JP2678006B2 - 自動利得制御装置 - Google Patents
自動利得制御装置Info
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/12—Systems in which the television signal is transmitted via one channel or a plurality of parallel channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the television signal
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
- H04N5/53—Keyed automatic gain control
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/124—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for A/D converters
- H03M1/129—Means for adapting the input signal to the range the converter can handle, e.g. limiting, pre-scaling ; Out-of-range indication
- H03M1/1295—Clamping, i.e. adjusting the DC level of the input signal to a predetermined value
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/18—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging
- H03M1/181—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values
- H03M1/182—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values the feedback signal controlling the reference levels of the analogue/digital converter
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- Television Systems (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は帯域圧縮された高品位テレビ信号を元の高品
位テレビ信号にデコードする高品位テレビ受像機に係
り、特にアナログ信号をディジタル信号に変換する場合
の信号レベル制御を行う自動利得制御装置に関するもの
である。
位テレビ信号にデコードする高品位テレビ受像機に係
り、特にアナログ信号をディジタル信号に変換する場合
の信号レベル制御を行う自動利得制御装置に関するもの
である。
従来の技術 高品位テレビ信号を放送衛星を用いて実施するため
に、高品位テレビ信号を帯域圧縮して伝送できる方式
［テレビジョン学会技術報告資料「高品位テレビの衛星
１チャンネル伝送方式（MUSE）」TEBS 95−2,VoL 7 NO.
44］，［テレビジョン学会全国大会資料「ハイビジョン
の衛星放送方式（MUSE）」1987年12−６］が提案されて
いる。
に、高品位テレビ信号を帯域圧縮して伝送できる方式
［テレビジョン学会技術報告資料「高品位テレビの衛星
１チャンネル伝送方式（MUSE）」TEBS 95−2,VoL 7 NO.
44］，［テレビジョン学会全国大会資料「ハイビジョン
の衛星放送方式（MUSE）」1987年12−６］が提案されて
いる。
この方式の詳細な説明は上記文献においてなされてい
るので、ここでは詳細な説明は省略するが、MUSE信号の
構成（信号割当て）を第３図に示して、簡単に信号フォ
ーマットについて説明する。
るので、ここでは詳細な説明は省略するが、MUSE信号の
構成（信号割当て）を第３図に示して、簡単に信号フォ
ーマットについて説明する。
同期信号はフレームパルスと水平同期信号から成り、
フレームパルスa,水平同期信号部ｂに存在する。映像信
号はカラー信号と輝度信号の時間軸多重であり、それぞ
れカラー信号部c,輝度信号部ｄに存在する。制御信号と
してはコントロール信号があり、コントロール信号部ｅ
に存在する。音声信号は付加情報と共に音声／付加情報
部ｆに存在する。ｇはクランプレベル情報が存在するク
ランプレベル部である。上記各信号の水平ライン番号を
併記している。
フレームパルスa,水平同期信号部ｂに存在する。映像信
号はカラー信号と輝度信号の時間軸多重であり、それぞ
れカラー信号部c,輝度信号部ｄに存在する。制御信号と
してはコントロール信号があり、コントロール信号部ｅ
に存在する。音声信号は付加情報と共に音声／付加情報
部ｆに存在する。ｇはクランプレベル情報が存在するク
ランプレベル部である。上記各信号の水平ライン番号を
併記している。
このMUSE信号のフォーマットを波形化したのが第４図
である。この波形図からも理解できるようにフレームパ
ルス1,2は１フィールドおきに入れられている。
である。この波形図からも理解できるようにフレームパ
ルス1,2は１フィールドおきに入れられている。
このMUSE信号ではクランプレベルはMUSE信号振幅の中
央レベルであり、例えば８ビットで量子化する場合は25
