりクランプ
レベルを検出し制御するクランプレベル制御回路と、こ
の出力をＤ／Ａ変換する第１のＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ
変換器の出力を前記クランプ回路のクランプ制御電圧と
する自動クランプレベル制御系と、前記Ａ／Ｄ変換器の
出力よりフレームパルスレベルを検出し制御するフレー
ムパルス制御回路と、該出力をＤ／Ａ変換する第２のＤ
／Ａ変換器とを備え、該Ｄ／Ａ変換器の出力によって、
リファレンス電圧制御回路の２つのリファレンス電圧を
上下対称に制御することを特徴とする自動利得制御装置
。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63051936A JP2678006B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 自動利得制御装置 |
| CA000592720A CA1299754C (en) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | Automatic gain control system |
| US07/318,538 US4998106A (en) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | Reference voltage regulation apparatus for an automatic gain control system |
| KR1019890002626A KR930000456B1 (ko) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | 자동 이득 제어장치 |
| EP89302123A EP0331506B1 (en) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | Automatic gain control system |
| DE68916066T DE68916066T2 (de) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | System zur automatischen Verstärkungsregelung. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63051936A JP2678006B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 自動利得制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01226284A true JPH01226284A (ja) | 1989-09-08 |
| JP2678006B2 JP2678006B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=12900753
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63051936A Expired - Lifetime JP2678006B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 自動利得制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4998106A (ja) |
| EP (1) | EP0331506B1 (ja) |
| JP (1) | JP2678006B2 (ja) |
| KR (1) | KR930000456B1 (ja) |
| CA (1) | CA1299754C (ja) |
| DE (1) | DE68916066T2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5084700A (en) * | 1991-02-04 | 1992-01-28 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Signal clamp circuitry for analog-to-digital converters |
| US5488368A (en) * | 1993-05-28 | 1996-01-30 | Technoview Inc. | A/D converter system and method with temperature compensation |
| US5359327A (en) * | 1993-05-28 | 1994-10-25 | Brown Eric W | A/D converter system with interface and passive voltage reference source |
| US5644325A (en) * | 1994-12-12 | 1997-07-01 | Auravision Corporation | Digital to analog converter with improved output level control |
| KR100207713B1 (ko) * | 1997-01-17 | 1999-07-15 | 윤종용 | 아날로그-디지탈 변환기의 top 전압을 이용한 agc 회로 |
| JP4746792B2 (ja) * | 2001-08-14 | 2011-08-10 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ａ／ｄ変換装置 |
| US8428536B2 (en) * | 2008-11-25 | 2013-04-23 | Silicon Laboratories Inc. | Low-cost receiver using automatic gain control |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4016557A (en) * | 1975-05-08 | 1977-04-05 | Westinghouse Electric Corporation | Automatic gain controlled amplifier apparatus |
| JPS60217789A (ja) * | 1984-04-13 | 1985-10-31 | Hitachi Ltd | 高品位テレビ受信機 |
| US4642694A (en) * | 1984-05-22 | 1987-02-10 | Casio Computer Co., Ltd. | Television video signal A/D converter |
| US4549165A (en) * | 1984-06-22 | 1985-10-22 | Rockwell International Corporation | Dynamic voltage reference apparatus for A/D converters |
-
1988
- 1988-03-04 JP JP63051936A patent/JP2678006B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-03-03 KR KR1019890002626A patent/KR930000456B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-03-03 CA CA000592720A patent/CA1299754C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 DE DE68916066T patent/DE68916066T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 US US07/318,538 patent/US4998106A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-03-03 EP EP89302123A patent/EP0331506B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1299754C (en) | 1992-04-28 |
| JP2678006B2 (ja) | 1997-11-17 |
| DE68916066D1 (de) | 1994-07-21 |
| EP0331506A2 (en) | 1989-09-06 |
| EP0331506A3 (en) | 1991-07-31 |
| US4998106A (en) | 1991-03-05 |
| EP0331506B1 (en) | 1994-06-15 |
| KR930000456B1 (ko) | 1993-01-21 |
| DE68916066T2 (de) | 1994-11-17 |
| KR890015595A (ko) | 1989-10-30 |
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