6階調中の128階調に規定している。また、フレームパル
ス１は信号振幅の100％レベルであり白クリップレベル
に相当し、256階調中の239階調、フレームパルス２は信
号振幅の０％レベルであり、黒レベルに相当し、256階
調中の16階調に規定している。
央レベルであり、例えば８ビットで量子化する場合は25
6階調中の128階調に規定している。また、フレームパル
ス１は信号振幅の100％レベルであり白クリップレベル
に相当し、256階調中の239階調、フレームパルス２は信
号振幅の０％レベルであり、黒レベルに相当し、256階
調中の16階調に規定している。
第５図はこの従来の自動利得制御装置のブロック図を
示すものであり、１はMUSE信号の水平同期信号期間を水
平パルスによってソフトクランプするクランプ回路であ
る。２はクランプしたMUSE信号をディジタル信号に変換
するA/D変換器、３は水平ライン番号563,1125のクラン
プレベル情報から、256階調中の128階調（128/256レベ
ルと記す）からの差をディジタル的に検出し、クランプ
レベル制御信号を発生するクランプレベル制御回路であ
る。４はクランプレベル制御回路３からのクランプレベ
ル制御のディジタル信号をアナログ信号に変換するD/A
変換器である。５はD/A変換器４からのクランプレベル
制御電圧をA/D変換器２の入力仕様に最適なクランプ電
圧となるように直流電圧のオフセットを制御するDCレベ
ル制御回路である。６は水平ライン番号1,2のフレーム
パルス1,2情報から、フレームパルスの振幅を239/256レ
ベルと16/256レベルとの差をディジタル的に検出し、フ
レームパルスレベル制御信号を発生するフレームパルス
レベル制御回路である。７はフレームパルスレベル制御
のディジタル信号をアナログ信号に変換するD/A変換器
である。８はD/A変換器７からのフレームパルスレベル
制御電圧によってA/D変換器２の変換レンジを決定する
リファレンス電圧を発生するリファレンス電圧制御回路
である。
示すものであり、１はMUSE信号の水平同期信号期間を水
平パルスによってソフトクランプするクランプ回路であ
る。２はクランプしたMUSE信号をディジタル信号に変換
するA/D変換器、３は水平ライン番号563,1125のクラン
プレベル情報から、256階調中の128階調（128/256レベ
ルと記す）からの差をディジタル的に検出し、クランプ
レベル制御信号を発生するクランプレベル制御回路であ
る。４はクランプレベル制御回路３からのクランプレベ
ル制御のディジタル信号をアナログ信号に変換するD/A
変換器である。５はD/A変換器４からのクランプレベル
制御電圧をA/D変換器２の入力仕様に最適なクランプ電
圧となるように直流電圧のオフセットを制御するDCレベ
ル制御回路である。６は水平ライン番号1,2のフレーム
パルス1,2情報から、フレームパルスの振幅を239/256レ
ベルと16/256レベルとの差をディジタル的に検出し、フ
レームパルスレベル制御信号を発生するフレームパルス
レベル制御回路である。７はフレームパルスレベル制御
のディジタル信号をアナログ信号に変換するD/A変換器
である。８はD/A変換器７からのフレームパルスレベル
制御電圧によってA/D変換器２の変換レンジを決定する
リファレンス電圧を発生するリファレンス電圧制御回路
である。
以上のように構成された従来の自動利得制御装置にお
いては、クランプ回路1,A/D変換器2,クランプレベル制
御回路3,D/A変換器4,DCレベル制御回路５で自動クラン
プレベル制御ループを構成している。A/D変換器2,フレ
ームパルスレベル制御回路6,D/A変換器7,リファレンス
電圧制御回路８で自動振幅制御ループを構成している。
この自動利得制御装置に正規の振幅のMUSE信号が入力さ
れた場合は、D/A変換器４、及びD/A変換器７の各出力電
圧は零電圧となるように制御されている。ここで自動振
幅制御ループをOFFにして、A/D変換器２のリファレンス
電圧の制御を変化させずに正規のリファレンスを供給し
ている場合においては、正規の振幅のMUSE信号から振幅
を増加させたり、減少させたりしても、MUSE信号の中央
の振幅値（クランプレベルラインと同等レベル）でクラ
ンプしているのでクランプ回路１のクランプ出力はクラ
ンプレベル変化をせず、A/D変換器２に入力されるの
で、クランプレベル制御回路３も変化せず、D/A変換器
4,DCレベル制御回路５も変化しない。即ち、自動振幅制
御ループをOFFにしている場合は、MUSE信号の振幅変化
に対して、自動クランプレベル制御ループは影響を受け
ない構成となっている。しかし、自動振幅制御ループを
ONにしている場合には、自動クランプレベル制御ループ
も影響される。この動作を次に説明する。
いては、クランプ回路1,A/D変換器2,クランプレベル制
御回路3,D/A変換器4,DCレベル制御回路５で自動クラン
プレベル制御ループを構成している。A/D変換器2,フレ
ームパルスレベル制御回路6,D/A変換器7,リファレンス
電圧制御回路８で自動振幅制御ループを構成している。
この自動利得制御装置に正規の振幅のMUSE信号が入力さ
れた場合は、D/A変換器４、及びD/A変換器７の各出力電
圧は零電圧となるように制御されている。ここで自動振
幅制御ループをOFFにして、A/D変換器２のリファレンス
電圧の制御を変化させずに正規のリファレンスを供給し
ている場合においては、正規の振幅のMUSE信号から振幅
を増加させたり、減少させたりしても、MUSE信号の中央
の振幅値（クランプレベルラインと同等レベル）でクラ
ンプしているのでクランプ回路１のクランプ出力はクラ
ンプレベル変化をせず、A/D変換器２に入力されるの
で、クランプレベル制御回路３も変化せず、D/A変換器
4,DCレベル制御回路５も変化しない。即ち、自動振幅制
御ループをOFFにしている場合は、MUSE信号の振幅変化
に対して、自動クランプレベル制御ループは影響を受け
ない構成となっている。しかし、自動振幅制御ループを
ONにしている場合には、自動クランプレベル制御ループ
も影響される。この動作を次に説明する。
第６図はリファレンス電圧制御回路８の具体的回路を
示す。抵抗10,11の抵抗R1,R2でV1電圧を発生する。抵抗
12,13とオペアンプ14、トランジスタ15がゲイン１倍の
反転アンプを構成し、A/D変換器２のリファレンス（Vre
f1）電圧に−V1を供給する。抵抗16,17とオペアンプ1
8、トランジスタ19でゲイン３倍の反転アンプを構成
し、A/D変換器２のリファレンス（Vref2）電圧に−3V1
を供給する。抵抗20,21とオペアンプ22でゲイン１倍の
反転アンプを構成し、抵抗23,24で前記V1電圧を発生
し、オフセット電圧V1をかける。抵抗25はD/A変換器７
の制御出力電圧からA/D変換器２のリファレンス電圧を
制御するためのゲイン調整用である。
示す。抵抗10,11の抵抗R1,R2でV1電圧を発生する。抵抗
12,13とオペアンプ14、トランジスタ15がゲイン１倍の
反転アンプを構成し、A/D変換器２のリファレンス（Vre
f1）電圧に−V1を供給する。抵抗16,17とオペアンプ1
8、トランジスタ19でゲイン３倍の反転アンプを構成
し、A/D変換器２のリファレンス（Vref2）電圧に−3V1
を供給する。抵抗20,21とオペアンプ22でゲイン１倍の
反転アンプを構成し、抵抗23,24で前記V1電圧を発生
し、オフセット電圧V1をかける。抵抗25はD/A変換器７
の制御出力電圧からA/D変換器２のリファレンス電圧を
制御するためのゲイン調整用である。
以上のように構成されたリファレンス電圧制御回路に
おいて、入力されるMUSE信号が正規の振幅である場合、
D/A変換器７の出力電圧が零電圧になるので、オペアン
プ22の出力はV1電圧となり、抵抗25に電流が流れずに抵
抗10,11の分圧であるV1電圧は変化せず、A/D変換器２の
リファレンス電圧は（−V1），（−3V1）となる。
おいて、入力されるMUSE信号が正規の振幅である場合、
D/A変換器７の出力電圧が零電圧になるので、オペアン
プ22の出力はV1電圧となり、抵抗25に電流が流れずに抵
抗10,11の分圧であるV1電圧は変化せず、A/D変換器２の
リファレンス電圧は（−V1），（−3V1）となる。
A/D変換器２のリファレンス電圧の状態を第７図に示
すが、正規の入力レベルの場合はａとなる。
すが、正規の入力レベルの場合はａとなる。
次に入力されるMUSE信号が正規のレベルより約1dB程
度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレベル
制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベルとの
差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレベル
制御のディジタル差信号を発生し、D/A変換器７に供給
する。このD/A変換器７の出力には−V0の電圧を発生す
る。この−V0電圧はオペアンプ22に供給されて、オペア
ンプ22の出力はV1＋V0となり、抵抗25を通して、抵抗1
0,11の分圧点に電流が流れて、V1＋Δv0の電圧を発生す
る。このため、A/D変換器２のリファレンス電圧は（−V
1−Δv0）と（−V1＋３Δv0）になる。この両リファレ
ンス電圧のダイナミックレンジ減少分は２Δv0であり、
この増加分が約1dBに相当するのでこのレンジ増加分がA
/D変換器２に入力される振幅増加分に相当する。このよ
うに、A/D変換器２のダイナミックレンジは確保できる
けれども、リファレンス電圧の直流電圧シフトが−２Δ
v0発生する。この状態を第７図のｂに示す。
度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレベル
制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベルとの
差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレベル
制御のディジタル差信号を発生し、D/A変換器７に供給
する。このD/A変換器７の出力には−V0の電圧を発生す
る。この−V0電圧はオペアンプ22に供給されて、オペア
ンプ22の出力はV1＋V0となり、抵抗25を通して、抵抗1
0,11の分圧点に電流が流れて、V1＋Δv0の電圧を発生す
る。このため、A/D変換器２のリファレンス電圧は（−V
1−Δv0）と（−V1＋３Δv0）になる。この両リファレ
ンス電圧のダイナミックレンジ減少分は２Δv0であり、
この増加分が約1dBに相当するのでこのレンジ増加分がA
/D変換器２に入力される振幅増加分に相当する。このよ
うに、A/D変換器２のダイナミックレンジは確保できる
けれども、リファレンス電圧の直流電圧シフトが−２Δ
v0発生する。この状態を第７図のｂに示す。
次に入力されるMUSE信号が正規のレベルより約1dB程
度減少した場合を考えると、前述と同様にして、フレー
ムパルスレベル制御回路６で振幅が減少しているフレー
ムパルスレベル制御のディジタル差信号を発生し、D/A
変換器７の出力には＋V0の電圧を発生する。この＋V0電
圧はオペアンプ22に供給されて、オペアンプ22の出力は
V1−V0となり、抵抗10,11の分圧点より抵抗25を通して
電流が流れ込む。このため抵抗10,11の分圧点はV1−Δv
0の電圧を発生する。このためA/D変換器２のリファレン
ス電圧は（−V1−Δv0）と（−V1−３Δv0）になる。こ
の両リファレンス電圧のダイナミックレンジ増加分は２
Δv0であり、この減少分が約1dBに相当するので、この
レンジ減少分がA/D変換器２に入力される振幅減少分に
相当する。このようにA/D変換器２のダイナミックレン
ジは確保できるけれども、リファレンス電圧の直流電圧
シフトが＋２Δv0発生する。この状態を第７図のｃに示
す。
度減少した場合を考えると、前述と同様にして、フレー
ムパルスレベル制御回路６で振幅が減少しているフレー
ムパルスレベル制御のディジタル差信号を発生し、D/A
変換器７の出力には＋V0の電圧を発生する。この＋V0電
圧はオペアンプ22に供給されて、オペアンプ22の出力は
V1−V0となり、抵抗10,11の分圧点より抵抗25を通して
電流が流れ込む。このため抵抗10,11の分圧点はV1−Δv
0の電圧を発生する。このためA/D変換器２のリファレン
ス電圧は（−V1−Δv0）と（−V1−３Δv0）になる。こ
の両リファレンス電圧のダイナミックレンジ増加分は２
Δv0であり、この減少分が約1dBに相当するので、この
レンジ減少分がA/D変換器２に入力される振幅減少分に
相当する。このようにA/D変換器２のダイナミックレン
ジは確保できるけれども、リファレンス電圧の直流電圧
シフトが＋２Δv0発生する。この状態を第７図のｃに示
す。
発明が解決しようとする課題 しかしながら上記のような構成では、MUSE信号の入力
レベルが正規のレベルから増減した時に、自動振幅制御
ループが動作して、A/D変換器の２つのリファレンス電
圧が変化して、ダイナミックレンジを確保できるが、２
つのリファレンス電圧が同一方向に変化し、センター電
位がシフトするので、これを補正するするために自動ク
ランプレベル制御ループも動作しなければならず、即
ち、自動振幅制御ループと自動クランプレベル制御ルー
プが同時に制御されなければならず、２つのループの応
答特性及びループゲイン等が複雑であり、またA/D変換
器のリファレンス電圧に対応する入力レンジが片側に拡
大し、良好なリニアリティの確保が難しいという問題点
を有していた。
レベルが正規のレベルから増減した時に、自動振幅制御
ループが動作して、A/D変換器の２つのリファレンス電
圧が変化して、ダイナミックレンジを確保できるが、２
つのリファレンス電圧が同一方向に変化し、センター電
位がシフトするので、これを補正するするために自動ク
ランプレベル制御ループも動作しなければならず、即
ち、自動振幅制御ループと自動クランプレベル制御ルー
プが同時に制御されなければならず、２つのループの応
答特性及びループゲイン等が複雑であり、またA/D変換
器のリファレンス電圧に対応する入力レンジが片側に拡
大し、良好なリニアリティの確保が難しいという問題点
を有していた。
本発明はかかる点に鑑み、自動振幅制御ループの制御
によって、自動クランプレベル制御ループに悪影響を与
えないように、A/D変換器のリファレンス電圧を発生す
る自動利得制御装置を提供することを目的とする。
によって、自動クランプレベル制御ループに悪影響を与
えないように、A/D変換器のリファレンス電圧を発生す
る自動利得制御装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段 本発明は、クランプレベルが信号振幅の中心レベルに
規定され、前記信号振幅の白レベル、黒レベルがフレー
ムパルスに規定されているMUSE信号を入力してクランプ
回路でクランプした後、A/D変換する際に、A/D変換器の
変換レンジを決定する２つのリファレンス電圧を前記フ
レームパルスのレベルによりリファレンス電圧制御回路
で制御して、前記MUSE信号のA/D変換後の信号振幅の利
得を自動制御する装置であって、前記A/D変換器の出力
より前記MUSE信号のクランプレベルを検出するクランプ
レベル制御回路と、前記クランプレベル制御回路の出力
をD/A変換する第１のD/A変換器とを備え、前記第１のD/
A変換器の出力を前記クランプ回路のクランプ制御電圧
とする自動クランプレベル制御系と、前記A/D変換器の
出力より前記フレームパルスのレベルを検出して正規の
レベルとの差を検出するフレームパルスレベル制御回路
と、前記フレームパルスレベル制御回路の出力をD/A変
換する第２のD/A変換器とを備え、前記第２のD/A変換器
の出力によって、前記２つのリファレンス電圧を上下対
称に制御することで前記MUSE信号のA/D変換後の信号振
幅の利得を自動制御する自動振幅制御系とを具備したこ
とを特徴とする。
規定され、前記信号振幅の白レベル、黒レベルがフレー
ムパルスに規定されているMUSE信号を入力してクランプ
回路でクランプした後、A/D変換する際に、A/D変換器の
変換レンジを決定する２つのリファレンス電圧を前記フ
レームパルスのレベルによりリファレンス電圧制御回路
で制御して、前記MUSE信号のA/D変換後の信号振幅の利
得を自動制御する装置であって、前記A/D変換器の出力
より前記MUSE信号のクランプレベルを検出するクランプ
レベル制御回路と、前記クランプレベル制御回路の出力
をD/A変換する第１のD/A変換器とを備え、前記第１のD/
A変換器の出力を前記クランプ回路のクランプ制御電圧
とする自動クランプレベル制御系と、前記A/D変換器の
出力より前記フレームパルスのレベルを検出して正規の
レベルとの差を検出するフレームパルスレベル制御回路
と、前記フレームパルスレベル制御回路の出力をD/A変
換する第２のD/A変換器とを備え、前記第２のD/A変換器
の出力によって、前記２つのリファレンス電圧を上下対
称に制御することで前記MUSE信号のA/D変換後の信号振
幅の利得を自動制御する自動振幅制御系とを具備したこ
とを特徴とする。
作用 本発明は前記した構成により、入力される信号が増加
したり減少したりすると、自動振幅制御ループによって
A/D変換器のリファレンス電圧を制御するが、このリフ
ァレンス電圧の発生が等価的に基準電圧を中心に上下対
称に制御されるので、A/D変換する前のクランプ電圧の
変化を必要としない。このため自動クランプレベル制御
ループは同時に動作せず、自動振幅制御ループのみで良
く制御ループの応答が複雑にならない。またリファレン
ス電圧が上下対称に制御されるので、A/D変換器の入力
レンジが片側に片寄ることなくリニアリティの問題も軽
減される。
したり減少したりすると、自動振幅制御ループによって
A/D変換器のリファレンス電圧を制御するが、このリフ
ァレンス電圧の発生が等価的に基準電圧を中心に上下対
称に制御されるので、A/D変換する前のクランプ電圧の
変化を必要としない。このため自動クランプレベル制御
ループは同時に動作せず、自動振幅制御ループのみで良
く制御ループの応答が複雑にならない。またリファレン
ス電圧が上下対称に制御されるので、A/D変換器の入力
レンジが片側に片寄ることなくリニアリティの問題も軽
減される。
実施例 第１図は本発明の実施例における自動利得制御装置の
リファレンス電圧制御回路の具体的回路図を示すもので
ある。第１図において、第６図の従来例と同一のものに
ついては同一番号を使用し、詳細な説明は省略する。抵
抗10,11の抵抗R1,R2でV1電圧を発生する。抵抗12,13と
オペアンプ14、トランジスタ15でゲイン１倍の反転アン
プを構成し、A/D変換器２のリファレンス（Vref1）電圧
に（−V1）を供給する。抵抗16,17とオペアンプ18、ト
ランジスタ19でゲイン３倍の反転アンプを構成し、A/D
変換器２のリファレンス（Vref2）電圧に（−3V1）を供
給する。抵抗30,31とオペアンプ32で反転アンプを構成
し、D/A変換器７の出力をアンプする。ゲインはR7/R8で
決定される。このオペアンプ32の出力は抵抗36,37で２
分割してオペアンプ14の正入力端子に供給される。また
オペアンプ32の出力は抵抗33,34とオペアンプ35でゲイ
ン1/3倍の反転アンプを構成し、抵抗38,39で２分割して
オペアンプ18の正入力端子に供給される。
リファレンス電圧制御回路の具体的回路図を示すもので
ある。第１図において、第６図の従来例と同一のものに
ついては同一番号を使用し、詳細な説明は省略する。抵
抗10,11の抵抗R1,R2でV1電圧を発生する。抵抗12,13と
オペアンプ14、トランジスタ15でゲイン１倍の反転アン
プを構成し、A/D変換器２のリファレンス（Vref1）電圧
に（−V1）を供給する。抵抗16,17とオペアンプ18、ト
ランジスタ19でゲイン３倍の反転アンプを構成し、A/D
変換器２のリファレンス（Vref2）電圧に（−3V1）を供
給する。抵抗30,31とオペアンプ32で反転アンプを構成
し、D/A変換器７の出力をアンプする。ゲインはR7/R8で
決定される。このオペアンプ32の出力は抵抗36,37で２
分割してオペアンプ14の正入力端子に供給される。また
オペアンプ32の出力は抵抗33,34とオペアンプ35でゲイ
ン1/3倍の反転アンプを構成し、抵抗38,39で２分割して
オペアンプ18の正入力端子に供給される。
以上のように構成されたこの実施例のリファレンス電
圧制御回路について、以下その動作を説明する。
圧制御回路について、以下その動作を説明する。
MUSE信号が正規の振幅である場合、D/A変換器７の出
力電圧が零電圧になるので、オペアンプ32の出力は零電
圧となり、オペアンプ35の出力も零電圧となり、A/D変
換器のリファレンス電圧は（−V1）（−3V1）となる。A
/D変換器のリファレンス電圧の状態を第２図に示すが正
規の入力レベルの場合はａとなる。
力電圧が零電圧になるので、オペアンプ32の出力は零電
圧となり、オペアンプ35の出力も零電圧となり、A/D変
換器のリファレンス電圧は（−V1）（−3V1）となる。A
/D変換器のリファレンス電圧の状態を第２図に示すが正
規の入力レベルの場合はａとなる。
次に入力されるMUSE信号が正規のレベルより約1dB程
度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレベル
制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベルとの
差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレベル
制御のディジタル差信号を発生し、D/A変換器７に供給
され、D/A変換器７の出力には−V0の電圧を発生する。
この−V0電圧は抵抗30,31とオペアンプ32に供給され
て、オペアンプ32の出力はΔ2v0となる。この出力Δ2v0
は抵抗33,34とオペアンプ35によって、オペアンプ35の
出力は−Δ2V0/3となる。前記オペアンプ32の出力Δ2v0
は抵抗36,37を通してΔv0がオペアンプ14に供給され
て、A/D変換器２のリファレンス（Vref1）電圧は（−V1
＋Δv0）になる。またオペアンプ35の出力−Δ2v0/3は
抵抗38,39を通して−Δv0/3がオペアンプ18に供給され
て、A/D変換器２のリファレンス（Vref2）電圧は（−3V
1−Δv0）になる。この両リファレンス電圧のダイナミ
ックレンジ増加分は２Δv0であり、この増加分が約1dB
に相当するので、このレンジ増加分がA/D変換器２に入
力される振幅増加分に相当する。このリファレンス電圧
の状態を第２図のｂに示すように、−2V1を基準電位と
して上下対称に増加する。
度増加した場合を考えると、前記フレームパルスレベル
制御回路６でフレームパルスレベルと正規のレベルとの
差を検出し、振幅が増加しているフレームパルスレベル
制御のディジタル差信号を発生し、D/A変換器７に供給
され、D/A変換器７の出力には−V0の電圧を発生する。
この−V0電圧は抵抗30,31とオペアンプ32に供給され
て、オペアンプ32の出力はΔ2v0となる。この出力Δ2v0
は抵抗33,34とオペアンプ35によって、オペアンプ35の
出力は−Δ2V0/3となる。前記オペアンプ32の出力Δ2v0
は抵抗36,37を通してΔv0がオペアンプ14に供給され
て、A/D変換器２のリファレンス（Vref1）電圧は（−V1
＋Δv0）になる。またオペアンプ35の出力−Δ2v0/3は
抵抗38,39を通して−Δv0/3がオペアンプ18に供給され
て、A/D変換器２のリファレンス（Vref2）電圧は（−3V
1−Δv0）になる。この両リファレンス電圧のダイナミ
ックレンジ増加分は２Δv0であり、この増加分が約1dB
に相当するので、このレンジ増加分がA/D変換器２に入
力される振幅増加分に相当する。このリファレンス電圧
の状態を第２図のｂに示すように、−2V1を基準電位と
して上下対称に増加する。
次に、入力されるMUSE信号が正規のレベルより約1dB
程度減少した場合を考えると、前述の説明と同様にして
制御される。このためD/A変換器７の出力にはV0の電圧
を発生し、オペアンプ32の出力は−Δ2v0となり、また
オペアンプ35の出力はΔ2v0/3となる。これらの−Δ2v0
とΔ2v0/3の制御電圧はオペアンプ14,18に供給して、A/
D変換器２のリファレンス電圧は（−V1−Δv0）と（−3
V1＋Δv0）になる。この両リファレンス電圧のダイナミ
ックレンジ減少分は２Δv0であり、この減少分が約1dB
に相当するのでこのレンジ減少分がA/D変換器２に入力
される振幅減少分に相当する。このリファレンス電圧の
状態を第２図のｃに示すように、−2V1を基準電位とし
て上下対称に減少する。
程度減少した場合を考えると、前述の説明と同様にして
制御される。このためD/A変換器７の出力にはV0の電圧
を発生し、オペアンプ32の出力は−Δ2v0となり、また
オペアンプ35の出力はΔ2v0/3となる。これらの−Δ2v0
とΔ2v0/3の制御電圧はオペアンプ14,18に供給して、A/
D変換器２のリファレンス電圧は（−V1−Δv0）と（−3
V1＋Δv0）になる。この両リファレンス電圧のダイナミ
ックレンジ減少分は２Δv0であり、この減少分が約1dB
に相当するのでこのレンジ減少分がA/D変換器２に入力
される振幅減少分に相当する。このリファレンス電圧の
状態を第２図のｃに示すように、−2V1を基準電位とし
て上下対称に減少する。
なお、この実施例においてはMUSE信号をA/D変換する
装置について述べたが、クランプレベルが中心レベルに
設定されている信号であればどのような信号についても
適用できることは、この実施例の効果より明らかであ
る。
装置について述べたが、クランプレベルが中心レベルに
設定されている信号であればどのような信号についても
適用できることは、この実施例の効果より明らかであ
る。
発明の効果 以上説明したように、本発明によれば、自動振幅制御
ループによってA/D変換器のリファレンス電圧を制御す
るが、このリファレンス電圧の発生が等価的に基準電圧
を中心に上下対称に制御するので、A/D変換する前のク
ランプ電圧の変化を必要としない。このため自動クラン
プレベル制御ループは同時に動作せず、自動振幅制御ル
ープのみで、２つの制御ループの応答特性などが複雑に
ならず、制御ループ系が安定である。またA/D変換器の
入力レンジが片側に片寄ることなくA/D変換器の良好な
リニアリティ領域を使用することができ、その実用的効
果は大きい。
ループによってA/D変換器のリファレンス電圧を制御す
るが、このリファレンス電圧の発生が等価的に基準電圧
を中心に上下対称に制御するので、A/D変換する前のク
ランプ電圧の変化を必要としない。このため自動クラン
プレベル制御ループは同時に動作せず、自動振幅制御ル
ープのみで、２つの制御ループの応答特性などが複雑に
ならず、制御ループ系が安定である。またA/D変換器の
入力レンジが片側に片寄ることなくA/D変換器の良好な
リニアリティ領域を使用することができ、その実用的効
果は大きい。
第１図は本発明の実施例における自動利得制御装置のリ
ファレンス電圧制御回路の回路図、第２図は同実施例の
動作状態図、第３図はMUSE信号の信号構成図、第４図は
MUSE信号の波形図、第５図は従来の自動利得制御装置の
ブロック図、第６図は従来の自動利得制御装置における
リファレンス電圧制御回路の回路図、第７図は同従来例
の動作状態図である。 １……クランプ回路、２……A/D変換器、３……クラン
プレベル制御回路、４……D/A変換器、６……フレーム
パルスレベル制御回路、７……D/A変換器、８′……リ
ファレンス電圧制御回路、10,11,12,13,16,17,30,31,3
3,34,36,37,38,39……抵抗、14,18,32,35……オペアン
プ、15,19……トランジスタ。
ファレンス電圧制御回路の回路図、第２図は同実施例の
動作状態図、第３図はMUSE信号の信号構成図、第４図は
MUSE信号の波形図、第５図は従来の自動利得制御装置の
ブロック図、第６図は従来の自動利得制御装置における
リファレンス電圧制御回路の回路図、第７図は同従来例
の動作状態図である。 １……クランプ回路、２……A/D変換器、３……クラン
プレベル制御回路、４……D/A変換器、６……フレーム
パルスレベル制御回路、７……D/A変換器、８′……リ
ファレンス電圧制御回路、10,11,12,13,16,17,30,31,3
3,34,36,37,38,39……抵抗、14,18,32,35……オペアン
プ、15,19……トランジスタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大塚 吉道 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所内 (72)発明者 川島 正 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所内 (72)発明者 二宮 佑一 神奈川県川崎市麻生区高石２丁目17番４ 号
Claims (1)
- 【請求項１】クランプレベルが信号振幅の中心レベルに
規定され、前記信号振幅の白レベル、黒レベルがフレー
ムパルスに規定されているMUSE信号を入力してクランプ
回路でクランプした後、A/D変換する際に、A/D変換器の
変換レンジを決定する２つのリファレンス電圧を前記フ
レームパルスのレベルによりリファレンス電圧制御回路
で制御して、前記MUSE信号のA/D変換後の信号振幅の利
得を自動制御する装置であって、 前記A/D変換器の出力より前記MUSE信号のクランプレベ
ルを検出するクランプレベル制御回路と、前記クランプ
レベル制御回路の出力をD/A変換する第１のD/A変換器と
を備え、前記第１のD/A変換器の出力を前記クランプ回
路のクランプ制御電圧とする自動クランプレベル制御系
と、 前記A/D変換器の出力より前記フレームパルスのレベル
を検出して正規のレベルとの差を検出するフレームパル
スレベル制御回路と、前記フレームパルスレベル制御回
路の出力をD/A変換する第２のD/A変換器とを備え、前記
第２のD/A変換器の出力によって、前記２つのリファレ
ンス電圧を上下対称に制御することで前記MUSE信号のA/
D変換後の信号振幅の利得を自動制御する自動振幅制御
系とを具備したことを特徴とするMUSE信号の自動利得制
御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63051936A JP2678006B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 自動利得制御装置 |
| KR1019890002626A KR930000456B1 (ko) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | 자동 이득 제어장치 |
| EP89302123A EP0331506B1 (en) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | Automatic gain control system |
| DE68916066T DE68916066T2 (de) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | System zur automatischen Verstärkungsregelung. |
| US07/318,538 US4998106A (en) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | Reference voltage regulation apparatus for an automatic gain control system |
| CA000592720A CA1299754C (en) | 1988-03-04 | 1989-03-03 | Automatic gain control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63051936A JP2678006B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 自動利得制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01226284A JPH01226284A (ja) | 1989-09-08 |
| JP2678006B2 true JP2678006B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=12900753
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63051936A Expired - Lifetime JP2678006B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 自動利得制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0331506B1 (ja) |
| JP (1) | JP2678006B2 (ja) |
| KR (1) | KR930000456B1 (ja) |
| CA (1) | CA1299754C (ja) |
| DE (1) | DE68916066T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5084700A (en) * | 1991-02-04 | 1992-01-28 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Signal clamp circuitry for analog-to-digital converters |
| US5488368A (en) * | 1993-05-28 | 1996-01-30 | Technoview Inc. | A/D converter system and method with temperature compensation |
| US5359327A (en) * | 1993-05-28 | 1994-10-25 | Brown Eric W | A/D converter system with interface and passive voltage reference source |
| US5644325A (en) * | 1994-12-12 | 1997-07-01 | Auravision Corporation | Digital to analog converter with improved output level control |
| KR100207713B1 (ko) * | 1997-01-17 | 1999-07-15 | 윤종용 | 아날로그-디지탈 변환기의 top 전압을 이용한 agc 회로 |
| JP4746792B2 (ja) * | 2001-08-14 | 2011-08-10 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ａ／ｄ変換装置 |
| US8428536B2 (en) * | 2008-11-25 | 2013-04-23 | Silicon Laboratories Inc. | Low-cost receiver using automatic gain control |
| CN116248118B (zh) * | 2023-02-03 | 2024-10-18 | 贵州振华风光半导体股份有限公司 | 一种误差校准电路及模数转换系统 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4016557A (en) * | 1975-05-08 | 1977-04-05 | Westinghouse Electric Corporation | Automatic gain controlled amplifier apparatus |
| JPS60217789A (ja) * | 1984-04-13 | 1985-10-31 | Hitachi Ltd | 高品位テレビ受信機 |
| US4642694A (en) * | 1984-05-22 | 1987-02-10 | Casio Computer Co., Ltd. | Television video signal A/D converter |
| US4549165A (en) * | 1984-06-22 | 1985-10-22 | Rockwell International Corporation | Dynamic voltage reference apparatus for A/D converters |
-
1988
- 1988-03-04 JP JP63051936A patent/JP2678006B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-03-03 CA CA000592720A patent/CA1299754C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 US US07/318,538 patent/US4998106A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-03-03 DE DE68916066T patent/DE68916066T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 KR KR1019890002626A patent/KR930000456B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-03-03 EP EP89302123A patent/EP0331506B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0331506A2 (en) | 1989-09-06 |
| DE68916066D1 (de) | 1994-07-21 |
| EP0331506A3 (en) | 1991-07-31 |
| CA1299754C (en) | 1992-04-28 |
| JPH01226284A (ja) | 1989-09-08 |
| KR890015595A (ko) | 1989-10-30 |
| US4998106A (en) | 1991-03-05 |
| EP0331506B1 (en) | 1994-06-15 |
| KR930000456B1 (ko) | 1993-01-21 |
| DE68916066T2 (de) | 1994-11-17 |
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